JP2018074692A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷が大きい場合においても回路が大型化することなく、入出力ゲイン（入力電圧）又は負荷が変動した場合においても高い効率を得ることができる電力変換装置を提供する。【解決手段】複数の電流共振型コンバータ回路（１００，２００）と、これら各々の直流入力電圧、直流出力電圧、及び直流出力電流を検出し、制御部（１０）は、複数の電流共振型コンバータ回路のうちの複数個を動作させた場合と単独に動作させた場合それぞれの入出力ゲインと出力電流と効率の三次元又は二次元の特性マップを予め用意し、上記の検出された直流入力電圧と直流出力電圧と出力電流とに応じて特性マップから最高効率が得られるように、複数の電流共振型コンバータ回路のうち１個以上の電流共振型コンバータ回路を選択して動作させる。【選択図】図１

Description

本発明は、トランスによって一次側と二次側が絶縁された直流−直流変換回路であるコンバータ回路を複数備えた電力変換装置に関するものである。

電力変換装置はさまざまな対象に用いられ、その多くは小型・高効率であることが求められる。また、機能安全の観点から、電力変換装置には万が一故障した場合においても、最低限の機能を有することが求められる。

例えば、電動車両に用いられる電力変換装置では、走行用の電動モータを駆動させる駆動用電池と、制御回路を動作させる補機用電池が搭載され、駆動用電池から補機用電池の充電を行うために絶縁型の電力変換装置が備わっている。

この電力変換装置には、電動車両への積載性の観点から小型化が求められ、また、航続距離の観点から高効率であることが求められる。さらに、電力変換装置が電動車両の走行中に故障したことにより、出力が停止されると、制御回路への電力供給が止まり、電動車両が急に停車する可能性がある。電動車両の場合、走行中に急に停車すると、周囲を走行する他の車両の運転や、歩行者への障害となり好ましくない。従って、電力変換装置には故障時においても、電力変換装置として安全を確保できる最低限の機能を有することが求められる。

一方、従来から、高効率な絶縁型の電力変換装置として電流共振型コンバータが知られている。電流共振型コンバータは、スイッチング素子と共振回路とによって、直流の入力電流を正弦波状の共振電流に変換し、この変換した共振電流を、トランスを介して整流回路で直流に変換することで出力を得る。

この電流共振型コンバータの特徴は、中・低負荷においてゼロボルトスイッチング（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ，（以下、ＺＶＳ））が成立し、また、スイッチング周波数が共振回路の共振周波数以下の場合においてゼロカレントスイッチング（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ，（以下、ＺＣＳ））が成立することである。また、共振回路において、トランスに直列に共振コンデンサを接続する構成とした場合は、トランスの偏磁が発生しないため、トランスの偏磁対策が不要となり回路を簡素化できる。

しかしながら、電流共振型コンバータは、負荷によって入出力電圧比（入出力ゲイン）が変化し、軽負荷（低負荷）時にはゲインが下がり難く、重負荷時（高負荷）はゲインが“１”以上にならないという問題がある。入出力ゲインの調節は、スイッチング周波数を制御し共振回路のインピーダンスを変えることによって行われる。低負荷において入出力ゲインを下げる場合にはスイッチング周波数を大幅に増加させる必要があり、これによってスイッチング損失が増加すると共に、スイッチング周波数が共振周波数以上の領域ではＺＣＳが成立しないこともあって効率が低下する。

また、高負荷においては、ゲインが“１”以上にならないため、出力電圧が低下する。出力電圧が低下すると、電圧共振が成立しなくなるため、ＺＶＳができず、効率が大幅に低下する。従って、電流共振型コンバータは入力電圧範囲が広く、また負荷変動範囲が広い対象には適していない。

さらに、電流共振型コンバータは、高負荷時において入出力ゲインを大きくすることが困難なため、トランスの１次側巻線の巻き数比を少なくして入出力ゲイン特性を調節する必要がある。この場合には、トランスの１次巻線における共振電流が増大し、これに伴ってスイッチング素子や共振回路への負担が増大するため、より高耐圧で大容量の素子が必要となり回路が大型化してしまう。

また、トランス２次側の整流回路において、整流した正弦波状の共振電流が、直接平滑コンデンサに流れるため電流リプルが大きく、これに伴って平滑コンデンサが大きくなってしまう。従って、電流共振型コンバータは負荷が大きい場合、回路が大型化してしまう。

一般に、電動車両において駆動用電池から補機用電池への充電を行うために、絶縁型の電力変換装置の入力電源である駆動用電池は、充放電に伴う電圧変動が大きい。また、負荷である補機用電池は、最大負荷が大きく、電動車両の制御機器を動作させるだけでなく、エアコン等のアクセサリー機器への電源供給も行うため変動も大きい。

そこで、従来より、入力電圧が大きく変動しても、高効率な電圧変換が可能となる絶縁型の電力変換装置として、例えば下記の特許文献１に開示されている技術が知られている。これは電流共振型コンバータの前段に昇圧コンバータを接続したもので、昇圧コンバータのオンデューティー比を調節し、電流共振コンバータのゲインを一定にすることで、幅広い入力電圧において高い効率を得ている。

また、例えば下記の特許文献２に開示されている技術では、複数の電流共振型コンバータを並列に配置し、それぞれの電流共振型コンバータをインターリーブ駆動としている。これにより、一つの電流共振型コンバータ当たりの負荷を低減し、また、出力の電流リプルを低減させることで回路を構成する素子の大型化を抑え、かつ大電力の出力を得ている。

特開２０１３−２５８８６０号公報 特開２００２−２２３５６５号公報

しかしながら、特許文献１における電力変換装置では、負荷が大きい場合において、共振電流が大きくなり、共振用コンデンサや平滑コンデンサへの負担が増えるため回路が大型化するという課題がある。

また、特許文献２に開示されている技術では、電流共振型コンバータを並列接続にしても、電流共振型コンバータに求められる入出力ゲイン特性は変わらないため、入力電圧又は負荷が大きく変動した場合において効率が悪化するという課題は依然残る。

さらに、特許文献１及び特許文献２に示す電力変換装置では、回路を構成する何れか一つの素子が、何らかの理由で破損した場合、電力変換装置としての機能を完全に失う。例えば、特許文献２において、回路を構成する何れか一つのスイッチング素子が短絡故障を起こしたとすれば、出力が完全に停止するという課題がある。

本発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、負荷が大きい場合においても回路が大型化することなく、入出力ゲイン又は負荷が変動した場合においても高い効率を得ることができる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記の目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、入力直流電源と出力端子との間において並列接続された複数の電流共振型コンバータ回路と、前記複数の電流共振型コンバータ回路の各々の直流入力電圧を検出する入力電圧検出部と、前記複数の電流共振型コンバータ回路の各々の直流出力電圧を検出する出力電圧検出部と、前記複数の電流共振型コンバータ回路の各々の直流出力電流を検出する出力電流検出部と、前記複数の電流共振型コンバータ回路のうちの複数個を動作させた場合と単独に動作させた場合それぞれの入出力ゲインと出力電流と効率の特性マップを有し、前記検出された直流入力電圧と直流出力電圧と出力電流とに応じて前記特性マップから最高効率が得られるように、前記複数の電流共振型コンバータ回路のうち１個以上の電流共振型コンバータ回路を選択して動作させる制御部とを備える。

本発明に係る電力変換装置によれば、電力変換装置を複数の各々が独立して動作可能な電流共振型コンバータの並列構成とすることで、負荷の増大による素子の大型化を防ぐことができると共に、入出力ゲイン又は負荷に応じて最適効率が得られるように、動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択するように構成したので、入出力ゲイン又は負荷が変動した場合においても高い効率を得ることができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置を示す電気回路図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置において動作を説明する波形の一例である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置の入出力ゲイン特性を示す波形の一例である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置において、負荷が小さい場合において制御部１０が、動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択したときの電力変換装置の入出力ゲイン特性を示す波形の一例である。 図１に示す電力変換装置における制御部が有するマップを示した図であり、同図（ａ）は両方の電流共振型コンバータ回路を動作せるときの三次元効率マップを示し、同図（ｂ）は一方の電流共振型コンバータ回路を動作せるときの三次元効率マップを示し、同図（ｃ）は、同図（ａ）及び（ｂ）を組み合わせた二次元効率マップを示す。 図１に示す電力変換装置における制御部の制御アルゴリズムを示すフローチャートである。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置を示す電気回路図である。 図７に示す電力変換装置における制御部の制御アルゴリズムを示すフローチャートである。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置の変形例を示す電気回路図である。 本発明の実施の形態３に係る電力変換装置を示す電気回路図である。 本発明の実施の形態４に係る電力変換装置を示す電気回路図である。 本発明の実施の形態４に係る電力変換装置の変形例を示す電気回路図である。

以下、本発明に係る電力変換装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一又は相当する部分については、同一符号を付して、重複する説明を省略する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１０００の電気回路図である。図１に示す電力変換装置１０００において、電流共振型コンバータ回路１００及び２００が並列に接続されており、各電流共振型コンバータが有する半導体スイッチング素子１０１及び１０２、並びに２０１及び２０２は制御部１０によって制御される。

電流共振型コンバータ回路１００は、それぞれ第１のスイッチング素子及び第２のスイッチング素子である半導体スイッチング素子１０１及び１０２と、入力電力平滑コンデンサ１１０と、共振回路を構成する共振用リアクトル１３０及び共振用コンデンサ１４０とを、トランス１５０の１次巻線側に備え、整流回路である整流ダイオード１６０及び１６１をトランス１５０の２次巻線側に備え、整流回路の後段には出力電力平滑コンデンサ１８０を備えたものである。

半導体スイッチング素子１０１及び１０２は、ソース・ドレイン間にダイオードが内臓されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）で構成されている。半導体スイッチング素子１０１のドレイン端子は、入力電力平滑コンデンサ１１０の一方の端子を介して直流入力電源１の正極に接続されている。半導体スイッチング素子１０２のソース端子は入力電力平滑コンデンサ１１０の他方の端子を介して直流入力電源の陰極に接続されている。

半導体スイッチング素子１０１のソース端子は、半導体スイッチング素子１０２のドレイン端子と接続されている。また、半導体スイッチング素子１０２のドレイン端子−ソース端子間には、共振用リアクトル１３０とトランス１５０の一次側巻線と共振用コンデンサ１４０とを直列接続した共振回路が接続されている。

トランス１５０の二次側巻線は、２つ巻線が同相に直列接続されたものであり、２つの巻線の接続点は出力電力平滑コンデンサ１８０の一方の電極を介して出力電圧Ｖｏの負極に接続されている。二次側巻線の両端は、トランス二次側巻線に発生した電流を整流するように整流ダイオード１６０及び１６１のアノード端子に接続されている。また、整流ダイオード１６０及び整流ダイオード１６１のカソード端子同士が接続されており、この接続点は出力電力平滑コンデンサ１８０の他方の電極を介して出力電圧Ｖｏの正極に接続されている。

ここで、電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００はそれぞれ同一の回路構成と回路素子を用いており、電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００の入力端子と出力端子は、それぞれ、同一の直流入力電源１及び出力電圧Ｖｏの両端子に接続されている。

また、電流共振型コンバータ回路１００及び２００のそれぞれの入力電圧の電圧値を検出するために、入力電力平滑コンデンサ１１０及び２１０と並列にそれぞれ入力電圧検出回路１２０及び２２０が接続されている。電流共振型コンバータ回路１００及び２００のそれぞれの出力電圧の電圧値を検出するために、出力電力平滑コンデンサ１８０及び２８０と並列にそれぞれ出力電圧検出回路１７０及び２７０が接続されている。電流共振型コンバータ回路１００及び２００のそれぞれの出力電流（負荷電流）の電流値を検出するために、出力電力平滑コンデンサ１８０及び２８０の後段に出力電流検出回路１９０及び２９０がそれぞれ接続されている。

ここで、電流共振型コンバータ回路１００及び２００において、トランス１５０及び２５０の１次巻線に流れる電流をそれぞれＩｔｒ１及びＩｔｒ２、トランス２次側巻線に配置された整流回路による整流後の電流をＩｄ１及びＩｄ２、出力電力平滑コンデンサ１８０及び２８０に流れる電流をそれぞれＩｃ１及びＩｃ２、そして、電力変換装置１０００の出力電流をＩｏｕｔとする。

電流共振型コンバータ回路１００及び２００の外部には制御部１０が配置され、この制御部１０は制御線１２ａ及び１２ｄにより、出力電圧Ｖｏが目標値となるように半導体スイッチング素子１０１及び１０２、並びに２０１及び２０２をオン／オフ制御する。また、信号線１１ａ及び１１ｆより、入力電圧検出回路１２０及び２２０、出力電圧検出回路１７０及び２７０、並びに出力電流検出回路１９０及び２９０の検出値をそれぞれ入力する。

以下、本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１０００の基本的な動作について説明する。
電力変換装置１０００において、制御部１０は半導体スイッチング素子１０１及び１０２と半導体スイッチング素子２０１及び２０２をそれぞれ独立してオン／オフ制御する。これにより、電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００はそれぞれが独立して動作が可能となる。ここで、制御部１０は、入力電圧検出回路１２０及び２２０、出力電圧検出回路１７０及び２７０、並びに出力電流検出回路１９０及び２９０の検出値に基づき、後述するように、動作させるべき電流共振型コンバータ回路１００及び２００のいずれかを選択する。

次に、制御部１０が、電流共振型コンバータ回路１００及び電流共振型コンバータ回路２００のそれぞれを選択し動作させる場合について、図２を参照して説明する。
図２は半導体スイッチング素子１０１及び１０２並びに半導体スイッチング素子２０１及び２０２の制御信号と、各電流共振型コンバータ回路１００及び２００のトランス２次側巻線に配置された整流回路による整流後の電流Ｉｄ１及びＩｄ２と、各電流共振型コンバータ回路１００及び２００の出力電力平滑コンデンサ１８０及び２８０にそれぞれ流れる電流Ｉｃ１及びＩｃ２の一例を図示したものである。ここで、電流共振型コンバータ回路のスイッチング周波数をＦｓｗ、スイッチング周期をＴｓｗとする。

図２において、制御部１０は、電流共振型コンバータ回路１００の半導体スイッチング素子１０１及び１０２、並びに電流共振型コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子２０１及び２０２を、デッドタイム（ｔｄ）を挟み同じオン時間でオン／オフ制御する。ここで、半導体スイッチング素子１０１及び１０２と半導体スイッチング素子２０１及び２０２のスイッチング周波数は互いに等しく、かつ電流共振型コンバータ回路１００−２００間において対応する半導体スイッチング素子のスイッチングタイミングが９０°の位相差（１／４Ｔｓｗ）を持つようにそれぞれオン／オフ制御する。

電流共振型コンバータ回路１００及び２００では、トランス一次側巻線に接続された共振回路が発生する正弦波電流を、トランス１５０及び２５０をそれぞれ介してトランス二次側巻線に接続されている整流回路によって全波整流するため、整流後の電流にはスイッチング周波数の２倍の周波数のリプル電流が発生する。電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００では、図２に示すように、電流共振型コンバータ回路間スイッチングタイミングが９０°の位相差（１／４Ｔｓｗ）を持つため、整流回路による整流後の電流Ｉｄ１及びＩｄ２のリプル電流は１８０°の位相差（１／２Ｔｓｗ）を有し、インターリーブ動作となる。

ここで、各電流共振型コンバータ回路１００及び２００の出力電力平滑コンデンサ１８０及び２８０は、出力電圧Ｖｏの両端子に対して並列接続されているため、それぞれに流れる電流Ｉｃ１及びＩｃ２は互いに等しく、各電流共振型コンバータ回路１００及び２００の整流回路による整流後の電流Ｉｄ１及びＩｄ２のリプル電流は、互いに１８０°の位相差を有するため補完し合い、出力電力平滑コンデンサ１８０及び２８０に流れる電流Ｉｃ１及びＩｃ２のリプル電流が軽減される。

電流共振型コンバータ回路１００及び２００において、トランス二次側の整流回路による整流後のリプル電流は負荷に比例して大きくなる。また、出力電力平滑コンデンサ１８０及び２８０の静電容量は許容リップル電流で決まるため、リプル電流の最大値が大きくなるにつれて出力電力平滑コンデンサ１８０及び２８０が大型化する。

本実施の形態１に係る電力変換装置１０００の制御部１０は、動作すべきものとして電流共振型コンバータ回路１００及び２００の一方が選択されている場合を除き、電力変換装置１０００が有する全ての電流共振型コンバータ回路をそれぞれがインターリーブ動作となるように駆動する。これにより、一つの電流共振型コンバータ回路当たりの負荷を低減できるとともに、インターリーブ動作によって出力電力平滑コンデンサの電流リプルを低減できるため、負荷が大きい場合においても回路を構成する素子の大型化を抑えることができる。

次に、本実施の形態１に係る電力変換装置１０００の入出力ゲイン特性について、図３を参照して説明する。ここでの入出力ゲイン特性とは、入出力電圧比をトランスの巻き数比で割ったものであり、電力変換装置１０００は、入出力ゲイン特性を調節することで、出力電圧Ｖｏを制御するものである。

図３は、電力変換装置１０００において電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００のそれぞれを動作させた場合の入出力ゲイン特性（以下、単にゲインと称することがある。）を示す。ここで、Ｆｒは、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の共振用リアクトル１３０及び２３０と共振用コンデンサ１４０及び２４０とによるそれぞれの共振周波数を表し、Ｆｓは、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の共振用リアクトル１３０及び２３０と、トランス１５０及び２５０が有する励磁インダクタンスと、共振用コンデンサ１４０及び２４０とによるそれぞれの共振周波数を表す。

図３において、電力変換装置１０００の入出力ゲインＧは、スイッチング周波数によって調節される。上述の如く、ゲインＧは負荷の影響を大きく受け、低負荷においてはゲインを低下させ難い一方、高負荷ではゲインを“１”以上とすることができない特性となる。

なお、スイッチング周波数Ｆｓｗ（＝１／Ｔｓｗ）がＦｓ以下の周波数領域は、共振回路において電圧共振とならないためＺＶＳが成立しない。また、スイッチング周波数ＦｓｗがＦｒ以上の領域では共振電流が流れている状態で半導体スイッチング素子がスイッチングを行うため、ＺＣＳが成立しない。従って、一般にスイッチング周波数はＦｓ＜Ｆｓｗ＜Ｆｒに設定される。

特に、上述した低負荷におけるゲイン特性は、入力電圧Ｖｉ又は出力電圧Ｖｏが変動した際の電力変換装置１０００の出力制御性能に影響を与えるだけでなく、入出力ゲインを下げるためにスイッチング周波数を高くする必要が有り、ＺＣＳの不成立と相俟ってスイッチング損失が増加するため、効率低下の要因となる。

本実施の形態１に係る電力変換装置１０００では、このような問題を解決するために、電力変換装置１０００に接続されている負荷が低負荷である場合、制御部１０は、動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択することでゲイン特性を調節する。この入出力ゲイン特性の調節について、図４を参照して以下に説明する。

図４のゲインＧ１は、低負荷における電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００を同時に動作させた場合の電力変換装置１０００の入出力ゲイン特性を示す。図４のゲインＧ２は同じ負荷条件において、電流共振型コンバータ回路１００及び電流共振型コンバータ回路２００のいずれか一方を動作させた場合の電力変換装置１０００の入出力ゲイン特性を示す。

電流共振型コンバータ回路１００及び電流共振型コンバータ回路２００のいずれか一方を動作させたゲインＧ２の場合、動作する電流共振型コンバータ回路における出力電流は、電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００を同時に動作させたゲインＧ１の場合における各出力電流の２倍となり、ゲインＧの低下が容易となる。

従って、電力変換装置１０００の制御部１０は、低負荷において電流共振型コンバータ回路１００及び２００のうち、いずれか一方のみを選択して動作させ、電力変換装置１０００の入出力ゲイン特性をゲインＧ２に調節することで、半導体スイッチング素子のスイッチング周波数を低減できる。

加えて、動作させるべき半導体スイッチング素子の数も減少するため、大幅にスイッチング損失が低減すると共に、トランス及び共振用リアクトルの磁性部品に発生する銅損も低減する。これらの損失は、特に低負荷における電力変換装置１０００の主な効率低下要因となるため、制御部１０は、低負荷において、動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択することで、電力変換装置１０００の効率を向上させることができる。

ここで、制御部１０が電流共振型コンバータ回路１００及び２００のうち、動作させるべき電流共振型コンバータ回路のいずれか一方のみを選択し動作させた場合、前述したインターリーブ動作による出力電力平滑コンデンサへの電流リプル低減効果は失われるが、そもそも低負荷においては整流回路による整流後のリプル電流が小さいため、出力電力平滑コンデンサが大型化することはない。

但し、負荷が大きい場合には、動作させるべき電流共振型コンバータ回路の選択による効果は奏さない。これは、負荷が大きい場合においては、スイッチング周波数の低減効果が低く、スイッチング損失低減効果よりも、一つの電流共振型コンバータ回路に流れる電流実効値の増加による各回路素子における導通損失の増大の方が大きく、効率が低下するためである。

ここで、図５（ａ）に、電流共振型コンバータ回路１００及び２００を同時に動作させたと時の入出力ゲイン−負荷電流−効率特性（以下、効率マップと称する。）を示す。
また、図５（ｂ）に、電流共振型コンバータ回路１００又は２００を選択して動作させた場合の効率マップを示す。ここでの入出力ゲインは、出力電圧を一定としたときの、入力電圧と出力電圧との比によって表わされ、入力電圧Ｖｉに依存する値である。なお、図５（ｂ）は、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の入出力ゲインが同じものとして代表的に１個のみを示しているが、両者の入出力ゲインが異なる場合には、後述するように、それぞれ別個の効率マップが用意される。

また、図５（ｃ）は、負荷電流と入出力ゲインに対する閾値を示す。この図５（ｃ）では、同図（ａ）及び（ｂ）より、電流共振型コンバータ回路１００及び２００を同時に動作させた場合が最大効率となる領域（領域Ｂ）と電流共振型コンバータ回路１００又は２００を選択して動作させた方が効率の良い領域（領域Ａ）を求め、領域Ａと領域Ｂの境界を閾値としている。従って、図５（ａ）及び（ｂ）に示す三次元マップと、同図（ｃ）の二次元マップとは等価なものであるが、後者の方は簡易なマップとなる。

ここで、図５（ａ）及び（ｂ）に示す効率マップは、電流共振型コンバータ回路１００及び２００がそれぞれ同じ回路素子で構成され、同様のゲイン特性を有するものとして説明したが、電流共振型コンバータ回路１００及び２００がそれぞれ異なるゲイン特性を有する場合は、電流共振型コンバータ回路１００及び２００を同時に動作させた場合、電流共振型コンバータ回路１００を選択して動作させた場合、及び電流共振型コンバータ回路２００を選択して動作させた場合、のそれぞれにおける効率マップを、制御部１０は有し、同様の判別を行うことができる。
なお、これら図５（ａ）〜（ｃ）に示す効率マップは一例であり、適宜変更できるものである。

このような三次元効率マップを利用して、電力変換装置１０００の制御部１０は、電流共振型コンバータ回路１００及び２００のうち動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択するため、出力電流検出回路１９０及び２９０の検出値から求めた負荷容量に応じて電力変換装置１０００の効率が最高値となるように動作させるべき電流共振型コンバータ回路を決定する。

概略的には、制御部１０は、図５（ａ）及び（ｂ）に示す効率マップを用いて、電流共振型コンバータ回路１００及び２００を同時に動作させる場合と、選択して動作させた場合の効率を算出する。ここで、制御部１０は、電流共振型コンバータ回路を選択して動作させた場合が最高効率となるか判別を行い、最高効率となる場合は電流共振型コンバータ回路を選択し動作させるべき。或いは、制御部１０は、図５（ｃ）を用いて、負荷容量が所定の閾値を超過するか否かで電流共振型コンバータ回路を選択し動作させてもよい。

また、制御部１０は、入力電圧Ｖｉが大きく、そのため、これと等価なゲインを大きく下げる必要が有る場合においても、動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択しゲイン特性を調節してもよい。入力電圧Ｖｉが大きい場合、ゲインを下げるために高いスイッチング周波数が必要となりスイッチング損失が大きくなる。従って、電流共振型コンバータを選択し電力変換装置１０００のゲイン特性を変更することでスイッチング周波数を低減でき、電力変換装置１０００の効率が向上する。

この場合、入力電圧Ｖｉは、図５（ａ）及び（ｂ）における入出力ゲインの代わりに用いられる。すなわち、入出力ゲインにおける出力電圧Ｖｏを一定にした場合に相当している。

従って、電力変換装置１０００の制御部１０は、電流共振型コンバータ回路１００及び２００のうち動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択するため、入力電圧検出回路１２０及び２２０の検出値から求めた入力電圧Ｖｉに応じて電力変換装置１０００の効率が最高効率となるように動作させるべき電流共振型コンバータ回路を決定する。制御部１０は、図５（ａ）及び（ｂ）（入出力ゲインの代わりの入力電圧Ｖｉ）を用いて、電流共振型コンバータ回路１００及び２００を同時に動作させる場合と、両者のいずれかを選択して動作させた場合の効率を算出する。

そして、電流共振型コンバータ回路を選択して動作させた場合と、両電流共振型コンバータ回路を同時に動作させた場合のいずれが最高効率となるかを判別し、前者が最高効率となる場合は電流共振型コンバータ回路を選択して動作させる。また、制御部１０は、図５（ｃ）を用いて、入力電圧が所定の閾値を超過するか否かで電流共振型コンバータ回路を選択し動作させてもよい。

ここで、上記の動作を、図６に示す本実施の形態１に係る制御部１０の制御フローによりまとめて説明する。
まず、制御部１０は、入力電圧検出回路１２０及び２２０からの入力電圧値と、出力電圧検出回路１７０及び２７０からの出力電圧値と、出力電流検出回路１９０及び２９０からの出力電流値、すなわち負荷電流値とを入力する（ステップＳ１０１）。
次に、入力電圧値及び出力電圧値（又は入力電圧値のみ）から入出力ゲインを算出する（ステップＳ１０２）。入出力ゲイン、負荷電流、及び効率の三次元マップを用いて、電流共振型コンバータ回路１００及び２００を同時に動作させた場合（図５（ａ）参照。）と、選択して動作させた場合（図５（ｂ）参照。）のそれぞれにおける効率を算出する（ステップＳ１０３）。

そして、それぞれの効率を比較し、電流共振型コンバータ回路１００を選択して動作させた方が最高効率となる場合には（ステップＳ１０４のＹｅｓ）、半導体スイッチング素子１０１及び１０２のみをスイッチングさせ、電流共振型コンバータ回路１００を選択して動作させる（ステップＳ１０８）。

同様に、電流共振型コンバータ回路２００を選択して動作させた方が最高効率となる場合には（ステップＳ１０５のＹｅｓ）、半導体スイッチング素子２０１及び２０２のみをスイッチングさせ、電流共振型コンバータ回路２００を選択して動作させる（ステップＳ１０７）。

また、電流共振型コンバータ回路を選択して動作させた方が最高効率とならない場合は（ステップＳ１０５のＮｏ）、電流共振型コンバータ回路１００及び２００を同時に動作させた方が最高効率となるため、全ての半導体スイッチング素子１０１，１０２，２０１，２０２をスイッチングさせ、電流共振型コンバータ回路１００及び２００を同時に動作させる（ステップＳ１０６）。

また、本実施の形態１に係る電力変換装置１０００において、電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００は、それぞれ同じ回路素子によって構成されるものとしたが、これに限るものではなく、電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００が、それぞれ異なる入出力ゲイン特性を有するようにそれぞれを構成する回路素子を変更してもよい。

具体的には、同じ出力電流において、電流共振型コンバータ回路１００の入出力ゲイン特性が電流共振型コンバータ回路２００の入出力ゲイン特性より大きくなるように回路素子を設定してもよい。異なる入出力ゲイン特性を有する電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００のそれぞれを同じスイッチング周波数で動作させた場合、それぞれの電流共振型コンバータ回路において入出力ゲインが釣り合うように、入出力ゲイン特性のより大きな電流共振型コンバータ回路１００の出力電流は増大し、入出力ゲイン特性のより小さな電流共振型コンバータ回路２００の出力電流は減少する。

従って、電流共振型コンバータ回路２００は、より小型な半導体スイッチング素子、共振用コンデンサ、共振用リアクトル、又はトランスを使用することができ、負荷が小さい場合において、より小さなゲイン特性を有する電流共振型コンバータ回路２００を選択して動作させる。これで、より低いスイッチング周波数にすることができると共に、より小型な回路素子の適用によって、電力変換装置１０００の効率をさらに向上させることができる。

電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００でそれぞれ異なる入出力ゲイン特性を有するように回路素子を設定した場合、電力変換装置１０００の制御部１０の電流共振型コンバータ回路１００及び２００のうち、動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択する判別部（図示せず）は、上記の動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択するためのパラメータである負荷又は入力電圧Ｖｉに加え、電流共振型コンバータ回路１００と電流共振型コンバータ回路２００の有する入出力ゲイン特性に応じて電力変換装置１０００の効率が最高効率となるように、動作させるべき電流共振型コンバータ回路を決定する。

この場合、制御部１０は、異なる入出力ゲイン特性を持つ電流共振型コンバータ回路１００及び電流共振型コンバータ回路２００のそれぞれに対して、入力電圧Ｖｉ又は負荷に対する効率特性をマップデータとして有する。すなわち、図５（ｂ）の効率マップを電流共振型コンバータ回路１００及び電流共振型コンバータ回路２００毎に１つづつ有することになる。

そして、これらの効率マップを元に入力電圧Ｖｉ又は負荷に応じて電力変換装置１０００の効率が最高効率となるように動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択して動作させる。これにより、電力変換装置１０００は、入力電圧Ｖｉ又は負荷が変動した場合においても、より高い効率を得ることができる。

更に、電力変換装置１０００の制御部１０は、入力電圧検出回路１２０及び２２０の検出値、出力電圧検出回路１７０及び２７０の検出値、又は出力電流検出回路１９０及び２９０の検出値を故障判別閾値と比較することにより、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の故障判別を行い、上記の効率マップには拘わらずに、電流共振型コンバータ回路１００及び２００のうち、故障していない方の電流共振型コンバータ回路を、動作させるべき電流共振型コンバータ回路として選択する。

制御部１０は、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の故障判別の結果から、電流共振型コンバータ回路１００又は電流共振型コンバータ回路２００のいずれかが故障したと判断した場合、正常に動作可能な電流共振型コンバータ回路を選択して動作させる。

これにより、電力変換装置１０００は、電流共振型コンバータ回路１００又は電流共振型コンバータ回路２００のいずれかが故障した場合においても、電力変換装置としての最低限の機能を維持することができる。

また、本実施の形態１で説明した電力変換装置１０００は、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の２つの電流共振型コンバータ回路の並列接続で構成されるものとしたが、この並列数に限るものではない。

すなわち、電流共振型コンバータ回路の並列数を増やした場合において、制御部１０は、動作させるべき電流共振型コンバータ回路の数をｎとすると、動作させるべき電流共振型コンバータ回路の半導体スイッチング素子のスイッチングタイミングをそれぞれ電流共振型コンバータ回路間に１／２ｎ＊Ｔｓｗの位相差を有しオン／オフ制御する。

これにより、電流共振型コンバータ回路の並列数を増やした場合においても、インターリーブ動作によるリプル低減効果を得ることができるため、出力電力平滑コンデンサを小型化することができる。また、電流共振型コンバータ回路の並列数を増やすことで、一つの電流共振型コンバータ回路に必要とされるゲイン特性を小さくでき、さらに、入出力ゲイン特性を細かく調節できるようになるため、幅広い負荷及び入力電圧において、効率を向上させることができる。

また、本実施の形態１に係る電力変換装置１０００の制御部１０において、動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択する動作は、上述したものに限るものではなく、回路構成や動作条件に応じて自由に追加又は削除することができる。

実施の形態２．
図７は、本実施の形態２に係る電力変換装置２０００の電気回路図である。本実施の形態２に係る電力変換装置２０００において、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の構成及び制御部１０における、動作させるべき電流共振型コンバータ回路の判別部は、上記の実施の形態１に係る電力変換装置１０００と同様である。

すなわち、上記の実施の形態１で説明した電力変換装置１０００における電流共振型コンバータ回路１００及び２００の入力が、それぞれ入力電力ヒューズ１３ａ及び１３ｂを介して直流入力電源１に接続され、出力が、それぞれ出力電力ヒューズ１４ａ及び１４ｂを介して出力電圧Ｖｏに接続されている点が異なっている。

以下、本発明の実施の形態２に係る電力変換装置２０００の動作について図７を参照して説明する。
本実施の形態２に係る電力変換装置２０００の電流共振型コンバータ回路１００及び２００において、それぞれ、トランス１５０及び２５０の１次巻線と、共振用リアクトル１３０、２３０及び共振用コンデンサ１４０、２４０の直列接続による共振回路と、半導体スイッチング素子１０１、１０２、及び２０１、２０２、及び入力電力平滑コンデンサ１１０、２１０のいずれかにおいて短絡故障が発生した場合、故障した素子を有する電流共振型コンバータ回路の入力インピーダンスが低下する。

入力インピーダンスが低下すると、電力変換装置２０００の出力が低下するだけでなく、正常に動作可能な電流共振型コンバータ回路の入力部及び直流入力電源１が、故障した素子を有する電流共振型コンバータ回路へ大電流の短絡電流を流して破損させてしまう。

そこで、入力電力ヒューズ１３ａ及び１３ｂを短絡電流によって溶断されるように配置し、短絡故障が発生した場合において、入力電力ヒューズの溶断によって正常に動作可能な電流共振型コンバータ回路及び直流入力電源１より、故障した素子を有する方の電流共振型コンバータ回路を絶縁する。

また、同様に、トランス１５０及び２５０の２次巻線に接続された整流ダイオード１６０、１６１、及び２６０、２６１による整流回路、及び出力電力平滑コンデンサ１８０、２８０のいずれかにおいて短絡故障が発生した場合、故障した素子を有する方の電流共振型コンバータ回路の出力インピーダンスが低下する。

出力インピーダンスが低下すると、電力変換装置２０００の出力が低下するだけでなく、正常に動作可能な電流共振型コンバータ回路の出力部及び出力電圧Ｖｏの両端子に接続された負荷が、故障した素子を有する電流共振型コンバータ回路へ大電流の短絡電流を流す結果、破損してしまう。

そこで出力電力ヒューズを短絡電流によって溶断されるように選定しておき、短絡故障等が発生した場合には、出力電力ヒューズの溶断によって正常に動作可能な電流共振型コンバータ回路及び負荷から、故障した素子を有する方の電流共振型コンバータ回路を絶縁する。

上述した通り、電流共振型コンバータ回路１００及び２００において、回路を構成するいずれかの回路素子が短絡故障した場合、故障した素子を有する電流共振型コンバータ回路は、短絡電流によって入力電力ヒューズ１３ａ及び１３ｂ、又は出力電力ヒューズ１４ａ及び１４ｂが溶断することで、正常に動作可能な電流共振型コンバータと直流入力電源１又は出力電圧Ｖｏとから絶縁される。これによって、正常に動作可能な方の電流共振型コンバータは、故障した素子を有する方の電流共振型コンバータ回路の影響を受けることなく動作を継続できる。

更に、本実施の形態２に係る電力変換装置２０００の制御部１０は、故障発生時において、上記の動作させるべき電流共振型コンバータ回路を選択する判別部により、正常に動作可能な電流共振型コンバータ回路を選択して動作させる。

これにより、電力変換装置２０００は、電流共振型コンバータ回路１００及び２００において、回路を構成するいずれかの回路素子が短絡故障した場合においても、電力変換装置としての最低限の機能を維持することができる。

ここで、上記の動作を、図８に示す本実施の形態２に係る制御部１０の制御フローにより説明する。なお、基本的なフローは上記の実施の形態１における制御部１０と同様であるため、異なる点についてのみ説明する。

まず、制御部１０は、入力電圧検出回路１２０及び２２０より入力電圧値を、出力電圧検出回路１７０及び２７０より出力電圧を、そして出力電流検出回路１９０及び２９０より出力電流値を入力する（ステップＳ１０１）。ここで、制御部１０は、上記の入力電圧、出力電圧、及び出力電流を元に電流共振型コンバータ回路１００及び２００の故障判別を行う（ステップＳ１０９）。この故障判定は、それぞれの検出値が故障を示す閾値と比較することにより行えばよい。

制御部１０は、電流共振型コンバータ回路１００からの入力値が閾値を超えており異常であれば（ステップＳ１１０のＹｅｓ）、半導体スイッチング素子２０１及び２０２のみをスイッチングさせ、電流共振型コンバータ回路２００を動作させるとともに、故障した電流共振型コンバータ回路１００を停止させる（ステップＳ１０７）。電流共振型コンバータ回路１００からの入力値が異常でない場合、すなわち電流共振型コンバータ回路２００からの入力が異常である場合（ステップＳ１１０のＮｏ）、反対に半導体スイッチング素子１０１及び１０２のみをスイッチングさせ、電流共振型コンバータ回路１００を動作させるとともに、故障した電流共振型コンバータ回路２００を停止させる（ステップＳ１０８）。

これにより、電流共振型コンバータ回路１００及び２００のいずれかが故障した場合においても、故障した正常に動作可能な電流共振型コンバータを選択して動作させるべきことで、電力変換装置としての機能を失わない。

なお、本実施の形態２で説明した電力変換装置２０００は、出力電力ヒューズ１４ａ及び１４ｂを有し、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の出力が、それぞれ出力電力ヒューズ１４ａ及び１４ｂを介して出力電圧Ｖｏに接続されているとしたが、図９に示す電力変換装置３０００の様に、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の出力である複数の出力端子を有し、これらの複数の出力端子が出力電力ヒューズ２ａ及び２ｂを介して出力電圧Ｖｏの両端子に接続される構成としても同様の効果を奏する。

実施の形態３．
図１０に示す本実施の形態３に係る電力変換装置４０００は、上記の実施の形態２で説明した電力変換装置２０００の電流共振型コンバータ回路１００の前段に昇圧（非絶縁型）コンバータ回路３００が接続され、電流共振型コンバータ回路２００の前段に昇圧コンバータ回路４００が接続されている。これら昇圧コンバータ回路３００及び４００の入力端子は、それぞれ入力電力ヒューズ１３ａ及び１３ｂを介して、共通の直流入力電源１に接続された点が異なる。

昇圧コンバータ回路３００は、入力電力平滑コンデンサ３１０、昇圧リアクトル３４０、半導体スイッチング素子３５０、及び整流ダイオード３６０を備え、整流ダイオードのアノード端子が昇圧リアクトル３４０の一方の端子に接続され、カソード端子は昇圧コンバータ回路の出力として電流共振型コンバータ回路１００の入力に与えられている。

半導体スイッチング素子３５０は、ドレイン端子が、昇圧リアクトル３４０の一方の端子と整流ダイオード３６０との接続点に接続され、ソース端子が入力電力平滑コンデンサの一方の端子を介して、入力電力ヒューズ１３ａの一方の端子に接続されている。入力電力ヒューズ１３ａの他方の端子は、直流入力電源１の負極に接続されている。昇圧リアクトル３４０の他方の端子は、入力電圧検出回路３２０及び入力電力平滑コンデンサ３１０の他方の端子を介して直流入力電源１の正極に接続されている。

ここで、昇圧コンバータ回路３００及び昇圧コンバータ回路４００は、それぞれ同様の回路構成及び回路素子を用いており、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の出力端子側にそれぞれ接続してもよい。昇圧コンバータ回路３００及び４００のそれぞれの入力電圧を検出するために入力電力平滑コンデンサ３１０及び４１０と並列に入力電圧検出回路３２０及び４２０がそれぞれ接続されており、入力電圧検出回路３２０及び４２０の検出値ＳＶ５及びＳＶ６は、信号線１１ｇ及び１１ｈによりそれぞれ制御部１０に入力される。

また、昇圧コンバータ回路３００及び４００のそれぞれの入力電流を検出するために昇圧リアクトル３４０及び４３０の前段に、それぞれ入力電流検出回路３３０及び４３０が配置され、これら入力電圧検出回路３２０及び４２０の検出値は、それぞれ信号線１１ｉ及び１１ｊにより制御部１０に入力される。また、制御部１０は、制御線１２ｅ及び１２ｆにより、それぞれ半導体スイッチング素子３５０及び４５０をオン／オフ制御する。

以下、本実施の形態３に係る電力変換装置４０００の基本的な動作について図１０を参照して説明する。
制御部１０は、上述の如く、昇圧コンバータ回路３００及び４００がそれぞれ有する半導体スイッチング素子３５０及び４５０をオン／オフ制御することで、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の入力電圧を調節し、出力電圧Ｖｏを制御する。

次に、制御部１０は、電流共振型コンバータ回路１００が有する半導体スイッチング素子１０１及び１０２、並びに電流共振型コンバータ回路２００が有する半導体スイッチング素子２０１及び２０２を、スイッチング周波数Ｆｓｗを共振周波数Ｆｒに固定してオン／オフ制御する。

電流共振型コンバータ回路１００及び２００のスイッチング周波数Ｆｓｗを共振周波数Ｆｒとした場合、入出力ゲイン特性は負荷に拠らず“１”となる。従って、電力変換装置３０００は負荷に拠らず安定した出力電圧Ｖｏを出力できる。

また、入力電圧Ｖｉが変動した場合は、昇圧コンバータ回路３００及び４００が電流共振型コンバータ回路１００及び２００の入力電圧を調節することで、出力電圧Ｖｏが目標値となるように制御する。これにより入力電圧Ｖｉの変動が大きい場合においても、安定した出力電圧Ｖｏを出力することができる。

更に、電流共振型コンバータ回路１００及び２００のスイッチング周波数Ｆｓｗを共振周波数Ｆｒとした場合、電流共振型コンバータ回路１００及び２００においてＺＶＳとＺＣＳの双方が成立するため、損失を低減する効果を奏する。

ここで、本実施の形態３に係る電力変換装置４０００の制御部１０は、本実施の形態２に係る電力変換装置２０００の制御部１０と同様に、動作させるべき電流共振型コンバータ回路１００及び２００を選択する判別部を有していてもよい。この場合、電流共振型コンバータ回路１００及び２００にそれぞれ接続された昇圧コンバータ回路３００及び４００も同様に選択する。

本実施の形態３に係る電力変換装置４０００の制御部１０は、負荷が小さい場合又は入力電圧Ｖｉが大きい場合などスイッチング損失が効率低下の主要因となる領域で、動作させるべき電流共振型コンバータ回路１００又は２００、及び昇圧コンバータ回路３００又は４００を選択し、スイッチング損失を低減させる。これにより入力電圧Ｖｉ又は負荷が変動した場合においても高い効率を得ることができる。

本実施の形態３に係る電力変換装置４０００の制御部１０は、電流共振型コンバータ回路１００及び２００、並びに昇圧コンバータ回路３００及び４００の故障を、入力電圧検出回路３２０及び４２０の検出値ＳＶ５及びＳＶ６から判別し、故障と判断した場合において、故障した電流共振型コンバータ回路１００及び２００、並びに昇圧コンバータ回路３００及び４００をそれぞれ停止させ、正常に動作可能な電流共振型コンバータ回路１００及び２００、並びに昇圧コンバータ回路３００及び４００のみを動作させる。

これにより、本実施の形態３に係る電力変換装置４０００の制御部１０は、電流共振型コンバータ回路１００及び２００、並びに昇圧コンバータ回路３００及び４００の何れかにおいて故障が発生した場合でも、電力変換装置としての最低限の動作を維持できる。

更に、本実施の形態３に係る電力変換装置４０００の入力電力ヒューズ１３ａ及び１３ｂは、昇圧コンバータ回路３００及び４００の入力側に設置する構成としているため、昇圧コンバータ回路３００及び４００、並びに電流共振型コンバータ回路１００及び２００のいずれかで短絡故障が発生した場合でも、短絡電流によって入力電力ヒューズ１３ａ又は１３ｂが溶断する。このとき、直流入力電源１から絶縁されるため、正常に動作可能な昇圧コンバータ回路３００又は４００、或いは電流共振型コンバータ回路１００又は２００は継続して動作が可能となる。

実施の形態４．
図１１に示す本実施の形態４に係る電力変換装置５０００は、上記の実施の形態３で説明した電力変換装置４０００における一方の昇圧コンバータ回路４００を除去し、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の入力部がそれぞれ入力電力ヒューズ１３ａ及び１３ｂを介して昇圧コンバータ回路３００の出力部に接続され、昇圧コンバータ回路３００の出力と並列にリンクコンデンサ１５が接続されており、昇圧コンバータ回路３００の入力が直流入力電源１に接続された点が異なっている。

以下、本実施の形態４に係る電力変換装置５０００の基本的な動作について図１１を参照して説明する。
本実施の形態４の電力変換装置５０００の電流共振型コンバータ回路１００及び２００及び昇圧コンバータ回路３００の基本的な回路構成及び制御方式は上記の実施の形態３と同様である。以下では、実施の形態３と異なる作用について説明する。

本実施の形態４に係る電力変換装置５０００の制御部１０は、リンクコンデンサ電圧検出回路１６の検出値ＳＶ７を信号線１１ｋから入力し、リンクコンデンサ１５の電圧を調節して、出力電圧Ｖｏが目標値となるように制御する。

これにより電流共振型コンバータ回路１００及び２００の入出力ゲイン特性を“１”に固定できるため、負荷に拠らず安定した出力電圧Ｖｏを出力できると共に、ＺＶＳ及びＺＣＳが成立し効率が向上する。

本実施の形態４に係る電力変換装置５０００の制御部１０は、昇圧コンバータ回路３００を構成する何れか一つの素子が、何らかの理由で破損した場合、スイッチング素子３８０をオフにして昇圧コンバータ回路３００を電流共振型コンバータ回路１００及び２００に直接接続させ、以て電流共振型コンバータ回路１００及び２００のスイッチング周波数の変更によって入出力ゲイン特性を調節し出力電圧Ｖｏを制御する。

これにより、電力変換装置５０００は、昇圧コンバータ回路３００が故障した場合においても動作を継続できる。また、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の何れかにおいて故障が発生した場合は、正常に動作可能な電流共振型コンバータ回路を選択して動作させることで、動作を継続できる。

以上により、電力変換装置５０００は電流共振型コンバータ回路１００及び２００、並びに昇圧コンバータ回路３００の何れかにおいて故障が発生したとしても動作を継続できる。
また、本実施の形態４に係る電力変換装置５０００では、昇圧コンバータ回路を１つとしているため部品点数を減らすことができるという利点も有する。

また、本実施の形態４に係る電力変換装置５０００の昇圧コンバータ回路３００は、図１２に示すように、半導体スイッチング素子３５０に直列に電力ヒューズ３７０を接続した構造としてもよい。

すなわち、半導体スイッチング素子３５０が短絡故障した場合、電力ヒューズ３７０が大電流の短絡電流によって溶断する。これにより、短絡電流が遮断されると共に、直結動作として入力電流は、昇圧リアクトル３４０と整流ダイオード３６０を通り電流共振型コンバータ回路１００及び２００に流れる。従って、半導体スイッチング素子３５０が短絡故障した場合においても、電力変換装置５０００は、動作を継続できる。

なお、上記の実施の形態３及び実施の形態４では、電流共振型コンバータ回路１００及び２００の共振用リアクトル１３０及び２３０はトランスの漏れインダクタンスを用いてもよい。一般に電流共振型コンバータ回路において、共振用リアクトルとして漏れインダクタンスを用いた場合、トランスの励磁インダクタンスに対し漏れインダクタンスが小さいため、スイッチング周波数に対して入出力ゲイン特性の変化量が小さくなり、出力電圧の制御ができない。

ここで、上記の実施の形態３及び実施の形態４における電流共振型コンバータ回路１００及び２００では、入出力ゲイン特性を固定にしているために上記の問題は無視できる。トランスのリーケージインダクタンスを共振用のリアクトルとして用いることで、部品点数削減による小型化及び低コスト化が図れると共に、鉄損と銅損が発生しないため高効率化が図れる。

上記の各実施の形態において、電流共振型コンバータ回路のトランス２次側の整流回路、及び昇圧コンバータの整流回路には整流ダイオードを用いたが、これに限るものではなく、例えば、ＭＯＳＦＥＴを用いた同期整流でもよい。これにより、導通損失が整流ダイオードと比較して低減するため、同様の効果を奏するだけでなく効率が向上する。

上記の各実施の形態において、電力変換装置に使用する半導体スイッチング素子はシリコン半導体によって構成されたものに限るものではなく、例えば、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドを用いたワイドバンドギャップ半導体でもよい。

ワイドバンドギャップ半導体から成る半導体スイッチング素子は、シリコン半導体ではユニポーラ動作が困難な高電圧領域で使用可能であるとともに、高速スイッチング及び超高キャリア周波数動作に適するため、スイッチング周波数の高周波化によって、共振用リアクトルや共振用コンデンサ、トランス等を小型化できると共にスイッチング損失の低減によってさらなる高効率化を図ることが可能となる。

以上、本発明について実施の形態１から実施の形態４について説明したが、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形又は省略することが可能である。

１ 直流入力電源、
２ａ、２ｂ 出力電力ヒューズ、
１０ 制御部、
１１ａ、１１ｊ 信号線、
１２ａ、１２ｆ 制御線、
１３ａ、１３ｂ 入力電力ヒューズ、
１４ａ、１４ｂ 出力電力ヒューズ、
１５ リンクコンデンサ、
１６ リンクコンデンサ電圧検出回路
１００、２００ 電流共振型コンバータ回路、
１０１、１０２、２０１、２０２ 半導体スイッチング素子
１１０、２１０ 入力電力平滑コンデンサ、
１２０、２２０ 入力電圧検出回路、
１３０、２３０ 共振用リアクトル、
１４０、２４０ 共振用コンデンサ、
１５０、２５０ トランス、
１６０、１６１、２６０、２６１ 整流ダイオード、
１７０、２７０ 出力電圧検出回路、
１８０、２８０ 出力電力平滑コンデンサ、
１９０、２９０ 出力電流検出回路、
３００、４００ 昇圧コンバータ回路、
３１０、４１０ 入力電力平滑コンデンサ、
３２０、４２０ 入力電圧検出回路、
３３０、４３０ 入力電流検出回路、
３４０、４４０ 昇圧リアクトル、
３５０、４５０ 半導体スイッチング素子、
３６０、４６０ 整流ダイオード、
３７０ 電力ヒューズ、
１０００、２０００、３０００、４０００、５０００ 電力変換装置。

Claims (15)

1. 入力直流電源と出力端子との間において並列接続された複数の電流共振型コンバータ回路と、
   前記複数の電流共振型コンバータ回路の各々の直流入力電圧を検出する入力電圧検出部と、
   前記複数の電流共振型コンバータ回路の各々の直流出力電圧を検出する出力電圧検出部と、
   前記複数の電流共振型コンバータ回路の各々の直流出力電流を検出する出力電流検出部と、
   前記複数の電流共振型コンバータ回路のうちの複数個を動作させた場合と単独に動作させた場合それぞれの入出力ゲインと出力電流と効率の特性マップを有し、前記検出された直流入力電圧と直流出力電圧と出力電流とに応じて前記特性マップから最高効率が得られるように、前記複数の電流共振型コンバータ回路のうち１個以上の電流共振型コンバータ回路を選択して動作させる制御部とを備えた
   電力変換装置。
2. 前記特性マップは、前記入出力ゲインと前記出力電流と前記効率の三次元特性マップである
   請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記特性マップは、前記入出力ゲインと前記出力電流とに応じて、最高効率が得られるように、前記複数の電流共振型コンバータ回路のうち１個以上の電流共振型コンバータ回路を選択する領域を設定した閾値を有する二次元特性マップである
   請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記特性マップは、前記入出力ゲインの代わりに、前記直流出力電圧を一定とした時の前記直流入力電圧を用いたものである
   請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
5. 前記複数の電流共振型コンバータ回路の各々は、
   １次巻線及び２次巻線を備えるトランスと、
   共振用リアクトルと前記１次巻線と共振用コンデンサとが直列に接続された直列共振回路と、
   前記入力直流電源の両端間において直列接続された第１及び第２のスイッチング素子であって、前記第２のスイッチング素子が前記直列共振回路の両端間に接続されたものとを含み、
   前記制御部は、前記第１及び第２のスイッチング素子を制御することにより前記電流共振型コンバータ回路を選択する
   請求項１記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記複数の電流共振型コンバータ回路のうちの複数個を動作させる場合、前記電流共振型コンバータ回路間で各々の前記第１及び第２のスイッチング素子のスイッチング位相をインターリーブしてオン／オフ制御する
   請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、前記検出された直流入力電圧と直流出力電圧と出力電流のいずれも故障判定閾値を超えていない前記電流共振型コンバータ回路のみを選択する対象とする
   請求項１に記載の電力変換装置。
8. 前記複数の電流共振型コンバータ回路の各々の前段及び後段には電力ヒューズが設けられている
   請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
9. 前記複数の電流共振型コンバータ回路のそれぞれの入力端子又は出力端子には、非絶縁型直流コンバータ回路が接続されている
   請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
10. 前記非絶縁型直流コンバータ回路は、入力電圧検出回路を有し、前記制御部は、この入力電圧検出回路が異常入力電圧を検出したとき、この入力電圧検出回路接続されている前記電流共振型コンバータ回路の動作を停止させる
    請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記複数の電流共振型コンバータ回路のそれぞれの入力端子又は出力端子は、電力ヒューズを介して共通の接続点に接続されており、前記共通の接続点には非絶縁型直流コンバータ回路が接続されている
    請求項１から７のいずれか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記非絶縁型直流コンバータ回路は、故障時に前記複数の電流共振型コンバータ回路に直接接続されるように、スイッチング素子と直列に電力ヒューズが接続されている
    請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 前記共振用リアクトルは、前記トランスの漏れインダクタンスによって構成されている
    請求項５に記載の電力変換装置。
14. 前記第１及び第２のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成された素子である
    請求項５又は６に記載の電力変換装置。
15. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドを用いた半導体である
    請求項１４に記載の電力変換装置。

Images