JP7116288B2 - 電力伝送装置 - Google Patents

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特許法第３０条第２項適用 平成３０年２月２４日、平成３０年東北地区若手研究者研究発表会「音・光・電波・エネルギー・システムとその応用」講演資料

本発明は、電力伝送装置に関し、特にワイヤレス電力伝送装置の新たな回路設計に関する。

マサチューセッツ工科大学（ＭＩＴ）のカラリス(Karalis)らの2005年の提案以来、ワイヤレス電力伝送の研究が盛んになっている（特許文献１、２及び３参照）。特許文献１、２及び３に記載された発明は、電源を交流電源とする電力伝送技術であるが、特許文献２等に記載のように、交流理論に依拠したワイヤレス電力伝送方式においては、給電側共振回路（ＬＣ回路）の共振周波数2π√LCと受電側共振回路（ＬＣ回路）の共振周波数2π√LCを一致させることが必要であるとされている。しかし、実際には、給電側共振回路と受電側共振回路は相互に作用し、それによって新たな共振が生じる。この新たな共振を含む、給電側共振回路と受電側共振回路の共振（重共振）はしない方がよいというのが技術的常識であった。

特許文献２によれば、給電側共振回路と受電側共振回路が磁場成分による結合（磁場結合）し、給電コイルと受電コイルの間に相互インダクタンスＭが形成される。相互インダクタンスＭ、給電側共振回路及び受電側共振回路により形成される新たな共振回路が、共振周波数ｆｒ₁とは異なる共振周波数ｆｒ₂を持ち、重共振が発生する。給電側共振回路に供給される交流電力の駆動周波数ｆｏを共振周波数ｆｒ₁に追随させようとする場合、駆動周波数ｆｏが本来のターゲットである共振周波数ｆｒ₁ではなく共振周波数ｆｒ₂の方に追随してしまう可能性があり、共振周波数ｆｒ₂は望まざる共振点であり、除去することが望ましいとされ、従来の交流理論では重共振が避けられてきた。

しかも、特許文献１に記載された発明では１０ｋＨｚ～５０ＧＨｚの交流電源が、特許文献２に記載された発明では駆動周波数ｆｏ＝１００ｋＨｚ程度の交流電源が、特許文献３に記載された発明では数百ｋＨｚ～数ＭＨｚの交流電源が必要である。特に、特許文献１では１０ＭＨｚ前後の周波数帯における実験データを報告している。特許文献１～３に記載されたような周波数帯の電源回路（０次回路）は商用電源からわざわざ高価なスイッチング電源を用いて精度の良い直流を作り出した後、多数の電力用半導体素子を複雑かつ精密にスイッチングして、矩形波上に切り出された直流のパルスをPWM(Pulse Width Modulation)などにより擬似的もしくは等価的に交流にすることによって作り出される。この際に、電力用半導体素子に生じる抵抗損失や、周波数の増加によって急激に増えるスイッチング損失等の電力損失が発生する。また、コイルに生じる誘導逆起電力によるスイッチング素子の破壊や、共振による過度な電圧上昇によるスイッチング素子の破壊が生じやすく、周波数が高いほど、電力が大きいほど回路設計に困難を極める。一方で、遠くまで電力を送ろうとすると、周波数を上げなければならない。このように、交流理論に依拠した従来のワイヤレス電力伝送装置では、装置が複雑となり総合的な電力伝送効率が低く、壊れやすく信頼性が低くしかも高価になるという問題がある。これらの理由により従来の技術では、今後必要とされる電力を効率よく遠くまで伝送するワイヤレス電力伝送を実現することはできない。つまり、交流理論に依拠した電力伝送装置の回路設計そのものに検討が求められている。

米国特許出願公開第２００８／０２７８２６４号明細書 特許第５５４９７４５号公報 特許第５４６２９５３号公報

上記問題点を鑑み、本発明は、従来の交流理論ではない過渡応答に着目し、回路構成を単純化し電力伝送効率を高め、しかも安価な電力伝送装置を提供することを目的とする。

本発明の第１の態様は、(a)送電側コンデンサ、送電側コンデンサに並列接続され送電側コンデンサから送られた静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積し、この磁気エネルギーを送電側コンデンサに環流する送電側コイルを有する一次側回路と、(b)送電側コンデンサの一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成する直流電源と、（ｃ）送電側コンデンサの一方の端子と直流電源との間に接続され、送電側コンデンサに断続的な直流電圧をステップ入力する一次側駆動スイッチと、(d)送電側コイルに対向し、送電側コイルから磁気エネルギーを受け取る受電側コイル、受電側コイルに並列接続され受電側コイルに蓄積された磁気エネルギーを静電エネルギーとして蓄積する受電側コンデンサを有する二次側回路と、(e)受電側コンデンサの一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成し、受電側コンデンサから静電エネルギーを受け取る負荷素子と、(f)アノードが受電側コンデンサの一方の端子の側に、カソードが負荷素子に接続された負荷側ダイオードを備える電力伝送装置であることを要旨とする。第１の態様に係る電力伝送装置では、一次側回路から二次側回路に非接触で電気エネルギーを伝送することができる。

本発明の第２の態様は、(a)送電側コンデンサ、送電側コンデンサに並列接続され送電側コンデンサから送られた静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積し、この磁気エネルギーを送電側コンデンサに環流する送電側コイルを有する一次側回路と、(b)送電側コイルの一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成する直流電源と、（ｃ）送電側コイルの一方の端子と直流電源との間に接続され、送電側コイルに断続的な直流電圧をステップ入力する一次側駆動スイッチと、(d)送電側コンデンサと送電側コイルを並列に接続する一方のノードに一方の電極を接続した第１の相互結合コンデンサと、(e)送電側コンデンサと送電側コイルを並列に接続する他方のノードに一方の電極を接続した第２の相互結合コンデンサと、(f)第１の相互結合コンデンサの他方の電極に一方の電極を接続し、第２の相互結合コンデンサの他方の電極に他方の電極を接続し、一次側回路から静電エネルギーを受け取る受電側コンデンサ、受電側コンデンサに並列接続され受電側コンデンサに蓄積された静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積する受電側コイルを有する二次側回路と、(g)受電側コイルの一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成し、受電側コイルから磁気エネルギーを受け取る負荷素子と、(h)アノードが受電側コイルの一方の端子の側に、カソードが負荷素子に接続された負荷側ダイオードを備える電力伝送装置であることを要旨とする。第２の態様に係る電力伝送装置も、第１の態様に係る電力伝送装置と同様に、一次側回路から二次側回路に非接触で電気エネルギーを伝送することができる。

従来の交流理論を脱却した回路設計による本発明によれば、過渡応答時の現象である特性調和伝送を用いることにより回路構成を単純化し電力伝送効率を高め、しかも安価な電力伝送装置が提供できる。

図１（ａ）は本発明の第1の実施形態に係る電力伝送装置の一例の概略を示す回路図で、図１（ｂ）は図１（ａ）に示した回路の送電側コンデンサの端子間電圧の波形図である。 図２（ａ）は第1の実施形態に係る電力伝送装置の送電側コンデンサ及び受電側コンデンサのそれぞれの端子間電圧の波形図で、図２（ｂ）は図２（ａ）の波形に続く詳細な波形図である。 ＬＣ並列回路にステップ入力した場合の過渡応答を説明する図である。 第1の実施形態に係る電力伝送装置の実装回路を示す回路図である。 第1の実施形態に係る電力伝送装置に用いるＭＯＳＦＥＴの大信号等価回路を説明する図である。 図６（ａ）は、第1の実施形態に係る電力伝送装置のコイル間の面間隔の重要性を説明する模式図で，図６（ｂ）は、電気自動車（ＥＶ）の電池の充電に適用した場合において、コイル間の面間隔を調整する磁気的結合度制御機構を説明する鳥瞰図である。 第1の実施形態に係る電力伝送装置のコイル磁気的結合を調整する機構を説明する鳥瞰図で、図７（ａ）はコイル間の面間隔がスペーサを用いて制御される場合で、図７（ｂ）及び図７（ｃ）は磁性体板を用いてコイルの磁気的結合を調整する磁気的結合度制御機構の一例を示す。 図８（ａ）は、第1の実施形態に係る電力伝送装置の磁気的結合度制御機構のハードウェアの構成の一例を説明するブロック図で、図８（ｂ）は他の一例を説明するブロック図である。 第1の実施形態に係る電力伝送装置の動作を時系列に沿ったタイミング毎に分けて説明する概略図である。 図１０（ａ）は本発明の第２の実施形態に係る電力伝送装置の一例の概略を示す回路図で、図１０（ｂ）は、図１０（ａ）の回路の具体的な実装回路を示す回路図である。 第２の実施形態に係る電力伝送装置の電力供給方法を説明するタイミング図である。 第２の実施形態に係る電力伝送装置の電力供給方法を説明する概略図であり、（ａ）充電時、（ｂ）一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送時、（ｃ）転送時、（ｄ）一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送時である。 図１３（ａ）は、本発明の第３の実施形態に係る電力伝送装置の一例の概略を示す回路図で、図１３（ｂ）は図１３（ａ）に示した回路の具体的な実装回路を示す回路図である。 第３の実施形態に係る電力伝送装置の電力供給方法を説明するフローチャートである。 第３の実施形態に係る電力伝送装置の電力供給方法を説明するタイミング図である。 図１６（ａ）は、本発明の第４の実施形態に係る電力伝送装置の一例の概略を示す回路図で、図１６（ｂ）は図１６（ａ）に示した回路の具体的な実装回路を示す回路図である。 図１７（ａ）は、第４の実施形態に係る電力伝送装置における送電側コンデンサと受電側コンデンサの端子間電圧のシミュレーションによって得られた波形図で、図１７（ｂ）は、送電側コンデンサと受電側コンデンサの端子間電圧の実装回路によって得られた波形図である。 図１８（ａ）は第４の実施形態に係る電力伝送装置における送電側コンデンサと受電側コンデンサの端子間電圧の等価結合係数Ｋ＝０．００のときの波形図で、図１８（ｂ）は等価結合係数Ｋ＝０．１のときの波形図である。 図１９（ａ）は第４の実施形態に係る電力伝送装置における送電側コンデンサと受電側コンデンサの端子間電圧の等価結合係数Ｋ＝０．６のときの波形図で、図１９（ｂ）は等価結合係数Ｋ＝０．８のときの波形図で、図１９（ｃ）は等価結合係数Ｋ＝０．８８のときの波形図である。 図２０（ａ）は第４の実施形態に係る電力伝送装置における送電側コンデンサと受電側コンデンサの端子間電圧の等価結合係数Ｋ＝０．６のときの波形図で、図２０（ｂ）は送電側コイルと受電側コイルに流れる電流の等価結合係数Ｋ＝０．６のときの波形図である。 第４の実施形態に係る電力伝送装置のキャパシタの容量に対する伝送効率の変化を示すグラフである。 第４の実施形態に係る電力伝送装置の効率を示すグラフである。 第４の実施形態に係る電力伝送装置の第１の電力供給方法を説明するフローチャートである。 図２４（ａ）は第４の実施形態に係る電力伝送装置の第１の電力供給方法を説明するタイミング図で、図２４（ｂ）は第２の電力供給方法を説明するタイミング図である。 第４の実施形態に電力伝送装置の第２の電力供給方法を説明するフローチャートである。 本発明の第５の実施形態に係る電力伝送装置の一例の概略を示す回路図である。 図２７（ａ）は、第５の実施形態に係る電力伝送装置の送電側コイルと受電側コイルに流れる電流の波形図で、図２７（ｂ）は第５の実施形態に係る電力伝送装置の送電側コンデンサと受電側コンデンサのそれぞれの端子間電圧の波形図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力伝送装置の瘤付の鋸波を説明するための近似的シミュレーションに用いた回路図である。 図２８の回路に対する近似的シミュレーションにより得られた瘤付の鋸波の過渡応答特性を示す図である。 図２８の回路を用いた近似的シミュレーションにより得られた鋸波の瘤が繰り返し周期で変化する様子を説明する図である。 図２８の回路から寄生容量や寄生抵抗等を省略し簡略化した回路図である。 図３１の簡略化された回路に対する近似的シミュレーションで、Ｗ型の過渡応答特性が得られることを説明する図である。 本発明の第２の実施形態に係る電力伝送装置の過渡応答特性を、電源電圧及び負荷電圧を変えて近似的なシミュレーションをする場合に用いた回路図である。 図３３の３つの回路に対する近似的シミュレーションで得られる過渡応答特性で電気エネルギーの転送を説明する図である。 本発明の第１の実施形態に係る電力伝送装置のＷ型の過渡応答特性を説明する模式図である。

次に、図面を参照して、本発明の第１～第５の実施形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各部材の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることは勿論である。

又、以下に示す第１～第５の実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。更に、以下の説明における「左右」や「上下」の方向は、単に説明の便宜上の定義であって、本発明の技術的思想を限定するものではない。よって、例えば、紙面を９０度回転すれば「左右」と「上下」とは交換して読まれ、紙面を１８０度回転すれば「左」が「右」に、「右」が「左」になることは勿論である。図６（ａ）～図７（ｃ）に示したような、渦巻きの螺旋の向きも同様に説明の便宜上における単なる選択に過ぎず、実際の設計事情に応じて右巻きを左巻きに、左巻きを右巻きに選択することも可能である。

（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態に係る電力伝送装置は、図１（ａ）に示すように、一次側回路２と二次側回路３とを備える。一次側回路２は、静電エネルギーを蓄積する送電側コンデンサＣ_１、送電側コンデンサＣ_１に並列接続され送電側コンデンサＣ_１から送られた静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積し、この磁気エネルギーを送電側コンデンサＣ_１に環流すると同時に、二次側回路３の受電側コイルL₂ に磁気的に結合し、磁気エネルギーを送受する送電側コイルＬ₁を有するＬＣ共振回路である。互いに直列に接続された直流電源５と一次側駆動スイッチＳＷ１とが、送信側コンデンサＣ_１に並列接続されている。直流電源５は送電側コンデンサＣ_１に直流電圧を供給する。

後述するように「一次側駆動スイッチＳＷ１」は一次側回路２の自由振動を制限する回路素子である。自由振動を制限することにより、一次側駆動スイッチＳＷ１は一次側回路２における過渡的な電流－電圧の変化を実現させる。直流電源５は、擬似的な定電圧源でよく、単に整流したのみの簡単な構造の直流電源で大きなリップル成分を含む電源でもよいので制御回路や周辺回路が単純で壊れにくく回路設計が容易でしかも安価な直流電源５が採用できる。二次側回路３は、送電側コイルＬ₁に対向して離間し、送電側コイルＬ₁から磁気エネルギーを受け取る受電側コイルＬ₂、受電側コイルＬ₂に並列接続され受電側コイルＬ₂に蓄積された磁気エネルギーを静電エネルギーとして蓄積する受電側コンデンサＣ_２を有するＬＣ共振回路である。

互いに直列に接続された負荷側ダイオードＤ２と負荷素子６とが受信側コンデンサＣ_２に並列接続されている。負荷素子６は、例えば電気自動車（ＥＶ）の車載用のリチウム（Ｌｉ）イオン電池等の充電式電池が採用可能である。図１（ａ）では、例示的にリチウムイオン電池の等価回路を抵抗とコンデンサの直並列回路で模式的に示している。リチウムイオン電池には集電体や電界液の抵抗、電池内の界面にできる電気的２重層のコンデンサや抵抗が含まれる。負荷側ダイオードＤ２は、アノードが受信側共振器２側、カソードが負荷素子６側を向くように接続され、充電電流Ｉ_Ｃの流れる方向を一方向に限定している。

図１（ａ）において直流電源５と等価内部抵抗ｒ_１の端子間電圧をＥ、送信側コンデンサＣ_１の端子間電圧をＶＣ_１、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧をＶＣ_２、負荷素子６の端子間で測られる充電電圧をＶＣ_Ｓ、負荷側等価浮遊抵抗ｒ_Ｌを流れる電流を充電電流Ｉ_Ｃとする。等価内部抵抗ｒ_１は、直流電源５の内部インピーダンスを近似的に抵抗値で示している。そして、一次側駆動スイッチＳＷ１をオン・オフ駆動した場合の実測によって得られた端子間電圧ＶＣ_１の過渡応答波形を図１（ｂ）に示す。

第１の実施形態では、負荷素子６の充電電圧ＶＣ_Ｓの初期状態における値は、充電完了電圧に近い（満充電に近い）、高い値であるものとする。時間ｔ＝０の時点で、送電側コンデンサＣ_１は充電されておらず端子間電圧ＶＣ_１＝０である。ｔ＝０で一次側駆動スイッチＳＷ１をオン状態にすると、直流電源５の端子間電圧Ｅがステップ入力される。ｔ＝０のステップ入力により、最初はコンデンサC１への充電電流が流れ、その値はE/r1である。この時にコイルL1は流入する電流を阻止するよう逆起電力を発生するので、L1への電流はゼロである。図１（ｂ）に示すように、等価内部抵抗ｒ_１、送電側コンデンサの容量Ｃ_１、送電側コイルのインダクタンスＬ₁、相互インダクタンスＭで決まる時定数τ₁で送電側コンデンサＣ_１が充電され、端子間電圧ＶＣ_１は増加する。時定数τ₁は、主に送信側コンデンサＣ_１の容量Ｃ_１と等価内部抵抗ｒ_１の抵抗値Ｃ_１の積Ｃ_１・ｒ_１に関係したパラメータに依存する値となる。

次第にC１の電圧が上昇し、電流が小さくなるにしたがってL1の逆起電力は小さくなりL１への電流が流れ始める。それによってC１の両端の電圧は少し下がる。この時点で SW１を閉じる（t＝t１）。このスイッチを閉じる時間t１は、コイルに電流が流れ始めた時点で、かつそれを切ることによって生じる逆起電力によって生じるSW1に加えられる電圧によってSW1が破壊しないような時間とする。ｔ＝ｔ₁で一次側駆動スイッチＳＷ_１をオフにすると、送電側コンデンサＣ_１から送電コイルL₁に電流が流れるようになり本格的な放電を開始する。送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルＬ₁に移動しようとする。この時に送電側コイルL_１に流れる電流によってL₁の周囲に発生した磁界により、相互インダクタンスＭで結合した受電側コイルL₂に起電力が生じ電流が流れる。後に述べるように、この時に一次側回路２と二次側回路３の特性が調和していれば、この伝送された電力によって最も効率よく受電側コンデンサC_２が充電される。すなわち一次側回路２から二次側回路３へ電力が最も効率よく伝送される。この受電側コイルL_２に流れる電流によって受電側コイルL_２の周囲に生じた磁界によってL１に起電力が生じる。もともとの電圧とこの起電力によって、送電側コイルL_１の電圧は通常の交流の波形ではない正弦波から逸脱した鋸波のようになる。この鋸波の電圧の最も電圧の低い部分を少し過ぎたあたりで瘤のように盛り上がりつつ上昇する瘤付き鋸波特性となる。

この瘤のように盛り上がりが発生するまでの時定数τ₂は、主に送信側コンデンサＣ_１の容量Ｃ_１、送電側コイルＬ₁のインダクタンスＬ₁及び送電側コイルＬ₁の寄生抵抗をＲ_str（L₁）に、後述する式（４）に類似な関係で示されるパラメータに依存する値となる。ただし、送電側コイルＬ₁のインダクタンスは、時間ｔに依存する値である受電側コイルＬ₂のとの相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）を考慮する必要がある。

ｔ＝ｔ₂で一次側コンデンサの電圧は再び極大ピークとなり、この時に二次側のコンデンサの電圧は極小に近い値となる。このピークに合わせて一次側駆動スイッチＳＷ１を再度オン状態にすると、再度、直流電源５の端子間電圧Ｅがステップ入力される。先ほどと同様に、最初はコンデンサC_１への充電電流が流れ、その値は直流電源５の端子間電圧Eからt＝t_２おけるコンデンサC_１の電圧を引いたものをr₁で除した値である。この時にコイルL₁は流入する電流を阻止するよう逆起電力を発生するので、L₁への電流はゼロである。次第にC１の電圧が上昇し、電流が小さくなるにしたがってL1の逆起電力は小さくなりL１への電流が流れ始める。それによってC_１の両端の電圧は少し下がる。この時点で SW１を閉じる（t＝t₃）。このスイッチを閉じる時間t₃は、コイルに電流が流れ始めた時点で、かつそれを切ることによって送電コイルL₁生じる逆起電力によってSW₁に加えられる電圧によってSW1が破壊しないような時間とする。ｔ＝ｔ₃で一次側駆動スイッチＳＷ１をオフした後は送電側コンデンサＣ_１から送電コイルL₁に電流が流れるようになり本格的な放電を開始する。送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルＬ₁に移動しようとする。この時に送電側コイルL_１に流れる電流によってL₁の周囲に発生した磁界により、相互インダクタンスＭで結合した受電側コイルL₂に起電力が生じ電流が流れる。後に述べるように、この時に一次側回路２と二次側回路３の特性が調和していれば、この伝送された電力によって最も効率よく受電側コンデンサC_２が充電される。すなわち一次側回路２から二次側回路３へ電力が最も効率よく伝送される。この受電側コイルL_２に流れる電流によって受電側コイルL_２の周囲に生じた磁界によってL１に起電力が生じる。もともとの電圧とこの起電力によって、送電側コイルL_１の電圧は通常の交流の波形ではない正弦波から逸脱した鋸波のようになる。この鋸波の電圧の最も電圧の低い部分を少し過ぎたあたりで瘤のように盛り上がりつつ上昇する瘤付き鋸波特性となる。

この結果、ｔ＝ｔ₃以降は、図１（ｂ）の右側に示すように、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は減少し、再度負の値になる。送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１が負の値になると、送電側コイルＬ₁に蓄えられた電気エネルギーは送電側コンデンサＣ_１に環流し始め、図１（ｂ）の右端に示すように、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は環流電流により増大を開始し、正の値になり、更に増大する。ここまでの時間は、送電側コンデンサの容量Ｃ_１、送電側コイルのインダクタンスＬ₁、相互インダクタンスＭで決まる時定数τ₂で決められる。図１（ｂ）に示すように、一次側駆動スイッチＳＷ１による直流電源５の端子間電圧Ｅのステップ入力と遮断により、端子間電圧ＶＣ_１の変化は通常の交流理論における正弦波の波形ではなく、瘤付鋸波がなまった立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し波形の過渡応答を示す。

一次側回路２の回路特性に内在する時定数と二次側回路３の回路特性に内在する時定数とが調和したとき、一次側回路２の電気エネルギーが二次側回路３に最も効率よく伝送され、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じる。この一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じる際の一次側回路２の端子間電圧ＶＣ_１と、二次側回路３の端子間電圧ＶＣ_２の過渡応答波形を図２（ａ）に示す。図２（ａ）では、図１（ｂ）と同様に、一次側駆動スイッチＳＷ１による直流電源５の端子間電圧Ｅのステップ入力と遮断により、端子間電圧ＶＣ_１が瘤付鋸波がなまった立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し過渡応答波形を示している。図２(a)に実線で示した過渡応答波形は、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１が負の値から増大を開始し、正の値になり、更に増大して、ｔ＝ｔ_iで一次側駆動スイッチＳＷ１がオン状態に至る様子である。

このとき、図２（ａ）の左側に破線で示したように、一次側回路２と二次側回路３との間の一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって、二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２が充電され、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧をＶＣ_２がピーク値に到達した後、受電側コンデンサＣ_２が放電を開始し、端子間電圧をＶＣ_２が減少を開始している。ｔ＝ｔ_iで一次側駆動スイッチＳＷ１をオン状態にすると、直流電源５の端子間電圧Ｅがステップ入力される。二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２はｔ＝ｔ_iでは負の値にまで減少している。

ｔ＝ｔ_iのステップ入力により、図２（ａ）の中央左側付近に示すように、等価内部抵抗ｒ_１、送電側コンデンサの容量Ｃ_１、送電側コイルのインダクタンスＬ₁、相互インダクタンスＭで決まる時定数τ₁で一次側回路２の送電側コンデンサＣ_１が充電され、端子間電圧ＶＣ_１は増加する。図２（ａ）に示すように、一次側回路２の端子間電圧ＶＣ_１はピーク値に到達した後、減少を開始する。ｔ＝ｔ_i+1で一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にすると、一次側回路２の送電側コンデンサＣ_１は本格的な放電を開始し、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルＬ₁に移動する。二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は破線で示したようにｔ＝ｔ_iからｔ＝ｔ_i+1での間では負の値である。

ｔ＝ｔ_i+1以降は、図２（ａ）の中央付近に実線で示すように、送電側コンデンサの容量Ｃ_１、送電側コイルのインダクタンスＬ₁、相互インダクタンスＭで決まる時定数τ₂で送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は減少し負の値になり、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電気エネルギーは送電側コイルＬ₁に移る。送電側コイルＬ₁に蓄積された電気エネルギーは、一次側回路２と二次側回路３との間の一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって二次側回路３の受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送される。二次側回路３の受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送された電気エネルギーは、二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２に蓄積される。

この結果、ｔ＝ｔ_i+1以降において、図２（ａ）の中央付近に破線で示すように、二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は増大を開始する。二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２はピーク値に到達した後、減少を開始し、図２（ａ）の右側に破線で示すように負の値となる。本実施形態での条件として、負荷素子６の充電電圧ＶＣ_Ｓの初期状態における値は、充電完了電圧に近い（満充電に近い）、高い値であるため、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２がピーク値になった付近で負荷素子６の充電電圧ＶＣ_Ｓを超えるため、負荷素子６に電流が流れ、受電側コンデンサC２に蓄積された電気エネルギーは負荷素子６に移動し、負荷素子６である充電式電池が充電される。

ｔ＝ｔ_i+1以降は、図２（ａ）の中央の実線に示すように送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１が負の値の最小値に到達すると、送電側コイルＬ₁に蓄えられた電気エネルギーは送電側コンデンサＣ_１に環流し始め、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は環流電流により増大を開始し、正の値になり、更に増大する。図２（ａ）の右側に破線で示すように、端子間電圧ＶＣ_１が正の値になると、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は負の値になる。

送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１が正の値で増大し、ｔ＝ｔ_i+2で一次側駆動スイッチＳＷ１を再度オン状態にすると、直流電源５の端子間電圧Ｅがステップ入力される。ｔ＝ｔ_i+2のステップ入力により、図２（ａ）の右側の実線に示すように送電側コンデンサＣ_１が充電され、端子間電圧ＶＣ_１は増加する。図２（ａ）の実線に示すように、端子間電圧ＶＣ_１はピーク値Ｅ₀に到達した後、再度減少を開始する。ｔ＝ｔ_i+3で一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にすると、送電側コンデンサＣ_１は再度放電を開始し、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルＬ₁に移動する。二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は破線で示したようにｔ＝ｔ_i+2からｔ＝ｔ_i+3での間では負の値である。

送電側コイルＬ₁に蓄積された電気エネルギーは、一次側回路２と二次側回路３との間の一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって二次側回路３の受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送される。二次側回路３の受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送された電気エネルギーは、二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２に蓄積される。図２（ａ）に示すように、一次側駆動スイッチＳＷ１による端子間電圧Ｅのステップ入力と遮断により、一次側回路２の端子間電圧ＶＣ_１の変化は通常の交流理論における正弦波の波形ではなく、瘤付鋸波がなまった立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し波形の過渡応答を示す。一方、二次側回路３の端子間電圧ＶＣ_２の変化は、間引かれた三角波のような繰り返し波形の過渡応答を示すが、通常の交流理論における正弦波の波形ではない。図２（ａ）から分かるように「間引かれた三角波」とは、台形波の極性を逆にした波形とも解釈できる。いずれにせよ、一次側回路２の振動波形と二次側回路３の振動波形とは互いに対称性のある振動波形ではない。

図２（ｂ）は図２（ａ）に示した端子間電圧ＶＣ_１及び端子間電圧ＶＣ_２の過渡応答波形に更に直流電源５の端子間電圧Ｅ、負荷素子６の端子間電圧ＶＣ_Ｓ及び負荷素子６である充電式電池への充電電流Ｉ_Ｃを加えた過渡応答の実測波形である。ｔ＝ｔ_ｉで一次側駆動スイッチＳＷ１をオン状態にして送電側コンデンサＣ_１に電荷を蓄えたのち、ｔ＝ｔ_i+1で一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にすると、一次側回路２から二次側回路３への一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じる。一次側駆動スイッチＳＷ１をオン状態にすると、直流電源５の等価内部抵抗ｒ_１が小さいので、図２（ｂ）において太い実線で示した直流電源５の端子間電圧Ｅが一次側回路２の端子間電圧ＶＣ_１に重畳する変化を示している。

図２（ｂ）のｔ＝ｔ_i+1以降の過渡応答に着目して説明する。図２（ｂ）の中央付近に実線で示すように、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は、ｔ＝ｔ_i+1以降において減少し負の値になる。送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電気エネルギーは送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。送電側コイルＬ₁に蓄積された電気エネルギーは、一次側回路２と二次側回路３との間の一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって二次側回路３の受電側コイルＬ₂に伝送される。二次側回路３の受電側コイルＬ₂に伝送された電気エネルギーは、二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２に蓄積されるため、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は、図２（ｂ）の中央付近に破線で示すように、ｔ＝ｔ_i+1以降において負の値から増大を始める。

二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は、中央の左側よりの破線で示したようにｔ＝ｔ_iからｔ＝ｔ_i+1での間では負の値である。受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は、ｔ＝ｔ_i+1の負の値から増大し、正の値になり更に増大し、ピーク値に到達した後、図２（ｂ）の右側に破線で示すように、減少を開始する。端子間電圧ＶＣ_２が減少すると、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電気エネルギーは、図２（ｂ）の右側に一点鎖線で示した充電電流Ｉ_Ｃとして負荷素子６に流れ、負荷素子６が充電される。一点鎖線で示した充電電流Ｉ_Ｃの増大とほぼ同期して、図２（ｂ）の右側に点線で示した負荷素子６の端子間電圧ＶＣ_Ｓも僅かに増大し、ピーク値を経た後に、充電電流Ｉ_Ｃの減少に同期して減少する過渡応答を示す。充電電流Ｉ_Ｃが減少してゼロになると、負荷素子６の端子間電圧ＶＣ_Ｓの減少は停止し、増大に転じ、負荷素子６の端子間電圧が定常値になる。Icに応じたVcsの変化は図１(a)に例示的に等価回路を示したような抵抗とコンデンサの直並列回路が存在するために生じる。

ｔ＝ｔ_i+1以降において、図２（ｂ）の中央の実線に示すように送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１が負の値の最小値に到達すると、送電側コイルＬ₁に蓄えられた電気エネルギーは送電側コンデンサＣ_１に環流し始め、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は環流電流により増大を開始し、正の値になり、更に増大する。図２（ｂ）の右側に破線で示すように、端子間電圧ＶＣ_１が正の値になると、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は負の値になる。

送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１が正の値で増大し、ｔ＝ｔ_i+2で一次側駆動スイッチＳＷ１を再度オン状態にすると、直流電源５の端子間電圧Ｅがステップ入力される。ｔ＝ｔ_i+2のステップ入力により、図２（ｂ）の右側の実線に示すように送電側コンデンサＣ_１が充電され、端子間電圧ＶＣ_１は増加する。前述したように、直流電源５の等価内部抵抗ｒ_１が小さいので、一次側駆動スイッチＳＷ１をオン状態にすると、図２（ｂ）の太い実線で示した直流電源５の端子間電圧Ｅは端子間電圧ＶＣ_１に重畳する変化をする。図２（ｂ）の右端の端子間電圧Ｅに重畳された実線に示されるように、端子間電圧ＶＣ_１はピーク値に到達した後、再度減少を開始する。ｔ＝ｔ_i+3で一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にすると、送電側コンデンサＣ_１は再度放電を開始し、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルＬ₁に移動する。二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は破線で示したようにｔ＝ｔ_i+2からｔ＝ｔ_i+3での間では負の値である。

ｔ＝ｔ_i以前の振る舞いも同様であり、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は、図２（ｂ）の左側に破線で示すように、ピーク値に到達した後、減少を開始する。端子間電圧ＶＣ_２が増加していきVcsを上回ると、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電気エネルギーは、図２（ｂ）の左側に一点鎖線で示した充電電流Ｉ_Ｃとして負荷素子６に流れ、負荷素子６が充電される。一点鎖線で示した充電電流Ｉ_Ｃの増大とほぼ同期して、図２（ｂ）の左側に点線で示した負荷素子６の端子間電圧ＶＣ_Ｓも僅かに増大し、ピーク値を経た後に、充電電流Ｉ_Ｃの減少に同期して減少する過渡応答を示す。充電電流Ｉ_Ｃが減少してゼロになると、負荷素子６の端子間電圧ＶＣ_Ｓの減少は停止し、増大に転じ、負荷素子６の端子間電圧が定常値になる。Icに応じたVcsの変化は図１(a)に例示的に等価回路を示したような抵抗とコンデンサの直並列回路が存在するために生じる。

そして、既に説明したｔ＝ｔ_i+1で一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にすると、図２（ｂ）の中央の実線に示すように送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１が負の値に向かって減少を開始する。このようにして、送電側コイルＬ₁に蓄積された電気エネルギーは、一次側回路２と二次側回路３との間の一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって二次側回路３の受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送される。二次側回路３の受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送された電気エネルギーは、二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２に蓄積される。図２（ｂ）に示すように、一次側駆動スイッチＳＷ１による端子間電圧Ｅのステップ入力と遮断により、一次側回路２の端子間電圧ＶＣ_１の変化は通常の交流理論における正弦波の波形ではなく、瘤付鋸波がなまった立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し過渡応答波形を示し、二次側回路３の端子間電圧ＶＣ_２は間引かれた三角波のような繰り返し波形の過渡応答を示す。

図３（ａ）は一次側回路２と二次側回路３との電磁的結合がない状態での、一次側回路２の単独回路としてのステップ応答を説明する回路図である。図３（ａ）において、直流電源の端子間電圧をＥ、送信側コンデンサＣ_１の端子間電圧をＶＣ_１、送電側コイルＬ₁を流れる電流を送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1とする。ｔ＝０msで一次側駆動スイッチＳＷ１をオン状態にすると、直流電源５の端子間電圧Ｅがステップ入力される。ｔ＝０msのステップ入力により、図３（ｂ）に示すように、送電側コンデンサの容量Ｃ_１、送電側コイルのインダクタンスＬ₁で決まる時定数が送電側コンデンサＣ_１が充電の立ち上がり波形Ｖ_riseを規定し、端子間電圧ＶＣ_１は立ち上がり波形Ｖ_riseで増加する。同時に送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1も、図３（ｂ）に示すように増加を開始する。

図３（ｂ）に示すように、端子間電圧ＶＣ_１は立ち上がり波形Ｖ_riseで増加してｔ＝０．０７５msでピーク値に到達した後、減少を開始する。端子間電圧ＶＣ_１が減少を開始した後も、送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1が増加を継続し、送電側コンデンサＣ_１の電気エネルギーが送電側コイルＬ₁に移動し続けていることが分かる。ｔ＝０．１５msで一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にすると、送電側コンデンサＣ_１は本格的な放電を開始し、立ち下がり波形Ｖ_fallで急激に減少する。このとき送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1は増加を継続しており、ｔ＝０．１７msで送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1のピーク値に到達するまで、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイルＬ₁に移動する。

この結果、ｔ＝０．１５ms以降は、図３（ｂ）に示すように、送電側コンデンサの容量Ｃ_１、送電側コイルのインダクタンスＬ₁で決まる時定数で送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は減少し、ｔ＝０．１７msで送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1のピーク値に到達したとき、端子間電圧ＶＣ_１はゼロになる。そして、ｔ＝０．１７ms以降は、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は負の値になる。送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１が負の値になると、送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1の値が減少し始め、送電側コイルＬ₁に蓄えられた電気エネルギーは送電側コンデンサＣ_１に環流し始める。そして、図３（ｂ）に示すように、送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1の値がｔ＝０．２９msでゼロになったとき、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は環流電流により増大を開始する。送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1の値が、ｔ＝０．４msでゼ負の値の最小値になったとき、端子間電圧ＶＣ_１はゼロになり、この後、端子間電圧ＶＣ_１は正の値になり、更に増大する。

図３（ａ）に示す回路は、ｔ＝０．１５msで一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にした後、一次側駆動スイッチＳＷ１を再度オン状態にすることはない。つまり、図３（ａ）に示す回路の場合は、図３（ｂ）の右側に斜線で示した領域において自由振動をするので、通常の正弦波の交流理論で処理できる。しかしながら、図１（ａ）に示す回路では一次側駆動スイッチＳＷ１が周期的にオン／オフを繰り返す強制的なステップ応答の駆動をするので、図３（ｂ）の斜線で示した自由振動の領域は、第１の実施形態に係る電力伝送装置の対象外である。強制的なステップ応答の場合、図１（ｂ）～図２（ｂ）に示したように、一次側回路２の端子間電圧ＶＣ_１は瘤付鋸波がなまった立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し波形の過渡応答を示す。又、二次側回路３の端子間電圧ＶＣ_２は間引かれた三角波のような繰り返し波形の過渡応答を示す。

即ち、第１の実施形態に係る電力伝送装置においては、通常の交流理論での正弦波に依拠した共振ではなく、一次側回路２の回路特性に内在する時定数と二次側回路３の回路特性に内在する時定数とが調和したとき、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって、一次側回路２の電気エネルギーが、効率よく二次側回路３に伝送される。一次側回路２の回路特性に内在する時定数と二次側回路３の回路特性に内在する時定数とを調和させるためには、送電側コンデンサＣ１と送電側コイルL１の積、と受電側コンデンサC２と受電側コイルL２の積を同じにすることを基本とし、送電側、受電側の寄生抵抗、浮遊容量などを加味したそれぞれの時定数を一致もしくは整数倍にして調和させなければならない。最も簡単な方法は、送電側コンデンサＣ１と受電側コンデンサＣ２の容量を、コンデンサの寄生抵抗を含めて等しくし、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂のインダクタンスをコイルの寄生抵抗を含めて等しくすることである。なお、コイル及びコンデンサに寄生抵抗が存在する場合は、後述するように、コイルのインダクタンスＬとコンデンサの容量Ｃが式（１９）を満たすとき、伝送効率が最大となることにも留意すべきである。

図１（ａ）に示した一次側駆動スイッチＳＷ１として、電磁接触器等の機械的なスイッチング素子の他、より好ましい態様として、より高速スイッチングが可能な電力用半導体スイッチング素子が用いられる。電力用半導体スイッチング素子としては、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、静電誘導トランジスタ（ＳＩＴ）、バイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）の他、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、静電誘導サイリスタ（ＳＩサイリスタ）等のサイリスタが好適である。特に、絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＭＩＳＦＥＴ）、絶縁ゲート型静電誘導トランジスタ（ＭＩＳＳＩＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ＭＯＳ制御ＳＩサイリスタ等の電圧駆動型のスイッチング素子は、消費電力が小さくなり好適である。市場での入手可能性と電力用半導体スイッチング素子の内部抵抗の評価からは、現状においては、ＭＩＳＦＥＴの類型であるＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を図４（ａ）に示す回路のように採用することが可能である。

ＥＶの車載用の充電式電池を負荷素子６とするような電力伝送装置においては大電流が流れることによるジュール熱の発生が大きく、数百ワット以上の発熱が伴うことになり、電力伝送装置が暖房装置（ヒーター）になってしまう。第１の実施形態に係る電力伝送装置では一次側駆動スイッチＳＷ１として用いる電力用半導体スイッチング素子は１個のみで良いので、銅のブロック等のヒートシンクで覆い熱伝導性を上げ、発熱による素子の破壊を防ぐ構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。送電側コイルＬ₁及び受電側コイルＬ₂の浮遊抵抗（寄生抵抗）による発熱も大きいので、送電側コイルＬ₁及び受電側コイルＬ₂を空冷、水冷する等の対策が好ましい。

ＥＶの車載用等の大電力用電力伝送装置におけるジュール熱の発生を押さえる一つの方法は、一次側回路２の電圧を高め、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の巻線比で二次側回路３の電圧を負荷素子６の最適電圧に設定することである。一次側駆動スイッチＳＷ１として電力用半導体スイッチング素子を採用する場合には、電力用半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する単純な制御だけでよいので、一次側回路２の電圧を高める回路設計は容易である。

このように、第１の実施形態に係る電力伝送装置によれば、一次側駆動スイッチＳＷ１が１個のみの単純設計であるので、一次側回路２の電圧を高めて一次側回路２側のジュール熱の発生による電力損失を最小限に抑制する設計が容易である。ジュール熱発生によるエネルギー損失も少なくできるので第１の実施形態に係る電力伝送装置によれば、ＥＶの車載用等の大電力用電力伝送の場合における電源回路（０次回路）の損失を含めた総合的な電力伝送効率が高くなり、人類のエネルギー問題の解消に寄与できる。

図４（ａ）に示す実装回路においては、送電側コイルＬ₁からの環流電流を考慮し第１の還流ダイオード（フリーホイルダイオード）ＦＷＤ₁が、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、保護素子として並列接続されている。又、送電側コイルＬ₁からの環流電流が直流電源５に環流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ１が直流電源５と第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の間に直列接続されている。図４（ａ）に示す実装回路では負荷素子６の等価インピーダンスＸ_Leqを充電容量Ｃ_sで近似して表現している。

通常の定常状態の正弦波に依拠した交流理論では、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の相互インダクタンスＭは、結合係数Ｋ_AＣを用いて：

Ｍ＝Ｋ_AＣ（Ｌ₁・Ｌ₂）^1/2 ……（１）

と示すことができる。そして送電側コンデンサＣ_１と送電側コイルＬ₁との直列回路と、受電側コンデンサＣ_２と受電側コイルＬ₂の直列回路との相互誘導は、相互インダクタンスＭを用いると、以下の結合方程式

Ｌ₁ｄｉ_１／ｄｔ＋（１／Ｃ_１）∫ｉ_１ｄｔ＋Ｍｄｉ_２／ｄｔ＝０ …（２）
Ｌ₂ｄｉ_１／ｄｔ＋（１／Ｃ_２）∫ｉ_２ｄｔ＋Ｍｄｉ_１／ｄｔ＝０ …（３）

によって表される。式（２）及び（３）において、∫は積分記号である。即ち、図４（ａ）に示す実装回路は、通常の定常状態の正弦波に依拠した交流理論によれば、相互インダクタンスＭのコイルを用いて図４（ｂ）のように表現できる。

ただし、第１の実施形態に係る電力伝送装置は、正弦波の交流理論に依拠しない過渡応答の伝送技術であるので、図４（ｂ）の等価回路の表現は近似的な物理モデルを考える上での模式図に過ぎない。時間変化のある場合のマックスウェルの方程式は、時間変化が正弦波に依拠する場合は解析的に解くことが可能である。しかし、図１（ｂ）～図２（ｂ）に示したように鋸波状の時間変化がある場合は、マックスウェルの方程式を解析的に解くことは極めて難しい。よって、交流理論で用いられる相互インダクタンスＭは、本発明においては、ｔを時間とする関数Ｍ（ｔ）で表現される時間依存性のあるパラメータであり、図４（ｂ）の等価回路の表現には注意が必要である。

図５は、図４（ａ）に示す実装回路に第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の一例として用いているｎＭＯＳＦＥＴの大信号用等価回路を示す。図５（ａ）に示すように、一般的なｎＭＯＳＦＥＴはｐ型基板７１にｎ^＋型のソース領域７２とｎ^＋型のドレイン領域７３をチャネル領域となるｐ型基板７１の表面を挟んで対向させている。ソース領域７２とドレイン領域７３のチャネル領域の上には厚さＴ_OXのゲート酸化膜８１を介してゲート電極８４が設けられている。ソース領域７２の上にはソース電極８２が、ドレイン領域７３の上にはドレイン電極８３がそれぞれオーミック接触している。

図５（ａ）に示すように、一般的なｎＭＯＳＦＥＴではゲート電極８４とソース領域７２の間にはゲート・ソース間容量Ｃ_GSが、ゲート電極８４とドレイン領域７３の間にはゲート・ドレイン間容量Ｃ_GDが、ゲート電極８４と基板７１の間にはゲート・基板間容量Ｃ_GBが存在する。更に、ソース領域７２と基板７１の間にはソース・基板間容量Ｃ_BSが、ドレイン領域７３と基板７１の間にはドレイン・基板間容量Ｃ_BDが存在する。図５（ｂ）に示す等価回路では、ドレイン電極とチャネル領域の間に直列接続されるドレイン抵抗Ｒ_Dと、ソース電極とチャネル領域の間に直列接続されるソース抵抗Ｒ_Sとが、チャネル領域に設けられた電流Ｉ_DSの定電流源に直列接続された構成が示されている。

図４に示した第１の実施形態に係る電力伝送装置においては、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗となる図５に示したＭＯＳＦＥＴのドレイン抵抗Ｒ_Dとソース抵抗Ｒ_Sが重要な意味を持ち、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１にはオン抵抗の小さな素子を選ぶ必要がある。したがって、図４（ａ）に示す実装回路において、直流電源５の等価内部抵抗ｒ_１に第１の半導体スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗を含ませて、一次側回路２の回路特性に内在する時定数を決定する必要がある。

図１（ｂ）のｔ＝ｔ₁で一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にした場合、一次側回路２はＲＬＣ直列回路になる。交流理論によれば、送電側コイルＬ₁の寄生抵抗をＲ_str（L₁）とすると、ＲＬＣ直列回路の減衰係数ζ₁は、

ζ₁＝（Ｒ_str（L₁）／2）（Ｃ_１／Ｌ₁）^1/2 ……（４）

と表される。しかし、送電側コイルＬ₁のインダクタンスは、実際には図4（ｂ）に示した相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）を考慮する必要があるが、相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）を解析的に説明するのは困難である。

このときの二次側回路３の負荷側の負荷側ダイオードＤ２と負荷素子６等を無視すれば、ＲＬＣ直列回路と見なすことができる。負荷側ダイオードＤ２と負荷素子６等を無視して交流理論を採用すれば、受電側コイルＬ₂の寄生抵抗をＲ_str（L₂）として、二次側回路３の減衰係数ζ₂は、

ζ₂＝（Ｒ_str（L₂）／2）（Ｃ_２／Ｌ₂）^1/2 ……（５）

と表される。（５）式においても、受電側コイルＬ₂のインダクタンスは、図4（ｂ）に示した相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）を考慮する必要がある。

図１（ｂ）のｔ＝ｔ₁で一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態で構成されるＲＬＣ直列回路の共振周波数は、交流理論によれば、

ｆ_o1＝（１／2π）（Ｃ_１・Ｌ₁）-^1/2 ……（６）

と近似できる。上述したとおり、（６）式において、実際には、受電側コイルＬ₁のインダクタンスとして、図4（ｂ）に示した相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）を考慮する必要があることに留意が必要である。同様に、二次側回路３の負荷側の負荷側ダイオードＤ２と負荷素子６等を無視した場合のＲＬＣ直列回路の共振周波数は、交流理論によれば、

ｆ_o2＝（１／2π）（Ｃ_２・Ｌ₂）-^1/2 ……（７）

と近似できる。（７）式においても、受電側コイルＬ₂のインダクタンスは、図4（ｂ）に示した相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）を考慮する必要がある。

第１の実施形態に係る電力伝送装置の送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂は、例えば図６（ａ）～図７（ｃ）に示したような、渦巻き状平面コイルとすることができる。一次側回路２と二次側回路３は、交流理論が成立する定常状態では、図４（ｂ）に示したように、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間が等価結合係数Ｋ、相互インダクタンスＭで磁気的に結合された回路で近似することが可能である。ここで「等価結合係数Ｋ」は、交流理論から導かれる結合係数Ｋ_AＣと等価な、過渡応答時に定義される非定常状態における擬結合係数であり、厳密には時間に依存するパラメータである。よって、一次側回路２の回路特性に内在する時定数と二次側回路３の回路特性に内在する時定数との一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送においても、交流理論の結合係数Ｋ_AＣと同様な「磁気的結合度」で評価することができる。

図６（ａ）～図７（ｃ）は、図４（ａ）の送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の構造を具体化して示した模式図である。第１の実施形態に係る電力伝送装置では、例えば、導体断面積１６ｍｍ²の配線用ケーブルをそれぞれ９巻して直径約３０Ｃｍ程度の渦巻き状平面コイルとしている。この直径約３０Ｃｍ程度の２つの渦巻き状平面コイルを、間隔ｄのギャップを設けて、非接触で互いに平行に対抗させて配置する。一次側回路２から二次側回路３への一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送の効率は、交流理論で定義される結合係数Ｋ_AＣと同様な磁気的結合度の値に依存する。磁気的結合度は、２つの渦巻き状平面コイルの間隔ｄによって異なり、２つの渦巻き状平面コイの間隔ｄを制御する必要がある。

磁気的結合度は、２つの渦巻き状平面コイルの位置関係を機械的に調整する、２つの渦巻き状平面コイルの間に磁性体を挿入する、若しくは２つの渦巻き状平面コイルの周辺に磁性体を配置する、２つの渦巻き状平面コイルの間に働く吸引力若しくは反発力を利用してあらかじめ形作られたカップリングにアタッチする等によって調整することができる。

第４の実施形態等で説明するが、交流理論の結合係数Ｋ_AＣ＝０．６にほぼ近似できる等価結合係数Ｋとなる送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の相互関係のときが、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送には好適である。導体断面積１６ｍｍ²の配線用ケーブルをそれぞれ９巻した渦巻き状平面コイルの場合、等価結合係数Ｋ＝０．６を実現するためには、間隔ｄは、０Ｃｍ～２．０Ｃｍ程度が必要になる。一方、交流理論の結合係数Ｋ_AＣ＝０．１にほぼ近似できる等価結合係数Ｋとなる条件の送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の相互関係を実現するためには、間隔ｄは１０Ｃｍ程度である。図６（ｂ）に送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂を誇張（拡大）して模式的に示すように、ＥＶの車載用の充電式電池である負荷素子６を第１の実施形態に係る電力伝送装置を用いて充電するためには、後輪の車止め３３を磁気的結合度制御機構として用いて送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間隔ｄを１０Ｃｍ程度に制御し、効率のよい無接触給電をすることができる。

送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間隔ｄを制御する磁気的結合度制御機構として、図７（ａ）に示すように、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間に厚さｄ₀のスペーサ３２を挟めば、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間隔ｄ＝ｄ₀に制御できる。なお、一次側回路２から二次側回路３への一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送の効率に重要な磁気的結合度の値に対応する送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の相互関係は、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間隔ｄ以外のパラメータによっても磁気的結合度制御機構を構成することが可能である。

例えば、図７（ｂ）に示すように送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間に透磁率μ_rのフェライト等の磁性体板３１Ｃを挿入して磁気的結合度制御機構を構成しもよい。磁性体板３１Ｃの上下方向における挿入位置、若しくは磁性体板３１Ｃの挿入面積によって、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の磁気的結合度の値は制御できる。磁性体板３１Ｃは、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間ではなく、図７（ｃ）に示すように、磁性体板３１ｂを送電側コイルＬ₁の裏側に挿入しても構わない。磁性体板３１ｂの上下方向における挿入位置、若しくは送電側コイルＬ₁の面積に対する磁性体板３１ｂの挿入面積の比によって、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の磁気的結合度の値は制御できる。図示を省略しているが、磁性体板を受電側コイルＬ₂の裏側に挿入しても同様に、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の磁気的結合度の値を制御できることは、勿論である。

具体的に図７（ｂ）に示した磁性体板３１Ｃの上下方向における挿入位置や図７（ｃ）に示した磁性体板３１ｂの上下方向における挿入位置を制御するには、図８（ａ）に示すような光学的な測距ユニット４１を、送電側コイルＬ₁が設けられている給電装置側に設けてもよい。測距ユニット４１は発光部４１１と受光部４１２を備えた磁気的結合度制御機構を用意すればよい。受光部４１２が光飛行時間型（ＴＯＦ型）の測距素子ｄであれば、発光部４１１から、パルス発光がなされる。パルス発光は、例えば、近赤外ＬＤ（レーザダイオード）や近赤外ＬＥＤが用いられる。受電側コイルＬ₂やＥＶの後部から反射したパルス光が、レンズやＢＰＦ（バンドパスフィルタ）などを通して受光部４１２に照射される。測距ユニット４１はレーザ干渉計等の構成でも構わない。

測距ユニット４１の受光部４１２は、図８（ａ）に示した論理演算制御部４２の距離演算部４２１が接続されている。受光部４１２の出力は、図示を省略した出力バッファやインターフェイスを介して、磁気的結合度制御機構を構成する距離演算部４２１に入力され、距離演算部４２１において、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の距離測定に必要な演算処理が実施される。論理演算制御部４２には論理演算制御部４２における磁気的結合度の値の計算等の論理演算に必要なデータや所望の等価結合係数（擬結合係数）を実現するために必要な磁性体板の上下方向における挿入位置のデータが格納されたデータ記憶装置４５が接続されている。なお、図示を省略しているが、論理演算制御部４２には論理演算制御部４２の動作を命令するプログラムを記憶したプログラム記憶装置等が接続されていてもよい。

距離演算部４２１が計算した送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の距離のデータは、論理演算制御部４２の結合係数計算部４２２に送信される。結合係数計算部４２２は、距離演算部４２１が計算した送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の距離のデータから、現在の送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の磁気的結合度の値を求める。結合係数計算部４２２は更に、データ記憶装置４５に格納された、所望の等価結合係数を実現するために必要な磁性体板の上下方向における挿入位置のデータから、磁性体板の移動距離を算出し、結合係数調整駆動装置４３に出力する。図８（ａ）に示した磁気的結合度制御機構の結合係数調整駆動装置４３は結合係数計算部４２２から送られた磁性体板の移動距離のデータから、図７（ｂ）に示した磁性体板３１Ｃの上下方向における挿入位置や図７（ｃ）に示した磁性体板３１ｂの上下方向における挿入位置を所望の位置になるように駆動制御する。結合係数調整駆動装置４３にはステップモータ等、周知の位置制御機構を採用可能である。このようにして、測距ユニット４１の出力から、磁性体板３１Ｃや磁性体板３１ｂの上下方向における挿入位置を所望の位置になるようにフィードバック制御することができる。

図８（ａ）に示す論理演算制御部４２を含む磁気的結合度制御機構のコンピュータシステムにおいて、データ記憶装置４５は、複数のレジスタ、複数のキャッシュメモリ、主記憶装置、補助記憶装置を含む一群の内から適宜選択された任意の組み合わせとすることも可能である。又、キャッシュメモリは１次キャッシュメモリと２次キャッシュメモリの組み合わせとしてもよく、更に３次キャッシュメモリを備えるヒエラルキーを有しても構わない。図８（ａ）に示した論理演算制御部４２は、マイクロチップとして実装されたマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）等を使用してコンピュータシステムを構成することが可能である。又、磁気的結合度制御機構のコンピュータシステムを構成する論理演算制御部４２として、算術演算機能を強化し信号処理に特化したデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）や、メモリや周辺回路を搭載し組込み機器制御を目的としたマイクロコントローラ（マイコン）等を用いてもよい。或いは、現在の汎用コンピュータのメインＣＰＵを論理演算制御部４２に用いてもよい。

図９は、図４（ａ）に示した実装回路の動作をタイミング毎に分けて時系列で示す図である。図９（ａ）に示すように、一次側駆動スイッチＳＷ１としての第１の半導体スイッチング素子Ｑ１をオン状態にしたタイミングでは、先ず送電側コンデンサＣ_１に電荷が蓄えられる。図９（ａ）に示すように、このときの第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の内部抵抗ｒ_on1である。図９（ａ）のタイミングにおいて、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１が増大し始めると、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電気エネルギーの一部は送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。送電側コイルＬ₁の電気エネルギーは、僅かであるが、二次側回路３の受電側コイルＬ₂に伝送される。二次側回路３の受電側コイルＬ₂に伝送された電気エネルギーは、受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２の充電に費やされる。しかし、図９（ａ）のタイミングでは受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は負の値である。

次に、図９（ｂ）に示すタイミングで、一次側駆動スイッチＳＷ１としての第１の半導体スイッチング素子Ｑ１を遮断状態（オフ状態）にすると、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１が減少し始め、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電気エネルギーは送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。送電側コイルＬ₁に蓄積された電気エネルギーは、一次側回路２と二次側回路３との間の一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって二次側回路３の受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送される。二次側回路３の受電側コイルＬ₂に伝送された電気エネルギーは、受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として二次側回路３の受電側コンデンサＣ_２に蓄積される。図９（ｂ）のタイミングでは受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２は正の値になる。受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２はピーク値に到達した後、減少を開始する。

端子間電圧ＶＣ_２が減少すると、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電気エネルギーは、図９（ｂ）に示すように、充電電流Ｉ_ＣSとして負荷素子６に流れ、負荷素子６が充電される。しかしながら、端子間電圧ＶＣ_２の減少に伴い、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電気エネルギーの一部は、図９（ｂ）に示すように、受電側コイルＬ₂に受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として環流し、受電側コイルＬ₂にも電気的エネルギーが蓄積される。受電側コイルＬ₂に蓄積された電気エネルギーは、図９（ｃ）に示すように、二次側回路３と一次側回路２との間の一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって一次側回路２の送電側コイルＬ₁に環流される。

図９（ｃ）に示すように、送電側コイルＬ₁に環流された送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1によって、送電側コイルＬ₁に蓄えられた電気エネルギーは送電側コンデンサＣ_１に環流し始め、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は環流電流により増大を開始する。したがって、図９（ｃ）に示すように、送電側コイルＬ₁に環流された送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1を測定する電流計４６１、及び端子間電圧ＶＣ_１を測定する電圧計４６２を、一次側回路２に設けておけば、二次側回路３から環流した電気エネルギーの大きさが測定できる。即ち、一次側回路２に設けた電流計４６１と電圧計４６２によって、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって、一次側回路２から二次側回路３に伝送されるワイヤレス伝送の効率が測定できる。

このため、図７（ｂ）に示した磁性体板３１Ｃの上下方向における挿入位置や図７（ｃ）に示した磁性体板３１ｂの上下方向における挿入位置を制御する磁気的結合度制御機構を構成するには、図８（ｂ）に示すような伝送効率測定ユニット４６を、送電側コイルＬ₁が設けられている給電装置側に設けてもよい。伝送効率測定ユニット４６は、図９（ｃ）に示したように、一次側回路２に設けた電流計４６１と電圧計４６２である。

図９（ｃ）に示した電流計４６１と電圧計４６２は、図８（ｂ）に示した磁気的結合度制御機構を構成する論理演算制御部４７の伝送効率演算部４７１が接続されている。電流計４６１と電圧計４６２の出力は、図示を省略した出力バッファやインターフェイスを介して伝送効率演算部４７１に入力され、伝送効率演算部４７１において、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の伝送効率測定に必要な演算処理が実施される。論理演算制御部４７には論理演算制御部４７における伝送効率の演算等の論理演算に必要なデータや所望の伝送効率を実現するために必要な磁性体板の上下方向における挿入位置のデータが格納されたデータ記憶装置４５が接続されている。なお、図示を省略しているが、論理演算制御部４７には論理演算制御部４７の動作を命令するプログラムを記憶したプログラム記憶装置等が接続されていてもよい。

伝送効率演算部４７１が計算した送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の伝送効率のデータは、磁気的結合度制御機構を構成する論理演算制御部４７の結合係数計算部４７２に送信される。結合係数計算部４７２は、伝送効率演算部４７１が計算した送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の伝送効率のデータから、現在の送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の磁気的結合度の値を求める。結合係数計算部４７２は更に、データ記憶装置４５に格納された、所望の伝送効率を実現するために必要な磁性体板の上下方向における挿入位置のデータから、磁性体板の移動距離を算出し、結合係数調整駆動装置４３に出力する。結合係数調整駆動装置４３は結合係数計算部４７２から送られた磁性体板の移動による伝送効率の変化のデータから、図７（ｂ）に示した磁性体板３１Ｃの上下方向における挿入位置や図７（ｃ）に示した磁性体板３１ｂの上下方向における挿入位置を所望の位置になるように駆動制御する。結合係数調整駆動装置４３にはステップモータ等、周知の位置制御機構を採用可能である。このようにして、図８（ｂ）に示した磁気的結合度制御機構は伝送効率測定ユニット４６の出力から、磁性体板３１Ｃや磁性体板３１ｂの上下方向における挿入位置を所望の位置になるようにフィードバック制御することができる。

図８（ａ）で説明したのと同様に、図８（ｂ）に示す磁気的結合度制御機構の一部をなすデータ記憶装置４５は、複数のレジスタ、複数のキャッシュメモリ、主記憶装置、補助記憶装置を含む一群の内から適宜選択された任意の組み合わせとすることも可能である。図８（ｂ）に示した論理演算制御部４７は、マイクロチップとして実装されたＭＰＵ等を使用してコンピュータシステムを構成することが可能である。又、コンピュータシステムを構成する論理演算制御部４７として、算術演算機能を強化し信号処理に特化したＤＳＰや、メモリや周辺回路を搭載し組込み機器制御を目的としたマイコン等を用いてもよい。或いは、現在の汎用コンピュータのメインＣＰＵを論理演算制御部４７に用いてもよい。

従来知られている「共振」とは、一次側回路２の正弦波の振動が、自由振動している二次側回路３に伝達され、二次側回路３が一次側回路２と同じ周波数で振動する概念である。本発明の第１の実施形態に係る電力伝送装置においては、一次側回路２の自由振動を制限し、一次側回路２における過渡的な電流－電圧の変化を実現させる一次側駆動スイッチＳＷ１を備えているので、非正弦波である鋸波状の過渡応答特性を、本発明者らが初めて提案した「特性調和伝送」という概念によって、二次側回路３に伝達することが可能である。非正弦波である鋸波状の過渡応答特性を用いることにより、従来のように一次側回路２の側に正弦波の振動を生成する複雑で高価な交流電源回路が不要となる。

既に述べたとおり、第１の実施形態に係る電力伝送装置においては、一次側回路２に内在する時定数と二次側回路３に内在する時定数とを調和させて一次側回路２の電気エネルギーを二次側回路３に伝送する。この一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送は、例えば、送電側コンデンサＣ₁と受電側コンデンサＣ₂の容量を、コンデンサの寄生抵抗を含めて等しくし、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂のインダクタンスをコイルの寄生抵抗を含めて等しくすればよい。よって、例えば一次側駆動スイッチＳＷ１のオン／オフの繰り返し周期を５００～６００μｓとするのであれば、送電側コンデンサＣ₁と受電側コンデンサＣ₂の容量を、例えば４００μＦ～６００μＦの範囲で互いに同一とし、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂のインダクタンスを、例えば５μＨ～２０μＨの範囲で互いに同一とすればよい。

図１（ｂ）及び図２に示したような鋸波状の過渡応答波形には複数の瘤が１周期に含まれている。第１の実施形態に係る電力伝送装置の過渡応答波形を解析的に解くのは極めて難しい。そこで、近似的ではあるが、図２８に示した回路について、交流理論によりシミュレーションをしてみる。図２８において、一次側回路２と二次側回路３のコンデンサの容量とコイルのインダクタンスは同じ値にする。即ちＣ_１＝Ｃ₂＝５００μＦ、Ｌ₁＝Ｌ₂＝１０μＨとして近似的なシミュレーションする。このとき（６）式で与えられるＲＬＣ直列回路の共振周波数ｆ_o1＝２.２５ｋＨｚ，（７）式で与えられるＲＬＣ直列回路の共振周波数ｆ_o2＝２.２５ｋＨｚである。対応する繰り返し周期は４４４μｓとなる。

一次側駆動スイッチＳＷ１をオンにして、ステップ入力があった場合、電流は、最初に送電側コンデンサＣ_１に流れる。送電側コイルＬ₁は、もともと急激な電流の流入を妨げる性質がある。徐々に送電側コンデンサＣ_１の電圧が上昇し、徐々に送電側コイルＬ₁にも電流が流れ始める。そのうちに、送電側コンデンサＣ_１に溜まった電荷も送電側コイルＬ₁側に流れ出すようになる。こうなると、送電側コンデンサＣ１の電圧は降下する。一次側駆動スイッチＳＷ１をオフするまでの時間は、静電的エネルギー（１／２）ＣＶ^２と磁気的エネルギー（１／２）ＬＩ^２の和が最大になるように設定するのが理想であるが、送電側コイルＬ₁に電流Ｉが流れた状態で、一次側駆動スイッチＳＷ１がオフするので、送電側コイルＬ₁に逆起電力が発生する。

送電側コイルＬ₁に発生する逆起電力の電圧が、図４に示した一次側駆動スイッチＳＷ１に用いる第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の耐圧を越えないように注意が必要である。一次側駆動スイッチＳＷ１のオン／オフの繰り返し周期は、送電側コンデンサＣ１の端子間電圧ＶＣ１が、再び上昇してピークとなるまでの時間を考慮して、ピークに達するタイミングより少し早めにする。

図２９に近似的なシミュレーション結果としての送電側コンデンサＣ_１の電圧の変化を示す。図２９には図１（ｂ）及び図２に示したように、送電側コンデンサＣ_１の電圧の変化に鋸波状の過渡応答波形が得られる。図３０を用いて、鋸波の瘤は、受電側コイルＬ₂に誘導される電流による磁束によって一次側回路２の電流が減少させられる為に生じることを説明する。第４の実施形態で後述するような一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２、受電側スイッチＳＷ３及び負荷制御スイッチＳＷ４の４つのスイッチを用いるモードの場合と同様に、二次側回路３の電圧が最大となる時に、一次側回路２の電圧がゼロになる現象に対応し、図３４に示すＷ型の過渡応答波形の真ん中の山が鋸波の瘤になる。

図３４に示すＷ型の過渡応答波形については図３５を用いて後述する。図２８の回路から寄生容量や寄生抵抗等を省略し簡略化した回路図である図３１に示した回路を用い、近似的なシミュレーションをしてみると、図３２に示したようなＷの形状の右側の谷の電圧が持ち上がった過渡応答波形が得られる。図３２の破線の円Ａ₁及びＡ₂でそれぞれ囲んで示したＷ型の過渡応答波形の真ん中の山が、寄生容量や寄生抵抗等の影響で、図１（ｂ）及び図２に示したような鋸波に瘤として現れていることが分かる。

第１の実施形態における一次側駆動スイッチＳＷ１のみのモードの場合、図３０（ａ）～（ｄ）に示すように、一次側駆動スイッチＳＷ１のオン／オフの繰り返し周期を長くすると、過渡応答波形の瘤が小さくなり、次第に図１（ｂ）及び図２に示したような鋸波の応答波形に近づいていく。図２９は、図３０（ｃ）に示した繰り返し周期５７５μｓの場合の過渡応答波形を拡大して示す図であるが、図１（ｂ）及び図２に示した過渡応答波形に対応している。

一次側駆動スイッチＳＷ１のオン／オフの繰り返し周期５６５μｓの場合は、図３０（ａ）の破線の円Ａ_aで囲んで示すようなＷ型の過渡応答波形である。（６）式及び（７）式が規定するＲＬＣ直列回路の共振周波数から求められる繰り返し周期は４４４μｓであるので、図３０（ａ）の繰り返し周期は、SW1をONしている時間100μsを考慮しても交流理論で求められる繰り返し周期よりも長い。即ち第１の実施形態に係る電力伝送装置においては、交流理論で求められるＲＬＣ直列回路の共振周波数とは異なる繰り返し周期で振動していることが分かる。

第１の実施形態に係る電力伝送装置において、二次側回路３に一次側回路２から電気エネルギーを特性調和伝送によって伝送することにより振幅が小さくなる。繰り返し周期を、少し長くして図３０（ｂ）の繰り返し周期５７０μｓの場合は、破線の円Ａ_bで囲んで示したように、過渡応答波形を示すＷの形状のうち右側の谷の電圧が持ち上がる。更に、図１（ｂ）及び図２に示したのと同様に、鋸波の上側にも膨らみが生じはじめる。

特性調和伝送によって一次側回路２から二次側回路３に電気エネルギーを更に伝送することにより、更に振幅が小さくなる。繰り返し周期を更に長くして図３０（ｃ）の繰り返し周期５７５μｓとした場合は、破線の円Ａ_cで囲んで示したようにＷの形状のうち、右側の谷の電圧が更に持ち上がり瘤状の肩部となり、過渡応答波形からＷの形状が消える。そして、図１（ｂ）及び図２に示したのと同様に、鋸波の上側にも瘤が現れてくる。

特性調和伝送によって、二次側回路３に電気エネルギーを更に伝送することにより更に振幅が小さくなり、繰り返し周期を更に長くして図３０（ｄ）の繰り返し周期５８０μｓとした場合は、破線の円Ａ_dで囲んで示したように、過渡応答波形を示す瘤状の肩部が更に持ち上がる。そして、図１（ｂ）及び図２に示したのと同様に、鋸波の上側の瘤も顕著になって、２段の瘤が示されるようになる。このように、過渡応答波形を示すＷの形状のうち、振幅がだんだん小さくなり、繰り返し周期を長くすると右側の谷の電圧がだんだん下がらなくなり、Ｗの形状の右側の谷が持ち上がり、２段の瘤を有する鋸波状の過渡応答波形になっていく。

一次側駆動スイッチＳＷ１のオン／オフの繰り返し周期を長くするとＷの形状の右側の谷の電圧が持ち上がるのは、二次側回路３で受け取った電気エネルギーが充電対象である負荷素子６に移動したためと考えられる。一次側駆動スイッチＳＷ１を入れた際の電流の最大値と、負荷素子６に流れる電流の最大値は、第１の実施形態に係る電力伝送装置の実回路を構成している電線の寄生インダクタンスに依存する。実回路で測定された波形の解析から寄生インダクタンスは、１ｍＨ～３μＨ程度あるものと推定される。即ち、図１（ｂ）及び図２に示した複数の瘤を有する鋸波状の過渡応答波形は、寄生抵抗、寄生容量、寄生インダクタンスに依拠した回路に固有の時定数によって、発生していることがわかる。

次に、従来の交流理論である（６）式が与えるＲＬＣ直列回路の共振周波数ｆ_o1を用い、ω₀＝２πｆ_o1、ω１＝ω₀ /（１－ｋ）^1/2とし、図３５に示すように、エネルギー転送関数f1として、転送タイミングである２π/ω１秒後にステップ状に減衰するシグモイド関数：

f1＝Ｖ３/[１＋exp｛10⁶（ｔ－２π/ω１）｝]＋V２ ……（８）

を考える。ここで、ω１＝ω₀ /（１－ｋ）^1/2を定義するｋは、式（１）の定義に用いた交流理論の結合係数Ｋ_AＣである（ｋ＝Ｋ_AＣ）。

更に、任意の減衰関数f2として、適当な減衰定数τで減数をする関数：

f2＝exp（－τｔ） ……（９）

を考える。例えば、第１の実施形態に係る電力伝送装置においては、減衰関数f2は、一次側コンデンサＣ₁の両端の電圧ＶＣ１の最大値の寄生抵抗とコンデンサによる時定数τによる減衰する関数に対応する。

図３５に記載したＶ１，Ｖ２，Ｖ３は、すべて一次側のコンデンサＣ₁の両端の電圧ＶＣ１に対応させることができる。Ｖ１は、最初に、一次側のコンデンサＣ₁にチャージされた電圧、Ｖ２が、二次側回路３に電気エネルギーに転送されたのちの一次側のコンデンサＣ₁に残った電圧に対応出来る。図３５に記載したＶ３は、それらの差分に対応する。エネルギー転送関数f1は一次側のコンデンサＣ₁の両端の電圧ＶＣ１がＶ１からＶ２に下がることを意図して作った関数である。

上述のω₀＝２πｆ_o1を用いω２＝ω₀ /（１＋ｋ）^1/2とし相互誘導関数φ（ｋ）を、

φ（ｋ）＝cos（ω１ｔ）＋cos（ω２ｔ） ……（１０）

と定義すれば、関数（Ｖ1／２）φ（ｋ）は図３５の転送タイミング２π/ω１ 秒後の細い破線の曲線で示すような変化を示す。ただし、第１の実施形態に係る電力伝送装置の結合係数Ｋは時間に依存するパラメータであり、交流理論の結合係数Ｋ_AＣとは、厳密には異なることに留意が必要である。図３５の細い破線は、負荷回路６に電流を供給する前の波形であり、一次側コンデンサＣ₁の両端の電圧ＶＣ１の波形に対応する。転送タイミング２π/ω１秒後の細い破線は一次側コンデンサＣ1のエネルギーが、二次側に転送されない時の波形と考えることができる。

関数（Ｖ2／２）φ（ｋ）は、図３５の転送タイミング２π/ω１ 秒に至るまでの細い破線の曲線であり、負荷回路６に電流を供給した後のコンデンサＣ₁の両端の電圧ＶＣ１の波形である。一次側コンデンサＣ1のエネルギーが、二次側に転送される分だけ、初めから二次側に移動していたと考えた時の波形に相当する。実線で示した関数ｆ１・ｆ２・φ（ｋ）がコンデンサＣ₁の両端の電圧ＶＣ１になり、Ｗ型を示すことが分かる。

以上のとおり、第１の実施形態に係る電力伝送装置においては、特性調和伝送によって二次側回路３に電気エネルギーを伝送することにより振幅が小さくなる。即ち、図３２に示すように、Ｗ型の過渡応答波形の右側の谷が小さくなり、次第に上に持ち上がり、くぼまなくなる。これによって、鋸波的になる全体的にＲＣの時定数で、寄生抵抗による電気エネルギーの散逸により減衰する。図２８に示した回路についての交流理論による近似的なシミュレーションでは、あくまでも近似に過ぎず、交流理論の限界があるが、大凡２段の瘤を有する鋸波状の過渡応答波形が理解できるはずである。現実には、図１（ｂ）及び図２に示した実験データのみが第１の実施形態に係る電力伝送装置の効果を説明できる。

即ち、送電側コンデンサＣ₁と受電側コンデンサＣ₂に同一のコンデンサを採用し、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂のインダクタンスに同一のコイルを採用すれば、コイル及びコンデンサに寄生抵抗を含めて、一次側回路２に内在する時定数と二次側回路３に内在する時定数とが調和させることができる。

以上述べたとおり、本発明の第１の実施形態に係る電力伝送装置は、特性調和伝送という新規な概念を用いた交流理論に依拠しない技術であるので、安価な直流電源５を使用することができる。このため、第１の実施形態に係る電力伝送装置では高価なスイッチング電源が不要であり、回路構成が単純化され、制御回路側における電力損失も最小化される。特に一次側駆動スイッチＳＷ１として電力用半導体スイッチング素子を採用する場合には、電力用半導体スイッチング素子をオン／オフ制御する単純な制御だけでよいので、制御回路側の電力損失も削減され、電源回路（０次回路）の損失を含めた総合的な電力伝送効率を高めることができる。特に回路構成が単純化されるので壊れにくく、回路設計が容易になる。又、電力伝送の限界電力を従来の交流理論における限界電力を凌駕する値にまで押し上げることができる。電力伝送の限界電力は原理的には無限大に押し上げることが出来るものであるが、電力伝送の限界距離も原理的には無限大に伸ばすことができる。

この結果、第１の実施形態に係る電力伝送装置によれば、電力伝送装置の全体の構成を簡略化して制御回路側の電力損失を最小限に抑制し、軽量・小型化及び高効率化が可能となり、省電力化による総合的な電力伝送効率を高めたワイヤレス電力伝送装置を安価に製造することができる。又、従来の交流理論で求められる繰り返し周期よりも長い繰り返し周期で特性調和伝送が実現できるので、従来の交流理論における重共振の場合よりも低い周波数でよい。低周波数の回路設計でよいので、一次側回路２側の電圧を高めることも容易になり、ジュール熱発生によるエネルギー損失も少なくできるので第１の実施形態に係る電力伝送装置は総合的な電力伝送効率が高い電力伝送装置を安価に製造することができる。寄生抵抗を下げることにより、原理的には電力伝送効率が９９％を超え、１００％に近い値まで高められた電力伝送装置を製造することができる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態に係る電力伝送装置は図１０（ａ）に示すように、図１に示した第１の実施形態に係る電力伝送装置の回路構成に、送電側スイッチＳＷ２を追加した構成となっている。「送電側スイッチＳＷ２」も一次側駆動スイッチＳＷ１と同様に、一次側回路２の自由振動を制限し、一次側回路２における過渡的な電流－電圧の変化を実現させる回路素子である。

図１０（ａ）に示した一次側駆動スイッチＳＷ１及び送電側スイッチＳＷ２として、第１の実施形態に係る電力伝送装置と同様なＦＥＴ、ＳＩＴ、ＢＪＴの他、ＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ等のサイリスタを含む電力用半導体スイッチング素子が用いられる。特に、ＭＩＳＦＥＴ、ＭＩＳＳＩＴ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳ制御ＳＩサイリスタ等の電圧駆動型のスイッチング素子を用いれば消費電力が小さくなるので、一次側駆動スイッチＳＷ１及び送電側スイッチＳＷ２に好適である。市場での入手可能性と電力用半導体スイッチング素子の内部抵抗の評価からは、現状においては、ＭＯＳＦＥＴを図１０（ｂ）に示す回路の一次側駆動スイッチＳＷ１及び送電側スイッチＳＷ２として採用することが可能である。

既に第１の実施形態に係る電力伝送装置で説明したとおり、ＥＶ用の充電式電池を負荷素子６とするような大電力用電力伝送装置においてはジュール熱の発生が大きい。第２の実施形態に係る電力伝送装置では一次側駆動スイッチＳＷ１及び送電側スイッチＳＷ２として用いるとして用いる電力用半導体スイッチング素子は２個のみで良いので、発熱による素子の破壊を防ぐ冷却構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。又、一次側駆動スイッチＳＷ１及び送電側スイッチＳＷ２をオン／オフ制御する単純な制御だけでよいので、一次側回路２の電圧を高めて、ジュール熱の発生を押さえる設計も簡単にできる。

図１０（ｂ）に示す実装回路においては、送電側コイルＬ₁からの環流電流を考慮し第１の還流ダイオードＦＷＤ₁が第１の半導体スイッチング素子Ｑ１としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第２の還流ダイオードＦＷＤ₂が第２の半導体スイッチング素子Ｑ２としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図４（ａ）に示した回路と同様に、送電側コイルＬ₁からの環流電流が直流電源５に環流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ１が直流電源５と第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の間に直列接続されている。図１０（ｂ）に示す実装回路でも負荷素子６の等価インピーダンスＸ_Leqを充電容量Ｃ_sで近似して表現している。

第１の実施形態に係るワイヤレス電力伝送方法を、図１１のタイミング図及び図１２（ａ）から図１２（ｄ）に示す時系列概略図を参照して説明する。ただし、第１の実施形態と同様、交流理論から導かれる結合係数Ｋ_AＣ＝０．６に等価な結合係数Ｋの場合を前提としており、充電電圧ＶＣ_Ｓの初期状態における値は満充電に近い十分高い電圧であるとする。先ず、図１２（ａ）に示すタイミングにおいて、送電側スイッチＳＷ２をオフ状態、一次側駆動スイッチＳＷ１をオン状態にして、送電側コンデンサＣ_１に初期電圧を印加して電荷を蓄える。図１２（ａ）では一次側駆動スイッチＳＷ１に第１の半導体スイッチング素子Ｑ１を用いているので、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１のオン抵抗ｒ_on1で一次側駆動スイッチＳＷ１のオン状態を示している。送電側スイッチＳＷ２をオフ状態では一次側回路２は未だ形成されず、図１２（ａ）に示すように、一次側駆動スイッチＳＷ１のオン状態によって、直流電源５、等価内部抵抗ｒ₁、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１と第１の還流ダイオード（環流ダイオード）ＦＷＤ₁の並列回路及び送電側コンデンサＣ_１からなる直列」回路によって給電側回路1が構成されている。

図１１に細い破線で示したように、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は、リンギングをしながら一定電圧に充電される。図１１には示していないが、このタイミングでは受電側コンデンサＣの端子間電圧ＶＣ_２は負の値であるとして図１２（ａ）では示している。次に、図１２（ｂ）に示すタイミングにおいて、一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にして、一定時間をおいて、送電側スイッチＳＷ２をオン状態にすると、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1を介して、送電側コイルＬ₁に蓄積され、更に、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じる。図１２（ｂ）のタイミングでは送電側スイッチＳＷ２に第２の半導体スイッチング素子Ｑ２を用いているので、第２の半導体スイッチング素子Ｑ２のオン抵抗ｒ_on2で送電側スイッチＳＷ２のオン状態を示している。送電側スイッチＳＷ２をオン状態にすることにより一次側回路２が形成され、直流電源５、等価内部抵抗ｒ₁、第１の半導体スイッチング素子Ｑ１と第１の還流ダイオード（環流ダイオード）ＦＷＤ₁の並列回路及び送電側コンデンサＣ_１からなる給電側回路1が消滅する。

送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電気エネルギーが送電側コイルＬ₁に移動すると、図１１に細い破線で示した端子間電圧ＶＣ_１は、負の極大値をとったのち、０Ｖになる。一次側回路２から二次側回路３への特性調和伝送によって、受電側コイルＬ₂に伝送された電気エネルギーは、受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2によって受電側コンデンサＣ_２を充電する。受電側コンデンサＣ_２の充電が開始されると、受電側コンデンサＣの端子間電圧ＶＣ_２は、図１１の太い破線で示すように、負の極大値をとったのち、図１２（ｃ）に示すように正の値になる。端子間電圧ＶＣ_１が０Ｖになった時点で最大値をとる。図１１の太い破線の変化から分かるように、端子間電圧ＶＣ_２は、負の極大値をとったのち、正の値になり、細い破線で示した端子間電圧ＶＣ_１が０Ｖになった時点で最大値をとる。

図１２（ｃ）に示すタイミングにおいて、端子間電圧ＶＣ_２の増加に伴って、受電側コンデンサＣに蓄積された電気エネルギーの一部によって、図１１に一点鎖線で示した充電電流Ｉ_ＣSが発生し、負荷素子６としての充電式電池に電荷が蓄えられる。受電側コンデンサＣに蓄積された電気エネルギーの他の一部は、受電側コイルＬ₂に受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として還流する。図１２（ｄ）に示すタイミングにおいて、充電電流Ｉ_Ｃが０になった時点で、端子間電圧ＶＣ_２は、充電電圧ＶＣ_Ｓと同じ値となる。

受電側コンデンサＣに蓄積された電気エネルギーが受電側コイルＬ₂に還流すると、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じ、一次側回路２に電気エネルギーの一部が戻る。受電側コンデンサＣに蓄積された電気エネルギーが負荷素子６及び受電側コイルＬ₂に移動すると、受電側コンデンサＣ_２は放電される。受電側コンデンサＣ_２が放電すると、図１１の右側に太い破線で示した端子間電圧ＶＣ_２は、負の極大値をとったのち、０Ｖになる。このとき、図１１の右側に細い破線で示した端子間電圧ＶＣ_１は、負の極大値をとったのち、正の値となり増大し、送電側スイッチＳＷ２がオフ状態になった時点で一定値に維持される。図９（ｄ）説明したのと同様に、端子間電圧ＶＣ_１を測定することにより、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送の伝送効率や負荷素子６としての充電式電池の充電の状況をモニターすることができることが分かる。図１１から分かるように一次側回路２の端子間電圧ＶＣ_１の振動波形と二次側回路３の端子間電圧ＶＣ_２の振動波形とは互いに対称性のある振動波形ではない。

既に述べたように、「共振」とは、自由振動している系に適用される概念である。これに対し、本発明の第2の実施形態に係る電力伝送装置においては、一次側回路２の自由振動を制限し、一次側回路２における過渡的な電流－電圧の変化を実現させる送電側スイッチＳＷ２及び一次側駆動スイッチＳＷ１を備えている。このため、第２の実施形態に係る電力伝送装置においては、非正弦波の過渡応答特性を、新たな概念である「特性調和伝送」によって、二次側回路３に伝達することが可能である。制御回路の構成が単純で安価な直流電源５に依拠した非正弦波の過渡応答特性を用いることができるので、従来のように一次側回路２に対し商用周波数よりも高い正弦波振動を生成させる高価な交流電源回路が不要となり、壊れにくく回路設計が容易になる。

図３３に示した回路は、図２８に示した回路の場合と同様に、交流理論により近似的なシミュレーションをする場合の第２の実施形態に係る電力伝送装置の回路であるが、一次側駆動スイッチＳＷ１及び送電側スイッチＳＷ２の２つのスイッチを備えている。図３３（ａ）～（ｃ）において、一次側回路２と二次側回路３のコンデンサの容量とコイルのインダクタンスは同じに設定している。即ちＣ_１＝Ｃ₂＝５００μＦ、Ｌ₁＝Ｌ₂＝１０μＨとする。

図３３（ａ）は、直流電源５の電圧Ｅ₀＝３６Ｖで、一次側回路２の電気エネルギーを特性調和伝送で二次側回路３に伝送し、負荷回路３６として採用している充電式電池の充電電圧Ｖ_cs＝２４Ｖとする場合の第２の実施形態に係る電力伝送装置の回路である。図３３（ｂ）は、図３３（ａ）と同じ直流電源５の電圧Ｅ₀＝３６Ｖを用い、一次側回路２の電気エネルギーを特性調和伝送で二次側回路３に伝送するが、負荷回路３６として採用している充電式電池の充電電圧Ｖ_cs＝１００Ｖとし、負荷回路３６に電流が流れないように設定する場合の回路である。図３３（ｂ）は、図３３（ｂ）と同じように負荷回路３６として採用している充電式電池の充電電圧Ｖ_cs＝１００Ｖとし、負荷回路３６に電流が流れないように設定する場合であるが、二次側回路３に伝送される分を予め差し引き、直流電源５の電圧Ｅ₀＝２６Ｖとした場合である。

図３４に近似的なシミュレーション結果としての送電側コンデンサＣ１の電圧の変化を示す。図３２に示したのと同様に、第２の実施形態に係る電力伝送装置の交流理論による近似的シミュレーションでは、送電側コンデンサＣ１の電圧の変化は図３に示したのと同様なＷ型の過渡応答波形を示す。図３４の実線は、図３３（ａ）に示した回路に対する近似的シミュレーションの結果、図３４の破線は図３３（ｂ）に示した回路に対する近似的シミュレーションの結果、図３４の一点鎖線は図３３（ｃ）に示した回路に対する近似的シミュレーションの結果である。

最初は、図３４の破線で示したように負荷回路３６に電流を流そうとするが、充電式電池の充電電圧Ｖ_cs＝１００Ｖと高くしているので負荷回路３６に電流が流れず、一点鎖線で示した曲線のような変化になる。負荷回路３６に電流を流そうとするタイミングは、図３４のＷ型の過渡応答波形の中央の山の位置あたりと推定される。

以上のように、第２の実施形態に係る電力伝送装置によれば、第１の実施形態に係る電力伝送装置と同様に、制御回路や周辺回路が単純で安価な直流電源５を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要である。第２の実施形態に係る電力伝送装置の回路構成は単純化され、制御回路側における電力損失も最小化され壊れにくくなる上に、回路設計も容易になる。この結果、電力伝送装置の全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、電源回路（０次回路）の損失を含めた総合的な電力伝送効率を高めたワイヤレス電力伝送装置を安価に製造することができる。第１の実施形態に係る電力伝送装置で述べたのと同様に、電力伝送の限界電力を従来の交流理論における限界電力を凌駕する値にまで押し上げ、原理的には無限大に押し上げ、電力伝送の限界距離も原理的には無限大に伸ばすことができる。更に電力伝送効率を原理的には１００％に近い値まで高めることが可能である。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態に係る電力伝送装置は、図１３（ａ）に示すように、第２の実施形態に係る電力伝送装置に受電側スイッチＳＷ３を追加した構成となっている。「受電側スイッチＳＷ３」も、送電側スイッチＳＷ２や一次側駆動スイッチＳＷ１と同様に、二次側回路３の自由振動を制限し、二次側回路３における過渡的な電流－電圧の変化を実現させる回路素子である。

図１３（ａ）に示した一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３として、第１及び第２の実施形態に係る電力伝送装置と同様なＦＥＴ、ＳＩＴ、ＢＪＴの他、ＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ等のサイリスタを含む電力用半導体スイッチング素子が用いられる。低い内部抵抗の要求と市場での入手可能性から、ＭＯＳＦＥＴを、図１３（ｂ）に示す実装回路の一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３としてそれぞれ採用することが、工業的には優位と考えられる。

第１及び第２の実施形態に係る電力伝送装置で説明したとおり、大電力用電力伝送装置においてはジュール熱の発生が大きい。第３の実施形態に係る電力伝送装置では一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３として用いるとして用いる電力用半導体スイッチング素子は３個のみで良いので、発熱による素子の破壊を防ぐ冷却構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。又、一次側駆動スイッチＳＷ１及び送電側スイッチＳＷ２をオン／オフ制御する単純な制御だけでよいので、一次側回路２の電圧を高めて、ジュール熱の発生を押さえる設計も簡単にできる。

図１３（ｂ）に示す実装回路においては、第１の還流ダイオードＦＷＤ₁が第１の半導体スイッチング素子Ｑ１としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第２の還流ダイオードＦＷＤ₂が第２の半導体スイッチング素子Ｑ２としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第３の還流ダイオードＦＷＤ₃が第３の半導体スイッチング素子Ｑ３としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図１３（ｂ）に示すように、第３の還流ダイオードＦＷＤ₃は、受電側コイルＬ₂にからの環流電流を流す方向に設けられるので、第２の還流ダイオードＦＷＤ₂がとは反対向きに設けられている。図４（ａ）及び図１０（ｂ）に示した回路と同様に、送電側コイルＬ₁からの環流電流が直流電源５に環流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ１が直流電源５と第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の間に直列接続されている。図１３（ｂ）に示す実装回路でも負荷素子６の等価インピーダンスＸ_Leqを充電容量Ｃ_sで近似して表現している。

第１の実施形態に係るワイヤレス電力伝送方法を、図１４に示すフローチャート及び図１５に示すタイミング図を参照して説明する。ただし、第１及び第２の実施形態と同様、交流理論による結合係数Ｋ_AＣ＝０．６に相当する条件での特性調和伝送を仮定しており、充電電圧ＶＣ_Ｓの初期状態における値は満充電に近い十分高い電圧であるとする。

先ず、図１４のフローチャートのステップＳ３１において、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオフ状態にし、一次側駆動スイッチＳＷ１のみをオン状態にする。図１５に細い破線で示したように、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧ＶＣ_１は、リンギングをしながら一定電圧に充電される。図１５には示していないが、このタイミングでは受電側コンデンサＣの端子間電圧ＶＣ_２は負の値である。送電側コンデンサＣ_１に初期電圧を印加して電荷を蓄えたのち、図１５に示すように一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にする。前述したように、この時点での充電電圧ＶＣ_Ｓは高いものと仮定している。

図１５に示すように、一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にした後、一定時間をおいて、ステップＳ３２において、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３を同時にオン状態にする。送電側スイッチＳＷ２がオン状態になると、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電気エネルギーは送電側コイル電流を介して、送電側コイルＬ₁に蓄積され、更に、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じる。送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電気エネルギーが送電側コイルＬ₁に移動すると、図１５に細い破線で示した端子間電圧ＶＣ_１は、負の極大値をとったのち、０Ｖになる。一次側回路２から二次側回路３への特性調和伝送によって、受電側コイルＬ₂に伝送された電気エネルギーは、受電側スイッチＳＷ３がオン状態なので、受電側コイル電流によって受電側コンデンサＣ_２を充電する。受電側コンデンサＣ_２の充電が開始されると、受電側コンデンサＣの端子間電圧ＶＣ_２は、図１５の太い破線で示すように、負の極大値から増大し始め、図１５の中央の左よりの位置に示したように、正の値になる。端子間電圧ＶＣ_２が負の値をとっている間は充電電流Ｉ_ＣＳは流れないが、端子間電圧ＶＣ_２が正の値になると、図１５の中央に一点鎖線で示したように充電電流Ｉ_ＣSが立ち上がり始める。

充電電流Ｉ_ＣSが立ち上がり始めたタイミングで、ステップＳ３３において送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオフ状態にする。送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３のオフ状態は、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって、図１５の太い破線で示した端子間電圧ＶＣ_２が最大になり、且つ細い破線で示した端子間電圧ＶＣ_１が０Ｖになる時点である。図１５の中央に一点鎖線で示した充電電流Ｉ_ＣSは、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３がオフ状態になった後も増大しピーク値な到達した後、減少し、ステップＳ３４においてゼロになる。

図１５の中央の右よりの位置に示したように、太い破線で示した端子間電圧ＶＣ_２の最大値は、充電電流Ｉ_Ｃが減少を開始すると、若干低い値の一定値になり段差（肩）状の波形になる。充電電流Ｉ_Ｃがゼロになった後も、図１５に太い破線で示した端子間電圧ＶＣ_２の値は、送電側スイッチＳＷ２のオフ時の最大値よりも低い値を維持している。送電側スイッチＳＷ２のオフ後、一定時間を経過すると、端子間電圧ＶＣ_２の最大値は減少するが、ステップＳ３１の時点で充電電圧ＶＣ_Ｓが高い場合、充電電流Ｉ_Ｃによる端子間電圧ＶＣ_２の最大値の減少量は小さく、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送に与える影響は少ない。

充電電流Ｉ_Ｃが０ＡとなったのちにステップＳ３５において、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３を同時に、再度オン状態にすると、再度一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じる。ステップＳ３５における送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３のオン状態により、図１５の右側に太い破線で示した端子間電圧ＶＣ_２は減少を開始し、負の極大値をとったのち、０Ｖになる。このとき、図１５の右側に細い破線で示した端子間電圧ＶＣ_１も減少を開始し、負の極大値をとったのち、正の値となり増大する。

次に、ステップＳ３６において、端子間電圧ＶＣ_１が最大になり、端子間電圧ＶＣ_２が０Ｖになる時点で送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオフ状態にする。図１５に示すようにステップＳ３６時点での細い破線で示した端子間電圧ＶＣ_１はステップＳ３４時点での太い破線で示した端子間電圧ＶＣ_２と同じ値であり、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３がオフ状態になった時点以降一定値に維持される。る。なお、図示を省略しているが、ステップＳ３６時点で端子間電圧ＶＣ_１と負荷素子６の端子間電圧は同じ値である。このため、図９（ｄ）で説明したのと同様に、端子間電圧ＶＣ_１を測定することにより、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送の伝送効率や負荷素子６としての充電式電池の充電の状況をモニターすることができることが分かる。図１１に示した第２の実施形態に係る電力伝送装置のタイミング図と図１５に示した第３の実施形態に係る電力伝送装置のタイミング図を比較すると、受電側スイッチＳＷ３が１個増えても、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送における端子間電圧ＶＣ_１や端子間電圧ＶＣ_２等の時間的変化（過渡応答）を示す波形は、殆ど同じであることが分かる。

「共振」は自由振動をしている交流回路で用いられる概念であるが、第３の実施形態に係る電力伝送装置においては、一次側回路２と二次側回路３の自由振動を制限し、一次側回路２と二次側回路３における過渡的な電流－電圧の変化を実現させる一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２、受電側スイッチＳＷ３を備えている。このため、第3の実施形態に係る電力伝送装置においては、一次側回路２の過渡応答特性を、新たな概念である「特性調和伝送」によって、二次側回路３に伝達することが可能である。制御回路の構成が単純で安価な直流電源５に依拠した非正弦波の過渡応答特性を用いて電気エネルギーの伝達をすることができるので、一次側回路２に対し、商用周波数よりも高い正弦波振動を生成させる高価な交流電源回路が不要となる。

よって、本発明の第３の実施形態に係る電力伝送装置によれば、第１及び第２の実施形態に係る電力伝送装置と同様に、制御回路や周辺回路が単純で安価な直流電源５を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要であり、回路構成が単純化され、制御回路側における電力損失も最小化される。この結果、第３の実施形態に係る電力伝送装置によれば、電力伝送装置の全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、電源回路（０次回路）の損失を含めた総合的な電力伝送効率を高めたワイヤレス電力伝送装置を安価に製造することができる。第１及び第２の実施形態に係る電力伝送装置で述べたのと同様に第３の実施形態に係る電力伝送装置によれば、回路構成が単純化されるので壊れにくく回路設計が容易になる。又、電力伝送の限界電力を原理的には無限大に押し上げ、電力伝送の限界距離を原理的には無限大に伸ばし、電力伝送効率を原理的には１００％に近い値まで高めることが可能である。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態に係る電力伝送装置は、図１６（ａ）に示すように、第３の実施形態に係る電力伝送装置に、負荷制御スイッチＳＷ４を追加した構成となっている。「負荷制御スイッチＳＷ４」は、受電側スイッチＳＷ３と同様に、二次側回路３の自由振動を制限し、二次側回路３における過渡的な電流－電圧の変化を実現させる回路素子である。

図１６（ａ）に示した一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２、受電側スイッチＳＷ３及び負荷制御スイッチＳＷ４として、第１～第３の実施形態に係る電力伝送装置と同様に、ＦＥＴ、ＳＩＴ、ＢＪＴの他、ＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ等のサイリスタを含む電力用半導体スイッチング素子を用いることが可能である。低い内部抵抗の要求を考慮すると、現状での市場での入手可能性により、ＭＯＳＦＥＴが図１６（ｂ）に示した実装回路の一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２、受電側スイッチＳＷ３及び負荷制御スイッチＳＷ４としてそれぞれ採用することが好ましい。

第４の実施形態に係る電力伝送装置では一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２、受電側スイッチＳＷ３及び負荷制御スイッチＳＷ４として用いるとして用いる電力用半導体スイッチング素子は４個のみで良いので、ジュール熱の発生を防ぐ冷却構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。又、一次側駆動スイッチＳＷ１及び送電側スイッチＳＷ２をオン／オフ制御する単純な制御だけでよいので、一次側回路２の電圧を高めてジュール熱の発生を押さえる設計も簡単にできる。

図１６（ｂ）に示す実装回路においては、第１の還流ダイオードＦＷＤ₁が第１の半導体スイッチング素子Ｑ１としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第２の還流ダイオードＦＷＤ₂が第２の半導体スイッチング素子Ｑ２としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第３の還流ダイオードＦＷＤ₃が第３の半導体スイッチング素子Ｑ３としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第４の還流ダイオードＦＷＤ₄が第４の半導体スイッチング素子Ｑ４としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図１６（ｂ）に示すように、第３の還流ダイオードＦＷＤ₃は、受電側コイルＬ₂にからの環流電流を流す方向に設けられるので、第２の還流ダイオードＦＷＤ₂がとは反対向きに設けられているのは図１３（ｂ）と同様である。図４（ａ）、図１０（ｂ）及び図１３（ｂ）に示した回路と同様に、送電側コイルＬ₁からの環流電流が直流電源５に環流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ１が直流電源５と第１の半導体スイッチング素子Ｑ１の間に直列接続されている。図１６（ｂ）に示す実装回路でも負荷素子６の等価インピーダンスＸ_Leqを充電容量Ｃ_sで近似して表現している。

既に述べたとおり、図１１に示した第２の実施形態に係る電力伝送装置のタイミング図と図１５に示した第３の実施形態に係る電力伝送装置のタイミング図を比較すると、受電側スイッチＳＷ３が１個増えても、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送における端子間電圧ＶＣ_１や端子間電圧ＶＣ_２等の時間的変化（過渡応答）を示す波形は、殆ど同じである。図１６（ａ）に示すように、第３の実施形態に係る電力伝送装置に、負荷制御スイッチＳＷ４を追加した構成となっても、特性調和伝送の本質は変わらず、その基本的動作や、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送における端子間電圧ＶＣ_１や端子間電圧ＶＣ_２等の時間的変化（過渡応答）を示す波形は、殆ど同じである。

しかしながら、図１６（ａ）に示すように、一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２、受電側スイッチＳＷ３及び負荷制御スイッチＳＷ４の４つのスイッチを有する構成においては、一次側駆動スイッチＳＷ１と負荷制御スイッチＳＷ４を遮断状態、送電側スイッチＳＷ２と受電側スイッチＳＷ３を導通状態としたタイミングにおいて、直流電源５側の回路と負荷素子６側の回路が、それぞれ一次側回路２及び二次側回路３から分離されるので、一次側回路２と二次側回路３が自由振動することが可能となる。即ち一次側回路２のＬＣ共振回路と二次側回路３のＬＣ共振回路が相互インダクタンスＭで結合した回路として扱えるので、交流理論における重共振の考え方が採用可能となる。即ち、一次側駆動スイッチＳＷ１と負荷制御スイッチＳＷ４を遮断状態、送電側スイッチＳＷ２と受電側スイッチＳＷ３を導通状態としたタイミングにおいては、既に述べた式（２）及び（３）の結合方程式で、特性調和伝送の効率を検討することができる。

ただし、実装回路においては、一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２、受電側スイッチＳＷ３及び負荷制御スイッチＳＷ４の４つのスイッチに、それぞれ用いる電力用半導体スイッチング素子のオン抵抗を考慮しなくてはならないので、式（２）及び（３）の結合方程式では記述できない。よって、一次側駆動スイッチＳＷ１と負荷制御スイッチＳＷ４を遮断状態、送電側スイッチＳＷ２と受電側スイッチＳＷ３を導通状態としたタイミングの動作では、一次側回路２のＬＣＲ共振回路と二次側回路３のＬＣＲ共振回路が相互インダクタンスＭで結合した回路としての検討が必要になる。

又、一次側駆動スイッチＳＷ１や負荷制御スイッチＳＷ４を導通状態としたときのステップ応答等の過渡応答におけるエネルギー伝送を考慮する必要があるので、本発明の第４の実施形態に係る電力伝送装置のすべてを従来の交流理論で解釈できるわけではない。即ち既に図３（ｂ）の斜線で示したような自由振動の領域では従来の正弦波の交流理論を用いることができるが、一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２、受電側スイッチＳＷ３及び負荷制御スイッチＳＷ４の４つのスイッチを用いて回路の境界条件を時々刻々変化させている第４の実施形態に係る電力伝送装置の動作環境では、図２（ｂ）に例示したような鋸波状の立ち上がり特性等の過渡応答を含めて解析する必要がある。

（特性調和伝送波形のシミュレーション）
図１６（ａ）に例示した構成における送電側コンデンサＣ_１と受電側コンデンサＣ_２のそれぞれの端子間電圧ＶＣ_１と端子間電圧ＶＣ_２の波形を通常の交流理論によるシミュレーションによって求め、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送波形を確認する。一次側回路２と二次側回路３の結合係数Ｋ_AＣを０．６、送電側コンデンサＣ_１と受電側コンデンサＣ_２の容量をいずれも６５μＦ、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂のインダクタンスをいずれも６０μＨとする。

先ず、送電側スイッチＳＷ２、受電側スイッチＳＷ３及び負荷制御スイッチＳＷ４をオフ状態にし、一次側駆動スイッチＳＷ１をオン状態にして、送電側コンデンサＣ_１に初期電圧２０Ｖを印加して送電側コンデンサＣ_１に電荷を蓄える。次に、一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にし、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオン状態にすると、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じると期待できる。シミュレーションによって得られた端子間電圧ＶＣ_１と端子間電圧ＶＣ_２の波形を図１７（ａ）に示す。端子間電圧ＶＣ_１の波形及び端子間電圧ＶＣ_２の波形のいずれもが大きな振幅の正弦波と小さな振幅の正弦波が合成されたような波形であり、通常の交流理論における正弦波とは異なる。

図１７（ａ）において、０．２ｍｓで送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオン状態にしている。０．４５ｍｓで、端子間電圧ＶＣ_１が０Ｖになり、端子間電圧ＶＣ_２が２０Ｖになる。このことは、送電側のエネルギーがすべて受電側へ伝送されていることを示しており、０．４５ｍｓで送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオフ状態にすると、効率よく、特性調和伝送による電力伝送を行うことができる。

（実装回路による特性調和伝送波形の測定）
続いて、図１６（ａ）に例示した構成の実装回路により、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送の波形の測定を行う。一次側回路１と二次側回路２の等価結合係数Ｋを０．６、送電側コンデンサＣ_１と受電側コンデンサＣ_２の容量をいずれも６５μＦ、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂のインダクタンスをいずれも６０μＨ、送電側コンデンサＣ_１に印加する初期電圧を２０Ｖとする。これらはシミュレーションの場合と同様の値である。測定によって得られた送電側コンデンサＣ_１と受電側コンデンサＣ_２のそれぞれの端子間電圧ＶＣ_１と端子間電圧ＶＣ_２の波形を図１７（ｂ）に示すが、端子間電圧ＶＣ_１の波形と端子間電圧ＶＣ_２の波形の間に対称性がないことが分かる。

実装回路では寄生抵抗が存在するため、図１７（ａ）の通常の交流理論によるシミュレーションの結果と異なり、波形は時間とともに減衰している。図１７（ｂ）において、０．２ｍｓから伝送が始まり、０．４５ｍｓで端子間電圧ＶＣ_２が最大の１５Ｖになる。この時の端子間電圧ＶＣ_１は―３Ｖであり、送電側のエネルギーのすべてが受電側へ伝送されておらず、一部のエネルギーは送電側に残留しているが、送電側のエネルギーが受電側に伝送されていることが確認できる。既に述べたとおり、第３の実施形態に係る電力伝送装置に対し、負荷制御スイッチＳＷ４を追加した構成となっても、端子間電圧ＶＣ_１や端子間電圧ＶＣ_２等の時間的変化（過渡応答）を示す波形は、殆ど同じである。即ち、図１７（ｂ）に示す端子間電圧ＶＣ_１の波形と端子間電圧ＶＣ_２の波形はマクロな変化を示す図であり、マクロには大きな振幅の正弦波と小さな振幅の正弦波が合成されたような波形のように見えるが、時間軸を長くして詳細にみれば、図１１や図１５に示した波形と同様であり、正弦波の変化を示しているのではない。

（等価結合係数の変化と特性調和伝送の変化）
図１６（ａ）に例示した構成において、送電側コンデンサＣ_１に電荷を蓄えたのち、一次側駆動スイッチＳＷ１及び負荷制御スイッチＳＷ４をオフ状態にし、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオン状態にしたとき、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じる。この動作は、従来の交流理論によれば、既に述べた式（２）及び式（３）の結合方程式によって表される。

従来の交流理論では、式（２）及び式（３）の結合方程式を解き一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって発生する受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２を求めると、式（１０）で定義される相互誘導関数φ（ｋ）を用いて、

ＶＣ_２＝ＶＣ_０／２×（Ｌ₂／Ｌ₁）^{（１／２）}×φ（ｋ） ……（１１）

となる。ここで、ＶＣ_０は送電側コンデンサＣ_１の端子間の初期電圧、ω_０は共振角周波数であり、ω_０＝Ｌ₁×Ｃ_１＝Ｌ₂×Ｃ_２である。送電側コンデンサの端子間電圧ＶＣ_１が０のとき式（１１）は最大値ＶＣ_０×（Ｌ₂／Ｌ₁）^{（１／２）}となり、通常の交流理論によれば、このとき送電側のすべてのエネルギーが受電側に伝送されたことになる。

図１６（ａ）に例示した構成において、通常の交流理論による結合係数Ｋ_AＣを変化させたときの一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送の波形の変化を、通常の交流理論によるシミュレーションによって求める。送電側コンデンサＣ_１と受電側コンデンサＣ_２の容量をいずれも５００μＦ、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂のインダクタンスをいずれも１０μＨ、送電側コンデンサＣ_１に印加する初期電圧を２５Ｖとする。以下の説明では交流理論による結合係数Ｋ_AＣが等価結合係数に等しいと近似し、等価結合係数Ｋを０．００、０．１、０．６、０．８、０．８８として、それぞれ通常の交流理論によるシミュレーションを行った。通常の交流理論によるシミュレーションの結果得られた端子間電圧ＶＣ_１と端子間電圧ＶＣ_２の波形を、図１８（ａ）から図１９（ｃ）に示す。図１８（ａ）に示すように、通常の交流理論による結合係数Ｋ＝０．００のとき、一次側回路１と二次側回路は互いに相互作用せず、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送は生じない。

等価結合係数Ｋ＝０．１、０．６、０．８、０．８８のときはいずれも一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じている。図１８（ｂ）に示すように等価結合係数Ｋ＝０．１のときは２．２ｍｓ、図１９（ａ）に示すように、等価結合係数Ｋ＝０．６のときは０．２８ｍｓ、図１９（ｃ）に示すように、等価結合係数Ｋ＝０．８８のときは０．３ｍｓで送電側コンデンサの端子間電圧ＶＣ_１が０Ｖになり、受電側コンデンサの端子間電圧ＶＣ_２が送電側コンデンサＣ_１の端子間の初期電圧ＶＣ_０と同じ値になっており、送電側のエネルギーがすべて受電側に伝送されている。図１９（ｂ）に示すように、等価結合係数Ｋ＝０．８のとき、受電側コンデンサの端子間電圧ＶＣ_２の最大値は送電側コンデンサＣ_１の端子間の初期電圧ＶＣ_０より小さい値をとっており、等価結合係数Ｋ＝０．１、０．６、０．８８のときと比較して、等価結合係数Ｋ＝０．８のときは、効率よく電力伝送を行うことができない。

又、等価結合係数Ｋ＝０．６、０．８８のときと比較して、等価結合係数Ｋ＝０．１のときは、受電側コンデンサの端子間電圧ＶＣ_２が最大値をとるまでの時間が長い。式（１１）は２つのモードの和で表され、

（１＋ｋ）^{（１／２）}／（１―ｋ）^{（１／２）}＝２ ……（１２）

のとき、即ち等価結合係数Ｋ＝０．６のとき、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧ＶＣ_２が最大値をとるまでの時間が最も短く、次に短いのは、

（１＋ｋ）^{（１／２）}／（１―ｋ）^{（１／２）}＝４ ……（１３）

のとき、即ち等価結合係数Ｋ＝０．８８のときである。実装回路ではコイルの寄生抵抗ｒ_Ｌ＝Ｒ_str（L₁）＝Ｒ_str（L₂）及びコンデンサの寄生抵抗ｒ_Cによって波形が時間とともに減衰するため、等価結合係数Ｋ＝０．６、０．８８のとき最も効率よく電力伝送を行うことができる。又、寄生抵抗ｒ_Ｌ、ｒ_Cが低い場合、等価結合係数Ｋ＝０．１のときでも効率よく電力伝送を行うことができる。間隔ｄを大きくすると等価結合係数Ｋは小さくなるため、寄生抵抗ｒ_Ｌ、ｒ_Cが十分低ければ、長距離を隔てて送ることができるといえる。

図１９（ａ）に示した、等価結合係数Ｋ＝０．６のときの端子間電圧ＶＣ_１と端子間電圧ＶＣ_２の波形を拡大したものを図２０（ａ）に示す。又、このときの送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の電流Ｉ_１とＩ_２の波形を図２０（ｂ）に示す。０．２８ｍｓで端子間電圧ＶＣ_１が０Ｖになり、端子間電圧ＶＣ_２が送電側コンデンサＣ_１の端子間の初期電圧ＶＣ_０と同じ値になると同時に、電流Ｉ_１とＩ_２は０Ａになっている。０．２８ｍｓで送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオフ状態にすると、最大効率で電力伝送を行うことができ、更に、このとき電流Ｉ_１とＩ_２が０Ａであり、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂に生じる逆起電力が０となることから、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３の破壊を防ぐことができる。

（インダクタンスＬと容量Ｃの最適な組み合わせ）
図１６（ａ）に例示した構成において、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって送電側に蓄えられていたエネルギーを受電側に伝送するときの、最も伝送効率のよいコイルのインダクタンスＬとコンデンサの容量Ｃの組み合わせを以下の手順で求める。伝送効率Ｐは、一回で伝送しようとするエネルギーをＰ_onＣ_e-tr、コイルの寄生抵抗ｒ_Ｌ及びコンデンサの寄生抵抗ｒ_Cによって一回で損失するエネルギーをＰ_onＣ_e-loss、一回に必要な時間をτ_onＣ_eとすれば、式（１４）で表される。

Ｐ＝（Ｐ_onＣ_e-tr―Ｐ_onＣ_e-loss）／τ_onＣ_e ……（１４）

一回で伝送しようとするエネルギーＰ_onＣ_e-trは１／２×ＣＶ_０ ^２、一回で損失するエネルギーＰ_onＣ_e-lossは（ｒ_Ｌ＋ｒ_Ｃ）／２×Ｃ／Ｌ×Ｖ_０ ^２、一回に必要な時間τ_onＣ_eは２（１．６）^１／２π（ＬＣ）^１／２であるので、伝送効率Ｐは、式（１５）で表される。

Ｐ＝（１／２×ＣＶ_０ ^２－（ｒ_Ｌ＋ｒ_Ｃ）／２×Ｃ／Ｌ×Ｖ_０ ^２）／（２（１．６）^１／２π（ＬＣ）^１／２） ……（１５）

ここで、Ｖ_０は、送電側コンデンサＣ_１に印加する初期電圧である。

コイルの寄生抵抗ｒ_Ｌ及びコンデンサの寄生抵抗ｒ_Cに対し、Ｋ_Ｌ＝ｒ_Ｌ／Ｌ、Ｋ_Ｃ＝ｒ_Ｃ×Ｃとし、コイルに流れる最大電流をＩ_ｍａｘとするとＩ_ｍａｘ＝（Ｃ／Ｌ）^１／２×Ｖであるので、

Ｐ＝Ｉ_ｍａｘＶ｛（１．６）^－１／２π^－１―（Ｋ_Ｌ（ＬＣ）^１／２＋Ｋ_Ｃ（ＬＣ）^－１／２）｝
………（１６）

となり、

Ｋ_Ｌ（ＬＣ）^１／２＋Ｋ_Ｃ（ＬＣ）^－１／２＞＝２（Ｋ_ＬＫ_Ｃ）^１／２……（１７）

である。

伝送効率Ｐが最大になるとき

Ｋ_Ｌ（ＬＣ）^１／２＋Ｋ_Ｃ（ＬＣ）^－１／２＝２（Ｋ_ＬＫ_Ｃ）^１／２……（１８）

であり、このとき

ＬＣ＝Ｋ_Ｃ／Ｋ_Ｌ……（１９）

となる。コイルのインダクタンスＬとコンデンサの容量Ｃが式（１９）を満たすとき、伝送効率が最大となる。

図１６（ａ）に例示した構成において、コイルのインダクタンスとコンデンサの容量を変化させたときの伝送効率を通常の交流理論によるシミュレーションによって求める。Ｖ＝３６Ｖ、結合係数Ｋ_Ｌ＝６００/H、結合係数Ｋ_Ｃ＝３．００×１０^－６ΩFとする。通常の交流理論によるシミュレーションの結果得られた、コイルのインダクタンスが１、２、５、１０、２０、５０μＨのときのコンデンサの容量に対する伝送効率の変化を図２１に示す。図２１に示すように、伝送効率が最大となるコイルのインダクタンスＬとコンデンサの容量Ｃの組み合わせは、コイルのインダクタンスが１、２、５、１０、２０、５０μＨのとき、コンデンサの容量Ｃはそれぞれ５０００、２５００、１０００、５００、２５０、１００μＦであり、式（１９）を満たしている。

（負荷素子の端子間電圧が低い場合の電力伝送）
充電式電池としての負荷素子６の端子間電圧が低い場合の、第４の実施形態に係る第１のワイヤレス電力伝送方法を、図２３に示すフローチャート及び図２４（ａ）に示すタイミング図を参照して説明する。ただし、交流理論で定義される結合係数Ｋ_AＣ＝０．６、０．８８に等価な等価結合係数Ｋ等、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じた際に、端子間電圧ＶＣ_２の最大値が送電側コンデンサＣ_１の端子間の初期電圧ＶＣ_０と同じ値になり、その時、端子間電圧ＶＣ_１は０Ｖになるように、等価結合係数Ｋは調整されているものとする。

先ず、ステップＳ１１において、送電側スイッチＳＷ２、受電側スイッチＳＷ３及び負荷制御スイッチＳＷ４をオフ状態にし、一次側駆動スイッチＳＷ１をオン状態にする。送電側コンデンサＣ_１に初期電圧を印加して電荷を蓄えたのち、一次側駆動スイッチＳＷ１をオフ状態にする。なお、この時点で負荷素子６の端子間電圧は十分低いものとする。次に、ステップＳ１２において、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオン状態にすると一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じる。次に、ステップＳ１３において、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって端子間電圧ＶＣ_２の絶対値が最大になり、端子間電圧ＶＣ_１が０Ｖになる時点で送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオフ状態にする。

次に、ステップＳ１４において、負荷制御スイッチＳＷ４をオン状態にすると、充電電流Ｉ_ＣＳが発生し、端子間電圧ＶＣ_２は減少する。次に、ステップＳ１５において、充電電流Ｉ_ＣＳが０になった時点で負荷制御スイッチＳＷ４をオフ状態にする。このときの端子間電圧ＶＣ_２と負荷素子６の端子間電圧は同じ値となる。ステップＳ１１の時点で負荷素子６の端子間電圧が十分低い場合、ステップＳ１５の時点で受電側コンデンサの端子間電圧ＶＣ_２は０Ｖ、又は０Ｖとみなせる程度に十分低く、受電側コンデンサＣ_２を放電することなくステップＳ１１に戻ることができる。

（負荷素子の端子間電圧が低くない場合の電力伝送方法）
負荷素子６の端子間電圧が低くない場合の、第４の実施形態に係る第２のワイヤレス電力伝送方法を、図２５に示すフローチャート及び図２４（ｂ）に示すタイミング図を参照して説明する。ただし、等価結合係数Ｋは負荷素子６の端子間電圧が低い場合と同様に調整されているものとする。

ステップＳ２１からステップＳ２４は、ステップＳ１１からステップＳ１４と同様である。ステップＳ２５において、充電電流Ｉ_ＣＳが０になった時点で負荷制御スイッチＳＷ４をオフ状態にする。このときの端子間電圧ＶＣ_２は充電電圧ＶＣ_Ｓと同じ値になる。次のステップＳ２６で受電側コンデンサの放電を行う。

ステップＳ２６において、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオン状態にすると、再度一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じる。ステップＳ２７において、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送によって端子間電圧ＶＣ_１の絶対値が最大になり、端子間電圧ＶＣ_２が０Ｖになる時点で送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３をオフ状態にする。ステップＳ２７時点での端子間電圧ＶＣ_１はステップＳ２５時点での端子間電圧ＶＣ_２と同じ値であるので、ステップＳ２７時点で端子間電圧ＶＣ_１と充電電圧ＶＣ_Ｓは同じ値である。よって、この場合、端子間電圧ＶＣ_１で、充電電圧ＶＣ_Ｓをモニターすることができる。

以上に述べたように、本発明の第４の実施形態に係る電力伝送装置によれば、第１～第３実施形態に係る電力伝送装置と同様に、制御回路や周辺回路が単純で安価な直流電源５を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要であり、回路構成は単純化され、制御回路側における電力損失も最小化される上に壊れにくくなり、回路設計も容易になる。この結果第４の実施形態に係る電力伝送装置によれば、電力伝送装置の全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、電源回路（０次回路）の損失を含めた総合的な電力伝送効率を原理的には１００％に近い値まで高め、電力伝送の限界電力を原理的には無限大に押し上げ、電力伝送の限界距離を原理的には無限大に伸ばしたワイヤレス電力伝送装置を安価に製造することができる。

（第５の実施形態）
本発明の第５の実施形態に係る電力伝送装置は、図２６に示すように、一次側回路２Ｃと二次側回路３Ｃとが、第１の相互結合コンデンサＣ_２３及び第２の相互結合コンデンサＣ_２４で静電的に結合しており、第１の実施形態に係る電力伝送装置の、コイルをコンデンサに、コンデンサをコイルに入れ替えた構成となっている。電磁誘導の法則、及びマックスウェルの方程式より、このようなコイルとコンデンサの入れ替えが可能である。即ち図２６に示すように第５の実施形態に係る電力伝送装置は、図１（ａ）に示した第１の実施形態に係る電力伝送装置と同様に、静電エネルギーを蓄積する送電側コンデンサＣ_２１、送電側コンデンサＣ_２１に並列接続され送電側コンデンサＣ_２１から送られた静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積し、この磁気エネルギーを送電側コンデンサＣ_２１に環流する送電側コイルＬ_２１を有する一次側回路２を備える。

そして、第５の実施形態に係る電力伝送装置は、図２６に示すように、送電側コンデンサＣ_２１と送電側コイルＬ_２１を並列に接続する一方のノードに一方の電極を接続した第１の相互結合コンデンサＣ_２3と、送電側コンデンサＣ_２１と送電側コイルＬ_２１を並列に接続する他方のノードに一方の電極を接続した第２の相互結合コンデンサＣ_２4を更に備える点が、図１に示した第１の実施形態に係る電力伝送装置とは異なる。そして、第５の実施形態に係る電力伝送装置は第１の相互結合コンデンサＣ_２3の他方の電極に一方の電極を接続し、第２の相互結合コンデンサＣ_２4の他方の電極に他方の電極を接続し、一次側回路２から静電エネルギーを受け取る受電側コンデンサＣ_２2、受電側コンデンサＣ_２2に並列接続され受電側コンデンサＣ_２2に蓄積された静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積する受電側コイルＬ₂₂を有する二次側回路３を更に備える。

更に、図２６に示すように第５の実施形態に係る電力伝送装置は、送電側コイルＬ_２１の一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成する直流電源５と、送電側コイルＬ_２１の一方の端子と直流電源５との間に直列に接続され、送電側コイルＬ_２１に断続的な直流電圧をステップ入力する一次側駆動スイッチＳＷ１を備える。又、受電側コイルＬ₂₂の一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成し、受電側コイルＬ₂₂から磁気エネルギーを受け取る負荷素子６と、アノードが受電側コイルＬ₂₂の一方の端子の側に、カソードが負荷素子６に接続された負荷側ダイオードＤ２を備える。図２６に示すような静電的な結合であっても、第５の実施形態に係る電力伝送装置は、一次側回路２から二次側回路３に非接触で電気エネルギーを伝送することができる。通常の交流理論によるシミュレーションによって送電側コイルＬ_2１と受電側コイルＬ_2２に流れる電流の波形を求め、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送波形を確認する。

一次側回路２１と二次側回路２２の等価結合係数を０、送電側コイルＬ_2１と受電側コイルＬ_2２のインダクタンスをいずれも０．１μＨ、送電側コンデンサＣ_２１と受電側コンデンサＣ_２２の容量をいずれも４００ｐＦ、第１の相互結合コンデンサＣ_２３と第２の相互結合コンデンサＣ_２４の容量をいずれも５００ｐＦとする。直流電源５は第１の実施形態の場合と同様、定電圧源である。送電側コイルＬ_2１と受電側コイルＬ_2２に流れる電流の波形を図２７（ａ）に示す。又、送電側コンデンサＣ_２１と受電側コンデンサＣ_２２のそれぞれの端子間電圧Ｖ２１、Ｖ２２の波形を図２７（ｂ）に示す。０ｎｓで送電側コイルＬ_2１と受電側コイルＬ_2２に流れる電流がそれぞれ３０Ａと０Ａであり、６０ｎｓで送電側コイルＬ_2１と受電側コイルＬ_2２に流れる電流がそれぞれ３０Ａと０Ａになっており、一次側回路２と二次側回路３の間の特性調和伝送が生じている。

以上に述べたように、本発明の第５の実施形態に係る電力伝送装置によれば、静電的な結合であっても、第１～第４の実施形態に係る電力伝送装置における磁気的結合の場合と同様に制御回路や周辺回路が単純で安価な直流電源５を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要である。又、静電的な結合であっても、第１～第４の実施形態に係る電力伝送装置と同様に回路構成は単純化され壊れにくく回路設計が容易になる上に制御回路側における電力損失も最小化される。この結果、本発明の第５の実施形態に係る電力伝送装置によれば電力伝送装置の全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、電源回路（０次回路）の損失を含めた総合的な電力伝送効率を１００％に近い値まで高め、電力伝送の限界電力を原理的には無限大に押し上げ、電力伝送の限界距離を原理的には無限大に伸ばしたワイヤレス電力伝送装置を安価に製造することができる。

（その他の実施形態）
上記のように、本発明は第１～第５の実施形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。例えば、本発明の第５の実施形態に係る電力伝送装置においては静電的な結合方式として一次側駆動スイッチＳＷ１を１個のみ含む回路構成を説明したが。単なる例示に過ぎない。本発明の第２の実施形態に係る電力伝送装置において説明したように、静電的な結合方式の回路構成の場合であっても、一次側駆動スイッチＳＷ１及び送電側スイッチＳＷ２を含む構成とすることが可能である。

同様に、本発明の第３の実施形態に係る電力伝送装置で説明したように静電的な結合方式の回路構成の場合であっても、一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２及び受電側スイッチＳＷ３を含む構成とすることが可能である。更に、一次側駆動スイッチＳＷ１、送電側スイッチＳＷ２、受電側スイッチＳＷ３及び負荷制御スイッチＳＷ４を含んで、本発明の第４の実施形態に係る電力伝送装置と同様な構成にしても構わない。

即ち、本発明に係る電力伝送装置は、図１（ａ）、１０（ａ）、１３（ａ）、１６（ａ）及び２６で示したようなそれぞれの実施形態の技術思想を互いに組み合わせて構成することもできる。又、本発明の第１の実施形態に係る電力伝送装置において図６（ａ）～図８（ｂ）を用いて説明した磁気的結合度制御機構を、第２～第４の実施形態に係る電力伝送装置に適用しても構わない。以上のとおり本発明は、本明細書及び図面に記載していない様々な実施形態等を含むとともに、本発明の技術的範囲は、上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。

１…給電側回路、２、２Ｃ…一次側回路、３、３Ｃ…二次側回路、５…直流電源、６…負荷素子、３２…スペーサ、３３…車止め、４１…測距ユニット、４１１…発光部、４１２…受光部、４２，４７…論理演算制御部、４２１…距離演算部、４２２，４７２…結合係数計算部、４３…結合係数調整駆動装置、４５…データ記憶装置、４６…伝送効率測定ユニット、４６１…電流計、４６２…電圧計、４７１…伝送効率演算部、７１…基板、７２…ソース領域、７３…ドレイン領域、８１…ゲート酸化膜、８２…ソース電極、８３…ドレイン電極、８４…ゲート電極

Claims (8)

1. 定常状態の正弦波振動を生成させる交流電源回路としてのスイッチング電源を用いない電力伝送装置であって、
   送電側コンデンサ、前記送電側コンデンサに並列接続され前記送電側コンデンサから送られた静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積し、該磁気エネルギーを前記送電側コンデンサに環流する送電側コイルを有する一次側回路と、
   一定電位の直流電圧を供給する直流電源であって、前記送電側コンデンサの一方の端子と前記送電側コイルの一方の端子の接続ノードに高電圧側端子を接続し、前記送電側コンデンサの他方の端子に低電圧側端子を接続して、前記送電側コンデンサの一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成する直流電源と、
   前記直流電源の前記高電圧側端子に一方の端子を、前記接続ノードに他方の端子を接続することにより前記送電側コンデンサの前記一方の端子と前記直流電源との間に接続された一次側駆動スイッチであって、前記送電側コンデンサに断続的な前記直流電圧を一定時間ステップ入力して前記高電圧側端子と前記低電圧側端子の間に、前記送電側コイルと前記送電側コンデンサを含むＬＣ並列回路を並列接続し、遮断状態において前記接続ノードを前記高電圧側端子から分離し、前記送電側コイルと前記送電側コンデンサを含むＬＣ直列回路を構成する、単一の電力用半導体スイッチング素子からなる一次側駆動スイッチと、
   前記送電側コイルに対向し、前記送電側コイルから前記磁気エネルギーを受け取る受電側コイル、前記受電側コイルに並列接続され前記受電側コイルに蓄積された磁気エネルギーを静電エネルギーとして蓄積する受電側コンデンサを有する二次側回路と、
   前記受電側コンデンサの一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成し、前記受電側コンデンサから前記静電エネルギーを受け取る負荷素子と、
   アノードが前記受電側コンデンサの前記一方の端子の側に、カソードが前記負荷素子に接続された負荷側ダイオードと
   を備え、前記一次側回路から前記二次側回路に非接触で電気エネルギーを伝送することを特徴とする電力伝送装置。
2. アノードが前記直流電源に、カソードが前記送電側コンデンサの前記一方の端子に接続された電源側ダイオードを更に備えることを特徴とする請求項１に記載の電力伝送装置。
3. 前記電力用半導体スイッチング素子と並列に接続された保護素子を更に備えることを特徴とする請求項１又は２に記載の電力伝送装置。
4. 前記送電側コイルと前記受電側コイルとの間の磁気的結合度を制御する磁気的結合度制御機構を更に備えることを特徴とする請求項１～３のいずれか１項に記載の電力伝送装置。
5. 前記送電側コンデンサの前記一方の端子と前記送電側コイルとの間に直列に接続された送電側スイッチを更に備えることを特徴とする請求項１～４のいずれか１項に記載の電力伝送装置。
6. 前記受電側コンデンサの前記一方の端子と前記受電側コイルとの間に直列に接続された受電側スイッチを更に備えることを特徴とする請求項５に記載の電力伝送装置。
7. 前記受電側コンデンサの前記一方の端子と前記負荷側ダイオードとの間に直列に接続された負荷制御スイッチを更に備えることを特徴とする請求項６に記載の電力伝送装置。
8. 送電側コンデンサ、前記送電側コンデンサに並列接続され前記送電側コンデンサから送られた静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積し、該磁気エネルギーを前記送電側コンデンサに環流する送電側コイルを有する一次側回路と、
   前記送電側コイルの一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成する直流電源と、
   前記送電側コイルの前記一方の端子と前記直流電源との間に接続され、前記送電側コイルに断続的な直流電圧をステップ入力する一次側駆動スイッチと、
   前記送電側コンデンサと前記送電側コイルを並列に接続する一方のノードに一方の電極を接続した第１の相互結合コンデンサと、
   前記送電側コンデンサと前記送電側コイルを並列に接続する他方のノードに一方の電極を接続した第２の相互結合コンデンサと、
   前記第１の相互結合コンデンサの他方の電極に一方の電極を接続し、前記第２の相互結合コンデンサの他方の電極に他方の電極を接続し、前記一次側回路から前記静電エネルギーを受け取る受電側コンデンサ、前記受電側コンデンサに並列接続され前記受電側コンデンサに蓄積された静電エネルギーを磁気エネルギーとして蓄積する受電側コイルを有する二次側回路と、
   前記受電側コイルの一方の端子と他方の端子の間を接続する回路を構成し、前記受電側コイルから前記磁気エネルギーを受け取る負荷素子と、
   アノードが前記受電側コイルの前記一方の電極の側に、カソードが前記負荷素子に接続された負荷側ダイオードと
   を備え、前記一次側回路から前記二次側回路に非接触で電気エネルギーを伝送することを特徴とする電力伝送装置。

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