JP7491735B2 - エネルギ振動型伝送システム - Google Patents

Description

本発明は、無接触電力伝送システム（ワイヤレス電力伝送システム）に関し、特に電磁エネルギのパケット（塊）の移動が振動する際の共振現象を利用して、ウェイブレット状の減衰振動を周期的に励起するエネルギ振動型伝送システムに関する。

２００５年にマサチューセッツ工科大学（ＭＩＴ）が提案して以来、正弦波の電磁波によるワイヤレス電力伝送の研究が盛んになってきた（特許文献１及び２参照）。例えば、特許文献２に記載のように、従来のワイヤレス電力伝送方式では、給電側共振回路（ＬＣ回路）の共振周波数2π√ＬＣと受電側共振回路（ＬＣ回路）の共振周波数2π√ＬＣを一致させる交流理論が基礎になっている。従来のワイヤレス電力伝送方式では、給電側共振回路と受電側共振回路が相互に作用して生じる新たな共振に関しては、給電側共振回路と受電側共振回路の共振（重共振）はしない方がよいという技術的常識があった。

又、特許文献１及び２に記載された１０ｋＨｚ～５０ＧＨｚの周波数帯の電源回路（０次回路）は、商用電源をスイッチング電源で直流にした後、ＰＷＭ等の多数の電力用半導体素子でスイッチングして等価的に交流にする無駄な構成がされていた。無駄な構成により、電力用半導体素子に生じる抵抗損失や、周波数の増加によって急激に増えるスイッチング損失等の電力損失が発生する。また、コイルに生じる誘導逆起電力によるスイッチング素子の破壊や、共振による過度な電圧上昇によるスイッチング素子の破壊が生じやすく、周波数が高いほど、電力が大きいほど回路設計に困難を極める。

特許文献１及び２に記載されたような従来技術の問題点を鑑み、本発明者らは、重共振を考慮し、過渡応答に着目した非交流理論による無接触伝送装置を提案した（特許文献３参照。）。しかしながら、特許文献３に記載された発明では送電側コイルと受電側コイルとの間隔（伝送距離）が４０ｍｍ以上離れると有効に電力伝送ができないという問題があった（図１７参照。）。更に受電側コイルの位置が動いた場合には、等価結合係数ｋが分からないため、等価結合係数ｋに応じた重共振の設定ができないという問題があった。これらの理由により従来の技術では、今後必要とされる電力を効率よく遠くまで伝送するワイヤレス電力伝送を実現することができない問題があった。

米国特許出願公開第２００８／０２７８２６４号明細書 特許第５５４９７４５号公報 世界知的所有権機関国際事務局国際公開２０２０／０３９５９４号パンフレット

上記問題点を鑑み、本発明は、パケット状の電磁エネルギが移動する際の重共振を考慮し、送電側コイルと受電側コイルとの間隔が４０ｍｍ以上離れた場合であっても有効に電力伝送ができ、等価結合係数ｋが分からない状況においても、回路駆動のタイミングを選ぶことにより、最適な電力伝送が可能で、しかも回路構成が単純化され、回路素子の破壊が防止できるエネルギ振動型伝送システムを提供することを目的とする。

本発明の態様は、(a)送電側コンデンサ、この送電側コンデンサに並列接続された送電側コイル、及び送電側コンデンサの端子間電圧を検知する検知器を有する１次側回路と、(b)送電側コンデンサの一方の端子と他方の端子の間に断続的な直流電圧をステップ入力する回路を構成する駆動素子と、(c)送電側コイルに対向した受電側コイル、及びこの受電側コイルに並列接続された受電側コンデンサを有する２次側回路と、(d)受電側コンデンサの端子間を接続する回路において受電側コンデンサから静電エネルギを受け取る負荷と、(e)駆動素子の制御端子に制御信号を送る１次側スイッチング素子駆動回路と、(f)検知器の出力電圧の変化から、送電側コイルから送電側コンデンサに還流する電磁エネルギによる送電側コンデンサの充放電が少なくとも１回完了したタイミングを検知し、このタイミングを駆動時刻とする駆動周期で、１次側スイッチング素子駆動回路から制御端子に制御信号を周期的に出力させる算術論理回路を備えるエネルギ振動型伝送システムであることを要旨とする。

本発明によれば、パケット状の電磁エネルギが重共振して振動するように、送電側の駆動周期を選んでシステムを励起できるので、送電側コイルと受電側コイルとの間隔が４０ｍｍ以上離れた場合であっても有効に電力伝送ができ、等価結合係数ｋが分からない状況においても、回路駆動のタイミングを選ぶことにより、最適な電力伝送が可能で、しかも回路構成が単純化され、回路素子の破壊が防止できるエネルギ振動型伝送システムを提供できる。

本発明の第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの一例の概略構造を示す模式図である。 図１に示した駆動制御回路を中心に説明するブロック図である。 第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの一例を構成する駆動制御回路と受電回路の概略を示す回路図である。 図３Ａに示した回路の負荷の例を説明する等価回路である。 図３Ａに示した検出器の一例を示す回路図である。 図３Ａに示した駆動制御回路に含まれる１次側回路と、受電回路に含まれる２次側回路を説明する回路図である。 図３Ａに示した回路の送電側コンデンサの端子間電圧の波形図である。 第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムに用いるＭＯＳＦＥＴの概略の構造を説明する断面図である。 図５Ａに示したＭＯＳＦＥＴの大信号等価回路を説明する図である。 図６Ａは第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの送電側コンデンサ及び受電側コンデンサのそれぞれの端子間電圧の変化を示す波形図である。 図６Ｂは図６Ａに対応する駆動電圧、負荷の端子間電圧及び負荷への充電電流等の変化を説明する波形図である。 伝送距離ｄ＝２．０ｃｍ、等価結合係数ｋ＝０．６の場合の検出器出力電圧の変化を説明する図である。 伝送距離ｄ＝９．０ｃｍ、等価結合係数ｋ＝０．３の場合の検出器出力電圧の変化を説明する図である。 伝送距離ｄ＝２０ｃｍ、等価結合係数ｋ＝０．１の場合の検出器出力電圧の変化を説明する図である。 第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおける１次側回路と２次側回路の間の電磁エネルギの移動を説明する模式図である。 図８に続くタイミングにおける第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおける１次側回路と２次側回路の間の電磁エネルギの移動を説明する模式図である。 図９に続くタイミングにおける第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおける１次側回路と２次側回路の間の電磁エネルギの移動を説明する模式図である。 第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおけるコイル間の距離（伝送距離）と駆動周期の関係を図７Ｃに示したゼロクロス時刻をパラメータに説明する図である。 第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおける結合係数ｋと駆動周期の関係を図７Ｃに示したゼロクロス時刻の一部をパラメータとして説明する図である。 図７Ｃに示した波形に対応する、送電側コイル及び受電側コイルを流れる電流の変化を説明する図である。 図７Ｃに示した波形に対応する、受電側コンデンサの端子間電圧、負荷に流れる電流の変化を説明する図である。 図１３に示した波形において、ゼロクロス時刻Ｔ７において、駆動素子をオン状態として新たな駆動電圧を１次側回路にステップ入力した場合の、検出器出力電圧の変化、送電側コイル及び受電側コイルを流れる電流の変化を説明する図である。 図１５のゼロクロス時刻Ｔ７の近傍における検出器出力電圧の変化、送電側コイル及び受電側コイルを流れる電流の変化を拡大して説明する図である。 第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおける伝送距離と伝送電力との関係を従来技術と比較して説明する図である。 電気自動車（ＥＶ）の電池の充電に第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システム適用した場合において、コイル間の面間隔（伝送間隔）を調整する間隔制御機構の他の例を模式的に説明する鳥瞰図である。 本発明の第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの一例を構成する駆動制御回路と受電回路の概略を示す回路図である。 本発明の第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの一例を構成する駆動制御回路と受電回路の概略を示す回路図である。 図２０に示す駆動制御回路と受電回路を、電気自動車の電池の充電に適用する具体例を模式的に説明する図である。 本発明の第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの一例を構成する駆動制御回路と受電回路の概略を示す回路図である。

次に、図面を参照して、本発明の第１～第４実施形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。ただし、図面は模式的なものであり、厚みと平面寸法との関係、各部材の厚みの比率等は現実のものとは異なることに留意すべきである。したがって、具体的な厚みや寸法は以下の説明を参酌して判断すべきものである。又、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることは勿論である。

又、以下に示す第１～第４実施形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。更に、以下の説明における「左右」や「上下」の方向は、単に説明の便宜上の定義であって、本発明の技術的思想を限定するものではない。よって、例えば、紙面を９０度回転すれば「左右」と「上下」とは交換して読まれ、紙面を１８０度回転すれば「左」が「右」に、「右」が「左」になることは勿論である。図１８に示したような、渦巻きの螺旋の向きも同様に説明の便宜上における単なる選択に過ぎず、実際の設計事情に応じて右巻きを左巻きに、左巻きを右巻きに選択することも可能である。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは、図１に示すように、受電回路２７ａを有する車輌３１ａに無接触でウェイブレット状の電磁エネルギを給電装置２９ａから給電する伝送システムである。「ウェイブレット状の電磁エネルギ」とは、時間的に局在した減衰振動の特性を示す電磁エネルギのパケットを意味する。受電回路２７ａは負荷（蓄電池）６を含む。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは、受電回路２７ａにウェイブレット状の電磁エネルギを無接触で給電する給電装置２９ａと、給電装置２９ａに接続され、給電装置２９ａに命令を送る１次側操作部３３を有している。

１次側操作部３３には種々の構造や機構が採用可能で、例えば１次側操作部３３が撮像装置を備えるようにしてもよい。撮像装置を備える態様においては、撮像装置が撮像した車輌３１ａの画像から、ＡＩ機能により車輌３１ａの車高が自動的に紐付けられるような機構を設けることができる。図１では、給電装置２９ａ側の送電側コイルＬ_１と車輌３１ａ側の受電側コイルＬ_２とが対向し、送電側コイルＬ_１から受電側コイルＬ_２へ無接触でウェイブレット状の電磁エネルギが受電側コイルＬ_２に無接触で伝送されることを示す模式図を例示している。

給電装置２９ａは、図１に示すように送電側コイルＬ_１を円盤状の誘電体に収納した給電盤１１と、給電盤１１を搭載し、送電側コイルＬ_１と受電側コイルＬ_２の間隔を制御する間隔制御機構３２と、送電側コイルＬ_１に流れる給電電流及び間隔制御機構３２を制御する駆動制御回路３４ａと、この駆動制御回路３４ａに接続された伝送データ記憶装置３４２ａ及びプログラム記憶装置３４２ｂ、駆動制御回路３４ａに伝送電流が制御される給電盤１１から主に構成されている。駆動制御回路３４ａと受電回路２７ａとは、送電側コイルＬ_１と受電側コイルＬ_２を介して、ウェイブレット状の電磁エネルギを、互いに送受し、重共振させる。図１に示す態様では、間隔制御機構３２は上下移動機構であり、例えば油圧の上下機構、電磁石による上下機構、ボール螺旋をステップモータで回転させるような移動機構等、周知の種々の機構を採用することが可能である。一方、図１８に示す態様では、間隔制御機構３２は水平移動機構になるが、同様に油圧の水平移動機構、電磁石による水平移動機構、ボール螺旋水平移動機構等種々の機構を採用することが可能である。

図１は例示であり、送電側コイルＬ_１を収納する給電盤１１を省略して、送電側コイルＬ_１を裸の状態で使用することも可能である。受電側コイルＬ_２は円盤状の誘電体からなる受電盤１２に収納されている。ただし、受電側コイルＬ_２を収納する受電盤１２を省略して、受電側コイルＬ_２を裸の状態で使用することも可能である。送電側コイルＬ_１からのウェイブレット状の電磁エネルギが、給電側共振回路と受電側共振回路のそれぞれの電磁エネルギの移動が重共振するようにして受電側コイルＬ_２に電磁誘導で給電される。

給電盤１１の上面は受電盤１２の下面に平行に配置されるように、給電盤１１は地面上に設置もしくは埋設される。給電作業前の状態においては、給電盤１１の上面が地上の平坦面３０に平行に配置され、車輌３１ａが一様な平坦面上を走行して侵入可能に設定される。給電装置２９ａは、例えば駐車スペースに設けられ、車輌３１ａの駐車中に、受電盤１２に対向することにより車輌３１ａに搭載された受電盤１２に対してウェイブレット状の電磁エネルギを給電する。図１７に示すような、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの伝送距離ｄのデータが取得されている場合において、特殊な事情により伝送可能な限界距離が存在するケースが発生する場合は、車輌３１ａの車高の関係で伝送距離ｄが限界距離内に入らない場合もある。このような場合は、給電盤１１の上面を地面上から突出するように設置してもよく、給電盤１１の上面が地面上から突出している場合は、給電場に侵入する車輌３１ａの両輪が、給電盤１１の上面を跨ぐように車輌３１ａの侵入を誘導すればよい。

負荷６は、図３Ｂに示すような等価回路で表現される蓄電池であり、給電装置２９ａから受電盤１２を介して供給されるウェイブレット状の電磁エネルギを蓄える。車輌３１ａは、例えば、ハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）、プラグイン電気自動車（ＰＥＶ）または電気自動車（ＥＶ）等であり、負荷６としての蓄電池に蓄えられた電磁エネルギで走行する。１次側操作部３３は、外部からの操作により、給電の開始を示す給電開始信号または給電の停止を示す給電停止信号を給電装置２９ａに出力する。１次側操作部３３がＡＩ機能により車輌３１ａの車高を決定した場合は、車輌３１ａの車高のデータも給電装置２９ａの駆動制御回路３４ａに送信する。

駆動制御回路３４ａは、図２に示すように、給電盤１１を制御して、給電側共振回路と受電側共振回路のそれぞれの電磁エネルギの移動を重共振させる様々な駆動制御を行う。例えば、駆動制御回路３４ａは、１次側操作部３３から給電開始信号が入力された際に、設定された駆動周期でウェイブレット状の電磁エネルギを給電するように給電盤１１の電流を制御する。また、駆動制御回路３４ａは、受電回路２７ａから還流した電磁エネルギの振動特性を取得して、給電盤１１と受電盤１２との間の重共振による伝送効率が最大となる最適駆動周期を算出する処理を行う算術論理回路（ＡＬＵ）３４１を備える。図１に示した伝送データ記憶装置３４２ａ及びプログラム記憶装置３４２ｂは図２に示すように算術論理回路３４１に接続されている。

駆動制御回路３４ａは、受電回路２７ａから還流した電磁エネルギの振動特性から、重共振による伝送効率が最大となり、且つ図３Ａ等に示した駆動素子Ｑ_１が破損しない駆動タイミングを選択し、選択した駆動タイミングで１次側スイッチング素子駆動回路３４０ａを動作させるように制御する。１次側スイッチング素子駆動回路３４０ａは、図３Ａ等に示した駆動素子Ｑ_１の制御端子に制御信号を送り、駆動素子Ｑ_１をオン／オフ制御する。「駆動素子Ｑ_１の制御端子」には、駆動素子Ｑ_１が、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、静電誘導トランジスタ（ＳＩＴ）、ゲートターンオフサイリスタ（ＧＴＯ）、静電誘導サイリスタ（ＳＩサイリスタ）等のサイリスタであれば、これらの電力用半導体素子のゲート電極が対応する。駆動素子Ｑ_１がバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ）であれば、ＢＪＴのベース電極が駆動素子Ｑ_１の制御端子になる。

本発明では、給電側共振回路と受電側共振回路のそれぞれにおけるパケット状の電磁エネルギの移動を伴う重共振状態を切る周期を「駆動周期Ｔ」と定義する。駆動周期Ｔで決まる駆動タイミングにおいて、駆動電圧Ｅが給電側共振回路にステップ入力されて、重共振の自由振動が切られる。ここで「駆動電圧Ｅ」は、図３Ａ及び図４Ａに示す直流電源５の端子間電圧Ｅである。ウェイブレット状の減衰振動が、駆動周期Ｔで周期的に励起される。駆動周期Ｔの中にパケット状の電磁エネルギの移動に伴う振動（以下において「エネルギ・パケット振動」という。）による複数の振動ピークが含まれるようにして、駆動制御回路３４ａを動作させるために、算術論理回路３４１は還流電圧測定制御回路３４５，エネルギピーク計数回路３４６，結合係数算出回路３４７，伝送条件設定回路３４８を備える。即ち、算術論理回路３４１は、駆動制御回路３４ａと受電回路２７ａとが、送電側コイルＬ_１と受電側コイルＬ_２を介してエネルギ・パケット振動の重共振をすることができるように、駆動制御回路３４ａを制御する。

還流電圧測定制御回路３４５は、図３Ａに示す検出器２８を用いて受電回路２７ａから駆動制御回路３４ａに重共振で還流した電磁エネルギによる還流電圧の測定を制御する論理回路である。エネルギピーク計数回路３４６は、還流電圧測定制御回路３４５が測定した還流電圧から、受電回路２７ａから還流した電磁エネルギによるエネルギピークの数を計数し、電磁エネルギの移動を伴う重共振の自由振動を切る駆動周期Ｔを決定する論理回路である。エネルギピーク計数回路３４６は、検出器２８の出力電圧の変化が０Ｖを切るゼロクロス時刻から駆動周期Ｔを決定することができる。結合係数算出回路３４７は伝送データ記憶装置３４２ａに格納されている駆動周期Ｔと等価結合係数ｋの関係から、エネルギピーク計数回路３４６が決定した駆動周期Ｔに対応する等価結合係数ｋを算出する論理回路である。

伝送データ記憶装置３４２ａには、還流電圧測定制御回路３４５が検出器２８を用いて測定したゼロクロス時刻が格納されている。エネルギピーク計数回路３４６は、伝送データ記憶装置３４２ａから伝送データ記憶装置３４２ａに格納されたゼロクロス時刻を読み出して、駆動周期Ｔを決定することができる。更に伝送データ記憶装置３４２ａには、図１１に示すようなコイル間の距離（伝送距離）ｄと駆動周期Ｔの関係を示すデータや、図１２に示すような、等価結合係数ｋと駆動周期の関係を示すデータが格納されている。伝送条件設定回路３４８は、伝送データ記憶装置３４２ａから伝送距離ｄと駆動周期Ｔの関係を示すデータ及び等価結合係数ｋと駆動周期の関係を示すデータを読み出し、結合係数算出回路３４７が算出した等価結合係数ｋから最適な伝送距離ｄを決定する論理回路である。ここで「伝送距離ｄ」は、図３Ａに例示したような送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の物理的な間隔を意味し、伝送距離ｄの具体例は図１８に模式的に示されている。

一般には、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの伝送距離ｄは当初未知である場合がありうる。図１７に示すような、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの伝送距離ｄの限界のデータが取得されている場合は、伝送条件設定回路３４８は、給電目的となる車輌３１ａの車高を考慮して、伝送距離ｄが限界のデータ以内の範囲に入るように伝送間隔制御回路３４０ｂに命令を送信する。１次側操作部３３がＡＩ機能により車輌３１ａの車高を決定している場合は、車輌３１ａの車高のデータも考慮して、間隔制御機構３２に必要な移動距離を命令する。

特許文献３に記載された従来技術では、伝送距離ｄを最適な等価結合係数ｋ＝０．６に適合させるように伝送距離ｄの微調整が必要であった。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、図１７等を用いて以下に説明するように、最適な等価結合係数ｋ＝０．６に設定する必要はない。特に、図１１及び図１２に示すように、最適な等価結合係数ｋ＝０．６から離れた領域でのエネルギ振動型伝送では、駆動周期Ｔの伝送距離ｄに対する依存性が小さくなっている。よって、長距離伝送の場合は、ｋ＝０．６から離れた領域での動作になるので、伝送距離ｄの微調整は必要にならない。しかしながら、伝送条件設定回路３４８は、伝送データ記憶装置３４２ａに格納された伝送距離ｄと駆動周期Ｔの関係を示すデータ及び等価結合係数ｋと駆動周期の関係を示すデータを読み出し、最適な伝送距離ｄを決定したり、駆動周期Ｔの微調整をしたりするようにもできる。

算術論理回路３４１は更に、還流電圧測定制御回路３４５，エネルギピーク計数回路３４６，結合係数算出回路３４７，伝送条件設定回路３４８の演算処理のシークエンスを制御する演算シークエンス制御回路３４４を備える。算術論理回路３４１は更に、還流電圧測定制御回路３４５，エネルギピーク計数回路３４６，結合係数算出回路３４７，伝送条件設定回路３４８及び演算シークエンス制御回路３４４のそれぞれに情報及び命令を伝達するＡバス３４９ａ及びＢバス３４９ｂを備える。また、駆動制御回路３４ａは、１次側操作部３３より給電停止信号が入力された場合、給電を開始させないかまたは給電を停止するように１次側スイッチング素子駆動回路３４０ａを制御する。駆動制御回路３４ａは、算術論理回路３４１が算出した駆動周期Ｔで決まる駆動タイミングにおいて駆動電圧Ｅが給電側共振回路にステップ入力させるように、１次側スイッチング素子駆動回路３４０ａを動作させ、ウェイブレット状の電磁エネルギを給電装置２９ａから受電回路２７ａに給電する。

算術論理回路３４１には、マイクロチップとして実装されたマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）等を使用してコンピュータシステムを構成することが可能である。又、コンピュータシステムを構成する算術論理回路３４１として、算術演算機能を強化し信号処理に特化したデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）や、メモリや周辺回路を搭載し組込み機器制御を目的としたマイクロコントローラ（マイコン）等を用いてもよい。或いは、現在の汎用コンピュータのメインＣＰＵを算術論理回路３４１に用いてもよい。更に、算術論理回路３４１の一部の構成又はすべての構成をフィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）のようなプログラマブル・ロジック・デバイス（ＰＬＤ）で構成してもよい。

図２に示す算術論理回路３４１を含む駆動制御回路３４ａのコンピュータシステムにおいて、伝送データ記憶装置３４２ａは、複数のレジスタ、複数のキャッシュメモリ、主記憶装置、補助記憶装置を含む一群の内から適宜選択された任意の組み合わせとすることも可能である。又、キャッシュメモリは１次キャッシュメモリと２次キャッシュメモリの組み合わせとしてもよく、更に３次キャッシュメモリを備えるヒエラルキーを有しても構わない。ＰＬＤによって、算術論理回路３４１の一部又はすべてを構成した場合は、伝送データ記憶装置３４２ａは、ＰＬＤを構成する論理ブロックの一部に含まれるメモリブロック等のメモリ要素として構成することができる。更に、算術論理回路３４１は、ＣＰＵコア風のアレイとＰＬＤ風のプログラム可能なコアを同じチップに搭載した構造でもよい。このＣＰＵコア風のアレイは、あらかじめＰＬＤ内部に搭載されたハードマクロＣＰＵと、ＰＬＤの論理ブロックを用いて構成したソフトマクロＣＰＵを含む。つまりＰＬＤの内部においてソフトウェア処理とハードウェア処理を混在させた構成でもよい。

還流電圧測定制御回路３４５，エネルギピーク計数回路３４６，結合係数算出回路３４７，伝送条件設定回路３４８及び演算シークエンス制御回路３４４はＡバス３４９ａ及びＢバス３４９ｂを介して互いに接続されている。演算シークエンス制御回路３４４は、還流電圧測定制御回路３４５，エネルギピーク計数回路３４６，結合係数算出回路３４７，伝送条件設定回路３４８のそれぞれの処理手順をコンピュータ・ソフトウェア・プログラムに従って、制御する。図２では、Ａバス３４９ａに、１次側スイッチング素子駆動回路３４０ａ及び伝送間隔制御回路３４０ｂが接続されている構成が例示されている。一方、Ｂバス３４９ｂには、伝送データ記憶装置３４２ａ及びプログラム記憶装置３４２ｂ及び出力装置３４３が接続されている構成が例示されているが、図２に示す構成に限定されるものではない。

図２に示す算術論理回路３４１を構成するハードウェア資源としての還流電圧測定制御回路３４５，エネルギピーク計数回路３４６，結合係数算出回路３４７，伝送条件設定回路３４８等は、論理的な機能に着目したハードウェア資源を形式的に表現しているのであって、必ずしも、半導体チップ上に物理的な領域としてそれぞれ独立して存在する機能ブロックを意味するものではないが、ＰＬＤの「論理ブロック」のような半導体チップ上に実装されたプログラム可能な論理コンポーネント等の現実に存在する構成を否定するものでもない。算術論理回路３４１の一部の構成又はすべての構成をＦＰＧＡのようなＰＬＤで構成した場合は、図２に示した演算シークエンス制御回路３４４のプログラムカウンタやＡバス３４９ａ及びＢバス３４９ｂ等のデータバスは省略可能である。

本発明の第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは、図３Ａに示すように、１次側回路２ａと２次側回路３ａとを備える。１次側回路２ａは、静電エネルギを蓄積する送電側コンデンサＣ_１、送電側コンデンサＣ_１に並列接続され送電側コンデンサＣ_１から送られた静電エネルギを磁気エネルギとして蓄積し、この磁気エネルギを送電側コンデンサＣ_１に還流すると同時に、２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂に磁気的に結合し、磁気エネルギを送受する送電側コイルＬ₁を有するＬＣ共振回路である。互いに直列に接続された直流電源５と駆動素子Ｑ_１とが、送電側コンデンサＣ_１に並列接続されている。直流電源５は送電側コンデンサＣ_１に直流電圧を供給する。

後述するように「駆動素子Ｑ_１」は１次側回路２ａの自由減衰振動を駆動周期Ｔにより特定の回数で制限してウェイブレット状の電磁エネルギを発生させ、重共振をさせる回路素子である。自由減衰振動を駆動周期Ｔにより特定の回数で制限することにより、駆動素子Ｑ_１は１次側回路２ａにおける過渡的な電流－電圧の変化によるウェイブレット状の電磁エネルギの振動が実現する。直流電源５は、擬似的な定電圧源でよく、単に整流したのみの簡単な構造の直流電源で大きなリップル成分を含む電源でもよいので制御回路や周辺回路が単純で壊れにくく回路設計が容易でしかも安価な直流電源５が採用できる。２次側回路３ａは、送電側コイルＬ₁に対向して離間し、送電側コイルＬ₁から磁気エネルギを受け取る受電側コイルＬ₂、受電側コイルＬ₂に並列接続され受電側コイルＬ₂に蓄積された磁気エネルギを静電エネルギとして蓄積する受電側コンデンサＣ_２を有するＬＣ共振回路である。

互いに直列に接続された負荷側ダイオードＤ_２と負荷６とが受信側コンデンサＣ_２に並列接続されている。負荷６は、例えば車輌３１ａの車載用のリチウム（Ｌｉ）イオン電池等の充電式電池が採用可能である。図３Ｂでは、例示的にリチウムイオン電池の等価回路を抵抗とコンデンサの直並列回路で模式的に示している。リチウムイオン電池には集電体や電界液の抵抗、電池内の界面にできる電気的２重層のコンデンサや抵抗が含まれる。図３Ａ及び図４Ａに示すように、負荷側ダイオードＤ_２は、アノードが受信側共振器２側、カソードが負荷６側を向くように接続され、充電電流Ｉ_ＣＳの流れる方向を一方向に限定している。図３Ａ及び図４Ａでは、負荷６のオン抵抗を含む浮遊抵抗をｒ_２で示している。

図３Ａにおける直流電源５と等価内部抵抗ｒ_１の端子間電圧をＥ、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧をＶ_Ｃ１、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧をＶ_Ｃ２、負荷６の端子間で測られる充電電圧をＶ_ＣＳ、負荷側等価浮遊抵抗ｒ_Ｌ＝ｒ_２＋ｒ_s1＋ｒ_s2＋ｒ_s3を流れる電流を充電電流Ｉ_ＣＳとして図４Ｂ，６Ａ，６Ｂ等で示す。等価内部抵抗ｒ_１は、直流電源５の内部インピーダンスを近似的に抵抗値で示している。そして、駆動素子Ｑ_１をオン・オフ駆動した場合の実測によって得られた端子間電圧Ｖ_Ｃ１の過渡応答波形を図４Ｂに示す。

第１実施形態では、負荷６の充電電圧Ｖ_ＣＳの初期状態における値は、充電完了電圧に近い（満充電に近い）、高い値であるものと仮定する。時間ｔ＝０の時点で、送電側コンデンサＣ_１は充電されておらず端子間電圧Ｖ_Ｃ１＝０である。ｔ＝０で駆動素子Ｑ_１をオン状態にすると、直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力される。ｔ＝０のステップ入力により、最初はコンデンサＣ_１への充電電流が流れ、その値はE/r_１である。この時に送電側コイルＬ₁は流入する電流を阻止するよう逆起電力を発生するので、送電側コイルＬ₁への電流はゼロである。図４Ｂに示すように、等価内部抵抗ｒ_１、送電側コンデンサＣ_１の容量Ｃ_１、送電側コンデンサＣ_１の寄生抵抗ｒ_p1、駆動素子Ｑ_１のオン抵抗ｒ_on1、送電側コイルのインダクタンスＬ₁、動的相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）で決まる立ち上がり時定数τ₁で送電側コンデンサＣ_１が充電され、端子間電圧Ｖ_Ｃ１は増加する。立ち上がり時定数τ₁は、主に送電側コンデンサＣ_１の容量Ｃ_１と等価浮遊抵抗ｒ_stray＝ｒ_１＋ｒ_on1＋ｒ_p1の積Ｃ_１・ｒ_strayに関係したパラメータに依存する値となる。

次第にＣ_１の電圧が上昇し、電流が小さくなるにしたがって送電側コイルＬ₁の逆起電力は小さくなり送電側コイルＬ₁への電流が流れ始める。それによって送電側コンデンサＣ_１の両端の電圧は少し下がる。この時点で 駆動素子Ｑ_１をオフにする（t＝t_１）。この駆動素子Ｑ_１をオフにする時間t_１は、コイルに電流が流れ始めた時点で、かつそれを切ることによって生じる逆起電力によって生じる駆動素子Ｑ_１に加えられる電圧によって駆動素子Ｑ_１が破壊しないような時間とする。ｔ＝ｔ₁で駆動素子Ｑ_１をオフにすると、送電側コンデンサＣ_１から送電側コイルＬ₁に電流が流れるようになり本格的な放電を開始する。送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイルＬ₁に移動しようとする。

この時に送電側コイルＬ_１に流れる電流によって送電側コイルＬ₁の周囲に発生した磁界により、動的相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）で結合した受電側コイルＬ₂に起電力が生じ電流が流れる。この時に１次側回路２ａと２次側回路３ａの特性が調和していれば、この伝送された電力によって最も効率よく受電側コンデンサＣ_２が充電される。すなわち１次側回路２ａから２次側回路３ａへ電力が最も効率よく伝送される。この受電側コイルＬ_２に流れる電流によって受電側コイルＬ_２の周囲に生じた磁界によって送電側コイルＬ₁に起電力が生じる。もともとの電圧とこの起電力によって、送電側コイルＬ_１の電圧は通常の交流の波形ではない正弦波から逸脱した鋸波のようになる。この鋸波の電圧の最も電圧の低い部分を少し過ぎたあたりで瘤のように盛り上がりつつ上昇する瘤付き鋸波特性となる。

この瘤のように盛り上がりが発生するまでの立ち下がり時定数τ₂は、主に送電側コンデンサＣ_１の容量Ｃ_１、送電側コイルＬ₁のインダクタンスＬ₁及び送電側コイルＬ₁の寄生抵抗をＲ_str（L₁）に、後述する式（４）に類似な関係で示されるパラメータに依存する値となる。ただし、送電側コイルＬ₁のインダクタンスは、時間ｔに依存する値である受電側コイルＬ₂との動的相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）を考慮する必要がある。

ｔ＝ｔ₂で一次側コンデンサの電圧は再び極大ピークとなり、この時に二次側のコンデンサの電圧は極小に近い値となる。特許文献３に記載の発明では、このすべてのピークに合わせて駆動素子Ｑ_１を毎回オン状態にし、毎回、駆動電圧をステップ入力している。しかしながら、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すような自由減衰振動による複数の振動ピークを発生させた後、駆動周期Ｔで決まる所定のタイミングで駆動素子Ｑ_１をオン状態にし、間欠的且つ周期的に駆動電圧をステップ入力する。

図７Ａの横軸は時間軸であり、縦軸は図３Ａに示した検出器２８の出力である。送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の物理的な間隔（伝送距離）ｄ＝２．０ｃｍ、等価結合係数ｋ＝０．６の場合の減衰振動の波形を示す。周期的に駆動電圧がステップ入力されない、自由減衰振動の波形を示している。交流理論が成立する定常状態では、周知のように、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間が結合係数Ｋ_AＣ、相互インダクタンスＭで磁気的に結合された回路で近似することが可能である。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは、非交流理論に依拠するものであり、交流理論から導かれる結合係数Ｋ_AＣと等価な、過渡応答時に定義される非定常状態における擬結合係数を「等価結合係数ｋ」と定義している。等価結合係数ｋは、厳密には時間に依存するパラメータである。非交流理論においても、１次側回路２ａの回路特性に内在する時定数と２次側回路３ａの回路特性に内在する時定数との１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡現象（過渡応答相互誘導）に対し、交流理論の結合係数Ｋ_AＣと同様な「磁気的結合度」である等価結合係数ｋで評価することができる。

図７Ａに示すように、伝送距離ｄ＝２．０ｃｍ、等価結合係数ｋ＝０．６の場合では検出器２８の出力はゼロクロス時刻Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７，Ｔ８で０Ｖを切るウェイブレット状の自由減衰振動の波形になっているが、ゼロクロス時刻Ｔ１とＴ２の間の負電圧の領域にＷ型の副振動を挟んでいる。同様に、ゼロクロス時刻Ｔ３とＴ４の間、ゼロクロス時刻Ｔ５とＴ６の間、ゼロクロス時刻Ｔ７とＴ８の間の負電圧の領域にもＷ型の副振動を挟んでいる。検出器２８はほぼ送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１を測っているが、図３Ａに示す回路においては、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間で重共振をして電磁エネルギが往復するに従い、送電側コンデンサＣ_１の寄生抵抗ｒ_p1、駆動素子Ｑ_１のオン抵抗ｒ_on1、図示を省略した送電側コイルＬ₁の寄生抵抗Ｒ_str（L₁）、受電側コンデンサＣ₂の寄生抵抗ｒ_p2及び図示を省略した受電側コイルＬ₂の寄生抵抗Ｒ_str（L₂）におけるジュール熱として消費されるので、電磁エネルギが次第に小さな値に減衰していることが分かる。

図７Ａのゼロクロス時刻Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３は、図８～図１０に下付文字で表記したタイミングＴ_１，Ｔ_４，Ｔ_５の時刻に、それぞれ対応する。図８に下付文字で表記したタイミングＴ_２，Ｔ_３は、図７Ａのゼロクロス時刻Ｔ１とＴ２の間のＷ型の中央の山の立ち上がり部分と立ち下がり部分に対応する。図９～図１０に下付文字で表記したタイミングＴ_６，Ｔ_７は、図７Ａのゼロクロス時刻Ｔ３とＴ４の間のＷ型の中央の山の立ち上がり部分と立ち下がり部分に対応する。図７Ａに示す等価結合係数ｋ＝０．６の場合は、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導による伝送効率が高く、図８のタイミングＴ_２，Ｔ_３においては、送電側コンデンサＣ_１に対し十分な還流電流が送電側コイルＬ₁から戻ってきていないので、検出器２８の出力が負の値でありゼロクロスできないものと考えられる。図９～図１０のタイミングＴ_６，Ｔ_７についても同様であり、等価結合係数ｋ＝０．６の場合は、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導による伝送効率が高く、送電側コンデンサＣ_１に対し十分な還流電流が送電側コイルＬ₁から戻って来ないため、ゼロクロス時刻Ｔ３とＴ４の間の負電圧の領域のＷ型の小さな山を構成しているものと考えられる。

図７Ｂの横軸は図７Ａと同様に時間軸であり、縦軸は図７Ａと同様に検出器２８の出力であるが、伝送距離ｄ＝９．０ｃｍ、等価結合係数ｋ＝０．３の場合の減衰振動の波形を示す。図７Ａと同様に、ゼロクロス時刻Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７，Ｔ８で０Ｖを切る減衰振動の波形になっているが、ゼロクロス時刻Ｔ３とＴ４の間のみに、負電圧の領域にＷ型の副振動を挟み、他の時間帯にはＷ型の副振動がない点が、図７Ａの減衰振動とは異なる。図７Ｂのゼロクロス時刻Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５は図８～図１０に下付文字で表記したタイミングＴ_１，Ｔ_２，Ｔ_３，Ｔ_６，Ｔ_７の時刻に、それぞれ対応する。図９～図１０において下付文字で表記したタイミングＴ_４，Ｔ_５はゼロクロス時刻Ｔ３とＴ４の間に出現しているＷ型の副振動に対応すると考えられる。等価結合係数ｋ＝０．３の場合はｋ＝０．６の場合に比して磁気的結合度が低く、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導による伝送効率が低いので、図９～図１０のタイミングＴ_４，Ｔ_５において、送電側コンデンサＣ_１に対し十分な還流電流が送電側コイルＬ₁から戻って来ず、ゼロクロス時刻Ｔ３とＴ４の間の負電圧の小さな山を構成しているものと考えられる。

図７Ｃの横軸も、図７Ａ及び図７Ｂと同様に時間軸である。又、図７Ａ及び図７Ｂと同様に、図７Ｃの縦軸は検出器２８の出力であり、伝送距離ｄ＝２０ｃｍ、等価結合係数ｋ＝０．１の場合の減衰振動の波形を示す。図７Ａ及び図７Ｂと同様に、ゼロクロス時刻Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７，Ｔ８で０Ｖを切るウェイブレット状の自由減衰振動の波形を図７Ｃは示しているが、Ｗ型の副振動がない点が、図７Ａ及び図７Ｂの減衰振動とは異なる。図７Ｃのゼロクロス時刻Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７は、図８～図１０に下付文字で表記したタイミングＴ_１，Ｔ_２，Ｔ_３，Ｔ_４，Ｔ_５，Ｔ_６，Ｔ_７の時刻に、それぞれ対応する。図７Ｃのゼロクロス時刻Ｔ２とＴ３の間の山は、送電側コンデンサＣ_１の正の値まで１回目の充放電されたことを示す波形である。

図７Ｃのゼロクロス時刻Ｔ４とＴ５の間の山及びゼロクロス時刻Ｔ６とＴ７の間の山は、それぞれ、送電側コンデンサＣ_１の正の値までに２回目及び３回目の充放電されたことを示す波形である。等価結合係数ｋ＝０．１の場合はｋ＝０．３の場合に比して磁気的結合度が低く、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導による伝送効率が更に低いので、すべてのタイミングＴ_１～Ｔ_７において、送電側コンデンサＣ_１が正の値まで充電できる十分な還流電流が送電側コイルＬ₁から戻って来ているので、毎回の送電側コンデンサＣ_１の充放電がゼロクロスできることを示している。

図７Ｃのゼロクロス時刻Ｔ２とＴ３の間の山は、最初に駆動電圧Ｅを給電側共振回路にステップ入力して送電側コンデンサＣ_１を充放電した現象に対応する。これに対し、ゼロクロス時刻Ｔ４とＴ５の間の山及びゼロクロス時刻Ｔ６とＴ７の間の山は、重共振において還流された電磁エネルギにより送電側コンデンサＣ_１が充放電された現象を示す。重共振による還流エネルギが送電側コンデンサＣ_１を正の値までに充放電する現象に着目すれば、ゼロクロス時刻Ｔ４とＴ５の間の山及びゼロクロス時刻Ｔ６とＴ７の間の山は、それぞれ１回目と２回目の還流エネルギによる充放電の山になる。

図７Ａ及び図７Ｂに示す減衰振動も、送電側コンデンサＣ_１の寄生抵抗ｒ_p1、駆動素子Ｑ_１のオン抵抗ｒ_on1、図示を省略した送電側コイルＬ₁の寄生抵抗Ｒ_str（L₁）、受電側コンデンサＣ₂の寄生抵抗ｒ_p2及び図示を省略した受電側コイルＬ₂の寄生抵抗Ｒ_str（L₂）におけるジュール熱として電磁エネルギが消費されていることを示している。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すような正弦波が変調された減衰振動になる。本明細書においては、以下において、図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すような正弦波が変調された波を「擬正弦波」と呼ぶ。図７ＡはＷ型の擬正弦波の振動を示しており、図７Ｂも一部にＷ型を含む擬正弦波の振動になっている。

特許文献３に記載の発明と、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの場合のいずれにおいても、駆動素子Ｑ_１をオン状態にすると、最初は、送電側コンデンサＣ_１への充電電流が流れ、その値は駆動電圧Ｅから図４Ｂ，６Ａ，６Ｂ等に示したt＝t_２おける、送電側コンデンサＣ_１の電圧Ｖ_Ｃ１を引いたものをr₁で除した値（Ｅ-Ｖ_Ｃ１）/r₁である。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおいて、駆動周期Ｔの満了のタイミングＴ_７で駆動素子Ｑ_１をオン状態にしたときの過渡変化は図１５及び図１６に示している。特許文献３に記載の発明と、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの相違点は、特許文献３に記載の発明では送電側コンデンサＣ_１への充放電を示す各振動に対し、毎回駆動電圧Ｅをステップ入力するのに対し、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システム図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すような自由減衰振動をして、送電側コンデンサＣ_１への還流電流による充放電がされた後、駆動周期Ｔで決まる所定のタイミングで端子間電圧Ｅをステップ入力して自由減衰振動を切る動作である点である。

駆動素子Ｑ_１を再度オンにすると、送電側コイルＬ₁は流入する電流を阻止するよう逆起電力を発生するので、送電側コイルＬ₁への電流はゼロである。次第に送電側コンデンサＣ_１の電圧が上昇し、電流が小さくなるにしたがって送電側コイルＬ_１の逆起電力は小さくなり送電側コイルＬ_１への電流が流れ始める。それによって送電側コンデンサＣ_１の両端の電圧は少し下がる。この時点で 駆動素子Ｑ_１をオフにする（図４Ｂのt＝t₃）。この駆動素子Ｑ_１をオフにする時間t₃は、コイルに電流が流れ始めた時点で、かつそれを切ることによって送電側コイルＬ₁に生じる逆起電力によって駆動素子Ｑ_１に加えられる電圧によって駆動素子Ｑ_１が破壊しないような時間とする。ｔ＝ｔ₃で駆動素子Ｑ_１をオフした後は送電側コンデンサＣ_１から送電側コイルＬ₁に電流が流れるようになり本格的な放電を開始する。送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイルＬ₁に移動しようとする。

この時に送電側コイルＬ_１に流れる電流によって送電側コイルＬ₁の周囲に発生した磁界により、動的相互インダクタンスＭで結合した受電側コイルＬ₂に起電力が生じ電流が流れる。後に述べるように、この時に１次側回路２ａと２次側回路３ａの過渡応答に関与する時定数等が調和すれば、最も効率よく受電側コンデンサＣ_２が充電される。その後１次側回路２ａと２次側回路３ａとの間のエネルギ・パケット振動が重共振することにより、１次側回路２ａから２次側回路３ａへ電力が最も効率よく伝送される。この受電側コイルＬ_２に流れる電流によって受電側コイルＬ_２の周囲に生じた磁界によって送電側コイルＬ１に起電力が生じる。図４Ｂ、図６Ａ及び図６Ｂから分かるように、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおいても、送電側コイルＬ_１の起電力による電圧は通常の交流の波形ではない正弦波から逸脱した鋸波のようになる。この鋸波の電圧の最も電圧の低い部分を少し過ぎたあたりで瘤のように盛り上がりつつ上昇する瘤付き鋸波特性となる。

この結果、ｔ＝ｔ₃以降は、図４Ｂの右側に示すように、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は減少し、再度負の値になる。送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が負の値になると、送電側コイルＬ₁に蓄えられた電磁エネルギは送電側コンデンサＣ_１に還流し始め、図４Ｂの右端に示すように、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は還流電流により増大を開始し、正の値になり、更に増大しその後減少する。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、これが、図７Ｃのゼロクロス時刻Ｔ２とＴ３の間の山、ゼロクロス時刻Ｔ４とＴ５の間の山及びＴ６とＴ７の間の山として示されている。留意すべきは、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおけるエネルギ・パケット振動の周期は、送電側コンデンサの容量Ｃ_１、送電側コイルのインダクタンスＬ₁、動的相互インダクタンスＭ、送電側コンデンサＣ_１の寄生抵抗ｒ_p1、駆動素子Ｑ_１のオン抵抗ｒ_on1、図示を省略した送電側コイルＬ₁の寄生抵抗をＲ_str（L₁）等で決まる立ち下がり時定数τ₂に依存することである。図４Ｂに示すように、駆動素子Ｑ_１による駆動電圧のステップ入力と遮断により、端子間電圧Ｖ_Ｃ１の変化は通常の交流理論における正弦波の波形ではなく、瘤付鋸波が鈍った立ち上がり・立ち下がり特性を有する振動の過渡応答の波形を示す。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すように、エネルギ・パケットの移動による複数の振動ピークが減衰しながら繰り返されるウェイブレット状のパケットが形成される。

１次側回路２ａの回路特性に内在する時定数と２次側回路３ａの回路特性に内在する時定数とが調和したとき「過渡応答相互誘導」が生じるが、更に、エネルギ・パケット振動を重共振させることにより、１次側回路２ａの電磁エネルギが２次側回路３ａに最も効率よく伝送される。特許文献３に記載の発明における、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導が生じる際の１次側回路２ａの端子間電圧Ｖ_Ｃ１と、２次側回路３ａの端子間電圧Ｖ_Ｃ２の過渡応答波形を図６Ａに示す。図６Ａでは、図４Ｂと同様に、駆動素子Ｑ_１による駆動電圧のステップ入力と遮断により、端子間電圧Ｖ_Ｃ１は、瘤付鋸波が鈍った立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し過渡応答波形を示している。図６Ａに実線で示した過渡応答波形は、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が、負の値から増大を開始し、正の値になり、更に増大して、ｔ＝ｔ_iで駆動素子Ｑ_１がオン状態に至る様子である。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すように、エネルギ・パケットの移動による減衰振動を有するウェイブレット状の振動波形になる。

駆動電圧のステップ入力により、図６Ａの左側に破線で示したように、１次側回路２ａと２次側回路３ａとの間の１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡現象（過渡応答相互誘導）によって、２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２が充電され、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２がピーク値に到達した後、受電側コンデンサＣ_２が放電を開始し、端子間電圧Ｖ_Ｃ２が減少を開始している。図６Ａでは任意のｉ番目の時刻ｔ＝ｔ_iで駆動素子Ｑ_１をオン状態にすると、直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力される場合を示している。２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２はｔ＝ｔ_iでは負の値にまで減少している。

特許文献３に記載の発明においては、ｔ＝ｔ_iで駆動電圧Ｅをステップ入力することにより、図６Ａの中央左側付近に示すように、等価内部抵抗ｒ_１、送電側コンデンサの容量Ｃ_１、送電側コイルのインダクタンスＬ₁、動的相互インダクタンスＭ、受電側コンデンサＣ₂の寄生抵抗ｒ_p2、負荷側等価浮遊抵抗ｒ_Ｌ、図示を省略した受電側コイルＬ₂の寄生抵抗をＲ_str（L₂）等で決まる立ち上がり時定数τ₁で１次側回路２ａの送電側コンデンサＣ_１が充電され、端子間電圧Ｖ_Ｃ１は増加する。図６Ａに示すように、１次側回路２ａの端子間電圧Ｖ_Ｃ１はピーク値に到達した後、減少を開始する。ｔ＝ｔ_i+1で駆動素子Ｑ_１をオフ状態にすると、１次側回路２ａの送電側コンデンサＣ_１は本格的な放電を開始し、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイルＬ₁に移動する。２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は破線で示したようにｔ＝ｔ_iからｔ＝ｔ_i+1での間では負の値である。

特許文献３に記載の発明においては、ｔ＝ｔ_i+1以降は、図６Ａの中央付近に実線で示すように、送電側コンデンサの容量Ｃ_１、送電側コイルのインダクタンスＬ₁、動的相互インダクタンスＭで決まる立ち下がり時定数τ₂で送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は減少し負の値になり、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電磁エネルギは送電側コイルＬ₁に移る。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでも、図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すように、送電側コンデンサの容量Ｃ_１、送電側コイルのインダクタンスＬ₁、動的相互インダクタンスＭで決まる立ち下がり時定数τ₂で決まる複数の振動ピークを有する減衰振動が形成される。送電側コイルＬ₁に蓄積された電磁エネルギは、１次側回路２ａと２次側回路３ａとの間の過渡現象（過渡応答相互誘導）によって２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送される。２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送された電磁エネルギは、２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２に蓄積される。

この結果、ｔ＝ｔ_i+1以降において、図６Ａの中央付近に破線で示すように、２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は増大を開始する。２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２はピーク値に到達した後、減少を開始し、図６Ａの右側に破線で示すように負の値となる。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、負荷６の充電電圧Ｖ_ＣＳの初期状態における値は、充電完了電圧に近い（満充電に近い）、高い値を想定しており、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２がピーク値になった付近で負荷６の充電電圧Ｖ_ＣＳを超えるため、負荷６に電流が流れ、受電側コンデンサＣ２に蓄積された電磁エネルギは負荷６に移動し、負荷６である充電式電池が充電される。

特許文献３に記載の発明において、ｔ＝ｔ_i+1以降は、図６Ａの中央の実線に示すように送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が負の値の最小値に到達したのちに０Ｖをクロスすると、送電側コイルＬ₁に蓄えられた電磁エネルギは送電側コンデンサＣ_１に還流し始め、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は還流電流により更に増大する。図６Ａの右側に破線で示すように、端子間電圧Ｖ_Ｃ１が正の値になると、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は負の値になる。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、図３Ａに示す検出器２８を用いて、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１の還流電流による振動を図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すように測定する。

特許文献３に記載の発明においては、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が正の値で増大し、ｔ＝ｔ_i+2で駆動素子Ｑ_１を再度オン状態にすると、直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力される。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すようなウェイブレット状の減衰振動をさせた後、駆動周期Ｔで決まる所定のタイミングで駆動素子Ｑ_１をオン状態にし、駆動電圧Ｅをステップ入力する。ｔ＝ｔ_i+2のステップ入力により、図６Ａの右側の実線に示すように送電側コンデンサＣ_１が充電され、端子間電圧Ｖ_Ｃ１は増加する。図６Ａの実線に示すように、端子間電圧Ｖ_Ｃ１はピーク値Ｅ₀に到達した後、再度減少を開始する。ｔ＝ｔ_i+3で駆動素子Ｑ_１をオフ状態にすると、送電側コンデンサＣ_１は再度放電を開始し、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイルＬ₁に移動する。２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は破線で示したようにｔ＝ｔ_i+2からｔ＝ｔ_i+3での間では負の値である。

送電側コイルＬ₁に蓄積された電磁エネルギは、１次側回路２ａと２次側回路３ａとの間の１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡現象（過渡応答相互誘導）によって２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送される。２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送された電磁エネルギは、２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２に蓄積される。図６Ａに示すように、駆動素子Ｑ_１による駆動電圧Ｅのステップ入力と遮断により、１次側回路２ａの端子間電圧Ｖ_Ｃ１の変化は通常の交流理論における正弦波の波形ではなく、瘤付鋸波が鈍った立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し波形の過渡応答を示す。一方、２次側回路３ａの端子間電圧Ｖ_Ｃ２の変化は、間引かれた三角波のような繰り返し波形の過渡応答を示すが、通常の交流理論における正弦波の波形ではない。図６Ａから分かるように「間引かれた三角波」とは、台形波の極性を逆にした波形とも解釈できる。いずれにせよ、１次側回路２ａの振動波形と２次側回路３ａの振動波形とは互いに対称性のある振動波形ではない。

図６Ｂは、特許文献３に記載の発明において図６Ａに示した端子間電圧Ｖ_Ｃ１及び端子間電圧Ｖ_Ｃ２の過渡応答波形に更に駆動電圧、負荷６の端子間電圧Ｖ_ＣＳ及び負荷６である充電式電池への充電電流Ｉ_ＣＳを加えた過渡応答の実測波形である。ｔ＝ｔ_ｉで駆動素子Ｑ_１をオン状態にして送電側コンデンサＣ_１に電荷を蓄えた後、ｔ＝ｔ_i+1で駆動素子Ｑ_１をオフ状態にすると、１次側回路２ａから２次側回路３ａへの１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導が生じる。駆動素子Ｑ_１をオン状態にすると、直流電源５の等価内部抵抗ｒ_１が小さいので、図６Ｂにおいて太い実線で示した駆動電圧が１次側回路２ａの端子間電圧Ｖ_Ｃ１に重畳する変化を示している。

図６Ｂのｔ＝ｔ_i+1以降の過渡応答に着目して説明する。図６Ｂの中央付近に実線で示すように、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は、ｔ＝ｔ_i+1以降において減少し負の値になる。送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電磁エネルギは送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。送電側コイルＬ₁に蓄積された電磁エネルギは、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導によって２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂に伝送される。２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂に伝送された電磁エネルギは、２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２に蓄積されるため、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、図６Ｂの中央付近に破線で示すように、ｔ＝ｔ_i+1以降において負の値から増大を始める。

２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、中央の左側よりの破線で示したようにｔ＝ｔ_iからｔ＝ｔ_i+1での間では負の値である。受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、ｔ＝ｔ_i+1の負の値から増大し、正の値になり更に増大し、ピーク値に到達した後、図６Ｂの右側に破線で示すように、減少を開始する。端子間電圧Ｖ_Ｃ２が減少すると、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電磁エネルギは、図６Ｂの右側に一点鎖線で示した充電電流Ｉ_ＣＳとして負荷６に流れ、負荷６が充電される。一点鎖線で示した充電電流Ｉ_ＣＳの増大とほぼ同期して、図６Ｂの右側に点線で示した負荷６の端子間電圧Ｖ_ＣＳも僅かに増大し、ピーク値を経た後に、充電電流Ｉ_ＣＳの減少に同期して減少する過渡応答を示す。充電電流Ｉ_ＣＳが減少してゼロになると、負荷６の端子間電圧Ｖ_ＣＳの減少は停止し、増大に転じ、負荷６の端子間電圧が定常値になる。充電電流Ｉ_ＣＳに応じた端子間電圧Ｖ_ＣＳの変化は図３Ａに例示的に等価回路を示したような抵抗とコンデンサの直並列回路が存在するために生じる。

特許文献３に記載の発明において、ｔ＝ｔ_i+1以降において、図６Ｂの中央の実線に示すように送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が負の値の最小値に到達すると、送電側コイルＬ₁に蓄えられた電磁エネルギは送電側コンデンサＣ_１に還流し始め、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は還流電流により増大を開始し、正の値になり、更に増大する。図６Ｂの右側に破線で示すように、端子間電圧Ｖ_Ｃ１が正の値になると、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は負の値になる。

特許文献３に記載の発明において、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が正の値で増大し、ｔ＝ｔ_i+2で駆動素子Ｑ_１を再度オン状態にすると、直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力される。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すようなウェイブレット状の減衰振動をさせた後、駆動周期Ｔで決まる所定のタイミングで駆動素子Ｑ_１をオン状態にして、駆動電圧Ｅをステップ入力する。駆動電圧Ｅを周期的にステップ入力することにより、ウェイブレット状の減衰振動が、駆動周期Ｔで周期的に励起される。ｔ＝ｔ_i+2のステップ入力により、図６Ｂの右側の実線に示すように送電側コンデンサＣ_１が充電され、端子間電圧Ｖ_Ｃ１は増加する。前述したように、直流電源５の等価内部抵抗ｒ_１が小さいので、駆動素子Ｑ_１をオン状態にすると、図６Ｂの太い実線で示した駆動電圧Ｅは端子間電圧Ｖ_Ｃ１に重畳する変化をする。図６Ｂの右端の端子間電圧Ｅに重畳された実線に示されるように、端子間電圧Ｖ_Ｃ１はピーク値に到達した後、再度減少を開始する。ｔ＝ｔ_i+3で駆動素子Ｑ_１をオフ状態にすると、送電側コンデンサＣ_１は再度放電を開始し、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイルＬ₁に移動する。２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は破線で示したようにｔ＝ｔ_i+2からｔ＝ｔ_i+3での間では負の値である。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、駆動素子Ｑ_１をオフ状態にすると図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すようなウェイブレット状の減衰振動になる。

任意の時刻ｔ＝ｔ_i以前の振る舞いも同様であり、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、図６Ｂの左側に破線で示すように、ピーク値に到達した後、減少を開始する。端子間電圧Ｖ_Ｃ２が増加していき端子間電圧Ｖ_ＣＳを上回ると、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電磁エネルギは、図６Ｂの左側に一点鎖線で示した充電電流Ｉ_ＣＳとして負荷６に流れ、負荷６が充電される。一点鎖線で示した充電電流Ｉ_ＣＳの増大とほぼ同期して、図６Ｂの左側に点線で示した負荷６の端子間電圧Ｖ_ＣＳも僅かに増大し、ピーク値を経た後に、充電電流Ｉ_ＣＳの減少に同期して減少する過渡応答を示す。充電電流Ｉ_ＣＳが減少してゼロになると、負荷６の端子間電圧Ｖ_ＣＳの減少は停止し、増大に転じ、負荷６の端子間電圧が定常値になる。充電電流Ｉ_ＣＳに応じた端子間電圧Ｖ_ＣＳの変化は図３Ａに例示的に等価回路を示したような抵抗とコンデンサの直並列回路が存在するために生じる。

そして、既に説明したｔ＝ｔ_i+1で駆動素子Ｑ_１をオフ状態にすると、図６Ｂの中央の実線に示すように送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が負の値に向かって減少を開始する。このようにして、送電側コイルＬ₁に蓄積された電磁エネルギは、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導によって２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送される。２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送された電磁エネルギは、２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２に蓄積される。図６Ｂに示すように、駆動素子Ｑ_１による駆動電圧Ｅのステップ入力と遮断により、１次側回路２ａの端子間電圧Ｖ_Ｃ１の変化は通常の交流理論における正弦波の波形ではなく、瘤付鋸波が鈍った立ち上がり・立ち下がり特性の繰り返し過渡応答波形を示し、２次側回路３ａの端子間電圧Ｖ_Ｃ２は間引かれた三角波のような繰り返し波形の過渡応答を示す。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに示すような擬正弦波の減衰振動になり、振幅が一定の交流理論が適用可能な正弦波ではない。

図３Ａに示した駆動素子Ｑ_１として、電磁接触器等の機械的なスイッチング素子の他、より好ましい態様として、より高速スイッチングが可能な電力用半導体素子が用いられる。電力用半導体素子としては、ＦＥＴ、ＳＩＴ、ＢＪＴの他、ＧＴＯ、ＳＩサイリスタ等のサイリスタが好適である。特に、絶縁ゲート型電界効果トランジスタ（ＭＩＳＦＥＴ）、絶縁ゲート型静電誘導トランジスタ（ＭＩＳＳＩＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ＭＯＳ制御ＳＩサイリスタ等の電圧駆動型のスイッチング素子は、消費電力が小さくなり好適である。市場での入手可能性と電力用半導体素子の内部抵抗の評価からは、現状においては、ＭＩＳＦＥＴの類型であるＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を図３Ａに示す回路のように採用することが可能である。

車輌３１ａの車載用の充電式電池を負荷６とするようなエネルギ振動型伝送システムにおいては大電流が流れることによるジュール熱の発生が大きく、数百ワット以上の発熱が伴うことになり、エネルギ振動型伝送システムが暖房装置（ヒーター）になってしまう。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは駆動素子Ｑ_１として用いる電力用半導体素子は１個のみで良いので、銅のブロック等のヒートシンクで覆い熱伝導性を上げ、発熱による素子の破壊を防ぐ構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。送電側コイルＬ₁及び受電側コイルＬ₂の浮遊抵抗（寄生抵抗）による発熱も大きいので、送電側コイルＬ₁及び受電側コイルＬ₂を空冷、水冷する等の対策が好ましい。

車輌３１ａの車載用等の大電力用エネルギ振動型伝送システムにおけるジュール熱の発生を押さえる一つの方法は、１次側回路２ａの電圧を高め、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の巻線比で２次側回路３ａの電圧を負荷６の最適電圧に設定することである。駆動素子Ｑ_１として電力用半導体素子を採用する場合には、電力用半導体素子をオン／オフ制御する単純な制御だけでよいので、１次側回路２ａの電圧を高める回路設計は容易である。

このように、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、駆動素子Ｑ_１が１個のみの単純設計であるので、１次側回路２ａの電圧を高めて１次側回路２ａ側のジュール熱の発生による電力損失を最小限に抑制する設計が容易である。ジュール熱発生によるエネルギ損失も少なくできるので第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、車輌３１ａの車載用等の大電力用電力伝送の場合における電源回路（０次回路）の損失を含めた総合的な電力伝送効率が高くなり、人類のエネルギ問題の解消に寄与できる。

図３Ａに示す実装回路においては、送電側コイルＬ₁からの還流電流を考慮し第１の還流ダイオード（フリーホイルダイオード）ＦＷＤ₁が、駆動素子Ｑ_１としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、保護素子として並列接続されている。又、送電側コイルＬ₁からの還流電流が直流電源５に還流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ_１が直流電源５と駆動素子Ｑ_１の間に直列接続されている。図３Ａに示す実装回路では負荷６の等価インピーダンスＸ_Leqを充電容量Ｃ_sで近似して表現している。

通常の定常状態の正弦波に依拠した交流理論では、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の相互インダクタンスＭは、結合係数Ｋ_AＣを用いて：

Ｍ＝Ｋ_AＣ（Ｌ₁・Ｌ₂）^1/2 ……（１）

と示すことができる。

そして送電側コンデンサＣ_１と送電側コイルＬ₁との直列回路と、受電側コンデンサＣ_２と受電側コイルＬ₂の直列回路との相互誘導は、相互インダクタンスＭを用いると、以下の結合方程式

Ｌ₁ｄｉ_１／ｄｔ＋（１／Ｃ_１）∫ｉ_１ｄｔ＋Ｍｄｉ_２／ｄｔ＝０ …（２）
Ｌ₂ｄｉ₂／ｄｔ＋（１／Ｃ_２）∫ｉ_２ｄｔ＋Ｍｄｉ_２／ｄｔ＝０ …（３）

によって表される。式（２）及び（３）において、∫は積分記号である。即ち、図３Ａに示す実装回路は、通常の定常状態の正弦波に依拠した交流理論によれば、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の相互インダクタンスＭのコイルを用いてＴ型の等価回路で表現できる。Ｔ型の等価回路としては、上の水平棒にインダクタンスＬ₁－ＭとインダクタンスＬ₂－Ｍが直列接続され、直列接続のノードに接続される縦の中棒にインダクタンスＭが接続される。

しかし、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは、正弦波の交流理論に依拠しない過渡応答の伝送技術であるので、交流理論で用いられる等価回路の表現は近似的な物理モデルを考える上での模式図に過ぎない。時間変化のある場合のマックスウェルの方程式は、時間変化が正弦波に依拠する場合は解析的に解くことが可能である。しかし、図４Ｂ、図６Ａ及び図６Ｂに示したように鋸波状の時間変化がある場合は、マックスウェルの方程式を解析的に解くことは極めて難しい。よって、交流理論で用いられる相互インダクタンスＭは、本発明においては、ｔを時間とする関数Ｍ（ｔ）で表現される時間依存性のあるパラメータとなり、注意が必要である。

図５Ａは、図３Ａに示す実装回路に駆動素子Ｑ_１の一例として用いているｎＭＯＳＦＥＴの大信号用等価回路を示す。図５Ａに示すように、一般的なｎＭＯＳＦＥＴはｐ型基板７１にｎ^＋型のソース領域７２とｎ^＋型のドレイン領域７３をチャネル領域となるｐ型基板７１の表面を挟んで対向させている。ソース領域７２とドレイン領域７３のチャネル領域の上には厚さＴ_OXのゲート酸化膜８１を介して制御端子（ゲート電極）８４が設けられている。ソース領域７２の上にはソース電極８２が、ドレイン領域７３の上にはドレイン電極８３がそれぞれオーミック接触している。

図５Ａに示すように、一般的なｎＭＯＳＦＥＴでは制御端子（ゲート電極）８４とソース領域７２の間にはゲート・ソース間容量Ｃ_GSが、ゲート電極８４とドレイン領域７３の間にはゲート・ドレイン間容量Ｃ_GDが、ゲート電極８４と基板７１の間にはゲート・基板間容量Ｃ_GBが存在する。更に、ソース領域７２と基板７１の間にはソース・基板間容量Ｃ_BSが、ドレイン領域７３と基板７１の間にはドレイン・基板間容量Ｃ_BDが存在する。図５Ｂに示す等価回路では、ドレイン電極とチャネル領域の間に直列接続されるドレイン抵抗Ｒ_Dと、ソース電極とチャネル領域の間に直列接続されるソース抵抗Ｒ_Sとが、チャネル領域に設けられた電流Ｉ_DSの定電流源に直列接続された構成が示されている。

図３Ａに示した第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおいては、駆動素子Ｑ_１のオン抵抗となる図５に示したＭＯＳＦＥＴのドレイン抵抗Ｒ_Dとソース抵抗Ｒ_Sが重要な意味を持ち、駆動素子Ｑ_１にはオン抵抗の小さな素子を選ぶ必要がある。したがって、図３Ａに示す実装回路において、直流電源５の等価内部抵抗ｒ_１に駆動素子Ｑ_１のオン抵抗を含ませて、１次側回路２ａの回路特性に内在する時定数を決定する必要がある。

図４Ｂのｔ＝ｔ₁で駆動素子Ｑ_１をオフ状態にした場合、１次側回路２ａはＲＬＣ直列回路になる。交流理論によれば、送電側コイルＬ₁の寄生抵抗をＲ_str（L₁）とすると、ＲＬＣ直列回路の減衰係数ζ₁は、

ζ₁＝（Ｒ_str（L₁）／2）（Ｃ_１／Ｌ₁）^1/2 ……（４）

と表される。しかし、送電側コイルＬ₁のインダクタンスは、実際には受電側コイルＬ_２との動的相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）を考慮する必要があるが、動的相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）を解析的に説明するのは困難である。

このときの２次側回路３ａの負荷側ダイオードＤ_２と負荷６等からなる並列回路を無視すれば、ＲＬＣ直列回路と見なすことができる。負荷側ダイオードＤ_２と負荷６等を無視して交流理論を採用すれば、受電側コイルＬ₂の寄生抵抗をＲ_str（L₂）として、２次側回路３ａの減衰係数ζ₂は、

ζ₂＝（Ｒ_str（L₂）／2）（Ｃ_２／Ｌ₂）^1/2 ……（５）

と表される。（５）式においても、受電側コイルＬ₂のインダクタンスは、動的相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）の時間変化を考慮する必要がある。

図４Ｂのｔ＝ｔ₁で駆動素子Ｑ_１をオフ状態で構成されるＲＬＣ直列回路の共振周波数は、交流理論によれば、

ｆ_o1＝（１／2π）（Ｃ_１・Ｌ₁）-^1/2 ……（６）

と近似できる。上述したとおり、（６）式において、実際には、受電側コイルＬ₁のインダクタンスとして、時間に依存する動的相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）の過渡変化を考慮する必要があることに留意が必要である。同様に、２次側回路３ａの負荷側ダイオードＤ_２と負荷６等を無視した場合のＲＬＣ直列回路の共振周波数は、交流理論によれば、

ｆ_o2＝（１／2π）（Ｃ_２・Ｌ₂）-^1/2 ……（７）

と近似できる。非交流理論では（７）式においても、受電側コイルＬ₂のインダクタンスは、動的相互インダクタンスＭ＝Ｍ（ｔ）を考慮する必要がある。

第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂は、例えば図１８に示したような、渦巻き状平面コイルとすることができる。図１８は、図３Ａの送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の物理的な構造を具体化して示した模式図である。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、例えば、導体断面積１６ｍｍ²の配線用ケーブルをそれぞれ９巻して直径約３０ｃｍ程度の渦巻き状平面コイルとしている。この直径約３０ｃｍ程度の２つの渦巻き状平面コイルを、間隔ｄのギャップを設けて、非接触で互いに平行に対抗させて配置する。１次側回路２ａから２次側回路３ａへの１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導による伝送効率は、交流理論で定義される結合係数Ｋ_AＣと同様な磁気的結合度の値に依存する。磁気的結合度は、２つの渦巻き状平面コイルの間隔ｄによって異なり、２つの渦巻き状平面コイの間隔ｄを制御する必要がある。

磁気的結合度は、２つの渦巻き状平面コイルの位置関係を機械的に調整する、２つの渦巻き状平面コイルの間に磁性体を挿入する、若しくは２つの渦巻き状平面コイルの周辺に磁性体を配置する、２つの渦巻き状平面コイルの間に働く吸引力若しくは反発力を利用してあらかじめ形作られたカップリングにアタッチする等によって調整することができる。

交流理論における結合係数Ｋ_AＣ＝０．６にほぼ近似できる等価結合係数ｋとなる送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の相互関係のときが、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導には好適である。導体断面積１６ｍｍ²の配線用ケーブルをそれぞれ９巻した渦巻き状平面コイルの場合、等価結合係数ｋ＝０．６を実現するためには、間隔ｄは、０ｃｍ～２．０ｃｍ程度が必要になる。一方、交流理論の結合係数Ｋ_AＣ＝０．１にほぼ近似できる等価結合係数ｋとなる条件の送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の相互関係を実現するためには、間隔ｄは１０ｃｍ程度である。図１４に送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂を誇張（拡大）して模式的に示すように、車輌３１ｂの車載用の充電式電池である負荷６を第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムを用いて充電するためには、後輪の車止め３３を間隔制御機構３２として用いて送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間隔ｄを１０ｃｍ程度に制御し、効率のよい無接触給電をすることができる。

送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間隔ｄを制御する間隔制御機構３２として、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間に厚さｄ₀のスペーサを挟めば、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間隔ｄ＝ｄ₀に制御できる。なお、１次側回路２ａから２次側回路３ａへの１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導による伝送効率に重要な磁気的結合度の値に対応する送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の相互関係は、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間隔ｄ以外のパラメータによっても間隔制御機構３２を構成することが可能である。

例えば、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間に透磁率μ_rのフェライト等の磁性体板を挿入して結合度調整制御機構としてもよい。磁性体板の上下方向における挿入位置、若しくは磁性体板の挿入面積によって、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の磁気的結合度の値は制御できる。磁性体板は、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間ではなく、磁性体板を送電側コイルＬ₁の裏側に挿入しても構わない。磁性体板の上下方向における挿入位置、若しくは送電側コイルＬ₁の面積に対する磁性体板の挿入面積の比によって、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の磁気的結合度の値は制御できる。図示を省略しているが、磁性体板を受電側コイルＬ₂の裏側に挿入しても同様に、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の磁気的結合度の値を制御できることは、勿論である。

具体的には、光学的な測距ユニットを、送電側コイルＬ₁が設けられている給電装置側に設けてもよい。測距ユニットは発光部と受光部を備えた間隔制御機構３２を用意すればよい。受光部が光飛行時間型（ＴＯＦ型）の測距素子ｄであれば、発光部から、パルス発光がなされる。パルス発光は、例えば、近赤外ＬＤ（レーザダイオード）や近赤外ＬＥＤが用いられる。受電側コイルＬ₂や車輌３１ａの底部から反射したパルス光が、レンズやＢＰＦ（バンドパスフィルタ）などを通して受光部に照射される。測距ユニットはレーザ干渉計等の構成でも構わない。

測距ユニットの受光部は、図２に示した駆動制御回路３４ａの伝送間隔制御回路３４０ｂに接続されている。伝送間隔制御回路３４０ｂは、算術論理回路３４１の伝送条件設定回路３４８が接続されている。受光部の出力は、図示を省略した出力バッファやインターフェイスを介して、間隔制御機構３２に制御条件を送信する伝送条件設定回路３４８に入力され、伝送条件設定回路３４８において、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の距離測定に必要な演算処理が実施される。算術論理回路３４１には算術論理回路３４１における磁気的結合度の値の計算等の論理演算に必要なデータや所望の等価結合係数（擬結合係数）を実現するために必要な磁性体板の上下方向における挿入位置のデータが格納された伝送データ記憶装置３４２ａが接続されている。なお、図示を省略しているが、算術論理回路３４１には算術論理回路３４１の動作を命令するプログラムを記憶したプログラム記憶装置等が接続されていてもよい。

磁性体板を用いて磁気的結合度の値を制御する場合は、伝送条件設定回路３４８が計算した送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の伝送距離ｄのデータは、算術論理回路３４１の結合係数算出回路３４７に送信される。結合係数算出回路３４７は、伝送条件設定回路３４８が計算した送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の伝送距離ｄのデータから、現在の送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の間の磁気的結合度の値を求める。結合係数算出回路３４７は更に、伝送データ記憶装置３４２ａに格納された、所望の等価結合係数を実現するために必要な磁性体板の上下方向における挿入位置のデータから、磁性体板の移動距離を算出し、伝送間隔制御回路３４０ｂに出力する。図２に示した間隔制御機構３２の伝送間隔制御回路３４０ｂは結合係数算出回路３４７から送られた磁性体板の移動距離のデータから、磁性体板の上下方向における挿入位置や磁性体板の上下方向における挿入位置を所望の位置になるように駆動制御する。間隔制御機構３２にはステップモータ等、周知の位置制御機構を採用可能である。このようにして、測距ユニットの出力から、磁性体板の上下方向における挿入位置を所望の位置になるようにフィードバック制御することができる。

図８～図１０は、図３Ａに示した実装回路の動作を、８つのタイミングＴ₀～Ｔ₇毎に分けて時系列で示す図である。図８～図１０では、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂のそれぞれの磁束が互いに打ち消し合う「差動接続」であるとして説明する。交流理論に従えば、交流理論における相互インダクタンスＭとすると、差動接続の合成インダクタンスはL＝Ｌ₁＋Ｌ₂－Ｍで表現できるが、本発明の過渡応答相互誘導においては、必ずしも交流理論に従わないことに留意すべきである。

図８（ａ）に示すように、駆動素子Ｑ_１をオン状態にしたタイミングＴ₀では、先ず送電側コンデンサＣ_１に電荷が入力電磁エネルギＥ_IN1として蓄えられる。図８（ａ）に示すように、このときの駆動素子Ｑ_１の内部抵抗ｒ_on1である。図８（ａ）のタイミングにおいて、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が増大し始めると、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された入力電磁エネルギＥ_IN1＝（１/２）Ｃ_１Ｖ²＝Ｑ²/（２Ｃ_１）の一部は送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。送電側コイルＬ₁の電磁エネルギは、僅かであるが、２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂に伝送される。２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂に伝送された電磁エネルギは、受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２の充電に費やされる。しかし、図８（ａ）のタイミングでは受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は負の値である。

次に、図８（ｂ）に示すタイミングＴ₁で、駆動素子Ｑ_１を遮断状態（オフ状態）にすると、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が減少し始め、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された転送電磁エネルギＥ_２は送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。転送電磁エネルギＥ_２は、直流電源５の等価内部抵抗ｒ_１、送電側コンデンサＣ_１の寄生抵抗ｒ_p1、駆動素子Ｑ_１のオン抵抗ｒ_on1、図示を省略した送電側コイルＬ₁の寄生抵抗Ｒ_str（L₁）におけるジュール熱として消費されて入力電磁エネルギＥ_IN1よりも小さな値に減衰している。図８（ａ）及び図８（ｂ）のタイミングＴ₀～Ｔ₁で送電側コンデンサＣ_１の第１回目の充放電がなされる。送電側コイルＬ₁に蓄積された転送電磁エネルギＥ_２＝（１/２）Ｌ₁Ｉ²は、１次側回路２ａと２次側回路３ａとの間の１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導によって２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送される。

差動接続を仮定しているので、通常の交流理論に従い、図８（ｂ）に示す方向に電流が流れて、転送電磁エネルギＥ₃も流れる。２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂に伝送された転送電磁エネルギＥ₃＝（１/２）Ｌ₂Ｉ²は、受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２に蓄積される。転送電磁エネルギＥ₃は、受電側コンデンサＣ₂の寄生抵抗ｒ_p2及び図示を省略した受電側コイルＬ₂の寄生抵抗Ｒ_str（L₂）におけるジュール熱として消費されて転送電磁エネルギＥ_２N1よりも小さな値に減衰している。図８（ｂ）のタイミングＴ₁～Ｔ₂では受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は正の値になる。受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２はピーク値に到達した後、減少を開始する。

端子間電圧Ｖ_Ｃ２が減少すると、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された転送電磁エネルギＥ₄＝（１/２）Ｃ_２Ｖ²＝Ｑ²/（２Ｃ_２）は、図８（ｃ）に示すように、タイミングＴ₂において、充電電流Ｉ_ＣＳとして負荷６に流れ、負荷６が充電される。しかしながら、端子間電圧Ｖ_Ｃ２の減少に伴い、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電磁エネルギの一部は、図８（ｃ）に示すように、受電側コイルＬ₂に受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として還流し、受電側コイルＬ₂にも電気的エネルギが蓄積される。受電側コイルＬ₂に蓄積された電磁エネルギは、図８（ｃ）に示すように、２次側回路３ａと１次側回路２ａとの間の１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導によって１次側回路２ａの送電側コイルＬ₁に還流される。差動接続を仮定しているので、通常の交流理論に従い、図８（ｃ）に示す方向に電流が流れて、電磁エネルギも流れる。

図８（ｃ）に示すように、送電側コイルＬ₁に還流された送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1によって、送電側コイルＬ₁に蓄えられた転送電磁エネルギＥは送電側コンデンサＣ_１に還流し始め、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は還流電流により増大を開始する。したがって、図８（ｃ）に示すように、送電側コイルＬ₁に還流された送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1を測定する検出器を、１次側回路２ａに設けておけば、２次側回路３ａから還流した還流電圧の大きさを測定できる。即ち、１次側回路２ａに設けた検出器によって、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導によって、１次側回路２ａから２次側回路３ａに伝送されるワイヤレス伝送の効率を測定できる。

駆動素子Ｑ_１がオフ状態において、図９（ｄ）に示すタイミングＴ₃になると、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が減少し始め、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電磁エネルギは送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。図８（ｃ）及び図９（ｄ）のタイミングＴ₂～Ｔ₃で送電側コンデンサＣ_１の第２回目の充放電がなされる。送電側コイルＬ₁に蓄積された電磁エネルギは、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導によって２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送される。２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂に伝送された電磁エネルギは、受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２に蓄積される。このとき負荷６を充電する予定だった電磁エネルギの残余成分が、転送電磁エネルギＥ₅として還流し、受電側コンデンサＣ_２に蓄積される。図９（ｄ）のタイミングＴ₃～Ｔ₄では受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は正の値になる。受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２はピーク値に到達した後、減少を開始する。

端子間電圧Ｖ_Ｃ２が減少すると、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された転送電磁エネルギＥ₆は、図９（ｅ）に示すように、受電側コイルＬ₂に受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として還流し、受電側コイルＬ₂にも電気的エネルギが蓄積される。受電側コイルＬ₂に蓄積された電磁エネルギは、図９（ｅ）に示すように、２次側回路３ａと１次側回路２ａとの間の１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導によって１次側回路２ａの送電側コイルＬ₁に転送電磁エネルギＥ₇として還流される。

駆動素子Ｑ_１がオフ状態におけるタイミングＴ₄～Ｔ₅では、図９（ｅ）に示すように、送電側コイルＬ₁に還流された送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1によって、送電側コイルＬ₁に蓄えられた転送電磁エネルギＥ₇は送電側コンデンサＣ_１に還流し始め、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は還流電流により増大を開始する。

図９（ｆ）に示すタイミングＴ₅になると、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が減少し始め、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された転送電磁エネルギＥ₈は送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。図９（ｅ）及び図９（ｆ）のタイミングＴ₄～Ｔ₅で送電側コンデンサＣ_１の第３回目の充放電がなされる。送電側コイルＬ₁に蓄積された転送電磁エネルギＥ₈は、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導によって２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送される。２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂に伝送された転送電磁エネルギＥ₉は、受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２に蓄積される。図９（ｆ）のタイミングＴ₅～Ｔ₆では受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は正の値になる。受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２はピーク値に到達した後、減少を開始する。

端子間電圧Ｖ_Ｃ２が減少すると、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電磁エネルギは、図１０（ｇ）に示すように、タイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴにおいて、受電側コイルＬ₂に受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として還流し、受電側コイルＬ₂にも転送電磁エネルギＥ₁₁が蓄積される。受電側コイルＬ₂に蓄積された転送電磁エネルギＥ₁₁は、図１０（ｇ）に示すように、２次側回路３ａと１次側回路２ａとの間の１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導によって１次側回路２ａの送電側コイルＬ₁に転送電磁エネルギＥ₁₂として還流される。図１０（ｇ）に示すように、タイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴにおいて、送電側コイルＬ₁に還流された送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1によって、送電側コイルＬ₁に蓄えられた転送電磁エネルギＥ₁₂は送電側コンデンサＣ_１に還流し始め、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は還流電流により増大を開始する。

駆動素子Ｑ_１がオフ状態において、図１０（ｈ）に示すタイミングＴ₇-ΔＴになると、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が減少し始め、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された転送電磁エネルギＥ₁₃は送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に転送電磁エネルギＥ₁₃が蓄積される。差動接続の場合は、通常の交流理論に従えば、送電側コイルＬ₁と反対向きに受電側コイルＬ₂に電流が流れるはずである。しかし、図１０（ｈ）に示すように、受電側コイルＬ₂に電流が流れる向きは、通常の交流理論の予測と反対向きである。本発明の過渡応答相互誘導では時間依存性があり、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の相互の磁束の結合が疎になっている。このため、受電側コイルＬ₂に電流を構成する電子の移動に遅れが生じており、タイミングＴ₆において、受電側コイルＬ₂に流れていた転送電磁エネルギＥ₁₁の残余の成分が、タイミングＴ₇-ΔＴにおいても転送電磁エネルギＥ₁₄として流れ続けている。

即ち、図１０（ｇ）及び図１０（ｈ）のタイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴで送電側コンデンサＣ_１の第４回目の充放電がなされるが、この時点では、送電側コイルＬ₁に蓄積された転送電磁エネルギＥ₁₃は、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導を生じさせることができず、２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送されない。送電側コイルＬ₁に蓄積される転送電磁エネルギＥ₁₃は、４回の充放電を繰り返すことによって、当初のタイミングＴ₀で入力した入力電磁エネルギＥ_IN1に比し、送電側コンデンサＣ_１の寄生抵抗ｒ_p1、駆動素子Ｑ_１のオン抵抗ｒ_on1、図示を省略した送電側コイルＬ₁の寄生抵抗Ｒ_str（L₁）、受電側コンデンサＣ₂の寄生抵抗ｒ_p2及び図示を省略した受電側コイルＬ₂の寄生抵抗Ｒ_str（L₂）におけるジュール熱として消費されて、次第に小さな値に減衰している。図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに減衰振動を示したように、４回の充放電によるジュール熱によるエネルギ損失が、転送電磁エネルギＥ₁₃を小さな値にしたことが、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の相互の磁束の結合を疎にする原因と考えることもできる。

第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、図７Ａ，７Ｂ及び７Ｃに検出器２８の出力電圧を示したように、第４回目の充放電で送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態が、駆動周期Ｔの満了のタイミングとして選択される。最初（第１回目）の充放電は直流電源５による充放電であるので、２次側回路３ａからの還流電流による充放電の回数を数えると、第３回目の還流電流による充放電で送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態が、駆動周期Ｔの満了のタイミングの例になる。駆動周期Ｔが満了して送電側コンデンサＣ_１が空になると、図１０（ｉ）に示すように駆動素子Ｑ_１を再度オン状態にする。駆動素子Ｑ_１を再度オン状態にしたタイミングＴ₇では、直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力され、送電側コンデンサＣ_１に電荷が入力電磁エネルギＥ_IN2として蓄えられる。

新たな駆動電圧Ｅが１次側回路２ａにステップ入力されることにより、１次側回路２ａにおける共振回路と２次側回路３ａにおける共振回路の重共振状態が一時的に切られ、新たな入力電磁エネルギＥ_IN2によって新たな励起駆動によって重共振が直ちに再開する。新たな駆動電圧Ｅが１次側回路２ａにステップ入力されるとき、送電側コンデンサＣ_１が空なので、入力電磁エネルギＥ_IN2を構成する電流は主に送電側コンデンサＣ_１に入る。図１０（ｉ）のタイミングＴ₇～Ｔ₇+ΔＴにおいて、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が増大し始めると、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された入力電磁エネルギＥ_IN2＝（１/２）Ｃ_１Ｖ²＝Ｑ²/（２Ｃ_１）の一部は、少しずつ送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。

図１１は、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおける伝送距離ｄと駆動周期Ｔの関係を図７Ｃに示したゼロクロス時刻Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７をパラメータとして説明する図である。又、図１２は、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおける等価結合係数ｋと駆動周期Ｔの関係を図７Ｃに示したゼロクロス時刻の一部であるＴ１，Ｔ４，Ｔ７をパラメータとして説明する図である。図１１の伝送距離ｄ＝２．０ｃｍの場合が、図１２に示した等価結合係数ｋ＝０．６の場合に対応する。図１１及び図１２から分かるように、伝送距離ｄ＝２．０ｃｍ、等価結合係数ｋ＝０．６のデータに近づくに従い、駆動周期Ｔを示す曲線にディップが生じており、伝送距離ｄ＝２．０ｃｍ、等価結合係数ｋ＝０．６の場合において、最も駆動周期Ｔが短くなることが分かる。又、当然ながら、ゼロクロス時刻Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７と図７Ｃ等の横軸に沿って時間が経過するに従い、図１１及び図１２の縦軸に示した駆動周期Ｔが長くなっている。

図２に示した伝送データ記憶装置３４２ａに、図１１に示した伝送距離ｄと駆動周期Ｔの関係を示すデータ及び図１２に示した等価結合係数ｋと駆動周期の関係を示すデータを事前に測定し、それらをそれぞれ格納しておけば、算術論理回路３４１の結合係数算出回路３４７は、駆動周期Ｔから等価結合係数ｋを算出することができる。又、伝送条件設定回路３４８は、結合係数算出回路３４７が算出した等価結合係数ｋから最適な伝送距離ｄを決定することができる。

図１３は、図７Ｃに示した自由減衰振動の波形の場合に対応する、送電側コイルＬ₁を流れる電流Ｉ_L1の変化及び受電側コイルＬ₂を流れる電流Ｉ_L2の変化を、検出器２８が測定した送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧（検出器出力電圧）Ｖ_Ｃ１と共に示す図である。一点鎖線で示した送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１の脈動に対し、破線で示した送電側コイルＬ₁を流れる電流Ｉ_L1の脈動が遅れていることが分かる。又、破線で示した送電側コイルＬ₁を流れる電流Ｉ_L1の脈動に対し、実線で示した受電側コイルＬ₂を流れる電流Ｉ_L2の脈動が逆位相になっていることが分かる。ゼロクロス時刻Ｔ７まで測った駆動周期Ｔ＝１．５ミリ秒である。

図１４は、図７Ｃに示した自由減衰振動の波形の場合に対応する、受電側コイルＬ₂を流れる電流Ｉ_L2の変化、受電側コンデンサＣ₂の端子間電圧Ｖ_Ｃ２、負荷側ダイオードＤ_２を流れる負荷電流Ｉ_Ｄ２の変化を、検出器２８が測定した送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧（検出器出力電圧）Ｖ_Ｃ１と共に示す図である。一点鎖線で示した送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１の減衰する脈動に対し、細い実線で示した受電側コイルＬ₂を流れる電流Ｉ_L2の脈動が逆位相で増加をしている。又、細い実線で示した受電側コイルＬ₂を流れる電流Ｉ_L2の脈動に遅れた位相で、破線で示した受電側コンデンサＣ₂の端子間電圧Ｖ_Ｃ２の脈動が振幅を次第に大きくして示されており、１次側回路２ａから２次側回路３ａへ電磁エネルギが時間と共に大きな量で伝送されていることが分かる。負荷側ダイオードＤ_２を流れる負荷電流Ｉ_Ｄ２は、図７Ｃに示した自由減衰振動の波形のゼロクロス時刻Ｔ６の直前の山及びゼロクロス時刻Ｔ７の直前の山として間欠的に示されている。細い実線で示した送電側コイルＬ₂を流れる電流Ｉ_L2の脈動がゼロクロス時刻Ｔ６の直前付近で最大値に近づいている現象に対応しているものと思われる。図１４もゼロクロス時刻Ｔ７まで測った駆動周期Ｔ＝１．５ミリ秒である。

図１３及び図１４は重共振をしている自由振動の場合の波形であるが、図１５は、重共振の自由振動を一時的に切り、新たな重共振を発生するように駆動素子Ｑ_１をオンにして、駆動電圧Ｅのステップ入力した場合の過渡応答を示す。駆動素子Ｑ_１は、送電側コンデンサＣ_１がいっぱいになった時点で駆動素子Ｑ_１をオフにし、Δ関数的に１次側回路２ａに入力される。一点鎖線で示した送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１の脈動に対し、破線で示した送電側コイルＬ₁を流れる電流Ｉ_L1の脈動が遅れていることが分かる。又、破線で示した送電側コイルＬ₁を流れる電流Ｉ_L1の脈動に対し、細い実線で示した受電側コイルＬ₂を流れる電流Ｉ_L2の脈動が逆位相になっていることが分かる。図７Ｃに示した自由減衰振動の波形のゼロクロス時刻Ｔ７において、太い実線で示した駆動素子Ｑ_１を流れる駆動電流Ｉ_Ｑ１がΔ関数的に入力されている。

ゼロクロス時刻Ｔ７において、駆動電流Ｉ_Ｑ１がΔ関数的に入力されると、一点鎖線で示した送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は、ゼロクロス時刻Ｔ７の直前まで減少傾向であったが、急激に増大し、最大値に到達した後減少している。端子間電圧Ｖ_Ｃ１の立ち上がりに遅れて、破線で示した送電側コイルＬ₁を流れる電流Ｉ_L1が、端子間電圧Ｖ_Ｃ１の立ち上がりよりもゆっくり立ち上がり、最大値に到達した後減少している。細い実線で示した送電側コイルＬ₂を流れる電流Ｉ_L2は、ゼロクロス時刻Ｔ７の直前までに負の領域の最大値まで振り込まれていたが、Δ関数的に駆動電流Ｉ_Ｑ１が入力されると、駆動電流Ｉ_Ｑ１とほぼ同じ傾向で急激に増大してピーク値に到達した後減少をしている。受電側コイルＬ₂を流れる電流Ｉ_L2は、ピーク値に到達した後の減少では、破線で示した送電側コイルＬ₁を流れる電流Ｉ_L1のゼロクロス時刻Ｔ７からの立ち上がりと逆位相で、大きく負の値に振り込まれている。その後、受電側コイルＬ₂を流れる電流Ｉ_L2は、送電側コイルＬ₁を流れる電流Ｉ_L1と共に、電流Ｉ_L1とは逆位相で自由減衰振動をしている。

図１６は、重共振の自由振動を一時的に切るように駆動素子Ｑ_１をオンにして、駆動電圧Ｅのステップ入力した場合の過渡応答を、図１５の場合よりも時間スケールを拡大して示す。駆動素子Ｑ_１は、一点鎖線で示した送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が最大値に到達した後にオフになっている。即ち、太い実線で示した駆動素子Ｑ_１を流れる駆動電流Ｉ_Ｑ１は、一点鎖線で示した端子間電圧Ｖ_Ｃ１が最大値に到達した後にオフになるような変化を示している。一点鎖線で示した端子間電圧Ｖ_Ｃ１の脈動に対し、破線で示した送電側コイルＬ₁を流れる電流Ｉ_L1の立ち上がりやピークに到達する変化が遅れていることが分かる。ゼロクロス時刻Ｔ７において、駆動電流Ｉ_Ｑ１がΔ関数的に入力されると、一点鎖線で示した送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は、ゼロクロス時刻Ｔ７の直前まで減少傾向であったが、急激に増大し、最大値に到達した後減少している。細い実線で示した送電側コンデンサＣ_１の充放電電流Ｉ_Ｃ１は、駆動素子Ｑ_１がオン状態では一点鎖線で示した端子間電圧Ｖ_Ｃ１の変化と同様な立ち上がりを示しているが、駆動素子Ｑ_１がオフ状態になった後では、端子間電圧Ｖ_Ｃ１の変化よりも進んだ位相で変化している。

端子間電圧Ｖ_Ｃ１の立ち上がりに遅れて、破線で示した電流Ｉ_L1が、端子間電圧Ｖ_Ｃ１の立ち上がりよりもゆっくり立ち上がり、駆動素子Ｑ_１がオフ状態になった後最大値に到達した後減少している。送電側コイルＬ₁に流れる電流Ｉ_L1が、トータルの電磁エネルギをプラスに持って行っている。送電側コンデンサＣ_１がいっぱいになった時点では、駆動素子Ｑ_１を流れる電流Ｉ_Q1がゼロになった状態で駆動素子Ｑ_１を切る「ゼロカレントスイッチング」になっている。送電側コイルＬ₁の電磁エネルギは、２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂に伝送される。２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂に伝送された電磁エネルギは、受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として２次側回路３ａの受電側コンデンサＣ_２の充電に費やされるというように、新たな重共振のモードが進むが、駆動周期Ｔの満了のゼロクロス時刻Ｔ７以降における振る舞い、即ち駆動素子Ｑ_１がオフ状態になった後の説明は既に説明した事項と重複するので省略する。本発明の第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、駆動周期Ｔを設定し、駆動電圧Ｅを周期的にステップ入力することにより、ウェイブレット状の減衰振動を周期的に励起できる。即ち、本発明の第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、駆動周期Ｔを予め設定し、駆動制御回路３４ａによって、周期的なエネルギの重共振状態の繰り返しを実現することができるので、図１７に示すように伝送距離ｄを長くしても、高効率の無接触電力伝送をすることができる。

図１７は、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおける伝送距離ｄと伝送電力との関係を示す図である。太い一点鎖線で示した特許文献３に記載の従来技術の場合は、伝送距離ｄ＝４０ｍｍが限界であった。太い実線で示した駆動周期Ｔの満了のタイミングをゼロクロス時刻Ｔ７に選んだ場合は、伝送距離ｄ＝４０ｍｍを超えて、伝送距離ｄ＝１６０ｍｍまでの長距離伝送が可能であることが分かる。なお、図１７では伝送距離ｄ＝１６０ｍｍを超えるデータは記載していないが、便宜上データの図示を省略しているに過ぎず、図７Ａ～７Ｃに示したとおり、伝送距離ｄ＝２００ｍｍを超える場合であっても、無接触伝送が可能である。太い破線で示した駆動周期Ｔの満了のタイミングをゼロクロス時刻Ｔ５に選んだ場合は、伝送距離ｄ＝４０ｍｍを超えて、伝送距離ｄ＝１２０ｍｍまでの長距離伝送が可能であることが分かる。駆動周期Ｔの満了のタイミングをゼロクロス時刻Ｔ５に選んだ場合は、伝送距離ｄ＝６０～１００ｍｍの間では、太い実線で示したゼロクロス時刻Ｔ７の場合よりも、電力伝送効率が高い。

なお、図１７の細い実線、細い破線、細い一点鎖線、細い二点鎖線は、図７Ｃのようにゼロクロスしない短い駆動周期Ｔを設定した比較例の場合のデータを示す。駆動周期Ｔ＝１．５ミリ秒であった。比較例では、ゼロクロスしない条件となるように、駆動周期Ｔをそれぞれ４９０μ秒、５００μ秒、５１０μ秒、５１５μ秒と短くし、このタイミングで駆動電圧Ｅをステップ入力している。細い実線で示した駆動周期Ｔ＝４９０μ秒の場合は、伝送距離ｄ＝３０～４０ｍｍの範囲での従来技術の場合よりも高い伝送効率であるが、伝送距離ｄ＝５０ｍｍが無接触伝送できる限界である。細い破線で示した駆動周期Ｔ＝５００μ秒の場合は、伝送距離ｄ＝３０～５０ｍｍの範囲での従来技術の場合よりも高い伝送効率であるが、伝送距離ｄ＝５０ｍｍが無接触伝送できる限界である。細い一点鎖線及び細い二点鎖線で示した駆動周期Ｔ＝５１０μ秒、５１５μ秒の場合は、それぞれ伝送距離ｄ＝３０～６０ｍｍの範囲での従来技術の場合よりも高い伝送効率であるが、伝送距離ｄ＝６０ｍｍが無接触伝送できる限界である。よって、ゼロクロスする条件で駆動周期Ｔを予め設定し、駆動制御回路３４ａによって、周期的なエネルギの重共振状態の繰り返しを実現することが好ましいことが分かる。このように、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、パケット状の電磁エネルギが重共振して振動するように、送電側の駆動周期を選んでシステムを励起できるので、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ_２との間隔が４０ｍｍ以上離れた場合であっても有効に電力伝送ができる。又、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、等価結合係数ｋが分からない状況においても、駆動素子Ｑ_１のターンオンのタイミングを選ぶことにより、最適な電力伝送が可能で、しかも回路構成が単純化され、回路素子である駆動素子Ｑ_１の破壊が防止できるエネルギ振動型伝送システムを提供できる。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは図１９に示すように、過渡応答相互誘導を用い、駆動制御回路３４ｂから無接触でウェイブレット状の電磁エネルギを受電回路２７ａに給電して、駆動制御回路３４ｂと受電回路２７ａとの間でエネルギ・パケットの重共振をさせる伝送システムである。第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは、図１に示した第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの回路構成に、送電制御素子Ｑ_２を追加した構成となっている。送電制御素子Ｑ_２は、駆動素子Ｑ_１が１次側回路２ａの自由減衰振動を駆動周期Ｔにより特定の回数で制限して１次側回路２ａにおけるウェイブレット状の電磁エネルギの減衰振動を実現させる際の補助をする回路素子である。

図１９に示した駆動素子Ｑ_１及び送電制御素子Ｑ_２として、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムと同様なＦＥＴ、ＳＩＴ、ＢＪＴの他、ＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ等のサイリスタを含む電力用半導体素子が用いられる。特に、ＭＩＳＦＥＴ、ＭＩＳＳＩＴ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳ制御ＳＩサイリスタ等の電圧駆動型のスイッチング素子を用いれば消費電力が小さくなるので、駆動素子Ｑ_１及び送電制御素子Ｑ_２に好適である。市場での入手可能性と電力用半導体素子の内部抵抗の評価からは、現状においては、ＭＯＳＦＥＴを図１０（ｂ）に示す回路の駆動素子Ｑ_１及び送電制御素子Ｑ_２として採用することが可能である。

既に第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムで説明したとおり、ＥＶ用の充電式電池を負荷６とするような大電力用エネルギ振動型伝送システムにおいてはジュール熱の発生が大きい。第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは駆動素子Ｑ_１及び送電制御素子Ｑ_２として用いるとして用いる電力用半導体素子は２個のみで良いので、発熱による素子の破壊を防ぐ冷却構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。又、駆動素子Ｑ_１及び送電制御素子Ｑ_２をオン／オフ制御する単純な制御だけでよいので、１次側回路２ａの電圧を高めて、ジュール熱の発生を押さえる設計も簡単にできる。

図１９に示す実装回路においては、送電側コイルＬ₁からの還流電流を考慮し第１の還流ダイオードＦＷＤ₁が駆動素子Ｑ_１としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第２の還流ダイオードＦＷＤ₂が送電制御素子Ｑ_２としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図３Ａに示した回路と同様に、送電側コイルＬ₁からの還流電流が直流電源５に還流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ_１が直流電源５と駆動素子Ｑ_１の間に直列接続されている。図１９に示す実装回路でも負荷６の等価インピーダンスＸ_Leqを充電容量Ｃ_sで近似して表現している。

第１実施形態と同様、交流理論から導かれる結合係数Ｋ_AＣ＝０．６に等価な結合係数Ｋの場合を前提として、第２実施形態に係るワイヤレス電力伝送方法を説明する。充電電圧Ｖ_ＣＳの初期状態における値は満充電に近い十分高い電圧であるとする。先ず、図８（ａ）に示したのと同様なタイミングＴ_０において、送電制御素子Ｑ_２をオフ状態、駆動素子Ｑ_１をオン状態にして、直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力する。直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力されると、送電側コンデンサＣ_１に電荷が蓄えられる。図８（ａ）では駆動素子Ｑ_１のオン抵抗ｒ_on1で駆動素子Ｑ_１のオン状態が示されたが、送電制御素子Ｑ_２をオフ状態では１次側回路２ｂは閉回路として未だ形成されず、駆動素子Ｑ_１のオン状態によって、直流電源５、等価内部抵抗ｒ₁、駆動素子Ｑ_１と第１の還流ダイオード（還流ダイオード）ＦＷＤ₁の並列回路及び送電側コンデンサＣ_１からなる直列回路によって給電側回路が構成されている。

送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は、リンギングをしながら一定電圧に充電される。図３Ａに示した第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの場合は、タイミングＴ₀において、直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力された場合は、ごく僅かに送電側コイルＬ₁側に電流が流れるが、第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは送電制御素子Ｑ_２がオフ状態なので送電側コイルＬ₁側に電流が流れない。よって、第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、より有効に送電側コンデンサＣ_１に電荷が蓄えられる。直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力されたときの電磁エネルギとして流れる電荷量をｑ₀とすると、Ｖ_Ｃ１＝ｑ₀／Ｃ_１であるので、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの場合よりも、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１の値は大きくなる。このタイミングでは受電側コンデンサＣの端子間電圧Ｖ_Ｃ２は負の値である。

次に、図８（ｂ）に示したのと同様なタイミングＴ_１において、駆動素子Ｑ_１をオフ状態にして、一定時間をおいて、送電制御素子Ｑ_２をオン状態にすると、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1を介して、送電側コイルＬ₁に蓄積され、更に、１次側回路２ｂと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導が生じる。図８（ｂ）と同様なタイミングＴ_１では送電制御素子Ｑ_２のオン抵抗ｒ_on2で送電制御素子Ｑ_２のオン状態を考慮する必要がある。送電制御素子Ｑ_２をオン状態にすることにより１次側回路２ｂが形成され、直流電源５、等価内部抵抗ｒ₁、駆動素子Ｑ_１と第１の還流ダイオード（還流ダイオード）ＦＷＤ₁の並列回路及び送電側コンデンサＣ_１からなる給電側回路が消滅する。

送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギが送電側コイルＬ₁に移動すると、端子間電圧Ｖ_Ｃ１は、負の極大値をとった後、０Ｖになる。タイミングＴ₀～Ｔ₁で送電側コンデンサＣ_１の第１回目の充放電がなされる。１次側回路２ｂから２次側回路３ａへの過渡応答相互誘導によって、受電側コイルＬ₂に伝送された電磁エネルギは、受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2によって受電側コンデンサＣ_２を充電する。受電側コンデンサＣ_２の充電が開始されると、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、負の極大値をとった後、正の値になる。端子間電圧Ｖ_Ｃ１が０Ｖになった時点で最大値をとる。端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、負の極大値をとった後、正の値になる。端子間電圧Ｖ_Ｃ１が０Ｖになった時点で端子間電圧Ｖ_Ｃ２は最大値をとる。

図８（ｂ）に示したのと同様なタイミングＴ₁～Ｔ₂において、端子間電圧Ｖ_Ｃ２の増加に伴って、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電磁エネルギの一部によって充電電流Ｉ_ＣＳが発生し、負荷６としての充電式電池に電荷が蓄えられる。次に、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電磁エネルギの一部は、図８（ｃ）に示すように、受電側コイルＬ₂に受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として還流し、受電側コイルＬ₂にも電気的エネルギが蓄積される。受電側コイルＬ₂に蓄積された電磁エネルギは、図８（ｃ）に示すように、２次側回路３ａと１次側回路２ａとの間の１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導によって１次側回路２ａの送電側コイルＬ₁に還流される。図９（ｄ）に示したのと同様なタイミングＴ₃になると、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が減少し始め、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電磁エネルギは送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。タイミングＴ₂～Ｔ₃で送電側コンデンサＣ_１の第２回目の充放電がなされる。図９（ｄ）に示したのと同様なタイミングにおいて、充電式電池の充電に過剰となった電荷は、受電側コンデンサＣ_２に還流する。

受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電磁エネルギの他の一部は、図９（ｅ）に示したのと同様なタイミングＴ₄において受電側コイルＬ₂に受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2として還流する。タイミングＴ₄～Ｔ₅において、充電電流Ｉ_ＣＳが０になった時点で、端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、充電電圧Ｖ_ＣＳと同じ値となる。タイミングＴ₄～Ｔ₅においては、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電磁エネルギが受電側コイルＬ₂に還流した結果、１次側回路２ｂと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導が生じ、１次側回路２ｂに２次側回路３ａの電磁エネルギの一部が戻る。図９（ｆ）に示したのと同様なタイミングＴ₅になると、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が減少し始め、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電磁エネルギは送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。タイミングＴ₄～Ｔ₅で送電側コンデンサＣ_１の第３回目の充放電がなされる。受電側コンデンサＣ₂に蓄積された電磁エネルギが負荷６及び受電側コイルＬ₂に移動すると、受電側コンデンサＣ_２は放電される。受電側コンデンサＣ_２が放電すると、端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、負の極大値をとった後、０Ｖになる。タイミングＴ₃～Ｔ₅においては、端子間電圧Ｖ_Ｃ１は、負の極大値をとった後、正の値となり増大し、極大値をとった０Ｖになる。

２次側回路３ａの端子間電圧Ｖ_Ｃ２が減少すると、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電磁エネルギは、図１０（ｇ）に示したのと同様なタイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴにおいて、受電側コイルＬ₂に受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2が還流する。受電側コイルＬ₂に蓄積された電磁エネルギは１次側回路２ａの送電側コイルＬ₁に還流する。図１０（ｇ）に示したのと同様に、タイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴにおいて、送電側コイルＬ₁に還流された送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1によって、電磁エネルギが送電側コンデンサＣ_１に還流し始め、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は還流電流により増大を開始する。駆動素子Ｑ_１がオフ状態において、図１０（ｈ）に示すタイミングＴ₇-ΔＴになると、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が減少し始め、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電磁エネルギは送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移り、送電側コイルＬ₁に蓄積される。

第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムで図１０（ｈ）を用いて説明したとおり、タイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴで受電側コイルＬ₂に電流が流れる向きは、通常の交流理論の差動接続の場合の予測と反対向きである。受電側コイルＬ₂に電流を構成する電子の移動に遅れが生じており、タイミングＴ₆において、受電側コイルＬ₂に流れていた転送電磁エネルギＥ₁₁の残余の成分が、タイミングＴ₇-ΔＴにおいても転送電磁エネルギＥ₁₄として流れ続けており、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の相互の磁束の結合が疎になっている。タイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴで送電側コンデンサＣ_１の第４回目の充放電がなされるが、この時点では、送電側コイルＬ₁に蓄積された転送電磁エネルギＥ₁₃は、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導を生じさせることができず、２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送されない。

第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、第４回目の充放電で送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態が、駆動周期Ｔの満了のタイミングとして選択され、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態で送電制御素子Ｑ_２をオフにする。図１０（ｉ）に示したのと同様に、タイミングＴ₇で駆動素子Ｑ_１を再度オン状態にする。２次側回路３ａからの還流電流による充放電の回数を数えると、第３回目の還流電流による充放電で送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態が、第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおいて定義される駆動周期Ｔの満了のタイミングの例になる。タイミングＴ₇で直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力され、送電側コンデンサＣ_１に電荷が電磁エネルギとして蓄えられる。

新たな駆動電圧Ｅが１次側回路２ｂにステップ入力されることにより、１次側回路２ｂにおける共振回路と２次側回路３ａにおける共振回路の重共振状態が一時的に切られ、新たな励起駆動によって重共振が直ちに再開する。新たな駆動電圧Ｅが１次側回路２ｂにステップ入力されるとき、送電側コンデンサＣ_１が空なので、電磁エネルギは効率よく送電側コンデンサＣ_１に入る。新たな重共振では、次に駆動素子Ｑ_１をオフ状態にして、一定時間をおいて、送電制御素子Ｑ_２をオン状態にすると、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1を介して、送電側コイルＬ₁に蓄積され、更に、１次側回路２ｂから２次側回路３ａへ過渡応答相互誘導がされるというように、新たな重共振のモードが進むが、以降の説明は重複するので省略する。本発明の第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、駆動電圧Ｅを周期的にステップ入力することにより、ウェイブレット状の減衰振動を、駆動周期Ｔで周期的に励起して、周期的なエネルギの重共振状態の繰り返しを実現し、高効率の無接触電力伝送をすることができる。

「共振」とは、自由振動している系に適用される概念である。これに対し、本発明の第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおいては、１次側回路２ｂの自由減衰振動を駆動周期Ｔにより特定の回数で制限し、重共振を一時的に切っている。重共振を切るために、送電制御素子Ｑ_２及び駆動素子Ｑ_１を備えている。第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおいては、エネルギ・パケット振動の重共振を切った状態で、過渡応答相互誘導をさせることによって、２次側回路３ａに伝達することが可能である。制御回路の構成が単純で安価な直流電源５を用いて減衰する擬正弦波を発生させ、擬正弦波の過渡応答特性を用いることができるので、従来のように１次側回路２ｂに対し商用周波数よりも高い正弦波振動を生成させる高価な交流電源回路が不要となり、壊れにくく回路設計が容易になる。

以上のように、第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムと同様に、制御回路や周辺回路が単純で安価な直流電源５を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要である。第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの回路構成は単純化され、制御回路側における電力損失も最小化され壊れにくくなる上に、回路設計も容易になる。この結果、エネルギ振動型伝送システムの全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、電源回路（０次回路）の損失を含めた総合的な電力伝送効率を高めたワイヤレスエネルギ振動型伝送システムを安価に製造することができる。第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムで述べたのと同様に、電力伝送の限界電力を従来の交流理論における限界電力を凌駕する値にまで押し上げ、原理的には無限大に押し上げ、電力伝送の限界距離も原理的には無限大に伸ばすことができる。更に電力伝送効率を原理的には１００％に近い値まで高めることが可能である。即ち、第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、パケット状の電磁エネルギが重共振して振動するように、送電側の駆動周期を選んでシステムを励起できるので、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ_２との間隔が４０ｍｍ以上離れた場合であっても有効に電力伝送ができる。又、第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、等価結合係数ｋが分からない状況においても、駆動素子Ｑ_１のターンオンのタイミングを選ぶことにより、最適な電力伝送が可能で、しかも回路構成が単純化され、回路素子である駆動素子Ｑ_１の破壊が防止できるエネルギ振動型伝送システムを提供できる。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは、図２０に示すように、過渡応答相互誘導を用い、駆動制御回路３４ｂから無接触でウェイブレット状の電磁エネルギを受電回路２７ｂに給電して、駆動制御回路３４ｂと受電回路２７ｂとの間でエネルギ・パケットの重共振をさせる伝送システムである。第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの受電回路２７ｂは、第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムに受電制御素子Ｑ_３を追加した構成となっている。図２０に示した駆動素子Ｑ_１、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３として、第１及び第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムと同様なＦＥＴ、ＳＩＴ、ＢＪＴの他、ＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ等のサイリスタを含む電力用半導体素子が用いられる。低い内部抵抗の要求と市場での入手可能性から、ＭＯＳＦＥＴを、図２０に示す実装回路の駆動素子Ｑ_１、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３としてそれぞれ採用することが、工業的には優位と考えられる。

第１及び第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムで説明したとおり、大電力用エネルギ振動型伝送システムにおいてはジュール熱の発生が大きい。第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは駆動素子Ｑ_１、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３として用いるとして用いる電力用半導体素子は３個のみで良いので、発熱による素子の破壊を防ぐ冷却構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。又、駆動素子Ｑ_１及び送電制御素子Ｑ_２をオン／オフ制御する単純な制御だけでよいので、１次側回路２ｂの電圧を高めて、ジュール熱の発生を押さえる設計も簡単にできる。

図２０に示す実装回路においては、第１の還流ダイオードＦＷＤ₁が駆動素子Ｑ_１としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第２の還流ダイオードＦＷＤ₂が送電制御素子Ｑ_２としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第３の還流ダイオードＦＷＤ₃が受電制御素子Ｑ_３としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図２０に示すように、第３の還流ダイオードＦＷＤ₃は、受電側コイルＬ₂にからの還流電流を流す方向に設けられるので、第２の還流ダイオードＦＷＤ₂がとは反対向きに設けられている。図３Ａ及び図１９に示した回路と同様に、送電側コイルＬ₁からの還流電流が直流電源５に還流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ_１が直流電源５と駆動素子Ｑ_１の間に直列接続されている。図２０に示す実装回路でも負荷６の等価インピーダンスＸ_Leqを充電容量Ｃ_sで近似して表現している。

第１及び第２実施形態と同様、交流理論による結合係数Ｋ_AＣ＝０．６に相当する条件での過渡応答相互誘導を仮定し、充電電圧Ｖ_ＣＳの初期状態における値は満充電に近い十分高い電圧であるとして、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムを説明する。

先ず、図８（ａ）に示したのと同様なタイミングＴ₀において、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３をオフ状態にし、駆動素子Ｑ_１のみをオン状態にする。送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は、リンギングをしながら一定電圧に充電される。タイミングＴ₀では受電側コンデンサＣの端子間電圧Ｖ_Ｃ２は負の値である。第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムで説明したとおり、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの場合は、タイミングＴ₀において、直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力された場合は、ごく僅かに送電側コイルＬ₁側に電流が流れるが、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは送電制御素子Ｑ_２がオフ状態なので、より有効に送電側コンデンサＣ_１に電荷が蓄えられる。直流電源５による駆動電圧Ｅがステップ入力されたときの電磁エネルギとして流れる電荷量をｑ_０とすると、Ｖ_Ｃ１＝ｑ_０／Ｃ_１であるので、第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの場合よりも、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１の値は大きくなる。送電側コンデンサＣ_１に初期電圧を印加して電荷を蓄えた後、駆動素子Ｑ_１をオフ状態にする。前述したように、この時点での充電電圧Ｖ_ＣＳは高いものと仮定している。

図８（ｂ）に示したのと同様なタイミングＴ₁において、駆動素子Ｑ_１をオフ状態にした後、一定時間をおいて、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３を同時にオン状態にする。送電制御素子Ｑ_２がオン状態になると、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイルＬ₁に蓄積され、更に、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導が生じる。送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギが送電側コイルＬ₁に移動すると端子間電圧Ｖ_Ｃ１は、負の極大値をとった後、０Ｖになる。タイミングＴ₀～Ｔ₁で送電側コンデンサＣ_１の第１回目の充放電がなされる。１次側回路２ｂから２次側回路３ｂへの過渡応答相互誘導によって、受電側コイルＬ₂に伝送された電磁エネルギは、受電制御素子Ｑ_３がオン状態なので、受電側コンデンサＣ_２を充電する。受電側コンデンサＣ_２の充電が開始されると、受電側コンデンサＣの端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、負の極大値から増大し始め、正の値になる。端子間電圧Ｖ_Ｃ２が負の値をとっている間に充電電流Ｉ_ＣＳは流れないが、図８（ｃ）に示したのと同様なタイミングＴ₂において、端子間電圧Ｖ_Ｃ２が正の値になると、充電電流Ｉ_ＣＳが立ち上がり始める。

充電電流Ｉ_ＣＳが立ち上がり始めたタイミングＴ₂で、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３をオフ状態にする。送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３のオフ状態は、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導によって、端子間電圧Ｖ_Ｃ２が最大になり、端子間電圧Ｖ_Ｃ１が０Ｖになる時点である。第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの場合は、タイミングＴ₂において、端子間電圧Ｖ_Ｃ２が最大になった段階で、ごく僅かに受電側コイルＬ₂に電流が流れるが、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは受電制御素子Ｑ_３がオフ状態なので、より有効に充電電流Ｉ_ＣＳが負荷６に移動する。充電電流Ｉ_ＣＳは、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３がオフ状態になった後も増大しピーク値に到達した後、減少しゼロになる。

受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２の最大値は、充電電流Ｉ_ＣＳが減少を開始すると、若干低い値の一定値になり段差（肩）状の波形になる。充電電流Ｉ_ＣＳがゼロになった後も、端子間電圧Ｖ_Ｃ２の値は、送電制御素子Ｑ_２のオフ時の最大値よりも低い値を維持している。送電制御素子Ｑ_２のオフ後、一定時間を経過すると、端子間電圧Ｖ_Ｃ２の最大値は減少するが、充電電圧Ｖ_ＣＳが高い場合、充電電流Ｉ_ＣＳによる端子間電圧Ｖ_Ｃ２の最大値の減少量は小さく、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導に与える影響は少ない。

充電電流Ｉ_ＣＳが０Ａとなった後に、図９（ｄ）に示したのと同様なタイミングＴ₃において、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３を同時に、再度オン状態にすると、受電側コンデンサＣ_２の充電が開始される。１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの電磁結合により送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が0Ｖから負に減少し始める。更に、図９（ｅ）に示したのと同様なタイミングＴ_４において、受電側コンデンサＣ_２の放電が開始され、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導による還流が生じる。送電側コイルＬ₁を流れる還流電流により、送電側コンデンサＣ_１が充電され、端子間電圧Ｖ_Ｃ１が、負の極大値をから正の値となり増大し始める。タイミングＴ_４においては、端子間電圧Ｖ_Ｃ２は減少を開始し、負の極大値をとった後、０Ｖになる。

図９（ｆ）に示したのと同様なタイミングＴ_５において、端子間電圧Ｖ_Ｃ１が減少を開始し０Ｖになる。タイミングＴ₄～Ｔ₅で送電側コンデンサＣ_１の第２回目の充放電がなされるが、このとき受電側コンデンサＣ₂には電磁エネルギが蓄積される。タイミングＴ₅～Ｔ₆で受電側コンデンサＣ₂に蓄積された電磁エネルギが負荷６及び受電側コイルＬ₂に移動すると、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、減少する。

２次側回路３ａの端子間電圧Ｖ_Ｃ２が減少すると、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電磁エネルギは、図１０（ｇ）に示したのと同様なタイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴにおいて、受電側コイルＬ₂に受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2が還流する。受電側コイルＬ₂に蓄積された電磁エネルギは１次側回路２ａの送電側コイルＬ₁に還流する。タイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴにおいて、１次側回路２ａに還流された送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1によって、電磁エネルギが送電側コンデンサＣ_１に還流し始め、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は増大を開始する。駆動素子Ｑ_１がオフ状態において、図１０（ｈ）に示したタイミングＴ₇-ΔＴになると、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が減少し始め、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電磁エネルギは送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移る。

第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムで図１０（ｈ）を用いて説明したとおり、タイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴにおいて受電側コイルＬ₂に電流が流れる向きは、通常の交流理論の差動接続の場合の予測と反対向きである。第3実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、受電側コイルＬ₂に電流を構成する電子の移動に遅れが生じており、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の相互の磁束の結合が疎になっている。タイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴで送電側コンデンサＣ_１の第３回目の充放電がなされるが、この時点では、送電側コイルＬ₁に蓄積された転送電磁エネルギＥ₁₃は、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導が生じさせることができず、２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送されない。送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態で送電制御素子Ｑ_２をオフにする。

第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、第３回目の充放電で送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態が、駆動周期Ｔの満了のタイミングとして選択されている。２次側回路３ｂからの還流電流による充放電の回数を数えると、第２回目の還流電流による充放電で送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態が、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでの駆動周期Ｔの満了の適切なタイミングになる。タイミングＴ₇で駆動素子Ｑ_１を再度オン状態にし、新たな駆動電圧Ｅが１次側回路２ｂにステップ入力され、送電側コンデンサＣ_１に電荷が電磁エネルギとして蓄えられる。

新たな駆動電圧Ｅが１次側回路２ｂにステップ入力されることにより、１次側回路２ｂにおける共振回路と２次側回路３ｂにおける共振回路の重共振状態が一時的に切られ、新たな励起駆動によって重共振が直ちに再開する。新たな駆動電圧Ｅが１次側回路２ｂにステップ入力されるとき、送電側コンデンサＣ_１が空なので、電磁エネルギは直流電源５から効率よく送電側コンデンサＣ_１に入る。新たな重共振では、次に駆動素子Ｑ_１をオフ状態にした後、一定時間をおいて、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３を同時にオン状態にする。送電制御素子Ｑ_２がオン状態になると、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイルＬ₁に蓄積され、更に、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導が生じる。

１次側回路２ｂから２次側回路３ｂへの過渡応答相互誘導によって、受電側コイルＬ₂に伝送された電磁エネルギは、受電制御素子Ｑ_３がオン状態なので、受電側コンデンサＣ_２を充電する。受電側コンデンサＣ_２の充電が開始されると、受電側コンデンサＣの端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、負の極大値から増大し始め、正の値になる。端子間電圧Ｖ_Ｃ２が正の値になると、充電電流Ｉ_ＣＳが立ち上がり始めるというように、新たな重共振のモードが進むが、以降の説明は重複するので省略する。本発明の第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、駆動電圧Ｅを周期的にステップ入力することにより、ウェイブレット状の減衰振動を、駆動周期Ｔで周期的に励起して、周期的なエネルギの重共振状態の繰り返しを実現し、高効率の無接触電力伝送をすることができる。

このように、受電制御素子Ｑ_３が１個増えても、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導における端子間電圧Ｖ_Ｃ１や端子間電圧Ｖ_Ｃ２等の時間的変化（過渡応答）を示す波形や重共振の態様は、第1及び第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムと殆ど同じである。しかし、第3実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、受電制御素子Ｑ_３をオフにするタイミングがあるので、２次側回路３ｂから１次側回路２ｂへの還流の機会が1回少なくなり、第３回目の充放電のタイミングで、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態が、駆動周期Ｔの満了のタイミングとして選択される。

「共振」は自由振動をしている交流回路で用いられる概念であるが、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおいては、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの擬正弦波の減衰振動を特定の回数で制限し、重共振を一時的に切っている。重共振を一時的に切るために、駆動素子Ｑ_１及び送電制御素子Ｑ_２を備えている。このため、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおいては、エネルギ・パケット振動の重共振を切った状態で、過渡応答相互誘導をさせることによって、１次側回路２ｂの電磁エネルギを２次側回路３ｂに高効率で伝達することが可能である。制御回路の構成が単純で安価な直流電源５を用いて減衰する擬正弦波を発生させ、擬正弦波の過渡応答特性を用いて電磁エネルギの伝達をすることができるので、１次側回路２ｂに対し、商用周波数よりも高い正弦波振動を生成させる高価な交流電源回路が不要となる。

第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは、負荷（蓄電池）６を内蔵した受電回路２７ｂを有する車輌３１ｃに無接触でウェイブレット状の電磁エネルギを給電する伝送システムである。即ち、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは受電回路２７ｂに給電する給電装置２９ｂと、給電装置２９ｂに接続され、給電装置２９ｂに命令を送る１次側操作部３３を有している。図２１は、給電装置２９ｂ側の１次側コイルＬ_１と車輌３１ｃ側の２次側コイルＬ_２とが対向し、１次側コイルＬ_１から２次側コイルＬ_２へ無接触でウェイブレット状の電磁エネルギが２次側コイルＬ_２に無接触で伝送されることを示す模式図を例示している。

給電装置２９ｂは、１次側コイルＬ_１を円盤状の誘電体に収納した給電盤１１と、給電盤１１を搭載し、１次側コイルＬ_１と２次側コイルＬ_２の間隔を制御する間隔制御機構（図示省略。）と、１次側コイルＬ_１に流れる給電電流及び間隔制御機構を制御する駆動制御回路３４ｂと、この駆動制御回路３４ｂに接続された伝送データ記憶装置（図示省略）及びプログラム記憶装置（図示省略）と、駆動制御回路３４ｂに伝送電流が制御される給電盤１１と、1次側通信部２１等を含む。２次側コイルＬ_２は円盤状の誘電体からなる受電盤１２に収納されている。図２１は例示であり、１次側コイルＬ_１を収納する給電盤１１及び２次側コイルＬ_２を収納する受電盤１２を省略して、１次側コイルＬ_１及び２次側コイルＬ_２を裸の状態で使用することも可能である。２次側コイルＬ_２は、給電盤１１の１次側コイルＬ_１から電磁誘導によりウェイブレット状の電磁エネルギを受けて給電される。

給電盤１１の上面は受電盤１２の下面に平行に配置されるように、給電盤１１は地面上に設置もしくは埋設される。給電装置２９ｂは、例えば駐車スペースに設けられ、車輌３１ｃの駐車中に、受電盤１２に給電盤１１を対向させることにより車輌３１ｃに搭載された受電回路２７ｂに受電盤１２を介して、ウェイブレット状の電磁エネルギを給電する。

車輌３１ｃは、例えば、ＨＥＶ、ＰＥＶまたはＥＶ等の負荷６としての蓄電池に蓄えられた電磁エネルギで走行する自動車である。負荷６は蓄電池であり、給電装置２９ｂから受電盤１２を介して供給されるウェイブレット状の電磁エネルギが蓄えられる。１次側操作部３３は、外部からの操作により、給電の開始を示す給電開始信号または給電の停止を示す給電停止信号を給電装置２９ｂに出力する。

図２１に示すように、車輌３１ｃは、２次側操作部２３と、受電回路２７ｂと、受電盤１２と、２次側通信部２２等を含む。２次側操作部２３は、ドライバーによる各種操作を受け付け、受け付けた操作に応じた信号を受電回路２７ｂに出力する。受電回路２７ｂは、２次側操作部２３から入力された各種信号に基づいて、受電盤１２及び２次側通信部２２に対して、給電に伴う各種処理または給電停止に伴う各種処理を行うように制御する。受電盤１２は、受電回路２７ｂの制御に従って、２次側コイルＬ_２で受電した電力を負荷（蓄電池）６に供給する。

２次側通信部２２は、給電に必要な様々な情報を、1次側通信部２１との間でやり取りする。例えば、1次側通信部２１は駆動周期Ｔのタイミングに関する同期情報を２次側通信部２２に送信する。逆に、２次側通信部２２は、給電時に、受電回路２７ｂから出力された受電電力情報を1次側通信部２１に対して送信する。また、２次側通信部２２は、受電回路２７ｂの制御に従って、充電を許可する受電可信号または充電を許可しない受電不可信号を生成し、生成した受電可信号または受電不可信号を1次側通信部２１に対して送信する。ここで、受電不可信号は、負荷（蓄電池）６が満充電の状態である場合等に送信される。

図２１に示す1次側通信部２１は、２次側通信部２２との間で給電に必要な様々な情報をやりとりする。例えば、1次側通信部２１は、２次側通信部２２からの受電可信号または受電不可信号を受信する。1次側通信部２１は、受信した受電可信号または受電不可信号を駆動制御回路３４ｂに出力する。

駆動制御回路３４ｂは、給電盤１１を制御して、給電に関する様々な制御を行う。例えば、駆動制御回路３４ｂは、１次側操作部３３から給電開始信号が入力された際に、設定された駆動周期Ｔで給電を行うように給電盤１１を制御する。また、駆動制御回路３４ｂは、受電回路２７ｂから還流するエネルギの振動特性を取得して、給電盤１１と受電盤１２との間の電力の伝送効率が最大となる最適駆動周期Ｔを算出する処理を行う。駆動制御回路３４ｂは、取得した最適駆動周期Ｔから、伝送効率が最大となる駆動タイミングを選択し、選択した駆動タイミングで１次側回路２ｂを動作させるように駆動素子Ｑ_１を制御する。また、駆動制御回路３４ｂは、１次側操作部３３より給電停止信号が入力された場合、または1次側通信部２１より受電不可信号が入力された場合に、給電を開始させないかまたは給電を停止するように駆動素子Ｑ_１を制御する。駆動制御回路３４ｂの駆動タイミングにより１次側回路２ｂの動作を駆動制御して、ウェイブレット状の電磁エネルギを給電盤１１から受電盤１２に供給する。

よって、本発明の第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、第１及び第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムと同様に、制御回路や周辺回路が単純で安価な直流電源５を使用することができるので高価なスイッチング電源が不要であり、回路構成が単純化され、制御回路側における電力損失も最小化される。この結果、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、エネルギ振動型伝送システムの全体の構成が簡略化され軽量・小型化及び高効率化が可能になり、電源回路（０次回路）の損失を含めた総合的な電力伝送効率を高めたワイヤレスエネルギ振動型伝送システムを安価に製造することができる。第１及び第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムで述べたのと同様に第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、回路構成が単純化されるので壊れにくく回路設計が容易になる。又、電力伝送の限界電力を原理的には無限大に押し上げ、電力伝送の限界距離を原理的には無限大に伸ばし、電力伝送効率を原理的には１００％に近い値まで高めることが可能である。即ち、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、パケット状の電磁エネルギが重共振して振動するように、送電側の駆動周期を選んでシステムを励起できるので、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ_２との間隔が４０ｍｍ以上離れた場合であっても有効に電力伝送ができる。又、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、等価結合係数ｋが分からない状況においても、駆動素子Ｑ_１のターンオンのタイミングを選ぶことにより、最適な電力伝送が可能で、しかも回路構成が単純化され、回路素子である駆動素子Ｑ_１の破壊が防止できるエネルギ振動型伝送システムを提供できる。

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは、図２２に示すように、過渡応答相互誘導を用い、駆動制御回路３４ｂから無接触でウェイブレット状の電磁エネルギを受電回路２７ｃに給電して、駆動制御回路３４ｂと受電回路２７ｃとの間でエネルギ・パケットの重共振をさせる伝送システムである。第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの受電回路２７ｃは、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの受電回路２７ｂに、負荷転送制御素子Ｑ_４を追加した構成となっている。図２２に示した駆動素子Ｑ_１、送電制御素子Ｑ_２、受電制御素子Ｑ_３及び負荷転送制御素子Ｑ_４として、第１～第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムと同様に、ＦＥＴ、ＳＩＴ、ＢＪＴの他、ＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイリスタ等のサイリスタを含む電力用半導体素子を用いることが可能である。低い内部抵抗の要求を考慮すると、現状での市場での入手可能性により、ＭＯＳＦＥＴが図２２に示した実装回路の駆動素子Ｑ_１、送電制御素子Ｑ_２、受電制御素子Ｑ_３及び負荷転送制御素子Ｑ_４としてそれぞれ採用することが好ましい。

第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは駆動素子Ｑ_１、送電制御素子Ｑ_２、受電制御素子Ｑ_３及び負荷転送制御素子Ｑ_４として用いるとして用いる電力用半導体素子は４個のみで良いので、ジュール熱の発生を防ぐ冷却構造が簡単に設計でき、しかも浮遊抵抗、浮遊容量、浮遊インダクタンスの発生も最小化できる。又、駆動素子Ｑ_１及び送電制御素子Ｑ_２をオン／オフ制御する単純な制御だけでよいので、１次側回路２ｂの電圧を高めてジュール熱の発生を押さえる設計も簡単にできる。

図２２に示す実装回路においては、第１の還流ダイオードＦＷＤ₁が駆動素子Ｑ_１としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第２の還流ダイオードＦＷＤ₂が送電制御素子Ｑ_２としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第３の還流ダイオードＦＷＤ₃が受電制御素子Ｑ_３としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、第４の還流ダイオードＦＷＤ₄が第４の半導体素子Ｑ_４としてのＭＯＳＦＥＴのソース・ドレイン間に、それぞれ保護素子として並列接続されている。図２２に示すように、第３の還流ダイオードＦＷＤ₃は、受電側コイルＬ₂にからの還流電流を流す方向に設けられるので、第２の還流ダイオードＦＷＤ₂がとは反対向きに設けられているのは図２０と同様である。図３Ａ、図１９及び図２０に示した回路と同様に、送電側コイルＬ₁からの還流電流が直流電源５に還流するのを防ぐため、電源側ダイオードＤ_１が直流電源５と駆動素子Ｑ_１の間に直列接続されている。図２２に示す実装回路でも負荷６の等価インピーダンスＸ_Leqを充電容量Ｃ_sで近似して表現している。

図２２に示すように、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムに、負荷転送制御素子Ｑ_４を追加した構成となっても、過渡応答相互誘導の本質は変わらず、その基本的動作や、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導における端子間電圧Ｖ_Ｃ１や端子間電圧Ｖ_Ｃ２等の時間的変化（過渡応答）を示す波形や重共振の態様は、殆ど同じである。即ち、図８（ａ）に示したのと同様なタイミングＴ₀において、送電制御素子Ｑ_２、受電制御素子Ｑ_３及び負荷転送制御素子Ｑ_４をオフ状態にし、駆動素子Ｑ_１のみをオン状態にする。送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は、リンギングをしながら一定電圧に充電される。タイミングＴ₀では受電側コンデンサＣの端子間電圧Ｖ_Ｃ２は負の値である。第２実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムで説明したとおり、第4実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは送電制御素子Ｑ_２がオフ状態なので、送電側コイルＬ₁側に電流が流れることがなく、より有効に送電側コンデンサＣ_１に電荷が蓄えられる。送電側コンデンサＣ_１に初期電圧を印加して電荷を蓄えた後、駆動素子Ｑ_１をオフ状態にする。

図８（ｂ）に示したのと同様なタイミングＴ₁において、駆動素子Ｑ_１をオフ状態にした後、一定時間をおいて、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３を同時にオン状態にする。負荷転送制御素子Ｑ_４はオフ状態である。送電制御素子Ｑ_２がオン状態になると、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイルＬ₁に蓄積され、更に、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導が生じる。送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギが送電側コイルＬ₁に移動すると端子間電圧Ｖ_Ｃ１は、負の極大値をとった後、０Ｖになる。タイミングＴ₀～Ｔ₁で送電側コンデンサＣ_１の第１回目の充放電がなされる。１次側回路２ｂから２次側回路３ｂへの過渡応答相互誘導によって、受電側コイルＬ₂に伝送された電磁エネルギは、受電制御素子Ｑ_３がオン状態なので、受電側コンデンサＣ_２を充電する。

第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの場合は、タイミングＴ₁において、受電側コンデンサＣ_２を充電すると同時に、ごく僅かに負荷６側に電流が流れていた。しかし、第4実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは負荷転送制御素子Ｑ_４がオフ状態なので、負荷６に側に電流が流れることがなく、より有効に受電側コンデンサＣ_２に電荷が蓄えられる。受電側コンデンサＣ_２の充電が開始されると、受電側コンデンサＣの端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、負の極大値から増大し始め、正の値になる。端子間電圧Ｖ_Ｃ２が正の値になったとき、負荷転送制御素子Ｑ_４をオンにすると、充電電流Ｉ_ＣＳが負荷６に流れ始まる。

負荷転送制御素子Ｑ_４をオンにしたタイミングＴ₂で、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３をオフ状態にする。送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３のオフ状態は、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導によって、端子間電圧Ｖ_Ｃ２が最大になり、端子間電圧Ｖ_Ｃ１が０Ｖになる時点である。第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムと同様に、受電制御素子Ｑ_３がオフ状態なので、より有効に充電電流Ｉ_ＣＳが負荷６に移動する。充電電流Ｉ_ＣＳは、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３がオフ状態になった後も増大しピーク値に到達した後、減少しゼロになる。

端子間電圧Ｖ_Ｃ２の最大値は、充電電流Ｉ_ＣＳが減少を開始すると、若干低い値の一定値になり段差（肩）状の波形になる。充電電流Ｉ_ＣＳがゼロになった後も、端子間電圧Ｖ_Ｃ２の値は、送電制御素子Ｑ_２のオフ時の最大値よりも低い値を維持している。送電制御素子Ｑ_２のオフ後、一定時間を経過すると、端子間電圧Ｖ_Ｃ２の最大値は減少するが、充電電圧Ｖ_ＣＳが高い場合、充電電流Ｉ_ＣＳによる端子間電圧Ｖ_Ｃ２の最大値の減少量は小さく、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導に与える影響は少ない。

充電電流Ｉ_ＣＳが０Ａとなった後に、図９（ｄ）に示したのと同様なタイミングＴ₃において、負荷転送制御素子Ｑ_４のオン状態を維持したまま、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３を同時に、再度オン状態にすると、受電側コンデンサＣ_２の充電が開始される。１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの電磁結合により送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が０Ｖから負に減少し始める。更に、図９（ｅ）に示したのと同様なタイミングＴ_４において、負荷転送制御素子Ｑ_４をオフ状態とし、受電側コンデンサＣ_２の放電を開始すると、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導による還流が生じる。第4実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは負荷転送制御素子Ｑ_４がオフ状態なので、負荷６に側に電流が流れることがなく、より有効に受電側コイルＬ₂に電流が流れる。受電側コイルＬ₂と送電側コイルＬ₁との相互誘導による送電側コイルＬ₁を流れる還流電流により、送電側コンデンサＣ_１が充電され、端子間電圧Ｖ_Ｃ１が、負の極大値をから正の値となり増大し始める。タイミングＴ_４においては、端子間電圧Ｖ_Ｃ２は減少を開始し、負の極大値をとった後、０Ｖになる。

図９（ｆ）に示したのと同様なタイミングＴ_５において、端子間電圧Ｖ_Ｃ１が減少を開始し０Ｖになる。タイミングＴ₄～Ｔ₅で送電側コンデンサＣ_１の第２回目の充放電がなされるが、このとき受電側コンデンサＣ₂には電磁エネルギが蓄積される。負荷転送制御素子Ｑ_４がオフ状態なので、負荷６に側に電流が流れることがなく、より有効に受電側コンデンサＣ₂に電荷が蓄積される。タイミングＴ₅～Ｔ₆で受電側コンデンサＣ₂に蓄積された電磁エネルギが受電側コイルＬ₂に移動すると、受電側コンデンサＣ_２の端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、減少する。

２次側回路３ａの端子間電圧Ｖ_Ｃ２が減少すると、受電側コンデンサＣ_２に蓄積された電磁エネルギは、図１０（ｇ）に示したのと同様なタイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴにおいて、受電側コイルＬ₂に受電側コイル電流Ｉ_Ｌ2が還流する。受電側コイルＬ₂に蓄積された電磁エネルギは１次側回路２ｂの送電側コイルＬ₁に還流する。タイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴにおいて、１次側回路２ｂに還流された送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1によって、電磁エネルギが送電側コンデンサＣ_１に還流し始め、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１は増大を開始する。駆動素子Ｑ_１がオフ状態において、図１０（ｈ）に示したタイミングＴ₇-ΔＴになると、送電側コンデンサＣ_１の端子間電圧Ｖ_Ｃ１が減少し始め、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電磁エネルギは送電側コイル電流Ｉ_Ｌ1として送電側コイルＬ₁に移る。

第１実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムで図１０（ｈ）を用いて説明したとおり、タイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴにおいて受電側コイルＬ₂に電流が流れる向きは、通常の交流理論の差動接続の場合の予測と反対向きである。受電側コイルＬ₂に電流を構成する電子の移動に遅れが生じており、第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ₂の相互の磁束の結合が疎になっている。タイミングＴ₆～Ｔ₇-ΔＴで送電側コンデンサＣ_１の第３回目の充放電がなされるが、この時点では、送電側コイルＬ₁に蓄積された転送電磁エネルギＥ₁₃は、１次側回路２ａと２次側回路３ａの間の過渡応答相互誘導を生じさせることができず、２次側回路３ａの受電側コイルＬ₂にワイヤレス伝送されない。送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態で送電制御素子Ｑ_２をオフにする。第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムでは、第３回目の充放電で送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態が、駆動周期Ｔの満了のタイミングとして選択されている。２次側回路３ｃからの還流電流による充放電の回数を数えると、第２回目の還流電流による充放電で送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態が、第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムにおける駆動周期Ｔの満了の適切なタイミングになる。

タイミングＴ₇で駆動素子Ｑ_１を再度オン状態にし、直流電源５から新たな駆動電圧Ｅが１次側回路２ｂにステップ入力され、送電側コンデンサＣ_１に電荷が電磁エネルギとして蓄えられる。新たな駆動電圧Ｅが１次側回路２ｂにステップ入力されることにより、１次側回路２ｂにおける共振回路と２次側回路３ｃにおける共振回路の重共振状態が一時的に切られ、新たな励起駆動によって重共振が直ちに再開する。新たな駆動電圧Ｅが１次側回路２ｂにステップ入力されるとき、送電側コンデンサＣ_１が空なので、電磁エネルギは直流電源５から効率よく送電側コンデンサＣ_１に入る。次に駆動素子Ｑ_１をオフ状態にした後、一定時間をおいて、送電制御素子Ｑ_２及び受電制御素子Ｑ_３を同時にオン状態にする。このとき負荷転送制御素子Ｑ_４がオフ状態である。

新たな重共振では、送電制御素子Ｑ_２がオン状態になると、送電側コンデンサＣ_１に蓄えられた電磁エネルギは送電側コイルＬ₁に蓄積され、更に、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導が生じる。１次側回路２ｂから２次側回路３ｂへの過渡応答相互誘導によって、受電側コイルＬ₂に伝送された電磁エネルギは、受電制御素子Ｑ_３がオン状態なので、受電側コンデンサＣ_２を充電する。受電側コンデンサＣ_２の充電が開始されると、受電側コンデンサＣの端子間電圧Ｖ_Ｃ２は、負の極大値から増大し始め、正の値になる。端子間電圧Ｖ_Ｃ２が正の値になると、充電電流Ｉ_ＣＳが立ち上がり始めると、負荷転送制御素子Ｑ_４をオン状態にし、負荷６に充電電流Ｉ_ＣＳを供給するというように、新たな重共振のモードが進むが、以降の説明は重複するので省略する。本発明の第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、駆動電圧Ｅを周期的にステップ入力することにより、ウェイブレット状の減衰振動を、駆動周期Ｔで周期的に励起して、周期的なエネルギの重共振状態の繰り返しを実現し、高効率の無接触電力伝送をすることができる。

このように、負荷転送制御素子Ｑ_４が１個増えても、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂの間の過渡応答相互誘導における端子間電圧Ｖ_Ｃ１や端子間電圧Ｖ_Ｃ２等の時間的変化（過渡応答）を示す波形や重共振の態様は、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムと殆ど同じである。しかし、第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムは、第３実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムと同様に、受電制御素子Ｑ_３をオフにするタイミングがあるので、２次側回路３ｂから１次側回路２ｂへの還流の機会が1回少なくなり、第３回目の充放電のタイミングで、送電側コンデンサＣ_１に蓄積された電荷が空になった状態が、駆動周期Ｔの満了のタイミングとして選択される。

図２２に示すように、駆動素子Ｑ_１、送電制御素子Ｑ_２、受電制御素子Ｑ_３及び負荷転送制御素子Ｑ_４の４つのスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４を有する構成においては、駆動素子Ｑ_１と負荷転送制御素子Ｑ_４を遮断状態、送電制御素子Ｑ_２と受電制御素子Ｑ_３を導通状態としたタイミングにおいて、直流電源５側の回路と負荷６側の回路が、それぞれ１次側回路２ｂ及び２次側回路３ｂから分離されるので、１次側回路２ｂと２次側回路３ｂが自由振動することが可能となる。即ち１次側回路２ｂのＬＣ共振回路と２次側回路３ｂのＬＣ共振回路が相互インダクタンスＭで結合した回路として扱えるので、交流理論における重共振の考え方が採用可能となる。即ち、駆動素子Ｑ_１と負荷転送制御素子Ｑ_４を遮断状態、送電制御素子Ｑ_２と受電制御素子Ｑ_３を導通状態としたタイミングにおいては、既に述べた式（２）及び（３）の結合方程式で、過渡応答相互誘導による伝送効率を検討することができる。

ただし、実装回路においては、駆動素子Ｑ_１、送電制御素子Ｑ_２、受電制御素子Ｑ_３及び負荷転送制御素子Ｑ_４の４つのスイッチに、それぞれ用いる電力用半導体素子のオン抵抗を考慮しなくてはならないので、式（２）及び（３）の結合方程式では記述できない。よって、駆動素子Ｑ_１と負荷転送制御素子Ｑ_４を遮断状態、送電制御素子Ｑ_２と受電制御素子Ｑ_３を導通状態としたタイミングの動作では、１次側回路２ｂのＬＣＲ共振回路と２次側回路３ｂのＬＣＲ共振回路が動的相互インダクタンスＭで結合した回路としての検討が必要になる。

又、駆動素子Ｑ_１や負荷転送制御素子Ｑ_４を導通状態としたときのステップ応答等の過渡応答におけるエネルギ伝送を考慮する必要があるので、本発明の第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムのすべてを従来の交流理論で解釈できるわけではない。即ち自由振動の領域では従来の正弦波の交流理論を用いることができるが、駆動素子Ｑ_１、送電制御素子Ｑ_２、受電制御素子Ｑ_３及び負荷転送制御素子Ｑ_４の４つのスイッチング素子Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４を用いて回路の境界条件を時々刻々変化させている第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムの動作環境では、鋸波状の立ち上がり特性等の過渡応答を含めて解析する必要がある。第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、パケット状の電磁エネルギが重共振して振動するように、送電側の駆動周期を選んでシステムを励起できるので、送電側コイルＬ₁と受電側コイルＬ_２との間隔が４０ｍｍ以上離れた場合であっても有効に電力伝送ができる。又、第４実施形態に係るエネルギ振動型伝送システムによれば、等価結合係数ｋが分からない状況においても、駆動素子Ｑ_１のターンオンのタイミングを選ぶことにより、最適な電力伝送が可能で、しかも回路構成が単純化され、回路素子である駆動素子Ｑ_１の破壊が防止できるエネルギ振動型伝送システムを提供できる。

（その他の実施形態）
上記のように、本発明は第１～第４実施形態によって記載したが、この開示の一部をなす論述及び図面は本発明を限定するものであると理解すべきではない。この開示から当業者には様々な代替実施形態、実施例及び運用技術が明らかとなろう。以上のとおり本発明は、本明細書及び図面に記載していない様々な実施形態等を含むとともに、本発明の技術的範囲は、上記の説明から妥当な特許請求の範囲に係る発明特定事項によってのみ定められるものである。

２ａ，２ｂ…１次側回路、３ａ，３ｂ，３ｃ…２次側回路、５…直流電源、６…負荷、２１…１次側通信部、２２…２次側通信部、２３…２次側操作部、２７ａ，２７ｂ，２７ｃ…受電回路、２８…検出器、２９ａ，２９ｂ…給電装置、３０…平坦面、３１ａ，３１ｂ、３１ｃ…車輌、３２…間隔制御機構、３３…１次側操作部、３４ａ，３４ｂ…駆動制御回路、７１…ｐ型基板、７２…ソース領域、７３…ドレイン領域、８１…ゲート酸化膜、８２…ソース電極、８３…ドレイン電極、８４…ゲート電極（制御端子）、３４０ａ…１次側スイッチング素子駆動回路、３４０ｂ…伝送間隔制御回路、３４１…算術論理回路、３４２ａ…伝送データ記憶装置、３４２ｂ…プログラム記憶装置、３４３…出力装置、３４４…演算シークエンス制御回路、３４５…還流電圧測定制御回路、３４６…エネルギピーク計数回路、３４７…結合係数算出回路、３４８…伝送条件設定回路、３４９ａ…Ａバス、３４９ｂ…Ｂバス

Claims (4)

1. １次側回路と２次側回路の重共振を用いたエネルギ振動型伝送システムであって、
   前記重共振により前記２次側回路から前記１次側回路に還流した電磁エネルギを蓄積する送電側コンデンサ、該送電側コンデンサに並列接続された送電側コイル、及び前記送電側コンデンサの端子間電圧を検知する検知器を有する前記１次側回路と、
   前記送電側コンデンサの一方の端子と他方の端子の間に断続的な直流電圧をステップ入力する回路を構成する駆動素子と、
   前記送電側コイルに対向した受電側コイル、及び該受電側コイルに並列接続された受電側コンデンサを有する前記２次側回路と、
   前記受電側コンデンサの端子間を接続する回路において前記受電側コンデンサから静電エネルギを受け取る負荷と、
   前記駆動素子の制御端子に制御信号を送る１次側スイッチング素子駆動回路と、
   前記検知器の出力電圧の変化から、前記２次側回路から前記送電側コイルを介して前記送電側コンデンサに前記還流した前記電磁エネルギによる前記送電側コンデンサの充放電が少なくとも１回完了したタイミングを検知し、該タイミングを駆動時刻とする駆動周期で、前記１次側スイッチング素子駆動回路から前記制御端子に前記制御信号を周期的に出力させる算術論理回路と、
   を備えることを特徴とするエネルギ振動型伝送システム。
2. 前記算術論理回路は、前記検知器の出力電圧の変化が０Ｖを切るゼロクロス時刻から前記駆動周期を決定するエネルギピーク計数回路を有することを特徴とする請求項１に記載のエネルギ振動型伝送システム。
3. 前記算術論理回路が測定して求めて前記ゼロクロス時刻を格納する伝送データ記憶装置が、前記算術論理回路に接続されていることを特徴とする請求項２に記載のエネルギ振動型伝送システム。
4. 前記伝送データ記憶装置には、更に前記送電側コイルと前記受電側コイルの間で定義される伝送距離と前記駆動周期Ｔの関係を示すデータ、及び前記送電側コイルと前記受電側コイルの間の等価結合係数ｋと前記駆動周期の関係を示すデータが格納されることを特徴とする請求項3に記載のエネルギ振動型伝送システム。

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