JP7362003B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本開示は、回転子位置を検出する位置センサを用いることなく回転子位置情報を得て制御する、回転機の制御装置に関する。

回転機の性能を十分に引き出して駆動するには、回転子の位置情報が必要である。そのため、回転機に取付けられた位置センサで検出された位置情報を用いて、回転機を駆動することが行われてきた。一方、近年においては、回転機の製造コストのより一層の低減、回転機の小型化、及び回転機の信頼性の向上といった観点から、位置センサレスで回転機を駆動する技術が開発されてきた。

回転機の位置センサレス制御方法の１つに、高周波信号を回転機に印加する手法がある。この手法では、まず、高周波電圧を回転機に印加したときの固定子電流を検出し、高周波電圧と同じ周波数成分の高周波電流を抽出する。そして、回転機のインダクタンス、つまり、高周波電流の振幅が回転子位置の電気角周波数の２倍の周波数で変化することを利用して、回転子位置を推定する。このような高周波信号を利用する方式は、回転機が零速又は低速域でも良好に回転子位置を推定できるという利点がある一方で、重畳される高周波電圧によってトルク脈動及び騒音を発生するという欠点がある。

また、他の手法も存在する。例えば、下記特許文献１には、高周波信号を印加せずに、回転機の固定子電圧及び固定子電流から回転子位置を推定する手法が開示されている。この特許文献１では、まず、固定子電圧及び固定子電流がオブザーバに入力される。そして、オブザーバは、鎖交磁束の成分から回転子位置に同期して回転する成分を推定し、その推定値の位相から回転子位置を演算して出力する。

特開２００６－２３０１７４号公報

特許文献１に代表される従来技術では、回転子位置を推定するために利用する固定子電圧は、実際の電圧ではなくその指令値である電圧指令値が用いられるので、必然的に誤差が発生する。実際の固定子電圧は矩形状であり、これを平滑化した値が電圧指令値となるように回転機へ印加されている。従来技術では、この電圧誤差に起因して、回転子位置の推定値に誤差が存在し、場合によっては、脈動成分も発生する。このような推定誤差を有する回転子位置の推定値を用いて回転機を制御した場合、トルク又は電力に脈動が発生し、接続されている機械系又は電力系統に悪影響を及ぼす場合がある。

本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、回転子位置の推定値に含まれ得る推定誤差に起因するトルク脈動及び電力脈動を低減可能な回転機の制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る回転機の制御装置は、電圧印加器と、電流検出器と、制御器と、パルス幅変調器と、電圧積算器と、位置推定器とを備える。電圧印加器は、直流電源と回転機との間に接続され、各相に具備される複数のスイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで回転機へ矩形状の固定子電圧を印加する。電流検出器は、電圧印加器と回転機の固定子巻線との間に流れる固定子電流を検出する。制御器は、固定子電流及び回転機の回転子の位置情報である回転子位置に基づいて、固定子巻線に印加する電圧である固定子電圧の指令値である電圧指令値を演算する。パルス幅変調器は、固定子電圧を平滑化した値が電圧指令値と一致するようにゲート信号を生成し、このゲート信号を用いてスイッチング素子のオン及びオフを制御する。電圧積算器は、ゲート信号を積算することで、固定子電圧の積算値である電圧積算値を演算する。位置推定器は、電圧積算値及び固定子電流に基づいて回転子位置を推定する。

本開示に係る回転機の制御装置によれば、回転子位置の推定値に含まれ得る推定誤差に起因するトルク脈動及び電力脈動を低減できるという効果を奏する。

実施の形態１に係る回転機の制御装置の構成例を示す図 図１の電圧印加器として利用する三相インバータの主回路の構成例を示す図 図１に示すパルス幅変調器（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ変調器）の動作説明に供する第１の図 図１に示すＰＷＭ変調器の動作説明に供する第２の図 図１に示す電圧積算器の構成例を示す図 図１に示す位置推定器の構成例を示す図 実施の形態１におけるスイッチング周期と制御演算周期との関係の説明に供する第１の図 実施の形態１におけるスイッチング周期と制御演算周期との関係の説明に供する第２の図 図１に示すＰＷＭ変調器がスイッチング周波数を切り替える場合の影響の説明に供する第１の図 図１に示すＰＷＭ変調器がスイッチング周波数を切り替える場合の影響の説明に供する第２の図 実施の形態２に係る回転機の制御装置の構成例を示す図 図１１に示すＰＷＭ変調器の動作説明に供する図 図１１に示す電圧積算器の構成例を示す図 実施の形態２における電圧積算器が低域通過フィルタ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＬＰＦ）を有さない場合の動作説明に供する図 実施の形態２における電圧積算器がＬＰＦを有する場合の動作説明に供する図 図１１に示す位置推定器の構成例を示す図 実施の形態３に係る回転機の制御装置の構成例を示す図 図１７に示す電圧積算器の構成例を示す図 図１７に示す位置推定器の構成例を示す図 実施の形態１から３に係る制御装置の各機能を実現する第１のハードウェア構成例を示す図 実施の形態１から３に係る制御装置の各機能を実現する第２のハードウェア構成例を示す図

以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る回転機の制御装置について詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る回転機の制御装置（以下、適宜「制御装置」と略す）１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係る制御装置１００は、電圧印加器３と、電流検出器４と、制御器５と、ＰＷＭ変調器６と、電圧積算器７と、位置推定器８とを備えて構成される。

電圧印加器３は、直流電源１と回転機２との間に接続されている。直流電源１は、回転機２への駆動電力を与える電力供給源である。

回転機２は、インダクタンスが回転子位置によって変化する三相電動機である。回転機２は、ｕ相、ｖ相及びｗ相の固定子巻線を有する固定子２ａと、固定子２ａの内側に配置される回転子２ｂとを有する。回転機２は、動作態様によって、三相発電機としても動作する。本稿では、回転機２の一例として同期リラクタンスモータを想定するが、同期リラクタンスモータ以外のモータでもよい。なお、本稿では、インダクタンスが最大となる回転子２ｂの方向をｄ軸、最小となる回転子２ｂの方向をｑ軸と定義し、回転子位置はｄ軸を基準とする。

電流検出器４は、直流電源１と回転機２との間に配置される。電流検出器４は、電圧印加器３と回転機２の固定子巻線との間に流れる固定子電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗを検出する。

電圧印加器３は、各相に具備される複数のスイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで回転機２へ矩形状の固定子電圧を印加する。固定子電圧は、回転機２の固定子巻線に印加する電圧である。本稿において、電圧印加器３は、三相インバータを想定する。

制御器５は、電流検出器４で検出された固定子電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗ及び回転子２ｂの位置情報である回転子位置に基づいて電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊を演算する。電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊は、回転機２を駆動するための固定子電圧の指令値である。電圧印加器３が出力する固定子電圧は、電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊によって制御される。

ＰＷＭ変調器６は、電圧印加器３が出力する矩形状の固定子電圧を平滑化した値が電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊と一致するようにゲート信号ｇ_ｕ，ｇ_ｖ，ｇ_ｗを生成し、このゲート信号ｇ_ｕ，ｇ_ｖ，ｇ_ｗを用いてスイッチング素子のオン及びオフを制御する。

電圧積算器７は、ゲート信号ｇ_ｕ，ｇ_ｖ，ｇ_ｗを積算することで、固定子電圧の積算値である電圧積算値ｖ_ｓｕｉ，ｖ_ｓｖｉ，ｖ_ｓｗｉを演算する。

位置推定器８は、電圧積算値ｖ_ｓｕｉ，ｖ_ｓｖｉ，ｖ_ｓｗｉ及び固定子電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗに基づいて、推定回転子位置θ^＾ _ｒを演算する。推定回転子位置θ^＾ _ｒは、回転子２ｂの位置情報である回転子位置の推定値である。なお、本稿において、推定回転子位置θ^＾ _ｒは、電気角に換算した値とする。

図２は、図１の電圧印加器３として利用する三相インバータの主回路の構成例を示す図である。図２において、スイッチング素子３１はｕ相正側のスイッチング素子であり、スイッチング素子３２はｕ相負側のスイッチング素子である。同様に、スイッチング素子３３，３４は、それぞれｖ相の正側及び負側のスイッチング素子であり、スイッチング素子３５，３６は、それぞれｗ相の正側及び負側のスイッチング素子である。スイッチング素子３１～３６の一例は図示のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）であるが、ＩＧＢＴ以外のスイッチング素子を用いてもよい。ＩＧＢＴ以外のスイッチング素子の一例は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。各スイッチング素子の両端には、逆並列に接続されるダイオードが設けられている。逆並列とは、ダイオードのアノードがＩＧＢＴのエミッタに接続され、ダイオードのカソードがＩＧＢＴのコレクタに接続される接続形態である。

次に、制御器５の動作を具体的に説明する。制御器５は、電流指令値演算器５０１と、三相－二相変換器５０２と、回転座標変換器５０３と、ｄ－ｑ電流制御器５０４と、回転座標逆変換器５０５と、二相－三相変換器５０６とを備えて構成される。制御器５にはトルク指令値Ｔ^＊が入力される。制御器５は、回転機２がトルク指令値Ｔ^＊に応じたトルクを出力するように、電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊を演算する。

電流指令値演算器５０１は、回転機２がトルク指令値Ｔ^＊に応じたトルクを出力するのに必要な固定子電流の指令値である電流指令値ｉ_ｓｄ ^＊，ｉ_ｓｑ ^＊を演算する。電流指令値ｉ_ｓｄ ^＊，ｉ_ｓｑ ^＊は、回転機２の回転速度に同期して回転する回転座標上での演算値である。なお、電流指令値ｉ_ｓｄ ^＊，ｉ_ｓｑ ^＊は、トルクに対する電流実効値が最小、即ちトルクに対する回転機２の銅損が最小になるように演算される。

三相－二相変換器５０２は、三相座標上の固定子電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗを三相－二相変換によって、静止座標である二相座標上の固定子電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβへ変換する。なお、本稿において、この変換処理には、以下の（１）式に示される変換行列Ｃ_３２を利用する。

回転座標変換器５０３は、推定回転子位置θ^＾ _ｒを使用し、二相座標上の固定子電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβを回転座標変換によって、回転座標上の固定子電流ｉ_ｓｄ，ｉ_ｓｑへ変換する。なお、本稿において、この変換処理には、以下の（２）式に示される変換行列Ｃ_ｄｑ（θ_ｒ）を利用する。

ｄ－ｑ電流制御器５０４は、固定子電流ｉ_ｓｄ，ｉ_ｓｑが電流指令値ｉ_ｓｄ ^＊，ｉ_ｓｑ ^＊に一致するように制御を行い、回転座標上の電圧指令値ｖ_ｓｄ ^＊，ｖ_ｓｑ ^＊を演算する。この制御には、比例積分制御を利用できる。なお、比例積分制御以外の制御を利用してもよい。

回転座標逆変換器５０５は、推定回転子位置θ^＾ _ｒを使用し、回転座標上の電圧指令値ｖ_ｓｄ ^＊，ｖ_ｓｑ ^＊を回転座標逆変換によって、二相座標上の電圧指令値ｖ_ｓα ^＊，ｖ_ｓβ ^＊へ変換する。なお、本稿において、この逆変換処理には、以下の（３）式に示される逆変換行列Ｃ_ｄｑ ^－１（θ^＾ _ｒ）を利用する。

二相－三相変換器５０６は、二相座標上の電圧指令値ｖ_ｓα ^＊，ｖ_ｓβ ^＊を二相－三相変換によって、三相座標上の電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊に変換する。なお、本稿において、この変換処理には、以下の（４）式に示される変換行列Ｃ_２３を利用する。

図３は、図１に示すＰＷＭ変調器６の動作説明に供する第１の図である。図３には、１相分の波形例としてｕ相の波形が示されている。

図３において、上段部にはｕ相における電圧指令値であるｕ相電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊及び三角波のキャリア信号ｃの波形が示され、中上段部にはｕ相上側におけるゲート信号であるｕ相上側ゲート信号ｇ_ｕｐの波形が示され、中下段部にはｕ相下側におけるゲート信号であるｕ相下側ゲート信号ｇ_ｕｎの波形が示され、下段部にはｕ相における固定子電圧であるｕ相電圧ｖ_ｓｕの波形が示されている。ｖ_ｄｃは、直流電源１の電圧である電源電圧である。この場合、図３に示されるように、電源電圧ｖ_ｄｃの半分であるｖ_ｄｃ／２が、相電圧のステップ幅となり、ｕ相電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊及びｕ相電圧ｖ_ｓｕは、±ｖ_ｄｃ／２の範囲で変化する。

ＰＷＭ変調器６は、ｕ相電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊をキャリア信号ｃと比較し、ｕ相電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊がキャリア信号ｃの値よりも大きければ、ｕ相上側ゲート信号ｇ_ｕｐをＨ、ｕ相下側ゲート信号ｇ_ｕｎをＬにする。また、ＰＷＭ変調器６は、ｕ相電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊がキャリア信号ｃの値以下であれば、ｕ相上側ゲート信号ｇ_ｕｐをＬ、ｕ相下側ゲート信号ｇ_ｕｎをＨにする。ここで、Ｈは“Ｈｉｇｈ”、Ｌは“Ｌｏｗ”を意味する。ｕ相上側ゲート信号ｇ_ｕｐ＝Ｈ、ｕ相下側ゲート信号ｇ_ｕｎ＝Ｌの場合、電圧印加器３におけるｕ相正側のスイッチング素子３１をオンにし、ｕ相負側のスイッチング素子３２をオフにする。また、ｕ相上側ゲート信号ｇ_ｕｐ＝Ｌ、ｕ相下側ゲート信号ｇ_ｕｎ＝Ｈの場合、電圧印加器３におけるｕ相正側のスイッチング素子３１をオフにし、ｕ相負側のスイッチング素子３２をオンにする。ｖ相及びｗ相の動作も、ｕ相と同様である。

実際に出力されるｕ相電圧ｖ_ｓｕは、ｕ相電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊をスイッチング周期Ｔ_ｓｗで平均した値の電圧となる。なお、スイッチング周期Ｔ_ｓｗは、キャリア信号ｃの周期であるキャリア周期に等しい。一般的に、正側及び負側のスイッチング素子のオンとオフとを切り替えるとき、両者の同時オンを防止するため、両者を共にオフにする時間であるデッドタイムを設けるが、図３では図示を省略している。また、説明の簡略化のため、図３に示すｕ相電圧ｖ_ｓｕの波形では、三相電圧の平均値である中性点電圧を無視している。

また、実施の形態１において、スイッチング周波数ｆ_ｓｗは、回転機２の回転速度の基本波周波数ｆ_ｓの整数倍に同期させる手法を採る。スイッチング周波数ｆ_ｓｗは、スイッチング周期Ｔ_ｓｗの逆数である。この同期手法によって、スイッチング周波数ｆ_ｓｗが基本波周波数ｆ_ｓに対して十分に高くない場合でも、低次の高調波成分が少なくなる。これにより、歪みが小さい固定子電圧、及び歪みが小さい固定子電流を回転機２に供給できる。なお、ここで言う、スイッチング周波数ｆ_ｓｗが十分に高くない場合とは、例えばスイッチング周波数ｆ_ｓｗが基本波周波数ｆ_ｓの１～１５倍である場合がこれに該当する。

図４は、図１に示すＰＷＭ変調器６の動作説明に供する第２の図である。図４には、基本波周波数ｆ_ｓとスイッチング周波数ｆ_ｓｗとの関係が示されている。まず、スイッチング周波数ｆ_ｓｗは、図４のように基本波周波数ｆ_ｓに応じて変化させる。ｆ_ｓｍａｘは最大の基本波周波数であり、ｆ_{ｓｗｍａｘ}は最大のスイッチング周波数である。図４の例では、基本波周波数ｆ_ｓが、ｆ_ｓｍａｘ／２０超、ｆ_ｓｍａｘ／１５以下では、スイッチング周波数ｆ_ｓｗを基本波周波数ｆ_ｓの１５倍にし、ｆ_ｓｍａｘ／１５超、ｆ_ｓｍａｘ／９以下では９倍にしている。また、基本波周波数ｆ_ｓが、ｆ_ｓｍａｘ／９超、ｆ_ｓｍａｘ／３以下では３倍にし、それより高い場合は１倍にしている。なお、基本波周波数ｆ_ｓがｆ_ｓｍａｘ／２０以下では、単にｆ_{ｓｗｍａｘ}を利用している。また、ここでは三相で共通のキャリア信号を用いることを想定し、スイッチング周波数ｆ_ｓｗは、基本波周波数の１、３、９又は１５倍としている。

図５は、図１に示す電圧積算器７の構成例を示す図である。図５には、積分器７０１，７０３，７０５、及び乗算器７０２，７０４，７０６を含む構成が示されている。なお、正側のゲート信号と、負側のゲート信号とは、基本的に互いに反転した関係の信号となるので、図５では、正側のゲート信号に関する構成部のみが示されている。

まず、ｕ相分について説明する。正側のゲート信号ｇ_ｕｐが積分器７０１に入力され、積分器７０１では、正側のゲート信号ｇ_ｕｐに関し、ハイレベルＨを＋１、ローレベルＬを－１として積分される。積分を行う期間である積算期間は、現在の時刻ｔよりもＴ_ｇｉ前までの時刻から、現在の時刻ｔまでとする。ゲート信号の積算後、乗算器７０２によって、積分器７０１の積算値に電源電圧ｖ_ｄｃの半分であるｖ_ｄｃ／２が乗算され、ｕ相電圧積算値ｖ_ｓｕｉとして出力される。これによって、矩形状のｕ相電圧ｖ_ｓｕの瞬時値の積算値を演算することができる。残りのｖ相、ｗ相についても同様の処理が積分器７０３，７０５及び乗算器７０４，７０６で実施される。これにより、乗算器７０４からｖ相電圧積算値ｖ_ｓｖｉが出力され、乗算器７０６からｗ相電圧積算値ｖ_ｓｗｉが出力される。なお、これらの各相の電圧積算値ｖ_ｓｕｉ，ｖ_ｓｖｉ，ｖ_ｓｗｉに対し、個々の相を区別しない場合には、電圧積算値ｖ_ｓｘｉと表記する。

ここで、電圧積算値ｖ_ｓｘｉを演算する演算周波数は、矩形状の固定子電圧ｖ_ｓの瞬時値に対して演算を行うため、ＰＷＭ変調器６によって生成されるゲート信号のスイッチング周波数ｆ_ｓｗに対して十分に高く設定する。なお、十分に高いと言えるためには、２５倍以上であることが好ましく、１００倍以上であればより好ましい。また、この積算処理自体の演算負荷は小さいので、演算周波数を高くしても、計算機の演算負荷は、回転機２の制御に必要な計算量と比べて小さい。また、ここで利用する電源電圧ｖ_ｄｃの値としては、検出値を利用してもよいし、定格値又は使用時の想定値を利用してもよい。

次に、位置推定器８によって回転子位置及び回転速度を推定する原理について説明する。まず、回転機２の特性を数式化した回転機モデルは二相座標上において、以下の（５）、（６）式で表される。

ここで、ｖ_ｓ ^αβは固定子電圧、ｉ_ｓ ^αβは固定子電流、ψ_ｓ ^αβは鎖交磁束、Ｒ_ｓは巻線抵抗である。上付き文字の“αβ”は二相座標上の値であることを示している。

また、回転機２のインダクタンスは回転子位置によって変化する。上記（６）式では、インダクタンスが回転子位置によって変化しないインダクタンス平均成分Ｌ_ｓａｖｇと、インダクタンスが回転子位置の電気角周波数の２倍の周波数で変化するインダクタンス変動成分Ｌ_ｓｖａｒとを用いて表されている。これらのインダクタンス平均成分Ｌ_ｓａｖｇ及びインダクタンス変動成分Ｌ_ｓｖａｒは、ｄ軸方向のインダクタンスＬ_ｓｄと、ｑ軸方向のインダクタンスＬ_ｓｑとを用いて、以下の（７）、（８）式で表される。

上記（５）、（６）式で表される回転機モデルより、鎖交磁束ψ_ｓ ^αβからｑ軸方向のインダクタンスＬ_ｓｑと固定子電流ｉ_ｓ ^αβとの積を減算することで、以下の（９）式のように、ｄ軸基準のアクティブ・フラックス（Ａｃｔｉｖｅ Ｆｌｕｘ）ψ_ａｆｄ ^αβを抽出できる。

ｄ軸基準のアクティブ・フラックスψ_ａｆｄ ^αβは、鎖交磁束ψ_ｓ ^αβのうちの回転子位置に同期して回転する成分である。

また、固定子電流ｉ_ｓ ^αβは、その電流実効値Ｉ_ｐｈと、回転子位置との角度差である通電角度φ_ｉを用いて、以下の（１０）式で表せる。

上記（６）、（１０）式を、上記（９）式の右辺へ代入すると、二相座標上におけるｄ軸基準のアクティブ・フラックスψ_ａｆｄ ^αβを表す式として、以下の（１１）式が得られる。

上記（１１）式に示されるように、アクティブ・フラックスψ_ａｆｄ ^αβは、インダクタンス変動成分Ｌ_ｓｖａｒと、固定子電流ｉ_ｓｄとの積によって生成される成分である。また、上記（１１）式のアクティブ・フラックスψ_ａｆｄ ^αβはｄ軸方向を基準としているので、これを公知のオブザーバに入力することで、回転子位置を推定することができる。

なお、上記（９）式に代え、鎖交磁束ψ_ｓ ^αβからｄ軸方向のインダクタンスＬ_ｓｄと固定子電流ｉ_ｓ ^αβとの積を減算した、以下の（１２）式で表される、ｑ軸基準のアクティブ・フラックスψ_ａｆｑ ^αβを利用することもできる。

ｄ軸基準の場合と同様に、上記（６）、（１０）式を上記（１２）式の右辺に、代入すると、二相座標上におけるｑ軸基準のアクティブ・フラックスψ_ａｆｑ ^αβを表す式として、以下の（１３）式が得られる。

上記（１３）式で表されるｑ軸基準のアクティブ・フラックスψ_ａｆｑ ^αβは、ｑ軸方向を基準としているので、これを公知のオブザーバに入力することで、回転子位置を推定できる。

なお、本実施の形態では、ｄ軸基準のアクティブ・フラックスψ_ａｆｄ ^αβを、上述の特許文献１に開示されているオブザーバに入力することで、回転子位置を推定する。なお、特許文献１に開示されているオブザーバ以外のものを用いて、回転子位置を推定してもよい。

特許文献１中の（１４）式で表されるオブザーバは、本稿で用いる変数を用いて、以下の（１４）式で表すことができる。

上記（１４）式において、ψ^＾ _ｓａｆｄ ^ｄｑはｄ軸基準のアクティブ・フラックスの推定値である。このオブザーバは、推定した回転子位置に同期する回転座標上で表されており、上付き文字の“ｄｑ”は回転座標上の値であることを示している。また、上記（１４）式中のω_ｒは回転角速度、ω_ｓは回転座標上の回転角速度を示している。また、上記（１４）式中の記号Ｊは、以下の（１５）式で表される変換行列である。

上記（１４）式で表されるオブザーバにおいて、特許文献１に従ってオブザーバゲインを設定すれば、ｄ軸基準のアクティブ・フラックスψ_ａｆｄ ^αβの推定値が得られる。また、ｄ軸基準のアクティブ・フラックスψ_ａｆｄ ^αβは、上記（１１）式に示されるように、回転子位置θ_ｒに同期しているので、上記（１１）式の２つの成分の逆正接を演算すれば、回転子位置を推定できる。

また、上記（１４）式の両辺をｓで割ると、以下の（１６）式が得られる。

なお、上記（１４）式はオブザーバを利用して表した式ではあるものの、基本的には固定子電圧ｖ_ｓ ^ｄｑと、固定子電流ｉ_ｓ ^ｄｑとを含む項を積分して表現したものである。また、上記（１４）式を変形した（１６）式の右辺第１項は、固定子電圧ｖ_ｓ ^ｄｑの積分値である。そこで、実施の形態１では、この部分に電圧積算器７が演算した電圧積算値ｖ_ｓｘｉを利用する。なお、従来技術である特許文献１は、固定子電圧ｖ_ｓ ^ｄｑとしては、電圧指令値ｖ_ｓ ^ｄｑ＊を利用している。

図６は、図１に示す位置推定器８の構成例を示す図である。位置推定器８は、三相－二相変換器８０１，８０３と、回転座標変換器８０２，８０４と、オブザーバ８０５とを含む構成とすることができる。

三相－二相変換器８０１は、電圧積算器７から出力される電圧積算値ｖ_ｓｕｉ，ｖ_ｓｖｉ，ｖ_ｓｗｉを三相－二相変換によって二相座標上の電圧積算値ｖ_ｓαｉ，ｖ_ｓβｉへ変換する。回転座標変換器８０２は、推定回転子位置θ^＾ _ｒを使用し、二相座標上の電圧積算値ｖ_ｓαｉ，ｖ_ｓβｉを回転座標変換によって、回転座標上の電圧積算値ｖ_ｓｄｉ，ｖ_ｓｑｉへ変換する。なお、推定回転子位置θ^＾ _ｒは、オブザーバ８０５の出力、即ち位置推定器８の出力である推定回転子位置θ^＾ _ｒをフィードバックして使用する。

また、三相－二相変換器８０３は、三相座標上の固定子電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗを三相－二相変換によって二相座標上の固定子電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβへ変換する。回転座標変換器８０４は、推定回転子位置θ^＾ _ｒを使用し、二相座標上の固定子電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβを回転座標変換によって、回転座標上の固定子電流ｉ_ｓｄ，ｉ_ｓｑへ変換する。

オブザーバ８０５は、前述のオブザーバを用いて推定回転子位置θ^＾ _ｒと、回転角速度の推定値である推定回転角速度ω^＾ _ｒを演算する。なお、特許文献１ではオブザーバの他に位相同期器を通して回転子位置及び回転角速度を推定しており、本稿におけるオブザーバ８０５も位相同期器の機能を含むものとする。また、位置推定器８は、簡易的に三相座標上の値を入力としているが、これに限定されない。回転座標上の値を制御器５又は電圧積算器７から入力してもよい。

また、オブザーバを用いた鎖交磁束ψ_ｓの演算処理の演算周期をＴ_ｐｓｉ１とすると、この演算周期Ｔ_ｐｓｉ１は、スイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍ではないとする。また、鎖交磁束ψ_ｓの演算処理の後に行う推定回転子位置θ^＾ _ｒの演算処理の演算周期をＴ_ｐｓｉ２とすると、この演算周期Ｔ_ｐｓｉ２も、スイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍ではないとする。また、電圧積算値ｖ_ｓｘｉの積算処理の期間である積算期間をＴ_ｇｉとすると、この積算期間Ｔ_ｇｉも、スイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍ではないとする。

次に、スイッチング周期Ｔ_ｓｗと制御演算周期Ｔ_ｐｓｉとの関係について、図７及び図８の図面を参照して説明する。図７は、実施の形態１におけるスイッチング周期Ｔ_ｓｗと制御演算周期Ｔ_ｐｓｉとの関係の説明に供する第１の図である。図８は、実施の形態１におけるスイッチング周期Ｔ_ｓｗと制御演算周期Ｔ_ｐｓｉとの関係の説明に供する第２の図である。なお、ここでは、鎖交磁束ψ_ｓの演算周期Ｔ_ｐｓｉ１、推定回転子位置θ^＾ _ｒの演算周期Ｔ_ｐｓｉ２及び電圧積算値ｖ_ｓｘｉの積算期間Ｔ_ｇｉは共に等しく、制御演算周期Ｔ_ｐｓｉも、鎖交磁束ψ_ｓの演算周期Ｔ_ｐｓｉ１、推定回転子位置θ^＾ _ｒの演算周期Ｔ_ｐｓｉ２及び電圧積算値ｖ_ｓｘｉの積算期間Ｔ_ｇｉのそれぞれに等しいとする。

一般的に、回転機の制御では、固定子電圧の値として、検出値の代わりに指令値を利用する。制御演算周期Ｔ_ｐｓｉをスイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍とすると、制御演算周期Ｔ_ｐｓｉごとに電圧指令値と実際の電圧を平滑化した値とは等しくなる。なお、平滑化として、実際の電圧の平均値を用いる場合でも、電圧指令値と平均値とは概ね等しくなる。

スイッチング周期Ｔ_ｓｗと制御演算周期Ｔ_ｐｓｉとに関し、図７には、Ｔ_ｐｓｉ＝１×（Ｔ_ｓｗ／２）である場合が示され、図８には、Ｔ_ｐｓｉ＝３×（Ｔ_ｓｗ／２）である場合が示されている。それぞれの上段部にはｕ相電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊及びキャリア信号ｃの波形が示され、それぞれの下段部にはｕ相電圧ｖ_ｓｕの波形が示されている。ｕ相電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊は、正弦波の波形である。

図７及び図８の何れの場合も，ｕ相電圧ｖ_ｓｕを制御演算周期Ｔ_ｐｓｉで平均すると、ｕ相電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊と概ね等しくなることが確認できる。同時に、制御演算周期Ｔ_ｐｓｉをＴ_ｓｗ／２の整数倍にしない場合は、各々の制御演算周期Ｔ_ｐｓｉで平滑化したｕ相電圧ｖ_ｓｕが、ｕ相電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊と一致しないことが分かる。一方、スイッチング周波数ｆ_ｓｗに対して十分に高い演算周波数で電圧積算値ｖ_ｓｘｉを演算した場合、どのタイミングで電圧積算値を取り出しても、その直前の積算期間Ｔ_ｇｉでの電圧積算値ｖ_ｓｘｉが正確に得られる。また、電圧積算値ｖ_ｓｘｉの演算処理は、演算周波数は高いものの、単なる積分演算であり、また、どのタイミングで電圧積算値ｖ_ｓｘｉを取り出してもよいので、演算負荷は小さいと言える。

前述したように、スイッチング周波数ｆ_ｓｗは基本波周波数ｆ_ｓの整数倍に設定されている。ここで、回転機２の基本波周波数ｆ_ｓは、一定ではなく時々刻々と変化している。このため、スイッチング周波数ｆ_ｓｗと等価であるキャリア周波数は、基本波周波数ｆ_ｓの変化に応じて、リアルタイムに変更する必要がある。ここで、一般的な回転機の制御に倣って、制御演算周期Ｔ_ｐｓｉをスイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍にするためには、逐次リアルタイムで制御演算周期Ｔ_ｐｓｉを変更する必要がある。これを実現するには、制御演算周期Ｔ_ｐｓｉを変更しながら可変周期で演算しようとすると、制御演算量が多くなる他、制御設計が複雑になる。

そこで、実施の形態１では、制御演算周期Ｔ_ｐｓｉは固定値とし、スイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍に逐次調整しないこととする。このようにすれば、制御演算における演算量も少なくなり、高価なマイクロプロセッサなどの計算機が不要となり、制御設計も比較的簡単となる。その結果、電圧指令値ｖ_ｓ ^＊には実際の電圧に対して誤差が含まれる。

上述したように、制御演算周期Ｔ_ｐｓｉがスイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍に調整されない場合、固定子電圧に誤差が含まれ得る。固定子電圧に誤差がある場合、これらを用いて演算した鎖交磁束ψ_ｓにも誤差が発生する。また、鎖交磁束ψ_ｓの演算は、基本的に積分処理であるので、直流から低周波成分を含む直流近傍成分の影響が特に大きい。そして、固定子電圧における直流近傍成分の誤差は、回転子位置に同期して基本波周波数ｆ_ｓで回転する回転座標に変換されると、基本波周波数ｆ_ｓ近傍の誤差になる。位置推定の演算は、回転座標上の鎖交磁束ψ_ｓ、より正確にはｄ軸基準のアクティブ・フラックスを用いて行うので、推定回転子位置θ^＾ _ｒにも基本波周波数ｆ_ｓ近傍の誤差が発生する。そして、脈動する誤差を持つ推定回転子位置θ^＾ _ｒを回転機２の制御に利用すると、トルク及び電力が脈動する。これに対し、実施の形態１の位置推定器８は、鎖交磁束ψ_ｓ及び推定回転子位置θ^＾ _ｒの演算に電圧指令値ｖ_ｓｕ ^＊，ｖ_ｓｖ ^＊，ｖ_ｓｗ ^＊ではなく、電圧積算値ｖ_ｓｘｉを利用しているので、基本波周波数ｆ_ｓ近傍の誤差に起因するトルク及び電力の脈動を除去して位置推定することができる。

次に、ＰＷＭ変調器６がスイッチング周波数ｆ_ｓｗを切り替える場合の影響について、図９及び図１０を参照して説明する。図９は、図１に示すＰＷＭ変調器６がスイッチング周波数ｆ_ｓｗを切り替える場合の影響の説明に供する第１の図である。図１０は、図１に示すＰＷＭ変調器６がスイッチング周波数ｆ_ｓｗを切り替える場合の影響の説明に供する第２の図である。

図９には、固定子電圧ｖ_ｓの基本波成分の振幅が同じ条件であるときに、スイッチング周波数ｆ_ｓｗが１５ｆ_ｓである場合の鎖交磁束ψ_ｓの波形と、９ｆ_ｓである場合の鎖交磁束ψ_ｓの波形とが各相ごとに比較できるように示されている。図９に示されるように、基本波成分が同じであっても、両者の瞬時値は異なっていることが分かる。瞬時値が異なっている場合にスイッチング周波数ｆ_ｓｗを切り替えると、鎖交磁束ψ_ｓは、基本的に固定子電圧ｖ_ｓの積分なので、切り替えた時点での差分が直流成分の誤差として切り替え後も残ることになる。同様に、図１０には、固定子電圧ｖ_ｓの基本波成分の振幅が同じ条件であり、スイッチング周波数ｆ_ｓｗが９ｆ_ｓである場合の鎖交磁束ψ_ｓの波形と、３ｆ_ｓである場合の鎖交磁束ψ_ｓの波形とが示されている。図１０でも同様に、基本波成分が同じであっても、両者の瞬時値は異なっていることが分かる。従って、両者を切り替えた場合は、切り替えた時点での差分が直流成分の誤差として切り替え後も残ることになる。

従来技術である特許文献１は、固定子電圧として指令値を利用して、磁束を演算したり回転子位置を推定したりする。固定子電圧指令値は、瞬時値は考慮せずに基本波成分しか考慮していないので、スイッチング周波数を切り替えた場合には上記のような直流近傍成分の誤差が発生する。三相座標上での直流成分の誤差は、回転座標上では基本波周波数近傍成分の誤差になり、これを用いて推定した回転子位置には基本波周波数近傍の誤差が発生する。その結果、回転機２にトルク脈動及び電力脈動が発生する。これに対し、実施の形態１の位置推定器８は、位置推定の演算処理に電圧指令値ｖ_ｓ ^＊ではなく、瞬時値を積算した電圧積算値ｖ_ｓｘｉを利用しているので、基本波周波数ｆ_ｓ近傍の誤差に起因するトルク及び電力の脈動を除去して位置推定することができる。

次に、上述した実施の形態１に係る制御演算による効果について要約する。まず、実施の形態１では、スイッチング周波数を回転機２の基本波周波数ｆ_ｓの整数倍に同期させる。これにより、低いスイッチング周波数でも歪みの小さい固定子電圧及び固定子電流を回転機２へ供給できる。また、実施の形態１では、オブザーバ８０５による鎖交磁束ψ_ｓの演算周期Ｔ_ｐｓｉ１及び推定回転子位置θ^＾ _ｒの演算周期Ｔ_ｐｓｉ２をスイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍に逐次調整することは行わない。これにより、制御演算における演算量も少なくなり、高価なマイクロプロセッサなどの計算機が不要となり、制御設計も比較的簡単となる。このような構成でも、電圧積算値ｖ_ｓｘｉを利用することで、基本波周波数ｆ_ｓ近傍の誤差及び脈動を低減して、回転子位置を推定できる。従って、高価なマイクロプロセッサを必要とすることなく、位置センサレスであり、且つ、トルク脈動及び電力脈動の少ない制御装置１００を構成できるといった、従来にない顕著な効果を奏する。

以上説明したように、実施の形態１に係る回転機の制御装置によれば、電圧積算器は、ゲート信号を積算することで電圧積算値を演算し、位置推定器は、電圧指令値及び固定子電流に基づいて、回転子位置を推定する。これにより、回転子位置の推定値に含まれ得る推定誤差に起因するトルク脈動及び電力脈動を低減することが可能となる。

なお、実施の形態１に係る回転機の制御装置は、電圧印加器が出力する固定子電圧を検出する電圧検出器を備えていてもよい。この場合、電圧積算値は、ゲート信号を積算することに代え、電圧検出器によって検出された固定子電圧の検出値を積算することで得てもよい。このようにしても、トルク脈動及び電力脈動を低減する効果が得られる。

また、回転子位置の推定値は、鎖交磁束の成分から回転子位置に同期して回転する成分を推定し、その推定値の位相から演算することができる。この演算に用いる鎖交磁束は、電圧積算値を用いて演算することができる。鎖交磁束を積分演算する場合、オフセット成分が生じて推定値に誤差及び脈動が発生する場合があるが、実施の形態１の手法を用いれば、推定値に含まれ得る誤差及び脈動を小さくすることが可能となる。

また、実施の形態１に係る回転機の制御装置によれば、ＰＷＭ変調器は、スイッチング素子のオンとオフとを切り替えるスイッチング周波数を、回転機の回転速度の基本波周波数の整数倍に同期させる。これにより、歪みが小さい固定子電圧、及び歪みが小さい固定子電流を回転機に供給することが可能となる。また、同期ＰＷＭの実施時には、固定子電圧の指令値である電圧指令値と実電圧との電圧誤差が大きくなるが、この手法を用いれば、固定子電圧を正確に演算することができる。これにより、回転子位置の推定値に含まれ得る誤差及び脈動を小さくすることが可能となる。

なお、実施の形態１に係る回転機の制御装置は、回転子位置を推定する演算周期がスイッチング周期の半分の整数倍になっていない場合に、その効果を享受できる。回転子位置を推定する演算周期がスイッチング周期の半分の整数倍に調整されない場合、回転子位置の推定値に誤差が含まれ得るが、実施の形態１の手法を用いれば、当該誤差の低減が可能となる。

また、実施の形態１に係る回転機の制御装置は、鎖交磁束を演算する演算周期がスイッチング周期の半分の整数倍になっていない場合に、その効果を享受できる。鎖交磁束を演算する演算周期がスイッチング周期の半分の整数倍に調整されない場合、固定子電圧及び固定子電流に誤差が含まれ得るが、実施の形態１の手法を用いれば、当該誤差の低減が可能となる。

なお、実施の形態１に係る回転機の制御装置において、電圧積算値を演算する周波数である演算周波数は、スイッチング周波数の２５倍以上であることが好ましい。このように設定されていれば、電圧積算値を正確に演算することができる。

また、実施の形態１に係る回転機の制御装置において、電圧印加器にスイッチング素子のオンとオフとを切り替えるスイッチング周波数を回転機の回転速度の基本波周波数に応じて切り替えることが望ましい。スイッチング周波数の切り替え時には、電圧指令値と固定子電圧との間の電圧誤差が大きくなるが、この手法を用いれば、当該誤差の低減が可能となる。

実施の形態２．
図１１は、実施の形態２に係る回転機の制御装置１００Ａの構成例を示す図である。実施の形態２に係る制御装置１００Ａと、図１に示す制御装置１００とを比較すると、図１１では、ＰＷＭ変調器６がＰＷＭ変調器９に置き替えられ、電圧積算器７が電圧積算器１０に置き替えられ、位置推定器８が位置推定器１１に置き替えられている。その他の構成は、制御装置１００と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付し、重複する説明は割愛する。

ＰＷＭ変調器９は、実施の形態１のＰＷＭ変調器６と同様にゲート信号ｇ_ｕ，ｇ_ｖ，ｇ_ｗを生成する一方で、スイッチング周波数ｆ_ｓｗを可変にする方法がＰＷＭ変調器６とは異なる。具体的には、基本波周波数ｆ_ｓではなく固定子電圧ｖ_ｓの振幅に応じて可変にする。回転機２のトルクを発生するための鎖交磁束ψ_ｓの大きさは回転速度によって変わらないので、回転機２の固定子電圧ｖ_ｓは基本波周波数ｆ_ｓに比例すると考えることができる。

図１２は、図１１に示すＰＷＭ変調器９の動作説明に供する図である。図１２には、電圧指令値ｖ_ｓ ^＊の振幅ｖ_ｓｄｑ ^＊とスイッチング周波数ｆ_ｓｗとの関係が示されている。実施の形態２では、図１２のように、振幅ｖ_ｓｄｑ ^＊に応じてスイッチング周波数ｆ_ｓｗを変化させる。図４と同様に、ｖ_{ｓｄｑｍａｘ}は振幅ｖ_ｓｄｑ ^＊の最大の振幅であり、ｆ_{ｓｗｍａｘ}は最大のスイッチング波周波数である。図１２の例では、振幅ｖ_ｓｄｑ ^＊が、ｖ_{ｓｄｑｍａｘ}／２０超、ｖ_{ｓｄｑｍａｘ}／１５以下では、スイッチング周波数ｆ_ｓｗを基本波周波数ｆ_ｓの１５倍にし、ｖ_{ｓｄｑｍａｘ}／１５超、ｖ_{ｓｄｑｍａｘ}／９以下では９倍にしている。また、振幅ｖ_ｓｄｑ ^＊が、ｖ_{ｓｄｑｍａｘ}／９超、ｖ_{ｓｄｑｍａｘ}／３以下では３倍にし、それより高い場合は１倍にしている。なお、振幅ｖ_ｓｄｑ ^＊がｖ_{ｓｄｑｍａｘ}／２０以下では、単にｆ_{ｓｗｍａｘ}を利用している。また、ここでは三相で共通のキャリア信号を用いることを想定し、スイッチング周波数ｆ_ｓｗは、基本波周波数の１、３、９又は１５倍としている。なお、振幅ｖ_ｓｄｑ ^＊は、以下の（１７）式で計算することができる。

図１３は、図１１に示す電圧積算器１０の構成例を示す図である。図１３には、ＬＰＦ１００１，１００４，１００７、積分器１００２，１００５，１００８、及び乗算器１００３，１００６，１００９を含む構成が示されている。なお、正側のゲート信号と、負側のゲート信号とは、基本的に互いに反転した関係の信号となるので、図１３では、正側のゲート信号に関する構成部のみが示されている。

まず、ｕ相分について説明する。正側のゲート信号ｇ_ｕｐはＬＰＦ１００１を通過させてから、積分器１００２に入力される。ＬＰＦ１００１は、ゲート信号ｇ_ｕｐの高周波成分を遮断し、ゲート信号ｇ_ｕｐの波形を滑らかにする。積分器１００２では、ゲート信号ｇ_ｕｐに関し、ハイレベルＨを“＋１”、ローレベルＬを“－１”として積分される。積分を行う期間である積算期間Ｔ_ｇｉは、現在の時刻ｔよりもＴ_ｇｉ前までの時刻から、現在の時刻ｔまでとする。ゲート信号ｇ_ｕｐの積算後、乗算器１００３では、積分器１００２の積算値に電源電圧ｖ_ｄｃの半分であるｖ_ｄｃ／２が乗算され、ｕ相電圧積算値ｖ_ｓｕｉとして出力される。これによって、矩形状のｕ相電圧ｖ_ｓｕの瞬時値の積算値を演算することができる。残りのｖ相、ｗ相についても同様の処理が積分器１００５，１００８及び乗算器１００６，１００９で実施される。これにより、乗算器１００６からｖ相電圧積算値ｖ_ｓｖｉが出力され、乗算器１００９からｗ相電圧積算値ｖ_ｓｗｉが出力される。

ここで、電圧積算値ｖ_ｓｘｉを演算する演算周波数は、矩形状の固定子電圧ｖ_ｓの瞬時値に対して演算を行うため、ＰＷＭ変調器９によって生成されるゲート信号のスイッチング周波数ｆ_ｓｗに対して十分に高く設定する。なお、十分に高いと言えるためには、２５倍以上であることが好ましく、１００倍以上であればより好ましい。また、この積算処理自体の演算負荷は小さいので、演算周波数を高くしても、計算機の演算負荷は、回転機２の制御に必要な計算量と比べて小さい。また、ここで利用する電源電圧ｖ_ｄｃの値としては、検出値を利用してもよいし、定格値又は使用時の想定値を利用してもよい。

ＬＰＦ１００１，１００４，１００７としては、伝達関数が、例えば以下の（１８）式で表される一次のＬＰＦを利用することができる。

上記（１８）式において、ω_ｃは遮断角周波数である。ＬＰＦ１００１，１００４，１００７はディジタルフィルタで実現してもよいし、アナログフィルタを用いてもよい。また、ＬＰＦ１００１，１００４，１００７は、二次のフィルタを用いてもよいし、移動平均を利用してもよい。

ここで、ＬＰＦ１００１，１００４，１００７を用いることの効果について、図１４及び図１５を参照して説明する。以下、ＬＰＦ１００１，１００４，１００７を総称して、単に「ＬＰＦ」と呼ぶ。

図１４は、実施の形態２における電圧積算器１０がＬＰＦを有さない場合の動作説明に供する図である。図１４において、破線はゲート信号ｇ_ｕｐの波形を表し、丸記号はサンプリング点を表し、実線はゲート信号ｇ_ｕｐのサンプリング後の波形を表している。また、図１５は、実施の形態２における電圧積算器１０がＬＰＦを有する場合の動作説明に供する図である。図１５において、破線はゲート信号ｇ_ｕｐの波形を表し、一点鎖線はＬＰＦ通過後のゲート信号ｇ_ｕｐの波形を表し、丸記号はサンプリング点を表し、実線はＬＰＦ通過後のゲート信号ｇ_ｕｐのサンプリング後の波形を表している。

図１４の場合、破線と実線とで囲まれた面積の部分、具体的にはハッチングで示されているＡ１，Ａ２の部分が積算誤差となる。図１５の場合も、破線と実線とで囲まれた面積の部分が積算誤差となる。図１５の波形は、ＬＰＦ通過後のゲート信号ｇ_ｕｐの波形に対するサンプリング後の波形の偏りが小さいのに対し、図１４の波形は、ゲート信号ｇ_ｕｐの波形に対するサンプリング後の波形の偏りが大きい。また、図１４におけるＡ１，Ａ２の面積は互いに同符号なので、ゲート信号ｇ_ｕｐの１周期で考えると、Ａ１，Ａ２の部分の面積の和が積算誤差となる。これに対し、図１５の場合、ハッチングで示されているＢ１及びＢ２の面積と、Ｂ３の面積とは互いに異符号なので、ゲート信号ｇ_ｕｐの１周期で考えると、Ｂ１とＢ２の和とＢ３との差が積算誤差となる。以上のことから、ＬＰＦを利用することで電圧積算値ｖ_ｓｘｉを正確に演算できることが解かる。また、ＬＰＦを利用することにより、サンプリング周波数、即ち電圧積算値ｖ_ｓｘｉを演算する演算周波数を低くしても、電圧積算値ｖ_ｓｘｉをより精度よく演算することができる。

図１６は、図１１に示す位置推定器１１の構成例を示す図である。位置推定器１１は、三相－二相変換器１１０１，１１０２と、回転座標変換器１１０３と、第１の演算器１１０４と、第１の推定器１１０５と、第２の演算器１１０６と、第３の演算器１１０７と、を含む構成とすることができる。

三相－二相変換器１１０１は、電圧積算器１０が演算した、三相座標上の電圧積算値ｖ_ｓｕｉ，ｖ_ｓｖｉ，ｖ_ｓｗｉを三相－二相変換によって二相座標上の電圧積算値ｖ_ｓαｉ，ｖ_ｓβｉへ変換する。同様に、三相－二相変換器１１０２は、三相座標上の固定子電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗを三相－二相変換によって二相座標上の固定子電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβへ変換する。回転座標変換器１１０３は、推定回転子位置θ^＾ _ｒを使用し、二相座標上の固定子電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβを回転座標変換によって、回転座標上の固定子電流ｉ_ｓｄ，ｉ_ｓｑへ変換する。

次に、第１の演算器１１０４及び第１の推定器１１０５による処理内容について説明する。第１の演算器１１０４は鎖交磁束インダクタンス変動分を演算し、第１の推定器１１０５は鎖交磁束インダクタンス変動分を推定する。

まず、二相座標上における回転機２の鎖交磁束ψ_ｓ ^αβは、以下の（１９）式で求められる。

また、上記（１９）式の積分演算は、以下の（２０）式に示す伝達関数で表される。

一般的に、鎖交磁束を積分で演算する場合、通常は初期値が不明である。そこで、静止座標である三相座標及び二相座標で鎖交磁束を演算する場合は、カットオフ周波数が基本波周波数成分に対して十分に低いハイパスフィルタ（Ｈｉｇｈ－Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ：ＨＰＦ）を利用することが行われる。この手法、即ち積分及びＨＰＦを利用して静止座標で鎖交磁束を演算する手法を、本稿では「不完全積分」と呼ぶ。この不完全積分で使用されるハイパスフィルタの伝達関数は、カットオフ周波数をω_ｈｐｆとして、以下の（２１）式で表すことができる。

上記（２１）式で示されるＨＰＦを上記（２０）式に適用すると、以下の（２２）式が得られる。

上記（２２）式は、ＨＰＦを適用した場合の鎖交磁束ψ_ｓｈｐｆ ^αβを表す式である。また、上記（２２）式を変形すると、以下の（２３）式が得られる。

なお、上記（２３）式の右辺第１項は、固定子電圧ｖ_ｓ ^αβの積分値である。そこで、実施の形態２では、この部分に電圧積算器１０が演算した電圧積算値ｖ_ｓｘｉを利用する。なお、従来技術である特許文献１は、固定子電圧ｖ_ｓ ^αβとして、電圧指令値ｖ_ｓ ^αβ＊を利用している。

同期リラクタンスモータの位置センサレス制御においては、鎖交磁束の演算に不完全積分を利用する手法を用いることが可能である。不完全積分を利用する手法は、オブザーバを用いる場合と比べて計算負荷が小さいので、より安価なマイクロプロセッサなどの計算機を利用することができる。

また、実施の形態２において、不完全積分を用いた鎖交磁束の演算周期Ｔ_ｐｓｉ１はスイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍になっていないとし、その後の推定回転子位置θ^＾ _ｒの演算周期Ｔ_ｐｓｉ２もスイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍ではないとする。

回転機２の鎖交磁束ψ_ｓ ^αβは、二相座標上にて上記（６）式で表される。この鎖交磁束ψ_ｓ ^αβを推定回転子位置θ^＾ _ｒを用いて回転座標変換すると、以下の（２４）式のように表すことができる。

上記（２４）式において、第１項は、回転子位置によって変化しないインダクタンス平均成分Ｌ_ｓａｖｇを含む項であり、第２項は回転子位置の２倍の周波数で変化するインダクタンス変動成分Ｌ_ｓｖａｒを含む項である。

第１の演算器１１０４は、上記（２４）式の第２項に相当する成分を計算によって求める。具体的には、上記（２４）式を変形した、以下の（２５）式に従って演算する。

上記（２５）式の右辺第１項は、上記（２３）式に示される鎖交磁束ψ_ｓｈｐｆ ^αβを回転座標変換して求めたものである。また、上記（２５）式の右辺第２項は、上記（２４）式の第１項を表している。図１６には、第１の演算器１１０４の構成例が示されているが、この例に限定されるものではない。

一方、第１の推定器１１０５は、上記（２４）式の第２項に相当する成分を直接的に推定する。図１６には、第１の推定器１１０５の構成例が示されているが、このように簡易に構成できる理由について説明する。

まず、上記（２４）式の第２項が回転座標上での鎖交磁束インダクタンス変動分の推定値であるとして、この推定値をψ^＾ _ｓｖａｒ ^ｄｑで表すと、以下の（２６）式のように表すことができる。

上記（２６）式において、推定回転子位置θ^＾ _ｒと、回転子位置の真値θ_ｒとが凡そ等しいと近似すると、上記（２６）式は、以下の（２７）式のように簡略化される。なお、図６には、この（２７）式を表す制御器の構成が示されている。

次に、第２の演算器１１０６及び第３の演算器１１０７による処理内容について説明する。

まず、鎖交磁束インダクタンス変動分の推定値ψ^＾ _ｓｖａｒ ^ｄｑと、演算値ψ_{ｓｖａｒ，ｃａｌｃ} ^ｄｑとの外積は、以下の（２８）式で表される。

上記（２８）式において、推定回転子位置θ^＾ _ｒと、回転子位置の真値θ_ｒとが凡そ等しい、即ちθ^＾ _ｒ≒θ_ｒと近似すると、回転子位置の推定誤差“－（θ^＾ _ｒ－θ_ｒ）”は、以下の（２９）式で演算できる。

以上のように、第２の演算器１１０６は、上記（２５）式による演算値と、上記（２７）式による推定値とに基づいて、回転子位置の推定誤差“－（θ^＾ _ｒ－θ_ｒ）”を演算する。

第２の演算器１１０６によって演算された回転子位置の推定誤差“－（θ^＾ _ｒ－θ_ｒ）”は、第３の演算器１１０７に入力される。第３の演算器１１０７は、回転子位置の推定誤差“－（θ^＾ _ｒ－θ_ｒ）”を比例積分（ＰＩ）制御した後に積分してゼロに収束させることで、推定回転子位置θ^＾ _ｒを演算する。また、第３の演算器１１０７は、回転子位置の推定誤差“－（θ^＾ _ｒ－θ_ｒ）”をゼロに収束させる過程で、推定回転角速度ω^＾ _ｒを演算する。

以上のように、実施の形態２に係る回転機の制御装置は、固定子電圧の積算値である電圧積算値を用いて回転子位置を推定する手法を、静止座標で鎖交磁束を演算する構成に適用可能である。回転機が同期リラクタンスモータである場合の位置センサレス制御では、静止座標にて鎖交磁束を積分演算するので、オフセット成分が生じて推定値に誤差及び脈動が生じ易い。従って、実施の形態２の手法は、同期リラクタンスモータを位置センサレスで制御する場合に好適に用いることが可能である。

また、実施の形態２に係る回転機の制御装置において、電圧積算値を演算する際には、ゲート信号又は固定子電圧の検出値に対して、低域フィルタを通過させてから演算することが望ましい。このようにすれば、電圧積算値を演算する計算負荷を低減しつつ、電圧積算値をより精度よく演算することができる。

また、実施の形態２に係る回転機の制御装置において、電圧印加器にスイッチング素子のオンとオフとを切り替えるスイッチング周波数を電圧指令値の振幅に応じて切り替えることが望ましい。スイッチング周波数の切り替え時には、電圧指令値と固定子電圧との間の電圧誤差が大きくなるが、この手法を用いれば、当該誤差の低減が可能となる。

次に、上述した実施の形態２に係る制御演算による効果について要約する。まず、実施の形態２においては、不完全積分を利用した上記（２３）式を用いた鎖交磁束ψ_ｓの演算周期Ｔ_ｐｓｉ１と、推定回転子位置θ^＾ _ｒの演算周期Ｔ_ｐｓｉ２とは、共にスイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍にはなっていない。このとき、電圧指令値ｖ_ｓ ^＊と実際の電圧を平滑化した値とは一致しない。その結果、電圧指令値ｖ_ｓ ^＊には実際の電圧に対して誤差が含まれる。従って、従来技術を利用して演算した鎖交磁束ψ_ｓにも誤差が発生する。更に、実施の形態２では、鎖交磁束ψ_ｓを真値に収束させるためのオブザーバを利用せずに、不完全積分を利用して演算しているので、鎖交磁束ψ_ｓの誤差が大きくなり、真値への収束も比較的遅い。また、鎖交磁束の演算は、基本的に積分処理に基づいて実施しているので、その誤差は、直流から低周波成分にかけて大きくなる。その結果、回転座標上においては、基本波周波数ｆ_ｓ近傍の誤差が大きくなり、推定回転子位置θ^＾ _ｒにも基本波周波数ｆ_ｓ近傍に大きな誤差が発生する。この問題に対して、実施の形態２の位置推定器１１は、鎖交磁束ψ_ｓ及び推定回転子位置θ^＾ _ｒの演算に電圧指令値ｖ_ｓ ^＊ではなく電圧積算値ｖ_ｓｘｉを利用しているので、基本波周波数近傍の誤差及び脈動を低減して、回転子位置を推定することができる。また、実施の形態２の位置推定器１１は、オブザーバを利用せずに不完全積分によって鎖交磁束を演算するので、実施の形態１よりも計算負荷を低減できる。従って、実施の形態２の手法を用いれば、高価なマイクロプロセッサを必要とすることなく、位置センサレスであり、且つ、トルク脈動及び電力脈動の少ない制御装置１００Ａを構成できるといった、従来にない顕著な効果を奏する。

実施の形態３．
図１７は、実施の形態３に係る回転機の制御装置１００Ｂの構成例を示す図である。実施の形態３に係る制御装置１００Ｂと、図１に示す制御装置１００とを比較すると、図１７では、電圧積算器７が電圧積算器１３に置き替えられ、位置推定器８が位置推定器１４に置き替えられている。また、電圧印加器３が回転機２に印加する矩形状の固定子電圧ｖ_ｓを検出する電圧検出器１２が設けられている。その他の構成は、制御装置１００と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付し、重複する説明は割愛する。

図１８は、図１７に示す電圧積算器１３の構成例を示す図である。図１８には、積分器１３０１，１３０２，１３０３を含む構成が示されている。なお、正側のゲート信号と、負側のゲート信号とは、基本的に互いに反転した関係の信号となるので、図１８では、正側のゲート信号に関する構成部のみが示されている。

まず、ｕ相分について説明する。電圧検出器１２の検出値であるｕ相電圧ｖ_ｓｕが積分器１３０１に入力される。積分器１３０１は、ｕ相電圧ｖ_ｓｕを積分する。積分を行う期間である積算期間Ｔ_ｇｉは、現在の時刻ｔよりもＴ_ｇｉ前までの時刻から、現在の時刻ｔまでとする。残りのｖ相、ｗ相についても同様の処理が積分器１３０２，１３０３で実施される。これにより、積分器１３０１からｕ相電圧積算値ｖ_ｓｕｉが出力され、積分器１３０２からｖ相電圧積算値ｖ_ｓｖｉが出力され、積分器１３０３からｗ相電圧積算値ｖ_ｓｗｉが出力される。

ここで、電圧積算値ｖ_ｓｘｉを演算する演算周波数は、矩形状の固定子電圧ｖ_ｓの瞬時値に対して演算を行うため、ＰＷＭ変調器６によって生成されるゲート信号のスイッチング周波数ｆ_ｓｗに対して十分に高く設定する。なお、十分に高いと言えるためには、２５倍以上であることが好ましく、１００倍以上であればより好ましい。また、この積算処理自体の演算負荷は小さいので、演算周波数を高くしても、計算機の演算負荷は、回転機２の制御に必要な計算量と比べて小さい。また、ここで利用する電源電圧ｖ_ｄｃの値としては、検出値を利用してもよいし、定格値又は使用時の想定値を利用してもよい。

実施の形態３では、積分を利用せずに鎖交磁束を演算して回転子位置及び回転速度を推定する。ここではまず、位置推定器１４によって回転子位置及び回転速度を推定する原理について説明する。まず、回転機２の特性を数式化した回転機モデルは回転座標上において、以下の（３０）、（３１）式で表される。

なお、上記（３０）式中の記号Ｊは、上記の（１５）式で示した変換行列である。

また、実施の形態３では、インダクタンス値を計算で求めるので、上記（３１）式を以下の（３２）式のように表す。

上記（３２）式において、Ｌ_{ｓｄ，ｃａｌｃ}は計算で求めたｄ軸インダクタンスを表し、Ｌ_{ｓｑ，ｃａｌｃ}は計算で求めたｑ軸インダクタンスを表している。

また、上記（３０）式の右辺第３項の誘起電圧ω_ｒＪψ_ｓ ^ｄｑを計算で求めるため、これをｖ_{ｅｍｆ,ｃａｌｃ}と表記する。ここで、上記（３０）式における微分項、即ち上記（３０）式の右辺第２項を無視すると、計算値である誘起電圧ｖ_{ｅｍｆ,ｃａｌｃ}は、固定子電圧ｖ_ｓ ^ｄｑと、固定子電流ｉ_ｓ ^ｄｑとにより、以下の（３３）式を用いて演算できる。

ここで、上記（３３）式の固定子電圧ｖ_ｓ ^ｄｑは、電圧積算器１３が演算した電圧積算値ｖ_ｓｘｉを利用し、固定子電流ｉ_ｓ ^ｄｑには検出値を利用する。電圧積算値ｖ_ｓｘｉは、矩形状の固定子電圧ｖ_ｓを積算期間Ｔ_ｇｉだけ積算した値であるので、電圧積算値ｖ_ｓｘｉをＴ_ｇｉで割れば、積算期間Ｔ_ｇｉにおける固定子電圧ｖ_ｓの平均値が正確に得られる。実施の形態３において、積算期間Ｔ_ｇｉは推定回転子位置θ^＾ _ｒの演算周期Ｔ_ｐｓｉ２と等しいとする。なお、従来技術である特許文献１は、固定子電圧ｖ_ｓ ^ｄｑとしては、電圧指令値ｖ_ｓ ^ｄｑ＊を利用している。

また、上記（３２）式によって鎖交磁束ψ_{ｓ，ｃａｌｃ} ^ｄｑを演算し、これと推定回転角速度ω^＾ _ｒとから、以下の（３４）式を用いて、誘起電圧ｖ_ｅｍｆの推定値である推定誘起電圧ｖ^＾ _ｅｍｆを得ることができる。

以上のように、上記（３３）式による演算値と、上記（３４）式による推定値とを比較し、その差がゼロに収束するように比例積分制御を行えば、回転速度ω_ｒの推定である推定回転角速度ω^＾ _ｒを得ることができる。

また、上記（３３）式にて計算した誘起電圧ｖ_{ｅｍｆ,ｃａｌｃ}を推定回転角速度ω^＾ _ｒで除算すると鎖交磁束ψ_ｓの計算値が得られ、更に固定子電流ｉ_ｓで除算するとインダクタンス値の計算値が得られる。

上記（６）式に示されるように、インダクタンス値は真の回転子位置θ_ｒに依存して変化する。また、上記（２４）式に示されるように、インダクタンス値は真の回転子位置θ_ｒと、推定回転子位置θ^＾ _ｒとの差に依存して変化する。従って、インダクタンス値の計算値を、これらのインダクタンス変化特性に照らし合わせれば、回転子位置を推定することが可能である。具体的には、インダクタンス変動成分Ｌ_ｓｖａｒと、固定子電流ｉ_ｓとの積によって生成される鎖交磁束インダクタンス変動分が含まれた鎖交磁束ψ_ｓ ^ｄｑを固定子電流ｉ_ｓ ^ｄｑで除算してインダクタンス値を計算して、その回転子位置に依存したインダクタンス変化特性から推定回転子位置θ^＾ _ｒを得ることができる。

次に、位置推定器１４の構成及び動作について説明する。図１９は、図１７に示す位置推定器１４の構成例を示す図である。位置推定器１４は、除算器１４０１と、三相－二相変換器１４０２，１４０４と、回転座標変換器１４０３，１４０５と、速度角度演算器１４０６と、を含む構成とすることができる。

除算器１４０１は、三相の電圧積算値ｖ_ｓｕｉ，ｖ_ｓｖｉ，ｖ_ｓｗｉを積算期間Ｔ_ｇｉで割って、積算期間Ｔ_ｇｉでの固定子電圧ｖ_ｓの平均値である固定子電圧平均値ｖ_ｓｕａ，ｖ_ｓｖａ，ｖ_ｓｗａを演算する。三相－二相変換器１４０２は、三相座標上の固定子電圧平均値ｖ_ｓｕａ，ｖ_ｓｖａ，ｖ_ｓｗａを三相－二相変換によって二相座標上の固定子電圧平均値ｖ_ｓαａ，ｖ_ｓβａへ変換する。三相－二相変換器１４０４は、三相座標上の固定子電流ｉ_ｓｕ，ｉ_ｓｖ，ｉ_ｓｗを三相－二相変換によって二相座標上の固定子電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβへ変換する。回転座標変換器１４０３は、推定回転子位置θ^＾ _ｒを使用し、二相座標上の固定子電圧平均値ｖ_ｓαａ，ｖ_ｓβａを回転座標変換によって、回転座標上の固定子電圧平均値ｖ_ｓｄａ，ｖ_ｓｑａへ変換する。回転座標変換器１４０５は、推定回転子位置θ^＾ _ｒを使用し、二相座標上の固定子電流ｉ_ｓα，ｉ_ｓβを回転座標変換によって、回転座標上の固定子電流ｉ_ｓｄ，ｉ_ｓｑへ変換する。なお、推定回転子位置θ^＾ _ｒは、速度角度演算器１４０６の出力の１つである推定回転子位置θ^＾ _ｒをフィードバックして使用する。速度角度演算器１４０６は、前述の説明に従って推定回転子位置θ^＾ _ｒ及び推定回転角速度ω^＾ _ｒを演算する。

実施の形態３の手法では、鎖交磁束の演算にオブザーバ又は不完全積分を利用していないので、これらと比較して演算周期が長くてもよい。この理由から、計算負荷が小さくなるので、より安価なマイクロプロセッサなどの計算機を利用することができる。なお、実施の形態３において、推定回転子位置θ^＾ _ｒ及び推定回転角速度ω^＾ _ｒを演算する制御演算周期Ｔ_ｐｓｉと、電圧積算値ｖ_ｓｘｉを演算する積算期間Ｔ_ｇｉとは等しいとする。

また、実施の形態１，２と同様に、電圧積算値ｖ_ｓｘｉを演算する積算期間Ｔ_ｇｉは、スイッチング周期Ｔ_ｓｗの半分の整数倍ではないとする。この場合、電圧指令値ｖ_ｓ ^＊を用いる従来技術では、電圧指令値ｖ_ｓ ^＊と実際の電圧を平滑化した値とは一致しないので、電圧指令値ｖ_ｓ ^＊には実際の電圧に対して誤差が含まれる。従って、これらを用いて演算した推定回転子位置θ^＾ _ｒ及び推定回転角速度ω^＾ _ｒにも誤差が発生する。

回転機２においては、低い周波数の誤差ほど磁束及びトルクに大きな振動成分を発生させる。静止座標において、直流及び周波数が低い直流近傍成分は、回転座標上にて基本波周波数ｆ_ｓ近傍の誤差になる。これに対し、実施の形態３の位置推定器１４は、固定子電圧積算値を利用することでその積算区間つまり位置推定の演算周期での平均の固定子電圧を正確に得ることができる。従って、基本波周波数ｆ_ｓ近傍の誤差に起因するトルク及び電力の脈動を除去して位置推定することができる。

以上のように、実施の形態３の位置推定器１４は、オブザーバ及び不完全積分を利用せずに鎖交磁束を演算するといった計算負荷の少ない構成でも、電圧積算値ｖ_ｓｘｉを利用することで、基本波周波数ｆ_ｓ近傍の誤差に起因するトルク及び電力の脈動を除去して位置推定することができる。従って、実施の形態３の手法を用いれば、高価なマイクロプロセッサを必要とすることなく、位置センサレスであり、且つ、トルク脈動及び電力脈動の少ない制御装置１００Ｂを構成できるといった、従来にない顕著な効果を奏する。

次に、上記で説明した実施の形態１から３に係る制御装置１００，１００Ａ，１００Ｂにおけるハードウェアの構成について、図２０及び図２１を参照して説明する。図２０は、実施の形態１から３に係る制御装置１００，１００Ａ，１００Ｂの各機能を実現する第１のハードウェア構成例を示す図である。図２１は、実施の形態１から３に係る制御装置１００，１００Ａ，１００Ｂの各機能を実現する第２のハードウェア構成例を示す図である。なお、制御装置１００，１００Ａ，１００Ｂの各機能とは、制御装置１００，１００Ａ，１００Ｂに含まれる、制御器５、ＰＷＭ変調器６，９、電圧積算器７，１０，１３及び位置推定器８，１１，１４の機能を指している。

制御器５、ＰＷＭ変調器６，９、電圧積算器７，１０，１３及び位置推定器８，１１，１４の各機能は、処理回路を用いて実現することができる。図２０では、実施の形態１から３における制御器５、ＰＷＭ変調器６，９、電圧積算器７，１０，１３及び位置推定器８，１１，１４が専用処理回路１５に置き替えられている。専用のハードウェアを利用する場合、専用処理回路１５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。制御器５、ＰＷＭ変調器６，９、電圧積算器７，１０，１３及び位置推定器８，１１，１４の各機能のそれぞれを処理回路で実現してもよいし、まとめて処理回路で実現してもよい。

また、図２１では、実施の形態１から３の構成における制御器５、ＰＷＭ変調器６，９、電圧積算器７，１０，１３及び位置推定器８，１１，１４が、プロセッサ１６と、記憶装置１７とに置き替えられている。プロセッサ１６は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、記憶装置１７としては、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリを例示することができる。

プロセッサ１６及び記憶装置１７を利用する場合は、制御器５、ＰＷＭ変調器６，９、電圧積算器７，１０，１３及び位置推定器８，１１，１４の各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、又はこれらの組合せにより実現される。ソフトウェア又はファームウェアは、プログラムとして記述され、記憶装置１７に記憶される。プロセッサ１６は記憶装置１７に記憶されたプログラムを読みだして実行する。また、これらのプログラムは、制御器５、ＰＷＭ変調器６，９、電圧積算器７，１０，１３及び位置推定器８，１１，１４の各機能の手順及び方法をコンピュータに実行させるものであるとも言える。記憶装置１７には、例えば、ＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭなどの不揮発性または揮発性の半導体メモリやフレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ＤＶＤなどを利用できる。

制御器５、ＰＷＭ変調器６，９、電圧積算器７，１０，１３及び位置推定器８，１１，１４の各機能は、一部をハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現してもよい。例えば、ＰＷＭ変調器６，９及び電圧積算器７，１０，１３の機能を専用のハードウェアを用いて実現し、制御器５及び位置推定器８，１１，１４の機能をプロセッサ１６及び記憶装置１７を用いて実現してもよい。

なお、本稿の実施の形態２，３では、回転機２が同期リラクタンスモータである場合を例示して説明したが、回転機２が誘導モータ又は永久磁石モータであってもよい。回転機２が誘導モータの場合は、例えば特開平１１－４５９９号公報に開示された手法を利用できる。また、回転機２が永久磁石モータの場合は、例えば国際公開第２００２／０９１５５８号に開示された手法を利用できる。なお、実施の形態３における手法の一部は、特開２００２－１６５４７５号公報に記載されている手法を利用しているので、実施の形態３において説明できなかった部分は、当該公報の内容を参照されたい。

また、本稿において、電圧印加器３は三相２レベルインバータを用いて説明したが、これに限定されない。他の相数のインバータでもよいし、３レベルインバータ又は５レベルインバータのようなマルチレベルインバータでもよい。これらのインバータを利用しても、本開示に係る回転機の制御装置を実施可能である。

また、本稿では、スイッチング周波数の例示として、スイッチング周波数が基本波周波数ｆ_ｓの１～１５倍であると説明した。一般的に、例えば三相で共通のキャリア信号を利用する場合、１倍の他、３倍、６倍、９倍、１２倍、１５倍など３の倍数のスイッチング周波数が用いられる。その一方で、キャリア信号を利用せずに固定のスイッチングパターンを利用する場合は、整数倍であればどの倍数も用いることができる。

また、本稿では、回転機２のトルクに対する固定子電流は、電流実効値が最小になるように設定すると説明したが、これに限定されない。回転機２のトルクに対する固定子電流は、鎖交磁束が最小になるように設定してもよいし、電圧印加器３又は回転機２の効率が最大になるように設定してもよい。

以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 直流電源、２ 回転機、２ａ 固定子、２ｂ 回転子、３ 電圧印加器、４ 電流検出器、５ 制御器、６，９ ＰＷＭ変調器、７，１０，１３ 電圧積算器、８，１１，１４ 位置推定器、１２ 電圧検出器、１５ 専用処理回路、１６ プロセッサ、１７ 記憶装置、３１～３６ スイッチング素子、１００，１００Ａ，１００Ｂ 制御装置、５０１ 電流指令値演算器、５０２，８０１，８０３，１１０１，１１０２，１４０２，１４０４ 三相－二相変換器、５０３，８０２，８０４，１１０３，１４０３，１４０５ 回転座標変換器、５０４ ｄ－ｑ電流制御器、５０５ 回転座標逆変換器、５０６ 二相－三相変換器、７０１，７０３，７０５，１００２，１００５，１００８，１３０１，１３０２，１３０３ 積分器、７０２，７０４，７０６，１００３，１００６，１００９ 乗算器、８０５ オブザーバ、１００１，１００４，１００７ ＬＰＦ、１１０４ 第１の演算器、１１０５ 第１の推定器、１１０６ 第２の演算器、１１０７ 第３の演算器、１４０１ 除算器、１４０６ 速度角度演算器。

Claims (12)

1. 直流電源と回転機との間に接続され、各相に具備される複数のスイッチング素子のオンとオフとを切り替えることで前記回転機へ矩形状の固定子電圧を印加する電圧印加器と、
   前記電圧印加器と前記回転機の固定子巻線との間に流れる固定子電流を検出する電流検出器と、
   前記固定子電流及び前記回転機の回転子の位置情報である回転子位置に基づいて、前記固定子巻線に印加する電圧である固定子電圧の指令値である電圧指令値を演算する制御器と、
   前記固定子電圧を平滑化した値が前記電圧指令値と一致するようにゲート信号を生成し、前記ゲート信号を用いて前記スイッチング素子のオン及びオフを制御するパルス幅変調器と、
   前記ゲート信号を積算することで、前記固定子電圧の積算値である電圧積算値を演算する電圧積算器と、
   前記電圧積算値及び前記固定子電流に基づいて前記回転子位置を推定する位置推定器と、
   を備えたことを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記固定子電圧を検出する電圧検出器を備え、
   前記電圧積算器は、前記ゲート信号を積算することに代え、前記電圧検出器が検出した前記固定子電圧の検出値を積算して前記電圧積算値を演算する
   ことを特徴とする請求項１に記載の回転機の制御装置。
3. 前記回転子位置の推定値は、前記回転機の鎖交磁束に基づいて演算され、
   前記鎖交磁束は、前記電圧積算値を用いて演算される
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載の回転機の制御装置。
4. 前記鎖交磁束を演算する演算周期が前記スイッチング素子のオンとオフとを切り替えるスイッチング周波数の逆数であるスイッチング周期の半分の整数倍になっていない
   ことを特徴とする請求項３に記載の回転機の制御装置。
5. 前記回転子位置の推定値は、前記回転機の鎖交磁束に基づいて演算され、
   前記鎖交磁束は、静止座標において、前記電圧積算値を用いて演算される
   ことを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記パルス幅変調器は、前記スイッチング素子のオンとオフとを切り替えるスイッチング周波数を、前記回転機の回転速度の基本波周波数の整数倍に同期させる
   ことを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記パルス幅変調器は、前記スイッチング素子のオンとオフとを切り替えるスイッチング周波数を、前記回転機の回転速度の基本波周波数又は前記電圧指令値の振幅に応じて切り替える
   ことを特徴とする請求項１から６の何れか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記回転子位置を推定する演算周期が前記スイッチング素子のオンとオフとを切り替えるスイッチング周波数の逆数であるスイッチング周期の半分の整数倍になっていない
   ことを特徴とする請求項１から７の何れか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記電圧積算値を演算する周波数である演算周波数は、前記スイッチング周波数の２５倍以上である
   ことを特徴とする請求項８に記載の回転機の制御装置。
10. 前記電圧積算値を演算する際には、前記ゲート信号又は前記固定子電圧の検出値に対して、低域通過フィルタを通過させてから演算する
    ことを特徴とする請求項１から９の何れか１項に記載の回転機の制御装置。
11. 前記回転機は、インダクタンスが回転子位置によって変化するインダクタンス変動成分を有し、
    前記位置推定器は、前記インダクタンス変動成分と前記固定子電流との積によって生成される鎖交磁束インダクタンス変動分に基づいて前記回転子位置を推定する
    ことを特徴とする請求項１から１０の何れか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 前記回転機のインダクタンスは、前記回転子位置によって変化しない平均成分と、前記回転子位置の電気角周波数の２倍の周波数で変化する変動成分とを含み、
    前記変動成分と前記固定子電流との積によって前記鎖交磁束インダクタンス変動分を生成する
    ことを特徴とする請求項１１に記載の回転機の制御装置。

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