JP2554736Y2 - スイッチングレギュレ−タ - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本考案は、スイッチング素子のオ
フ時間幅が一定、オン時間幅が可変のスイッチングレギ
ュレータに関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチングレギュレータとして、リン
ギングチョークコンバータのように制御発振器を持たな
い自励型と、ＰＷＭ（パルス幅変調）回路を有する他励
型とが知られている。

【０００３】

【考案が解決しようとする課題】しかし、従来の自励型
スイッチングレギュレータは、負荷が変動すると、スイ
ッチング素子のオン・オフ周波数が大幅に変化するとい
う欠点を有する。一方、他励型スイッチングレギュレー
タは、スイッチング素子のオン・オフ周波数は一定であ
るが、三角波と誤差出力との比較に基づいてＰＷＭパル
スを形成するので、ノイズによって誤動作しやすいとい
う欠点及び回路構成が複雑になるという欠点を有する。
即ち、三角波の振幅は通常０．５〜１．０Ｖ程度と比較
的低く、これと誤差出力とが比較されるので、ノイズに
よって誤動作する恐れがあった。

【０００４】そこで、本考案の目的は、スイッチング素
子のオン・オフ周波数の変動が比較的少なく且つノイズ
による誤動作が少ないスイッチングレギュレータを提供
することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本考案は、実施例を示す図面の符号を参照して説明す
ると、直流電圧をスイッチング素子７でオン・オフして
制御された電圧を得るためのスイッチングレギュレータ
において、前記スイッチング素子７のオン・オフ制御回
路１４が、比較器２４と、第１及び第２のコンデンサＣ
1 、Ｃ2 と、第１、第２及び第３の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ
3 と、基準電圧源２７と、第１、第２及び第３の制御素
子Ｑ1 、Ｑ2 、Ｑ3 と、ダイオードＤ2 と、充電制御素
子２９とを備え、前記第１のコンデンサＣ1 は前記第１
の制御素子Ｑ1 を介して電源端子１５に接続され、前記
第１の抵抗Ｒ1 は前記第１のコンデンサＣ1 に並列に接
続され、前記第１の制御素子Ｑ1 の制御端子は前記第３
の抵抗Ｒ3 を介して前記基準電圧源２７に接続され、前
記比較器２４の一方の入力端子は前記第３の抵抗Ｒ3 を
介して前記基準電圧源２７に接続され、前記比較器２４
の他方の入力端子は前記第１のコンデンサＣ1 に接続さ
れ、前記第２の抵抗Ｒ2 は前記ダイオードＤ2 を介して
前記比較器２４の一方の入力端子と出力端子との間に接
続され、前記第２の制御素子Ｑ2 は前記比較器２４の一
方の入力端子とグランドとの間に接続され、前記第２の
コンデンサＣ2 は前記第２の制御素子Ｑ2 の制御素子と
グランドとの間に接続され、前記充電制御素子２９は充
電電源と前記第２のコンデンサＣ2 との間に接続され、
前記第３の制御素子Ｑ3 は前記第２のコンデンサＣ2 に
並列に接続され、前記第３の制御素子Ｑ3 の制御端子は
前記スイッチング素子をオフにする出力が前記比較器２
４から発生している期間に前記第３の制御素子Ｑ3 がオ
ンになるように前記比較器２４の出力端子に関係付けら
れており、前記充電制御素子２９によって前記第２のコ
ンデンサＣ2 の充電時定数を変えることによって前記ス
イッチング素子７のオン時間幅を変えるように構成され
ていることを特徴とするスイッチングレギュレータに係
わるものである。

【０００６】

【作用】比較器２４は制御パルスを出力する。基準電圧
源２７の電圧は比較器２４の一方の入力端子の入力とな
る。第２のコンデンサＣ2 が所定以上に充電されたこと
に応答して第２の制御素子Ｑ2 がオンになった時に、比
較器２４の一方の入力端子の電圧は他方の入力端子の電
圧よりも低くなり、比較器２４の出力は転換する。これ
に応答して第１のコンデンサＣ1 の放電が開始し、比較
器２４の他方の入力端子の電圧が低下し、再び一方の入
力端子の電圧よりも低くなり、比較器２４の出力が元に
戻る。充電制御素子２９の抵抗値が変化すると、第２の
コンデンサＣ2 の充電速度が変化し、オン時間幅が変化
する。

【０００７】

【実施例】次に、図１〜図４を参照して本考案の実施例
に係わるスイッチングレギュレータを説明する。

【０００８】図１において、交流電源端子１に接続され
た整流平滑回路から成る直流電源２の出力端子即ち直流
電源端子３とグランド端子４との間には、トランス５の
１次巻線６とＦＥＴから成るスイッチング素子７との直
列回路が接続されている。

【０００９】トランス５の２次巻線８には、ダイオード
９とコンデンサ１０とから成る出力整流平滑回路１１と
出力端子１２とを介して負荷１３が接続されている。

【００１０】スイッチング素子７のオン・オフ制御回路
１４は、電源端子１５と、グランド（共通）端子１６
と、制御パルス出力端子１７と、電圧検出端子１８とを
有する。電源端子１５は制御電源回路１９に接続され、
グランド端子１６は直流電源２のグランド端子４に接続
され、制御パルス出力端子１７はスイッチング素子７の
制御端子（ゲート）に接続され、電圧検出端子１８は出
力端子１２に接続されている。

【００１１】制御電源回路１９は、トランス５に設けら
れた３次巻線２０と、これに接続された整流ダイオード
２１と、平滑用コンデンサ２２と、起動抵抗２３とで構
成されている。このスイッチングレギュレータは、スイ
ッチング素子７がオフの期間に出力整流ダイオード９が
オンになるオン・オフ型（リバース型）であるので、ス
イッチング素子７のオフ期間に３次巻線１９にほぼ一定
の電圧が得られ、これによって平滑用コンデンサ２２が
充電される。

【００１２】図１の制御回路１４は、図２に示すように
構成されている。この制御回路１４は、大別して電圧比
較器２４と、オフ幅制御回路２５と、オン幅制御回路２
６と、基準電圧源２７とを有し、図３及び図４の（Ｃ）
に示すような制御パルスを出力端子１７を介してスイッ
チング素子７に供給する。なお、図３は重負荷時の各部
の状態を示し、図４は軽負荷時の各部の状態を示す。

【００１３】オフ幅制御回路２５は、第１のコンデンサ
Ｃ1 と、第１、第２及び第３の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3
と、第１の制御素子としてのトランジスタＱ1 と、２つ
のダイオードＤ1 、Ｄ2 とから成る。第１のコンデンサ
Ｃ1 は電源端子１５とグランドとの間に第１のトランジ
スタＱ1 とダイオードＤ1 とを介して接続されている。
第１の抵抗Ｒ1 は放電回路を形成するために第１のコン
デンサＣ1 に並列に接続されている。第１のコンデンサ
Ｃ1 の上端は、比較器２４の負入力端子に接続されてい
る。第１のトランジスタＱ1 のベース（制御端子）は抵
抗Ｒ3 を介して基準電圧源２７に接続されていると共
に、抵抗Ｒ2 とダイオードＤ2 とから成るコンデンサＣ
1 の充電停止制御回路を介して比較器２４の出力端子に
接続されている。比較器２４の正入力端子は抵抗Ｒ3 を
介して基準電圧源２７に接続されていると共に、抵抗Ｒ
2 とダイオードＤ2 を介して比較器２４の出力端子にも
接続されている。

【００１４】オン幅制御回路２６は、第２のコンデンサ
Ｃ2 と、第２の制御素子としてのトランジスタＱ2 と、
第３の制御素子としてのトランジスタＱ3 と、ＮＯＴ回
路（インバータ）２８と、充電制御素子としてのホトト
ランジスタ２９と、発光ダイオード３０と、誤差増幅器
３１と、基準電圧源３２と、分圧用抵抗３３、３４とか
ら成る。

【００１５】第２のコンデンサＣ2 の上端はホトトラン
ジスタ２９を介して電源端子１５に接続され、下端はグ
ランドに接続されている。この第２のコンデンサＣ2 の
電圧Ｖc2を比較器２４に関係付けるために、比較器２４
の正入力端子とグランドとの間に第２のトランジスタＱ
2 が接続され、この第２のトランジスタＱ2 のベース
（制御端子）が第２のコンデンサＣ2 の上端に接続され
ている。また、第２のコンデンサＣ2 の放電を比較器２
４の出力に関係付けるために、第２のコンデンサＣ2 に
対して並列に放電制御素子として第３のトランジスタＱ
3 が接続され、比較器２４の出力端子がＮＯＴ回路２８
を介して第３のトランジスタＱ3 のベース（制御端子）
に接続されている。

【００１６】出力電圧の値に対して反比例的にスイッチ
ング素子７のオン幅を変えるために、電圧検出端子１８
に接続された分圧用抵抗３３、３４の分圧点が誤差増幅
器３１の一方の入力端子に接続され、この他方の入力端
子に基準電圧源３２が接続され、この出力端子に発光ダ
イオード３０が接続されている。発光ダイオード３０は
ホトトランジスタ２９に光結合されているので、誤差増
幅器３１の出力に対応した光入力がホトトランジスタ２
９に与えられる。なお、基準電圧源３２は電圧検出端子
１８に接続された抵抗とツエナーダイオードで形成され
ているが、図２では原理的に示されている。また、基準
電圧源２７も抵抗とツエナーダイオード等の組み合せで
形成されているが、図２では原理的に示されている。

【００１７】

【動作】次に、図３の波形図を参照して図１及び図２の
回路の動作を説明する。図１の直流電源２から電力供給
を開始すると、起動抵抗２３を介してコンデンサ２２が
充電され、この電圧が所定値に達すると、ツエナーダイ
オード等で構成された基準電圧源２７から基準電圧Ｖｒ
（約６．３Ｖ）得られ、これが比較器２４の正入力端子
に与えられる。同時に、第１のトランジスタＱ１もオン
になり、電源端子１５の電圧＋Ｖで第１のコンデンサＣ
１が充電される。この第１のコンデンサＣ１は、基準電
圧ＶｒからトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧
ＶｂｅとダイオードＤ１の電圧Ｖｆとの和（Ｖｂｅ±Ｖ
ｆ）を差し引いた値（約５Ｖ）まで短い立上り時間
（０．５μｓ）で充電される。一方、比較器２４の正入
力端子には、基準電圧源２７の電圧Ｖｒ（６．３Ｖ）が
印加される。比較器２４の図３の（Ａ）で実線で示す正
入力端子の電圧Ｖ１は約６．３Ｖであり、破線で示す負
入力端子の電圧Ｖ２は約５Ｖであるので、比較器２４の
出力は高レベル（Ｈ）になる。なお、両人力電圧Ｖ１、
Ｖ２の差は約１．３Ｖであるので、ノイズによる誤動作
を十分に防ぐことができる。

【００１８】一方、第２のコンデンサＣ2 の充電時定数
は第１のコンデンサＣ1 の充電時定数よりも十分に大き
く設定されているので、この電圧Ｖc2は図３の（Ｂ）に
示すようにオン期間Ｔonに傾斜を有してゆっくり上昇す
る。なお、オン期間Ｔonには比較器２４の出力が高レベ
ル、ＮＯＴ回路２８の出力が低レベル、第３のトランジ
スタＱ3 がオフであるので、第２のコンデンサＣ2 の放
電回路は形成されない。第２のコンデンサＣ2 の電圧Ｖ
c2が０．７〜０．８Ｖ程度になると、第２のトランジス
タＱ2 がオンになり、比較器２４の正入力端子の電圧Ｖ
1 が低下し、負入力端子の電圧Ｖ2 よりも低くなり、比
較器２４の出力は低レベル（Ｌ）に転換する。これによ
り、第２のダイオードＤ2 がオンになり、オフ期間Ｔof
f には比較器２４の正入力端子の電圧Ｖ1 が ｛（Ｖr −Ｖf ）（Ｒ2 ）／（Ｒ2 ＋Ｒ3 ）｝＋Ｖf になり、約３Ｖに固定される。なお、Ｖf はダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 のそれぞれの順方向電圧を示す。また、ＮＯ
Ｔ回路２８の出力が高レベル、第３のトランジスタＱ3
がオンになるので、第２のコンデンサＣ2 の電荷が急激
に放出され、この電圧Ｖc2は急激に低下する。

【００１９】オフ期間Ｔoff には、正入力端子の電圧Ｖ
1 が負入力端子の電圧Ｖ2 よりも低いので、第１のトラ
ンジスタＱ1 及び第１のダイオードＤ1 が逆バイアス状
態となり、第１のコンデンサＣ1 の充電が停止され、第
１のコンデンサＣ1 の電荷はＣ1 Ｒ1 の放電時定数で放
出され、この電圧即ち負入力端子の電圧Ｖ2 は傾斜を有
して低下する。オフ期間における正入力端子の電圧Ｖ1
は固定され、第１のコンデンサＣ1 の放電時定数は一定
であるので、負入力端子の電圧Ｖ2 が正入力端子の電圧
Ｖ1 を横切るまでの時間幅即ちオフ期間Ｔoff の幅は一
定である。

【００２０】比較器２４の負入力端子の電圧Ｖ2 が正入
力端子の電圧Ｖ1 よりも低くなると、比較器２４の出力
は再び高レベルになり、同じ動作が繰返される。比較器
２４の出力Ｖout はスイッチング素子７に与えられるの
で、スイッチング素子７は図３の（Ｃ）に示す出力Ｖou
t に対応してオン・オフする。

【００２１】軽負荷になって出力端子１２の電圧が高く
なると、ホトトランジスタ２９の抵抗Ｒ2 が小さくな
り、第２のコンデンサＣ2 の充電時定数Ｃ2 Ｒ2 が小さ
くなる。この結果、図４の（Ｂ）に示すように第２のコ
ンデンサＣ2 の電圧Ｖc2の充電速度が速くなり、比較器
２４の出力Ｖout が高レベルに転換した時点から短い期
間内に第２のトランジスタＱ2 がオンに転換し、オン期
間Ｔonが短くなる。オフ期間Ｔoff はほぼ一定に保たれ
ているので、結局、出力端子１２の電圧は所定電圧値に
戻される。

【００２２】本実施例のスイッチングレギュレータは次
の効果を有する。 （１） 負荷１３が変化してもオフ期間Ｔoff は一定で
あるので、スイッチング素子７のオン・オフ周波数の変
動がＲＣＣのスイッチングレギュレータよりも小さい。 （２） 比較器２４の一方の入力端子の電圧Ｖ1 と他方
の入力端子の電圧Ｖ2との差を比較的に大きくすること
ができるので、ノイズによる誤動作が少ない。 （３） 従来の自励式スイッチングレギュレータと他励
式スイッチングレギュレータの中間的動作をするスイッ
チングレギュレータを比較的簡単な回路構成で提供する
ことができる。

【００２３】

【変形例】本考案は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。

【００２４】ホトトランジスタ２９と電源端子１５との
間にツエナーダイオード等から成る定電圧化回路又は電
圧制御回路を介在させることができる。また、基準電圧
源２７の一部又は全部を兼用して第２のコンデンサＣ2
の充電電源を構成することができる。

【００２５】第２のコンデンサＣ2 の充電回路を形成す
るために、ホトトランジスタ２９に直列及び／又は並列
に抵抗を接続することができる。

【００２６】第１、第２及び第３の制御素子としてのト
ランジスタＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 をＦＥＴ等に置き変えるこ
とができる。また、充電制御素子としてのホトトランジ
スタを、電圧制御のトランジスタに置き換えて誤差増幅
器３１の出力で直接に制御するように構成することがで
きる。

【００２７】比較器２４の出力段に、２つのＮＯＴ回路
（インバータ）を順に接続し、初段のＮＯＴ回路の出力
を第３のトランジスタＱ3 のベースに与え、後段のＮＯ
Ｔ回路の出力端子にダイオードＤ2 のカソードを接続す
ることができる。

【００２８】出力端子１７とスイッチング素子７との間
に周知のトーテムポール(totempole）型等の駆動回路を
接続することができる。

【００２９】制御回路１４の電源端子１５を３次巻線２
０を含む電源回路１９に接続せずに、独立した電源回路
に接続することができる。

【００３０】単数又は複数のスイッチング素子を含む種
々の形式のスイッチングレギュレータに適用可能であ
る。

【００３１】

【考案の効果】上述から明らかなように本考案によれ
ば、負荷変動に基づくスイッチング周波数の変動が比較
的少なく、且つノイズによる誤動作が少ないスイッチン
グレギュレータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の実施例に係わるスイッチングレギュレ
ータを示す回路図である。

【図２】図１の制御回路を詳しく示す回路図である。

【図３】重負荷時における制御回路の各部の状態を示す
波形図である。

【図４】軽負荷時における制御回路の各部の状態を示す
波形図である。

【符号の説明】

７ スイッチング素子 ２４ 比較器 ２７ 基準電圧源 ２９ ホトトランジスタ Ｃ1,Ｃ2 第１及び第２のコンデンサ Ｑ1,Ｑ2,Ｑ3 第１、第２及び第３のトランジスタ Ｒ1,Ｒ2,Ｒ3 第１、第２及び第３の抵抗 Ｄ1,Ｄ2 第１及び第２のダイオード

Claims (1)

(57)【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電圧をスイッチング素子（７）でオ
   ン・オフして制御された電圧を得るためのスイッチング
   レギュレータにおいて、前記スイッチング素子（７）の
   オン・オフ制御回路（１４）が、比較器（２４）と、第
   １及び第２のコンデンサ（Ｃ1 、Ｃ2 ) と、第１、第２
   及び第３の抵抗（Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 ）と、基準電圧源
   （２７）と、第１、第２及び第３の制御素子（Ｑ1 、Ｑ
   2 、Ｑ3 ) と、ダイオード（Ｄ2）と、充電制御素子
   （２９）とを備え、前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）は前
   記第１の制御素子（Ｑ1 ）を介して電源端子（１５）に
   接続され、前記第１の抵抗（Ｒ1 ）は前記第１のコンデ
   ンサ（Ｃ1 ）に並列に接続され、前記第１の制御素子
   （Ｑ1 ）の制御端子は前記第３の抵抗（Ｒ3 ）を介して
   前記基準電圧源（２７）に接続され、前記比較器（２
   ４）の一方の入力端子は前記第３の抵抗（Ｒ3 ）を介し
   て前記基準電圧源（２７）に接続され、前記比較器（２
   ４）の他方の入力端子は前記第１のコンデンサ（Ｃ1 ）
   に接続され、前記第２の抵抗（Ｒ2 ）は前記ダイオード
   （Ｄ2 ）を介して前記比較器（２４）の一方の入力端子
   と出力端子との間に接続され、前記第２の制御素子（Ｑ
   2 ）は前記比較器（２４）の一方の入力端子とグランド
   との間に接続され、前記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）は前
   記第２の制御素子（Ｑ2 ）の制御素子とグランドとの間
   に接続され、前記充電制御素子（２９）は充電電源と前
   記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）との間に接続され、前記第
   ３の制御素子（Ｑ3 ）は前記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）
   に並列に接続され、前記第３の制御素子（Ｑ3 ）の制御
   端子は前記スイッチング素子をオフにする出力が前記比
   較器（２４）から発生している期間に前記第３の制御素
   子（Ｑ3 ）がオンになるように前記比較器（２４）の出
   力端子に関係付けられており、前記充電制御素子（２
   ９）によって前記第２のコンデンサ（Ｃ2 ）の充電時定
   数を変えることによって前記スイッチング素子（７）の
   オン時間幅を変えるように構成されていることを特徴と
   するスイッチングレギュレータ。