JPH0119597Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 この考案は、ドラムモータやキヤプスタンモー
タ等のサーボ回路に適用して好適な回転体の速度
及び位相制御回路に関する。

第１図は、ドラムモータの回転速度及び回転位
相をデジタル的に制御する制御回路の従来例であ
る。

図において、１０は回転速度の制御回路、２０
は回転位相の制御回路を示す。ドラムモータ１６
に関連して設けられた周波数発電機FGからはド
ラムモータ１６の回転速度に比例した速度信号
（第２図Ａに示すパルス信号）P_FGが得られ、また
このドラムモータ１６に関連して設けられた位相
信号発生器PGからはドラムモータ１６の回転位
相に関連した第２図Ｂに示す回転位相信号P_PGが
得られる。

なお、この例ではFGの１回転により得られる
回転速度信号P_FGの周波数は180Hzであり、また
PGは回転ドラムの回転数と同じく30Hzの場合を
示す。

回転速度制御回路１０において、回転速度信号
P_FGにてアンドゲート１１に供給されたクロツク
パルスCKがゲートされ、ゲートされたこのクロ
ツク出力はカウンタ１２に供給されて回転速度信
号P_FGの1/2周期の幅W_v内に存在するクロツクパ
ルスの数が計測される。

カウンタ１２の出力はPWM発生器１３に供給
されてカウンタ１２の出力に応じてクロツクパル
スPWM−CKのパルス幅がPWM変調される。
PWM出力はローパスフイルタ１４で平滑された
のちモータドライブ回路１５にドラムモータ１６
の回転速度制御信号（電圧）として供給される。

回転速度信号P_FGは回転ドラムの回転速度、即
ちドラムモータ１６の回転速度に応じてパルス幅
W_vが変るから、パルス幅W_v内のクロツクパルス
数が規定のパルス数となるようにドラムモータ１
６を制御すれば、回転ドラムの回転速度を一定に
することができる。

なお、ドラムモータ１６の回転速度が基準とな
る速度よりも大幅にずれている場合には、カウン
タ１２の出力はオーバーフローとなる。

オーバーフローのときはオーバーフローする直
前のPWM出力をその値にホールドする必要があ
る。そのために、カウンタ１２はオーバーフロー
の検出回路１７が設けられると共に、PWM出力
をホールドするためのオーバーフロー処理回路１
８が設けられている。

回転位相制御回路２０も制御速度制御回路１０
と略同様に構成される。但し、この場合には、第
２図Ａで示すような回転速度信号P_FGが出力され
ないので回転位相に比例したパルス出力を形成す
る必要がある。

そのために、フリツプフロツプ回路２５が設け
られ、これに供給される回転位相信号P_PG（第２図
Ｂ）と基準位相信号P_REF（第２図Ｃ）とによつて、
第２図Ｄに示すような回転位相差W_Pに比例した
ウインド−パルスP_Wが形成される。このウイン
ド−パルスP_WによつてクロツクパルスCKがゲー
トされる。その後の動作は、回転速度制御回路１
０における制御動作と同様な動作によつて回転ド
ラムの回転位相が所期の位相に制御される。

従つて、その詳細な説明は省略するも、２２は
カウンター、２３はPWM発生回路、２４はロー
パスフイルタ、２７はオーバーフロー検出回路、
２８はオーバーフローの処理回路である。そし
て、ローパスフイルタ２４より出力された回転位
相差に比例した制御信号（電圧）は加算回路２９
において、回転速度誤差に比例した制御信号に合
成されてモータードライブ回路１５に供給され
る。

これ等の制御電圧によつて、ドラムモーター１
６の回転速度及び回転位相は、所定の値に夫々制
御される。

このように、従来の制御回路においては、回転
速度の制御回路１０と回転位相の制御回路２０が
夫々設けられているが、それらの構成は、ほとん
ど同一である。しかも、回転速度信号P_FGは、180
Hz程度の周波数で、回転ドラムの回転数の数倍
（この例では６倍）である。従つて、回転速度の
検出回数は回転ドラムの１回転中、この例では６
回行なわれるのに対し、回転位相の検出回数は１
回である。回転ドラムの１回転中における回転位
相の検出回数がただの１度でも、残りの期間中位
相制御回路２０はその動作を継続しているから、
このことを考えると、回転位相制御回路２０の方
が回転速度制御回路１０よりも電力を浪費してい
る期間が遥かに長い。

また、従来ではPWM発生器１３，２３を使用
しているが、これらはいずれもカウンタ１２，２
２と同一段数のカウンタを使用しているので、回
路規模が大きくなり、消費電力もかなりなものと
なる。

そこで、この考案では、このような点を考慮
し、回転速度の制御と回転位相の制御を時分割的
に行なうことにより、回路構成の共用化を図ると
共に、消費電力の大幅な削減を図つたものであ
る。

続いて、この考案の一例を上述したように
VTRに設けられた回転ドラムのサーボ回路に適
用した場合に付き、第３図以下を参照して説明す
る。

第３図において、端子３１ａに供給された回転
速度信号P_FGは第１のスイツチング回路３１を介
してアンドゲート３２に供給されて、この回転速
度信号P_FGによりクロツクパルスCKがゲートさ
れ、ゲートされたクロツク出力はカウンタ３３に
供給されて、回転速度信号P_FGのパルス幅W_vに対
応したカウント出力が形成される。このカウント
出力はＤ−Ａ変換器３４に供給されてアナログ変
換された後、ラツチ動作と同様な動作をするスイ
ツチング回路３５及び第２のスイツチング回路３
６を介してホールド用コンデンサC_vに供給され、
所定の制御電圧に変換される。

この制御電圧はアンプ３７を介して回転ドラム
モータ１６に対するドライブ回路１５に回転速度
制御電圧として供給される。

この考案では、回転速度制御と回転位相制御と
を時分割的に行なうため、回転速度の検出及びこ
の検出に基づく制御電圧が形成された後の期間、
具体的には制御速度信号P_FGの前半の期間W_vで回
転速度を検出すると共に、所定の制御電圧を形成
し、後半の期間Wv′で回転位相差の検出及び所定
の位相制御電圧を形成するようにしたものであ
る。

そのために、この考案では図に示すような回転
位相差に比例したウインド−パルスP_Wの形成回
路４０を使用し、ウインド−パルスP_Wが得られ
ている期間に、このウインド−パルスP_Wに対応
した位相制御電圧を同一の回路を用いて形成す
る。

通常、回転位相の制御は制御速度が安定した状
態で行なわれる。回転速度が安定している場合に
は、回転速度信号P_FGと回転位相信号P_PGとの位相
差はFG検出素子とPG検出素子との機械的な位置
関係によつて一義的に決まるので両者の位相差は
略一定の値に保持される。従つて、例えば第４図
Ａ，Ｃに示すようにW₁の間隔を保持して常に回
転位相信号P_PGが得られるものとして取扱つて差
支えない。

このように回転速度が安定化した後、ウインド
−パルスP_Wが形成される。

第５図はこのウインド−パルスP_Wの形成回路
４０の一例であつて、端子４０ａに供給された回
転位相信号P_PGは第１のモノマルチ４１に供給さ
れて、第４図Ｄに示すように回転速度信号P_FGの
立下がりよりも若干後になつて立下がるような所
定のパルス幅を持つモノマルチ出力MM₁が形成
され、これが更に第２のモノマルチ４２に供給さ
れて、所定のパルス幅をもつた第２のモノマルチ
出力MM₂が形成される。

この第２のモノマルチ出力MM₂でフリツプフ
ロツプ回路４３がセツトされ、端子４０ｂに供給
された基準位相信号P_REFでリセツトされて第４図
Ｆで示すようなウインド−パルスP_Wが形成され
る。

このウインド−パルスP_Wは回転速度を検出し
ている期間W_vとは異つた期間W_v′に得られる。
従つて、回転速度信号P_FGのカウント動作期間以
外の期間に回転位相の検出が行なわれる。この制
御方法によつて同一回路系を使用して回転速度と
回転位相を時分割的に制御することができる。

この時分割検出及び制御を実現する為、第１の
スイツチング回路３１において、回転速度を検出
している期間以外の期間W_v′にその接点が端子Ｐ
側に切換えられる。そのため、この第１のスイツ
チング回路３１には第４図Ｉのスイツチングパル
スP_SWが供給される。このスイツチングパルス
P_SWは回転速度信号P_FGと同一周期であるので、こ
れをインバータ４５にて位相反転したものが使用
される。

期間W_v′では、回転速度信号P_FGに変えてウイ
ンド−パルスP_Wがアンドゲート３２に供給され
るからウインド−パルスP_Wのパルス幅に応じた
クロツク出力が得られ、これがカウンタ３３に供
給されて、そのパルス幅に対応したカウント出力
が形成される。

このカウント出力は前述したと同様にＤ−Ａ変
換器３４においてアナログ信号に変換され、これ
がラツチ用のスイツチング回路３５及び第２のス
イツチング回路３６を介してホールド用コンデン
サC_Pに供給される。そしてこの出力が合成器２
９を介してモータードライブ回路１５に回転位相
制御信号として供給される。

尚、第２のスイツチング回路３６もスイツチン
グパルスP_SWに応じて制御される。又、このスイ
ツチングパルスP_SWがパルス形成回路４６に供給
されてその出力P_Lによりラツチ用のスイツチン
グ回路３５が制御される。この列では回転速度信
号P_FGの各立上がり及び立下がりに関連してＤ−
Ａ変換器３４のアナログ出力がラツチされて各コ
ンデンサC_v，C_Pでホールドされる。

このようなラツチ及びホールド動作を行なうの
は、カウンタ３３及びＤ−Ａ変換器３４を共用し
たからに他ならない。

又、この図において、５０はオーバーフローの
検出回路であつて、その検出出力は回転速度制御
用のオーバーフロー処理回路５１と回転位相差制
御用のオーバーフロー処理回路５２に夫々供給さ
れ、夫々の出力がスイツチングパルスP_SWに応じ
て切換えられる。その出力は従来と同じくＤ−Ａ
変換器３４にアナログデータホールド用の制御信
号として供給される。

尚、第４図に示すように回転速度信号P_FGの周
期の後半に回転位相信号P_REFが得られている場合
には上述した動作となる。しかし、次の周期の前
半部W_vに回転位相信号P_REF（破線図示）が得られ
るような場合、つまり回転位相が大幅に狂つてい
る場合には、回転速度の検出タイミングと回転位
相の検出タイミングが重複してしまうが、このよ
うな場合にはカウンタ３３はオーバーフローとな
る。従つて、このときはオーバーフロー処理回路
５２が動作してＤ−Ａ変換器３４が制御される。

なお、このようなときにはＤ−Ａ変換器３４の
アナログ出力が零になるように制御してもよい。

ところで、第３図に示した実施例では、Ｄ−Ａ
変換器３４が共通に使用されているので、このＤ
−Ａ変換器３４から出力された回転速度制御信号
及び回転位相制御信号は夫々独立した系におい
て、次のデーターが検出されるまでホールドする
必要がある。その為に図のようにホールドコンデ
ンサC_v，C_Pが夫々設けられている。

第６図に示す実施例はこれ等ホールド用コンデ
ンサC_v，C_Pを夫々省略できるようにした場合で
ある。

その為、この例では、カウンタ３３の出力がラ
ツチ回路５５を介して回転速度制御信号用のＤ−
Ａ変換器５６に供給される。同じく、回転位相検
出時、カウンタ３３より出力されたカウント出力
はラツチ回路５７を介して回転位相制御用のＤ−
Ａ変換器５８に供給される。

この様に、回転速度制御用と回転位相制御用の
夫々にＤ−Ａ変換器５６，５８を使用する場合に
は、カウンタ３３が時分割的に使用されていて
も、Ｄ−Ａ変換器５６には回転速度制御に供する
カウンタ出力のみが供給され、Ｄ−Ａ変換器５８
には回転位相制御に供するカウンタ出力のみが供
給されるので、夫々から形成されたアナログ信号
を回転速度制御信号として、又、回転位相制御信
号として常時使用することができる。その為第３
図に示したようなホールド用コンデンサC_v，C_P
を設ける必要がない。

以上説明したように、この考案によれば、ドラ
ムモータ１６に対し回転速度及び回転位相を夫々
同時に制御する場合に、夫々独立した制御系を設
けないでも済むから、この考案によれば、次のよ
うな利点を有する。

すなわち、従来のように回転速度は回転速度制
御系で、回転位相は回転位相制御系で夫々検出
し、対応する制御信号を形成するようにするので
はなく、時分割的に回転速度と回転位相を検出
し、対応する制御信号を形成するようにした為、
回転構成の大幅な簡略化を図ることができる。回
路規模の縮小によつてその分消費電力が削減さ
れ、又、回路規模を小さくすることにより、IC
化を前提とした場合にはチツプサイズの小型化が
図れる。そして、信号FGの１周期を２分にした
期間分のクロツクパルスをカウントできるビツト
数のカウンタでよいので、回転体の１周期分のク
ロツクパルスをカウントできるビツト数のカウン
タに比べて少ないビツト数のカウンタで済み、こ
れもICチツプの小型化に寄与する。これにより
VTRの小型、低消費電力化に寄与する。

勿論、チツプサイズが小さくなることでICの
歩留りも大幅に向上し、これによつても低コスト
化が実現できる。

更に、この考案ではPWM発生回路に替え、低
消費電力のＤ−Ａ変換器を使用できる為、これに
よつても低消費電力化を実現できる。

又、第３図に示すように構成する場合にはカウ
ンタとＤ−Ａ変換器、オーバーフロー検出回路の
夫々を共通に使用できる為、回路規模の一層の削
減を図ることができる。第６図に示す実施例にお
いては、Ｄ−Ａ変換器の共用化は図り得ないが、
ホールド用コンデンサを省略できる為に外付け用
の部品点数をその分削減できるので、この種回路
の製造が更に容易となる。

尚、上述した実施例では、この考案をドラムモ
ーター１６の回転速度及び位相制御回路に適用し
たが、キヤブスタンモーターに対する同様の回転
速度及び位相制御回路にも適用することができ、
更にその他の回転体に対しても同様にこの考案を
適用することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は回転体の速度及び位相制御回路の系統
図、第２図はその動作説明に供する波形図、第３
図はこの考案に係わる回転速度及び位相制御回路
の一例を示す要部の系統図、第４図はその動作説
明に供する波形図、第５図はウインド−パルス形
成回路の一例を示す系統図、第６図はこの考案に
係わる回転体の回転速度及び位相制御回路の他の
例を示す第３図と同様な系統図である。 ３３はカウンタ、３４，５６，５８はＤ−Ａ変
換器、１６はドラムモーター、５０はオーバーフ
ロー検出回路、４０はウインド−パルス形成回
路、P_FGは回転速度信号、P_PGは回転位相信号、
P_REFは基準位相信号、P_Wはウインド−パルスで
ある。

Claims (1)

1. 【実用新案登録請求の範囲】 回転体の一回転につきｎ個（ｎ≧２）のパルス
   を発生する第１のパルス発生手段と、 回転体の一回転につき少なくとも１個の、この
   回転体の回転位相を示すと共に該第１のパルス発
   生手段から得られるパルスと所定の位相関係を有
   するパルスを発生する第２のパルス発生手段と、 上記第１のパルス発生手段からのパルス周期と
   同周期でかつ一周期内で一の状態の区間と他の状
   態の区間が所定の比率に応じて切り替わる矩形波
   信号を得る手段と、 上記第２のパルス発生手段から得られるパルス
   に基づき、上記矩形波信号の他の状態の区間内で
   上記矩形波信号の切り替わりの後で立ち上がり上
   記回転体の基準位相信号に応じて立ち下がるウイ
   ンド−パルスを形成するウインド−パルス形成手
   段と、 上記矩形波信号の一の状態と上記ウインド−パ
   ルスとを上記矩形波信号に応じた信号により切り
   替えるスイツチ手段と、 該スイツチ手段の出力が供給され、上記矩形波
   信号の一の状態の区間内に含まれる所定のクロツ
   クパルスの数をカウントするとともに、上記ウイ
   ンド−パルス区間内に含まれる上記クロツクパル
   スの数をカウントする一つのカウント手段と、 上記矩形波信号の一の状態の区間内のカウント
   値出力をＤ／Ａ変換した出力で上記回転体の回転
   速度を制御する手段と、 上記ウインド−パルス区間内のカウント値出力
   をＤ／Ａ変換した出力で上記回転体の回転位相を
   制御する手段と からなる回転体の速度及び位相制御回路。