JP2015035897A - 電動機制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを抑制する。【解決手段】電動機制御装置（１５）は、電力変換器（１３）と平滑コンデンサ（１４）と三相交流電動機（１４）とを備える電動機システムを制御する電動機制御装置であって、相電圧指令信号（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）に対して三次高調波信号を加算することで変調信号（Ｖｍｕ、Ｖｍｖ、Ｖｍｗ）を生成する生成手段（１５６ｕ、１５６ｖ、１５６ｗ）と、変調信号を用いて電力変換器の動作を制御する制御手段（１５７）とを備え、三次高調波信号は、各相において、相電流（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで相電圧指令信号の信号レベルの絶対値よりも変調信号の信号レベルの絶対値を大きくする第１信号成分（Ｔｈ２）を含む。【選択図】図４

Description

本発明は、例えば、三相交流電動機を備える電動機システムを制御する電動機制御装置の技術分野に関する。

三相交流電動機を駆動するための制御方法の一例として、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御があげられる。ＰＷＭ制御は、三相交流電動機に供給される相電流を所望値と一致させるという観点から設定された相電圧指令信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて、直流電圧（直流電力）を交流電圧（交流電力）に変換する電力変換器を制御する（特許文献２参照）。尚、ＰＷＭ制御は、交流電圧を直流電圧に変換する電力変換器を制御するために用いられることもある（特許文献１参照）。

ところで、電力変換器に入力される又は電力変換器から出力される直流電圧の変動を抑制するための平滑コンデンサが、電力変換器に対して電気的に並列に接続されることが多い。近年では、平滑コンデンサの容量を小さくすることで、平滑コンデンサの小型化が図られることが多い。しかしながら、平滑コンデンサの容量が小さくなると、平滑コンデンサの端子間電圧のリプル（いわゆる、脈動成分）が相対的に大きくなってしまうおそれがある。そこで、このような平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを抑制（低減）するために三次高調波信号を利用する技術が、特許文献１及び特許文献２に開示されている。具体的には、特許文献１には、交流電源からの入力電流の電流波形が、交流電源と同一周波数の正弦波及び三次高調波の合成波と一致するように、電力変換器が備えるスイッチング素子を制御する技術が開示されている。特許文献２には、三相変調波及び三次高調波を重畳させた変調波を用いたＰＷＭ制御を行うことで、電力変換器の一例であるインバータ回路を制御する技術が開示されている。

特開２０１０−２６３７７５号公報 特開２００４−１２０８５３号公報

しかしながら、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルの発生要因によっては、特許文献１及び特許文献２に開示された技術のみでは、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを十分に抑制することができないおそれがあるという技術的問題点が生ずる。

本発明が解決しようとする課題には上記のようなものが一例として挙げられる。本発明は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルをより好適に抑制することができる電動機制御装置を提供することを課題とする。

＜１＞
本発明の電動機制御装置は、直流電源と、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する電力変換器と、前記電力変換器に対して電気的に並列に接続される平滑コンデンサと、前記電力変換器から出力される交流電力を用いて駆動する三相交流電動機とを備える電動機システムを制御する電動機制御装置であって、前記三相交流電動機の動作を規定する相電圧指令信号に対して三次高調波信号を加算することで変調信号を生成する生成手段と、前記変調信号を用いて前記電力変換器の動作を制御する制御手段とを備え、前記三次高調波信号は、前記三相交流電動機の各相において、前記三相交流電動機に供給される相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで前記相電圧指令信号の信号レベルの絶対値よりも前記変調信号の信号レベルの絶対値を大きくする第１信号成分を含む。

本発明の電動機制御装置によれば、電動機システムを制御することができる。電動機制御装置による制御対象となる電動機システムは、直流電源と、平滑コンデンサと、電力変換器と、三相交流電動機とを備えている。直流電源は、直流電力（言い換えれば、直流電圧や、直流電流）を出力する。平滑コンデンサは、電力変換器に対して電気的に並列に接続される。典型的には、平滑コンデンサは、直流電源に対して電気的に並列に接続される。従って、平滑コンデンサは、平滑コンデンサの端子間電圧（つまり、直流電源及び電力変換器の夫々の端子間電圧）の変動を抑制することができる。電力変換器は、直流電源から供給される直流電力を交流電力（典型的には、三相交流電力）に変換する。その結果、三相交流電動機は、電力変換器から当該三相交流電動機に供給される交流電力を用いて駆動する。

このような電動機システムを制御するために、電動機制御装置は、生成手段と、制御手段とを備えている。

生成手段は、相電圧指令信号に対して三次高調波信号を加算することで、変調信号を生成する。つまり、生成手段は、三相交流電動機の各相（つまり、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる三相の夫々）に対応する相電圧指令信号に対して、三次高調波信号を加算する。その結果、生成手段は、三相交流電動機の各相（つまり、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相からなる三相の夫々）に対応する変調信号を生成する。

相電圧指令信号は、三相交流電動機の動作を規定する交流信号である。例えば、相電圧指令信号は、三相交流電動機が出力するトルクを所望値と一致させるという観点から適宜設定されてもよい。

三次高調波信号は、相電圧指令信号の周波数の３倍の周波数を有する信号（典型的には、交流信号）である。本発明では特に、三次高調波信号は、三相交流電動機に供給される相電流の信号レベル（例えば、ゼロレベル又はリファレンスレベルを基準とする信号レベル）の絶対値が最小になる（典型的には、ゼロになる）タイミングで、以下の状態を実現するように作用する三次高調波信号である第１信号成分を含んでいる。尚、第１信号成分は、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングとは異なる他のタイミングでは以下の状態を実現するように作用しない三次高調波信号であってもよい。但し、第１信号成分は、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングとは異なる他のタイミングにおいても以下の状態を実現するように作用する三次高調波信号であってもよい。

具体的には、第１信号成分は、各相において、相電流の信号レベルの絶対値が最小になる（典型的には、ゼロになる）タイミングで、変調信号の信号レベルの絶対値を相電圧指令信号の信号レベルの絶対値よりも大きくするように作用する信号成分である。言い換えれば、第１信号成分は、各相において、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングでの変調信号の信号レベルの絶対値を、同一タイミングでの相電圧指令信号の信号レベルの絶対値よりも大きくするように作用する信号成分である。例えば、三相のうちの所望相に着目すると、第１信号成分を含む三次高調波信号が所望相の相電圧信号に加算されると、所望相の相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、所望相の相電圧指令信号の信号レベルの絶対値よりも所望相の変調信号の信号レベルの絶対値が大きくなる。

尚、三次高調波信号として、三相交流電動機の三相の全てで共用される共通の三次高調波信号が用いられてもよい。この場合、各相の相電圧指令信号に対して、当該共通の三次高調波信号が加算されてもよい。或いは、三次高調波信号として、三相交流電動機の三相の夫々に個別に用意される三次高調波信号が用いられてもよい。この場合、各相の相電圧指令信号に対して、各相に対応する三次高調波信号が加算されてもよい。

制御手段は、生成手段が生成した変調信号を用いて電力変換器の動作を制御する。例えば、制御手段は、変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて電力変換器の動作を制御してもよい。その結果、電力変換器は、相電圧指令信号に応じた交流電力を三相交流電動機に対して供給する。従って、三相交流電動機は、相電圧指令信号に応じた態様で駆動する。

以上説明した電動機制御装置によれば、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルをより好適に抑制することができる。以下、その理由について説明する。

まず、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルは、相電流の信号レベルの絶対値が最小になる（典型的には、ゼロになる）タイミングで発生し得る。より具体的には、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングにおいて、その他のタイミングで発生し得るリプルと比較して、相対的に大きなリプルが局所的に発生し得る。ここで、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで相対的に大きなリプルが発生し得る要因の一つは、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで電力変換器の動作状態が特定の状態（例えば、後に図面を用いて説明する、直流電源から供給される直流電力の大部分が電力変換器に供給されることなく平滑コンデンサに供給される還流モード）になってしまうことである。このようなリプルの発生要因を考慮すれば、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで電力変換器の動作状態が特定の状態になる期間が調整される（典型的には、短縮される）ことで、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングでの相対的に大きなリプルの発生が抑制されると想定される。

そこで、本発明の電動制御装置は、上述したように、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで変調信号の信号レベルの絶対値を相電圧指令信号の信号レベルの絶対値よりも大きくする。その結果、電動機制御装置は、変調信号を用いて電力変換器の動作を制御することができるがゆえに、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングにおいて、電力変換器の動作状態を特定の状態から他の状態へと強制的に変えることができる。典型的には、電動機制御装置は、三次高調波信号が加算されていない相電圧指令信号を用いて電力変換器の動作を制御する場合と比較して、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングにおいて、電力変換器の動作状態を特定の状態から他の状態へと早期に変えることができる。つまり、電動機制御装置は、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングにおいて、電力変換器の動作状態が特定の状態になる期間を相対的に短くすることができる。その結果、電動機制御装置は、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングでの相対的に大きなリプルの発生を好適に抑制することができる。つまり、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを好適に抑制することができる。

＜２＞
本発明の電動機制御装置の他の態様では、前記第１信号成分は、所望相の前記相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、（ｉ）信号レベルの絶対値がゼロより大きくなり、且つ、（ｉｉ）信号レベルの極性が前記所望相の前記相電圧指令信号の極性と同一になる信号成分を含む。

この態様によれば、電動機制御装置は、このような第１信号成分を含む三次高調波信号を相電圧指令信号に加算することで、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングでの相対的に大きなリプルの発生を好適に抑制することができる。

＜３＞
本発明の電動機制御装置の他の態様では、前記第１信号成分は、所望相の前記相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、（ｉ）信号レベルの絶対値が最大となり、且つ、（ｉｉ）信号レベルの極性が前記所望相の前記相電圧指令信号の極性と同一になる信号成分を含む。

この態様によれば、電動機制御装置は、このような第１信号成分を含む三次高調波信号を相電圧指令信号に加算することで、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングでの相対的に大きなリプルの発生をより一層好適に抑制することができる。

＜４＞
本発明の電動機制御装置の他の態様では、前記三次高調波信号は、前記相電圧指令信号の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最小になる第２信号成分を含む。

この態様によれば、電動機制御装置は、このような第２信号成分を含む三次高調波信号を相電圧指令信号に加算することで、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングとは異なるタイミングで電力変換器の動作状態が特定の状態になることに起因して生じ得るリプルの発生を好適に抑制することができる。

＜５＞
本発明の電動機制御装置の他の態様では、前記電力変換器は、スイッチング素子を備えており、前記制御手段は、前記変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて前記スイッチング素子を制御することで、前記電力変換器の動作を制御し、前記変調信号に基づいて制御される前記スイッチング素子のスイッチング回数が、前記相電圧指令信号に基づいて制御される前記スイッチング素子のスイッチング回数に近づくように、前記キャリア信号の周波数を調整する調整手段を更に備える。

後に図面を用いて詳細に説明するように、キャリア信号の周波数を調整しない場合には、変調信号に基づいて制御されるスイッチング素子のスイッチング回数は、相電圧指令信号に基づいて制御されるスイッチング素子のスイッチング回数よりも少なくなることが多い。このため、変調信号に基づいて電力変換器が制御される場合には、相電圧指令信号に基づいて電力変換器が制御される場合と比較して、スイッチング回数の減少に起因して、電力変換器における損失が低減されることが多い。

一方で、キャリア信号の周波数が調整（典型的には、増加）される場合には、キャリア信号の周波数が調整（典型的には、増加）されない場合と比較して、変調信号に基づいて制御されるスイッチング素子のスイッチング回数が増加する。このため、調整手段は、変調信号に基づいて制御されるスイッチング素子のスイッチング回数が相電圧指令信号に基づいて制御されるスイッチング素子のスイッチング回数に近づくように、キャリア信号の周波数を調整することができる。ここで、電動機制御装置は、変調信号に基づいて制御されるスイッチング素子のスイッチング回数が相電圧指令信号に基づいて制御されるスイッチング素子のスイッチング回数を超えない程度にキャリア信号の周波数を調整すれば、電力変換器の損失の低減という効果（言い換えれば、損失が増大しないという効果）を相応に享受することができることに変わりはない。従って、電動機制御装置は、このような電力変換器の損失の低減という効果（言い換えれば、損失が増大しないという効果）を相応に享受しつつ、キャリア信号の周波数を柔軟に調整することができる。

＜６＞
上述の如く調整手段を備える電動機制御装置の他の態様では、前記調整手段は、前記変調信号に基づいて制御される前記スイッチング素子のスイッチング回数が、前記相電圧指令信号に基づいて制御される前記スイッチング素子のスイッチング回数と一致するように、前記キャリア信号の周波数を調整する。

この態様によれば、電動機制御装置は、電力変換器の損失が増大しないという効果を相応に享受しつつも、キャリア信号の周波数を調整することができる。

＜７＞
上述の如く調整手段を備える電動機制御装置の他の態様では、前記調整手段は、前記キャリア信号の周波数を増加させる。

この態様によれば、電動機制御装置は、電力変換器の損失の低減という効果（言い換えれば、損失が増大しないという効果）を享受しつつ、キャリア信号の周波数の増加（いわゆる、キャリアアップ）を図ることができる。その結果、電動機制御装置は、キャリアアップに起因して、電力変換器におけるノイズの低減という効果をも享受することができる。

本発明の作用及び他の利得は次に説明する実施するための形態から明らかにされる。

第１実施形態の車両の構成を示すブロック図である。 ＥＣＵの構成（特に、インバータの動作を制御するための構成）を示すブロック図である。 第１実施形態におけるインバータ制御動作の流れを示すフローチャートである。 三次高調波信号を、三相電圧指令信号及び三相電流と共に示すグラフである。 三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になる（典型的には、ゼロになる）タイミングで相対的に大きなリプルが発生する理由を説明するためのグラフ及びブロック図である。 三次高調波信号を三相電圧指令信号に加算した場合に発生するリプルを、三次高調波信号を三相電圧指令信号に加算しない場合に発生するリプルと比較しながら示すグラフである。 三次高調波信号の他の例を、三相電圧指令信号及び三相電流と共に示すグラフである。 第２実施形態の車両の構成を示すブロック図である。 第２実施形態におけるインバータ制御動作の流れを示すフローチャートである。 Ｕ相電圧指令信号及びＵ相変調信号とキャリア信号との大小関係並びに当該大小関係に基づいて生成されるＵ相ＰＷＭ信号を示すグラフである。

以下、車両制御装置の実施形態について説明する。

（１）第１実施形態
初めに、図１から図７を参照しながら、第１実施形態について説明する。

（１−１）第１実施形態の車両の構成
まず、図１を参照しながら、第１実施形態の車両１の構成について説明する。図１は、第１実施形態の車両１の構成を示すブロック図である。

図１に示すように、車両１は、直流電源１１と、平滑コンデンサ１２と、「電力変換器」の一具体例であるインバータ１３と、「三相交流電動機」の一具体例であるモータジェネレータ１４と、「電動機制御装置」の一具体例であるＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）１５とを備えている。

直流電源１１は、充電可能な蓄電装置である。直流電源１１の一例として、例えば、二次電池（例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等）や、キャパシタ（例えば、電気二重相キャパシタや大容量のコンデンサ等）が例示される。

平滑コンデンサ１２は、直流電源１１の正極線と直流電源１１の負極線との間に接続された電圧平滑用のコンデンサである。つまり、平滑コンデンサ１２は、正極線と負極線との間の端子間電圧ＶＨの変動を平滑化するためのコンデンサである。

インバータ１３は、直流電源１１から供給される直流電力（直流電圧）を交流電力（三相交流電圧）に変換する。直流電力（直流電圧）を交流電力（三相交流電圧）に変換するために、インバータ１３は、ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎを含むＵ相アーム、ｐ側スイッチング素子Ｑｖｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｖｎを含むＶ相アーム及びｐ側スイッチング素子Ｑｗｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｗｎを含むＷ相アームを備えている。インバータ１３が備える各アームは、正極線と負極線との間に並列に接続されている。ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎは、正極線と負極線との間に直列に接続される。ｐ側スイッチング素子Ｑｖｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｖｎ並びにｐ側スイッチング素子Ｑｗｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｗｎについても同様である。ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐには、ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐのエミッタ端子からｐ側スイッチング素子Ｑｕｐのコレクタ端子へと電流を流す整流用ダイオードＤｕｐが接続されている。ｎ側スイッチング素子Ｑｕｎからｎ側スイッチング素子Ｑｗｎについても同様に、整流用ダイオードＤｕｎから整流用ダイオードＤｗｎが夫々接続されている。インバータ１３における各相アームの上側アーム（つまり、各ｐ側スイッチング素子）と下側アーム（つまり、各ｎ側スイッチング素子）との中間点は、夫々モータジェネレータ１４の各相コイルに接続されている。その結果、インバータ１３による変換動作の結果生成される交流電力（三相交流電圧）が、モータジェネレータ１４に供給される。

モータジェネレータ１４は、三相交流電動発電機である。モータジェネレータ１４は、車両１が走行するために必要なトルクを発生するように駆動する。モータジェネレータ１４が発生したトルクは、当該モータジェネレータ１４の回転軸に機械的に連結された駆動軸を介して、駆動輪に伝達される。尚、モータジェネレータ１４は、車両１の制動時に電力回生（発電）を行ってもよい。

ＥＣＵ１５は、車両１の動作を制御するための電子制御ユニットである。特に、第１実施形態では、ＥＣＵ１５は、インバータ１３の動作を制御するためのインバータ制御動作を行う。尚、ＥＣＵ１５によるインバータ制御動作については、後に詳述する（図３から図４等参照）。

ここで、図２を参照しながら、ＥＣＵ１５の構成（特に、インバータ１３の動作を制御するための構成）について説明する。図２は、ＥＣＵ１５の構成（特に、インバータ１３の動作を制御するための構成）を示すブロック図である。

図２に示すように、ＥＣＵ１５は、電流指令変換部１５１と、三相／二相変換部１５２と、電流制御部１５３と、二相／三相変換部１５４と、高調波生成部１５５と、「生成手段」の一具体例である加算器１５６ｕと、「生成手段」の一具体例である加算器１５６ｖと、「生成手段」の一具体例である加算器１５６ｗと、「制御手段」の一具体例であるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変換部１５７とを備えている。

電流指令変換部１５１は、三相交流電動機１４のトルク指令値ＴＲに基づいて、二相電流指令信号（つまり、ｄ軸電流指令信号Ｉｄｔｇ及びｑ軸電流指令信号Ｉｑｔｇ）を生成する。電流指令変換部１５１は、ｄ軸電流指令信号Ｉｄｔｇ及びｑ軸電流指令信号Ｉｑｔｇを電流制御部１５３に出力する。

三相／二相変換部１５２は、インバータ１３から、フィードバック情報としてのＶ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗを取得する。三相／二相変換部１５２は、三相電流値に相当するＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを、二相電流値に相当するｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。三相／二相変換部１５２は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑを電流制御部１５３に出力する。

電流制御部１５３は、電流指令変換部１５１から出力されるｄ軸電流指令信号Ｉｄｔｇ及びｑ軸電流指令信号Ｉｑｔｇと、三相／二相変換部１５２から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとの差分に基づいて、二相電圧指令信号に相当するｄ軸電圧指令信号Ｖｄ及びｑ軸電圧指令信号Ｖｑを生成する。電流制御部１５３は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ及びｑ軸電圧指令信号Ｖｑを、二相／三相変換部１５４に出力する。

二相／三相変換部１５４は、ｄ軸電圧指令信号Ｖｄ及びｑ軸電圧指令信号Ｖｑを、三相電圧指令信号であるＵ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗに変換する。二相／三相変換部１５４は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕを加算器１５６ｕに出力する。同様に、二相／三相変換部１５４は、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖを加算器１５６ｖに出力する。同様に、二相／三相変換部１５４は、Ｗ相電圧指令信号Ｖｗを加算器１５６ｗに出力する。

高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号（つまり、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗ）及び三相電流値（つまり、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流ＩｖとＷ相電流Ｉｗ）の周波数の３倍の周波数を有する三次高調波信号を生成する。特に、第１実施形態では、高調波生成部１５５は、２種類の三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２を生成する。尚、２種類の三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２については、後に詳述する（図３及び図４参照）。

加算器１５６ｕは、二相／三相変換部１５４から出力されるＵ相電圧指令信号Ｖｕに対して、高調波生成部１５５が生成する２種類の三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２を加算する。その結果、加算器１５６ｕは、Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（＝Ｖｕ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する。加算器１５６ｕは、Ｕ相変調信号ＶｍｕをＰＷＭ変換部１５７に出力する。

加算器１５６ｖは、二相／三相変換部１５４から出力されるＶ相電圧指令信号Ｖｖに対して、高調波生成部１５５が生成する２種類の三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２を加算する。その結果、加算器１５６ｖは、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ（＝Ｖｖ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する。加算器１５６ｖは、Ｖ相変調信号ＶｍｖをＰＷＭ変換部１５７に出力する。

加算器１５６ｗは、二相／三相変換部１５４から出力されるＷ相電圧指令信号Ｖｗに対して、高調波生成部１５５が生成する２種類の三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２を加算する。その結果、加算器１５６ｗは、Ｗ相変調信号Ｖｍｗ（＝Ｖｗ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する。加算器１５６ｗは、Ｗ相変調信号ＶｍｗをＰＷＭ変換部１５７に出力する。

ＰＷＭ変換部１５７は、所定のキャリア周波数ｆを有するキャリア信号ＣとＵ相変調信号Ｖｍｕとの大小関係に基づいて、ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐを駆動するためのＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎを駆動するためのＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｎを生成する。例えば、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号Ｃよりも小さい状態にあるＵ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃに一致すると、ｐ側スイッチング素子ＱｕｐをオンするためのＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを生成してもよい。一方で、例えば、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号Ｃよりも大きい状態にあるＵ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃに一致すると、ｎ側スイッチング素子ＱｕｎをオンするためのＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを生成する。ＰＷＭ変換部１５７は、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを、インバータ１３に出力する。その結果、インバータ１３（特に、インバータ１３が備えるＵ相アームを構成するｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎ）は、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎに応じて動作する。

更に、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとＶ相変調信号Ｖｍｖとの大小関係に基づいて、ｐ側スイッチング素子Ｑｖｐを駆動するためのＶ相ＰＷＭ信号Ｇｖｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｖｎを駆動するためのＶ相ＰＷＭ信号Ｇｖｎを生成する。加えて、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとＷ相変調信号Ｖｍｗとの大小関係に基づいて、ｐ側スイッチング素子Ｑｗｐを駆動するためのＷ相ＰＷＭ信号Ｇｗｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｗｎを駆動するためのＷ相ＰＷＭ信号Ｇｗｎを生成する。Ｖ相ＰＷＭ信号Ｇｖｐ及びＧｖｎ並びにＷ相ＰＷＭ信号Ｇｗｐ及びＧｗｎの生成の態様は、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎの生成の態様と同一である。

（１−２）第１実施形態におけるインバータ制御動作の流れ
続いて、図３を参照しながら、第１実施形態の車両１において行われるインバータ制御動作（つまり、ＥＣＵ１５が行うインバータ制御動作）の流れについて説明する。図３は、第１実施形態におけるインバータ制御動作の流れを示すフローチャートである。

図３に示すように、二相／三相変換部１５４は、三相電圧指令信号（つまり、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗ）を生成する（ステップＳ１１）。尚、三相電圧指令信号の生成方法は、図２を参照しながら上述したとおりである。

ステップＳ１１の動作と並行して又は相前後して、三次高調波生成部１５５は、「第２信号成分」の一具体例である三次高調波信号Ｖｈ１を生成する（ステップＳ１２）。ステップＳ１１及びステップＳ１２の動作と並行して又は相前後して、三次高調波生成部１５５は、「第１信号成分」の一具体例である三次高調波信号Ｖｈ２を生成する（ステップＳ１３）。

ここで、図４を参照しながら、三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２について説明する。図４は、三次高調波信号Ｖｈ１及びＶｈ２を、三相電圧指令信号及び三相電流と共に示すグラフである。

図４の３段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ１は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗの夫々（図４の１段目のグラフ参照）の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最小になる三次高調波信号である。言い換えれば、三次高調波信号Ｖｈ１は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗの夫々の信号レベルの絶対値が最小になる位相と、三次高調波信号Ｖｈ１の信号レベルの絶対値が最小になる位相とが一致するという条件を満たす三次高調波信号である。つまり、三次高調波信号Ｖｈ１は、少なくとも一つの相電圧指令信号の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最小になる三次高調波信号である。

例えば、三次高調波信号Ｖｈ１は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗの夫々の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルがゼロになる三次高調波信号であってもよい。言い換えれば、三次高調波信号Ｖｈ１は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖ及びＷ相電圧指令信号Ｖｗの夫々の信号レベルがゼロになる位相と、三次高調波信号Ｖｈ１の信号レベルがゼロになる位相とが一致するという条件を満たす三次高調波信号であってもよい。

図４の３段目のグラフに示す例では、例えば、三次高調波信号Ｖｈ１の信号レベルは、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の白い丸印参照）でゼロになる。同様に、三次高調波信号Ｖｈ１の信号レベルは、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の白い四角印参照）でゼロになる。同様に、三次高調波信号Ｖｈ１の信号レベルは、Ｗ相電圧指令信号Ｖｗの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の白い三角印参照）でゼロになる。

高調波生成部１５５は、二相／三相変換部１５４が生成する三相電圧指令信号を参照することで、三次高調波信号Ｖｈ１を生成してもよい。例えば、高調波生成部１５５は、メモリ等に格納されているパラメータによって規定されている三次高調波信号の基本信号の位相を、二相／三相変換部１５４が生成する三相電圧指令信号の位相に応じてシフトすることで、三次高調波信号Ｖｈ１を生成してもよい。或いは、例えば、高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号を分周することで三次高調波信号の基本信号を生成すると共に、当該基本信号の位相を、二相／三相変換部１５４が生成する三相電圧指令信号の位相に応じてシフトすることで、三次高調波信号Ｖｈ１を生成してもよい。

一方で、図４の４段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々（図４の２段目のグラフ参照）の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号である。言い換えれば、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルの絶対値が最小になる位相と、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの絶対値が最大になる位相とが一致するという条件を満たす三次高調波信号である。つまり、三次高調波信号Ｖｈ２は、少なくとも一つの相電流の信号レベルが最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号である。

例えば、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号であってもよい。

加えて、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕの極性と一致する極性を有する三次高調波信号である。更に、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングでＶ相電圧指令信号Ｖｖの極性と一致する極性を有する三次高調波信号である。更に、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングでＷ相電圧指令信号Ｖｗの極性と一致する極性を有する三次高調波信号である。つまり、三次高調波信号Ｖｈ２は、所望相の相電流の信号レベルが最小になるタイミングで、当該所望相の相電圧指令信号の極性と一致する極性を有する三次高調波信号である。

図４の４段目のグラフに示す例では、例えば、（ｉ）三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの絶対値は、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の黒い丸印参照）で最大となり、（ｉｉ）Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの極性は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕの極性と一致する。同様に、例えば、（ｉ）三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの絶対値は、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の黒い四角印参照）で最大となり、（ｉｉ）Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの極性は、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖの極性と一致する。同様に、例えば、（ｉ）三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの絶対値は、Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルがゼロになるタイミング（図４中の黒い三角印参照）で最大となり、（ｉｉ）Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルの極性は、Ｗ相電圧指令信号Ｖｗの極性と一致する。

高調波生成部１５５は、インバータ１３からフィードバック情報として取得可能な三相電流値を参照することで、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。例えば、高調波生成部１５５は、メモリ等に格納されているパラメータによって規定されている三次高調波信号の基本信号の位相を、三相電流値の位相に応じてシフトすることで、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。或いは、例えば、高調波生成部１５５は、三相電流値又は三相電圧指令信号を分周することで三次高調波信号の基本信号を生成すると共に、当該基本信号の位相を、三相電流値の位相に応じてシフトすることで、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。

或いは、二相／三相変換部１５４が三相電圧指令信号を生成した時点で、高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号の位相を基準とする三相電流値の位相のずれ量（例えば、所望相の三相電圧指令信号の信号レベルがゼロになる位相を基準とする、当該所望相の三相電流値の信号レベルがゼロになる位相のずれ量）δを算出することができる。この場合には、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の位相を、位相のずれ量δに応じて定まる量だけシフトさせることで、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。例えば、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の位相を、３×δ°−９０°（但し、上述した位相のずれ量δの方向（つまり、所望相の三相電圧指令信号の信号レベルがゼロになる位相から所望相の三相電流値の信号レベルがゼロになる位相に向かう方向）を正の方向とする）だけシフトさせることで、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。或いは、高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号の信号レベルがゼロになる位相から位相のずれ量δに応じて定まる量だけシフトした位相が、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルがゼロになる位相と一致するように、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。例えば、高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号の信号レベルがゼロになる位相からδ°−３０°だけシフトした位相が三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルがゼロになる位相と一致するように、三次高調波信号の基本信号等から三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。

尚、三次高調波信号Ｖｈ２は、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号でなくともよい。具体的には、三次高調波信号Ｖｈ２は、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値がゼロより大きくなる三次高調波信号であってもよい。言い換えれば、三次高調波信号Ｖｈ２は、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値がゼロにならない三次高調波信号であってもよい。但し、この場合であっても、三次高調波信号Ｖｈ２は、所望相の相電流の信号レベルが最小になるタイミングで、当該所望相の相電圧指令信号の極性と一致する極性を有する三次高調波信号である。三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値がゼロより大きくなる三次高調波信号Ｖｈ２を生成するために、高調波生成部１５５は、三次高調波信号Ｖｈ１の位相を、３×δ°−Ｘ°（但し、０＜Ｘ＜１８０）だけシフトさせてもよい。或いは、高調波生成部１５５は、三相電圧指令信号の信号レベルがゼロになる位相からδ°−Ｘ／３°だけシフトした位相が、三次高調波信号Ｖｈ２の信号レベルがゼロになる位相と一致するように、三次高調波信号Ｖｈ２を生成してもよい。或いは、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値がゼロより大きくなる三次高調波信号Ｖｈ２を生成するために、高調波生成部１５５は、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号Ｖｈ２（図４の４段目のグラフ参照）の位相を、Ｙ°（但し、−９０＜Ｙ＜９０）だけシフトさせてもよい。尚、図４の５段目のグラフは、図４の４段目のグラフに示す三次高調波信号Ｖｈ２の位相をＹ１°（但し、０＜Ｙ１＜９０）だけシフトさせることで得られる三次高調波信号Ｖｈ２の一例を示している。また、図４の６段目のグラフは、図４の４段目のグラフに示す三次高調波信号Ｖｈ２の位相をＹ２°（但し、−９０＜Ｙ２＜０）だけシフトさせることで得られる三次高調波信号Ｖｈ２の一例を示している。

再び図３において、その後、加算器１５６ｕは、ステップＳ１１で生成されたＵ相電圧指令信号Ｖｕに対して、ステップＳ１２で生成された三次高調波信号Ｖｈ１及びステップＳ１３で生成された三次高調波信号Ｖｈ２を加算する。その結果、加算器１５６ｕは、Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（＝Ｖｕ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する（ステップＳ１４）。加算器１５６ｖもまた同様に、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ（＝Ｖｖ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する（ステップＳ１４）。加算器１５６ｗもまた同様に、Ｗ相変調信号Ｖｍｗ（＝Ｖｖ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する（ステップＳ１４）。

その後、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとＵ相変調信号Ｖｍｕとの大小関係に基づいて、Ｕ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを生成する（ステップＳ１５）。同様に、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとＶ相変調信号Ｖｍｖとの大小関係に基づいて、Ｖ相ＰＷＭ信号Ｇｖｐ及びＧｖｎを生成する（ステップＳ１５）。同様に、ＰＷＭ変換部１５７は、キャリア信号ＣとＷ相変調信号Ｖｍｗとの大小関係に基づいて、Ｗ相ＰＷＭ信号Ｇｗｐ及びＧｗｎを生成する（ステップＳ１５）。その結果、インバータ１３は、各ＰＷＭ信号に基づいて駆動する。

以上説明した第１実施形態のインバータ制御動作によれば、上述した三次高調波信号Ｖｈ２を用いない比較例のインバータ制御動作と比較して、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨのリプルが好適に抑制される。より具体的には、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になる（典型的には、ゼロになる）タイミングでの相対的に大きなリプルの発生が好適に抑制される。以下、図５及び図６を参照しながら、その理由について説明する。図５は、三相電流値の信号レベルの絶対値が最小になる（典型的には、ゼロになる）タイミングで相対的に大きなリプルが発生する理由を説明するためのグラフ及びブロック図である。図６は、三次高調波信号Ｖｈ２を三相電圧指令信号に加算した場合に発生するリプルを、三次高調波信号Ｖｈ２を三相電圧指令信号に加算しない場合に発生するリプルと比較しながら示すグラフである。

図５（ａ）に示すように、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルの絶対値が最小になる（図５に示す例では、ゼロになる）タイミングで、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨのリプルが相対的に大きくなる。以下、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングに着目して説明を進める。但し、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルがゼロになるタイミング及びＷ相電流Ｉｗの信号レベルがゼロになるタイミングにおいても同様のことが言える。

図５（ａ）の１段目のグラフに示すように、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミング又は当該タイミングの前後では、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルの絶対値がＷ相電流Ｉｗの信号レベルの絶対値と近似する又は概ね若しくは殆ど一致するという関係を有する。加えて、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングでは、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、Ｖ相電流Ｉｖの極性がＷ相電流Ｉｗの極性と逆になるという関係を有する。その結果、図５（ｂ）に示すように、インバータ１３内を流れる電流（例えば、モータジェネレータ１４からインバータ１３に向かって流れる電流や、インバータ１３からモータジェネレータ１４に向かって流れる電流）の大部分又は殆ど全ては、モータジェネレータ１４からインバータ１３のＶ相アーム及びＷ相アームを介してモータジェネレータ１４へと還流する。つまり、インバータ１３は、実質的には、モータジェネレータ１４からインバータ１３に流入してくる電流の大部分又は殆ど全てをそのままモータジェネレータ１４へと流出させる還流モードで動作していると言える。このような還流モードでインバータ１３が動作している間は、コンデンサ電流（つまり、平滑コンデンサ１２を流れる電流）がゼロ又は概ねゼロに近似する値になる（図５（ａ）の３段目のグラフ参照）。還流モードでインバータ１３が動作している間は、直流電源１１から供給される直流電力の大部分又は殆ど全てが平滑コンデンサ１２に対して供給される。その結果、平滑コンデンサ１３の端子間電圧ＶＨが増加しやすくなる。

従って、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルがゼロになるタイミングで発生し得る端子間電圧ＶＨのリプルを抑制するためには、還流モードでインバータ１３が動作している期間を短くすることが好ましいと想定される。そこで、第１実施形態では、ＥＣＵ１５は、還流モードでインバータ１３が動作している期間を短くするために、三次高調波信号Ｖｈ２を加算することで生成されるＵ相変調信号Ｖｍｕ、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ及びＷ相変調信号Ｖｍｗを用いて、インバータ１３を動作させる。

ここで、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる（或いは、ゼロより大きくなる）という特性を有している。更に、三次高調波信号Ｖｈ２は、所定相の相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで当該所定相の相電圧指令信号の極性と一致する極性を有するという特性を有している。

従って、図６（ｂ）の１段目のグラフに示すように、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２がＵ相電圧指令信号Ｖｕに加算されることで生成されるＵ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕの信号レベルの絶対値よりも大きくなる。尚、図面の簡略化のために図示していないものの、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２がＶ相電圧指令信号Ｖｖに加算されることで生成されるＶ相変調信号Ｖｍｖの信号レベルの絶対値は、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖの信号レベルの絶対値よりも大きくなる。同様に、図面の簡略化のために図示していないものの、Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２がＷ相電圧指令信号Ｖｗに加算されることで生成されるＷ相変調信号Ｖｍｗの信号レベルの絶対値は、Ｗ相電圧指令信号Ｖｗの信号レベルの絶対値よりも大きくなる。

一方で、図６（ａ）の１段目のグラフに示すように、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されることなく生成されるＵ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕの信号レベルの絶対値よりも大きくならない。尚、図面の簡略化のために図示していないものの、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されることなく生成されるＶ相変調信号Ｖｍｖの信号レベルの絶対値は、Ｖ相電圧指令信号Ｖｖの信号レベルの絶対値よりも大きくならない。同様に、図面の簡略化のために図示していないものの、Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルがゼロになるタイミングにおいて、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されることなく生成されるＷ相変調信号Ｖｍｗの信号レベルの絶対値は、Ｗ相電圧指令信号Ｖｗの信号レベルの絶対値よりも大きくならない。

その結果、図６（ａ）及び図６（ｂ）の夫々の１段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２が加算される場合には、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されない場合と比較して、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいてＵ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを下回る期間が短くなる（但し、Ｕ相変調信号Ｖｍｕが正極性である場合）。或いは、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいてＵ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを超える期間が短くなる（但し、Ｕ相変調信号Ｖｍｕが負極性である場合）。Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを上回る又は超える期間が短くなると、インバータ１３を還流モードで動作させる要因となった各スイッチング素子のスイッチング状態が変更される。つまり、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを上回る又は超える期間が短くなると、インバータ１３が還流モードで動作する期間が短くなる（図６（ａ）及び図６（ｂ）の夫々の４段目のグラフ参照）。従って、図６（ａ）及び図６（ｂ）の夫々の３段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２が加算される場合には、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されない場合と比較して、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングで発生し得る端子間電圧ＶＨのリプルが好適に抑制される。尚、同様の理由から、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルがゼロになるタイミングで発生し得る端子間電圧ＶＨのリプルもまた好適に抑制される。

尚、図６（ｂ）は、三相電流値の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号Ｖｈ２を用いた場合の端子間電圧ＶＨ及びコンデンサ電流を示している。しかしながら、三相電流値の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルの絶対値がゼロより大きくなる（但し、最大にはならない）三次高調波信号Ｖｈ２を用いる場合であっても、同様の技術的効果が相応に得られることは言うまでもない。つまり、三相電流値の信号レベルがゼロになるタイミングで信号レベルの絶対値が最大になる三次高調波信号Ｖｈ２（図６（ｂ）参照）の位相をＹ°（但し、−９０＜Ｙ＜９０）シフトさせることで得られる三次高調波信号Ｖｈ２を用いる場合であっても、同様の技術的効果が相応に得られることは言うまでもない。例えば、図６（ｂ）に示す高調波信号Ｖｈ２の位相をＹ１°（但し、０＜Ｙ１＜９０）だけシフトさせることで得られる三次高調波Ｖｈ２を用いる場合であっても、インバータ１３が還流モードで動作する期間が相応に短くなり、結果として、端子間電圧ＶＨのリプルが相応に抑制される。同様に、例えば、図６（ｂ）に示す高調波信号Ｖｈ２の位相をＹ２°（但し、−９０＜Ｙ２＜０）だけシフトさせることで得られる三次高調波Ｖｈ２を用いる場合であっても、インバータ１３が還流モードで動作する期間が相応に短くなり、結果として、端子間電圧ＶＨのリプルが相応に抑制される。

また、三次高調波信号Ｖｈ２によって得られる技術的効果を考慮すれば、三次高調波信号Ｖｈ２は、所定相の相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、当該所定相の相変調信号の信号レベルの絶対値を当該所定相の相電圧指令信号の信号レベルの絶対値よりも大きくするように作用するという特性を有している三次高調波信号であると言える。つまり、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、Ｕ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値をＵ相電圧指令信号Ｖｕの信号レベルの絶対値よりも大きくするように作用するという特性を有している三次高調波信号であると言える。同様に、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、Ｖ相変調信号Ｖｍｖの信号レベルの絶対値をＶ相電圧指令信号Ｖｖの信号レベルの絶対値よりも大きくするように作用するという特性を有している三次高調波信号であると言える。同様に、三次高調波信号Ｖｈ２は、Ｗ相電流Ｉｗの信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、Ｗ相変調信号Ｖｍｗの信号レベルの絶対値をＷ相電圧指令信号Ｖｗの信号レベルの絶対値よりも大きくするように作用するという特性を有している三次高調波信号であると言える。従って、三次高調波信号Ｖｈ２は、図４に例示した三次高調波信号のみならず、このような特性を有する三次高調波信号であればどのような信号であってもよい。

また、上述の説明では、三次高調波信号Ｖｈ２が正弦波である例（図４参照）を用いて説明を進めている。しかしながら、三次高調波信号Ｖｈ２は、三相電圧指令信号又は三相電流値の周波数の３倍の周波数を有する任意の交流信号であってもよい。例えば、図７の３段目及び５段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２は、方形波（いわゆる、パルス波）信号であってもよい。或いは、例えば、図７の４段目及び６段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２は、三角波信号であってもよい。或いは、三次高調波信号Ｖｈ２は、鋸波等の他の形状を有する信号であってもよい。要は、三次高調波信号Ｖｈ２は、同一の波形パターン（好ましくは、信号レベルが変化する同一の波形パターン）が、三相電圧指令信号又は三相電流値の周波数の３倍の周波数に対応する周期で周期的に現れる信号であればよい。三次高調波信号Ｖｈ１についても同様である。

また、上述の説明では、車両１が単一のモータジェネレータ１４を備える例を用いて説明を進めている。しかしながら、車両１は、複数のモータジェネレータ１４を備えていてもよい。この場合。車両１は、モータジェネレータ１４毎に対応するインバータ１３を備えていることが好ましい。また、この場合、ＥＣＵ１５は、インバータ１４毎に独立して上述したインバータ制御動作を行ってもよい。或いは、車両１は、モータジェネレータ１４に加えてエンジンを更に備えていてもよい。つまり、車両１は、ハイブリッド車両であってもよい。

また、上述の説明では、インバータ１３及びモータジェネレータ１４が車両１に搭載される例を用いて説明を進めている。しかしながら、インバータ１３及びモータジェネレータ１４は、車両１以外の任意の機器（例えば、インバータ１３及びモータジェネレータ１４を用いて動作する機器であって、例えば、空調機器等）に搭載されてもよい。インバータ１３及びモータジェネレータ１４が車両１以外の任意の機器に搭載される場合であっても、上述した各種効果が享受されることは言うまでもない。

（２）第２実施形態
続いて、図８から図１０を参照しながら、第２実施形態について説明する。尚、第１実施形態の車両１における構成要素及び動作については、同一の参照符号及びステップ番号を付して、それらの詳細な説明については省略する。

（２−１）第２実施形態の車両の構成
まず、図８を参照しながら、第２実施形態の車両２の構成について説明する。図４は、第２実施形態の車両２の構成を示すブロック図である。

図８に示すように、第２実施形態の車両２は、第１実施形態の車両１と比較して、ＥＣＵ１５に代えてＥＣＵ２５を備えているという点で異なっている。より具体的には、第２実施形態の車両２は、「調整手段」の一具体例である周波数調整部２５８をＥＣＵ２５が備えているという点で、ＥＣＵ１５が周波数調整部２５８を備えていなくともよい第１実施形態の車両１と異なっている。２実施形態の車両２のその他の構成要素は、第１実施形態の車両１のその他の構成要素と同一である。

周波数調整部２５８は、キャリア信号Ｃのキャリア周波数ｆを調整する。尚、周波数調整部２５８によるキャリア周波数ｆの調整動作については後に詳述する（図９及び図１０参照）。

（２−２）第２実施形態におけるインバータ制御動作の流れ
続いて、図９を参照しながら、第２実施形態の車両２において行われるインバータ制御動作（つまり、ＥＣＵ２５が行うインバータ制御動作）の流れについて説明する。図９は第２実施形態の車両２において行われるインバータ制御動作（つまり、ＥＣＵ２５が行うインバータ制御動作）の流れを示すフローチャートである。

図９に示すように、第２実施形態においても、第１実施形態と同様に、ステップＳ１１からステップＳ１４までの動作が行われる。つまり、三相電圧指令信号が生成され（ステップＳ１１）、三次高調波信号Ｖｈ１が生成され（ステップＳ１２）、三次高調波信号Ｖｈ２が生成され（ステップＳ１３）、三相変調信号が生成される（ステップＳ１４）。

第２実施形態では、ＰＷＭ変換部１５７がＰＷＭ信号を生成する前に、周波数調整部２５８が、キャリア信号Ｃのキャリア周波数ｆを調整する（ステップＳ２１）。その後、ＰＷＭ変換部１５７は、周波数調整部２５８が調整したキャリア周波数ｆを有するキャリア信号Ｃを用いて、ＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ１５）。

ここで、図１０を参照しながら、周波数調整部２５８によるキャリア周波数ｆの調整動作について説明する。図１０は、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕ及びＵ相変調信号Ｖｍｕとキャリア信号Ｃとの大小関係並びに当該大小関係に基づいて生成されるＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを示すグラフである。

図１０（ａ）に示すように、Ｕ相電圧指令信号Ｖｕとキャリア信号Ｃ（但し、キャリア周波数ｆ＝ｆ１とする）との大小関係に基づいてＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎが生成されるとする。図１０（ａ）に示すＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを用いてｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎが駆動する場合には、ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎの夫々は、１周期毎に２４回のスイッチングを行う。

一方で、図１０（ｂ）に示すように、第２実施形態では、第１実施形態と同様に、Ｕ相変調信号Ｖｍｕとキャリア信号Ｃ（但し、キャリア周波数ｆ＝ｆ１とする）との大小関係に基づいてＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎが生成される。図１０（ｂ）に示すＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを用いてｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎが駆動する場合には、ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎの夫々は、１周期毎に２０回のスイッチングを行う。つまり、三次高調波信号Ｖｈ２を用いる場合には、三次高調波信号Ｖｈ２を用いない場合と比較して、ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎの夫々のスイッチングが減少する。この理由は、三次高調波信号Ｖｈ２がＵ相電圧指令信号Ｖｕに加算される分だけＵ相変調信号Ｖｍｕの信号レベルの絶対値が大きくなり、結果として、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃの頂点を超えやすくなるからである。

従って、周波数調整部２５８がキャリア周波数ｆを調整しなければ、スイッチング回数が減少した分だけ、インバータ１３における損失が低減される。つまり、三次高調波信号Ｖｈ２が加算される場合には、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されない場合と比較して、インバータ１３における損失が低減される。このような効果は、周波数調整部２５８を備えていない第１実施形態の車両１において実現される。

一方で、第２実施形態では、周波数調整部２５８は、スイッチング回数の減少に起因したインバータ１３での損失の低減よりも、スイッチング回数を維持したままでのキャリア周波数ｆの増加を優先する。具体的には、図１０（ｃ）に示すように、第２実施形態では、周波数調整部２５８は、三次高調波信号Ｖｈ２が加算される場合のスイッチング回数と三次高調波信号Ｖｈ２が加算されない場合のスイッチング回数とが一致するまで、キャリア周波数ｆを増加させる。例えば、図１０（ｃ）に示す例では、周波数調整部２５８は、キャリア周波数ｆを、ｆ１からｆ２（但し、ｆ２＞ｆ１）に増加させている。この場合、図１０（ｃ）に示すＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎが生成される。図１０（ｃ）に示すＵ相ＰＷＭ信号Ｇｕｐ及びＧｕｎを用いてｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎが駆動する場合には、ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎの夫々は、１周期毎に２４回のスイッチングを行う。

このように、第２実施形態では、三次高調波信号Ｖｈ２が加算される場合には、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されない場合と比較して、ｐ側スイッチング素子Ｑｕｐ及びｎ側スイッチング素子Ｑｕｎのスイッチング回数が増加することはない。従って、第２実施形態では、スイッチング回数の増加に伴うインバータ１３での損失の増加を引き起こすことなく、キャリア周波数ｆの増加（いわゆる、キャリアアップ）が実現される。その結果、スイッチング回数の維持に起因して、インバータ１３での損失が増加しないという効果が実現されると共に、キャリアアップに起因して、インバータ１３におけるノイズが低減するという効果が実現される。

尚、図１０では、Ｕ相に着目して説明を進めているが、Ｖ相及びＷ相においても同様であることは言うまでもない。

また、周波数調整部２５８は、三次高調波信号Ｖｈ２を用いる場合のスイッチング回数が三次高調波信号Ｖｈ２を用いない場合のスイッチング回数に近づく（つまり、両者の差分が小さくなる）ように、キャリア周波数ｆを増加させてもよい。つまり、周波数調整部２５８は、三次高調波信号Ｖｈ２を用いる場合のスイッチング回数が三次高調波信号Ｖｈ２を用いない場合のスイッチング回数よりも少なくなるという状態を維持しながら、キャリア周波数ｆを増加させてもよい。この場合には、スイッチング回数の減少に起因してインバータ１３での損失が低減するという効果と共に、キャリアアップに起因してインバータ１３におけるノイズが低減するという効果が実現される。

本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、特許請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う電動機制御装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。

１、２ 車両制御装置
１１ 直流電源
１２ 平滑コンデンサ
１３ インバータ
１４ モータジェネレータ
１５ ＥＣＵ
１５１ 電流指令変換部
１５２ 三相／二相変換部
１５３ 電流制御部
１５４ 二相／三相変換部
１５５ 高調波生成部
１５６ｕ、１５６ｖ、１５６ｗ 加算器
１５７ ＰＷＭ変換部
２５８ 周波数調整部
Ｉｕ Ｕ相電流
Ｉｖ Ｖ相電流
Ｉｗ Ｗ相電流
Ｖｕ Ｕ相電圧指令信号
Ｖｖ Ｖ相電圧指令信号
Ｖｗ Ｗ相電圧指令信号
Ｖｈ１ 三次高調波信号
Ｖｈ２ 三次高調波信号
Ｖｍｕ Ｕ相変調信号
Ｖｍｖ Ｖ相変調信号
Ｖｍｗ Ｗ相変調信号
Ｑｕｐ、Ｑｖｐ、Ｑｗｐ ｐ側スイッチング素子
Ｑｕｎ Ｑｖｎ、Ｑｗｎ ｎ側スイッチング素子
Ｄｕｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｐ、Ｄｖｎ、Ｄｗｐ、Ｄｗｎ 整流用ダイオード

そこで、本発明の電動機制御装置は、上述したように、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで変調信号の信号レベルの絶対値を相電圧指令信号の信号レベルの絶対値よりも大きくする。その結果、電動機制御装置は、変調信号を用いて電力変換器の動作を制御することができるがゆえに、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングにおいて、電力変換器の動作状態を特定の状態から他の状態へと強制的に変えることができる。典型的には、電動機制御装置は、三次高調波信号が加算されていない相電圧指令信号を用いて電力変換器の動作を制御する場合と比較して、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングにおいて、電力変換器の動作状態を特定の状態から他の状態へと早期に変えることができる。つまり、電動機制御装置は、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングにおいて、電力変換器の動作状態が特定の状態になる期間を相対的に短くすることができる。その結果、電動機制御装置は、相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングでの相対的に大きなリプルの発生を好適に抑制することができる。つまり、電動機制御装置は、平滑コンデンサの端子間電圧のリプルを好適に抑制することができる。

再び図３において、その後、加算器１５６ｕは、ステップＳ１１で生成されたＵ相電圧指令信号Ｖｕに対して、ステップＳ１２で生成された三次高調波信号Ｖｈ１及びステップＳ１３で生成された三次高調波信号Ｖｈ２を加算する。その結果、加算器１５６ｕは、Ｕ相変調信号Ｖｍｕ（＝Ｖｕ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する（ステップＳ１４）。加算器１５６ｖもまた同様に、Ｖ相変調信号Ｖｍｖ（＝Ｖｖ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する（ステップＳ１４）。加算器１５６ｗもまた同様に、Ｗ相変調信号Ｖｍｗ（＝Ｖｗ＋Ｖｈ１＋Ｖｈ２）を生成する（ステップＳ１４）。

図５（ａ）の１段目のグラフに示すように、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミング又は当該タイミングの前後では、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、Ｖ相電流Ｉｖの信号レベルの絶対値がＷ相電流Ｉｗの信号レベルの絶対値と近似する又は概ね若しくは殆ど一致するという関係を有する。加えて、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングでは、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗは、Ｖ相電流Ｉｖの極性がＷ相電流Ｉｗの極性と逆になるという関係を有する。その結果、図５（ｂ）に示すように、インバータ１３内を流れる電流（例えば、モータジェネレータ１４からインバータ１３に向かって流れる電流や、インバータ１３からモータジェネレータ１４に向かって流れる電流）の大部分又は殆ど全ては、モータジェネレータ１４からインバータ１３のＶ相アーム及びＷ相アームを介してモータジェネレータ１４へと還流する。つまり、インバータ１３は、実質的には、モータジェネレータ１４からインバータ１３に流入してくる電流の大部分又は殆ど全てをそのままモータジェネレータ１４へと流出させる還流モードで動作していると言える。このような還流モードでインバータ１３が動作している間は、コンデンサ電流（つまり、平滑コンデンサ１２を流れる電流）がゼロ又は概ねゼロに近似する値になる（図５（ａ）の３段目のグラフ参照）。還流モードでインバータ１３が動作している間は、直流電源１１から供給される直流電力の大部分又は殆ど全てが平滑コンデンサ１２に対して供給される。その結果、平滑コンデンサ１２の端子間電圧ＶＨが増加しやすくなる。

その結果、図６（ａ）及び図６（ｂ）の夫々の１段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２が加算される場合には、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されない場合と比較して、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいてＵ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを下回る期間が短くなる（但し、Ｕ相変調信号Ｖｍｕが正極性である場合）。或いは、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングにおいてＵ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを超える期間が短くなる（但し、Ｕ相変調信号Ｖｍｕが負極性である場合）。Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを下回る又は超える期間が短くなると、インバータ１３を還流モードで動作させる要因となった各スイッチング素子のスイッチング状態が変更される。つまり、Ｕ相変調信号Ｖｍｕがキャリア信号Ｃを下回る又は超える期間が短くなると、インバータ１３が還流モードで動作する期間が短くなる（図６（ａ）及び図６（ｂ）の夫々の４段目のグラフ参照）。従って、図６（ａ）及び図６（ｂ）の夫々の３段目のグラフに示すように、三次高調波信号Ｖｈ２が加算される場合には、三次高調波信号Ｖｈ２が加算されない場合と比較して、Ｕ相電流Ｉｕの信号レベルがゼロになるタイミングで発生し得る端子間電圧ＶＨのリプルが好適に抑制される。尚、同様の理由から、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの夫々の信号レベルがゼロになるタイミングで発生し得る端子間電圧ＶＨのリプルもまた好適に抑制される。

また、上述の説明では、車両１が単一のモータジェネレータ１４を備える例を用いて説明を進めている。しかしながら、車両１は、複数のモータジェネレータ１４を備えていてもよい。この場合。車両１は、モータジェネレータ１４毎に対応するインバータ１３を備えていることが好ましい。また、この場合、ＥＣＵ１５は、インバータ１３毎に独立して上述したインバータ制御動作を行ってもよい。或いは、車両１は、モータジェネレータ１４に加えてエンジンを更に備えていてもよい。つまり、車両１は、ハイブリッド車両であってもよい。

（２−１）第２実施形態の車両の構成
まず、図８を参照しながら、第２実施形態の車両２の構成について説明する。図８は、第２実施形態の車両２の構成を示すブロック図である。

Claims (7)

1. 直流電源と、前記直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する電力変換器と、前記電力変換器に対して電気的に並列に接続される平滑コンデンサと、前記電力変換器から出力される交流電力を用いて駆動する三相交流電動機とを備える電動機システムを制御する電動機制御装置であって、
   前記三相交流電動機の動作を規定する相電圧指令信号に対して三次高調波信号を加算することで変調信号を生成する生成手段と、
   前記変調信号を用いて前記電力変換器の動作を制御する制御手段と
   を備え、
   前記三次高調波信号は、前記三相交流電動機の各相において、前記三相交流電動機に供給される相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで前記相電圧指令信号の信号レベルの絶対値よりも前記変調信号の信号レベルの絶対値を大きくする第１信号成分を含む
   ことを特徴とする電動機制御装置。
2. 前記第１信号成分は、所望相の前記相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、（ｉ）信号レベルの絶対値がゼロより大きくなり、且つ、（ｉｉ）信号レベルの極性が前記所望相の前記相電圧指令信号の極性と同一になる信号成分を含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の電動機制御装置。
3. 前記第１信号成分は、所望相の前記相電流の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで、（ｉ）信号レベルの絶対値が最大となり、且つ、（ｉｉ）信号レベルの極性が前記所望相の前記相電圧指令信号の極性と同一になる信号成分を含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の電動機制御装置。
4. 前記三次高調波信号は、前記相電圧指令信号の信号レベルの絶対値が最小になるタイミングで信号レベルの絶対値が最小になる第２信号成分を含む
   ことを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
5. 前記電力変換器は、スイッチング素子を備えており、
   前記制御手段は、前記変調信号と所定周波数のキャリア信号との大小関係に応じて前記スイッチング素子を制御することで、前記電力変換器の動作を制御し、
   前記変調信号に基づいて制御される前記スイッチング素子のスイッチング回数が、前記相電圧指令信号に基づいて制御される前記スイッチング素子のスイッチング回数に近づくように、前記キャリア信号の周波数を調整する調整手段を更に備える
   ことを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載の電動機制御装置。
6. 前記調整手段は、前記変調信号に基づいて制御される前記スイッチング素子のスイッチング回数が、前記相電圧指令信号に基づいて制御される前記スイッチング素子のスイッチング回数と一致するように、前記キャリア信号の周波数を調整する
   ことを特徴とする請求項５に記載の電動機制御装置。
7. 前記調整手段は、前記キャリア信号の周波数を増加させる
   ことを特徴とする請求項５又は６に記載の電動機制御装置。

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