CN112104248B - 一种三电平npc变换器的控制方法 - Google Patents

一种三电平npc变换器的控制方法 Download PDF

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Abstract

一种三电平NPC变换器的控制方法，属于电力电子控制技术领域，本发明为解决了现有采用传统的PI控制算法对三电平NPC变换器进行控制的方法，存在抗干扰性能较差，***的稳态性能及动态响应性能差的问题。本发明控制方法是基于直流电压调节环、瞬时功率跟踪环和电压平衡环实现，并通过直流电压调节环对直流侧电压实际值x1进行跟踪、通过瞬时功率跟踪环对有功功率实际值p和无功功率实际值q进行跟踪、以及通过电压平衡环对直流侧不平衡电压实际值x2进行跟踪后，生成控制信号对三电平NPC变换器进行控制，从而实现对三电平NPC变换器进行控制。本发明主要用于对三电平NPC变换器进行控制。

Description

一种三电平NPC变换器的控制方法
技术领域
本发明属于电力电子控制技术领域，具体涉及一种三电平NPC变换器的高性能控制方法。
背景技术
在过去的几十年中，工业应用中额定功率的逐渐增加，许多种多电平功率变换器拓扑被提出以满足中高压应用的需求。三电平中性点钳位(NPC)功率变换器作为一种高性能和低损耗的多电平功率变换器，于1979年被首次提出。与传统的两电平变换器相比，NPC功率变换器具有更高的电压等级和更好的输出电压波形等优势。目前它已经成熟的应用于有源前端或变速驱动等几种中高压工业应用中。例如，直流微电网(MG)，光伏发电，风力涡轮机，电机驱动和能量存储***。
目前，这些应用中的NPC变换器使用的控制方法大部分都是传统的PI控制算法。虽然PI控制器可以实现基本的控制目标，但是想要进一步实现一些优越的动态、稳态性能及抗干扰性却比较困难，可以总结为：
(1)将PI控制器用于电压环控制，虽然可以让直流侧母线电压跟随给定值，但是启动阶段和电压阶跃阶段的电压动态性能却无法保证；此外，当出现外部干扰时，例如加载的情况，PI控制器无法迅速的抑制扰动，导致直流母线电压出现较大的过冲，对整个***造成破坏，使其抗干扰性较差。
(2)将PI控制器用于功率环控制，虽然可以确保恒定的功率传输，但是在进一步降低电流谐波方面仍然有一定的难度，使其稳态性能差。
因此，综上采用传统的PI控制算法对三电平NPC变换器进行控制的方法，存在抗干扰性能较差，***稳态性能及动态响应性能差的缺陷，因此，以上问题亟需解决。
发明内容
本发明目的是为了解决现有采用传统的PI控制算法对三电平NPC变换器进行控制的方法，存在抗干扰性能较差，***稳态性能及动态响应性能差的问题。提供了一种三电平NPC变换器的控制方法。
一种三电平NPC变换器的控制方法，该控制方法是基于直流电压调节环、瞬时功率跟踪环和电压平衡环实现，并通过直流电压调节环对直流侧电压实际值x1进行跟踪、通过瞬时功率跟踪环对有功功率实际值p和无功功率实际值q进行跟踪、以及通过电压平衡环对直流侧不平衡电压实际值x2进行跟踪后，生成控制信号对三电平NPC变换器进行控制，从而实现对三电平NPC变换器进行控制；
其中，x1等于变换器直流侧两个电容器电压总和；
x2等于变换器直流侧两个电容器的电压差。
优选的是，所述生成控制信号的实现方式包括如下步骤：
S1、直流电压调节环根据直流侧电压实际值x1和直流侧电压参考值
Figure GDA0003798398440000021
获得当前时刻有功功率参考值p*；
S2、瞬时功率跟踪环根据当前时刻有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，获得平均占空比δαβ；
S3、通过αβ/abc变换器将αβ坐标系下的平均占空比δαβ转化为abc坐标系下的平均占空比δ′abc；
S4、通过电压平衡环，使直流侧不平衡电压实际值x2与直流侧电压参考值
Figure GDA0003798398440000022
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba；
S5、将平衡占空比δba和平均占空比δ′abc相叠加，获得待控占空比δabc；待控占空比δabc作为控制三电平NPC变换器的控制信号对三电平NPC变换器进行控制。
优选的是，S1中、直流电压调节环根据直流侧电压实际值x1和直流侧电压参考值
Figure GDA0003798398440000023
获得当前时刻有功功率参考值p*的过程包括：
S11、根据直流侧电压实际值x1和直流侧电压参考值
Figure GDA0003798398440000024
获得直流电压调节环跟踪误差ev；所述
Figure GDA0003798398440000025
其中，
Figure GDA0003798398440000026
和z1均为中间变量；
S12、通过二阶滑模控制器SOSM对直流电压调节环跟踪误差ev进行纠正，并输出纠偏后的跟踪误差
Figure GDA0003798398440000031
所述二阶滑模控制器SOSM的动态方程为：
Figure GDA0003798398440000032
其中，λ和α均为二阶滑模控制器SOSM的增益，sat(·)为饱和函数；
S13、线性扩张状态观测器LESO根据z1和上一时刻有功功率参考值p*对直流负载的有功功率z2进行观测，获得直流负载功率的估计值
Figure GDA0003798398440000033
其中，有功功率参考值p*的初始值为0；
S14、根据步骤S12获得的纠偏后的跟踪误差
Figure GDA0003798398440000034
和步骤S13获得的直流负载功率的估计值
Figure GDA0003798398440000035
获得当前时刻有功功率参考值p*，所述
Figure GDA0003798398440000036
优选的是，S2中、瞬时功率跟踪环根据当前时刻有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，获得平均占空比δαβ的具体过程为：
S21、将有功功率实际值p和步骤S1获得的当前时刻有功功率参考值p*相比较，获得ep；同时还将无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*相比较，获得eq；
其中，ep为有功功率参考值与实际值的差，且ep＝p*-p；
eq为无功功率的参考值与实际值的差，且eq＝q*-q；
S22、ep和eq分别通过一个二阶滑模控制器SOSM进行处理，获得有功功率纠正量u(ep)和无功功率纠正量u(eq)；
S23、对有功功率实际值p和无功功率实际值q求导，分别获得有功功率导数
Figure GDA0003798398440000037
和无功功率导数
Figure GDA0003798398440000038
令
Figure GDA0003798398440000039
获得等效点的平均占空比
Figure GDA00037983984400000310
S24、根据有功功率纠正量u(ep)、无功功率纠正量u(eq)和等效点的平均占空比
Figure GDA00037983984400000311
获得平均占空比δαβ。
优选的是，S22中，
Figure GDA00037983984400000312
Figure GDA00037983984400000313
其中，λ和α均为二阶滑模控制器SOSM的增益，sat(·)为饱和函数。
优选的是，S24中，
Figure GDA0003798398440000041
其中，vgαβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压；
J为矩阵，且
Figure GDA0003798398440000042
优选的是，S23中，
Figure GDA0003798398440000043
其中，vgαβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压；
J为矩阵，且
Figure GDA0003798398440000044
ω为电网电压的角频率；
L为交流侧线电感。
优选的是，S4中、通过电压平衡环，使直流侧不平衡电压实际值x2与直流侧电压参考值
Figure GDA0003798398440000045
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba的实现方式为：
Figure GDA0003798398440000046
其中，kpb为PI控制器的比例环节增益；
kib为PI控制器的积分环节增益；
t为时间。
本发明带来的有益效果是：本发明方法提高了三相NPC变换器的动态和稳态性能以及抗干扰能力。本发明所述的一种三电平NPC变换器的控制方法，该控制方法是基于直流电压调节环、瞬时功率跟踪环和电压平衡环实现，通过直流电压调节环对直流侧电压实际值x1进行跟踪，使直流侧电容器电压总和x1调节到对应的期望值，通过瞬时功率跟踪环对有功功率实际值p和无功功率实际值q进行跟踪，使有功功率p和无功功率q准确的跟踪各自的参考值、以及通过电压平衡环对直流侧不平衡电压实际值x2进行跟踪，确保直流侧两个电容的不平衡电压接近于0，结合三个环的共同作用生成控制信号对三电平NPC变换器进行控制，控制过程简单，通过直流电压调节环来调节直流母线电压，以确保启动过程以及电压阶跃阶段的快速动态响应，以及不确定干扰的直流侧负载接入电路时会引起直流侧电压的波动都能有效抑制。实现直流侧电容器的电压平衡，提高了控制稳定性。
在直流电压调节环中，采用了二阶滑模控制器(SOSM)来快速地调节直流母线电压，以确保启动过程以及电压阶跃阶段的快速动态响应。同时，由于外部不确定干扰的存在，因此基于二阶滑模控制器(SOSM)加入了一种线性扩张状态观测器(LESO)来抑制它；在瞬时功率跟踪环中，采用一种简单有效的直接功率控制(DPC)策略来实现功率跟踪的目标，从而简化了内部环路的控制过程。另外，为了获得具有快速动态特性和低谐波失真的交流电流，采用了二阶滑模控制器(SOSM)以确保有功功率和无功功率可以迅速收敛到稳定状态；最后，在电压平衡环路中，使用PI调节器来确保直流侧电容器的电压平衡。通过实验测试，将本发明所提出的NPC功率变换器控制策略与其他控制方案进行了比较，证明了本方案的有效性和优越性。
附图说明
图1为本发明所述的三电平NPC变换器与交流电网和直流侧微电网之间连接的电路原理示意图；
图2为本发明所述的生成控制信号的原理示意；
图3为直流电压调节环获得当前时刻有功功率参考值p*的原理示意图；
图4为瞬时功率跟踪环获得平均占空比δαβ的原理示意图；
图5为启动时三电平NPC变换器的直流侧电压波形图；其中，
图5a为PI控制器下的直流侧电压波形图；
图5b为采用本发明控制方法下的直流侧电压波形图；
图6为电压参考值从750V调整至650V时，三电平NPC变换器的直流侧电压波形图；其中，
图6a为PI控制器下的直流侧电压波形图；
图6b为采用本发明控制方法下的直流侧电压波形图；
图7为电压参考值从650V调整至750V时，三电平NPC变换器的直流侧电压波形图；其中，
图7a为PI控制器下的直流侧电压波形图；
图7b为采用本发明控制方法下的直流侧电压波形图；
图8为图1中接入负载R3时的直流侧电压动态响应波形图；其中，
图8a为PI控制器下的直流侧电压波形图；
图8b为采用本发明控制方法下的直流侧电压波形图；
图9为图1中接入负载R3时的瞬时有功功率和无功功率的动态响应波形图；其中，
图9a为PI控制器下的有功功率动态响应波形图；
图9b为采用本发明控制方法下的有功功率动态响应波形图；
图9c为PI控制器下的无功功率动态响应波形图；
图9d为采用本发明控制方法下的无功功率动态响应波形图；
图10为图1中接入负载R3时的三相交流电流的动态响应波形图；其中，
图10a为PI控制器下的电流动态响应波形图；
图10b为采用本发明控制方法下的电流动态响应波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
参见图1和图2说明本实施方式，本实施方式所述一种三电平NPC变换器的控制方法，该控制方法是基于直流电压调节环、瞬时功率跟踪环和电压平衡环实现，并通过直流电压调节环对直流侧电压实际值x1进行跟踪、通过瞬时功率跟踪环对有功功率实际值p和无功功率实际值q进行跟踪、以及通过电压平衡环对直流侧不平衡电压实际值x2进行跟踪后，生成控制信号对三电平NPC变换器进行控制，从而实现对三电平NPC变换器进行控制；
其中，x1等于变换器直流侧两个电容器电压总和；
x2等于变换器直流侧两个电容器的电压差。
具体应用之前，先根据三电平NPC变换器的运行原理，建立三电平NPC变换器的状态空间平均模型；根据三电平NPC变换器的状态空间平均模型，确定三电平NPC变换器的控制目标；所述控制目标包括：使直流侧两个电容器电压总和x1调节到直流侧电压参考值期望值
Figure GDA0003798398440000071
使有功功率p和无功功率q始终跟踪各自的参考值p*和q*、以及确保直流侧两个电容器的不平衡电压趋近于0，来生成相应控制信号对三电平NPC变换器进行控制。
实际上，采用一种高效的控制法是十分有必要的。它可以确保***达到稳定状态时，有功功率和无功功率保持在等效点附近，并且保证较高的三相电流质量。本发明不仅可以实现不同的控制目标，而且还可以改善三电平NPC变换器的动态和稳态性能。
图1中，三相交流电源和电感器与三电平NPC变换器的交流侧相连，提供功率传输。在直流侧，三电平NPC变换器连接了两个电容器，以存储能量并稳定直流电压。此处，直流侧可以看作是直流MG，它主要由直流负载，其他变换器和电源等组成。
本实施方式所述的本发明方法提高了三相NPC变换器的动态和稳态性能以及抗干扰能力。本发明所述的一种三电平NPC变换器的控制方法，该控制方法是基于直流电压调节环、瞬时功率跟踪环和电压平衡环实现，通过直流电压调节环对直流侧电压实际值x1进行跟踪，使直流侧电容器电压总和x1调节到对应的期望值，通过瞬时功率跟踪环对有功功率实际值p和无功功率实际值q进行跟踪，使有功功率p和无功功率q准确的跟踪各自的参考值、以及通过电压平衡环对直流侧不平衡电压实际值x2进行跟踪，确保直流侧两个电容的不平衡电压接近于0，结合三个环的共同作用生成控制信号对三电平NPC变换器进行控制，控制过程简单，通过直流电压调节环来调节直流母线电压，以确保启动过程以及电压阶跃阶段的快速动态响应，以及不确定干扰的直流侧负载接入电路时会引起直流侧电压的波动都能有效抑制。实现直流侧电容器的电压平衡，提高了控制稳定性。
进一步的，具体参见图2，所述生成控制信号的实现方式包括如下步骤：
S1、直流电压调节环根据直流侧电压实际值x1和直流侧电压参考值
Figure GDA0003798398440000072
获得当前时刻有功功率参考值p*；
S2、瞬时功率跟踪环根据当前时刻有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，获得平均占空比δαβ；
S3、通过αβ/abc变换器将αβ坐标系下的平均占空比δαβ转化为abc坐标系下的平均占空比δ′abc；
S4、通过电压平衡环，使直流侧不平衡电压实际值x2与直流侧电压参考值
Figure GDA0003798398440000081
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba；
S5、将平衡占空比δba和平均占空比δa'bc相叠加，获得待控占空比δabc；待控占空比δabc作为控制三电平NPC变换器的控制信号对三电平NPC变换器进行控制。
本优选实施方式中，当整个***达到稳定状态时，要求三电平NPC变换器的直流侧两个电容器之间的不平衡电压为零。为了简单而有效地实现该控制目标，此处使用了PI控制算法。
更进一步的，具体参见图3，S1中、直流电压调节环根据直流侧电压实际值x1和直流侧电压参考值
Figure GDA0003798398440000082
获得当前时刻有功功率参考值p*的过程包括：
S11、根据直流侧电压实际值x1和直流侧电压参考值
Figure GDA0003798398440000083
获得直流电压调节环跟踪误差ev；所述
Figure GDA0003798398440000084
其中，
Figure GDA0003798398440000085
和z1均为中间变量；
S12、通过二阶滑模控制器SOSM对直流电压调节环跟踪误差ev进行纠正，并输出纠偏后的跟踪误差
Figure GDA0003798398440000086
所述二阶滑模控制器SOSM的动态方程为：
Figure GDA0003798398440000087
其中，λ和α均为二阶滑模控制器SOSM的增益，sat(·)为饱和函数；
S13、线性扩张状态观测器LESO根据z1和上一时刻有功功率参考值p*对直流负载的有功功率z2进行观测，获得直流负载功率的估计值
Figure GDA0003798398440000088
其中，有功功率参考值p*的初始值为0；
S14、根据步骤S12获得的纠偏后的跟踪误差
Figure GDA0003798398440000089
和步骤S13获得的直流负载功率的估计值
Figure GDA00037983984400000810
获得当前时刻有功功率参考值p*，所述
Figure GDA00037983984400000811
本优选实施方式中，直流电压调节环基本的控制目标是将直流母线电压调节到指定值。为了获得快速的瞬态响应，较少的电压过冲和对外部干扰不敏感等性能，针对电压调节环提出了基于LESO的SOSM控制策略。SOSM的英文全称为Second-order sliding mode，二阶滑模；LESO的英文全称为Linear extended state observer，线性扩张状态观测器。
二阶滑模控制器SOSM的控制策略，不仅保留了传统滑模控制的优势，而且还减弱了抖振现象，因此已被广泛接受并应用于电力电子领域。尽管SOSM可以提高了***的鲁棒性，但由于缺少干扰信息，其实现干扰消除的能力还不够，这意味着无法立即将干扰补偿给控制器，作为一项观测状态和扰动的技术，观测器适合于弥补***的这一缺点，例如卡尔曼滤波方法，滑模观测器(SMO)和线性扩展状态观测器(LESO)。卡尔曼滤波方法对干扰具有鲁棒性，但是设计过程很复杂。SMO并不复杂，但仍然存在抖振的问题。LESO将外部干扰和参数扰动视为一个新变量，由于其设计简单，独立于精确的***模型等优点而吸引了研究人员的广泛关注。故本实施方式中采用状态观测器LESO实现消除干扰。
更进一步的，具体参见图4，S2中、瞬时功率跟踪环根据当前时刻有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，获得平均占空比δαβ的具体过程为：
S21、将有功功率实际值p和步骤S1获得的当前时刻有功功率参考值p*相比较，获得ep；同时还将无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*相比较，获得eq；
其中，ep为有功功率参考值与实际值的差，且ep＝p*-p；
eq为无功功率的参考值与实际值的差，且eq＝q*-q；
S22、ep和eq分别通过一个二阶滑模控制器SOSM进行处理，获得有功功率纠正量u(ep)和无功功率纠正量u(eq)；
S23、对有功功率实际值p和无功功率实际值q求导，分别获得有功功率导数
Figure GDA0003798398440000091
和无功功率导数
Figure GDA0003798398440000092
令
Figure GDA0003798398440000093
获得等效点的平均占空比
Figure GDA0003798398440000094
S24、根据有功功率纠正量u(ep)、无功功率纠正量u(eq)和等效点的平均占空比
Figure GDA0003798398440000095
获得平均占空比δαβ。
本优选实施方式中，需要实现的控制目标是对有功功率实际值p和无功功率实际值q进行跟踪分别跟踪其参考值。此处采用SOSM控制策略来实现该目标以保证***的快速响应和鲁棒性。定义功率参考值和实际功率之间的误差为ep和eq，为了确保瞬时功率误差ep和eq在有限时间内接近零，此处采用了SOSM控制方案。
更进一步的，具体参见图4，S22中，
Figure GDA0003798398440000101
Figure GDA0003798398440000102
其中，λ和α均为二阶滑模控制器SOSM的增益，sat(·)为饱和函数。
本优选实施方式中，为了确保瞬时功率跟踪环ep和eq在有限时间内接近零。此处采用了SOSM控制方案，为了减弱抖动现象，此处SOSM控制中使用饱和函数替代传统的符号函数。
更进一步的，具体参见图4，S24中，
Figure GDA0003798398440000103
其中，vgαβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压；
J为矩阵，且
Figure GDA0003798398440000104
更进一步的，具体参见图4，S23中，
Figure GDA0003798398440000105
其中，vgαβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压；
J为矩阵，且
Figure GDA0003798398440000106
ω为电网电压的角频率；
L为交流侧线电感。
更进一步的，具体参见图2，S4中、通过电压平衡环，使直流侧不平衡电压实际值x2与直流侧电压参考值
Figure GDA0003798398440000107
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba的实现方式为：
Figure GDA0003798398440000108
其中，kpb为PI控制器的比例环节增益；
kib为PI控制器的积分环节增益；
t为时间。
验证试验：
为了验证本申请提出的控制策略的优越性，本发明所述的一种三电平NPC变换器的控制方法与传统的PI控制策略(三环均为PI控制器)进行了实验对比。三电平NPC变换器的参数如表I所示。
表I实验平台参数
Figure GDA0003798398440000111
图5分别展示了基于PI控制器和提出的LESO-SOSM控制策略(即：本发明所述一种三电平NPC变换器的控制方法)的三相NPC变换器启动过程中的直流侧电压波形。显然，LESO-SOSM方法具有较小的超调电压和调节时间。为了进一步验证所提出的LESO-SOSM控制策略的动态响应特性，同时还进行了电压阶跃测试，其结果如图6和7所示；
图6a和图6b分别为基于PI和本申请提出的LESO-SOSM控制策略下的电压指令从750V变为650V时的动态响应图。图7a和7b则为650V变为750V时的动态响应图。从这两次的实验比较结果均可看出本申请具备更好的动态性能，动态响应时间短，超调电压小。此外，为了评估所提出方法对稳态电压的影响，图6还显示了这两种方法的直流侧电压纹波，可以观察到本申请和PI控制器控制下的电压纹波大小基本相同。
直流负载R1和R2连接后，R3接入电路时的直流母线电压的瞬态响应如图8所示。可以观察到，本申请所提出的方法相比于PI控制器实现了更小的电压波动以及恢复时间。因此，根据上述实验结果，与PI控制策略相比，提出的LESO-SOSM控制策略具有更好的抗干扰能力。图9和10还显示了该实验中两种方法的瞬时功率响应和交流电流响应，仍然可以得到提出的LESO-SOSM控制策略具有更好的抗干扰能力的结论。
最后，在连接直流负载R3之后，进行了稳态性能的对比，稳态运行下，基于PI和本申请的控制策略下的交流电流总谐波失真分别为2.8％和2.6％。显然，本申请提出的LESO-SOSM控制策略得到的电流质量优于PI控制器。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (7)

1.一种三电平NPC变换器的控制方法，该控制方法是基于直流电压调节环、瞬时功率跟踪环和电压平衡环实现，并通过直流电压调节环对直流侧电压实际值x1进行跟踪、通过瞬时功率跟踪环对有功功率实际值p和无功功率实际值q进行跟踪、以及通过电压平衡环对直流侧不平衡电压实际值x2进行跟踪后，生成控制信号对三电平NPC变换器进行控制，从而实现对三电平NPC变换器进行控制；
其中，x1等于变换器直流侧两个电容器电压总和；
x2等于变换器直流侧两个电容器的电压差；
其特征在于，所述生成控制信号的实现方式包括如下步骤：
S1、直流电压调节环根据直流侧电压实际值x1和直流侧电压参考值
Figure FDA0003798398430000011
获得当前时刻有功功率参考值p*；
S2、瞬时功率跟踪环根据当前时刻有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，获得平均占空比δαβ；
S3、通过αβ/abc变换器将αβ坐标系下的平均占空比δαβ转化为abc坐标系下的平均占空比δ′abc；
S4、通过电压平衡环，使直流侧不平衡电压实际值x2与直流侧电压参考值
Figure FDA0003798398430000012
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba；
S5、将平衡占空比δba和平均占空比δ′abc相叠加，获得待控占空比δabc；待控占空比δabc作为控制三电平NPC变换器的控制信号对三电平NPC变换器进行控制。
2.根据权利要求1所述的一种三电平NPC变换器的控制方法，其特征在于，S1中、直流电压调节环根据直流侧电压实际值x1和直流侧电压参考值
Figure FDA0003798398430000013
获得当前时刻有功功率参考值p*的过程包括：
S11、根据直流侧电压实际值x1和直流侧电压参考值
Figure FDA0003798398430000014
获得直流电压调节环跟踪误差ev；所述
Figure FDA0003798398430000015
其中，
Figure FDA0003798398430000016
和z1均为中间变量；
S12、通过二阶滑模控制器SOSM对直流电压调节环跟踪误差ev进行纠正，并输出纠偏后的跟踪误差
Figure FDA0003798398430000021
所述二阶滑模控制器SOSM的动态方程为：
Figure FDA0003798398430000022
其中，λ和α均为二阶滑模控制器SOSM的增益，sat(·)为饱和函数；
S13、线性扩张状态观测器LESO根据z1和上一时刻有功功率参考值p*对直流负载的有功功率z2进行观测，获得直流负载功率的估计值
Figure FDA0003798398430000023
其中，有功功率参考值p*的初始值为0；
S14、根据步骤S12获得的纠偏后的跟踪误差
Figure FDA0003798398430000024
和步骤S13获得的直流负载功率的估计值
Figure FDA0003798398430000025
获得当前时刻有功功率参考值p*，所述
Figure FDA0003798398430000026
3.根据权利要求1所述的一种三电平NPC变换器的控制方法，其特征在于，S2中、瞬时功率跟踪环根据当前时刻有功功率参考值p*、有功功率实际值p、无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*，获得平均占空比δαβ的具体过程为：
S21、将有功功率实际值p和步骤S1获得的当前时刻有功功率参考值p*相比较，获得ep；同时还将无功功率实际值q和预设的无功功率参考值q*相比较，获得eq；
其中，ep为有功功率参考值与实际值的差，且ep＝p*-p；
eq为无功功率的参考值与实际值的差，且eq＝q*-q；
S22、ep和eq分别通过一个二阶滑模控制器SOSM进行处理，获得有功功率纠正量u(ep)和无功功率纠正量u(eq)；
S23、对有功功率实际值p和无功功率实际值q求导，分别获得有功功率导数
Figure FDA0003798398430000027
和无功功率导数
Figure FDA0003798398430000028
令
Figure FDA0003798398430000029
获得等效点的平均占空比
Figure FDA00037983984300000210
S24、根据有功功率纠正量u(ep)、无功功率纠正量u(eq)和等效点的平均占空比
Figure FDA00037983984300000211
获得平均占空比δαβ。
4.根据权利要求3所述的一种三电平NPC变换器的控制方法，其特征在于，S22中，
Figure FDA0003798398430000031
Figure FDA0003798398430000032
其中，λ和α均为二阶滑模控制器SOSM的增益，sat(·)为饱和函数。
5.根据权利要求3所述的一种三电平NPC变换器的控制方法，其特征在于，S24中，
Figure FDA0003798398430000033
其中，vgαβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压；
J为矩阵，且
Figure FDA0003798398430000034
6.根据权利要求3所述的一种三电平NPC变换器的控制方法，其特征在于，S23中，
Figure FDA0003798398430000035
其中，vgαβ为αβ坐标系下的变换器交流侧电压；
J为矩阵，且
Figure FDA0003798398430000036
ω为电网电压的角频率；
L为交流侧线电感。
7.根据权利要求1所述的一种三电平NPC变换器的控制方法，其特征在于，S4中、通过电压平衡环，使直流侧不平衡电压实际值x2与直流侧电压参考值
Figure FDA0003798398430000037
作差，并将二者的差值进行PI调节，获得平衡占空比δba的实现方式为：
Figure FDA0003798398430000038
其中，kpb为PI控制器的比例环节增益；
kib为PI控制器的积分环节增益；
t为时间。
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