JP7308137B2 - スイッチング回路のゲート駆動回路および制御回路、スイッチング電源 - Google Patents

スイッチング回路のゲート駆動回路および制御回路、スイッチング電源 Download PDF

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Description

本発明は、スイッチング回路に関する。
ＤＣ／ＤＣコンバータや、ＡＣ／ＤＣコンバータ、インバータをはじめとするパワーエレクトロニクスの分野において、ハーフブリッジ回路やフルブリッジ回路などのスイッチング回路が用いられる。
図１は、スイッチング回路１００Ｒの回路図である。スイッチング回路１００Ｒは、直列に接続されるハイサイドトランジスタＭＨおよびローサイドトランジスタＭＬと、それらを駆動するゲート駆動回路２００Ｒを備える。ゲート駆動回路２００Ｒは、ハイサイドトランジスタＭＨおよびローサイドトランジスタＭＬのオン、オフを制御することにより、スイッチング端子ＳＷを、ハイ状態（入力電圧ＶＩＮ）およびロー状態（接地電圧０Ｖ）の二状態、あるいはそれにハイインピーダンス状態を加えた３状態で切り替える。
ゲート駆動回路２００Ｒは、ハイサイドドライバ２０２、ローサイドドライバ２０４および整流素子Ｄ１を備える。ハイサイドトランジスタＭＨはＮチャンネルトランジスタであり、それをターンオンするためには、入力電圧ＶＩＮより高い駆動電圧が必要となる。入力電圧ＶＩＮより高い駆動電圧を生成するために、ブートストラップ回路が利用される。整流素子Ｄ１は、外付けのブートストラップキャパシタＣＢとともにブートストラップ回路を構成する。ブートストラップキャパシタＣＢの一端は、スイッチング回路１００のスイッチング端子ＳＷと接続され、その他端には、整流素子Ｄ１を介して、定電圧ＶＲＥＧが印加される。
スイッチング端子ＳＷがロー（すなわち０Ｖ）であるとき、ブートストラップキャパシタＣＢは定電圧ＶＲＥＧで充電される。ローサイドドライバ２０４をロー出力、ハイサイドドライバ２０２をハイ出力とすると、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートにはブートストラップ電圧ＶＢが印加される。スイッチング端子ＳＷの電圧ＶＳ、すなわちハイサイドトランジスタＭＨのソース電圧が上昇すると、それにともなってブートストラップ電圧ＶＢが上昇するため、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートソース間に、しきい値より大きな駆動電圧を印加することができる。
スイッチング素子としては、従来、シリコン（Ｓｉ）のＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタが用いられていたが、近年、その代替として、窒化ガリウム（ＧａＮ）を用いた高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ：High Electron Mobility Transistor）が注目されている。ＧａＮ－ＨＥＭＴは、優れた高周波数特性、低い動作抵抗と高い耐圧を有しており、Ｓｉデバイスとの置き換えにより、ＤＣ／ＤＣコンバータの高効率化、小型化が期待される。
図１において、ハイサイドトランジスタＭＨおよびローサイドトランジスタＭＬをＧａＮ－ＨＥＭＴで構成すると、ブートストラップキャパシタＣＢに過電圧が印加されるおそれがある。この理由を説明する。
ハイサイドトランジスタＭＨとローサイドトランジスタＭＬが同時にオンすると、貫通電流が流れるため、それを防止するために、ハイサイドトランジスタＭＨとローサイドトランジスタＭＬが両方オフとなるデッドタイムが挿入される。ＤＣ／ＤＣコンバータをはじめとするいくつかのアプリケーションでは、スイッチング回路１００がロー出力からハイ出力に遷移するときのデッドタイムの間、ローサイドトランジスタＭＬには逆電流が流れる。Ｓｉ－ＭＯＳＦＥＴの場合、スイッチング端子ＳＷの電圧ＶＳは、ローサイドトランジスタＭＬのボディダイオードによって、－Ｖｆにクランプされる。したがって整流素子Ｄ１の電圧降下を無視すれば、ブートストラップキャパシタＣＢの両端間に印加される電圧は、ＶＲＥＧ＋Ｖｆにクランプされる。
これに対して、ＧａＮ－ＨＥＭＴはボディダイオードを有しておらず、ローサイドトランジスタＭＬに逆電流が流れるとき、ドレインソース間電圧ＶＤＳが数Ｖと非常に大きくなる。そのため、ブートストラップキャパシタＣＢの両端間には、ＶＲＥＧ＋ＶＤＳの電圧が印加され、過充電状態となる。
ブートストラップキャパシタＣＢが過充電された状態で、ハイサイドドライバ２０２がハイを出力すると、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートソース間に過電圧が印加され、素子の信頼性が低下することとなる。
この問題を解決するために、ブートストラップキャパシタＣＢの両端間電圧をクランプする必要がある。たとえば特許文献１には関連技術が開示されている。
米国特許８，５９３，２１１Ｂ２号公報
本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、従来と異なる手法によって、ブートストラップキャパシタの過充電を抑制可能なゲート駆動回路の提供にある。
本発明のある態様は、直列に接続されるハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを含むスイッチング回路のゲート駆動回路に関する。ゲート駆動回路は、ハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタの接続ノードと接続されるとともに、ブートストラップキャパシタの一端が接続されているスイッチング端子と、ブートストラップキャパシタの他端が接続されるブートストラップ端子と、その出力がハイサイドトランジスタのゲートと接続され、その上側電源ノードがブートストラップ端子と接続され、その下側電源ノードが、スイッチング端子と接続されるハイサイドドライバと、その出力がローサイドトランジスタのゲートと接続されるローサイドドライバと、ブートストラップ端子に定電圧を印加する整流素子と、ブートストラップ端子とスイッチング端子の電位差にもとづいて、ハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタが同時にオフとなるデッドタイムの長さを制御するデッドタイムコントローラと、を備える。
本発明者は、デッドタイムの長さと、ブートストラップキャパシタの充電電圧が正の相関を有することを見いだした。そこで、デッドタイムの長さを調節することで、ブートストラップキャパシタが過充電されるのを防止できる。
デッドタイムコントローラは、電位差を所定の目標電圧と比較するコンパレータを含み、コンパレータの出力に応じて、デッドタイムを増減してもよい。なお、コンパレータはデジタルコンパレータであってもよいし、アナログコンパレータであってもよい。
デッドタイムコントローラは、電位差が所定の目標電圧に近づくように、デッドタイムをフィードバック制御してもよい。
デッドタイムコントローラは、ハイサイドトランジスタがターンオンするときのデッドタイムと、ローサイドトランジスタがターンオンするときのデッドタイムと、を独立に制御してもよい。
本発明の別の態様は、スイッチング回路の制御回路に関する。スイッチング回路は、ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを含むスイッチング回路と、ブートストラップキャパシタが接続されており、ハイサイドパルスにもとづいてハイサイドトランジスタを駆動し、ローサイドパルスにもとづいてローサイドトランジスタを駆動するゲート駆動回路と、を備える。制御回路は、フィードバック信号が所定の目標値に近づくように変調されたパルス信号を生成するパルス変調器と、パルス信号にもとづいて、ハイサイドパルスとローサイドパルスを生成するデッドタイムコントローラと、を備え、デッドタイムコントローラは、ブートストラップキャパシタの両端間電圧にもとづいて、ハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタが同時にオフとなるデッドタイムの長さを制御する。
デッドタイムコントローラは、ブートストラップキャパシタの両端間電圧を所定の目標電圧と比較するコンパレータを含み、コンパレータの出力に応じて、デッドタイムを増減してもよい。
デッドタイムコントローラは、ブートストラップキャパシタの両端間電圧が所定の目標電圧に近づくように、デッドタイムをフィードバック制御してもよい。
デッドタイムコントローラは、ハイサイドトランジスタがターンオンするときのデッドタイムと、ローサイドトランジスタがターンオンするときのデッドタイムと、を独立に制御してもよい。
スイッチング回路は、スイッチング電源の一部分であってもよい。あるいはスイッチング回路は、モータドライバの一部分であってもよい。
コンバータは絶縁型電源であり、ゲート駆動回路は絶縁型電源の一次側に配置され、制御回路は、絶縁型電源の二次側に配置され、ハイサイドパルスおよびローサイドパルスは、カプラを介してゲート駆動回路に供給されてもよい。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、ブートストラップキャパシタの過充電を抑制できる。
スイッチング回路の回路図である。 実施の形態１に係るゲート駆動回路を備えるスイッチング回路のブロック図である。 スイッチング回路の動作波形図である。 ブートストラップキャパシタＣＢの充電を説明する図である。 デッドタイムＴｄの長さと、ハイサイド電源電圧ＶＢＳの関係を示す図である。 ゲート駆動回路の構成例を示す回路図である。 図６のデッドタイムコントローラによるデッドタイムの最適化処理のフローチャートである。 ゲート駆動回路を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図１０（ａ）～（ｆ）は、ゲート駆動回路を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 実施の形態２に係るスイッチング回路のブロック図である。 図１１のスイッチング回路を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 絶縁型電源のブロック図である。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
（実施の形態１）
図２は、実施の形態１に係るゲート駆動回路２００を備えるスイッチング回路１００のブロック図である。スイッチング回路１００は、ハイサイドトランジスタＭＨ、ローサイドトランジスタＭＬ、ブートストラップキャパシタＣＢおよびゲート駆動回路２００を備える。ハイサイドトランジスタＭＨおよびローサイドトランジスタＭＬは、ＧａＮ－ＨＥＭＴ（ＧａＮ－ＦＥＴ）である。
ゲート駆動回路２００は、その入力ピン（あるいは端子）ＩＮに、パルスの入力信号を受け、入力信号ＩＮに応じて、ハイサイドトランジスタＭＨおよびローサイドトランジスタＭＬを制御する。たとえば入力信号ＩＮがハイのとき、ハイサイドトランジスタＭＨがオン、ローサイドトランジスタＭＬがオフであり、スイッチング端子ＳＷの電圧ＶＳはハイとなり、入力信号ＩＮがローのとき、ハイサイドトランジスタＭＨがオフ、ローサイドトランジスタＭＬがオンであり、スイッチング端子ＳＷの電圧ＶＳはローとなる。
ゲート駆動回路２００は、ハイサイドドライバ２０２、ローサイドドライバ２０４、レベルシフタ２０６、デッドタイムコントローラ２１０、ダイオードＤ１を備え、ひとつの半導体基板に集積化されている。
ゲート駆動回路２００の出力ピンＨＯは、ハイサイドトランジスタＭＨのゲートと接続され、スイッチングピンＶＳは、ハイサイドトランジスタＭＨのソースおよびローサイドトランジスタＭＬのドレインと接続される。ゲート駆動回路２００の出力ピンＬＯは、ローサイドトランジスタＭＬのゲートと接続される。
デッドタイムコントローラ２１０は、入力信号ＩＮにもとづいて、相補的にハイレベルとなる２つのハイサイドパルスＳＨおよびローサイドパルスＳＬを発生する。ハイサイドパルスＳＨのハイ区間は、入力信号ＩＮのハイ区間に応じており、ローサイドパルスＳＬのハイ区間は、入力信号ＩＮのロー区間に応じている。デッドタイムコントローラ２１０は、ハイサイドトランジスタＭＨとローサイドトランジスタＭＬが同時にオンとならないように、入力信号ＩＮのレベルが変化するたびに、ハイサイドパルスＳＨとローサイドパルスＳＬが両方オフとなるデッドタイムを挿入する。
ローサイドドライバ２０４は、ローサイドパルスＳＬにもとづいてローサイドトランジスタＭＬを駆動する。ハイサイドパルスＭＨは、レベルシフタ２０６を介してハイサイドドライバ２０２に入力される。ハイサイドドライバ２０２の上側電源ノードＮ１はブートストラップピンＶＢと接続され、その下側電源ノードＮ２が、スイッチングピンＶＳと接続されており、レベルシフト後のハイサイドパルスＳＨ’にもとづいて、ハイサイドトランジスタＭＨを駆動する。
ブートストラップキャパシタＣＢの一端は、スイッチングピンＶＳと接続され、その他端はブートストラップピンＶＢと接続される。ダイオードＤ１のカソードは、ＶＢピンを介してブートストラップキャパシタＣＢの他端と接続され、そのアノードには定電圧ＶＲＥＧが印加される。
ハイサイドドライバ２０２は、ブートストラップピンＶＢとスイッチングピンＶＳの電位差ＶＢＳ＝ＶＢ－ＶＳ、つまりブートストラップキャパシタＣＢの両端間電圧を電源電圧として動作する。したがって、ＶＢＳをハイサイド電源電圧と称する。
デッドタイムコントローラ２１０は、ハイサイド電源電圧ＶＢＳにもとづいて、ハイサイドトランジスタＭＨとローサイドトランジスタＭＬが同時にオフとなるデッドタイムＴｄの長さを制御する。
以上がスイッチング回路１００の構成である。図３は、スイッチング回路１００の動作波形図である。図３には、入力信号ＩＮと、ハイサイドパルスＳＨおよびローサイドパルスＳＬおよびスイッチング端子の電圧ＶＳが示される。ローサイドパルスＳＬは、入力信号ＩＮのポジティブエッジと同時にローに遷移し、ハイサイドパルスＳＨは、入力信号ＩＮのポジティブエッジから、デッドタイムＴｄ経過後にハイに遷移する。またハイサイドパルスＳＨは、入力信号ＩＮのネガティブエッジと同時にローに遷移し、ローサイドパルスＳＬは、入力信号ＩＮのポジティブエッジからデッドタイムＴｄ経過後にハイに遷移する。デッドタイムＴｄの間、スイッチング電圧ＶＳは、逆電流が流れるローサイドトランジスタＭＬのドレインソース間電圧ＶＤＳに応じた負電圧となる。
図４は、ブートストラップキャパシタＣＢの充電を説明する図である。スイッチング電圧ＶＳがロー（０Ｖ）の間、ブートストラップキャパシタＣＢの一端には０Ｖが、他端にはＶＲＥＧ－ＶＦが印加され、したがってその両端間電圧ＶＢＳは、ＶＲＥＧ－ＶＦとなる。その後のデッドタイムＴｄにおいて、ブートストラップキャパシタＣＢの一端の電圧ＶＳが、－ＶＤＳとなると、ブートストラップキャパシタＣＢがさらに充電され、その両端間電圧ＶＢＳがさらに上昇する。このときの上昇幅ΔＶは、デッドタイムＴｄが長いほど大きく、デッドタイムＴｄが短いほど小さくなる。
図５は、デッドタイムＴｄの長さと、ハイサイド電源電圧ＶＢＳの関係を示す図である。ハイサイド電源電圧ＶＢＳは、デッドタイムＴｄに対して単調増加する。したがって、デッドタイムコントローラ２１０は、ハイサイド電源電圧ＶＢＳに目標値ＶＢＳ（ＲＥＦ）（たとえば５Ｖ）を定めて、ハイサイド電源電圧ＶＢＳが目標値ＶＢＳ（ＲＥＦ）より高いときにはデッドタイムＴｄを短く、ハイサイド電源電圧ＶＢＳが目標値ＶＢＳ（ＲＥＦ）より低いときにはデッドタイムＴｄを長くするような制御を行うことにより、ハイサイド電源電圧ＶＢＳが過電圧となるのを防止できる。
図６は、ゲート駆動回路２００の構成例を示す回路図である。デッドタイムコントローラ２１０は、コンパレータ２１２、レベルシフタ２１３、デッドタイム調節回路２１４、パルス発生器２１６を含む。
コンパレータ２１２は、スイッチングラインＶＳを基準として動作し、ハイサイド電源電圧ＶＢＳを分圧した電圧を、所定のしきい値電圧ＶＴＨと比較し、比較信号ＣＯＭＰを出力する。比較信号ＣＯＭＰは、レベルシフタ２１３によって、接地電圧０Ｖを基準とする比較信号ＣＯＭＰ’に変換される。デッドタイム調節回路２１４は、比較信号ＣＯＭＰ’の値に応じて、デッドタイムＴｄの設定値を増減させる。パルス発生器２１６は、デッドタイム調節回路２１４が生成するデッドタイムＴｄの設定値にもとづいて、２つのパルス信号ＳＨ，ＳＬを生成する。パルス発生器２１６の構成は特に限定ないが、デッドタイム調節回路２１４の出力に応じてカウント量が変化するアップカウンタ（あるいはダウンカウンタ）とフリップフロップの組み合わせで構成してもよい。あるいはデッドタイム調節回路２１４の出力に応じて遅延量が変化する遅延回路を含んでもよい。
図７は、図６のデッドタイムコントローラ２１０によるデッドタイムの最適化処理のフローチャートである。デッドタイムＴｄには、入力信号ＩＮのポジティブエッジ直後のデッドタイムＴｄ１と、ネガティブエッジエッジ直後のデッドタイムＴｄ２が存在し、それらには独立したばらつき要因が存在する。そこで、２つのデッドタイムＴｄ１，Ｔｄ２を独立に制御するとよい。
はじめに２つのデッドタイムＴｄ１，Ｔｄ２に初期値Ｔｄ１＿ｉｎｉｔ，Ｔｄ２＿ｉｎｉｔがセットされる（Ｓ１００）。
続いて、ハイサイド電源電圧ＶＢＳの初期値ＶＢＳ＿ｉｎｉｔを測定する（Ｓ１０２）。続いて、デッドタイムＴｄ１に摂動が与えられる（Ｓ１０４）。デッドタイムＴｄ１は、貫通電流が流れない範囲において、なるべく短い方が効率が高くなる。そこで摂動は、デッドタイムＴｄ１を減少させる方向に与えられる。Δｔｄ１は、所定の摂動幅である。
Ｔｄ１＝Ｔｄ１－Δｔｄ１
摂動付与後のハイサイド電源電圧ＶＢＳが測定され（Ｓ１０６）、摂動によるハイサイド電源電圧ＶＢＳの変動幅ΔＶＢＳ＝｜ＶＢＳ－ＶＢＳ＿ｉｎｉｔ｜が計算される（Ｓ１０８）。この状態で、摂動を解除する（Ｓ１１０）。
Ｔｄ１＝Ｔｄ１＋Δｔｄ１
図５に示すように、デッドタイムＴｄ１，Ｔｄ２が小さい領域では、デッドタイムＴｄ１，Ｔｄ２に対するハイサイド電源電圧ＶＢＳの感度が低下する。この領域は、貫通電流が流れるリスクが高くなる。このリスクを避けるために、摂動による変動幅ΔＶＢＳを微小なしきい値Ａと比較する（Ｓ１１２）。ΔＶＢＳ＜Ａであるとき（Ｓ１１２のＹ）、貫通電流が流れるおそれがあるため、デッドタイムＴｄ１を増大させる（Ｓ１１６）。
ΔＶＢＳ＞Ａであるとき（Ｓ１１２のＮ）、貫通電流が流れるおそれは低いといえる。この場合、ＶＢＳとその目標レベルＶＢＳ（ＲＥＦ）を比較する（Ｓ１１４）。そしてＶＢＳ＞ＶＢＳ（ＲＥＦ）であれば（Ｓ１１４のＹ）、デッドタイムＴｄ１を減少させ（Ｓ１１６）、ＶＢＳ＜ＶＢＳ（ＲＥＦ）であれば（Ｓ１１４のＮ）、デッドタイムＴｄ１を増大させる（Ｓ１１８）。
処理Ｓ２０２～Ｓ２１８においては、処理Ｓ１０２～１１８と同じ処理が、Ｔｄ２に対して実施される。
続いてゲート駆動回路２００の用途を説明する。
図８は、ゲート駆動回路２００を備えるＤＣ／ＤＣコンバータ３００の回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００は、降圧（Buck）コンバータであり、ゲート駆動回路２００に加えて、インダクタＬ１、出力キャパシタＣ１、コントローラ３１０を備える。コントローラ３１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ３００の出力電圧あるいは出力電流が、目標とする状態に近づくように変調されるパルス信号Ｓｐを生成するパルス変調器である。パルス信号Ｓｐは、ゲート駆動回路２００の入力端子ＩＮに供給される。
図９は、変形例に係るＤＣ／ＤＣコンバータ３００の回路図である。この変形例では、図８のコントローラ３１０とゲート駆動回路２００が、同じＩＣ（ＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路）４００に集積化されている。
なおデジタル制御電源の場合、パルス変調器３１０において、パルス信号Ｓｐに替えて、デューティサイクル指令値を生成してもよい。デッドタイムコントローラ２１０は、デューティサイクル指令値にもとづいて、ハイサイドパルスＳＨとローサイドパルスＳＬを生成してもよい。
ゲート駆動回路２００の用途は、降圧コンバータには限定されない。図１０（ａ）～（ｆ）は、ゲート駆動回路２００を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。ゲート駆動回路２００は、図１０（ａ）に示す降圧コンバータのトランジスタＡ，Ｂのペアの駆動に適用できる。これは図８で説明した通りである。
ゲート駆動回路２００は、図１０（ｂ）に示すフォワードコンバータにも適用可能である。具体的にはゲート駆動回路２００は、一次側のハイサイドトランジスタＢとローサイドトランジスタＡのペアの駆動に利用できる。
ゲート駆動回路２００は、図１０（ｃ）に示すハーフブリッジコンバータにも適用可能である。具体的にはゲート駆動回路２００は、一次側のハイサイドトランジスタＢとローサイドトランジスタＡのペアの駆動に利用できる。
ゲート駆動回路２００は、図１０（ｄ）に示すフルブリッジブリッジコンバータにも適用可能である。具体的にはゲート駆動回路２００は、一次側のハイサイドトランジスタＢとローサイドトランジスタＡのペア、一次側のハイサイドトランジスタＤとローサイドトランジスタＣのペアに利用できる。
ゲート駆動回路２００は、図１０（ｅ）に示すカレントダブラ同期整流器にも適用可能である。具体的にはゲート駆動回路２００は、一次側のハイサイドトランジスタＢとローサイドトランジスタＡのペアの駆動に利用できる。
ゲート駆動回路２００は、図１０（ｆ）に示す二次側フルブリッジ同期整流器にも適用可能である。具体的にはゲート駆動回路２００は、一次側のハイサイドトランジスタＢとローサイドトランジスタＡのペア、あるいはハイサイドトランジスタＣとローサイドトランジスタＤのペアの駆動に利用できる。またゲート駆動回路２００は、二次側のハイサイドトランジスタＦとローサイドトランジスタＥのペア、あるいはハイサイドトランジスタＧとローサイドトランジスタＨのペアの駆動に利用できる。
（実施の形態２）
実施の形態１では、ゲート駆動回路２００に、デッドタイムの自動調節機能を実装したが、本発明はそれに限定されない。図１１は、実施の形態２に係るスイッチング回路５００のブロック図である。スイッチング回路５００は、ゲート駆動回路２００Ｒとコントローラ６００を備える。
ゲート駆動回路５１０は、入力端子ＨＩＮおよびＬＩＮを有し、それぞれに入力されるパルスに応じて、ハイサイドトランジスタＭＨおよびローサイドトランジスタＭＬを駆動する。
コントローラ６００は、パルス変調器６０２およびデッドタイムコントローラ６０４を備える。
パルス変調器６０２は、スイッチング回路５００が使用される装置、回路、システムの状態（制御対象）を示すフィードバック信号ＳＦＢが所定の目標値に近づくように変調されたパルス信号Ｓｐを生成する。デッドタイムコントローラ６０４は、パルス信号Ｓｐにもとづいて、ハイサイドパルスＳＨとローサイドパルスＳＬを生成する。デッドタイムコントローラ６０４は、ブートストラップキャパシタＣＢの両端間電圧ＶＢＳにもとづいて、ハイサイドトランジスタＭＨとローサイドトランジスタＭＬが同時にオフとなるデッドタイムＴｄの長さを制御する。デッドタイムコントローラ６０４については、図２のデッドタイムコントローラ２１０と同様である。
なお、デジタル制御電源の場合、パルス変調器３１０において、パルス信号Ｓｐに替えて、デューティサイクル指令値を生成してもよい。デッドタイムコントローラ２１０は、デューティサイクル指令値にもとづいて、ハイサイドパルスＳＨとローサイドパルスＳＬを生成してもよい。
図１２は、図１１のスイッチング回路５００を備えるＤＣ／ＤＣコンバータ３００Ａの回路図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ３００Ａは、降圧（Buck）コンバータであり、スイッチング回路５００に加えて、インダクタＬ１、キャパシタＣ１を備える。
スイッチング回路５００の用途は、降圧コンバータに限定されず、図１０（ｂ）～（ｆ）に示すさまざまなスイッチング電源に利用できる。
図１３は、絶縁型電源７００のブロック図である。この絶縁型電源７００は図１０（ｂ）のフォワードコンバータであり、コントローラ７１０、一次側のゲート駆動回路７２０、二次側のゲート駆動回路７３０、カプラ７４０を備える。一次側と二次側は絶縁されており、コントローラ７１０は二次側に配置されている。
コントローラ７１０は、図１１のコントローラ６００と同様に構成され、パルス変調器７１２およびデッドタイムコントローラ７１４を含む。コントローラ７１０のうち二次側の制御に関するブロックは省略しており、それについては公知技術を用いればよい。パルス変調器７１２は、フィードバック信号ＳＦＢが目標値に近づくように、パルス信号Ｓｐを生成する。デッドタイムコントローラ７１４は、パルス信号Ｓｐにもとづいて、ハイサイドパルスＳＨおよびローサイドパルスＳＬを生成し、出力ピンＨＯ１，ＬＯ１から出力する。ハイサイドパルスＳＨおよびローサイドパルスＳＬは、カプラ７４０を介して、一次側のゲート駆動回路７２０に供給される。デッドタイムコントローラ７１４には、一次側のＶＢ－ＶＳピン間の電圧ＶＢＳに関する情報が入力される。
なお、デジタル制御電源の場合、パルス変調器７１２において、パルス信号Ｓｐに替えて、デューティサイクル指令値を生成してもよい。デッドタイムコントローラ７１４は、デューティサイクル指令値にもとづいて、ハイサイドパルスＳＨとローサイドパルスＳＬを生成してもよい。
電圧ＶＢＳに関する情報ＩＮＦＯの生成方法および伝送方法は特に限定されない。たとえば一次側において、電圧ＶＢＳをその目標値ＶＢＳ（ＲＥＦ）の大小関係を比較し、比較結果を示すデジタル信号を、二次側から一次側にカプラを介して伝送してもよい。あるいは一次側において、電圧ＶＢＳをその目標値ＶＢＳ（ＲＥＦ）の誤差を示すアナログ信号を生成し、フォトカプラを利用して二次側に伝送してもよい。あるいは一次側において、電圧ＶＢＳをその目標値ＶＢＳ（ＲＥＦ）の誤差を示すデジタル信号を生成し、カプラを利用して二次側に伝送してもよい。デッドタイムコントローラ７１４は、一次側から伝送された情報ＩＮＦＯにもとづいて、電圧ＶＢＳがその目標値ＶＢＳ（ＲＥＦ）に近づくように、ハイサイドパルスＳＨとローサイドパルスＳＬのデッドタイムをフィードバック制御する。
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
デッドタイムのフィードバックの方法は、図７のフローチャートに限定されない。たとえば、ハイサイド電源電圧ＶＢＳとその目標電圧ＶＢＳ（ＲＥＦ）の誤差をエラーアンプによって増幅し、エラーアンプの出力に応じてデッドタイムの長さを設定してもよい。あるいは、ハイサイド電源電圧ＶＢＳをデジタル信号に変換し、その目標値ＶＢＳ（ＲＥＦ）の誤差がゼロに近づくように、ＰＩ（Proportional-Integral）補償器あるいはＰＩＤ（Proportional-Integral-Differential）補償器によってデッドタイムの長さをフィードバック制御してもよい。
スイッチング回路は、電源のほか、モータ駆動回路などさまざまな用途で使用されており、本発明は電源以外の用途にも適用可能である。
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
１００ スイッチング回路
ＭＨ ハイサイドトランジスタ
ＭＬ ローサイドトランジスタ
ＣＢ ブートストラップキャパシタ
２００ ゲート駆動回路
２０２ ハイサイドドライバ
２０４ ローサイドドライバ
２０６ レベルシフタ
２１０ デッドタイムコントローラ
２１２ コンパレータ
２１４ デッドタイム調節回路
２１６ パルス発生器
３００ ＤＣ／ＤＣコンバータ
３１０ コントローラ
５００ スイッチング回路
６００ コントローラ
６０２ パルス変調器
６０４ デッドタイムコントローラ
７１０ コントローラ
７１２ パルス変調器
７１４ デッドタイムコントローラ

Claims (12)

  1. 直列に接続されるハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを含むスイッチング回路のゲート駆動回路であって、
    前記ハイサイドトランジスタと前記ローサイドトランジスタの接続ノードと接続されるとともに、ブートストラップキャパシタの一端が接続されているスイッチング端子と、
    前記ブートストラップキャパシタの他端が接続されるブートストラップ端子と、
    その出力が前記ハイサイドトランジスタのゲートと接続され、その上側電源ノードが前記ブートストラップ端子と接続され、その下側電源ノードが、前記スイッチング端子と接続されるハイサイドドライバと、
    その出力が前記ローサイドトランジスタのゲートと接続されるローサイドドライバと、
    前記ブートストラップ端子に定電圧を印加する整流素子と、
    前記ブートストラップ端子と前記スイッチング端子の電位差にもとづいて、前記ハイサイドトランジスタと前記ローサイドトランジスタが同時にオフとなるデッドタイムの長さを制御するデッドタイムコントローラと、
    を備えることを特徴とするゲート駆動回路。
  2. 前記デッドタイムコントローラは、前記電位差を所定の目標電圧と比較するコンパレータを含み、前記コンパレータの出力に応じて、前記デッドタイムを増減することを特徴とする請求項１に記載のゲート駆動回路。
  3. 前記デッドタイムコントローラは、前記電位差が所定の目標電圧に近づくように、前記デッドタイムをフィードバック制御することを特徴とする請求項１に記載のゲート駆動回路。
  4. 前記デッドタイムコントローラは、前記ハイサイドトランジスタがターンオンするときのデッドタイムと、前記ローサイドトランジスタがターンオンするときのデッドタイムと、を独立に制御することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のゲート駆動回路。
  5. 請求項１から４のいずれかに記載のゲート駆動回路を備えることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御回路。
  6. スイッチング回路の制御回路であって、
    前記スイッチング回路は、
    ハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを含むスイッチング回路と、
    ブートストラップキャパシタが接続されており、ハイサイドパルスにもとづいて前記ハイサイドトランジスタを駆動し、ローサイドパルスにもとづいて前記ローサイドトランジスタを駆動するゲート駆動回路と、
    を備え、
    前記制御回路は、
    フィードバック信号が所定の目標値に近づくように変調されたパルス信号を生成するパルス変調器と、
    前記パルス信号にもとづいて、前記ハイサイドパルスと前記ローサイドパルスを生成するデッドタイムコントローラと、
    を備え、前記デッドタイムコントローラは、前記ブートストラップキャパシタの両端間電圧にもとづいて、前記ハイサイドトランジスタと前記ローサイドトランジスタが同時にオフとなるデッドタイムの長さを制御することを特徴とする制御回路。
  7. 前記デッドタイムコントローラは、前記ブートストラップキャパシタの両端間電圧を所定の目標電圧と比較するコンパレータを含み、前記コンパレータの出力に応じて、前記デッドタイムを増減することを特徴とする請求項６に記載の制御回路。
  8. 前記デッドタイムコントローラは、前記ブートストラップキャパシタの両端間電圧が所定の目標電圧に近づくように、前記デッドタイムをフィードバック制御することを特徴とする請求項６に記載の制御回路。
  9. 前記デッドタイムコントローラは、前記ハイサイドトランジスタがターンオンするときのデッドタイムと、前記ローサイドトランジスタがターンオンするときのデッドタイムと、を独立に制御することを特徴とする請求項６から８のいずれかに記載の制御回路。
  10. 前記スイッチング回路はスイッチング電源の一部分であることを特徴とする請求項６から９のいずれかに記載の制御回路。
  11. 前記スイッチング電源は絶縁型電源であり、
    前記ゲート駆動回路は前記絶縁型電源の一次側に配置され、前記制御回路は、前記絶縁型電源の二次側に配置され、
    前記ハイサイドパルスおよび前記ローサイドパルスは、カプラを介して前記ゲート駆動回路に供給されることを特徴とする請求項１０に記載の制御回路。
  12. 請求項６から１１のいずれかに記載の制御回路を備えることを特徴とするスイッチング電源。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112994436B (zh) * 2021-02-04 2022-06-03 重庆先进光电显示技术研究院 一种栅极开启电压产生电路、显示面板驱动装置及显示装置
CN113746305B (zh) * 2021-08-30 2023-04-25 深圳数马电子技术有限公司 栅极驱动电路和多相智能功率模块
WO2023140353A1 (ja) * 2022-01-24 2023-07-27 ローム株式会社 ゲート駆動回路、スイッチング回路、スイッチング電源およびその制御回路

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060273774A1 (en) 2005-06-06 2006-12-07 Micrel, Inc. Control circuit for monitoring and maintaining a bootstrap voltage in an n-channel buck regulator
JP2011199972A (ja) 2010-03-18 2011-10-06 Fujitsu Semiconductor Ltd スイッチング電源の制御回路及び電子機器
JP2015511112A (ja) 2012-03-16 2015-04-13 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 ＧａＮＦＥＴのゲートの保護のためのドライバ回路のためのシステム及び装置
WO2017126103A1 (ja) 2016-01-22 2017-07-27 三菱電機株式会社 制御回路
WO2019111504A1 (ja) 2017-12-06 2019-06-13 富士電機株式会社 スイッチング電源装置の制御方法、スイッチング電源装置およびその制御回路
JP2019140752A (ja) 2018-02-07 2019-08-22 ローム株式会社 スイッチング回路、ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路
WO2019193805A1 (ja) 2018-04-02 2019-10-10 ローム株式会社 スイッチ駆動装置

Family Cites Families (44)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5754065A (en) * 1995-11-07 1998-05-19 Philips Electronics North America Corporation Driving scheme for a bridge transistor
US6118336A (en) * 1998-10-30 2000-09-12 Intersil Corporation Start-up circuit for self oscillating class D modulator
US7026801B2 (en) * 2003-09-15 2006-04-11 Texas Instruments Incorporated Guaranteed bootstrap hold-up circuit for buck high side switch
EP1919082B1 (en) * 2006-10-30 2009-12-02 Infineon Technologies Austria AG Circuit arrangement and methods for driving a high-side semiconductor switch
US7872883B1 (en) * 2008-01-29 2011-01-18 Fairchild Semiconductor Corporation Synchronous buck power converter with free-running oscillator
JP5015035B2 (ja) * 2008-02-27 2012-08-29 株式会社リコー 降圧型スイッチングレギュレータ
US8014176B2 (en) * 2008-07-25 2011-09-06 Cirrus Logic, Inc. Resonant switching power converter with burst mode transition shaping
JP4734390B2 (ja) * 2008-09-19 2011-07-27 株式会社東芝 コンバータの制御回路
US8976543B1 (en) * 2011-03-15 2015-03-10 Lockheed Martin Corporation Full bridge power supply with digital feedback
US8493048B2 (en) * 2011-05-23 2013-07-23 Alpha And Omega Semiconductor Incorporated Constant on-time switching regulator implementing light load control
US9143043B2 (en) * 2012-03-01 2015-09-22 Infineon Technologies Ag Multi-mode operation and control of a resonant converter
US8860394B2 (en) * 2012-06-28 2014-10-14 Intersil Americas LLC Fast dynamic voltage response for voltage regulators with droop control
JP6272036B2 (ja) * 2013-02-13 2018-01-31 株式会社Ｓｏｋｅｎ 電力変換装置
CN204068706U (zh) * 2013-04-11 2014-12-31 雅达电子国际有限公司 多级电力转换器
TWM472362U (zh) * 2013-08-07 2014-02-11 Richtek Technology Corp 降壓型切換式電源供應器
TWI501528B (zh) * 2013-12-27 2015-09-21 Anpec Electronics Corp 降壓轉換器及降壓轉換器的控制方法
JP6382002B2 (ja) * 2014-07-11 2018-08-29 ローム株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP6368196B2 (ja) * 2014-08-28 2018-08-01 ローム株式会社 降圧ｄｃ／ｄｃコンバータおよびそのコントロールｉｃ、オフィス用通信機器、電動自転車
US9882500B2 (en) * 2014-12-07 2018-01-30 Alpha & Omega Semiconductor (Cayman), Ltd. Power supply device
US10673339B2 (en) * 2015-07-23 2020-06-02 Texas Instruments Incorporated Hysteretic control for transformer based power converters
EP3157153B1 (en) * 2015-10-15 2021-12-22 Nxp B.V. Dc-dc converters having a half-bridge node, controllers therefor and methods of controlling the same
US9692308B2 (en) * 2015-10-30 2017-06-27 Infineon Technologies Austria Ag Switch-mode power supply current monitoring with over current and overload protection
JP2017093158A (ja) * 2015-11-10 2017-05-25 ローム株式会社 降圧ｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御回路、制御方法、ならびに車載用電源装置
US9893634B2 (en) * 2016-05-06 2018-02-13 Semiconductor Components Industries, Llc Hybrid control technique for power converters
US10098194B1 (en) * 2016-09-06 2018-10-09 Universal Lighting Technologies, Inc. Current and voltage control circuit and method for a class II LED driver
US10454472B2 (en) * 2016-12-01 2019-10-22 Efficient Power Conversion Corporation Bootstrap capacitor over-voltage management circuit for GaN transistor based power converters
CN110089027B (zh) * 2016-12-22 2023-11-03 辛纳普蒂克斯公司 误差放大和频率补偿电路及方法
US10135341B1 (en) * 2017-07-17 2018-11-20 Texas Instruments Incorporated Dual ramp modulation for a switch-mode power supply
US10320303B1 (en) * 2017-09-01 2019-06-11 Universal Lighting Technologies, Inc Frequency controlled dummy load to stabilize PFC operation at light load conditions
US10476399B1 (en) * 2017-09-29 2019-11-12 Universal Lighting Technologies, Inc. Frequency control method for self-oscillating circuit
US10483864B1 (en) * 2017-09-29 2019-11-19 Universal Lighting Technologies, Inc. Method for detecting short circuit conditions in frequency control loop components
US10469066B1 (en) * 2018-07-27 2019-11-05 Texas Instruments Incorporated Trickle charge control
US11005356B2 (en) * 2018-11-07 2021-05-11 Rohm Co., Ltd. Power supply control device and LLC resonant converter
US10833672B2 (en) * 2018-11-15 2020-11-10 Rohm Co., Ltd. Driving circuit for high-side transistor, switching circuit, and controller for DC/DC converter
US10862399B1 (en) * 2019-06-27 2020-12-08 Cypress Semiconductor Corporation Primary controller calibration and trimming using secondary controller in secondary-controlled flyback converters
US10951107B2 (en) * 2019-06-27 2021-03-16 Cypress Semiconductor Corporation Communicating fault indications between primary and secondary controllers in a secondary-controlled flyback converter
US11552565B2 (en) * 2019-08-12 2023-01-10 Texas Instruments Incorporated Switch-mode power supply with load current based throttling
US11114945B2 (en) * 2019-08-22 2021-09-07 Cypress Semiconductor Corporation Secondary-controlled active clamp implementation for improved efficiency
US10756644B1 (en) * 2019-08-22 2020-08-25 Cypress Semiconductor Corporation Controlled gate-source voltage N-channel field effect transistor (NFET) gate driver
US11545897B2 (en) * 2019-09-17 2023-01-03 Qualcomm Incorporated Gate driver power-saving method for switched-mode power supplies in pulse-skipping mode
US20210126538A1 (en) * 2019-10-25 2021-04-29 Texas Instruments Incorporated Bootstrap capacitor refreshing for inverting buck-boost dc-dc converters
JP7406371B2 (ja) * 2019-12-27 2023-12-27 ローム株式会社 絶縁型電源およびその制御回路
IT202000016072A1 (it) * 2020-07-02 2022-01-02 St Microelectronics Srl Circuito di pilotaggio, dispositivo e procedimento di funzionamento corrispondenti
US11133797B1 (en) * 2020-11-24 2021-09-28 Diodes Incorporated Bootstrap circuit for gate driver

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060273774A1 (en) 2005-06-06 2006-12-07 Micrel, Inc. Control circuit for monitoring and maintaining a bootstrap voltage in an n-channel buck regulator
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