JPH07264846A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH07264846A JPH07264846A JP6049555A JP4955594A JPH07264846A JP H07264846 A JPH07264846 A JP H07264846A JP 6049555 A JP6049555 A JP 6049555A JP 4955594 A JP4955594 A JP 4955594A JP H07264846 A JPH07264846 A JP H07264846A
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- output voltage
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- power supply
- switching power
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
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Abstract
(57)【要約】
【目的】プライマリ制御型スイッチング電源回路に関
し、低出力電圧の場合でも、二次側の出力電圧検出回路
を動作可能にすることを目的とする。 【構成】プライマリ制御型スイッチング電源回路におい
ては、制御回路1からの制御信号に応じて一次側の電流
をスイッチングすることによってトランスTの二次側に
発生する交番電圧を整流平滑して出力電圧を発生すると
ともに、出力電圧検出回路2をトランスの二次側に備え
て、出力電圧に基づく被検出電圧と基準電圧との誤差を
検出して、誤差に対応する検出信号を制御回路1に送信
することによって出力電圧を一定に保つ。この場合に、
出力電圧に接続したチョークL2を経て出力電圧を一次
側のスイッチング周波数で断続したときのチョークL2
の誘起電圧を整流平滑して得た直流電圧を、出力電圧検
出回路2における検出信号送信部分の駆動電源として供
給することで構成する。
し、低出力電圧の場合でも、二次側の出力電圧検出回路
を動作可能にすることを目的とする。 【構成】プライマリ制御型スイッチング電源回路におい
ては、制御回路1からの制御信号に応じて一次側の電流
をスイッチングすることによってトランスTの二次側に
発生する交番電圧を整流平滑して出力電圧を発生すると
ともに、出力電圧検出回路2をトランスの二次側に備え
て、出力電圧に基づく被検出電圧と基準電圧との誤差を
検出して、誤差に対応する検出信号を制御回路1に送信
することによって出力電圧を一定に保つ。この場合に、
出力電圧に接続したチョークL2を経て出力電圧を一次
側のスイッチング周波数で断続したときのチョークL2
の誘起電圧を整流平滑して得た直流電圧を、出力電圧検
出回路2における検出信号送信部分の駆動電源として供
給することで構成する。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、プライマリ制御型スイ
ッチング電源回路に関し、特に低出力電圧の場合でも、
二次側出力電圧検出回路を動作させることができる、ス
イッチング電源回路に関するものである。
ッチング電源回路に関し、特に低出力電圧の場合でも、
二次側出力電圧検出回路を動作させることができる、ス
イッチング電源回路に関するものである。
【0002】伝送装置や交換装置等における電子回路の
駆動用電源としては、外部雑音やサージ等の影響を避け
るため交流変換方式を使用して、主電源(−48V)と
はトランスを介して絶縁した低電圧の直流電源を用い、
これによって動作するように構成されている。そのた
め、二次側に設けられた出力電圧検出回路の検出信号を
用い、フォトカプラ等を介して一次側において制御を行
うことによって、出力電圧を安定化する方式がとられて
いる。
駆動用電源としては、外部雑音やサージ等の影響を避け
るため交流変換方式を使用して、主電源(−48V)と
はトランスを介して絶縁した低電圧の直流電源を用い、
これによって動作するように構成されている。そのた
め、二次側に設けられた出力電圧検出回路の検出信号を
用い、フォトカプラ等を介して一次側において制御を行
うことによって、出力電圧を安定化する方式がとられて
いる。
【0003】このような電子回路の駆動用電源の電圧と
しては、従来、直流5Vまたは12V等が使用されてい
るが、これらの電子回路を構成するIC(Integrated C
ircuit)の高集積化に伴って低電圧化され、3Vまたは
それ以下の電圧を使用できるようにすることが要求され
ている。
しては、従来、直流5Vまたは12V等が使用されてい
るが、これらの電子回路を構成するIC(Integrated C
ircuit)の高集積化に伴って低電圧化され、3Vまたは
それ以下の電圧を使用できるようにすることが要求され
ている。
【0004】スイッチング電源回路の出力電圧が低い場
合、二次側に設けられた出力電圧検出回路が動作できな
くなる。そこでこのような場合、出力電圧検出回路用と
して別の電源回路を用意することによって、スイッチン
グ電源回路が動作可能なようにすることが必要である。
合、二次側に設けられた出力電圧検出回路が動作できな
くなる。そこでこのような場合、出力電圧検出回路用と
して別の電源回路を用意することによって、スイッチン
グ電源回路が動作可能なようにすることが必要である。
【0005】
【従来の技術】図7は、従来のプライマリ制御型スイッ
チング電源回路の一例を示したものであって、(a)は
全体の回路構成を示し、(b)は出力電圧検出回路の詳
細構成を示している。
チング電源回路の一例を示したものであって、(a)は
全体の回路構成を示し、(b)は出力電圧検出回路の詳
細構成を示している。
【0006】図中、Tは交流変換用トランスを示し、N
1,N2,N3はそれぞれ巻線である。Trはスイッチ
ング用トランジスタであって、制御回路1から駆動信号
をベースに与えられることによって、電源(−48V)
から一次巻線N1を経て断続電流を流し、これによって
二次巻線N2に矩形波の電圧を発生する。制御回路1
は、起動時、抵抗R0を経て−48Vから電源を供給さ
れて動作し、起動後は三次巻線N3の発生電圧をダイオ
ードD0を経て整流した電圧によって動作する。
1,N2,N3はそれぞれ巻線である。Trはスイッチ
ング用トランジスタであって、制御回路1から駆動信号
をベースに与えられることによって、電源(−48V)
から一次巻線N1を経て断続電流を流し、これによって
二次巻線N2に矩形波の電圧を発生する。制御回路1
は、起動時、抵抗R0を経て−48Vから電源を供給さ
れて動作し、起動後は三次巻線N3の発生電圧をダイオ
ードD0を経て整流した電圧によって動作する。
【0007】PC2はフォトカプラの受光側であって、
二次側に設けられている出力電圧検出回路2のフォトカ
プラの発光側PC1からの光信号の大きさに応じて変化
する制御信号を制御回路1に供給し、これによって制御
回路1は、スイッチングトランジスタTrに供給する駆
動信号を制御して、出力電圧VO を一定に保つ。
二次側に設けられている出力電圧検出回路2のフォトカ
プラの発光側PC1からの光信号の大きさに応じて変化
する制御信号を制御回路1に供給し、これによって制御
回路1は、スイッチングトランジスタTrに供給する駆
動信号を制御して、出力電圧VO を一定に保つ。
【0008】ダイオードD1,D2は、二次巻線N2の
矩形波電圧を整流し、整流電圧によってチョークL1,
コンデンサC0からなる平滑回路を経て、+5Vの出力
電圧VO が発生する。
矩形波電圧を整流し、整流電圧によってチョークL1,
コンデンサC0からなる平滑回路を経て、+5Vの出力
電圧VO が発生する。
【0009】出力電圧検出回路2において、IC1は可
変定電圧発生回路であって、(b)に示すような回路構
成を有している。演算増幅器OP1は、出力電圧VO を
抵抗R1,R2によって分割した電圧Vi を基準電圧V
ref と比較して、誤差電圧に応じて出力電圧VOPを発生
し、これによって、フォトカプラの発光側PC1の電圧
VPC1 が変化するので、発生光の大きさが変化してフォ
トカプラの受光側PC2に伝達されることによって、制
御回路1を介して、出力電圧VO を一定にする制御が行
われる。
変定電圧発生回路であって、(b)に示すような回路構
成を有している。演算増幅器OP1は、出力電圧VO を
抵抗R1,R2によって分割した電圧Vi を基準電圧V
ref と比較して、誤差電圧に応じて出力電圧VOPを発生
し、これによって、フォトカプラの発光側PC1の電圧
VPC1 が変化するので、発生光の大きさが変化してフォ
トカプラの受光側PC2に伝達されることによって、制
御回路1を介して、出力電圧VO を一定にする制御が行
われる。
【0010】この際、出力電圧VO と各部電圧の間には
次の関係がある。なお、VR3はフォトカプラの発光側P
C1に直列に挿入された抵抗R3の電圧降下である。 VO =VR3+VPC1 +VOP …(1) いま、Vref =2.5Vとすると、 VOP>2.5V …(2) また一般に、 VPC1 >1.5V …(3) 従って、出力電圧VO としては、 VO >4V となる。
次の関係がある。なお、VR3はフォトカプラの発光側P
C1に直列に挿入された抵抗R3の電圧降下である。 VO =VR3+VPC1 +VOP …(1) いま、Vref =2.5Vとすると、 VOP>2.5V …(2) また一般に、 VPC1 >1.5V …(3) 従って、出力電圧VO としては、 VO >4V となる。
【0011】図7に示された従来のプライマリ制御型ス
イッチング電源回路では、出力電圧を3V等の低電圧と
する場合、二次側の出力電圧検出回路を動作させること
ができなかった。
イッチング電源回路では、出力電圧を3V等の低電圧と
する場合、二次側の出力電圧検出回路を動作させること
ができなかった。
【0012】図8は、従来のプライマリ制御型スイッチ
ング電源回路の他の例を示したものであって、図7にお
けると同じものを同じ番号で示し、N4はトランスTの
四次巻線、D3は整流用ダイオード、R5は抵抗、C2
は平滑用コンデンサである。
ング電源回路の他の例を示したものであって、図7にお
けると同じものを同じ番号で示し、N4はトランスTの
四次巻線、D3は整流用ダイオード、R5は抵抗、C2
は平滑用コンデンサである。
【0013】図8において、四次巻線N4は二次巻線N
2と直列に接続されていて、ダイオードD3は巻線N2
と巻線N4の発生電圧を加算した電圧を整流し、整流電
圧によって抵抗R5,コンデンサC2からなる平滑回路
を経て、出力電圧V1 を発生する。出力電圧V1は、抵
抗R3とフォトカプラの発光側PC1および可変定電圧
発生回路IC1に印加される。
2と直列に接続されていて、ダイオードD3は巻線N2
と巻線N4の発生電圧を加算した電圧を整流し、整流電
圧によって抵抗R5,コンデンサC2からなる平滑回路
を経て、出力電圧V1 を発生する。出力電圧V1は、抵
抗R3とフォトカプラの発光側PC1および可変定電圧
発生回路IC1に印加される。
【0014】出力電圧V1 は、四次巻線N4を設けたこ
とによって、出力電圧VO より任意に高くすることが可
能であり、従って図7の回路によれば、出力電圧VO が
例えば3Vのように低い場合でも、出力電圧検出回路2
が動作可能である。
とによって、出力電圧VO より任意に高くすることが可
能であり、従って図7の回路によれば、出力電圧VO が
例えば3Vのように低い場合でも、出力電圧検出回路2
が動作可能である。
【0015】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来のプ
ライマリ制御型スイッチング電源回路では、3V等の低
出力電圧の場合、二次側の出力電圧検出回路が動作不能
になるという問題があった。
ライマリ制御型スイッチング電源回路では、3V等の低
出力電圧の場合、二次側の出力電圧検出回路が動作不能
になるという問題があった。
【0016】この場合、トランスに四次巻線を設けて出
力電圧より高い駆動電源電圧を発生することによって、
出力電圧検出回路を動作可能にすることができるが、こ
の場合は、トランスの巻線が増加するため、トランスの
小型化,薄型化の制約条件である、端子数や鉄心の巻線
用窓面積等の制限を満たすことができなくなる場合があ
って、実施困難であるという問題があった。
力電圧より高い駆動電源電圧を発生することによって、
出力電圧検出回路を動作可能にすることができるが、こ
の場合は、トランスの巻線が増加するため、トランスの
小型化,薄型化の制約条件である、端子数や鉄心の巻線
用窓面積等の制限を満たすことができなくなる場合があ
って、実施困難であるという問題があった。
【0017】本発明は、このような従来技術の課題を解
決しようとするものであって、プライマリ制御型スイッ
チング電源回路において、出力電圧が低い場合でも、二
次側の出力電圧検出回路が動作可能なようにすることで
き、またこの際、大きさや取り付けスペース等の制約を
受けることがないようにすることを目的としている。
決しようとするものであって、プライマリ制御型スイッ
チング電源回路において、出力電圧が低い場合でも、二
次側の出力電圧検出回路が動作可能なようにすることで
き、またこの際、大きさや取り付けスペース等の制約を
受けることがないようにすることを目的としている。
【0018】
(1) プライマリ制御型スイッチング電源回路の出力電圧
が低い場合には、二次側に設けられた出力電圧検出回路
における検出信号送信部分を動作させることができなく
なるが、この場合に、二次側にスイッチング周波数で動
作するチョッパ回路を設けて、その整流出力電圧を出力
電圧検出回路の検出信号送信部分の駆動用電源として用
いることによって、出力電圧検出回路を動作可能にす
る。
が低い場合には、二次側に設けられた出力電圧検出回路
における検出信号送信部分を動作させることができなく
なるが、この場合に、二次側にスイッチング周波数で動
作するチョッパ回路を設けて、その整流出力電圧を出力
電圧検出回路の検出信号送信部分の駆動用電源として用
いることによって、出力電圧検出回路を動作可能にす
る。
【0019】(2) さらに、出力電圧検出回路における被
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このチョッパ
回路の整流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加
算した電圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出
信号送信部分の駆動用電源および被検出電圧として用い
ることによって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このチョッパ
回路の整流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加
算した電圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出
信号送信部分の駆動用電源および被検出電圧として用い
ることによって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
【0020】(3) プライマリ制御型スイッチング電源回
路の出力電圧が低い場合には、二次側に設けられた出力
電圧検出回路における検出信号送信部分を動作させるこ
とができなくなるが、この場合に、二次側における平滑
前の整流電圧をピーク整流して得た直流電圧を出力電圧
検出回路の検出信号送信部分の駆動用電源として用いる
ことによって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
路の出力電圧が低い場合には、二次側に設けられた出力
電圧検出回路における検出信号送信部分を動作させるこ
とができなくなるが、この場合に、二次側における平滑
前の整流電圧をピーク整流して得た直流電圧を出力電圧
検出回路の検出信号送信部分の駆動用電源として用いる
ことによって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
【0021】(4) さらに、出力電圧検出回路における被
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このピーク整
流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加算した電
圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出信号送信
部分の駆動用電源および被検出電圧として用いることに
よって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このピーク整
流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加算した電
圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出信号送信
部分の駆動用電源および被検出電圧として用いることに
よって、出力電圧検出回路を動作可能にする。
【0022】
(1) 図1は、本発明の原理的構成を示したものである。
プライマリ制御型スイッチング電源回路においては、ト
ランスTの一次側に設けられた制御回路1からの制御信
号に応じて一次側の電流をスイッチングすることによっ
て、トランスTの二次側に発生する交番電圧を整流平滑
して出力電圧を発生するとともに、出力電圧検出回路2
をトランスの二次側に設けて、この出力電圧に基づく被
検出電圧と基準電圧との誤差を検出して、この誤差に対
応する検出信号を制御回路1に送信し、制御回路1がこ
の検出信号に応じて制御信号を発生することによって出
力電圧を一定に保つ制御が行われる。
プライマリ制御型スイッチング電源回路においては、ト
ランスTの一次側に設けられた制御回路1からの制御信
号に応じて一次側の電流をスイッチングすることによっ
て、トランスTの二次側に発生する交番電圧を整流平滑
して出力電圧を発生するとともに、出力電圧検出回路2
をトランスの二次側に設けて、この出力電圧に基づく被
検出電圧と基準電圧との誤差を検出して、この誤差に対
応する検出信号を制御回路1に送信し、制御回路1がこ
の検出信号に応じて制御信号を発生することによって出
力電圧を一定に保つ制御が行われる。
【0023】本発明においては、この場合に、出力電圧
に接続したチョークL2を経て、出力電圧をスイッチン
グ周波数で断続し、このときチョークL2に誘起される
電圧を整流平滑して直流電圧を得て、これを出力電圧検
出回路2における検出信号送信部分の駆動電源として供
給する。
に接続したチョークL2を経て、出力電圧をスイッチン
グ周波数で断続し、このときチョークL2に誘起される
電圧を整流平滑して直流電圧を得て、これを出力電圧検
出回路2における検出信号送信部分の駆動電源として供
給する。
【0024】従って本発明によれば、スイッチング電源
回路の出力電圧が低いため、二次側に設けられた出力電
圧検出回路における検出信号送信部分を動作させること
ができない場合でも、この部分を動作可能にして、出力
電圧検出回路を動作可能にすることができる。
回路の出力電圧が低いため、二次側に設けられた出力電
圧検出回路における検出信号送信部分を動作させること
ができない場合でも、この部分を動作可能にして、出力
電圧検出回路を動作可能にすることができる。
【0025】(2) さらに、出力電圧検出回路における被
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このチョッパ
回路の整流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加
算した電圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出
信号送信部分の駆動用電源および被検出電圧として用い
るようにしたので、出力電圧検出回路が動作可能とな
る。
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このチョッパ
回路の整流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加
算した電圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出
信号送信部分の駆動用電源および被検出電圧として用い
るようにしたので、出力電圧検出回路が動作可能とな
る。
【0026】(3) (1) と同様なプライマリ制御型スイッ
チング電源回路において、二次側における平滑前の整流
電圧をピーク整流して直流電圧を得て、これを出力電圧
検出回路2における検出信号送信部分の駆動電源として
供給する。
チング電源回路において、二次側における平滑前の整流
電圧をピーク整流して直流電圧を得て、これを出力電圧
検出回路2における検出信号送信部分の駆動電源として
供給する。
【0027】従って本発明によれば、スイッチング電源
回路の出力電圧が低いため、二次側に設けられた出力電
圧検出回路における検出信号送信部分を動作させること
ができない場合でも、この部分を動作可能にして、出力
電圧検出回路を動作可能にすることができる。
回路の出力電圧が低いため、二次側に設けられた出力電
圧検出回路における検出信号送信部分を動作させること
ができない場合でも、この部分を動作可能にして、出力
電圧検出回路を動作可能にすることができる。
【0028】(4) さらに、出力電圧検出回路における被
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このピーク整
流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加算した電
圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出信号送信
部分の駆動用電源および被検出電圧として用いるように
したので、出力電圧検出回路が動作可能となる。
検出電圧が基準電圧よりも低い場合でも、このピーク整
流出力電圧によって、出力電圧に一定電圧を加算した電
圧を発生して、これを出力電圧検出回路の検出信号送信
部分の駆動用電源および被検出電圧として用いるように
したので、出力電圧検出回路が動作可能となる。
【0029】
【実施例】図2は、本発明の実施例(1) を示したもので
あって、図7におけると同じものを同じ番号で示し、ト
ランスTの一次側を省略して示している。Q1はFET
(Field Effect Transistor )、L2はチョーク、D4
は整流用ダイオード、C3は平滑用コンデンサである。
また図3は、図2の実施例における各部信号波形を示す
タイムチャートであって、はトランスTの二次巻線N
2の出力電圧を示し、はダイオードD1,D2による
整流出力を示す。
あって、図7におけると同じものを同じ番号で示し、ト
ランスTの一次側を省略して示している。Q1はFET
(Field Effect Transistor )、L2はチョーク、D4
は整流用ダイオード、C3は平滑用コンデンサである。
また図3は、図2の実施例における各部信号波形を示す
タイムチャートであって、はトランスTの二次巻線N
2の出力電圧を示し、はダイオードD1,D2による
整流出力を示す。
【0030】図2において、FETQ1は、で示すA
点における二次側の整流出力電圧がオンのとき、チョー
クL2を経て出力電圧VO から電流を流す。A点におけ
る整流出力電圧がオフのとき、チョークL2に蓄えられ
たエネルギーによってダイオードD4を経て電流が流れ
て、コンデンサC3に平滑された出力電圧V2 を発生す
る。出力電圧V2 は、抵抗R3とフォトカプラの発光側
PC1および可変定電圧発生回路IC1に印加される。
点における二次側の整流出力電圧がオンのとき、チョー
クL2を経て出力電圧VO から電流を流す。A点におけ
る整流出力電圧がオフのとき、チョークL2に蓄えられ
たエネルギーによってダイオードD4を経て電流が流れ
て、コンデンサC3に平滑された出力電圧V2 を発生す
る。出力電圧V2 は、抵抗R3とフォトカプラの発光側
PC1および可変定電圧発生回路IC1に印加される。
【0031】このように、図2の実施例において追加さ
れた回路は、一次側において制御回路1によって制御さ
れるスイッチング周波数で動作する、チョッパ回路を構
成している。
れた回路は、一次側において制御回路1によって制御さ
れるスイッチング周波数で動作する、チョッパ回路を構
成している。
【0032】この場合、出力電圧V2 と各部電圧の間に
は、図7の場合と同様に、 V2 =VR3+VPC1 +VOP …(4) の関係があり、 V2 >4V …(5) であることが必要である。
は、図7の場合と同様に、 V2 =VR3+VPC1 +VOP …(4) の関係があり、 V2 >4V …(5) であることが必要である。
【0033】出力電圧V2 は出力電圧VO に対して、チ
ョッパ回路で発生した電圧が加算されて、昇圧されたも
のとなっているため、このような条件を満たすことがで
き、従って図2に示された回路によれば、出力電圧VO
が低い場合でも、二次側における出力電圧検出回路が動
作可能である。
ョッパ回路で発生した電圧が加算されて、昇圧されたも
のとなっているため、このような条件を満たすことがで
き、従って図2に示された回路によれば、出力電圧VO
が低い場合でも、二次側における出力電圧検出回路が動
作可能である。
【0034】図2に示された回路は、可変定電圧発生回
路IC1に対する制御電圧を、出力電圧VO によって発
生しているので、出力電圧VO が、回路内部で使用され
ている基準電圧(Vref =2.5V)より高い場合(例
えば3.3V出力の場合)には、問題なく使用すること
ができるが、出力電圧VO がそれ以下の場合(例えば
2.0V出力の場合)には使用することができない。
路IC1に対する制御電圧を、出力電圧VO によって発
生しているので、出力電圧VO が、回路内部で使用され
ている基準電圧(Vref =2.5V)より高い場合(例
えば3.3V出力の場合)には、問題なく使用すること
ができるが、出力電圧VO がそれ以下の場合(例えば
2.0V出力の場合)には使用することができない。
【0035】図4は、本発明の実施例(2) を示したもの
であって、図2におけると同じものを同じ番号で示し、
D5は定電圧素子、R6は抵抗である。定電圧素子D5
は、高精度ツェナダイオードでもよく、または図2に示
された可変定電圧発生回路IC1と同様の回路によって
も実現できる。
であって、図2におけると同じものを同じ番号で示し、
D5は定電圧素子、R6は抵抗である。定電圧素子D5
は、高精度ツェナダイオードでもよく、または図2に示
された可変定電圧発生回路IC1と同様の回路によって
も実現できる。
【0036】図4の実施例では、定電圧素子D5は、出
力電圧VO の端子と、チョッパ回路からなる出力電圧検
出回路用電源の出力との間に接続され、可変定電圧発生
回路IC1は、定電圧素子D5の出力端から制御電圧を
供給されるように接続されている。
力電圧VO の端子と、チョッパ回路からなる出力電圧検
出回路用電源の出力との間に接続され、可変定電圧発生
回路IC1は、定電圧素子D5の出力端から制御電圧を
供給されるように接続されている。
【0037】いま、定電圧素子D5の電圧をVD5とする
と、図4における抵抗R3とフォトカプラの発光側PC
1および可変定電圧発生回路IC1に対する電圧V3
は、 V3 =VO +VD5=VR3+VPC1 +VOP …(6) となる。従って、出力電圧VO は、次のように表すこと
ができる。 VO =VR3+VPC1 +VOP−VD5 …(7)
と、図4における抵抗R3とフォトカプラの発光側PC
1および可変定電圧発生回路IC1に対する電圧V3
は、 V3 =VO +VD5=VR3+VPC1 +VOP …(6) となる。従って、出力電圧VO は、次のように表すこと
ができる。 VO =VR3+VPC1 +VOP−VD5 …(7)
【0038】このように、図4の実施例は、定電圧素子
の電圧VD5の選定によって、出力電圧VO が、回路内部
で使用されている基準電圧(Vref =2.5V)より低
い場合でも使用できる。
の電圧VD5の選定によって、出力電圧VO が、回路内部
で使用されている基準電圧(Vref =2.5V)より低
い場合でも使用できる。
【0039】図5は、本発明の実施例(3) を示したもの
であって、(a)は回路構成を示し、(b)は各部信号
波形を示すタイムチャートである。(b)において、
はダイオードD1,D2による整流出力、は平滑され
た出力、はピーク整流出力をそれぞれ示す。図2にお
けると同じものを同じ番号で示し、R7は抵抗、D6は
整流用ダイオード、C4は平滑用コンデンサである。
であって、(a)は回路構成を示し、(b)は各部信号
波形を示すタイムチャートである。(b)において、
はダイオードD1,D2による整流出力、は平滑され
た出力、はピーク整流出力をそれぞれ示す。図2にお
けると同じものを同じ番号で示し、R7は抵抗、D6は
整流用ダイオード、C4は平滑用コンデンサである。
【0040】図5の回路において、トランスTの巻線N
2の発生電圧を整流したA点の出力電圧は、(b)の
に示すような波形を有し、スイッチングのデューティを
50%とすると、その1周期の時間T0 とオンの時間T
ONとの間には、 TON/T=0.5 …(8) の関係があるので、で示す整流電圧のピーク値v1
は、に示す出力電圧VOに対して次のようになる。 v1 =VO ×2 …(9)
2の発生電圧を整流したA点の出力電圧は、(b)の
に示すような波形を有し、スイッチングのデューティを
50%とすると、その1周期の時間T0 とオンの時間T
ONとの間には、 TON/T=0.5 …(8) の関係があるので、で示す整流電圧のピーク値v1
は、に示す出力電圧VOに対して次のようになる。 v1 =VO ×2 …(9)
【0041】従って、例えば出力電圧VO を3Vとした
場合、A点の出力をピーク整流した出力電圧V4 とし
て、ほぼ6Vを発生することができるので、抵抗R3と
フォトカプラの発光側PC1および可変定電圧発生回路
IC1からなる回路を駆動するのに十分な電圧を確保す
ることができる。
場合、A点の出力をピーク整流した出力電圧V4 とし
て、ほぼ6Vを発生することができるので、抵抗R3と
フォトカプラの発光側PC1および可変定電圧発生回路
IC1からなる回路を駆動するのに十分な電圧を確保す
ることができる。
【0042】図6は、本発明の実施例(4) を示したもの
であって、図5におけると同じものを同じ番号で示し、
D7は定電圧素子である。定電圧素子D7は、高精度ツ
ェナダイオードでもよく、または図2に示された可変定
電圧発生回路IC1と同様の回路によっても実現でき
る。
であって、図5におけると同じものを同じ番号で示し、
D7は定電圧素子である。定電圧素子D7は、高精度ツ
ェナダイオードでもよく、または図2に示された可変定
電圧発生回路IC1と同様の回路によっても実現でき
る。
【0043】図6の実施例では、定電圧素子D7は、出
力電圧VO の端子と、ピーク整流回路の出力V4 との間
に接続され、可変定電圧発生回路IC1は、定電圧素子
D7の出力端から制御電圧を供給されるように接続され
ている。
力電圧VO の端子と、ピーク整流回路の出力V4 との間
に接続され、可変定電圧発生回路IC1は、定電圧素子
D7の出力端から制御電圧を供給されるように接続され
ている。
【0044】いま、定電圧素子D7の電圧をVD7とする
と、図6における抵抗R3とフォトカプラの発光側PC
1および可変定電圧発生回路IC1に対する電圧V4
は、 V4 =VO +VD7=(Vref /R2)×(R1+R2) …(10) となる。従って、出力電圧VO は、次のように表すこと
ができる。 VO =(Vref /R2)×(R1+R2)−VD7 …(11)
と、図6における抵抗R3とフォトカプラの発光側PC
1および可変定電圧発生回路IC1に対する電圧V4
は、 V4 =VO +VD7=(Vref /R2)×(R1+R2) …(10) となる。従って、出力電圧VO は、次のように表すこと
ができる。 VO =(Vref /R2)×(R1+R2)−VD7 …(11)
【0045】このように、図6の実施例は、定電圧素子
の電圧VD7の選定によって、出力電圧VO が、回路内部
で使用されている基準電圧(Vref =2.5V)より低
い場合でも使用できる。
の電圧VD7の選定によって、出力電圧VO が、回路内部
で使用されている基準電圧(Vref =2.5V)より低
い場合でも使用できる。
【0046】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、プ
ライマリ制御型スイッチング電源回路において、出力電
圧が低い場合でも、二次側の出力電圧検出回路が動作可
能なようにすることできる。
ライマリ制御型スイッチング電源回路において、出力電
圧が低い場合でも、二次側の出力電圧検出回路が動作可
能なようにすることできる。
【0047】またこの際、数点の小型部品を追加するだ
けで、トランスにおける巻線増加を必要としないので、
大きさや取り付けスペース等の制約を受けることがない
ようにすることができる。
けで、トランスにおける巻線増加を必要としないので、
大きさや取り付けスペース等の制約を受けることがない
ようにすることができる。
【図1】本発明の原理的構成を示す図である。
【図2】本発明の実施例(1) を示す図である。
【図3】図2の実施例における各部信号波形を示すタイ
ムチャートである。
ムチャートである。
【図4】本発明の実施例(2) を示す図である。
【図5】本発明の実施例(3) を示す図であって、(a)
は回路構成を示し、(b)は各部信号波形を示すタイム
チャートである。
は回路構成を示し、(b)は各部信号波形を示すタイム
チャートである。
【図6】本発明の実施例(4) を示す図である。
【図7】従来のプライマリ制御型スイッチング電源回路
の一例を示す図であって、(a)は全体の回路構成を示
し、(b)は出力電圧検出回路の詳細構成を示す。
の一例を示す図であって、(a)は全体の回路構成を示
し、(b)は出力電圧検出回路の詳細構成を示す。
【図8】従来のプライマリ制御型スイッチング電源回路
の他の例を示す図である。
の他の例を示す図である。
1 制御回路 2 出力電圧検出回路 T トランス L2 チョーク
Claims (4)
- 【請求項1】 トランス(T)の一次側に設けられた制
御回路(1)からの制御信号に応じて該一次側の電流を
スイッチングすることによって該トランス(T)の二次
側に発生する交番電圧を整流平滑して出力電圧を発生す
るとともに、該出力電圧に基づく被検出電圧と基準電圧
との誤差を検出して、該誤差に対応する検出信号を前記
制御回路(1)に送信する出力電圧検出回路(2)を該
トランスの二次側に備え、該送信された検出信号に応じ
て前記制御回路(1)が前記制御信号を発生することに
よって出力電圧を一定に保つプライマリ制御型スイッチ
ング電源回路において、 前記出力電圧に接続したチョーク(L2)を経て該出力
電圧を前記スイッチング周波数で断続したときの該チョ
ーク(L2)の誘起電圧を整流平滑して得た直流電圧
を、前記出力電圧検出回路(2)における検出信号送信
部分の駆動電源として供給することを特徴とするスイッ
チング電源回路。 - 【請求項2】 請求項1に記載のプライマリ制御型スイ
ッチング電源回路において、前記直流電圧によって前記
出力電圧に一定電圧を加算した電圧を発生して、この電
圧を出力電圧検出回路(2)における前記検出信号送信
部分の駆動電源および被検出電圧として供給することを
特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項3】 トランス(T)の一次側に設けられた制
御回路(1)からの制御信号に応じて該一次側の電流を
スイッチングすることによって該トランス(T)の二次
側に発生する交番電圧を整流平滑して出力電圧を発生す
るとともに、該出力電圧に基づく被検出電圧と基準電圧
との誤差を検出して、該誤差に対応する検出信号を前記
制御回路(1)に送信する出力電圧検出回路(2)を該
トランスの二次側に備え、該送信された検出信号に応じ
て前記制御回路(1)が前記制御信号を発生することに
よって出力電圧を一定に保つプライマリ制御型スイッチ
ング電源回路において、 前記二次側における平滑前の整流電圧をピーク整流して
得た直流電圧を、前記出力電圧検出回路(2)における
検出信号送信部分の駆動電源として供給することを特徴
とするスイッチング電源回路。 - 【請求項4】 請求項3に記載のプライマリ制御型スイ
ッチング電源回路において、前記直流電圧によって前記
出力電圧に一定電圧を加算した電圧を発生して、この電
圧を出力電圧検出回路(2)における前記検出信号送信
部分の駆動電源および被検出電圧として供給することを
特徴とするスイッチング電源回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6049555A JPH07264846A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチング電源回路 |
US08/369,362 US5572413A (en) | 1994-03-18 | 1995-01-06 | Primary control type switching power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6049555A JPH07264846A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07264846A true JPH07264846A (ja) | 1995-10-13 |
Family
ID=12834454
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6049555A Withdrawn JPH07264846A (ja) | 1994-03-18 | 1994-03-18 | スイッチング電源回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5572413A (ja) |
JP (1) | JPH07264846A (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR0150384B1 (ko) * | 1995-05-31 | 1998-10-15 | 배순훈 | 고압안정화회로 |
JPH1084624A (ja) * | 1996-09-06 | 1998-03-31 | Funai Electric Co Ltd | スイッチング電源 |
US5949633A (en) * | 1997-10-31 | 1999-09-07 | Rockwell International Corporation | Fluorescent lamp drive system with transformer over-voltage protection circuit |
US20060133115A1 (en) * | 2004-12-22 | 2006-06-22 | Phadke Vijay G | Adaptive blanking of transformer primary-side feedback winding signals |
JP5167929B2 (ja) * | 2007-11-28 | 2013-03-21 | 富士電機株式会社 | スイッチング電源装置 |
CN102386012A (zh) * | 2010-12-16 | 2012-03-21 | 深圳市鑫汇科电子有限公司 | 旋转开关档位信号的隔离变换方法及其装置 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4546421A (en) * | 1984-03-28 | 1985-10-08 | United Technologies Corporation | Flyback feedforward pulse width modulation regulator |
JPH0729747Y2 (ja) * | 1986-11-26 | 1995-07-05 | 株式会社東芝 | 交直変換装置 |
-
1994
- 1994-03-18 JP JP6049555A patent/JPH07264846A/ja not_active Withdrawn
-
1995
- 1995-01-06 US US08/369,362 patent/US5572413A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5572413A (en) | 1996-11-05 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010605 |