JP6949165B2 - 交流回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本願は、交流回転機の制御装置に関するものである。

一般的に、非特許文献１の式（４―９）に記載されているように、電機子電流のフィードバック制御系では、フィードバック制御系の応答角周波数をωｃとし、ｄ軸インダクタンスをＬｄとし、ｑ軸インダクタンスをＬｑとし、抵抗をＲａとして、ｄ軸電流の比例積分制御の比例ゲインを、ωｃ×Ｌｄに設定し、ｑ軸電流の比例積分制御の比例ゲインを、ωｃ×Ｌｑに設定し、ｄ軸電流およびｑ軸電流の比例積分制御の積分ゲインを、ωｃ×Ｒａに設定している。応答角周波数ωｃは、フィードバック制御系の時定数τｃの逆数である。

「省エネモータの原理と設計法」、森本茂雄著、丸善出版、２０１８年１月２８日、ｐ．１０１

ロータに界磁巻線を有し、ステータに電機子巻線を有する交流回転機の場合には、ロータにおいて磁気飽和が発生する。磁気飽和領域では電流の増加に比べて磁束の増加が小さくなるが、ロータの磁束は、アンペアターンすなわち界磁巻線を流れる電流と界磁巻線の巻回数の積に応じて決定されるため、小型と高出力を両立したい場合、磁気飽和領域まで用いることで高出力を得る。

界磁電流制御では、少しでも磁束を稼ぐために積極的に磁気飽和領域を用いるので、界磁巻線のインダクタンスは１／１０倍以下まで変化する。非磁気飽和領域のインダクタンスに合わせて、比例ゲインを設定すると、磁気飽和領域では比例ゲインが大きすぎ、ハンチングが生じる可能性がある。逆に、磁気飽和領域のインダクタンスに合わせて、比例ゲインを設定すると、非磁気飽和領域では比例ゲインが小さすぎ、制御応答が緩慢になる。

そこで、本願は、界磁巻線型のロータにおいて磁気飽和が生じる場合でも、磁気飽和の有無により、界磁電流のフィードバック制御系の制御応答が変化することを抑制できる交流回転機の制御装置を提供することを目的とする。

本願に係る交流回転機の制御装置は、界磁巻線を設けたロータと電機子巻線を設けたステータとを有する交流回転機を制御する交流回転機の制御装置であって、
前記界磁巻線に流れる電流である界磁電流を検出し、前記界磁電流の検出値が界磁電流指令値に追従するように、前記界磁電流指令と前記界磁電流の検出値との偏差に対して比例積分制御を行って、界磁電圧指令値を算出し、前記界磁電圧指令値に基づいて、前記界磁巻線に電圧を印加し、
前記界磁電流の各動作点における、前記界磁電流の変化に対する前記ロータの磁束の変化の比を、微分インダクタンスとし、
前記比例積分制御の比例ゲインが、前記界磁電流に応じて変化する前記微分インダクタンスに比例して変化するように、前記界磁電流の情報に基づいて、前記比例ゲインを設定するものである。

本願に係る交流回転機の制御装置によれば、ロータが磁気飽和する領域まで、界磁電流が増加されても、比例ゲインを、界磁電流に応じて変化する微分インダクタンスに比例して変化するように設定でき、界磁電流のフィードバック制御系の応答周波数が変化することを抑制できる。よって、磁気飽和の有無にかかわらず、界磁電流のフィードバック制御系を安定化させることができる。

実施の形態１に係る交流回転機及び交流回転機の制御装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る制御装置の概略ブロック図である。 実施の形態１に係る制御装置のハードウェア構成図である。 実施の形態１に係るインバータのスイッチング素子のオンオフ制御挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態１に係るインバータのスイッチング素子のオンオフ制御挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態１に係る界磁搬送波の周波数とは、界磁電流のフィードバック制御系の応答周波数との関係を説明するための図である。 実施の形態１に係る界磁電流のフィードバック制御系のブロック図である。 実施の形態１に係る界磁電流と磁束、インダクタンス、及び微分インダクタンスとの関係特性図である。 実施の形態１に係る界磁電流と微分インダクタンスとの関係が設定されたテーブルデータを説明する図である。 実施の形態１に係る車両用の発電電動機とされた交流回転機の模式図である。 実施の形態２に係る交流回転機及び交流回転機の制御装置の概略構成図である。 実施の形態２に係る界磁電流及びｄ軸電流と微分インダクタンスとの関係特性図である。 実施の形態２に係る界磁電流及びｄ軸電流と微分インダクタンスとの関係が設定されたテーブルデータを説明する図である。 実施の形態２に係る換算合計電流値と微分インダクタンスとの関係が設定されたテーブルデータを説明する図である。

１．実施の形態１
実施の形態１に係る交流回転機の制御装置１１（以下、単に、制御装置１１と称す）について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る交流回転機１及び制御装置１１の概略構成図である。

１−１．交流回転機１
交流回転機１は、ステータ１８と、ステータ１８の径方向内側に配置されたロータ１４と、を備えている。交流回転機１は、界磁巻線型の同期回転機とされている。ステータ１８の鉄心に、電機子巻線１２が巻装されている。ロータ１４の鉄心に界磁巻線４が巻装され、電磁石が設けられている。

本実施の形態では、電機子巻線１２は、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の３相の電機子巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗとされている。３相の電機子巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線とされてもよいし、デルタ結線とされてもよい。

ロータ１４には、ロータ１４の回転角度（回転角度）を検出する回転センサ１５が設けられている。回転センサ１５の出力信号は、制御装置１１に入力される。回転センサ１５には、ホール素子、レゾルバ、又はエンコーダ等の各種のセンサが用いられる。回転センサ１５が設けられず、後述する電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転角度（磁極位置）を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。

１−２．直流電源２
直流電源２は、インバータ５及びコンバータ９に電源電圧Ｖｄｃを出力する。直流電源２として、バッテリー、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等、直流電圧を出力する任意の機器が用いられる。直流電源２には、平滑コンデンサ３が並列接続されている。

１−３．インバータ５
インバータ５は、複数のスイッチング素子を有し、直流電源２と電機子巻線１２との間で電力変換を行う。インバータ５は、直流電源２の正極側に接続される正極側のスイッチング素子ＳＰと、直流電源２の負極側に接続される負極側のスイッチング素子ＳＮと、が直列接続された直列回路を、３相各相の電機子巻線に対応して３組設けている。各直列回路における２つのスイッチング素子の接続点が、対応する相の電機子巻線に接続される。

具体的には、Ｕ相の直列回路では、Ｕ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｕとＵ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｕとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＵ相の電機子巻線Ｃｕに接続されている。Ｖ相の直列回路では、Ｖ相の正極側のスイッチング素子ＳＰｖとＶ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｖとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＶ相の電機子巻線Ｃｖに接続されている。Ｗ相の直列回路では、Ｗの正極側のスイッチング素子ＳＰｗとＷ相の負極側のスイッチング素子ＳＮｗとが直列接続され、２つのスイッチング素子の接続点がＷ相の電機子巻線Ｃｗに接続されている。

インバータ５のスイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御装置１１に接続されている。よって、各スイッチング素子は、制御装置１１から出力されるスイッチング信号によりオン又はオフされる。

電機子電流センサ８は、各相の電機子巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに流れる電流を検出する電流検出回路である。本実施の形態では、電機子電流センサ８は、各相のスイッチング素子の直列回路と電機子巻線とをつなぐ電線上に備えられている。各相の電機子電流センサ８の出力信号は、制御装置１１に入力される。電機子電流センサ８は、ホール素子、シャント抵抗等の電流センサとされている。なお、電機子電流センサ８は、各相のスイッチング素子の直列回路に直列接続されてもよい。

１−４．コンバータ９
コンバータ９は、スイッチング素子を有し、直流電源２と界磁巻線４との間で電力変換を行う。本実施の形態では、コンバータ９は、直流電源２の正極側に接続される正極側のスイッチング素子ＳＰと直流電源２の負極側に接続される負極側のスイッチング素子ＳＮとが直列接続された直列回路を２組設けたＨブリッジ回路とされている。第１組の直列回路２８における正極側のスイッチング素子ＳＰ１と負極側のスイッチング素子ＳＮ１との接続点が、界磁巻線４の一端に接続され、第２組の直列回路２９における正極側のスイッチング素子ＳＰ２と負極側のスイッチング素子ＳＮ２との接続点が、界磁巻線４の他端に接続される。

コンバータ９のスイッチング素子には、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ、ダイオードが逆並列接続されたバイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、ゲート駆動回路等を介して、制御装置１１に接続されている。よって、各スイッチング素子は、制御装置１１から出力されるスイッチング信号によりオン又はオフされる。

なお、第１組の直列回路２８の負極側のスイッチング素子ＳＮ１をダイオードに置き換えたり、第２組の直列回路２９の負極側のスイッチング素子ＳＮ２をダイオードに置き換えたりする等、コンバータ９を他の構成としてもよい。

界磁電流センサ６は、界磁巻線４を流れる電流である界磁電流Ｉｆを検出する電流検出回路である。本実施の形態では、界磁電流センサ６は、第２組の直列回路２９の負極側のスイッチング素子ＳＮ２の負極側の電線上に設けられている。界磁電流センサ６は、界磁電流Ｉｆを検出可能な他の個所に設けられてもよい。界磁電流センサ６の出力信号は、制御装置１１に入力される。界磁電流センサ６は、ホール素子、シャント抵抗等の電流センサとされている。

１−５．制御装置１１
制御装置１１は、インバータ５及びコンバータ９を介して、交流回転機１を制御する。制御装置１１は、図２に示すように、回転検出部３１、電機子電流検出部３２、電機子電流制御部３３、界磁電流検出部３４、及び界磁電流制御部３５等の機能部を備えている。制御装置１１の各機能は、制御装置１１が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御装置１１は、図３に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３、及び外部装置とデータ通信を行う通信回路９４等を備えている。

演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、及び演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、回転センサ１５、電機子電流センサ８、界磁電流センサ６等の各種のセンサ及びスイッチが接続され、これらセンサ及びスイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、インバータ５及びコンバータ９のスイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。通信回路９４は、外部装置と通信を行う。

そして、制御装置１１が備える各制御部３１〜３５等の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御装置１１の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部３１〜３５等が用いるテーブルデータ等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御装置１１の各機能について詳細に説明する。

＜電機子電流の制御＞
回転検出部３１は、電気角でのロータの磁極位置θ（ロータの回転角度θ）及び回転角速度ωを検出する。本実施の形態では、回転検出部３１は、回転センサ１５の出力信号に基づいて、ロータの磁極位置θ（回転角度θ）及び回転角速度ωを検出する。磁極位置は、ロータに設けられた電磁石のＮ極の向きに設定される。なお、回転検出部３１は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度（磁極位置）を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。

電機子電流検出部３２は、電機子電流センサ８の出力信号に基づいて、３相の巻線に流れる電機子電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。ここで、Ｉｕｒが、Ｕ相の電機子電流Ｉｕの検出値であり、Ｉｖｒが、Ｖ相の電機子電流Ｉｖの検出値であり、Ｉｗｒが、Ｗ相の電機子電流Ｉｗの検出値である。なお、電機子電流センサ８が２相の電機子電流を検出するように構成され、残りの１相の電機子電流が、２相の電機子電流の検出値に基づいて算出されてもよい。例えば、電機子電流センサ８が、Ｖ相及びＷ相の電機子電流Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出し、Ｕ相の電機子電流Ｉｕｒが、Ｉｕｒ＝−Ｉｖｒ−Ｉｗｒにより算出されてもよい。

電機子電流制御部３３は、電機子電流の検出値が電機子電流指令値に近づくように、電機子電流指令と電機子電流の検出値とに基づいて電機子電圧指令値を算出し、電機子電圧指令値に基づいて、電機子巻線に電圧を印加する。

本実施の形態では、図２に示すように、電機子電流制御部３３は、電流座標変換部３３１、電流指令値算出部３３２、電圧指令値算出部３３３、電圧座標変換部３３４、及びスイッチング制御部３３５を備えている。

電流座標変換部３３１は、３相の電機子電流の検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、ｄ軸及びｑ軸の回転座標系上のｄ軸電流の検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流の検出値Ｉｑｒに変換する。ｄ軸及びｑ軸の回転座標系は、検出した磁極位置θの方向に定めたｄ軸及びｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定めたｑ軸からなる２軸の回転座標であり、ロータの磁極位置θの回転に同期して回転する。具体的には、電機子電流検出部３２は、３相の電機子電流の検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、磁極位置θに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行って、ｄ軸電流の検出値Ｉｄｒ及びｑ軸電流の検出値Ｉｑｒに変換する。

電流指令値算出部３３２は、電機子電流指令値を算出する。本実施の形態では、電流指令値算出部３３２は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを算出する。本実施の形態では、電流指令値算出部３３２は、Ｉｄ＝０制御によりｄ軸及びｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。例えば、電流指令値算出部３３２は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを０に設定し、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを、トルク指令値Ｔｏに応じて設定する。

電圧指令値算出部３３３は、電機子電流の検出値が電機子電流指令値に近づくように、電機子電流指令値と電機子電流の検出値との偏差に対して比例積分制御を行って、電機子電圧指令値を算出する。本実施の形態では、電圧指令値算出部３３３は、ｄ軸電流の検出値Ｉｄｒがｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに近づくように、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏとｄ軸電流の検出値Ｉｄｒとの偏差ΔＩｄに対して比例積分制御を行って、ｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏを算出し、ｑ軸電流の検出値Ｉｑｒがｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに近づくように、ｑ軸の電流指令値Ｉｑｏとｑ軸電流の検出値Ｉｑｒとの偏差ΔＩｑに対して比例積分制御を行って、ｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出する。また、ｄ軸電流とｑ軸電流の非干渉化のための公知のフィードフォワード制御が行われてもよい。

或いは、電圧指令値算出部３３３は、電流検出値を用いず、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値に基づいて、交流回転機の諸元を用い、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を変化させるフィードフォワード制御を実行してもよい。

電圧座標変換部３３４は、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び２相３相変換を行って、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに変換する。なお、電圧座標変換部３３４は、３相の電圧指令値に対して、２相変調、空間ベクトル変調等の線間電圧が変化しないような変調を加えてもよい。

スイッチング制御部３３５は、電圧指令値に基づいて、ＰＷＭ制御（Pulse Width Modulation）によりインバータ５の複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。本実施の形態では、図４に示すように、スイッチング制御部３３５は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのそれぞれと電機子搬送波の周期Ｔｓｓで振動する電機子搬送波Ｃｓとを比較することにより、複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。電機子搬送波Ｃｓは、電機子搬送波の周期Ｔｓｓで０を中心に電源電圧の半分値Ｖｄｃ／２の振幅で振動する三角波とされている。電源電圧Ｖｄｃは、電圧センサにより検出されてもよい。

スイッチング制御部３３５は、各相について、電機子搬送波Ｃｓが電圧指令値を下回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＱＰをオン（本例では、１）して、正極側のスイッチング素子をオンし、電機子搬送波Ｃｓが電圧指令値を上回った場合は、正極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＱＰをオフ（本例では、０）して、正極側のスイッチング素子をオフする。一方、スイッチング制御部３３５は、各相について、電機子搬送波Ｃｓが電圧指令値を下回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＱＮをオフ（本例では、０）して、負極側のスイッチング素子をオフして、負極側のスイッチング素子をオフし、電機子搬送波Ｃｓが電圧指令値を上回った場合は、負極側のスイッチング素子のスイッチング信号ＱＮをオン（本例では、１）して、負極側のスイッチング素子をオンする。なお、各相について、正極側のスイッチング素子のオン期間と負極側のスイッチング素子のオン期間との間には、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間（デッドタイム）が設けられてもよい。

＜界磁電流の制御＞
界磁電流検出部３４は、界磁電流センサ６の出力信号に基づいて、界磁巻線４に流れる電流である界磁電流Ｉｆｒを検出する。ここで、Ｉｆｒは、界磁電流Ｉｆの検出値である。

界磁電流制御部３５は、界磁電流の検出値Ｉｆｒが界磁電流指令値Ｉｆｏに近づくように、界磁電流指令値Ｉｆｏと界磁電流の検出値Ｉｆｒとの偏差ΔＩｆに対して比例積分制御を行って、界磁電圧指令値Ｖｆを算出し、界磁電圧指令値Ｖｆに基づいて、界磁巻線４に電圧を印加する。

本実施の形態では、図２に示すように、界磁電流制御部３５は、電流指令値算出部３５１、電圧指令値算出部３５２、及びスイッチング制御部３５３を備えている。

電流指令値算出部３５１は、界磁電流指令値Ｉｆｏを設定する。例えば、電流指令値算出部３５１は、トルク指令値Ｔｏ等に基づいて、界磁電流指令値Ｉｆｏを設定する。

そして、電圧指令値算出部３５２は、次式に示すように、界磁電流指令値Ｉｆｏと界磁電流の検出値Ｉｆｒとの偏差ΔＩｆに対して比例積分制御を行って、界磁電圧指令値Ｖｆを算出する。

ここで、Ｋｐｆは、比例ゲインであり、Ｋｉｆは、積分ゲインであり、ｓは、ラプラス演算子であり、１／ｓは、積分を表す。比例ゲインＫｐｆ及び積分ゲインＫｉｆの設定方法については後述する。なお、式（１）は、連続系で表しているが、実際には、式（１）を演算周期で離散化した演算式を用いて、演算周期毎に演算処理が実行される。本実施の形態では、演算周期は、後述する界磁搬送波の周期Ｔｓｆと同じに設定されている。

スイッチング制御部３５３は、界磁電圧指令値Ｖｆに基づいて、ＰＷＭ制御によりコンバータ９の複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。

例えば、図５に示すように、スイッチング制御部３５３は、界磁電圧指令値Ｖｆと、界磁搬送波の周期Ｔｓｆで振動する界磁搬送波信号Ｃｆとを比較することにより、複数のスイッチング素子をオンオフ制御する。界磁搬送波信号Ｃｆは、界磁搬送波の周期Ｔｓｆで０から電源電圧Ｖｄｃの間を振動する三角波とされている。電源電圧Ｖｄｃは、電圧センサにより検出されてもよい。

スイッチング制御部３５３は、電機子搬送波Ｃｓが界磁電圧指令値Ｖｆを下回った場合は、第１組の正極側のスイッチング素子ＳＰ１のスイッチング信号ＱＰ１をオン（本例では、１）して、正極側のスイッチング素子ＳＰ１をオンすると共に、第１組の負極側のスイッチング素子ＳＮ１のスイッチング信号ＱＮ１をオフ（本例では、０）して、負極側のスイッチング素子ＳＰ１をオフする。一方、スイッチング制御部３５３は、電機子搬送波Ｃｓが界磁電圧指令値Ｖｆを上回った場合は、第１組の正極側のスイッチング素子ＳＰ１のスイッチング信号ＱＰ１をオフ（０）して、正極側のスイッチング素子ＳＰ１をオフすると共に、第１組の負極側のスイッチング素子ＳＮ１のスイッチング信号ＱＮ１をオン（１）して、負極側のスイッチング素子ＳＮ１をオンする。

スイッチング制御部３５３は、第２組の正極側のスイッチング素子ＳＰ２のスイッチング信号ＱＰ２をオフ（０）して、正極側のスイッチング素子ＳＰ２をオフすると共に、第２組の負極側のスイッチング素子ＳＮ２のスイッチング信号ＱＮ２をオン（１）して、負極側のスイッチング素子ＳＮ２をオンする。

＜各電流制御系の応答周波数＞
インバータ５及びコンバータ９における発熱量は、導通損失とスイッチング損失との和によって決定されるため、発熱量を低下するためには導通抵抗を低下させる、又はスイッチング回数を減らしてスイッチング損失を低減させるといった手法がとられる。廉価なスイッチング素子で発熱量を低下させる場合には、スイッチング回数を減らす、すなわち搬送波の周波数を下げる対策が取られる。

界磁巻線のインダクタンスは、電機子巻線のインダクタンスに比べて大きく、界磁電流のフィードバック制御系の応答周波数ｆｃｆは、電機子電流のフィードバック制御系の応答周波数ｆｃｓに比べて低く設定されており、次式が成り立つ。

ここで、界磁電流のフィードバック制御系の応答周波数ｆｃｆは、界磁電流指令値Ｉｆｏから界磁電流の検出値Ｉｆｒまでの閉ループ伝達関数の応答周波数であり、当該閉ループ伝達関数のカットオフ周波数及び時定数の逆数に相当する。また、電機子電流のフィードバック制御系の応答周波数ｆｃｓは、ｄ軸及びｑ軸の電流指令値からｄ軸及びｑ軸電流の検出値までの閉ループ伝達関数の応答周波数であり、当該閉ループ伝達関数のカットオフ周波数及び時定数の逆数に相当する。

界磁電流のフィードバック制御系が安定的に動作するためには、次式及び図６のハッチング領域に示すように、界磁搬送波の周波数ｆｓｆは、界磁電流のフィードバック制御系の応答周波数ｆｃｆよりも大きく設定される必要がある。電機子電流のフィードバック制御系についても同様である。なお、界磁搬送波の周波数ｆｓｆは、界磁搬送波の周期Ｔｓｆの逆数である。

本実施の形態では、界磁電流制御及び電機子電流制御のそれぞれにおいて、電流のフィードバック制御の演算周期は、搬送波の周期と同じに設定されている。しかし、演算周期が搬送波の周期と異なる場合であっても、同様に考えられる。

また、応答周波数が比較的高い電機子電流のフィードバック制御系では、電機子搬送波の周期Ｔｓｓが短くなるため、正極側及び負極側のスイッチング素子の双方をオフにする短絡防止期間（デッドタイム）が長くならないようにする必要がある。しかし、応答周波数が比較的低い巻線電流のフィードバック制御系では、電機子搬送波の周期Ｔｓｆが長くなるため、短絡防止期間（デッドタイム）の設定可能範囲が広くなる。

廉価なスイッチング素子を用いる場合は、デッドタイムを長くする必要があり、１回あたりのスイッチング損失が大きくなる。よって、廉価なスイッチング素子を用い、コスト低減を図るためには、界磁搬送波の周波数ｆｓｆを低く設定する必要がある。

＜比較例の界磁電流のフィードバック制御系＞
図７は、界磁電流のフィードバック制御系のブロック図である。比較例として、電機子電流のフィードバック制御系と同様に設計する場合を説明する。界磁巻線は、界磁巻線のインダクタンスＬｆを用い、次式で示す電圧方程式で表現される。ここで、Ｒｆは、界磁巻線の抵抗であり、Ｖｆは、界磁巻線の印加電圧である。

式（４）をラプラス変換し、界磁巻線の印加電圧Ｖｆを入力とし、界磁電流Ｉｆを出力とする界磁巻線の伝達関数Ｇｐｆ（ｓ）は、次式のようになる。

また、比例積分制御の伝達関数Ｇｃｆ（ｓ）は、次式のようになる。ここで、Ｋｐｆは、比例ゲインであり、Ｋｉｆは、積分ゲインである。

比較例として、この式（５）及び式（６）を用いると、閉ループ伝達関数Ｇｆｂ（ｓ）は、次式のようになり、閉ループ伝達関数Ｇｆｂ（ｓ）が応答周波数ｆｃｆ（カットオフ周波数、時定数×２πの逆数）になるように、比例ゲインＫｐｆ及び積分ゲインＫｉｆが設定される。

このように、電機子電流のフィードバック制御系と同様に、界磁巻線のインダクタンスＬｆを用いた電圧方程式に基づいて設計すると、比例ゲインＫｐｆは、界磁巻線のインダクタンスＬｆに比例するように設定される。

＜界磁巻線のインダクタンスＬｆに基づく比例ゲイン設定の課題＞
図８の（ａ）に、界磁電流Ｉｆとロータの磁束ψｆとの関係特性、図８の（ｂ）に、界磁電流Ｉｆと界磁巻線のインダクタンスＬｆとの関係特性を示す。図８の（ｂ）の界磁巻線のインダクタンスＬｆは、次式に示すように、ロータの磁束ψｆを界磁電流Ｉｆで除算して算出されている。

図８の（ａ）に示すように、界磁電流Ｉｆが動作点Ａよりも小さい領域では、ロータに磁気飽和が生じておらず、界磁電流Ｉｆに比例して、ロータの磁束ψｆが増加しており、界磁巻線のインダクタンスＬｆは一定値になっている。一方、界磁電流Ｉｆが動作点Ａよりも大きくなると、ロータの鉄心に磁気飽和が生じ、界磁電流Ｉｆの増加に対するロータの磁束ψｆの増加の傾きが減少している。そのため、界磁電流Ｉｆが増加するに従って、界磁巻線のインダクタンスＬｆは減少する。

交流回転機の出力トルクは、次式のように、与えられるので、出力トルクを大きくするにはロータの磁束ψｆ又はｑ軸電流Ｉｑを大きくすればよい。

一般的に、界磁巻線型のロータでは、ロータの鉄心を小型化しつつ、出力トルクを増加したいので、磁気飽和の領域まで界磁電流Ｉｆが増加され、ロータの磁束ψｆが増加される。磁気飽和の領域においても、界磁電流のフィードバック制御系の応答周波数ｆｃｆを一定に保つためには、式（７）から比例ゲインＫｐｆを、界磁巻線のインダクタンスＬｆに応じて変化させることが考えられる。しかし、式（４）の電圧方程式は、磁気飽和しない領域で界磁巻線のインダクタンスＬｆが時不変であることを前提にしており、それでは不十分である。

＜ロータの磁気飽和を考慮した制御系設計＞
そこで、界磁巻線型のロータでは、磁気飽和する領域まで界磁電流Ｉｆが増加されることを前提に式導出する必要がある。そこで、界磁巻線の電圧方程式を、ロータの磁束ψｆを用い次式で表す。

式（１０）を変形すると、次式を得る。ここで、ロータの磁束ψｆを界磁電流Ｉｆについて微分したものを、微分インダクタンスｄＬｆと定義する。微分インダクタンスｄＬｆは、界磁電流Ｉｆの各動作点における、界磁電流Ｉｆの変化に対するロータの磁束ψｆの変化の比とも表現できる。

この式（１１）を用いると、界磁巻線の伝達関数Ｇｐｆ（ｓ）は、次式のようになる。

この式（１２）及び式（６）を用いると、次式のように、閉ループ伝達関数Ｇｆｂ（ｓ）が応答周波数ｆｃｆ（カットオフ周波数、時定数×２πの逆数）になるように、比例ゲインＫｐｆ及び積分ゲインＫｉｆを設定すればよい。

従って、ロータの磁気飽和を考えると、比例ゲインＫｐｆを、微分インダクタンスｄＬｆに比例するように設定すればよいことがわかる。微分インダクタンスｄＬｆは、図８の（ｃ）に示すように、図８の（ｂ）のインダクタンスＬｆよりも急峻に変化する。

例えば、図８の動作点Ａ、動作点Ｂ、及び動作点Ｃの場合について比較説明する。動作点Ｂでは、動作点Ａに対して磁束φｆが１．９倍となる一方で、磁気飽和によってインダクタンスＬｆが０．４倍、微分インダクタンスｄＬｆが０．１倍となる。ｄ軸電流Ｉｄが０であり、ｑ軸電流Ｉｑが同じである条件では、動作点Ｂでは動作点Ａの１．９倍の出力トルクを得られる。動作点ＢのインダクタンスＬｆに基づき比例ゲインＫｐｆを設定すると、本来設定したい微分インダクタンスｄＬｆに基づいた値の４倍になり、応答周波数ｆｃｆが目標周波数の４倍となる。その結果、図６のハッチング領域からはみ出して、界磁電流のフィードバック制御系が不安定化する可能性がある。

さらに、動作点Ｃでは、動作点Ａに対して磁束φが２倍となる一方で、磁気飽和によってインダクタンスＬｆが０．２倍、微分インダクタンスｄＬｆが０．０２倍となる。ｄ軸電流Ｉｄが０であり、ｑ軸電流Ｉｑが同じである条件では、動作点Ｃでは動作点Ａの２倍の出力トルクを得られる。動作点ＣのインダクタンスＬｆに基づき比例ゲインＫｐｆを設定すると、本来設定したい微分インダクタンスｄＬｆに基づいた値の１０倍になり、応答周波数ｆｃｆが目標周波数の１０倍となる。その結果、図６のハッチング領域からはみ出して、界磁電流のフィードバック制御系が、動作点Ｂよりさらに不安定化する可能性がある。

また、界磁電流Ｉｆの動作領域を動作点Ｃまでとすると、動作点Ａでの微分インダクタンスｄＬｆに基づいて固定の比例ゲインＫｐｆを設定すると、動作点Ｃでは応答周波数ｆｃｆが、目標周波数の５０倍になるため、界磁電流のフィードバック制御系が不安定化する。一方、動作点Ｃでの微分インダクタンスｄＬｆに基づいて固定の比例ゲインＫｐｆを設定すると、動作点Ａでは応答周波数ｆｃｆが、目標周波数の０．０２倍になるため、界磁電流のフィードバック制御系は緩慢な応答となる。

つまり、磁気飽和領域まで積極的に利用する界磁電流制御において、界磁電流Ｉｆの動作領域の全域に亘って、目標とする応答周波数ｆｃｆを実現するためには、比例ゲインＫｐｆが、界磁電流Ｉｆに応じて変化する微分インダクタンスｄＬｆに比例して変化するように設定する必要がある。

＜比例ゲインの設定＞
以上の導出結果に基づき、界磁電流の制御系が設計されている。すなわち、電圧指令値算出部３５２は、比例積分制御の比例ゲインＫｐｆが、界磁電流Ｉｆに応じて変化する微分インダクタンスｄＬｆに比例して変化するように、界磁電流の情報に基づいて、比例ゲインＫｐｆを設定する。ここで、微分インダクタンスｄＬｆは、式（１１）を用いて上述したように、界磁電流Ｉｆの各動作点における、界磁電流Ｉｆの変化に対するロータの磁束ψｆの変化の比である。

この構成によれば、ロータが磁気飽和する領域まで、界磁電流Ｉｆが増加されても、比例ゲインＫｐｆを、界磁電流Ｉｆに応じて変化する微分インダクタンスｄＬｆに比例して変化するように設定でき、界磁電流のフィードバック制御系の応答周波数ｆｃｆが変化することを抑制できる。よって、界磁電流のフィードバック制御系を、界磁電流Ｉｆの動作領域の全域に亘って安定化させることができる。

本実施の形態では、電圧指令値算出部３５２は、界磁電流の情報に基づいて、微分インダクタンスｄＬｆを算出する。電圧指令値算出部３５２は、界磁電流の情報として、界磁電流の検出値Ｉｆｒを用いる。そして、電圧指令値算出部３５２は、図８の（ｃ）に示すような、界磁電流Ｉｆと微分インダクタンスｄＬｆとの関係が予め設定された設定データを用いて、現在の界磁電流の検出値Ｉｆｒに対応する微分インダクタンスｄＬｆを算出する。この設定データには、図９に示すような、テーブルデータが用いられてもよいし、多項式などの高次の近似式が用いられてもよい。

或いは、電圧指令値算出部３５２は、界磁電流の情報として、界磁電流指令値Ｉｆｏに対して、界磁電流指令値Ｉｆｏから界磁電流の検出値Ｉｆｒまでの閉ループ伝達関数Ｇｆｂ（ｓ）に相当する応答遅れ処理を行って算出した、界磁電流の推定値を用いてもよい。例えば、この応答遅れ処理には、式（１２）の第１式に示したような、応答周波数ｆｃｆの一次遅れが用いられる。なお、一次遅れの時定数は、ｆｃｆ×２πの逆数になる。このように構成すれば、界磁電流の検出誤差の影響を受け難くなる。

そして、電圧指令値算出部３５２は、次式に示すように、微分インダクタンスｄＬｆに、予め設定された換算係数Ｋｃを乗算して、比例ゲインＫｐｆを算出する。

換算係数Ｋｃは、式（１３）のように、２π×ｆｃｆに設定されてもよいが、以下で説明するように、実際の演算処理に生じる演算周期Ｔｓｆのむだ時間の影響を考慮して設定される。上述したように、界磁電流制御の演算周期Ｔｓｆは、できるだけ長く設定されるので、影響は無視できない。この演算周期Ｔｓｆのむだ時間要素の伝達関数Ｇｄ（ｓ）を、次式に示すように、１次のパデ近似で近似して表現する。ここでは、むだ時間を演算周期Ｔｓｆとして説明するが、界磁電流を検出してから界磁電圧指令値が出力に反映されるまでの時間とすればよい。

この式（１５）を用いると、閉ループ伝達関数Ｇｆｂ（ｓ）は、次式のようになる。

この式（１６）の閉ループ伝達関数Ｇｆｂ（ｓ）の応答周波数（カットオフ周波数）が、目標の応答周波数ｆｃｆになるためには、目標の応答周波数ｆｃｆにおけるゲインが、次式の関係を満たすように、比例ゲインＫｐｆ及び積分ゲインＫｉｆが設定されればよい。なお、比例積分制御の伝達関数Ｇｃｆ（ｓ）には、式（６）が用いられ、界磁巻線の伝達関数Ｇｐｆ（ｓ）には、式（１２）が用いられる。

式（１７）を満たす、比例ゲインＫｐｆ及び積分ゲインＫｉｆは次式のようになる。ここで、Ｋｌは、式（１７）が満たされるように、１以下の正の値に設定される調整ゲインであり、演算周期Ｔｓｆに応じて変化する。

よって、電圧指令値算出部３５２は、式（１８）の第１式を用い、比例ゲインＫｐｆを算出する。また、電圧指令値算出部３５２は、式（１８）の第２式を用い、積分ゲインＫｉｆを設定する。なお、電圧指令値算出部３５２は、目標の応答周波数ｆｃｆを、運転状態に応じて変化してもよい。なお、むだ時間要素を式（１９）として、式（２０）と式（１７）から調整ゲインＫｌを算出してもよい。

或いは、電圧指令値算出部３５２は、界磁電流Ｉｆと比例ゲインＫｐｆとの関係が予め設定された設定データを用いて、現在の界磁電流の検出値Ｉｆｒに対応する比例ゲインＫｐｆを算出してもよい。この設定データは、図８の（ｃ）の特性及び式（１８）の第１式を用いて、比例ゲインＫｐｆが、界磁電流Ｉｆに応じて変化する微分インダクタンスｄＬｆに比例して変化するように、予め設定される。

＜比例ゲインおよび積分ゲインの設定＞
上述の式（１４）では比例ゲインＫｐｆの算出において換算係数Ｋｃを乗算したが、式（２０）に示すように、比例ゲインＫｐｆと同様に、界磁巻線の抵抗Ｒｆに、換算係数Ｋｃを乗算して、積分ゲインＫｉｆを算出してもよい。

式（１９）および式（１７）から、比例ゲインＫｐｆ及び積分ゲインＫｉｆは式（２１）のようになる。

むだ時間をＴＬとしたとき、調整ゲインＫｌは、式（２２）で与えられ、むだ時間ＴＬ及び応答周波数ｆｃｆで決定される。

つまり、調整ゲインＫｌは、式（２３）のように、むだ時間ＴＬの分だけ見かけ上大きくなる応答周波数を低減する１以下の正の係数である。

比例ゲインＫｐｆおよび積分ゲインＫｉｆを式（２１）で与える場合、閉ループ伝達関数Ｇｆｂ（ｓ）において、厳密に極零相殺が可能なため、微分インダクタンスｄＬｆおよび抵抗Ｒｆが調整ゲインＫｌに関与しない。つまり、微分インダクタンスｄＬｆ及び抵抗Ｒｆの双方又は一方の変化幅が大きい場合であっても、調整ゲインＫｌを一定値で与えることが可能である。また、調整ゲインＫｌが極零相殺に影響を与えないため、調整ゲインＫｌと１との差が大きい場合であっても、オーバーシュートを抑制することができる。

＜車両の発電電動機として用いられる場合＞
本実施の形態の交流回転機の制御装置を、車両用の発電電動機に使用する場合、図１０のような構成となる。交流回転機１のロータの回転軸は、プーリ及びベルト機構１０１を介して、内燃機関１００のクランク軸に連結されている。交流回転機１の回転軸は、内燃機関１００及び変速装置１０２を介して車輪１０３に連結される。交流回転機１は、電動機として機能し、内燃機関１００の補機として、車輪１０３の駆動力源となると共に、発電機として機能し、内燃機関１００の回転を利用して発電を行う。電機子巻線の電流指令値算出部３３２及び界磁巻線の電流指令値算出部３５１は、トルク指令値Ｔｏ等の制御指令値に基づいて、電機子電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏ及び界磁電流指令値Ｉｆｏを算出する。

近年は、アイドルストップ車が増加しており、交流回転機１の駆動トルクにより内燃機関を再始動させる際の、駆動トルクの立ち上がり時間の短縮が求められている。界磁電流の立ち上がり時間は、駆動トルクの立ち上がり時間に大きく影響するため、界磁電流制御の応答周波数を高くしたい。上述したように、微分インダクタンスｄＬｆを考慮して比例ゲインＫｐｆを適切に設定することで、広範囲の界磁電流に対して所望の応答周波数を実現し、駆動トルクの立ち上がり時間を短縮することができる。

また、燃費改善のために、交流回転機１の駆動トルクにより内燃機関のトルクをアシストする場合においても、比例ゲインＫｐｆを適切に設定することで、加速時の駆動トルクの立ち上がりを向上することが可能である。さらに、駆動側での利用頻度が増えるほど、電力収支を確保するために効率的な発電が要求されるようになるが、比例ゲインＫｐｆを適切に設定することで、広範囲の界磁電流に対して所望の応答周波数を実現し、磁束の立ち上がり時間を短縮することができ、発電量の応答を向上させることができる。

２．実施の形態２
次に、実施の形態２に係る交流回転機１及び制御装置１１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転機１及び制御装置１１の基本的な構成は実施の形態１と同様であるが、比例ゲインＫｐｆの設定方法が実施の形態１と異なる。図１１に、本実施の形態に係る制御装置１１のブロック図を示す。

実施の形態１では、Ｉｄ＝０制御が行われており、界磁電流の情報に基づいて、比例ゲインＫｐｆが設定されていた。しかし、本実施の形態では、電機子電流におけるロータの磁極方向の成分であるｄ軸電流Ｉｄが０から変化される。そのため、電圧指令値算出部３５２は、界磁電流の情報に加えて、ｄ軸電流の情報に基づいて、比例ゲインＫｐｆを設定する。

本実施の形態では、電機子電流制御部３３の電流指令値算出部３３２は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを０から変化させる。電流指令値算出部３３２は、最大トルク電流制御又は弱め磁束制御等により、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを０から減少させる。或いは、電流指令値算出部３３２は、ロータの磁束を強めるために、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを０から増加させてもよい。実施の形態１で説明したように、ｄ軸電流の検出値Ｉｄｒは、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに追従するように制御される。

ｄ軸電流Ｉｄが０から増加されると、ロータの磁束ψｆが増加し、Ｉｄ＝０の状態よりも、より小さい界磁電流Ｉｆでロータに磁気飽和が生じる。一方、ｄ軸電流Ｉｄが０から減少されると、ロータの磁束ψｆが減少し、Ｉｄ＝０の状態よりも、より大きい界磁電流Ｉｆでロータに磁気飽和が生じる。よって、ｄ軸電流Ｉｄの0からの増減により、同じ界磁電流Ｉｆにおいても、磁気飽和の程度が増減し、図１２に示すように、微分インダクタンスｄＬｆが増減する。

図１２において、実線はｄ軸電流Ｉｄが0であり、破線はｄ軸電流Ｉｄが0より大きく、一点鎖線はｄ軸電流Ｉｄが0より小さい場合の、界磁電流Ｉｆと微分インダクタンスｄＬｆとの関係を表す。このように、ｄ軸電流Ｉｄが０から変化される場合は、微分インダクタンスｄＬｆは、界磁電流Ｉｆ及びｄ軸電流Ｉｄに応じて変化する。

そこで、本実施の形態では、電圧指令値算出部３５２は、界磁電流の情報及びｄ軸電流の情報に基づいて、比例ゲインＫｐｆを設定する。電圧指令値算出部３５２は、比例ゲインＫｐｆが、界磁電流Ｉｆ及びｄ軸電流Ｉｄに応じて変化する微分インダクタンスｄＬｆに比例して変化するように、界磁電流の情報及びｄ軸電流の情報に基づいて、比例ゲインＫｐｆを設定する。

この構成によれば、ｄ軸電流Ｉｄが０から変化されることにより、同じ界磁電流Ｉｆにおいて、ロータの磁束ψｆが変化し、ロータの磁気飽和の程度が変化し、微分インダクタンスｄＬｆが変化する場合でも、比例ゲインＫｐｆを、界磁電流Ｉｆ及びｄ軸電流Ｉｄに応じて変化する微分インダクタンスｄＬｆに比例して変化するように設定でき、界磁電流のフィードバック制御系の応答周波数ｆｃｆが変化することを抑制できる。よって、ｄ軸電流Ｉｄが０から変化されても、界磁電流のフィードバック制御系を、界磁電流Ｉｆの動作領域の全域に亘って安定化させることができる。

本実施の形態では、電圧指令値算出部３５２は、界磁電流の情報及びｄ軸電流の情報に基づいて、微分インダクタンスｄＬｆを算出する。実施の形態１と同様に、電圧指令値算出部３５２は、界磁電流の情報として、界磁電流の検出値Ｉｆｒ又は界磁電流の推定値を用いる。

電圧指令値算出部３５２は、ｄ軸電流の情報として、ｄ軸電流の検出値Ｉｄｒを用いる。或いは、電圧指令値算出部３５２は、ｄ軸電流の情報として、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを用いてもよい。式（２）を用いて説明したように、界磁電流指令値Ｉｆｏから界磁電流の検出値Ｉｆｒまでのフィードバック制御系（閉ループ伝達関数）の応答周波数ｆｃｆは、電機子電流指令値から電機子電流の検出値までのフィードバック制御系（閉ループ伝達関数）の応答周波数ｆｃｓよりも低くされている。そのため、界磁電流の応答に比べて、実際のｄ軸電流Ｉｄとｄ軸の電流指令値Ｉｄｏとの応答差は小さいため、ｄ軸電流の情報として、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏを用いても、実用上許容できる。

電圧指令値算出部３５２は、界磁電流Ｉｆ及びｄ軸電流Ｉｄと微分インダクタンスｄＬｆとの関係が予め設定された設定データを用いて、現在の界磁電流の検出値Ｉｆｒ又は界磁電流の推定値、及びｄ軸電流の検出値Ｉｄｒ又はｄ軸の電流指令値Ｉｄｏに対応する微分インダクタンスｄＬｆを算出する。この設定データには、図１３に示すような、界磁電流Ｉｆ及びｄ軸電流Ｉｄを検索軸とするテーブルデータが用いられてもよいし、高次の近似式が用いられてもよい。また、ｄ軸電流Ｉｄが大きいほど微分インダクタンスｄＬｆの低下が進むことから、微分インダクタンスｄＬｆの算出に、ｄ軸電流の検出値Ｉｄｒとｄ軸の電流指令値Ｉｄｏとのいずれか大きい方を選択して、使用してもよい。

＜微分インダクタンスｄＬｆの設定データ量の低減＞
図１２に示すように、界磁電流Ｉｆの変化に対して微分インダクタンスｄＬｆが大きく変化する屈曲点の界磁電流Ｉｆは、ｄ軸電流Ｉｄに応じて変化する。従って、図１３のようなテーブルデータにおいて、微分インダクタンスｄＬｆの設定精度を上げるためには屈曲点付近の検索軸の刻み幅を細かくする必要がある。しかし、ｄ軸電流Ｉｄに応じて屈曲点が変化するため、全てのｄ軸電流Ｉｄにおいて精度を上げようとすると、界磁電流Ｉｆの検索軸の刻み幅、及びｄ軸電流Ｉｄの検索軸の刻み幅を細かくする必要があり、データ量が増加する。

そこで、微分インダクタンスｄＬｆの設定データ量を低減する方法を検討する。ロータの合計の磁束は、次式で与えられる。

界磁巻線に対する電機子巻線の巻数比Ｋｎを、式（２５）で与えると、ロータの合計磁束は、式（２６）で表現できる。なお、巻数比Ｋｎは、磁気飽和が生じていない場合の、界磁巻線のインダクタンスＬｆに対する電機子巻線のｄ軸インダクタンスＬｄの比になる。

つまり、ロータの合計磁束は、巻数比Ｋｎにｄ軸電流Ｉｄを乗算した値に、界磁電流Ｉｆを加算した値である換算合計電流値によって表現できる。よって、微分インダクタンスｄＬｆは、換算合計電流値を用いて表現できる。

そこで、電圧指令値算出部３５２は、巻数比Ｋｎにｄ軸電流Ｉｄを乗算した値に、界磁電流Ｉｆを加算した値である換算合計電流値に基づいて、微分インダクタンスｄＬｆを算出する。例えば、電圧指令値算出部３５２は、換算合計電流値と微分インダクタンスとの関係が予め設定された設定データを参照し、現在の換算合計電流値に対応する微分インダクタンスｄＬｆを算出する。この設定データには、図１４に示すような、換算合計電流値を検索軸とするテーブルデータを用いることができる。すなわち、換算合計電流値における１つの屈曲点において、刻み幅を細かくすればよいので、データ量を低減できる。

＜転用例＞
上記の各実施の形態では。ステータに１組の３相の電機子巻線が設けられる場合を例に説明した。しかし、ステータに複数組（例えば２組）の電機子巻線が設けられ、各組の電機子巻線に対応してインバータ及び制御装置の電機子電流制御部が設けられてもよい。この場合も、実施の形態２において、複数組の電機子巻線の電流の合計のｄ軸電流が用いられればよい。

本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

４ 界磁巻線、１１ 交流回転機の制御装置、１２ 電機子巻線、１４ ロータ、１８ ステータ、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｆ 界磁電流、Ｉｆｏ 界磁電流指令値、Ｉｆｒ 界磁電流の検出値、Ｋｎ 巻数比、Ｋｃ 換算係数、Ｋｐｆ 比例ゲイン、Ｌｄ ｄ軸インダクタンス、ｄＬｆ 微分インダクタンス、ｆｃｆ 応答周波数

Claims (16)

1. 界磁巻線を設けたロータと電機子巻線を設けたステータとを有する交流回転機を制御する交流回転機の制御装置であって、
   前記界磁巻線に流れる電流である界磁電流を検出し、前記界磁電流の検出値が界磁電流指令値に近づくように、前記界磁電流指令値と前記界磁電流の検出値との偏差に対して比例積分制御を行って、界磁電圧指令値を算出し、前記界磁電圧指令値に基づいて、前記界磁巻線に電圧を印加し、
   前記界磁電流の各動作点における、前記界磁電流の変化に対する前記ロータの磁束の変化の比を、微分インダクタンスとし、
   前記比例積分制御の比例ゲインが、前記界磁電流に応じて変化する前記微分インダクタンスに比例して変化するように、前記界磁電流の情報に基づいて、前記比例ゲインを設定する交流回転機の制御装置。
2. 前記界磁電流の情報に基づいて、前記微分インダクタンスを算出し、
   前記微分インダクタンスに、予め設定された換算係数を乗算して、前記比例ゲインを算出する請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
3. 前記界磁電流の情報に基づいて、前記微分インダクタンスを算出し、
   前記比例ゲインをＫｐｆとし、前記界磁電流指令値から前記界磁電流の検出値までのフィードバック制御系の応答周波数をｆｃｆとし、前記微分インダクタンスをｄＬｆとし、１以下の正の値に予め設定された調整ゲインをＫＬとし、
   Ｋｐｆ＝ＫＬ×２π×ｆｃｆ×ｄＬｆ
   の算出式を用い、前記比例ゲインを算出する請求項１又は２に記載の交流回転機の制御装置。
4. 前記界磁電流の情報に基づいて、前記微分インダクタンスを算出し、
   前記比例ゲインをＫｐｆとし、前記比例積分制御の積分ゲインをＫｉｆとし、前記界磁電流指令値から前記界磁電流の検出値までのフィードバック制御系の応答周波数をｆｃｆとし、前記微分インダクタンスをｄＬｆとし、前記界磁巻線の抵抗をＲｆとし、１以下の正の値に予め設定された調整ゲインをＫＬとし、
   Ｋｐｆ＝ＫＬ×２π×ｆｃｆ×ｄＬｆ
   Ｋｉｆ＝ＫＬ×２π×ｆｃｆ×Ｒｆ
   の算出式を用い、前記比例ゲインおよび前記積分ゲインを算出する請求項１又は２に記載の交流回転機の制御装置。
5. 前記調整ゲインは、前記界磁電流の制御系におけるむだ時間と前記応答周波数とに基づいて決定されている請求項４に記載の交流回転機の制御装置。
6. 前記電機子巻線に交流電圧を印加して、前記電機子巻線に流れる電流である電機子電流を制御し、前記電機子電流における前記ロータの磁極方向の成分であるｄ軸電流を０から変化させ、
   前記比例ゲインが、前記界磁電流及び前記ｄ軸電流に応じて変化する前記微分インダクタンスに比例して変化するように、前記界磁電流の情報及び前記ｄ軸電流の情報に基づいて、前記比例ゲインを設定する請求項１から５のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置。
7. 前記界磁電流の各動作点における、前記界磁電流の変化に対する前記ロータの磁束の変化の比を、微分インダクタンスとし、
   前記界磁電流の情報及び前記ｄ軸電流の情報に基づいて、前記微分インダクタンスを算出し、
   前記微分インダクタンスに、予め設定された換算係数を乗算して、前記比例ゲインを算出する請求項６に記載の交流回転機の制御装置。
8. 前記界磁電流の各動作点における、前記界磁電流の変化に対する前記ロータの磁束の変化の比を、微分インダクタンスとし、
   前記ｄ軸電流の値に、前記界磁巻線に対する前記電機子巻線の巻数比を乗算した値に、前記界磁電流の値を加算した値である換算合計電流値に基づいて、前記微分インダクタンスを算出する請求項６に記載の交流回転機の制御装置。
9. 前記巻数比は、磁気飽和が生じていない場合の前記界磁巻線のインダクタンスに対する、磁気飽和が生じていない場合の前記電機子巻線のインダクタンスにおける前記ロータの磁極方向の成分の比である請求項８に記載の交流回転機の制御装置。
10. 前記換算合計電流値と前記微分インダクタンスとの関係が予め設定された設定データを参照し、現在の前記換算合計電流値に対応する前記微分インダクタンスを算出する請求項８又は９に記載の交流回転機の制御装置。
11. 前記電機子巻線に流れる電流である電機子電流を検出し、前記電機子電流の検出値が電機子電流指令値に近づくように、前記電機子電流指令値と前記電機子電流の検出値とに基づいて電機子電圧指令値を算出し、前記電機子電圧指令値に基づいて、前記電機子巻線に電圧を印加し、
    前記ｄ軸電流の情報として、前記電機子電流指令値又は前記電機子電流の検出値における前記ロータの磁極方向の成分を用いる請求項６から１０のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置。
12. 前記ｄ軸電流の情報として、前記電機子電流指令値における前記ロータの磁極方向の成分と、前記電機子電流の検出値における前記ロータの磁極方向の成分とのいずれか大きい方を用いる請求項１１に記載の交流回転機の制御装置。
13. 前記界磁電流指令値から前記界磁電流の検出値までのフィードバック制御系の応答周波数は、前記電機子電流指令値から前記電機子電流の検出値までのフィードバック制御系の応答周波数よりも低く、前記界磁電流の制御周期は、前記電機子電流の制御周期よりも長い請求項１１又は１２に記載の交流回転機の制御装置。
14. 前記界磁電流の情報として、前記界磁電流の検出値を用いる請求項１から１３のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置。
15. 前記界磁電流の情報として、前記界磁電流指令値に対して、前記界磁電流指令値から前記界磁電流の検出値までのフィードバック制御系に相当する応答遅れ処理を行って算出した、前記界磁電流の推定値を用いる請求項１から１３のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置。
16. 前記交流回転機は、車両用の発電電動機である請求項１から１５のいずれか一項に記載の交流回転機の制御装置。

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