JP7433516B2 - コモンモードフィルタ回路 - Google Patents

Description

本願は、コモンモードフィルタ回路に関するものである。

電圧形の電力変換回路を備えたパワーエレクトロニクス機器は、半導体素子であるパワーデバイスを高速にスイッチングさせることで矩形波状の電圧を出力し、その平均値を制御することで任意の電流波形あるいは電圧波形を生成する。電力変換回路の交流端子と基準電位になっている接地（GND）との間の電圧の平均値で定義されるコモンモード電圧が変動すると、電力変換回路と接地との浮遊容量により形成される経路すなわちコモンモード経路にコモンモード電流が流れる。コモンモード電流は誘導障害を発生させるため電力変換回路の周辺の電子回路を誤動作させるなどの悪影響を及ぼすことが知られている。そこでコモンモード電流を低減するために、電力変換回路から発生するコモンモード電圧を検出し、検出値に対し逆相の補償電圧（注入電圧）を注入することでコモンモード電圧を相殺するコモンモードフィルタ回路が提案されている。

例えば特許文献１には、電力用半導体素子のスイッチング動作に基づいて電力変換を行う際に発生するコモンモード電圧を相殺するアクティブコモンキャンセラが開示されている。特許文献１のアクティブコモンキャンセラは、三相交流配線の各相にＹ結線された３つのコンデンサの中性点と接地との間のコモンモード電圧を検出し、トランジスタで構成されると共に電力変換回路の入力側を駆動電源にしたプッシュプル回路により検出されたコモンモード電圧を増幅し、コンデンサを介してコモンモードトランスの一次側巻線（一次巻線）に出力する。コモンモードトランスの二次側巻線（二次巻線）は三相交流配線に接続されており、コモンモードトランスを用いて、三相交流配線の各相にコモンモード電圧と逆相で同一電圧を注入することでコモンモード電圧を相殺する。すなわち、特許文献１のアクティブコモンキャンセラは、電力変換回路から発生するコモンモード電圧に対し、逆相の補償電圧（注入電圧）をコモンモードトランスに出力することでコモンモード電圧を打ち消している。プッシュプル回路は、言わばコモンモードトランスに出力する出力電圧を生成する出力電圧生成回路である。

特許第２８６３８３３号公報（図１）

特許文献１のアクティブコモンキャンセラのようなコモンモードフィルタ回路において、コモンモードトランスの励磁インダクタンス値をＬｍとした場合に特定の周波数ｆの電圧Ｖを印加すると、磁束発生のためにＩｍ＝Ｖ／（２πｆＬｍ）で決まる励磁電流Ｉｍを流す必要がある。低周波の電圧を印加した場合には、励磁電流の振幅すなわち励磁電流を増大させるか、又は励磁インダクタンスを増加させる必要がある。トランスの励磁インダクタンスは、巻数の２乗に比例、鉄心断面積に比例、鉄心磁路長に反比例する。したがって、設計次第では励磁インダクタンスを増加できるが、励磁インダクタンスを大きくするとトランスの体積が増大し、構造上の制約からその対策には限界がある。低周波成分に対しては励磁インダクタンスのインピーダンスは低く制限され、短絡状態に近い状態となってしまうため、何らかの対策が必要になる。

特許文献１のアクティブコモンキャンセラでは、励磁インダクタンスを増加させずに数１０ｋＨｚ以下の低周波成分のコモンモード電圧を低減するには、励磁電流が増加するため出力電圧生成回路において電流容量の大きい能動素子が必要となる。電流容量の大きい能動素子は線形領域で動作するため、大電流を流すと損失が大きく発熱する。このため、特許文献１のアクティブコモンキャンセラは、低周波成分のコモンモード電圧に対処する場合に、電流容量の大きい能動素子の搭載に伴って、能動素子の冷却系が大型になり、装置が大型になる問題があった。

前述の問題は、低周波成分のコモンモード電圧に対処する場合に、出力電圧生成回路からコモンモードトランスに出力する出力電流が大幅に増加することで生じる。このため、低周波成分のコモンモード電圧の場合でも、出力電圧生成回路からコモンモードトランスに出力する出力電流の大幅な増加を防止することで、電流容量の大きい能動素子が不要となり、電流容量の大きい能動素子の搭載に伴う問題は生じない。

本願明細書に開示される技術は、低周波成分のコモンモード電圧の場合でも、出力電圧生成回路から出力される出力電流の大幅な増加を防止するコモンモードフィルタ回路を提供することを目的とする。

本願明細書に開示される一例のコモンモードフィルタ回路は、半導体素子のスイッチング動作により電力変換を行う電力変換回路が電力線に発生させるコモンモード電圧を低減するコモンモードフィルタ回路である。コモンモードフィルタ回路は、電力線に生じたコモンモード電圧を検出してコモンモード電圧の情報を含む電圧検出信号を出力する電圧検出回路と、電圧検出回路により出力された電圧検出信号における特定の周波数成分を通過させる帯域制限回路と、電力線に接続された二次巻線と一次巻線とを有し、電力線にコモンモード電圧を低減する注入電圧を重畳するコモンモードトランスと、帯域制限回路により出力された周波数成分を含む帯域制限信号に基づく信号の電圧振幅を許容値以下に低減する出力電圧を生成すると共に、出力電圧をコモンモードトランスの一次巻線に出力する出力電圧生成回路と、コモンモードトランスの一次巻線に並列に接続されると共に、出力電圧生成回路の出力端子間に接続されているコモンモードトランスを含む負荷回路の負荷インピーダンスを調整するインピーダンス調整器と、を備えている。インピーダンス調整器のインピーダンスは、当該インピーダンスを含む出力電圧生成回路の出力端子間に接続された負荷インピーダンスが最大となる周波数が、帯域制限回路の二つのカットオフ周波数の範囲内に設定されている。

本願明細書に開示される一例のコモンモードフィルタ回路は、コモンモードトランスの一次巻線に並列にされたインピーダンス調整器を備え、負荷インピーダンスが最大となる周波数が帯域制限回路の二つのカットオフ周波数の範囲内に含まれるようにインピーダンス調整器のインピーダンスが調整されているので、低周波成分のコモンモード電圧の場合でも、出力電圧生成回路から出力される出力電流の大幅な増加を防止することができる。

実施の形態１に係るコモンモードフィルタ回路の構成を示す図である。 図１の電力変換回路の構成を示す図である。 図１の制御回路の構成を示す図である。 図１の増幅回路の構成を示す図である。 図１の増幅回路の出力端子間に接続された負荷回路の等価回路を示す図である。 図１の帯域制限回路のゲイン特性及び図５の負荷回路のインピーダンス特性を示す図である。 図１の増幅回路の出力電流のベクトルを示す図である。 比較例のコモンモードフィルタ回路における増幅回路の出力電流のベクトルを示す図である。 図１の帯域制限回路のゲイン特性及びコモンモード電圧の周波数成分の第一例を示す図である。 図１の帯域制限回路のゲイン特性及びコモンモード電圧の周波数成分の第二例を示す図である。 図３のデジタル回路の第一例の構成を示す図である。 実施の形態１に係るコモンモードフィルタ回路の第一例の動作を説明するフローチャートである。 図１２の位相調整工程を説明するフローチャートである。 図１２の振幅調整工程を説明するフローチャートである。 実施の形態１に係るコモンモードフィルタ回路における位相調整によるコモンモード電圧の残留量を説明する図である。 実施の形態１に係るコモンモードフィルタ回路における振幅調整によるコモンモード電圧の残留量を説明する図である。 図３のデジタル回路の第一例における位相調整例を示す図である。 図３のデジタル回路の第一例における振幅調整例を示す図である。 図３のデジタル回路の第二例の構成を示す図である。 図１９の探索回路の構成を示す図である。 実施の形態１に係るコモンモードフィルタ回路の第二例の動作を説明するフローチャートである。 図３のデジタル回路の機能を実現するハードウェア構成例を示す図である。 図１９の探索回路に組込むモデルを生成する学習装置の構成を示す図である。 実施の形態２に係るコモンモードフィルタ回路の構成を示す図である。 図２４の帯域制限回路群の構成を示す図である。 図２４の制御回路の構成を示す図である。 図２４の可変コンデンサの構成を示す図である。 図２４の帯域制限回路群のゲイン特性及びコモンモード電圧の周波数成分の第一例を示す図である。 図２４の帯域制限回路群のゲイン特性及びコモンモード電圧の周波数成分の第二例を示す図である。 実施の形態２に係るコモンモードフィルタ回路の動作を説明するフローチャートである。 実施の形態３に係るコモンモードフィルタ回路の構成を示す図である。 図３１のＬＣ調整器の構成を示す図である。 図３１の制御回路の構成を示す図である。 図３１の増幅回路の出力端子間に接続された負荷回路の等価回路を示す図である。 実施の形態３に係るコモンモードフィルタ回路の動作を説明するフローチャートである。 図３５の共振周波数調整工程を説明するフローチャートである。

コモンモードフィルタ回路について、図面を参照しながら説明する。以下の図面において、同一又はこれに相当するものに同一符号を付けて説明する。

実施の形態１．
図１は実施の形態１に係るコモンモードフィルタ回路の構成を示す図であり、図２は図１の電力変換回路の構成を示す図である。図３は図１の制御回路の構成を示す図であり、図４は図１の増幅回路の構成を示す図である。図５は図１の増幅回路の出力端子間に接続された負荷回路の等価回路を示す図であり、図６は図１の帯域制限回路のゲイン特性及び図５の負荷回路のインピーダンス特性を示す図である。図７は図１の増幅回路の出力電流のベクトルを示す図であり、図８は比較例のコモンモードフィルタ回路における増幅回路の出力電流のベクトルを示す図である。図９は図１の帯域制限回路のゲイン特性及びコモンモード電圧の周波数成分の第一例を示す図であり、図１０は図１の帯域制限回路のゲイン特性及びコモンモード電圧の周波数成分の第二例を示す図である。図１１は図３のデジタル回路の第一例の構成を示す図である。図１２は、実施の形態１に係るコモンモードフィルタ回路の第一例の動作を説明するフローチャートである。図１３は図１２の位相調整工程を説明するフローチャートであり、図１４は図１２の振幅調整工程を説明するフローチャートである。図１５は、実施の形態１に係るコモンモードフィルタ回路における位相調整によるコモンモード電圧の残留量を説明する図である。図１６は、実施の形態１に係るコモンモードフィルタ回路における振幅調整によるコモンモード電圧の残留量を説明する図である。図１７は図３のデジタル回路の第一例における位相調整例を示す図であり、図１８は図３のデジタル回路の第一例における振幅調整例を示す図である。図１９は図３のデジタル回路の第二例の構成を示す図であり、図２０は図１９の探索回路の構成を示す図である。図２１は、実施の形態１に係るコモンモードフィルタ回路の第二例の動作を説明するフローチャートである。図２２は、図３のデジタル回路の機能を実現するハードウェア構成例を示す図である。図２３は、図１９の探索回路に組込むモデルを生成する学習装置の構成を示す図である。

実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１は、半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６のスイッチング動作により電力変換を行う電力変換回路２が電力線４、５に発生させるコモンモード電圧Ｖｃｍを低減するコモンモードフィルタ回路である。補償対象３と電力変換回路２とは、電力線４、コモンモードトランス１６の二次巻線７、電力線５を介して接続されている。補償対象３は、例えば電力系統、電動機等である。コモンモードフィルタ回路１は、電圧検出回路１１、帯域制限回路１２、出力電圧生成回路６６、インピーダンス調整器１８、コモンモードトランス１６を備えている。電圧検出回路１１は、電力線４、５に生じたコモンモード電圧Ｖｃｍを検出してコモンモード電圧Ｖｃｍの情報を含む電圧検出信号ｓｉｇ１を出力する。帯域制限回路１２は、電圧検出回路１１により出力された電圧検出信号ｓｉｇ１における特定の周波数成分を通過させ、帯域制限信号ｓｉｇ２を出力する。

出力電圧生成回路６６は、制御回路１３と、制御回路１３により出力された補償信号ｓｉｇ３を増幅し、増幅された出力信号ｓｉｇ４をコモンモードトランス１６に出力する増幅回路１４と、を備えている。出力電圧生成回路６６の制御回路１３は、増幅回路１４から出力される出力信号ｓｉｇ４の電圧である出力電圧Ｖｓによりコモンモード電圧Ｖｃｍが許容値（閾値Ｖｔｈ１）以下になるように、帯域制限回路１２により出力された周波数成分を含む帯域制限信号ｓｉｇ２に基づく信号すなわち当該制御回路１３が演算した演算出力信号ｓｉｇ３ｄの電圧振幅Ｖоを許容値（閾値Ｖｔｈ２）以下に低減する補償信号ｓｉｇ３を生成する。したがって、出力電圧生成回路６６は、制御回路１３、増幅回路１４により、コモンモード電圧Ｖｃｍが許容値（閾値Ｖｔｈ１）以下になるように、すなわち電圧検出回路１１により出力された電圧検出信号ｓｉｇ１の電圧振幅が減少するように、当該制御回路１３が演算した演算出力信号ｓｉｇ３ｄの電圧振幅Ｖоを許容値（閾値Ｖｔｈ２）以下に低減する出力電圧Ｖｓを生成する。

コモンモードトランス１６は、電力線４、５に接続された二次巻線７と出力電圧生成回路６６の出力端子間に接続された一次巻線８とを有し、電力線４、５にコモンモード電圧Ｖｃｍを低減する注入電圧Ｖａｐを重畳する。すなわちコモンモードトランス１６は、出力電圧生成回路６６により出力された出力電圧Ｖｓが一次巻線８に入力されると、コモンモード電圧Ｖｃｍを低減する注入電圧Ｖａｐを電力線４、５に注入する。インピーダンス調整器１８は、コモンモードトランス１６の一次巻線８に並列に接続されると共に、出力電圧生成回路６６の出力端子すなわち増幅回路の出力端子４５ｓ、４５ｇの間に接続されているコモンモードトランス１６を含む負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔを調整する。電力線４は、ｕ相の電力線４ｕ、ｖ相の電力線４ｖ、ｗ相の電力線４ｗを備えている。電力線５は、ｕ相の電力線５ｕ、ｖ相の電力線５ｖ、ｗ相の電力線５ｗを備えている。コモンモードトランス１６の二次巻線７は、ｕ相の二次巻線７ｕ、ｖ相の二次巻線７ｖ、ｗ相の二次巻線７ｗを備えている。

交流電力を出力する場合の電力変換回路２は、ダイオード整流回路又はその他の手段を用いて直流電圧を発生する直流電圧源２１、直流電圧を平滑化する直流コンデンサ２２、半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６で構成された三相フルブリッジ、接地線６に接続される接地端子２６と低電位側配線２７ｂとの間に接地用のコンデンサ２４を備えている。三相フルブリッジは、６個の半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６を備えている。一端がコモンモードトランス１６の二次巻線７ｕ、７ｖ、７ｗの一端に接続されている三相の電力線４ｕ、４ｖ、４ｗは、それぞれ他端が電力変換回路２の交流端子２５ｕ、２５ｖ、２５ｗに接続されている。一端が補償対象３に接続されている三相の電力線５ｕ、５ｖ、５ｗは、それぞれ他端がコモンモードトランス１６の二次巻線７ｕ、７ｖ、７ｗの他端に接続されている。

電力変換回路２は、補償対象３が電力系統であれば、電力系統から電力を受電する整流動作もしくは電力系統に電力を送電する動作を行う回路である。送電する場合、直流電圧源２１は、電力源に交流発電機を持つ整流回路、太陽電池、燃料電池等である。受電する場合、直流電圧源２１は電力を蓄電する蓄電池である。また、電力変換回路２は、補償対象３が電動機であれば、電動機を駆動する回路である。電力変換回路２は、直流電圧源２１が蓄電池であっても、直流電圧源２１以外の構成は同じである。

半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）等の電力用半導体素子が用いられる。図２では、ＩＧＢＴの例を示した。半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６は、ＩＧＢＴ、ダイオードＤを備えている。ダイオードＤは、ＩＧＢＴに逆並列に接続されている。半導体素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のコレクタは高電位側配線２７ａに接続されており、半導体素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のエミッタは低電位側配線２７ｂに接続されている。半導体素子Ｑ１のエミッタと半導体素子Ｑ２のコレクタは接続されており、半導体素子Ｑ３のエミッタと半導体素子Ｑ４のコレクタは接続されており、半導体素子Ｑ５のエミッタと半導体素子Ｑ６のコレクタは接続されている。半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６のゲートに、図示しない駆動回路から駆動信号が入力される。電力変換回路２が電力を送電する場合又は電動機駆動を行う場合、三相フルブリッジは、駆動回路からの駆動信号に基づいて半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６をスイッチングして、直流電力を交流電力に変換する。電力変換回路２が電力を受電する場合、三相フルブリッジは、駆動回路からの駆動信号に基づいて半導体素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６をスイッチングして、交流電力を直流電力に変換する。

電圧検出回路１１は、三相の電力線５ｕ、５ｖ、５ｗのそれぞれにＹ結線接続された３個のコンデンサ９ｕ、９ｖ、９ｗの中性点ｎ０と接地線６との間に分圧コンデンサ１０が直列接続されており、分圧されたコモンモード電圧Ｖｃｍを検出する。コンデンサ９ｕは電力線５ｕと中性点ｎ０とに接続されており、コンデンサ９ｖは電力線５ｖと中性点ｎ０とに接続されており、コンデンサ９ｗは電力線５ｗと中性点ｎ０とに接続されている。電圧検出回路１１の検出方式は、分圧コンデンサ１０がない場合における三相の電力線５ｕ、５ｖ、５ｗの中性点ｎ０と接地線６との電圧である通常のコモンモード電圧Ｖｃｍよりも低い電圧を検出しており、分圧されたコモンモード電圧Ｖｃｍを検出する方式である。電圧検出回路１１が出力する電圧検出信号ｓｉｇ１は、分圧されたコモンモード電圧Ｖｃｍの情報を含んでいる。分圧されたコモンモード電圧Ｖｃｍの情報は通常のコモンモード電圧Ｖｃｍの情報が反映されているので、電圧検出信号ｓｉｇ１は、通常のコモンモード電圧Ｖｃｍの情報を含んでいる。ここでは、通常のコモンモード電圧の符号、分圧されたコモンモード電圧の符号は、区別せずにＶｃｍを用いる。実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１は、出力電圧生成回路６６において増幅回路１４を備えている。増幅回路１４は、電圧検出回路１１の分圧比、コモンモードトランス１６における一次巻線８と二次巻線７との巻線比に応じて、電圧検出信号ｓｉｇ１の電圧振幅が電力線４、５に生じている通常のコモンモード電圧Ｖｃｍの電圧振幅を低減する電圧振幅に増幅し、増幅された出力信号ｓｉｇ４をコモンモードトランス１６に出力する。

検出されたコモンモード電圧Ｖｃｍの情報を含む電圧検出信号ｓｉｇ１を帯域制限回路１２に通過させ、特定の周波数帯域の信号である帯域制限信号ｓｉｇ２を抽出する。帯域制限信号ｓｉｇ２は、出力電圧生成回路６６の制御回路１３に入力される。帯域制限回路１２がアナログフィルタである場合の制御回路１３の例を図３に示した。制御回路１３は、ＡＤ（Analog Digital）変換器３１、デジタル回路３２、ＤＡ（Digital Analog）変換器３３を備えている。ＡＤ変換器３１は、アナログの帯域制限信号ｓｉｇ２をデジタルの演算入力信号ｓｉｇ２ｄに変換する。演算入力信号ｓｉｇ２ｄはデジタル回路３２に入力される。デジタル回路３２は、例えばマイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、又はＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）等により実現されている。演算入力信号ｓｉｇ２ｄは、振幅及び位相が電圧振幅Ｖ２及び電圧位相Φ２である。デジタル回路３２は、演算出力信号ｓｉｇ３ｄを出力する。演算出力信号ｓｉｇ３ｄは、振幅及び位相が電圧振幅Ｖｏ及び電圧位相Φｏである。ＤＡ変換器３３はデジタルの演算出力信号ｓｉｇ３ｄをアナログの補償信号ｓｉｇ３に変換する。制御回路１３は、入力端子３４ｓ、３４ｇから帯域制限回路１２の帯域制限信号ｓｉｇ２を取り込み、当該制御回路１３の内部信号である演算出力信号ｓｉｇ３ｄの電圧振幅Ｖｏが減少するように補償信号ｓｉｇ３を生成し、出力端子３５ｓ、３５ｇから補償信号ｓｉｇ３を出力する。入力端子３４ｇ、出力端子３５ｇは、接地線６に接続されており、接地電位になっている。

増幅回路１４は、例えばオペレーショナルアンプ４１、入力抵抗４２、負帰還抵抗４３を備えた反転増幅回路である。制御回路１３により出力された補償信号ｓｉｇ３が入力端子４４ｓ、４４ｇから入力されると、増幅回路１４は補償信号ｓｉｇ３を増幅し、出力端子４５ｓ、４５ｇから出力信号ｓｉｇ４をインピーダンス調整器１８及びコモンモードトランス１６の一次巻線８に出力する。出力信号ｓｉｇ４は、電圧及び電流が出力電圧Ｖｓ及び出力電流Ｉｓである。入力端子４４ｇ、出力端子４５ｇは、接地線６に接続されており、接地電位になっている。オペレーショナルアンプ４１の正側入力端子に、入力端子４４ｇを介して接地電位が入力されている。オペレーショナルアンプ４１の負側入力端子に、入力端子４４ｓからの入力が入力抵抗４２を介して入力され、かつオペレーショナルアンプ４１の出力が負帰還抵抗４３を介して入力されている。オペレーショナルアンプ４１には、正側電源＋Ｖｃｃ、負側電源－Ｖｃｃが接続されている。

出力電圧生成回路６６の出力端子すなわち増幅回路１４の出力端子４５ｓ、４５ｇは、それぞれ並列接続されたインピーダンス調整器１８及びコモンモードトランス１６の一次巻線８の一端及び他端に接続されている。コモンモードフィルタ回路１は、出力電圧生成回路６６から出力電圧Ｖｓをインピーダンス調整器１８及びコモンモードトランス１６の一次巻線８に印加する。コモンモードトランス１６の二次巻線７は電力線４及び電力線５に接続されており、コモンモードフィルタ回路１は、各相に共通の注入電圧Ｖａｐを注入することで電力変換回路２が発生するコモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分に対し、逆相成分の注入電圧Ｖａｐを注入する。図１ではインピーダンス調整器１８がコンデンサ１５である例であり、すなわちインピーダンス調整器１８がコンデンサ１５を備えている例を示した。

次に、電圧検出信号ｓｉｇ１が低周波成分を含んだ場合においても、増幅回路１４の出力電流Ｉｓを抑制する方法を説明する。図５に増幅回路１４の出力端子間の負荷回路６０の等価回路を示した。増幅回路１４の出力端子４５ｓ、出力端子４５ｇ間の等価回路は、増幅回路１４の負荷側の等価回路である。負荷回路６０は、出力電圧生成回路６６の出力端子４５ｓ、４５ｇ間に接続されているコモンモードトランス１６を含む回路である。コモンモードインピーダンスＺは、電力変換回路２、電力線４、電力線５、電圧検出回路１１、補償対象３、と接地線６との一巡経路６１の合成インピーダンスである。コモンモードインピーダンスＺはＬＣ直列共振回路のインピーダンスで表現できる。負荷回路６０は、インピーダンス調整器１８であるコンデンサ１５、コモンモードトランス１６における励磁インダクタンス値Ｌｍを有する励磁インダクタ、コモンモードトランス１６に接続される一巡経路６１のコモンモードインピーダンスＺが並列接続される。すなわち負荷回路６０は、ＬＣ並列共振回路で表現できる。

負荷回路６０のインピーダンスを負荷インピーダンスＺｔとする。負荷回路６０の各構成物のインピーダンスについても次のようにアルファベットで表現する。励磁インダクタンス値Ｌｍを有する励磁インダクタのインピーダンスは励磁インピーダンスＺｌである。したがって、コモンモードトランス１６が励磁する際のインピーダンスは励磁インピーダンスＺｌである。インピーダンス調整器１８のインピーダンスは調整器インピーダンスＺｓｔである。負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔは、調整器インピーダンスＺｓｔ、励磁インピーダンスＺｌ、コモンモードインピーダンスＺが並列接続された合成インピーダンスである。コモンモードインピーダンスＺは、インダクタンス値Ｌａ、容量値Ｃａを有するＬＣ直列共振回路のインピーダンスで表現できるので、コモンモードインピーダンスＺは、ＬＣ直列共振回路の共振周波数を基準にした周波数成分に応じた、インダクタンス値Ｌａ又は容量値Ｃａとして考えることができる。まず、コモンモードインピーダンスＺを単純化できる場合について説明する。コモンモードインピーダンスＺは、コモンモードインピーダンスＺの共振周波数より低い成分に関しては容量値Ｃａを持つコンデンサとして動作し、コモンモードインピーダンスＺの共振周波数より高い成分に関してはインダクタンス値Ｌａを持つインダクタンスとして動作する。

増幅回路１４から電圧がＶ、周波数がｆの出力電圧Ｖｓを印加する場合は、励磁インダクタンス値Ｌｍを持つコモンモードトランス１６の一次巻線８の側に式（１）で決定される励磁電流Ｉｍを流す必要がある。

周波数の異なる同一振幅の電圧を印加することを想定した場合には、周波数ｆと励磁電流Ｉｍは反比例する。したがって、低周波のコモンモード電圧Ｖｃｍを補償する際すなわち低周波のコモンモード電圧Ｖｃｍを低減する注入電圧Ｖａｐを電力線４、５に注入する際には、励磁電流Ｉｍが増大する。前述した特許文献１の方式を適用した比較例のコモンモードフィルタ回路は、出力電圧生成回路の出力端子間にインピーダンス調整器１８すなわちコンデンサ１５が配置されていないため、励磁電流Ｉｍは増幅回路１４からのみ供給されていた。したがって、比較例のコモンモードフィルタ回路は、低周波成分を補償するには励磁電流Ｉｍが増加するため電流容量の大きい能動素子が必要となり、電流容量の変更に伴い能動素子のコストの増大を招いていた。また、励磁電流Ｉｍを供給する能動素子は線形領域で動作する。このため、電流容量の大きい能動素子は、大電流を流すと損失が大きく発熱するため、能動素子の冷却系が大型になり、冷却系のコストも増大する。したがって、比較例のコモンモードフィルタ回路を搭載する装置は、能動素子の大容量化、冷却系の大型化に伴って、装置のコストも増大する。

これに対して、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１は、ＬＣ並列共振回路である負荷回路６０のインピーダンス調整器１８を用いて、特定の周波数において増幅回路１４の出力端子４５ｓと出力端子４５ｇとの間に接続される負荷回路６０のインピーダンスすなわち負荷インピーダンスＺｔを増加することで、増幅回路１４の出力電流Ｉｓを抑制することが可能である。具体的には、低周波の補償を行う場合に、インピーダンス調整器１８の調整器インピーダンスＺｓｔすなわちコンデンサ１５の容量値Ｃを適切に設定することで、負荷インピーダンスＺｔが増加し、増幅回路１４の出力電流Ｉｓを抑制することが可能である。負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔは、調整器インピーダンスＺｓｔ、励磁インピーダンスＺｌ、コモンモードインピーダンスＺが並列接続されたＬＣ並列共振回路のインピーダンスになる。また、負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔの値は、コンデンサ１５の容量値Ｃ、コモンモードトランス１６の励磁インダクタンス値Ｌｍ、コモンモードインピーダンスＺのインダクタンス値Ｌａ及び容量値Ｃａを用いて表現できる。

図６に、帯域制限回路１２のゲインＧと増幅回路１４に接続される負荷インピーダンスＺｔの周波数特性を示した。ゲインＧのゲイン特性８８と、負荷インピーダンスＺｔのインピーダンス特性８９とが図６に同時に示されている。ゲイン特性８８における縦軸はゲインＧであり、インピーダンス特性８９における縦軸は負荷インピーダンスＺｔである。横軸は周波数ｆである。最初に、コモンモードインピーダンスＺは、励磁インダクタンス値Ｌｍを有する励磁インダクタによる励磁インピーダンスＺｌに対して十分に大きく、無視できる場合を考える。この場合、増幅回路１４に接続される負荷インピーダンスＺｔは、励磁インダクタンス値Ｌｍを有する励磁インダクタと容量値Ｃを有するコンデンサ１５とが並列接続されたＬＣ並列共振回路のインピーダンスになる。このＬＣ並列共振回路すなわち負荷回路６０の周波数特性は、式（２）に示す共振周波数ｆｒ１の時に、負荷インピーダンスＺｔの値が最大値になる。

したがって、帯域制限回路１２の特性で決定される増幅回路１４の出力電圧Ｖｓの周波数ｆｓと、励磁インピーダンスＺｌの励磁インダクタンス値Ｌｍとコンデンサ１５の容量値Ｃで決まる共振周波数を式（２）に示すｆｒ１とを一致させること又は十分に近づけることで、負荷インピーダンスＺｔを高く保てる。増幅回路１４は前述した通り帯域制限回路１２から抽出された信号である帯域制限信号ｓｉｇ２に基づいて補償を行うため、帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｈとカットオフ周波数ｆｌの間に、コモンモードトランス１６の励磁インダクタンス値Ｌｍとコンデンサ１５の容量値Ｃとで表現されたＬＣ並列共振回路の共振周波数ｆｒ１が入るように調整することで、増幅回路１４により出力される出力電圧Ｖｓにおける主な周波数成分は増幅回路１４の負荷インピーダンスＺｔが高い周波数成分となる。すなわち、コモンモードフィルタ回路１は、コモンモードインピーダンスＺの影響が無視できる場合、帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌとカットオフ周波数ｆｈの間に、負荷回路６０の共振周波数ｆｒ１が入るように調整することで、増幅回路１４の出力端子間の負荷インピーダンスＺｔが高い周波数成分のみを出力することが可能となる。

次に、励磁インダクタンス値Ｌｍに対してコモンモードインピーダンスＺが十分に大きくなく、コモンモードインピーダンスＺの影響が無視できない場合を考える。低周波では、コモンモードインピーダンスＺの値は容量値Ｃａとして扱える。また、高周波では、コモンモードインピーダンスＺの値はインダクタンス値Ｌａとして扱える。低周波における増幅回路１４の出力端子間の負荷インピーダンスＺｔは、励磁インダクタンス値Ｌｍを有する励磁インダクタと容量値Ｃを有するコンデンサ１５と容量値Ｃａを有するコモンモードインピーダンスＺとが並列接続されたＬＣ並列共振回路のインピーダンスになる。この低周波におけるＬＣ並列共振回路の共振周波数は、式（３）に示す共振周波数ｆｒ２で表すことができる。高周波における増幅回路１４の出力端子間の負荷インピーダンスＺｔは、励磁インダクタンス値Ｌｍを有する励磁インダクタと容量値Ｃを有するコンデンサ１５とインダクタンス値Ｌａを有するコモンモードインピーダンスＺとが並列接続されたＬＣ並列共振回路のインピーダンスになる。この高周波におけるＬＣ並列共振回路の共振周波数は、式（４）に示す共振周波数ｆｒ３で表すことができる。

励磁インダクタンス値Ｌｍを有する励磁インダクタとインダクタンス値Ｌａを有するコモンモードインピーダンスＺとが合成された合成インダクタンスの値を合成インダクタンス値Ｌｂとし、容量値Ｃを有するコンデンサ１５と容量値Ｃａを有するコモンモードインピーダンスＺとが合成された合成キャパシタンスの容量値を合成容量値Ｃｂとした場合には、増幅回路１４の出力端子間の負荷インピーダンスＺｔは、ＬＣ並列共振回路の共振周波数が式（５）に示す共振周波数ｆｒ４で最大値になる。

コモンモードインピーダンスＺの影響が無視できない場合、帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌとカットオフ周波数ｆｈの間に、コモンモードトランス１６の励磁インダクタンス値Ｌｍ及びコモンモードインピーダンスＺのインダクタンス値Ｌａが合成された合成インダクタンスの合成インダクタンス値Ｌｂと、コンデンサ１５の容量値Ｃ及びコモンモードインピーダンスＺの容量値Ｃａが合成された合成キャパシタンスの合成容量値Ｃｂとで表現されたＬＣ並列共振回路の共振周波数ｆｒ４が入るように調整することで、増幅回路１４により出力される出力電圧Ｖｓにおける主な周波数成分は増幅回路１４の負荷インピーダンスＺｔが高い周波数成分となる。すなわち、コモンモードフィルタ回路１は、コモンモードインピーダンスＺの影響が無視できない場合、帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌとカットオフ周波数ｆｈの間に、負荷回路６０の共振周波数ｆｒ４が入るように調整することで、増幅回路１４の出力端子間の負荷インピーダンスＺｔが高い周波数成分のみを出力することが可能となる。なお、その効果は帯域制限回路１２の中心周波数と共振周波数ｆｒ４を一致させることで最大となる。

インピーダンス調整器１８の調整器インピーダンスＺｓｔは、負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大となる周波数すなわち共振周波数ｆｒ４が、帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈの範囲内に含まれるように調整されている。したがって、負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大となる周波数すなわち共振周波数ｆｒ４が、帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈの範囲内に含まれることは、インピーダンス条件が満たされていることである。つまり、インピーダンス調整器１８の調整器インピーダンスＺｓｔは、インピーダンス条件を満足するように調整されている。実施の形態１では、インピーダンス調整器１８がコンデンサ１５の例なので、インピーダンス調整器１８の容量値Ｃは、インピーダンス条件を満たすように調整されている。

図７、図８を用いて、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１における出力電流Ｉｓのベクトルと比較例のコモンモードフィルタ回路１における出力電流Ｉｓｅのベクトルとを説明する。図８に示した比較例の出力電流Ｉｓｅのベクトルである電流ベクトル９１ｅは、コモンモードトランス１６の励磁電流Ｉｌｍのベクトルである電流ベクトル９１ａと、コモンモードトランス１６の二次巻線７側に流れるコモンモード電流が等アンペアターンの法則で一次巻線８に誘起される電流Ｉｃｍａのベクトルである電流ベクトル９１ｄとの、合成ベクトルで決まっていた。ここで、低周波の出力電圧Ｖｓを発生させた場合には励磁電流Ｉｌｍが支配的となる。

一方、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１は励磁電流Ｉｌｍをコンデンサ１５から供給するので、図７に示した実施の形態１の出力電流Ｉｓのベクトルである電流ベクトルは、コモンモードトランス１６の二次巻線７側に流れるコモンモード電流が等アンペアターンの法則で一次巻線８に誘起される電流Ｉｃｍａのベクトルである電流ベクトル９１ｃで決まる。図７では、励磁電流Ｉｌｍのベクトルである電流ベクトル９１ａと、コンデンサ１５からのコンデンサ電流Ｉｃのベクトルである電流ベクトル９１ｂとが同一の大きさで方向が逆向になっており、出力電流Ｉｓと電流Ｉｃｍａとが同一の大きさで方向が同じになっている状態を示した。その結果として、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１は、低周波のコモンモード電圧Ｖｃｍを補償する際に発生していた励磁電流Ｉｌｍの増加による増幅回路１４の出力電流Ｉｓが増大することを防止することができる。その結果、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１は、出力電圧生成回路６６の増幅回路１４の容量不足は生じることがなく、低周波のコモンモード電圧Ｖｃｍを補償することが可能となる。

次に、帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌとカットオフ周波数ｆｈを決定する方法を説明する。図９、図１０に、実施の形態１の電力変換回路２が発生させるコモンモード電圧Ｖｃｍの周波数成分９２ａ、９２ｂ、９２ｃ、９２ｄと、帯域制限回路１２のゲインＧの周波数特性であるゲイン特性８８との関係を示した。ここでは、電力変換回路２は一定のキャリア周波数ｆ１で動作することを想定する。一定のキャリア周波数ｆ１で動作する電力変換回路２は、キャリア周波数ｆ１のコモンモード電圧Ｖｃｍ及びキャリア周波数ｆ１の奇数倍のコモンモード電圧Ｖｃｍを発生する。図９、図１０にはキャリア周波数ｆ１の周波数成分９２ａ、３次成分周波数ｆ３の周波数成分９２ｂ、５次成分周波数ｆ５の周波数成分９２ｃ、７次成分周波数ｆ７の周波数成分９２ｄを図示している。コモンモードフィルタ回路１が搭載される装置の回路条件によっては、キャリア周波数ｆ１の偶数倍の周波数成分も発生する。したがって、コモンモード電圧Ｖｃｍあるいはコモンモード電流の周波数解析結果から、キャリア周波数ｆ１の整数倍の周波数成分を含むコモンモード電圧Ｖｃｍが発生する。したがって、帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈ間すなわちカットオフ周波数ｆｌとカットオフ周波数ｆｈとの間に、キャリア周波数ｆ１あるいはキャリア周波数ｆ１の整数倍の周波数が含まれるように設定することで、コモンモード電圧Ｖｃｍ又はコモンモード電流の支配的な成分を抽出できる。図９は帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈ間にキャリア周波数ｆ１が含まれるように設定されている例であり、図１０は帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈ間にキャリア周波数ｆ１の整数倍の周波数が含まれるように設定されている例である。図１０のように設定した場合でも、負荷インピーダンスＺｔは、共振周波数ｆｒ４で最大値になる。なお、周波数成分９２ｂの方が周波数成分９２ａよりも大きい場合には、図１０のように設定することを想定しているが、特定の周波数成分を優先的に除去したい場合にはこの限りではない。

次に、制御回路１３に組み込むコモンモード成分の低減機能を実現する方法について説明する。実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１は、特定周波数帯域のコモンモード成分すなわちコモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分に対して逆相かつ同一振幅の電圧を注入電圧Ｖａｐとしてコモンモードトランス１６の二次巻線７から電力線４、５に注入することで、コモンモード電圧Ｖｃｍを許容値以下に低減する。図１１に、実施の形態１のデジタル回路３２の第一例を示した。デジタル回路３２は、コモンモード電圧Ｖｃｍの検出値に基づいて振幅演算器３６及び位相演算器３７で電圧振幅Ｖ２及び電圧位相Φ２を求め、その電圧振幅Ｖ２を低減するように演算出力信号ｓｉｇ３ｄの電圧位相Φｏを位相調整器３８で決定し、さらに演算出力信号ｓｉｇ３ｄの電圧振幅Ｖｏを振幅調整器３９で決定する。デジタル回路３２について詳しく説明する。

デジタル回路３２は、帯域制限回路１２から出力された帯域制限信号ｓｉｇ２のＡＤ変換後の信号すなわち演算入力信号ｓｉｇ２ｄから帯域制限信号ｓｉｇ２の電圧振幅Ｖ２を演算する振幅演算器３６、演算入力信号ｓｉｇ２ｄから帯域制限信号ｓｉｇ２の電圧位相Φ２を演算する位相演算器３７、初期の電圧位相Φｏ又は前回出力した演算出力信号ｓｉｇ３ｄの前回電圧位相Φｂから電圧位相Φｏを決定する位相調整器３８、初期の電圧振幅Ｖｏ又は前回出力した演算出力信号ｓｉｇ３ｄの前回の電圧振幅Ｖｂから電圧振幅Ｖｏを決定する振幅調整器３９、電圧位相Φｏ及び電圧振幅Ｖｏに基づいて演算出力信号ｓｉｇ３ｄの電圧波形を生成する波形生成器５１を備えている。位相調整器３８は探索器４０ａを備えており、振幅調整器３９は探索器４０ｂを備えている。振幅調整器３９は、位相調整器３８が位相調整の終了を示す位相調整フラグｆｌｇ１を出力している場合に、前回から調整された電圧振幅Ｖｏを出力し、位相調整フラグｆｌｇ１が位相調整の終了を示さない場合に、前回と同じ電圧振幅Ｖｏを出力する。

図１２～図１４を用いて、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１の第一例の動作を説明する。電力変換回路２の運転が始まるとコモンモード電圧Ｖｃｍが発生する。ステップＳ０１にて、電圧検出回路１１でコモンモード電圧Ｖｃｍを検出する。ステップＳ０２にて、制御回路１３のデジタル回路３２はコモンモード電圧Ｖｃｍが閾値Ｖｔｈ１を超えているかを判定する。コモンモード電圧Ｖｃｍが閾値Ｖｔｈ１を超えている場合はステップＳ０５に進み、コモンモード電圧Ｖｃｍが閾値Ｖｔｈ１を超えていない場合すなわちコモンモード電圧Ｖｃｍが閾値Ｖｔｈ１以下の場合はステップＳ０３に進む。制御回路１３は、電圧検出回路１１で検出されたコモンモード電圧Ｖｃｍの情報を含んでおり、かつ帯域制限された帯域制限信号ｓｉｇ２から演算された電圧振幅Ｖ２と、閾値Ｖｔｈ１に対応する閾値とを比較してステップＳ０２を実行する。

ステップＳ０３にて、デジタル回路３２が出力する演算出力信号ｓｉｇ３ｄの電圧振幅Ｖоが閾値Ｖｔｈ２を超えているかを判定する。電圧振幅Ｖоが閾値Ｖｔｈ２を超えている場合はステップＳ０５に進み、電圧振幅Ｖоが閾値Ｖｔｈ２を超えていない場合すなわち電圧振幅Ｖоが閾値Ｖｔｈ２以下の場合はステップＳ０４に進む。ステップＳ０４にて、制御回路１３は補償信号ｓｉｇ３の出力を停止し、増幅回路１４は補償信号ｓｉｇ３の出力停止に伴い出力信号ｓｉｇ４の出力を停止し、終了する。出力信号ｓｉｇ４の出力停止に伴い、コモンモードフィルタ回路１は電力線４、５への注入電圧Ｖａｐの注入を停止する。ステップＳ０４は注入電圧停止工程である。

ステップＳ０５～ステップＳ０９までは、コモンモードフィルタ回路１は、検出されたコモンモード電圧Ｖｃｍに基づいて、電圧位相Φо、電圧振幅Ｖоの少なくとも一方が調整された補償信号ｓｉｇ３、出力信号ｓｉｇ４を生成して、電力線４、５へ注入電圧Ｖａｐの注入を実行する。コモンモード電圧Ｖｃｍの検出値が閾値Ｖｔｈ１を超えると、出力信号ｓｉｇ４の出力電圧Ｖｓの位相調整を行い、その後に出力信号ｓｉｇ４の出力電圧Ｖｓの振幅調整を行う。この出力電圧Ｖｓの調整はコモンモード電圧Ｖｃｍの検出値が閾値Ｖｔｈ１を超えている間は継続されるが、その一方で調整の結果である２回目以降のコモンモード電圧Ｖｃｍの検出値が低下しても、制御回路１３の出力である電圧振幅Ｖｏが閾値Ｖｔｈ２を超えていれば電力変換回路２が運転されていることが判断できるため、出力電圧生成回路６６による出力電圧Ｖｓの出力、コモンモードトランス１６による注入電圧Ｖａｐの注入は継続される。

ステップＳ０５にて、制御回路１３は位相調整が完了したかを判定し、位相調整が完了している場合はステップＳ０６に進み、位相調整が完了していない場合はステップＳ０７に進む。通常、初回の調整では位相調整が完了していない。ステップＳ０７にて、デジタル回路３２は位相調整工程にて電圧位相Φоを生成する。ステップＳ０８にて、デジタル回路３２は帯域制限信号ｓｉｇ２から演算された電圧振幅Ｖ２から変更せずに電圧振幅Ｖоを生成する。つまり、デジタル回路３２は電圧振幅Ｖ２を電圧振幅Ｖоとして生成する。ステップＳ０９にて、制御回路１３は、電圧位相Φо、電圧振幅Ｖоを有する補償信号ｓｉｇ３を増幅回路１４に出力する。増幅回路１４は補償信号ｓｉｇ３が増幅された出力信号ｓｉｇ４をコモンモードトランス１６及びインピーダンス調整器１８に出力する。出力信号ｓｉｇ４の電圧である出力電圧Ｖｓの振幅は、電圧振幅Ｖоから増幅されている。適宜、出力電圧Ｖｓの電圧振幅はＶｓのまま用いる。出力電圧Ｖｓは、位相が電圧位相Φоであり、振幅が電圧振幅はＶｓである。ステップＳ０９の後にステップＳ０１に戻る。ステップＳ０６にて、デジタル回路３２は帯域制限信号ｓｉｇ２から演算された電圧振幅Ｖоを生成する。その後、ステップＳ０９に進む。

まず、コモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分を急速に相殺する場合を考える。第１回目の補償信号ｓｉｇ３を生成する際に、制御回路１３は、帯域制限回路１２から出力された帯域制限信号ｓｉｇ２と逆相かつ同一振幅の電圧位相Φо及び電圧振幅Ｖоを有する補償信号ｓｉｇ３を出力するように、初期の電圧位相Φоである初期電圧位相Φ２ｉ、初期の電圧振幅Ｖоである初期電圧振幅Ｖ２ｉを決定する。１回目の補償信号ｓｉｇ３を生成する際に、前述したように電圧振幅Ｖ２から変更せずに電圧振幅Ｖоを生成するので、電圧振幅Ｖоは帯域制限信号ｓｉｇ２と同一である。理想的には、振幅演算器３６及び位相演算器３７で得られる電圧位相Φ２及び電圧振幅Ｖ２をそのまま初期値とすると、帯域制限信号ｓｉｇ２と逆相かつ同一振幅の電圧位相Φо及び電圧振幅Ｖоを有する補償信号ｓｉｇ３を出力できる。増幅回路１４が、補償信号ｓｉｇ３を増幅して、電力線４、５に発生しているコモンモード電圧Ｖｃｍと逆相かつ同一振幅の注入電圧Ｖａｐが発生する出力電圧Ｖｓを有する出力信号ｓｉｇ４をコモンモードトランス１６に出力することは、コモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分を急速に相殺するには理想的である。

しかし、コモンモードトランス１６が注入電圧Ｖａｐを発生させる前に、ＬＣ並列共振回路である負荷回路６０にステップ的に電力線４、５に発生しているコモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分と逆相かつ同一振幅の注入電圧Ｖａｐが発生する電圧振幅の出力電圧Ｖｓを印加する場合又は位相を急変する場合には、ＬＣ並列共振回路である負荷回路６０には過渡的に高周波の電圧が印加される。このために、負荷回路６０に過電流と過電圧とが発生する場合がある。この過渡現象の影響を抑えるために、出力電圧Ｖｓの電圧振幅及び電圧位相の調整の際に、単位時間当たりの変化量に制限をかけることが望ましい。出力電圧Ｖｓの電圧振幅及び電圧位相を制御する補償信号ｓｉｇ３の電圧位相Φо及び電圧振幅Ｖоは、単位時間当たりの変化量に制限をかけることが望ましい。

なお、増幅回路１４の出力電圧Ｖｓの振幅は、最適値に対し、コモンモードフィルタ回路１の各部品のばらつき、環境変化により誤差が生じる。そこで、制御回路１３に電圧位相Φоと電圧振幅Ｖоを最適化するアルゴリズムが組み込まれている。例えば、初期電圧位相Φ２ｉ及び初期電圧振幅Ｖ２ｉから小さな位相幅ΔΦ及び小振幅ΔＶだけ変化した電圧位相Φо及び電圧振幅Ｖоを更新して、その値を最適化することでコモンモード電圧Ｖｃｍの特定の周波数成分を、急激な過渡変化が生じないようにコモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分を低減することができる。なお、初期電圧位相Φ２ｉ及び初期電圧振幅Ｖ２ｉは、急速に相殺する場合と異なる値になっている。

電圧位相Φо及び電圧振幅Ｖоを最適化方法、すなわちステップＳ０７の位相調整工程及びステップＳ０６の振幅調整工程を説明する前に、注入電圧Ｖａｐの位相及び振幅の設定によるコモンモード電圧Ｖｃｍの残留量すなわち低減効果を図１５、図１６を用いて説明する。図１５、図１６の横軸は位相Φであり、縦軸はコモンモード電圧Ｖｃｍである。コモンモード電圧Ｖｃｍは振幅の最大値を基準にした規格化された値で示している。コモンモード電圧特性９３ａ、９４ａは注入電圧Ｖａｐが電力線４、５に注入される前すなわち補償前における一つの特定周波数のコモンモード電圧Ｖｃｍの特性である。図１５には、注入電圧Ｖａｐとコモンモード電圧Ｖｃｍの逆相との位相差（逆相位相差）が６０°、３０°、０°の場合のコモンモード電圧特性９３ｂ、９３ｃ、９３ｄが示されている。コモンモード電圧特性９３ｂ、９３ｃ、９３ｄにおいて、注入される注入電圧Ｖａｐはコモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分と同一の電圧振幅を有している。コモンモード電圧特性９３ｂは逆相位相差が６０°の特性であり、コモンモード電圧特性９３ｃは逆相位相差が３０°の特性であり、コモンモード電圧特性９３ｄは逆相位相差が０°の特性である。逆相位相差の最適値は０°である。逆相位相差が小さければ、特定周波数のコモンモード電圧Ｖｃｍすなわちコモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分の残留量が低減されていることが確認できる。

図１６には、コモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分と逆相の電圧振幅に対する注入電圧Ｖａｐの電圧振幅の割合（振幅割合）が１／３、２／３、３／３の場合のコモンモード電圧特性９４ｂ、９４ｃ、９４ｄが示されている。コモンモード電圧特性９４ｂ、９４ｃ、９４ｄにおいて、注入される注入電圧Ｖａｐはコモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分と逆相の電圧位相を有している。コモンモード電圧特性９４ｂは振幅割合が１／３の特性であり、コモンモード電圧特性９４ｃは振幅割合が２／３の特性であり、コモンモード電圧特性９４ｄは振幅割合が３／３の特性である。振幅割合の最適値は３／３である。振幅割合の振幅誤差が小さければ、コモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分の残留量は低減されていることが確認できる。

位相調整器３８及び振幅調整器３９に搭載される最適化方法の一例として、山登り法を用いてコモンモード電圧Ｖｃｍの特定周波数成分を最小化する方法を説明する。まず、初期電圧位相Φ２ｉに対し位相を位相幅ΔΦだけ変化させ、常に検出されたコモンモード電圧Ｖｃｍの前回値よりも小さくなるように電圧位相Φоを変化させる。電圧位相Φоが変化しなくなった場合、その電圧位相Φоを最適値とする。図１７に、実施の形態１のデジタル回路３２の第一例における位相調整例すなわち電圧位相Φоの最適化方法例を示した。電圧位相Φоの位相変化特性９５とコモンモード電圧Ｖｃｍの電圧変化特性９６とが同時に示されている。横軸は時間であり、位相変化特性９５の縦軸は電圧位相Φоであり、電圧変化特性９６の縦軸はコモンモード電圧Ｖｃｍである。図３に示した制御回路１３はデジタル方式である。デジタル方式では、ＡＤ変換器３１を設けコモンモード電圧Ｖｃｍを取り込み、検出値とする。ＡＤ変換器３１が帯域制限信号ｓｉｇ２からデジタル信号に変換する演算入力信号ｓｉｇ２ｄの位相振幅Φ２及び電圧振幅Ｖ２が、デジタル回路３２が処理するコモンモード電圧Ｖｃｍの検出値に相当する。

デジタル回路３２は位相振幅Φ２及び電圧振幅Ｖ２に基づいて位相振幅Φо及び電圧振幅Ｖоを生成し、この位相振幅Φо及び電圧振幅Ｖоに基づいて生成された出力電圧Ｖｓが生成される。出力電圧Ｖｓに基づいてコモンモードトランス１６が電力線４、５に注入電圧Ｖａｐが注入され、新たなコモンモード電圧Ｖｃｍ検出値すなわち位相振幅Φ２及び電圧振幅Ｖ２が得られる。この検出値の振幅すなわち電圧振幅Ｖ２が低下するように、すなわちコモンモード電圧Ｖｃｍの電圧振幅が低下するように、デジタル回路３２の制御周期ΔＴ毎の位相変化特性９５の変化方向を示す極性が３回連続して同極性に変化する場合には最適点の探索を継続し、同極性変化の連続回数が３回未満で極性が反転する点を最適点とする。電圧位相Φоが最適化されたかを判定する位相判定条件は、位相幅ΔΦが３回連続して同極性に変化しないことであり、位相幅ΔΦの同極性変化の連続回数が３回未満で極性が反転することである。

電圧位相Φоの最適化方法により、最適点ｐ１の最適値すなわち電圧位相Φоｐが得られる。図１７には１０回の探索により最適点ｐ１が得られた例を示した。時刻ｔ０の電圧位相Φоは初期電圧位相Φ２ｉである。時刻ｔ１で１回目の処理で初期電圧位相Φ２ｉに位相幅ΔΦが加算された電圧位相Φоが生成される。１回目の処理の極性は正である。位相幅ΔΦが減算される場合の極性は負である。時刻ｔ１、ｔ２、ｔ３、ｔ４、ｔ５、ｔ６における処理は極性が正の処理であり、時刻ｔ７、ｔ８の処理は極性が負の処理である。時刻ｔ９の処理すなわち９回目の処理で極性が前回と反転した正になっている。時刻ｔ１０の処理すなわち１０回目の処理の際に、位相幅ΔΦの負極性変化が２回連続しており、直前の処理で正極性に反転しているので、位相判定条件が満たれていると判定される。デジタル回路３２は、時刻ｔ１０の処理において位相判定条件が満たれていると判定し、前回の電圧位相Φｂから変更せずに電圧位相Φоとして生成する。位相幅ΔΦの極性はコモンモード電圧Ｖｃｍの変化極性と反対に変化させる。時刻ｔ７の処理において、前回の処理によりコモンモード電圧Ｖｃｍが増加したので、すなわちコモンモード電圧Ｖｃｍの変化極性が負から正に反転したので、位相幅ΔΦの極性は正から負に変更されている。

電圧位相Φоの最適化方法により得られた最適値すなわち電圧位相Φоｐを用いることで、ある特定周波数の出力電圧Ｖｓ、注入電圧Ｖａｐはコモンモード電圧Ｖｃｍに対して位相差なく逆相を維持できる。制御回路１３が生成する補償信号ｓｉｇ３の電圧位相Φоは、増幅回路が出力する出力信号ｓｉｇ４、コモンモードトランス１６が電力線４、５に注入する注入電圧Ｖａｐでも変わらない。増幅回路が出力する出力信号ｓｉｇ４における出力電圧Ｖｓの電圧位相Φｓは電圧位相Φоと同じであり、注入電圧Ｖａｐの電圧位相は電圧位相Φоと同じである。

なお、電圧位相Φоを調整する方法としては、制御回路１３に自発振用のサインテーブル（サイン波形用テーブル）を用意しておきその位相量を変化させる、又はＡＤ変換で取り込んだデジタル信号をレジスタ、ＲＡＭ（Random Access Memory）等に格納し、制御回路１３で使用するまでの遅延を任意に制御するなどが考えらえる。

最適な位相探索が完了したら、電圧振幅Ｖｏの最適値の探索を行う。すなわち、位相調整工程が終了した後に、振幅調整工程が実行される。電圧振幅Ｖｏの最適化方法は、電圧位相Φоの最適化方法と同様である。まず、初期電圧振幅Ｖ２ｉに対し振幅を小振幅ΔＶだけ変化させ、常に検出されたコモンモード電圧Ｖｃｍの前回値よりも小さくなるように電圧振幅Ｖоを変化させる。電圧振幅Ｖоが変化しなくなった場合、その電圧振幅Ｖоを最適値とする。図１８に、実施の形態１のデジタル回路３２の第一例における振幅調整例すなわち電圧振幅Ｖоの最適化方法例を示した。電圧振幅Ｖоの振幅変化特性９７とコモンモード電圧Ｖｃｍの電圧変化特性９８とが同時に示されている。横軸は時間であり、振幅変化特性９７の縦軸は電圧振幅Ｖоであり、電圧変化特性９８の縦軸はコモンモード電圧Ｖｃｍである。

デジタル回路３２が処理するコモンモード電圧Ｖｃｍの検出値における振幅すなわち電圧振幅Ｖ２が低下するように、すなわちコモンモード電圧Ｖｃｍの電圧振幅が低下するように、デジタル回路３２の制御周期ΔＴ毎の振幅変化特性９７の変化方向を示す極性が３回連続して同極性に変化する場合には最適点の探索を継続し、同極性変化の連続回数が３回未満で極性が反転する点を最適点とする。電圧振幅Ｖоが最適化されたかを判定する振幅判定条件は、小振幅ΔＶが３回連続して同極性に変化しないことであり、小振幅ΔＶの同極性変化の連続回数が３回未満で極性が反転することである。

電圧振幅Ｖоの最適化方法により、最適点ｐ２の最適値すなわち電圧振幅Ｖоｐが得られる。図１８には１０回の探索により最適点ｐ２が得られた例を示した。図１８において電圧振幅Ｖоの最適化方法が開始される時刻は、電圧位相Φоの最適化方法が終了した時刻ｔ１０にしている。時刻ｔ１０の電圧振幅Ｖоは初期電圧振幅Ｖ２ｉである。時刻ｔ１１で１回目の処理で初期電圧振幅Ｖ２ｉに小振幅ΔＶが加算された電圧振幅Ｖоが生成される。１回目の処理の極性は正である。小振幅ΔＶが減算される場合の極性は負である。時刻ｔ１１、ｔ１２、ｔ１３、ｔ１４、ｔ１５、ｔ１６における処理は極性が正の処理であり、時刻ｔ１７、ｔ１８の処理は極性が負の処理である。時刻ｔ１９の処理すなわち９回目の処理で極性が前回と反転した正になっている。時刻ｔ２０の処理すなわち１０回目の処理の際に、小振幅ΔＶの負極性変化が２回連続しており、直前の処理で正極性に反転しているので、振幅判定条件が満たれていると判定される。デジタル回路３２は、時刻ｔ２０の処理において振幅判定条件が満たれていると判定し、前回の電圧振幅Ｖｂから変更せずに電圧振幅Ｖоとして生成する。小振幅ΔＶの極性はコモンモード電圧Ｖｃｍの変化極性と反対に変化させる。時刻ｔ１７の処理において、前回の処理によりコモンモード電圧Ｖｃｍが増加したので、すなわちコモンモード電圧Ｖｃｍの変化極性が負から正に反転したので、小振幅ΔＶの極性は正から負に変更されている。

電圧位相Φоの最適化方法は、ステップＳ０７の位相調整工程にて実行される。ステップＳ０７の位相調整工程の詳細は図１３に示した。電圧振幅Ｖоの最適化方法は、ステップＳ０６の振幅調整工程にて実行される。ステップＳ０６の振幅調整工程の詳細は図１４に示した。まず、図１３に示した位相調整工程を説明する。

ステップＳ１１にて、デジタル回路３２の位相調整器３８は位相調整が１回目か判定する。位相調整が１回目である場合はステップＳ１２に進み、位相調整が１回目でない場合はステップＳ１３に進む。ステップＳ１２にて、位相調整器３８は演算入力信号ｓｉｇ２ｄの電圧位相Φ２から電圧位相Φоを生成する。１回目の処理の際の電圧位相Φ２が初期電圧位相Φ２ｉである。ステップＳ１２において生成される電圧位相Φоは、初期電圧位相Φ２ｉに位相幅ΔΦが加算された位相になる。１回の位相調整が終了し、ステップＳ０８、ステップＳ０９、ステップＳ０１を経て再度実行されるステップＳ０７が２回目の位相調整になる。

２回目の位相調整の場合、ステップＳ１１からステップＳ１３に進む。ステップＳ１３にて、位相調整器３８は位相幅ΔΦが３回連続して同極性に変化しているかを判定する（位相条件判定工程）。位相幅ΔΦが３回連続して同極性に変化している場合は、位相判定条件が満たされていない場合であり、ステップＳ１４に進む。位相幅ΔΦが３回連続して同極性に変化していない場合すなわち位相幅ΔΦの同極性変化の連続回数が３回未満で極性が反転する場合は、位相判定条件が満たされた場合であり、ステップＳ１５に進む。ステップＳ１４にて、位相調整器３８は前回電圧位相Φｂから位相幅ΔΦだけ変化した電圧位相Φоを生成する。ステップＳ１５にて、位相判定条件が満たされているので、位相調整器３８は前回電圧位相Φｂを電圧位相Φоとして生成し出力する。また、ステップＳ１５にて、位相調整器３８は位相調整の終了を示す位相調整フラグｆｌｇ１を出力する。２回目の位相調整が終了し、ステップＳ０８、ステップＳ０９、ステップＳ０１を経て再度実行されるステップＳ０７が３回目の位相調整になる。位相判定条件が満たされるまで、ステップＳ０７の位相調整工程が、ステップＳ０８、ステップＳ０９、ステップＳ０１の実行を伴って繰り返される。

次に、図１４に示した振幅調整工程を説明する。ステップＳ２１にて、デジタル回路３２の振幅調整器３９は振幅調整が１回目か判定する。振幅調整が１回目である場合はステップＳ２２に進み、振幅調整が１回目でない場合はステップＳ２３に進む。ステップＳ２２にて、振幅調整器３９は演算入力信号ｓｉｇ２ｄの電圧振幅Ｖ２から電圧振幅Ｖоを生成する。１回目の処理の際の電圧振幅Ｖ２が初期電圧振幅Ｖ２ｉである。ステップＳ２２において生成される電圧振幅Ｖоは、初期電圧振幅Ｖ２ｉに小振幅ΔＶが加算された振幅になる。１回の振幅調整が終了し、ステップＳ０９、ステップＳ０１を経て再度実行されるステップＳ０６の実行が２回目の振幅調整になる。

２回目の振幅調整の場合、ステップＳ２１からステップＳ２３に進む。ステップＳ２３にて、振幅調整器３９は小振幅ΔＶが３回連続して同極性に変化しているかを判定する（振幅条件判定工程）。小振幅ΔＶが３回連続して同極性に変化している場合は、振幅判定条件が満たされていない場合であり、ステップＳ２４に進む。小振幅ΔＶが３回連続して同極性に変化していない場合すなわち小振幅ΔＶの同極性変化の連続回数が３回未満で極性が反転する場合は、振幅判定条件が満たされた場合であり、ステップＳ２５に進む。ステップＳ２４にて、振幅調整器３９は前回の電圧振幅Ｖｂから小振幅ΔＶだけ変化した電圧振幅Ｖоを生成する。ステップＳ２５にて、振幅判定条件が満たされているので、振幅調整器３９は前回の電圧振幅Ｖｂを電圧振幅Ｖоとして生成し出力する。２回目の振幅調整が終了し、ステップＳ０９、ステップＳ０１を経て再度実行されるステップＳ０６が３回目の振幅調整になる。振幅判定条件が満たされるまで、ステップＳ０６の振幅調整工程が、ステップＳ０９、ステップＳ０１の実行を伴って繰り返される。

実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１の第一例は、ステップＳ０７の位相調整工程及びステップＳ０６の振幅調整工程により最適化された電圧位相Φо及び電圧振幅Ｖоを有する補償信号ｓｉｇ３を生成し、補償信号ｓｉｇ３が増幅された出力信号ｓｉｇ４に基づいてコモンモードトランス１６から電力線４，５に注入電圧Ｖａｐを注入するので、ある特定周波数の注入電圧Ｖａｐはその特定周波数のコモンモード電圧Ｖｃｍに対して逆相かつ振幅の等しい電圧にできる。その結果、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１の第一例は、コモンモード電圧Ｖｃｍにおける特定周波数の成分を大幅に抑制することが可能となる。ここで１０ｋＨｚ以下の低周波帯域に含まれるキャリア周波数等の特定周波数が帯域制限回路１２の通過帯域すなわち２つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈの間に入るように設定することで、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１の第一例は、低周波のコモンモード電圧Ｖｃｍを大幅に低減できる。

実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１の第一例における出力電圧生成回路６６は、帯域制限回路１２により帯域制限信号ｓｉｇ２が出力される度に、帯域制限信号ｓｉｇ２に基づく信号の電圧位相Φｏが予め定められた位相判定条件（ステップＳ１３からステップＳ１５に進む条件）を満たすまで出力電圧Ｖｓの位相Φｓすなわち電圧位相Φｏを予め定められた位相幅ΔΦずつ調整する位相調整器３８と、位相調整器３８が位相調整の終了を示す位相調整フラグｆｌｇ１を出力している場合に、帯域制限回路１２により帯域制限信号ｓｉｇ２が出力される度に、帯域制限信号ｓｉｇ２に基づく信号の電圧振幅Ｖｏが予め定められた振幅判定条件（ステップＳ２３からステップＳ２５に進む条件）を満たすまで出力電圧Ｖｓの振幅を予め定められた小振幅ΔＶ１ずつ調整する、すなわち出力電圧Ｖｓの振幅を制御する電圧振幅Ｖｏを予め定められた小振幅ΔＶずつ調整する振幅調整器３９と、を備えている。小振幅ΔＶ１は、小振幅ΔＶに増幅回路１４の増幅率が乗算された値である。実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１の第一例は、山登り法を用いて出力電圧Ｖｓの位相（出力電圧位相Φｓ）及び振幅を制御する電圧位相Φｏ及び電圧振幅Ｖｏを最適化することができる。

図１１に示したデジタル回路３２の第一例における位相調整器３８及び振幅調整器３９に組み込む探索器４０ａ、４０ｂのアルゴリズムは、帯域制限回路１２で得られる特定の周波数の検出値が減少するように特定の周波数の電圧位相Φｏ及び電圧振幅Ｖｏを最適化することで補償信号ｓｉｇ３を生成する機能を有していれば、山登り法だけに限定されない。帯域制限回路１２で得られる特定の周波数の検出値が減少するように特定の周波数の電圧位相Φｏ及び電圧振幅Ｖｏを最適化することで補償信号ｓｉｇ３を生成する機能は、ニューラルネットワークを用いた最適化、その他の機械学習方法を用いた最適化等によって実現されてもよい。

ニューラルネットワークを用いて電圧位相Φｏ及び電圧振幅Ｖｏを最適化する探索回路２８を備えたデジタル回路３２の第二例を図１９に示した。図１９に示したデジタル回路３２の第二例は、デジタル回路３２の第一例における位相調整器３８及び振幅調整器３９が調整器５０に代わっている点で図１１に示したデジタル回路３２の第一例とは異なる。図１１に示したデジタル回路３２の第一例とは異なる部分を主に説明する。調整器５０は、振幅演算器３６で演算された電圧振幅Ｖ２、位相演算器３７で演算された電圧位相Φ２から電圧位相Φｏ及び電圧振幅Ｖｏを生成する。調整器５０は、ニューラルネットワークを用いた探索回路２８を備えている。探索回路２８は、例えば予め定められた調整回数による出力電圧Ｖｓの変更により、入力である電圧振幅Ｖ２及び出力である電圧振幅Ｖｏが最小化するように学習された学習済みモデルが組込まれている。予め定められた調整回数が１０回であれば、図１７に示した位相調整の回数、図１８に示した振幅調整の回数と同じであるが、探索回路２８は、電圧位相Φｏ及び電圧振幅Ｖｏを同時に更新する。このため、デジタル回路３２の第二例は、デジタル回路３２の第一例に比べて少ない調整回数で電圧位相Φｏ及び電圧振幅Ｖｏの最適化を達成できる。

デジタル回路３２の第二例を備えたコモンモードフィルタ回路１の第二例の動作を説明する。図２１に示したフローチャートは、図１２に示したフローチャートとはステップＳ０５～ステップＳ０８がステップＳ１０に代わった点で異なる。異なる部分を主に説明する。ステップＳ１０にて、デジタル回路３２は、１回目の電圧位相Φｏ及び電圧振幅Ｖｏを生成する。ステップＳ０９にて、制御回路１３は、電圧位相Φо、電圧振幅Ｖоを有する補償信号ｓｉｇ３を増幅回路１４に出力する。増幅回路１４は補償信号ｓｉｇ３が増幅された出力信号ｓｉｇ４をコモンモードトランス１６及びインピーダンス調整器１８に出力する。１回目の出力信号ｓｉｇ４の出力電圧Ｖｓに基づいてコモンモードトランス１６から電力線４、５に１回目の注入電圧Ｖａｐが注入される。ステップＳ０１に戻り、ステップＳ０２、ステップＳ０３を経てステップＳ０４が実行されるまで、ステップＳ１０の電圧位相Φо、電圧振幅Ｖоを更新する調整工程が繰り返される。

実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１の第二例における出力電圧生成回路６６は、帯域制限回路１２により出力された帯域制限信号ｓｉｇ２の電圧位相Φ２及び電圧振幅Ｖ２に基づいて出力電圧Ｖｓの位相（出力電圧位相Φｓ）及び振幅を調整する調整器５０を備えている。調整器５０は、帯域制限信号ｓｉｇ２の電圧位相Φ２及び電圧振幅Ｖ２から出力電圧Ｖｓの位相（出力電圧位相Φｓ）及び振幅を制御する電圧位相Φｏの値及び電圧振幅Ｖｏの値を生成する学習済みモデルを構成する探索回路２８を備えている。探索回路２８は、帯域制限信号ｓｉｇ２に基づく信号の電圧振幅Ｖｏが許容値（閾値Ｖｔｈ２）以下に低減するまで、帯域制限信号ｓｉｇ２の電圧位相Φ２及び電圧振幅Ｖ２を入力として帯域制限信号ｓｉｇ２の電圧振幅Ｖ２が減少する出力電圧Ｖｓの位相（出力電圧位相Φｓ）及び振幅を制御する電圧位相Φоの値及び電圧振幅Ｖоの値を生成するように学習されており、帯域制限信号ｓｉｇ２が出力される度に、帯域制限信号ｓｉｇ２から探索回路２８により生成された電圧位相Φоの値及び電圧振幅Ｖｏの値に基づいて、出力電圧Ｖｓの位相（出力電圧位相Φｓ）及び振幅を調整する。実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１の第二例は、学習済みモデルを用いて出力電圧Ｖｓの位相（出力電圧位相Φｓ）及び振幅を制御する電圧位相Φｏ及び電圧振幅Ｖｏを最適化することができる。

探索回路２８に組込むモデルは、学習装置１１０により生成される。学習装置１１０は、データ取得部１１１、モデル生成部１１２を備え、生成したモデルをモデル記憶装置１１３に記憶する。データ取得部１１１は、デジタル回路３２に入力される入力データｄａｔａ１、デジタル回路３２から出力されるべき最適化されたデータ、すなわち期待される出力データｄａｔａ２を学習用データとして取得する。入力データｄａｔａ１は電圧振幅Ｖ２、電圧位相Φ２を含んでおり、出力データｄａｔａ２は入力された電圧振幅Ｖ２、電圧位相Φ２に対応した期待値である電圧振幅Ｖｏｓ、電圧位相Φｏｓを含んでいる。

モデル生成部１１２は、データ取得部１１１から出力される入力データｄａｔａ１、出力データｄａｔａ２の組合せに基づいて作成される学習用データに基づいて、電圧振幅Ｖｏ、電圧位相Φｏを学習する。すなわち、デジタル回路３２の入力データｄａｔａ１、期待される出力データｄａｔａ２から最適な電圧振幅Ｖｏ、電圧位相Φｏを推論する学習済モデルを生成する。ここで、学習用データは、入力データｄａｔａ１の電圧振幅Ｖ２、電圧位相Φ２、出力データｄａｔａ２の電圧振幅Ｖｏｓ、電圧位相Φｏｓを互いに関連付けたデータである。

モデル生成部１１２は、ニューラルネットワークモデルに従って、いわゆる教師あり学習により、電圧振幅Ｖｏ、電圧位相Φｏを学習する。ここで、教師あり学習とは、入力と結果のデータの組を学習装置に与えることで、それらの学習用データにある特徴を学習し、入力から結果を推論する方法をいう。

ニューラルネットワークは、複数のニューロンからなる入力層、複数のニューロンからなる中間層（隠れ層）、及び複数のニューロンからなる出力層で構成される。中間層は、１層、又は２層以上でもよい。

例えば、探索回路２８は、図２０に示すような３層のニューラルネットワークを備えている。電圧振幅Ｖ２、電圧位相Φ２がそれぞれ入力層Ｎ１、Ｎ２に入力されると、電圧振幅Ｖ２、電圧位相Φ２に重み関数ｗａ（ｗ１１、ｗ１２、ｗ１３、ｗ１４、ｗ２１、ｗ２２、ｗ２３、ｗ２４）を掛けて中間層Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５、Ｎ６に入力され、その結果にさらに重み関数ｗｂ（ｗ３１、ｗ３２、ｗ４１、ｗ４２、ｗ５１、ｗ５２、ｗ６１、ｗ６２）を掛けて出力層Ｎ７、Ｎ８から出力される。出力層Ｎ７、Ｎ８から出力される電圧振幅Ｖｏ、電圧位相Φｏは重み関数ｗａ、ｗｂの値によって変わる。重み関数ｗａは入力層Ｎ１、Ｎ２から中間層Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５、Ｎ６に入力される際の重み関数の総称であり、重み関数ｗｂは中間層Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５、Ｎ６から出力層Ｎ７、Ｎ８に入力される際の重み関数の総称である。重み関数ｗａは、入力層Ｎ１、Ｎ２と中間層Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５、Ｎ６との組合せに応じて、ｗ１１、ｗ１２、ｗ１３、ｗ１４、ｗ２１、ｗ２２、ｗ２３、ｗ２４のいずれかになる。重み関数ｗｂは、中間層Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５、Ｎ６と出力層Ｎ７、Ｎ８との組合せに応じて、ｗ３１、ｗ３２、ｗ４１、ｗ４２、ｗ５１、ｗ５２、ｗ６１、ｗ６２のいずれかになる。

入力層Ｎ１から中間層Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５、Ｎ６への重み関数ｗａは、それぞれｗ１１、ｗ１２、ｗ１３、ｗ１４である。入力層Ｎ２から中間層Ｎ３、Ｎ４、Ｎ５、Ｎ６への重み関数ｗａは、それぞれｗ２１、ｗ２２、ｗ２３、ｗ２４である。中間層Ｎ３から出力層Ｎ７、Ｎ８への重み関数ｗｂは、それぞれｗ３１、ｗ３２である。中間層Ｎ４から出力層Ｎ７、Ｎ８への重み関数ｗｂは、それぞれｗ４１、ｗ４２である。中間層Ｎ５から出力層Ｎ７、Ｎ８への重み関数ｗｂは、それぞれｗ５１、ｗ５２である。中間層Ｎ６から出力層Ｎ７、Ｎ８への重み関数ｗｂは、それぞれｗ６１、ｗ６２である。

探索回路２８は、データ取得部１１１によって取得される入力データｄａｔａ１、出力データｄａｔａ２の組合せに基づいて作成される学習用データに従って、いわゆる教師あり学習により、電圧振幅Ｖｏ、電圧位相Φｏを学習する。すなわち、探索回路２８は、入力層Ｎ１、Ｎ２に電圧振幅Ｖ２、電圧位相Φ２を入力して出力層Ｎ７、Ｎ８から出力された結果が、出力データｄａｔａ２の電圧振幅Ｖｏｓ、電圧位相Φｏｓに近づくように重みｗａとｗｂを調整することで学習する。モデル生成部１１２は、以上のような学習を実行することで学習済モデルを生成し、モデル記憶装置１１３に出力する。

重み関数ｗａ、ｗｂの値の最適化は、例えば予め定められた調整回数による出力電圧Ｖｓの変更により、入力である電圧振幅Ｖ２及び出力である電圧振幅Ｖｏが最小化するような入力データｄａｔａ１、出力データｄａｔａ２を用いて繰り返し学習を行う。図１７、図１８では合計２０回の出力電圧Ｖｓの生成でコモンモード電圧Ｖｃｍを低減する例を示した。探索回路２８を備えたコモンモードフィルタ回路１は、山登り法による最適化方法よりも少ない出力電圧Ｖｓの調整回数、例えば１０回以下の出力電圧Ｖｓの調整回数でも、コモンモード電圧Ｖｃｍを低減することができる。

探索回路２８は、学習装置１１０のモデル生成部１１２が生成した学習済モデルが組込まれている。例えば、探索回路２８は、デジタル回路３２に実装されるので、学習済モデルはデジタル回路３２に組込まれている。デジタル回路３２は、例えばマイクロコンピュータ、ＤＳＰ、ＦＰＧＡ等により機能が実現されている。

探索回路２８を備えたコモンモードフィルタ回路１すなわちデジタル回路３２の第二例を備えたコモンモードフィルタ回路１は、デジタル回路３２の第一例を備えたコモンモードフィルタ回路１と同様に出力電圧Ｖｓの変化量に制限をかけた出力電圧Ｖｓを生成することができる。

なお、実施の形態１では、モデル生成部１１２が用いる学習アルゴリズムに教師あり学習を適用した場合について説明したが、これに限られるものではない。学習アルゴリズムについては、教師あり学習以外にも、強化学習、教師なし学習、又は半教師あり学習等を適用することも可能である。

また、学習用データを収集するコモンモードフィルタ回路１が搭載される装置は、１つに限定されない。補償対象３が第一の電動機である場合の学習用データと補償対象３が仕様の異なる第二の電動機である場合の学習用データとを同時使用して学習してもよい。さらに、ある補償対象３のコモンモードフィルタ回路１に関して電圧振幅Ｖｏ、電圧位相Φｏを学習した学習装置１１０を、これとは別の補償対象３のコモンモードフィルタ回路１に適用し、当該別のコモンモードフィルタ回路１に関して電圧振幅Ｖｏ、電圧位相Φｏを再学習して更新するようにしてもよい。

また、モデル生成部１１２に用いられる学習アルゴリズムとしては、特徴量そのものの抽出を学習する、深層学習（Deep Learning）を用いることもでき、他の公知の方法、例えば遺伝的プログラミング、機能論理プログラミング、サポートベクターマシンなどに従って機械学習を実行してもよい。

なお、デジタル回路３２の第一例における位相調整器３８、振幅調整器３９の機能は、図２２に示すプロセッサ１２０、メモリ１２１により機能が実現されてもよい。この場合、位相調整器３８、振幅調整器３９は、プロセッサ１２０がメモリ１２１に記憶されたプログラムを実行することにより、実現される。また、複数のプロセッサ１２０および複数のメモリ１２１が連携して位相調整器３８、振幅調整器３９の各機能を実行してもよい。

今まで、電力変換回路２、補償対象３、電力線４、電力線５は、三相三線式の例で説明しているが、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１は、それに限らず三相四線式、単相回路等にも適用できる。

電力変換回路２の例として三相フルブリッジ変換器で説明したが、これに限定されない。電力変換回路２は交直変換機能を有していれば、例えば３レベル変換器、その他の回路構成等をとっても良い。

電圧検出回路１１は、Ｙ接続するコンデンサ９ｕ、９ｖ、９ｗと分圧コンデンサ１０との分圧回路を用いてコモンモード電圧Ｖｃｍを検出する方式だけに限定されない。電圧検出回路１１は、コモンモードトランスを利用したコモンモード電流検出回路にも適用可能である。この場合、電力線４、５に接続された巻線が一次巻線として機能し、コモンモードトランスの励磁インダクタンスを介して二次巻線から得られる電流を終端抵抗で電圧変換し、コモンモード電流が電圧変換されて検出される。

帯域制限回路１２は、特定の周波数成分を通過させることができれば、すなわち特定の周波数成分を含む信号を抽出できれば、インダクタ、コンデンサ、抵抗、増幅回路を組み合わせたアナログ部品で構成されたアナログフィルタでもよく、デジタル部品で構成されたデジタルフィルタでもよい。帯域制限回路１２がデジタルフィルタの場合は、帯域制限回路１２の機能が、デジタル回路３２に組込まれてもよい。この場合、電圧検出信号ｓｉｇ１が制御回路１３に入力され、電圧検出信号ｓｉｇ１が制御回路１３のＡＤ変換器３１でＡＤ変換され、デジタル回路３２において帯域制限されたデジタル信号である帯域制限信号ｓｉｇ２が生成される。

制御回路１３の構成は、図３に示した構成に限定されない。制御回路１３は、帯域制限回路１２で得られる特定の周波数成分の帯域制限信号ｓｉｇ２から次回以降に検出される帯域制限信号ｓｉｇ２が減少するように補償信号ｓｉｇ３を生成する機能を有していればアナログ部品で構成してもよい。

制御回路１３に組み込む探索器４０ｂは、電圧振幅Ｖоを探索する際すなわち電圧振幅Ｖоを生成する際に、増幅回路１４の出力電圧の飽和を防止するためにリミッタを備えてもよい。

増幅回路１４は、図４に示した構成に限定されない。増幅回路１４は、オペレーショナルアンプ４１を用いた反転増幅回路の他に、非反転増幅回路、トランジスタで構成されるプッシュプル回路等でもよい。増幅回路１４の入力端子４４ｓ、４４ｇに入力される補償信号ｓｉｇ３の電圧を増幅して、補償信号ｓｉｇ３に含まれる特定の周波数成分が減少するように出力端子４５ｓ、４５ｇから出力電圧Ｖｓを生成する機能を有していれば、図４に示した構成以外でもよい。

コモンモードフィルタ回路１は、帯域制限回路１２の出力端子を増幅回路１４の入力端子４４ｓ、４４ｇに接続し、入力された信号を演算増幅することでコモンモード電圧Ｖｃｍ又はコモンモード電流が基準値以下を維持できれば、制御回路１３を搭載しなくてもよい。

インピーダンス調整器１８のコンデンサ１５は、負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔの共振周波数ｆｒ４が帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈ間に設定できる容量値に調整できれば、単一で構成しても、複数のコンデンサを直列もしくは並列接続して所望の容量値を得てもよい。

以上のように、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１は、半導体素子のスイッチング動作により電力変換を行う電力変換回路２が電力線４、５に発生させるコモンモード電圧Ｖｃｍを低減するコモンモードフィルタ回路である。コモンモードフィルタ回路１は、電力線４、５に生じたコモンモード電圧Ｖｃｍを検出してコモンモード電圧Ｖｃｍの情報を含む電圧検出信号ｓｉｇ１を出力する電圧検出回路１１と、電圧検出回路１１により出力された電圧検出信号ｓｉｇ１における特定の周波数成分を通過させる帯域制限回路１２と、電力線４、５に接続された二次巻線７と一次巻線８とを有し、電力線４、５にコモンモード電圧Ｖｃｍを低減する注入電圧Ｖａｐを重畳するコモンモードトランス１６と、帯域制限回路１２により出力された周波数成分９２ａ、９２ｂを含む帯域制限信号ｓｉｇ２に基づく信号（演算出力信号ｓｉｇ３ｄ）の電圧振幅Ｖｏを許容値（閾値Ｖｔｈ２）以下に低減する出力電圧Ｖｓを生成すると共に、出力電圧Ｖｓをコモンモードトランス１６の一次巻線８に出力する出力電圧生成回路６６と、コモンモードトランス１６の一次巻線８に並列に接続されると共に、出力電圧生成回路６６の出力端子４５ｓ、４５ｇ間に接続されているコモンモードトランス１６を含む負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔを調整するインピーダンス調整器１８と、を備えている。インピーダンス調整器１８のインピーダンス（調整器インピーダンスＺｓｔ）は、当該インピーダンス（調整器インピーダンスＺｓｔ）を含む出力電圧生成回路６６の出力端子４５ｓ、４５ｇ間に接続された負荷インピーダンスＺｔが最大となる周波数（共振周波数ｆｒ４）が、帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈの範囲内に設定されている。実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１は、この構成により、コモンモードトランス１６の一次巻線８に並列にされたインピーダンス調整器１８を備え、負荷インピーダンスＺｔが最大となる周波数（共振周波数ｆｒ４）が帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈの範囲内に含まれるようにインピーダンス調整器１８のインピーダンス（調整器インピーダンスＺｓｔ）が調整されているので、低周波成分のコモンモード電圧Ｖｃｍの場合でも、出力電圧生成回路６６から出力される出力電流Ｉｓの大幅な増加を防止することができる。

実施の形態２．
図２４は実施の形態２に係るコモンモードフィルタ回路の構成を示す図であり、図２５は図２４の帯域制限回路群の構成を示す図である。図２６は図２４の制御回路の構成を示す図であり、図２７は図２４の可変コンデンサの構成を示す図である。図２８は、図２４の帯域制限回路群のゲイン特性及びコモンモード電圧の周波数成分の第一例を示す図である。図２９は、図２４の帯域制限回路群のゲイン特性及びコモンモード電圧の周波数成分の第二例を示す図である。図３０は、実施の形態２に係るコモンモードフィルタ回路の動作を説明するフローチャートである。

実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１は、電力変換回路２のキャリア周波数に応じた帯域制限回路１２のカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈが設定されている。このため、キャリア周波数を切り換える電力変換回路２を搭載した装置への適用を考慮した場合には、キャリア周波数の変化に応じてコモンモード電圧Ｖｃｍの周波数特性が変化する。異なるキャリア周波数によって発生するコモンモード電圧Ｖｃｍを低減するためには、コモンモードフィルタ回路１は、通過帯域における中心周波数の異なる帯域制限回路１２を複数備えることが望ましい。実施の形態２のコモンモードフィルタ回路１は、電力変換回路２の異なるキャリア周波数に対応した例である。

実施の形態２のコモンモードフィルタ回路１は、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１とは、帯域制限回路１２、制御回路１３、コンデンサ１５が、複数の帯域制限回路１２ａ、１２ｂ、１２ｎを備えた帯域制限回路群２０、制御回路３０ａ、可変コンデンサ５９に代わっている点で異なる。実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１と異なる部分を主に説明する。実施の形態２のコモンモードフィルタ回路１は、インピーダンス調整器１８が可変コンデンサ５９の例であり、すなわちインピーダンス調整器１８が可変コンデンサ５９を備えている例である。出力電圧生成回路６６は、出力電圧Ｖｓを生成すると共に、インピーダンス調整器１８の容量値を設定する設定信号ｓｉｇ６を出力する。

図２８に複数の異なるキャリア周波数によって電力変換回路２が発生させるコモンモード電圧Ｖｃｍの周波数成分と、帯域制限回路群２０におけるゲインＧの周波数特性すなわち複数のゲイン特性との関係を示した。図２８には、ｎ個のキャリア周波数ｆ１ａ～ｆ１ｎの内、３つのキャリア周波数ｆ１ａ、ｆ１ｂ、ｆ１ｎに対応した周波数成分及びゲイン特性８８ａ、８８ｂ、８８ｎを示した。キャリア周波数ｆ１ａに関係するコモンモード電圧Ｖｃｍの周波数成分は、４つの周波数成分７１ａ、７２ａ、７３ａ、７４ａを示した。キャリア周波数ｆ１ａの周波数成分７１ａ、３次成分周波数ｆ３ａの周波数成分７２ａ、５次成分周波数ｆ５ａの周波数成分７３ａ、７次成分周波数ｆ７ａの周波数成分７４ａを図示している。ゲイン特性８８ａは、２つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈ間にキャリア周波数ｆ１ａが入るように設定された帯域制限回路１２ａのゲイン特性である。

キャリア周波数ｆ１ｂに関係するコモンモード電圧Ｖｃｍの周波数成分は、４つの周波数成分７１ｂ、７２ｂ、７３ｂ、７４ｂを示した。キャリア周波数ｆ１ｂの周波数成分７１ｂ、３次成分周波数ｆ３ｂの周波数成分７２ｂ、５次成分周波数ｆ５ｂの周波数成分７３ｂ、７次成分周波数ｆ７ｂの周波数成分７４ｂを図示している。ゲイン特性８８ｂは、２つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈ間にキャリア周波数ｆ１ｂが入るように設定された帯域制限回路１２ｂのゲイン特性である。キャリア周波数ｆ１ｎに関係するコモンモード電圧Ｖｃｍの周波数成分は、４つの周波数成分７１ｎ、７２ｎ、７３ｎ、７４ｎを示した。キャリア周波数ｆ１ｎの周波数成分７１ｎ、３次成分周波数ｆ３ｎの周波数成分７２ｎ、５次成分周波数ｆ５ｎの周波数成分７３ｎ、７次成分周波数ｆ７ｎの周波数成分７４ｎを図示している。ゲイン特性８８ｎは、２つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈ間にキャリア周波数ｆ１ｎが入るように設定された帯域制限回路１２ｎのゲイン特性である。

帯域制限回路群２０に複数の帯域制限回路１２ａ～１２ｎが用意されており、電力変換回路２のキャリア周波数の変動に応じて、制御回路３０ａにおいて帯域制限回路１２ａ～１２ｎの出力値におけるいずれか１つを補償に用いるかが選択される。制御回路３０ａは、選択回路５２を備えており、複数の帯域制限回路１２ａ～１２ｎの出力値を比較し、最大となるものを選択する。帯域制限回路群２０から出力される複数の帯域制限信号ｓｉｇ５ａ～ｓｉｇ５ｎから選択された１つの帯域制限信号ｓｉｇｓｅに基づいて制御回路３０ａが補償信号ｓｉｇ３を生成する場合には、増幅回路１４が出力する出力電圧Ｖｓに含まれる周波数成分は選択された帯域制限信号ｓｉｇｓｅに応じて変化する。帯域制限回路群２０に複数の帯域制限回路１２ａ～１２ｎから選択された帯域制限回路の符号は、１２を用いる。したがって、選択された帯域制限信号ｓｉｇｓｅを通過させた帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈ間に負荷回路６０の共振周波数ｆｒ４が入るように可変コンデンサ５９の容量値を調整する機能を持たせることが望ましい。

可変コンデンサ５９は、コンデンサとスイッチとが直列に接続された直列体５５ａ、５５ｂ、５５ｃ、５５ｄを複数備えている。図２７では、４つの直列体５５ａ、５５ｂ、５５ｃ、５５ｄを備えた例を示した。可変コンデンサ５９は、入力端子６２ｓ及び出力端子６３ｓに接続された配線６４ａと、入力端子６２ｇ及び出力端子６３ｇに接続された配線６４ｂとの間に４つの直列体５５ａ、５５ｂ、５５ｃ、５５ｄが並列に接続されている。入力端子６２ｓ、６２ｇはそれぞれ増幅回路１４の出力端子４５ｓ、４５ｇに接続されており、出力端子６３ｓ、６３ｇは、それぞれコモンモードトランス１６の一次巻線８の一端及び他端に接続されている。直列体５５ａはコンデンサ１５ａとスイッチ５４ａとが直列に接続されており、直列体５５ｂはコンデンサ１５ｂとスイッチ５４ｂとが直列に接続されている。直列体５５ｃはコンデンサ１５ｃとスイッチ５４ｃとが直列に接続されており、直列体５５ｄはコンデンサ１５ｄとスイッチ５４ｄとが直列に接続されている。

スイッチ５４ａは、入力端子６７ａから入力される設定信号ｓｉｇ６ａによりオン及びオフが制御される。スイッチ５４ｂ、５４ｃ、５４ｄも同様に、それぞれ設定信号ｓｉｇ６ｂ、ｓｉｇ６ｃ、ｓｉｇ６ｄによりオン及びオフが制御される。スイッチ５４ｂは、入力端子６７ｂから入力される設定信号ｓｉｇ６ｂによりオン及びオフが制御される。スイッチ５４ｃは、入力端子６７ｃから入力される設定信号ｓｉｇ６ｃによりオン及びオフが制御される。スイッチ５４ｄは、入力端子６７ｄから入力される設定信号ｓｉｇ６ｄによりオン及びオフが制御される。設定信号の符号は、総括的にｓｉｇ６を用い、区別する場合にｓｉｇ６ａ、ｓｉｇ６ｂ、ｓｉｇ６ｃ、ｓｉｇ６ｄを用いる。スイッチ５４ａ、５４ｂ、５４ｃ、５４ｄをオンすれば、各直列体５５ａ、５５ｂ、５５ｃ、５５ｄはコンデンサ１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄとして動作する。スイッチ５４ａ、５４ｂ、５４ｃ、５４ｄをオフすれば、各直列体５５ａ、５５ｂ、５５ｃ、５５ｄすなわちコンデンサ１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄは開放状態（非接続状態）になり、可変コンデンサ５９の容量値を低下させることができる。コンデンサ１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄの並列接続数を増加させれば可変コンデンサ５９の容量値を増大でき、コンデンサ１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄの並列接続数を減少させれば可変コンデンサ５９の容量値を低下させることができる。

帯域制限回路群２０は複数の帯域制限回路１２ａ～１２ｎを備えている。図２５では、ｎ個の帯域制限回路の内、３つの帯域制限回路１２ａ、１２ｂ、１２ｎを示した。帯域制限回路１２ａは、電圧検出回路１１により出力された電圧検出信号ｓｉｇ１におけるゲイン特性８８ａに応じた特定の周波数成分を通過させ、帯域制限信号ｓｉｇ５ａを出力する。帯域制限信号ｓｉｇ５ａは、帯域制限回路１２ａのゲイン特性８８ａに応じた周波数成分を含んでいる。帯域制限回路１２ｂは、電圧検出回路１１により出力された電圧検出信号ｓｉｇ１におけるゲイン特性８８ｂに応じた特定の周波数成分を通過させ、帯域制限信号ｓｉｇ５ｂを出力する。帯域制限回路１２ｎは、電圧検出回路１１により出力された電圧検出信号ｓｉｇ１におけるゲイン特性８８ｎに応じた特定の周波数成分を通過させ、帯域制限信号ｓｉｇ５ｎを出力する。帯域制限信号ｓｉｇ５ｂは帯域制限回路１２ｂのゲイン特性８８ｂに応じた周波数成分を含んでおり、帯域制限信号ｓｉｇ５ｎは帯域制限回路１２ｎのゲイン特性８８ｎに応じた周波数成分を含んでいる。帯域制限回路群２０が出力する帯域制限信号の符号は、総括的にｓｉｇ５を用い、区別する場合にｓｉｇ５ａ、ｓｉｇ５ｂ、ｓｉｇ５ｎを用いる。

制御回路３０ａは、図３に示した制御回路１３とは、ＡＤ変換器３１の入力側に選択回路５２が追加され、可変コンデンサ５９の容量値を設定する設定信号ｓｉｇ６を出力する設定信号生成回路５３が追加されている点で異なる。制御回路１３と異なる部分を主に説明する。選択回路５２は複数の入力端子３４ｓａ～３４ｓｎと入力端子３４ｇを備えている。選択回路５２は、入力端子３４ｓａ、３４ｇから帯域制限回路群２０の帯域制限信号ｓｉｇ５ａを取り込み、入力端子３４ｓｂ、３４ｇから帯域制限回路群２０の帯域制限信号ｓｉｇ５ｂを取り込む。選択回路５２は、入力端子３４ｓｎ、３４ｇから帯域制限回路群２０の帯域制限信号ｓｉｇ５ｎを取り込む。図２６では、ｎ個の入力端子３４ｓａ～３４ｓｎの内、３つの入力端子３４ｓａ、３４ｓｂ、３４ｓｎを示し、それぞれに入力される３つの帯域制限信号ｓｉｇ５ａ、ｓｉｇ５ｂ、ｓｉｇ５ｎを示した。選択回路５２は、複数の帯域制限回路１２ａ～１２ｎから出力された複数の帯域制限信号ｓｉｇ５の出力値を比較し、最大となるものを選択して帯域制限信号ｓｉｇｓｅとして出力する。また、選択回路５２は、どの帯域制限信号ｓｉｇ５ａ～ｓｉｇ５ｎを選択したかを示す選択情報信号ｓｓｉｇを出力する。ＡＤ変換器３１は、アナログの帯域制限信号ｓｉｇｓｅをデジタルの演算入力信号ｓｉｇ２ｄに変換する。

設定信号生成回路５３は、帯域制限回路群２０の各帯域制限回路１２ａ～１２ｎのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈに対応して、可変コンデンサ５９のスイッチ５４ａ～５４ｄのオン又はオフにする設定信号ｓｉｇ６ａ～ｓｉｇ６ａの状態を設定する。設定信号生成回路５３は、選択された帯域制限信号ｓｉｇｓｅに対応した帯域制限回路１２のカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈの間に、出力電圧生成回路６６の出力端子４５ｓ、４５ｇ間に接続された負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大となる周波数が含まれるように、予め設定されている設定信号ｓｉｇ６ａ～ｓｉｇ６ａの状態すなわち電位レベルの組を出力する。例えば、設定信号ｓｉｇ６ａ～ｓｉｇ６ａの電位レベルが高電位の場合にスイッチ５４ａ～５４ｄがオンし、設定信号ｓｉｇ６ａ～ｓｉｇ６ａの電位レベルが低電位の場合にスイッチ５４ａ～５４ｄがオフする。

実施の形態２のインピーダンス調整器１８の調整器インピーダンスＺｓｔは、実施の形態１と同様に調整される。実施の形態２のインピーダンス調整器１８の調整器インピーダンスＺｓｔは、負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大となる周波数すなわち共振周波数ｆｒ４が、選択された帯域制限信号ｓｉｇｓｅを出力した帯域制限回路群２０の帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈの範囲内に含まれるように調整されている。また、実施の形態２のインピーダンス調整器１８の調整器インピーダンスＺｓｔは、選択された帯域制限信号ｓｉｇｓｅを出力した帯域制限回路群２０の帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈの範囲内に、負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大となる周波数すなわち共振周波数ｆｒ４が含まれるように調整されている、と表現してもよい。選択された帯域制限信号ｓｉｇｓｅを出力した帯域制限回路群２０の帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈの範囲内に、負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大となる周波数すなわち共振周波数ｆｒ４が含まれることは、インピーダンス条件が満たされていることである。実施の形態２では、インピーダンス調整器１８が可変コンデンサ５９の例なので、インピーダンス調整器１８である可変コンデンサ５９の容量値Ｃは、インピーダンス条件を満たすように調整されている。

実施の形態２のコモンモードフィルタ回路１は、選択された帯域制限信号ｓｉｇｓｅを出力した帯域制限回路群２０の帯域制限回路１２のゲイン特性に対応して、制御回路３０が可変コンデンサ５９の容量値Ｃをインピーダンス条件が満足するように設定することができる。その結果として、実施の形態２のコモンモードフィルタ回路１は、電力変換回路２のキャリア周波数が変更されても出力電圧生成回路６６の増幅回路１４から出力される出力電圧Ｖｓの周波数成分はインピーダンス条件を満たしているので、この出力電圧Ｖｓによって負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが高くなり、出力電圧生成回路６６から出力される出力電流の増加を防ぐことができる。

図３０を用いて、実施の形態２のコモンモードフィルタ回路１の動作を説明する。図３０に示したフローチャートは、図１２に示したフローチャートにけるステップＳ０５に前にステップＳ４１が追加されている点で異なる。図１２に示したフローチャートと異なる部分を主に説明する。ステップＳ４１において、制御回路３０ａは帯域制限回路群２０の複数の帯域制限回路１２ａ～１２ｎがそれぞれ出力する帯域制限信号ｓｉｇ５の出力値が最大となる一つの帯域制限回路１２を選択し、この帯域制限回路１２の特性に合わせて負荷回路６０の共振周波数ｆｒ４が設定されるように、すなわちインピーダンス条件を満たすように可変コンデンサ５９の容量値を設定する（調整器インピーダンス設定工程）。ステップＳ４１の調整器インピーダンス設定工程の後に、ステップＳ０５を実行する。実施の形態２のコモンモードフィルタ回路１は、電力変換回路２のキャリア周波数が変更されても、出力電圧生成回路６６から出力される出力電流の増加を防ぐことができる。

図３０に示したフローチャートは、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１の第一例の動作を説明するフローチャートに対応した例である。これは、実施の形態２の制御回路３０ａにおけるデジタル回路３２が図１１に示した第一例の場合である。実施の形態２の制御回路３０ａにおけるデジタル回路３２は、図１９に示した第二例の場合でもよい。この場合のフローチャートは、図２１に示したフローチャートにけるステップＳ１０に前にステップＳ４１が追加されたフローチャートになる。

図２８では、帯域制限回路群２０のｎ個の帯域制限回路１２ａ～１２ｎのゲイン特性８８ａ～８８ｎは、それぞれ二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈ間にキャリア周波数ｆ１ａ～ｆ１ｎが含まれるように設定されている例を示した。帯域制限回路群２０のｎ個の帯域制限回路１２ａ～１２ｎのゲイン特性８８ａ～８８ｎは、図２９に示すように、それぞれ二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈ間にキャリア周波数ｆ１ａ～ｆ１ｎの整数倍の周波数が含まれるように設定されていてもよい。図２９では、二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈ間にキャリア周波数ｆ１ａ～ｆ１ｎの整数倍の周波数ｆ３ａ～ｆ３ｎが含まれるように設定されている例を示した。図２９のように設定した場合でも、負荷インピーダンスＺｔは、共振周波数ｆｒ４で最大値になる。なお、周波数成分７２ａ～７２ｎの方が周波数成分７１ａ～７１ｎよりも大きい場合には、図２９のように設定することを想定しているが、特定の周波数成分を優先的に除去したい場合にはこの限りではない。

可変コンデンサ５９は、容量値が所望の値に設定できれば、コンデンサ１５ａ～１５ｄは容量値が同一でも異なってもよい。また各直列体５５ａ～５５ｄにおいて複数のコンデンサを備えていてもよい。すなわち、各コンデンサ１５ａ～１５ｄは、複数のコンデンサが直列接続又は及び直列接続されていてもよい。また、各コンデンサ１５ａ～１５ｄが可変容量コンデンサ（バリアブルコンデンサ）であってもよい。各スイッチ５４ａ～５４ｄは、双方向の遮断及び導通する機能を持っていればよく、例えば機械スイッチ、半導体スイッチ等である。

実施の形態３．
図３１は実施の形態３に係るコモンモードフィルタ回路の構成を示す図であり、図３２は図３１のＬＣ調整器の構成を示す図である。図３３は図３１の制御回路の構成を示す図であり、図３４は図３１の増幅回路の出力端子間に接続された負荷回路の等価回路を示す図である。図３５は実施の形態３に係るコモンモードフィルタ回路の動作を説明するフローチャートであり、図３６は図３５の共振周波数調整工程を説明するフローチャートである。

実施の形態３のコモンモードフィルタ回路１は、出力電圧生成回路６６の出力端子４５ｓ、４５ｇ間に接続される負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大になる共振周波数ｆｒ４と、出力電圧生成回路６６から出力される出力電圧Ｖｓの周波数ｆｓとのずれを調整する機能を備えた例である。複数の周波数成分を有するコモンモード電圧Ｖｃｍから特定の一つの周波数成分のみを通過させるすなわち抽出する帯域制限回路１２を用いれば、実施の形態１及び実施の形態２のコモンモードフィルタ回路１は、抽出されたコモンモード電圧Ｖｃｍの周波数成分における周波数を有する出力電圧Ｖｓを出力電圧生成回路６６から負荷回路６０に出力している。実施の形態１及び実施の形態２のコモンモードフィルタ回路１は、負荷回路６０の励磁インピーダンスＺｌ及びコモンモードインピーダンスＺが予め想定できる場合に、前述したインピーダンス条件を満たすようにインピーダンス調整器１８の容量値Ｃが調整されていた。満たすべきインピーダンス条件は、負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大となる周波数すなわち共振周波数ｆｒ４が、帯域制限回路１２の二つのカットオフ周波数ｆｌ、ｆｈの範囲内に含まれることである。実施の形態１及び実施の形態２のコモンモードフィルタ回路１は、帯域制限回路１２により抽出された周波数を有する出力電圧Ｖｓに対して負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大となるように調整されていた。つまり、実施の形態１及び実施の形態２のコモンモードフィルタ回路１は、負荷回路６０の励磁インピーダンスＺｌ及びコモンモードインピーダンスＺが予め想定されている場合に、出力電圧生成回路６６に接続された負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大になる共振周波数ｆｒ４と、出力電圧生成回路６６から出力される出力電圧Ｖｓの周波数ｆｓとを、高精度で一致させること又は十分に近づけることができる。

しかし、コモンモードトランス１６、インピーダンス調整器１８のコンデンサ１５等の製造ばらつきにより、励磁インピーダンスＺｌの励磁インダクタンス値Ｌｍ、インピーダンス調整器１８の容量値Ｃのばらつきが大きい場合には、負荷回路６０の共振点すなわち共振周波数ｆｒ４が所望の値から変化してしまうことが考えられる。このため、コモンモードフィルタ回路１は、負荷回路６０の共振点すなわち共振周波数ｆｒ４と出力電圧生成回路６６から出力される出力電圧Ｖｓの周波数ｆｓとのずれを調整する機能を備えることが望ましい。

図３１に示した実施の形態３のコモンモードフィルタ回路１は、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１とは、制御回路１３及びコンデンサ１５が制御回路３０ｂ及びＬＣ調整器６５に代わり、出力電圧生成回路６６の出力電流Ｉｓを検出する電流検出器１７及び帯域制限回路１９が追加されている点で異なる。実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１と異なる部分を主に説明する。実施の形態３のコモンモードフィルタ回路１は、インピーダンス調整器１８がＬＣ調整器６５の例であり、すなわちインピーダンス調整器１８がコンデンサ１５、可変コンデンサ５７、可変インダクタ５８を備えている例である。出力電圧生成回路６６は、電流検出器１７により検出された出力電流Ｉｓの検出値に基づいて、インピーダンス調整器１８の容量値及びインダクタンス値を設定する設定信号ｓｉｇ６を出力する。

電流検出器１７は、シャント抵抗と絶縁アンプを用いた方式の検出器、非接触の磁気方式の検出器等である。電流検出器１７は、出力電圧生成回路６６の出力電流Ｉｓを検出し、検出電流Ｉｄの情報を含む電流検出信号ｓｉｇ７を出力する。検出電流Ｉｄの情報は、電流振幅、位相Φｄを含んでいる。適宜、検出電流Ｉｄの電流振幅はＩｄのまま用いる。検出電流Ｉｄの位相Φｄは、出力電流Ｉｓの電流位相と同じである。帯域制限回路１９は、電流検出器１７により出力された電流検出信号ｓｉｇ７における特定の周波数成分を通過させ、帯域制限信号ｓｉｇ８を出力する。帯域制限信号ｓｉｇ８は、特定の周波数帯域の抽出電流Ｉｄｆの情報を含んでいる。抽出電流Ｉｄｆの情報は、電流振幅、位相Φｄを含んでいる。適宜、抽出電流Ｉｄｆの電流振幅はＩｄｆのまま用いる。抽出電流Ｉｄｆの電流振幅は、検出電流Ｉｄの電流振幅と同じである。抽出電流Ｉｄｆの位相は、検出電流Ｉｄと同じであり、抽出電流Ｉｄｆの位相の符号はΦｄを用いる。帯域制限信号ｓｉｇ８は制御回路３０ｂに入力される。制御回路３０ｂは、帯域制限信号ｓｉｇ８に基づいて、インピーダンス調整器１８であるＬＣ調整器６５の調整器インピーダンスＺｓｔを設定する設定信号ｓｉｇ６をＬＣ調整器６５に出力する。

ＬＣ調整器６５は、入力端子６２ｓ及び出力端子６３ｓに接続された配線６４ａと入力端子６２ｇ及び出力端子６３ｇに接続された配線６４ｂとの間に、並列接続されたコンデンサ１５、可変コンデンサ５７、可変インダクタ５８を備えている。可変コンデンサ５７は、コンデンサとスイッチとが直列に接続された直列体５５ａ、５５ｂを複数備えている。可変インダクタ５８は、インダクタとスイッチとが直列に接続された直列体８５ａ、８５ｂを複数備えている。図３２では、可変コンデンサ５７が２つの直列体５５ａ、５５ｂを備え、可変インダクタ５８が２つの直列体８５ａ、８５ｂを備えた例を示した。可変コンデンサ５７は、配線６４ａと配線６４ｂとの間に２つの直列体５５ａ、５５ｂ、が並列に接続されている。可変インダクタ５８は、配線６４ａと配線６４ｂとの間に２つの直列体８５ａ、８５ｂ、が並列に接続されている。入力端子６２ｓ、６２ｇはそれぞれ増幅回路１４の出力端子４５ｓ、４５ｇに接続されており、出力端子６３ｓ、６３ｇは、それぞれコモンモードトランス１６の一次巻線８の一端及び他端に接続されている。

直列体５５ａはコンデンサ８１ａとスイッチ５４ａとが直列に接続されており、直列体５５ｂはコンデンサ８１ｂとスイッチ５４ｂとが直列に接続されている。直列体８５ａはインダクタ８２ａとスイッチ８６ａとが直列に接続されており、直列体８５ｂはインダクタ８２ｂとスイッチ８６ｂとが直列に接続されている。

スイッチ５４ａは、入力端子６７ａから入力される設定信号ｓｉｇ６ａによりオン及びオフが制御される。スイッチ５４ｂ、８６ａ、８６ｂも同様に、それぞれ設定信号ｓｉｇ６ｂ、ｓｉｇ６ｃ、ｓｉｇ６ｄによりオン及びオフが制御される。スイッチ５４ｂは、入力端子６７ｂから入力される設定信号ｓｉｇ６ｂによりオン及びオフが制御される。スイッチ８６ａは、入力端子６７ｃから入力される設定信号ｓｉｇ６ｃによりオン及びオフが制御される。スイッチ８６ｂは、入力端子６７ｄから入力される設定信号ｓｉｇ６ｄによりオン及びオフが制御される。設定信号の符号は、総括的にｓｉｇ６を用い、区別する場合にｓｉｇ６ａ、ｓｉｇ６ｂ、ｓｉｇ６ｃ、ｓｉｇ６ｄを用いる。

スイッチ５４ａ、５４ｂをオンすれば、各直列体５５ａ、５５ｂはコンデンサ８１ａ、８１ｂとして動作する。スイッチ８６ａ、８６ｂをオンすれば、各直列体８５ａ、８５ｂはインダクタ８２ａ、８２ｂとして動作する。スイッチ５４ａ、５４ｂをオフすれば、各直列体５５ａ、５５ｂすなわちコンデンサ８１ａ、８１ｂは開放状態（非接続状態）になり、可変コンデンサ５７の容量値を低下させることができる。コンデンサ１５ａ、１５ｂの並列接続数を増加させれば可変コンデンサ５７の容量値を増大でき、コンデンサ１５ａ、１５ｂの並列接続数を減少させれば可変コンデンサ５７の容量値を低下させることができる。スイッチ８６ａ、８６ｂをオフすれば、各直列体８５ａ、８５ｂすなわちインダクタ８２ａ、８２ｂは開放状態（非接続状態）になり、可変インダクタ５８のインダクタンス値を低下させることができる。インダクタ８２ａ、８２ｂの並列接続数を増加させれば可変インダクタ５８のインダクタンス値を低下でき、インダクタ８２ａ、８２ｂの並列接続数を減少させれば可変インダクタ５８のインダクタンス値を増大させることができる。

図３４に、実施の形態３のコモンモードフィルタ回路１における、増幅回路１４の出力端子間の負荷回路６０の等価回路を示した。図５に示した実施の形態３のコモンモードフィルタ回路１における、増幅回路１４の出力端子間の負荷回路６０の等価回路では、インピーダンス調整器１８の調整器インピーダンスＺｓｔはコンデンサ１５のインピーダンスのみであった。しかし、実施の形態３のコモンモードフィルタ回路１のインピーダンス調整器１８は、コンデンサ１５、可変コンデンサ５７、可変インダクタ５８を備えている。このため、実施の形態３の負荷回路６０は、コンデンサ１５、可変コンデンサ５７、可変インダクタ５８、コモンモードトランス１６の励磁インダクタ、一巡経路６１の各インピーダンスが並列接続されたＬＣ並列共振回路になっている。コンデンサ１５、可変コンデンサ５７、可変インダクタ５８は、インピーダンス調整器１８の構成物であり、インピーダンス調整器１８の調整器インピーダンスＺｓｔは、容量値Ｃのコンデンサ１５、容量値Ｃｃｐの可変コンデンサ５７、インダクタンス値Ｌｃｐの可変インダクタ５８が並列接続されたインピーダンスである。図３４では、図５の等価回路に追加された可変コンデンサ５７及び可変インダクタ５８のコンデンサ電流Ｉｃａ及びインダクタ電流Ｉｌａも示した。

インピーダンス調整器１８は、スイッチ５４ａ、５４ｂ及びスイッチ８６ａ、８６ｂのオン及びオフが制御されることで、可変コンデンサ５７の容量値Ｃｃｐ、可変インダクタ５８のインダクタンス値Ｌｃｐが調整される。インピーダンス調整器１８は、容量値Ｃのコンデンサ１５も備えているので、インピーダンス調整器１８の容量値はＣ＋Ｃｃｐになる。制御回路３０ｂは、設定信号ｓｉｇ６によりインピーダンス調整器１８の容量値及びインダクタンス値を調整して、負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが特定の周波数を有する出力電圧Ｖｓに対して負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大となるように調整する。インピーダンス調整器１８の容量値及びインダクタンス値が調整されるこことで、負荷回路６０の共振周波数ｆｒ４が調整される。したがって、制御回路３０ｂは、特定の周波数を有する出力電圧Ｖｓに対して負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが最大となるように負荷回路６０の共振周波数ｆｒ４を調整する。

帯域制限回路１２のゲイン特性で決定される特定の周波数帯域においてコモンモードインピーダンスＺが励磁インピーダンスＺｌに対し十分に大きい場合には、コモンモードインピーダンスＺが無視でき、可変コンデンサ５７の容量値Ｃｃｐ及び可変インダクタ５８のインダクタンス値Ｌｃｐは、励磁インピーダンスＺｌの励磁インダクタンス値Ｌｍ及びコンデンサ１５の容量値Ｃの誤差補正を目的としている。この場合、コモンモードトランス１６の励磁インダクタンス値Ｌｍ及びコンデンサ１５の容量値Ｃのばらつき２０％を調整する場合には、インダクタンス値Ｌｃｐは励磁インダクタンス値Ｌｍの５倍以上とすることが望ましく、容量値Ｃｃｐはコンデンサ１５の容量値Ｃの１／５以下とすることが望ましい。ただし、コモンモードインピーダンスＺの変動値が励磁インピーダンスＺｌに対して無視できない場合には、コモンモードインピーダンスＺの変動値も誤差要因となるため、励磁インダクタンス値Ｌｍ及びコンデンサ１５の容量値Ｃの誤差補正に限らず、コモンモードインピーダンスＺの変動値に対応するように、インダクタンス値Ｌｃｐ及び容量値Ｃｃｐを設定してもよい。

制御回路３０ａは、図３に示した制御回路１３とは、アナログの帯域制限信号ｓｉｇ８をデジタル信号の抽出信号ｓｉｇ８ｄに変換するＡＤ変換器３１ａと、ＬＣ調整器６５における可変コンデンサ５７の容量値Ｃｃｐ及び可変インダクタ５８のインダクタンス値Ｌｃｐを設定する設定信号ｓｉｇ６を出力する設定信号生成回路５６が追加されている点で異なる。制御回路１３と異なる部分を主に説明する。ＡＤ変換器３１ａは、入力端子３４ｓｓ、３４ｇから帯域制限回路１９の帯域制限信号ｓｉｇ８を取り込む。ＡＤ変換器３１ａはアナログの帯域制限信号ｓｉｇ８をデジタル信号の抽出信号ｓｉｇ８ｄに変換する。抽出信号ｓｉｇ８ｄは、特定の周波数帯域の抽出電流Ｉｄｆの情報、を含んでいる。

設定信号生成回路５６は、抽出信号ｓｉｇ８ｄの抽出電流Ｉｄｆの情報である抽出電流の電流振幅Ｉｄｆ及び抽出電流Ｉｄｆの位相Φｄに基づいて、可変コンデンサ５７のスイッチ５４ａ、５４ｂ及び可変インダクタ５８のスイッチ８６ａ、８６ｂのオン又はオフにする設定信号ｓｉｇ６ａ～ｓｉｇ６ａの状態を設定する。可変コンデンサ５７の容量値Ｃｃｐ及び可変インダクタ５８のインダクタンス値Ｌｃｐを設定する工程は、負荷回路６０の共振周波数を調整する工程なので、設定信号生成回路５６は、共振周波数調整工程を実行する。共振周波数調整工程は、実施の形態１で説明した位相調整工程及び振幅調整工程より先に実行される。

設定信号生成回路５６は、共振周波数調整工程において、出力電圧Ｖｓの位相Φｓと抽出電流Ｉｄｆの位相Φｄとを比較し、位相Φｄが位相Φｓよりも遅れている場合に容量性の容量値Ｃｃｐを負荷回路６０に付加し、位相Φｄが位相Φｓよりも進んでいる場合に誘導性のインダクタンス値Ｌｃｐを負荷回路６０に付加する。共振周波数調整工程は、位相調整工程及び振幅調整工程より先に実行されるので、帯域制限信号ｓｉｇ２から演算された電圧位相Φ２及び電圧振幅Ｖ２を電圧位相Φо及び電圧振幅Ｖоとして生成し、電圧位相Φо及び電圧振幅Ｖоを有する補償信号ｓｉｇ３が出力される。負荷回路６０には補償信号ｓｉｇ３に基づいて、出力電圧Ｖｓを有する出力信号ｓｉｇ４が出力される。このため、出力電圧Ｖｓの位相Φｓは、デジタル回路３２が出力する電圧位相Φоを用いる。

図３３に示したように、設定信号生成回路５６は、位相Φｄが電圧位相Φоよりも遅れている場合に可変コンデンサ５７のスイッチ５４ａ、５４ｂの少なくとも１つをオンにし、位相Φｄが電圧位相Φоよりも進んでいる場合に可変インダクタ５８のスイッチ８６ａ、８６ｂの少なくとも１つをオンにする。設定信号生成回路５６は、抽出電流の電流振幅Ｉｄｆが閾値Ｉｔｈ以下になるまで、もしくは抽出電流の電流振幅Ｉｄｆが最小になるまで、可変コンデンサ５７のスイッチ５４ａ、５４ｂ及び可変インダクタ５８のスイッチ８６ａ、８６ｂのオン又はオフにする設定信号ｓｉｇ６ａ～ｓｉｇ６ａの状態すなわち電位レベルの組を出力する。例えば、設定信号ｓｉｇ６ａ～ｓｉｇ６ａの電位レベルが高電位の場合にスイッチ５４ａ、５４ｂ、８６ａ、８６ｂがオンし、設定信号ｓｉｇ６ａ～ｓｉｇ６ａの電位レベルが低電位の場合にスイッチ５４ａ、５４ｂ、８６ａ、８６ｂがオフする。

実施の形態３のコモンモードフィルタ回路１は、出力電圧生成回路６６の増幅回路１４が出力する出力電圧Ｖｓの周波数ｆｓに対し、増幅回路１４の出力端子４５ｓ、４５ｇ間に接続された負荷回路６０の負荷インピーダンスＺｔが高くなるように負荷回路６０の共振点すなわち共振周波数ｆｒ４を変更できるので、前述したコモンモードトランス１６、コンデンサ１５等の製造ばらつきがあっても、出力電圧生成回路６６から出力される出力電流Ｉｓの大幅な増加を防止することがでる。

図３５を用いて、実施の形態３のコモンモードフィルタ回路１の動作を説明する。図３５に示したフローチャートは、図１２に示したフローチャートにけるステップＳ０５に前にステップＳ５１が追加されている点で異なる。図１２に示したフローチャートと異なる部分を主に説明する。ステップＳ５１において、制御回路３０ｂは共振周波数調整工程を実行して、この共振周波数調整工程にて可変コンデンサ５７の容量値Ｃｃｐ及び可変インダクタ５８のインダクタンス値Ｌｃｐを設定する。共振周波数調整工程は、図３６のステップＳ５２～ステップＳ５５の各ステップが実行される。ステップＳ５１の共振周波数調整工程の後に、ステップＳ０５を実行する。

前述したように、共振周波数調整工程は、位相調整工程及び振幅調整工程より先に実行され、容量値Ｃｃｐ及びインダクタンス値Ｌｃｐの設定は一度だけである。ステップＳ５２にて、制御回路３０ｂは補償信号ｓｉｇ３が出力中かを判定する。補償信号ｓｉｇ３が出力中でない場合はステップＳ５３に進み、補償信号ｓｉｇ３が出力中の場合は終了する。ステップＳ５３にて、制御回路３０ｂは、帯域制限信号ｓｉｇ２から演算された電圧位相Φ２及び電圧振幅Ｖ２を電圧位相Φо及び電圧振幅Ｖоとして生成し、電圧位相Φо及び電圧振幅Ｖоを有する補償信号ｓｉｇ３を出力する。増幅回路１４は、制御回路３０ｂにより出力された補償信号ｓｉｇ３に基づいて出力信号ｓｉｇ４を出力する。

ステップＳ５３が実行されることで、負荷回路６０に出力電圧Ｖｓ、出力電流Ｉｓが印加される。ステップＳ５４にて、制御回路３０ｂは、電流検出器１７にて検出され、帯域制限された出力電流Ｉｓの情報である抽出電流Ｉｄｆの情報における抽出電流の電流振幅Ｉｄｆが閾値Ｉｔｈを超えているかを判定する。抽出電流の電流振幅Ｉｄｆが閾値Ｉｔｈを超えている場合はステップＳ５５に進み、抽出電流の電流振幅Ｉｄｆが閾値Ｉｔｈを超えていない場合すなわち抽出電流の電流振幅Ｉｄｆが閾値Ｉｔｈ以下の場合は終了する。ステップＳ５５にて、制御回路３０ｂは、抽出電流Ｉｄｆの情報における位相Φｄとデジタル回路３２が生成した電圧位相Φоとを比較する。電圧位相Φоと抽出電流Ｉｄｆの位相Φｄとを比較し、位相Φｄが電圧位相Φоよりも遅れている場合に容量値Ｃｃｐを増加させ、位相Φｄが電圧位相Φоよりも進んでいる場合にインダクタンス値Ｌｃｐを増加させて、容量値Ｃｃｐ及びインダクタンス値Ｌｃｐが設定される。

ステップＳ５５の後にステップＳ５４を実行する。ステップＳ５４にて、新たに電流検出器１７にて検出された出力電流Ｉｓの情報に基づく抽出電流Ｉｄｆの電流振幅Ｉｄｆを判定し、電流振幅Ｉｄｆが閾値Ｉｔｈを超えなくなるまで、すなわち電流振幅Ｉｄｆが閾値Ｉｔｈ以下になるまで、ステップＳ５４、ステップＳ５５を繰り返す。ステップＳ５１の共振周波数調整工程の後に、ステップＳ０５を実行する。なお、図３６におけるステップＳ５４では、抽出電流の電流振幅Ｉｄｆが閾値Ｉｔｈを超えているかを判定条件とした例を示したが、抽出電流の電流振幅Ｉｄｆが最小であるいかを判定条件にしてもよい。出力電圧生成回路６６は、帯域制限回路１９（第二帯域制限回路）により出力された信号すなわち帯域制限信号ｓｉｇ８の出力値が閾値Ｉｔｈ以下になるインピーダンス調整器１８の容量値及びインダクタンス値を決定し、又は帯域制限信号ｓｉｇ８の出力値が最小になるインピーダンス調整器１８の容量値及びインダクタンス値を決定し、当該容量値を設定する設定信号ｓｉｇ６を出力する。

図３５に示したフローチャートは、実施の形態１のコモンモードフィルタ回路１の第一例の動作を説明するフローチャートに対応した例である。これは、実施の形態３の制御回路３０ｂにおけるデジタル回路３２が図１１に示した第一例の場合である。実施の形態３の制御回路３０ｂにおけるデジタル回路３２は、図１９に示した第二例の場合でもよい。この場合のフローチャートは、図２１に示したフローチャートにけるステップＳ１０に前にステップＳ５１が追加されたフローチャートになる。

各スイッチ５４ａ～５４ｄは、双方向の遮断及び導通する機能を持っていればよく、例えば機械スイッチ、半導体スイッチ等である。

なお、本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、又は複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、又は様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合又は省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１…コモンモードフィルタ回路、２…電力変換回路、４、４ｕ、４ｖ、４ｗ…電力線、５、５ｕ、５ｖ、５ｗ…電力線、７、７ｕ、７ｖ、７ｗ…二次巻線、８…一次巻線、１１…電圧検出回路、１２、１２ａ、１２ｂ、１２ｎ…帯域制限回路、１５、１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄ…コンデンサ、１６…コモンモードトランス、１７…電流検出器、１８…インピーダンス調整器、１９…帯域制限回路、３８…位相調整器、３９…振幅調整器、４５ｓ、４５ｇ…出力端子、５０…調整器、５７…可変コンデンサ、５８…可変インダクタ、５９…可変コンデンサ、６０…負荷回路、６６…出力電圧生成回路、７１ａ、７１ｂ、７１ｎ…周波数成分、７２ａ、７２ｂ、７２ｎ…周波数成分、７３ａ、７３ｂ、７３ｎ…周波数成分、７４ａ、７４ｂ、７４ｎ…周波数成分、９２ａ、９２ｂ、９２ｃ、９２ｄ…周波数成分、Ｃ…容量値、Ｃｃｐ…容量値、ｆ１、ｆ１ａ、ｆ１ｂ、ｆ１ｎ…キャリア周波数、ｆ３、ｆ３ａ、ｆ３ｂ、ｆ３ｎ…３次成分周波数、ｆ５、ｆ５ａ、ｆ５ｂ、ｆ５ｎ…５次成分周波数、ｆ７、ｆ７ａ、ｆ７ｂ、ｆ７ｎ…７次成分周波数、ｆｌｇ１…位相調整フラグ、ｆｌ…カットオフ周波数、ｆｈ…カットオフ周波数、ｆｒ４…共振周波数、Ｉｄｆ…抽出電流、Ｉｓ…出力電流、Ｉｔｈ…閾値、Ｌｃｐ…インダクタンス値、Ｌｍ…励磁インダクタンス値、ｓｉｇ１…電圧検出信号、ｓｉｇ２…帯域制限信号、ｓｉｇ３ｄ…演算出力信号、ｓｉｇ５、ｓｉｇ５ａ、ｓｉｇ５ｂ、ｓｉｇ５ｎ…帯域制限信号、ｓｉｇ６、ｓｉｇ６ａ、ｓｉｇ６ｂ、ｓｉｇ６ｃ、ｓｉｇ６ｄ…設定信号、ｓｉｇ８…帯域制限信号、Ｖ２…電圧振幅、Ｖｏ…電圧振幅、ΔＶ…小振幅、Φ２…電圧位相、Φｏ…電圧位相、Φｓ…出力電圧位相、ΔΦ…位相幅、Ｖａｐ…注入電圧、Ｖｃｍ…コモンモード電圧、Ｖｓ…出力電圧、Ｖｔｈ２…閾値（許容値）、Ｚ…コモンモードインピーダンス、Ｚｌ…励磁インピーダンス、Ｚｓｔ…調整器インピーダンス、Ｚｔ…負荷インピーダンス

Claims (12)

1. 半導体素子のスイッチング動作により電力変換を行う電力変換回路が電力線に発生させるコモンモード電圧を低減するコモンモードフィルタ回路であって、
   前記電力線に生じた前記コモンモード電圧を検出して前記コモンモード電圧の情報を含む電圧検出信号を出力する電圧検出回路と、
   前記電圧検出回路により出力された前記電圧検出信号における特定の周波数成分を通過させる帯域制限回路と、
   前記電力線に接続された二次巻線と一次巻線とを有し、前記電力線に前記コモンモード電圧を低減する注入電圧を重畳するコモンモードトランスと、
   前記帯域制限回路により出力された前記周波数成分を含む帯域制限信号に基づく信号の電圧振幅を許容値以下に低減する出力電圧を生成すると共に、前記出力電圧を前記コモンモードトランスの前記一次巻線に出力する出力電圧生成回路と、
   前記コモンモードトランスの前記一次巻線に並列に接続されると共に、前記出力電圧生成回路の出力端子間に接続されている前記コモンモードトランスを含む負荷回路の負荷インピーダンスを調整するインピーダンス調整器と、を備え、
   前記インピーダンス調整器のインピーダンスは、当該インピーダンスを含む前記出力電圧生成回路の出力端子間に接続された前記負荷インピーダンスが最大となる周波数が、前記帯域制限回路の二つのカットオフ周波数の範囲内に設定されている、
   コモンモードフィルタ回路。
2. 前記負荷インピーダンスは、前記インピーダンス調整器のインピーダンス、前記コモンモードトランスにおける前記一次巻線及び前記二次巻線の励磁インダクタンスによる励磁インピーダンス、前記コモンモードトランスにおける前記コモンモード電圧による前記二次巻線側のコモンモードインピーダンスが並列接続された合成インピーダンスであり、
   前記インピーダンス調整器のインピーダンスは、前記負荷インピーダンスの共振周波数が前記帯域制限回路の二つのカットオフ周波数の範囲内に設定されている、
   請求項１記載のコモンモードフィルタ回路。
3. 前記インピーダンス調整器はコンデンサを備えている、
   請求項１または２に記載のコモンモードフィルタ回路。
4. 前記出力電圧生成回路の出力電流を検出する電流検出器を備え、
   前記インピーダンス調整器は、前記出力電圧生成回路から出力される設定信号に基づいて、容量値が変更される可変コンデンサを備えており、
   前記出力電圧生成回路は、前記電流検出器により検出された前記出力電流に基づいて、前記インピーダンス調整器の容量値を設定する前記設定信号を出力する、
   請求項１または２に記載のコモンモードフィルタ回路。
5. 前記出力電圧生成回路の出力電流を検出する電流検出器を備え、
   前記インピーダンス調整器は、前記出力電圧生成回路から出力される設定信号に基づいて、容量値が変更される可変コンデンサ及びインダクタンス値が変更される可変インダクタを備えており、
   前記出力電圧生成回路は、前記電流検出器により検出された前記出力電流に基づいて、前記インピーダンス調整器の容量値及びインダクタンス値を設定する前記設定信号を出力する、
   請求項１または２に記載のコモンモードフィルタ回路。
6. 前記帯域制限回路を第一帯域制限回路とし、
   前記第一帯域制限回路と同一特性を有しており、前記出力電圧生成回路の前記出力電流における特定の周波数成分を通過させる第二帯域制限回路を備え、
   前記出力電圧生成回路は、前記第二帯域制限回路により出力された信号の出力値が閾値以下になる前記インピーダンス調整器の容量値を決定し、当該容量値を設定する前記設定信号を出力する、
   請求項４記載のコモンモードフィルタ回路。
7. 前記帯域制限回路を第一帯域制限回路とし、
   前記第一帯域制限回路と同一特性を有しており、前記出力電圧生成回路の前記出力電流における特定の周波数成分を通過させる第二帯域制限回路を備え、
   前記出力電圧生成回路は、前記第二帯域制限回路により出力された信号の出力値が閾値以下になる前記インピーダンス調整器の容量値及びインダクタンス値を決定し、当該容量値及び当該インダクタンス値を設定する前記設定信号を出力する、
   請求項５記載のコモンモードフィルタ回路。
8. 前記帯域制限回路と異なる通過周波数帯域を有し、互いに通過周波数帯域が異なる複数の他の帯域制限回路を備え、
   前記インピーダンス調整器は、前記出力電圧生成回路から出力される設定信号に基づいて容量値が変更される可変コンデンサを備えており、
   前記出力電圧生成回路は、
   前記帯域制限回路、複数の前記他の帯域制限回路から出力される複数の帯域制限信号から出力値が最大となる前記帯域制限信号に基づいて、
   前記出力電圧を生成すると共に、前記インピーダンス調整器の容量値を設定する前記設定信号を出力する、
   請求項１または２に記載のコモンモードフィルタ回路。
9. 前記帯域制限回路は、前記電力変換回路のキャリア周波数または前記キャリア周波数の整数倍の周波数成分を含むように二つのカットオフ周波数の範囲が設定されている、
   請求項１から７のいずれか１項に記載のコモンモードフィルタ回路。
10. 前記帯域制限回路、複数の前記他の帯域制限回路の少なくとも一つは、前記電力変換回路のキャリア周波数の周波数成分または前記キャリア周波数の整数倍の周波数成分を含むように二つのカットオフ周波数の範囲が設定されている、
    請求項８記載のコモンモードフィルタ回路。
11. 前記出力電圧生成回路は、
    前記帯域制限回路により前記帯域制限信号が出力される度に、前記帯域制限信号に基づく信号の電圧位相が予め定められた位相判定条件を満たすまで前記出力電圧の位相を予め定められた位相幅ずつ調整する位相調整器と、
    前記位相調整器が位相調整の終了を示す位相調整フラグを出力している場合に、前記帯域制限回路により前記帯域制限信号が出力される度に、前記帯域制限信号に基づく信号の電圧振幅が予め定められた振幅判定条件を満たすまで前記出力電圧の振幅を予め定められた小振幅ずつ調整する振幅調整器と、を備えている、
    請求項１から１０のいずれか１項に記載のコモンモードフィルタ回路。
12. 前記出力電圧生成回路は、
    前記帯域制限回路により出力された前記帯域制限信号の電圧位相及び電圧振幅に基づいて前記出力電圧の位相及び振幅を調整する調整器を備えており、
    前記調整器は、
    前記帯域制限信号の電圧位相及び電圧振幅から前記出力電圧の位相及び振幅を制御する電圧位相の値及び電圧振幅の値を生成する学習済みモデルを構成する探索回路を備えており、
    前記探索回路は、
    前記帯域制限信号に基づく信号の電圧振幅が許容値以下に低減するまで、前記帯域制限信号の電圧位相及び電圧振幅を入力として前記帯域制限信号の電圧振幅が減少する前記出力電圧の位相及び振幅を制御する電圧位相の値及び電圧振幅の値を生成するように学習されており、
    前記帯域制限信号が出力される度に、前記帯域制限信号から前記探索回路により生成された電圧位相の値及び電圧振幅の値に基づいて、前記出力電圧の位相及び振幅を調整する、
    請求項１から１０のいずれか１項に記載のコモンモードフィルタ回路。

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