JP6939436B2 - 回転電動機 - Google Patents

Description

本発明は、回転電動機の位相角の推定に関する。

特許文献１は、同期モータを対象に、パルス電圧を印加したときに発生する電流の変化量を検出し、この電流変化量から磁極位置を示す位相角の推定を行う技術を開示している。

特許第３６８７６０３号公報

上記先行技術の場合、モータを駆動するために印加する電圧にパルス電圧を重畳すると、パルス電圧が外乱となり、騒音の原因になる。そこで、位相角の推定のためにパルス電圧を印加する場合に、騒音を抑制することが望まれる。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、以下の形態として実現することが可能である。

本発明の一形態によれば、巻線（２２１，２２２）を有するステータ（２２０）と、磁極を有するロータ（２１０）と、前記巻線に駆動電圧を供給する駆動制御部（３００）と、を備える回転電動機（４００）が提供される。前記巻線は、２系統の３相巻線を含む。前記駆動制御部は、前記２系統の３相巻線に外乱パルス電圧を印加するための外乱電圧指令を発生する外乱電圧指令発生部（１２０）と；前記外乱電圧指令に応じて、前記２系統の３相巻線に前記外乱パルス電圧を印加するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部（１４０）と；前記スイッチング信号に応じて前記２系統の３相巻線に前記外乱パルス電圧を含む電圧を印加する駆動回路（３０，４０）と；前記外乱パルス電圧の印加によって前記２系統の３相巻線に発生する外乱電流を取得する電流取得部（１５０）と；前記外乱電流から前記ロータの位相角（θｅ）を推定する位相角推定部（１６０）と；を備える。前記駆動制御部は、前記スイッチング信号のオン／オフのタイミングを調整することによって、各系統の３相巻線の線間外乱電圧のデューティを前記調整を行わない場合と同じに維持しつつ、前記２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のタイミングのズレを前記調整を行わない場合よりも減少させる調整部（１３２）を含む。

この形態によれば、２系統以上の３相巻線を有する回転電動機において、線間外乱電圧のデューティを維持しつつそのタイミングのズレを減少させるので、外乱電圧の印加に起因して生じ得る力のバランスを良化することができ、外乱電圧の印加による騒音を低減できる。

回転電動機の構成図。 モータ本体の構成図。 制御部の内部構成を示す機能ブロック図。 第１駆動回路および第２駆動回路の回路図。 印加電圧指令生成部とスイッチング信号生成部の構成例のブロック図。 ＰＷＭ比較波と印加電圧指令と外乱電圧指令の例を示すタイミングチャート。 比較例における外乱電圧指令の例を示すタイミングチャート。 比較例において第１コイルに発生する相電圧と線間外乱電圧を示すタイミングチャート。 比較例において第２コイルに発生する相電圧と線間外乱電圧を示すタイミングチャート。 比較例における第１コイルと第２コイルの線間外乱電圧を比較して示すタイミングチャート。 第１実施形態における調整後の印加電圧指令の例を示すタイミングチャート。 第１実施形態において第１コイルに発生する相電圧と線間外乱電圧を示すタイミングチャート。 第１実施形態において第２コイルに発生する相電圧と線間外乱電圧を示すタイミングチャート。 第１実施形態における第１コイルと第２コイルの線間外乱電圧を比較して示すタイミングチャート。 第２実施形態における調整後の印加電圧指令の例を示すタイミングチャート。 第３実施形態における調整後の印加電圧指令の例を示すタイミングチャート。 第４実施形態における印加電圧指令生成部とスイッチング信号生成部の構成例のブロック図。 Ｕ相における外乱電圧の変調率と外乱電流の時間変化を示すグラフ。 Ｖ相における外乱電圧の変調率と外乱電流の時間変化を示すグラフ。 Ｗ相における外乱電圧の変調率と外乱電流の時間変化を示すグラフ。 第１コイルのｄ軸とｑ軸の外乱電圧の変調率および外乱電流の時間変化を示すグラフ。 第２コイルのｄ軸とｑ軸の外乱電圧の変調率および外乱電流の時間変化を示すグラフ。 第１コイルに印加される外乱電圧ベクトルを示す図。 第２コイルに印加される外乱電圧ベクトルを示す図。 時刻ｔａにおける外乱電圧ベクトル及び外乱電流ベクトルを示す図。 時刻ｔｂにおける外乱電圧ベクトル及び外乱電流ベクトルを示す図。 時刻ｔｃにおける外乱電圧ベクトル及び外乱電流ベクトルを示す図。 時刻ｔｄにおける外乱電圧ベクトル及び外乱電流ベクトルを示す図。 時刻ｔｅにおける外乱電圧ベクトル及び外乱電流ベクトルを示す図。 時刻ｔｆにおける外乱電圧ベクトル及び外乱電流ベクトルを示す図。 第１コイルに発生する外乱電流ベクトルを示す図。 第２コイルに発生する外乱電流ベクトルを示す図。

A. 第１実施形態
図１に示すように、回転電動機４００は、モータ本体２００と、駆動制御部３００とを有している。駆動制御部３００は、モータ駆動ユニット５０と、制御部１００とを含んでいる。本実施形態において、モータ本体２００は、永久磁石同期モータとして構成されている。

モータ駆動ユニット５０は、第１駆動回路３０と第２駆動回路４０とを有する。第１駆動回路３０と第２駆動回路４０は、モータ本体２００が有する２系統の３相巻線をそれぞれ駆動する。制御部１００は、ＰＷＭ信号（スイッチング信号）をこれらの駆動回路３０，４０に供給して、２系統の３相巻線に供給する駆動電圧を制御する。２つの駆動回路３０，４０とモータ本体２００とを接続する３相配線には、電流センサ７１，７２がそれぞれ設けられている。第１電流センサ７１で測定された電流値Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１と，第２電流センサ７２で測定された電流値Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２は、制御部１００に供給される。

図２に示すように、モータ本体２００は、ロータ２１０と、ステータ２２０とを備えている。ロータ２１０は、界磁である。本実施形態において、ロータ２１０は、ロータコア２１２と、ロータコア２１２の内部に埋め込まれた永久磁石２１５とを有するＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）型のロータである。

ステータ２２０は、ステータコア２３０と、ステータコア２３０に設けられたティース２４０と、第１系統の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１と、第２系統の３相巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２とを備えている。これらの巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２は、それぞれティース２４０に巻回されている。第１系統の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は、第１駆動回路３０によって駆動され、第２系統の３相巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２は、第２駆動回路４０によって駆動される。以下では、第１系統の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を「第１コイル」とも呼び、第２系統の３相巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を「第２コイル」とも呼ぶ。

第１Ｕ相コイルＵ１は、Ｕ相コイルＵ１１とＵ相コイルＵ１２とを直列に接続して構成される。Ｕ相コイルＵ１１及びＵ相コイルＵ１２は、ロータ２１０を挟んで向かい合うように配置されている。第１Ｖ相コイルＶ１は、第１Ｕ相コイルＵ１よりも周方向に１２０度ずれた位置に設けられる。第１Ｖ相コイルＶ１は、Ｖ相コイルＶ１１とＶ相コイルＶ１２とを直列に接続して構成される。Ｖ相コイルＶ１１及びＶ相コイルＶ１２は、ロータ２１０を挟んで向かい合うように配置されている。第１Ｗ相コイルＷ１は、第１Ｖ相コイルＶ１よりも周方向に更に１２０度ずれた位置に設けられる。第１Ｗ相コイルＷ１は、Ｗ相コイルＷ１１とＷ相コイルＷ１２とを直列に接続して構成される。Ｗ相コイルＷ１１及びＷ相コイルＷ１２は、ロータ２１０を挟んで向かい合うように配置されている。第１コイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１は、Ｙ結線されており、中性点で電気的に接続されている。

第２Ｕ相コイルＵ２は、第１Ｕ相コイルＵ１よりも周方向に３０度ずれた位置に設けられる。第２Ｕ相コイルＵ２は、Ｕ相コイルＵ２１とＵ相コイルＵ２２とを直列に接続して構成される。Ｕ相コイルＵ２１及びＵ相コイルＵ２２は、ロータ２１０を挟んで向かい合うように配置されている。第２Ｖ相コイルＶ２は、第１Ｖ相コイルＶ１よりも周方向に３０度ずれた位置に設けられる。第２Ｖ相コイルＶ２は、Ｖ相コイルＶ２１とＶ相コイルＶ２２とを直列に接続して構成される。Ｖ相コイルＶ２１及びＶ相コイルＶ２２は、ロータ２１０を挟んで向かい合うように配置されている。第２Ｗ相コイルＷ２は、第１Ｗ相コイルＷ１よりも周方向に３０度ずれた位置に設けられる。第２Ｗ相コイルＷ２は、Ｗ相コイルＷ２１とＷ相コイルＷ２２とを直列に接続して構成される。Ｗ相コイルＷ２１及びＷ相コイルＷ２２は、ロータ２１０を挟んで向かい合うように配置されている。第２コイルＵ２，Ｖ２，Ｗ２も、Ｙ結線されており、中性点で電気的に接続されている。

第１コイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１と第２コイルＵ２，Ｖ２，Ｗ２とは、ロータ２１０の回転方向に沿って互いにオフセットした位置に配置されている。本実施形態では、２組のコイルのオフセット量（θ１＋θ２）は３０度である。本実施形態では、第１Ｕ相コイルＵ１１と第２Ｕ相コイルＵ２１との中間位置をα軸として定義する。このα軸は、ロータ２１０の位相角θｅの基準位置として使用される。すなわち、ロータ２１０の位相角θｅは、ロータ２１０の永久磁石２１５のＮ極方向（ｄ軸方向）の回転位置を、ステータ２２０のα軸から反時計方向に測定した角度として定義される。なお、第１Ｕ相コイルＵ１は、α軸からθ１だけオフセット位置に配置されている。第２Ｕ相コイルＵ２は、α軸から−θ２だけオフセットした位置に配置されている。本実施形態では、θ１＝θ２＝１５度である。但し、第１コイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１と第２コイルＵ２，Ｖ２，Ｗ２はオフセットしている必要はなく、同じ回転位置に設けられていてもよい。

制御部１００（図１）は、ｄ−ｑ座標系を用いた電流ベクトル制御によってモータ本体２００の回転を制御する。ｄ軸は、ロータ２１０に設けられた永久磁石２１５の磁界が貫く方向である。Ｎ極の向きが、ｄ軸の正の向きである。ｑ軸は、ｄ軸に対して電気的に９０度だけ進んだ方向である。ｄ−ｑ座標系における電流ベクトルのｄ軸成分をｄ軸電流と呼び、ｑ軸成分をｑ軸電流と呼ぶ。ｑ軸電流は、ｑ軸方向に磁界が発生するように作用する。従って、ｑ軸電流は、トルクを発生させる。一方、ｄ軸電流は、ｄ軸方向に磁界を発生させるため、モータトルクを発生させず、弱め界磁制御に使用される。制御部１００は、最大のモータトルク効率が得られるように電流位相を制御する。制御部１００は、こうした電流ベクトル制御のために、位相角θｅを推定する。

ところで、いわゆるセンサレス駆動では、駆動回路３０，４０の電圧情報と電流情報から位相角θｅを推定することが可能である。但し、通常のセンサレス駆動で使用される位相角θｅの推定方法では、永久磁石２１５の回転に応じた逆起電力が電圧情報に含まれていることを必要とするので、ロータ２１０が停止している状態や低速で回転している状態では、位相角θｅを推定することができない場合がある。そこで、本実施形態では、外乱電圧を印加することによって、停止状態や低回転状態でも位相角θｅを推定するものとしている。特に停止状態では、位相角θｅを精度良く推定することが可能である。

図３に示すように、制御部１００は、駆動電圧指令発生部１１０と、外乱電圧指令発生部１２０と、印加電圧指令生成部１３０と、スイッチング信号生成部１４０と、電流取得部１５０と、位相角推定部１６０とを有する。制御部１００は、例えば、プロセッサとメモリとを含むコンピュータとして構成されており、不揮発性メモリに格納されたコンピュータプログラムを実行することによって図３の各部の機能を実現する。但し、制御部１００の各部の機能をハードウェア回路によって実現してもよい。

駆動電圧指令発生部１１０は、回転電動機４００を駆動するための駆動電圧指令として、第１コイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１の駆動電圧指令Ｄｒｕ１，Ｄｒｖ１，Ｄｒｗ１と、第２コイルＵ２，Ｖ２，Ｗ２の駆動電圧指令Ｄｒｕ２，Ｄｒｖ２，Ｄｒｗ２を発生する。

外乱電圧指令発生部１２０は、２系統の３相巻線に外乱パルス電圧を印加するための外乱電圧指令として、第１コイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１用の外乱電圧指令δｕ１，δｖ１，δｗ１と、第２コイルＵ２，Ｖ２，Ｗ２用の外乱電圧指令δｕ２，δｖ２，δｗ２を発生する。

印加電圧指令生成部１３０は、駆動電圧指令Ｄｒｕ１，Ｄｒｖ１，Ｄｒｗ１，Ｄｒｕ２，Ｄｒｖ２，Ｄｒｗ２と、外乱電圧指令δｕ１，δｖ１，δｗ１，δｕ２，δｖ２，δｗ２から、第１コイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１の印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１と、第２コイルＵ２，Ｖ２，Ｗ２の印加電圧指令Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２を生成する。本実施形態において、印加電圧指令生成部１３０は、駆動電圧指令と外乱電圧指令とを加算することによって、印加電圧指令を生成する。

スイッチング信号生成部１４０は、印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１，Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２に応じて、第１コイルＵ１，Ｖ１，Ｗ１用のスイッチング信号Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１と、第２コイルＵ２，Ｖ２，Ｗ２用のＳｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２とを生成する。本実施形態において、スイッチング信号生成部１４０は、印加電圧指令をＰＷＭ比較波（キャリア波）と比較することによって、スイッチング信号を生成する。

電流取得部１５０は、第１駆動回路３０の３相電流値Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１と、第２駆動回路４０の３相電流値Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２とを取得する。これらの電流値は、電流センサ７１，７２（図１）で測定された値である。また、これらの電流値は、外乱電圧指令に応じて各コイルに印加された外乱パルス電圧に応じた外乱電流を含んでいる。

位相角推定部１６０は、３相電流値Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２に含まれる外乱電流値に応じて、ロータ２１０の位相角を推定する。位相角推定部１６０の機能については、節を改めて詳述する。

図４に示すように、モータ駆動ユニット５０は、第１駆動回路３０と第２駆動回路４０の他に、直流電源回路６０を備えている。第１駆動回路３０は、第１コイル２２１を駆動し、第２駆動回路４０は第２コイル２２２を駆動する。第１コイル２２１は、前述した第１系統の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１と同じものである。第２コイル２２２は、前述した第２系統の３相巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２と同じものである。第１コイル２２１の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１は、中性点Ｍ１で接続されており、第２コイル２２２の３相巻線Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２は、中性点Ｍ２で接続されている。

直流電源回路６０は、主電源ライン６１と主グラウンドライン６２の間に接続されたバッテリ６４と、主電源ライン６１上に設置された平滑用コイル６３とを有している。主電源ライン６１は、第１駆動回路３０の第１電源ライン６１１と、第２駆動回路４０の第２電源ライン６１２とに分岐している。主グラウンドライン６２は、第１駆動回路３０の第１グラウンドライン６２１と、第２駆動回路４０の第２グラウンドライン６２２とに分岐している。第１駆動回路３０と第２駆動回路４０は、同じ構成を有しているので、以下では主として第１駆動回路３０の構成を説明する。

第１駆動回路３０は、６個のスイッチング素子３１〜３６により３相インバータ回路を構成したものである。これらのスイッチング素子３１〜３６は、例えば、ＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成されている。第１スイッチング素子３１と第２スイッチング素子３２は直列接続されている。同様に、第３スイッチング素子３３と第４スイッチング素子３４も直列接続されており、第５スイッチング素子３５と第６スイッチング素子３６も直列接続されている。第１駆動回路３０には、更に、３つの電力供給ライン３７Ｕ，３７Ｖ，３７Ｗが設けられている。第１Ｕ電力供給ライン３７Ｕは、２つのスイッチング素子３１，３２の間と第１Ｕ相コイルＵ１とを接続する。同様に、第１Ｖ相電力供給ライン３７Ｖは、２つのスイッチング素子３３，３４の間と第１Ｖ相コイルＶ１とを接続し、第１Ｗ相電力供給ライン３７Ｗは２つのスイッチング素子３５，３６の間と第１Ｗ相コイルＷ１とを接続する。３つの電力供給ライン３７Ｕ，３７Ｖ，３７Ｗには、相開放リレー３８Ｕ，３８Ｖ，３８Ｗが設けられている。相開放リレー３８Ｕ，３８Ｖ，３８Ｗを開くことによって、第１コイル２２１への通電を遮断できるようになっている。

グラウンドライン６２１とスイッチング素子３２，３４，３６との間には、シャント抵抗３９Ｕ，３９Ｖ，３９Ｗが設けられる。電流センサ７１（図１）は、各相に流れる電流値Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１を、シャント抵抗３９Ｕ，３９Ｖ，３９Ｗの両端電圧を測定することによって測定する。

第１電源ライン６１１とグラウンドライン６２１との間には平滑用コンデンサ６３１が接続されている。第１電源ライン６１１には、電源リレー６４１が設けられている。電源リレー６４１は、制御部１００から与えられる開閉制御信号に応じて開閉する。

第１駆動回路３０の各スイッチング素子３１〜３６のゲートには、制御部１００からスイッチング信号Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１（図３）が供給される。これらのスイッチング信号によって、第１コイル２２１に印加する電圧のデューティ比が制御され、駆動電圧が目標電圧に調整される。

図５に示すように、印加電圧指令生成部１３０は、調整部１３２と、加算部１３４とを有している。加算部１３４は、外乱電圧指令δｕ１，δｖ１，δｗ１，δｕ２，δｖ２，δｗ２を、駆動電圧指令Ｄｒｕ１，Ｄｒｖ１，Ｄｒｗ１，Ｄｒｕ２，Ｄｒｖ２，Ｄｒｗ２とそれぞれ加算することによって、印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１，Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２を生成する。調整部１３２は、印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１，Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２のレベルを変更することによって、調整後の印加電圧指令Ｄｕ１^＊，Ｄｖ１^＊，Ｄｗ１^＊，Ｄｕ２^＊，Ｄｖ２^＊，Ｄｗ２^＊を生成する。なお、調整部１３２によるレベル調整は、２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のタイミングのズレを、調整を行わない場合よりも減少させるために実行される。この調整の内容については後述する。

スイッチング信号生成部１４０は、比較波発生部１４２と、比較部１４４とを有している。比較波発生部１４２は、ＰＷＭ比較波（キャリア波）ＣＷを発生する。ＰＷＭ比較波ＣＷとしては、例えば、三角波や鋸波を使用可能である。比較部１４４は、印加電圧指令Ｄｕ１^＊，Ｄｖ１^＊，Ｄｗ１^＊，Ｄｕ２^＊，Ｄｖ２^＊，Ｄｗ２^＊をＰＷＭ比較波ＣＷと比較することによって、スイッチング信号Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１，Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２を生成する。

図６に示すように、１駆動周期Ｔｄｒは、複数のＰＷＭ周期Ｔから構成される。この駆動周期Ｔｄｒは、電気角で２πの期間に相当する。２系統の３相巻線に対する駆動電圧指令Ｄｒｕ１，Ｄｒｕ２は、１駆動周期Ｔｄｒの期間内でほぼ正弦波状の指令値波形に設定される。また、駆動電圧指令Ｄｒｕ１，Ｄｒｕ２は、１駆動周期Ｔｄｒの期間において同一に設定されることが好ましい。但し、駆動電圧指令Ｄｒｕ１，Ｄｒｕ２を、これ以外の波形に設定しても良く、例えば、２つの駆動電圧指令Ｄｒｕ１，Ｄｒｕ２を互いに異なる値に設定しても良い。第１Ｕ相コイルＵ１用の外乱電圧指令δｕ１は、１駆動周期Ｔｄｒ当たり複数回のパルス電圧指令を含む。本実施形態におけるパルス電圧指令の波形は、矩形波であり、１駆動周期Ｔｄｒ当たりのパルス電圧指令の個数は６である。１回のパルス電圧指令は、２つのＰＷＭ周期Ｔにわたっており、そのうちの一方の周期Ｔでは指令値が正、他方の周期Ｔでは指令値が負であり、両者の絶対値は等しい。

外乱電圧指令δｕ１の複数回のパルス電圧指令は、互いに離間していること（指令値がゼロの期間を挟むこと）が好ましい。この理由は、個々のパルス電圧指令によって望ましい外乱電圧を印加できるようにするため、及び、その外乱電圧により発生する外乱電流を精度良く検出できるようにするためである。外乱電圧指令δｕ１の絶対値は、モータトルクを発生させるための駆動電圧指令Ｄｒｕ１，Ｄｒｕ２よりも十分に小さいことが好ましい。この例において、第２Ｕ相コイルＵ２用の外乱電圧指令δｕ２は、第１Ｕ相コイルＵ１用の外乱電圧指令δｕ１と絶対値が等しく、正負の符号を反転させたものである。この点はＶ相及びＷ相の外乱電圧指令も同様である。換言すれば、２系統の３相巻線に対しては、位相が１８０度異なる外乱電圧が与えられる。２つの外乱電圧指令δｕ１，δｕ２の絶対値を異なる値に設定してもよい。但し、外乱電圧による騒音を低減するという観点からは、２つの外乱電圧指令δｕ１，δｕ２の絶対値を同じ値とし、その正負の符号を反転させることが好ましい。なお、図６における電圧指令Ｄｒｕ１，Ｄｒｕ２，δｕ１，δｕ２の縦軸は変調率である。変調率は、０〜１００％の範囲の値を取りうる。３相分の外乱電圧指令の例については、節を改めて説明する。

図７および図８Ａ〜図８Ｃには、比較例における外乱電圧指令とこれに応じて発生する外乱パルス電圧の例が示されている。以下における比較例及び実施形態の説明では、説明の便宜上、ロータ２１０が停止状態にあり、駆動電圧指令がゼロであるものとして説明する。但し、駆動電圧指令がゼロでない場合も、実質的にはほぼ同じ説明が適用できる。比較例において、駆動電圧指令がゼロの場合には、外乱電圧指令δｕ１，δｖ１，δｗ１，δｕ２，δｖ２，δｗ２（図５）がそのまま印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１，Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２としてスイッチング信号生成部１４０に供給される。従って、停止状態でロータ２１０の位相角を推定する場合には、印加電圧指令生成部１３０の加算部１３４は省略可能である。

図７に示す比較例では、第１コイル２２１用の印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１と、第２コイル２２２用の印加電圧指令Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２の例が示されている。ここでは、前述したように、印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１，Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２は、外乱電圧指令δｕ１，δｖ１，δｗ１，δｕ２，δｖ２，δｗ２に等しい。個々の印加電圧指令は、２つのＰＷＭ周期Ｔにわたっており、そのうちの一方の周期Ｔでは指令値が正、他方の周期Ｔでは指令値が負であり、両者の絶対値は等しい。

図８Ａに示すように、印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１に応じて第１コイル２２１に相電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１が印加され、これらに応じてＵ相−Ｖ相間の線間外乱電圧（Ｖｕ１−Ｖｖ１）と、Ｖ相−Ｗ相間の線間外乱電圧（Ｖｕ１−Ｖｗ１）と、Ｗ相−Ｕ相間の線間外乱電圧（Ｖｗ１−Ｖｕ１）とが発生する。また、図８Ｂに示すように、印加電圧指令Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２に応じて第２コイル２２２に相電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２が印加され、これらに応じてＵ相−Ｖ相間の線間外乱電圧（Ｖｕ２−Ｖｖ２）と、Ｖ相−Ｗ相間の線間外乱電圧（Ｖｕ２−Ｖｗ２）と、Ｗ相−Ｕ相間の線間外乱電圧（Ｖｗ２−Ｖｕ２）とが発生する。第１コイル２２１と第２コイル２２２に印加される実質的な電圧は、線間外乱電圧なので、相電圧よりも線間外乱電圧がより重要である。すなわち、線間外乱電圧（Ｖｕ２−Ｖｖ２），（Ｖｕ２−Ｖｗ２），（Ｖｗ２−Ｖｕ２）は、実質的な外乱パルス電圧に相当する。

図８Ｃに示すように、第１コイル２２１と第２コイル２２２の対応する線間外乱電圧は、それぞれのオンタイミングとオフタイミングが両方ともずれている。従って、これらの線間外乱電圧によって発生する外乱電流も発生タイミングがずれてしまう。このように、第１コイル２２１と第２コイル２２２に発生する外乱電流の発生タイミングがずれてしまうと、騒音が発生する可能性がある。

図９に示すように、第１実施形態において、調整部１３２（図５）によってレベル調整がされた第１コイル２２１用の印加電圧指令Ｄｕ１^＊，Ｄｖ１^＊，Ｄｗ１^＊は、各ＰＷＭ周期Ｔにおいて、調整前の印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１（図７）のレベル差を維持した状態で、そのうちの最低レベルの指令がＰＷＭ比較波ＣＷの最低レベルと一致するように調整されている。レベル調整後の第２コイル２２２用の印加電圧指令Ｄｕ２^＊，Ｄｖ２^＊，Ｄｗ２^＊も同様に、調整前の印加電圧指令Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２のレベル差を維持した状態で、そのうちの最低レベルの指令がＰＷＭ比較波ＣＷの最低レベルと一致するように調整されている。

なお、図９においても、ロータ２１０が停止しており、駆動電圧指令がゼロであると仮定している。従って、レベル調整後の印加電圧指令Ｄｕ１^＊，Ｄｖ１^＊，Ｄｗ１^＊，Ｄｕ２^＊，Ｄｖ２^＊，Ｄｗ２^＊は、同様のレベル調整を外乱電圧指令δｕ１，δｖ１，δｗ１，δｕ２，δｖ２，δｗ２に適用して得られる調整後の外乱電圧指令δｕ１^＊，δｖ１^＊，δｗ１^＊，δｕ２^＊，δｖ２^＊，δｗ２^＊に等しい。

図１０Ａに示すように、レベル調整後の印加電圧指令Ｄｕ１^＊，Ｄｖ１^＊，Ｄｗ１^＊に応じて第１コイル２２１に相電圧Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１が印加され、これらに応じてＵ相−Ｖ相間の線間外乱電圧（Ｖｕ１−Ｖｖ１）と、Ｖ相−Ｗ相間の線間外乱電圧（Ｖｕ１−Ｖｗ１）と、Ｗ相−Ｕ相間の線間外乱電圧（Ｖｗ１−Ｖｕ１）が発生する。また、図１０Ｂに示すように、レベル調整後の印加電圧指令Ｄｕ２^＊，Ｄｖ２^＊，Ｄｗ２^＊に応じて第２コイル２２２に相電圧Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２が印加され、これらに応じてＵ相−Ｖ相間の線間外乱電圧（Ｖｕ２−Ｖｖ２）と、Ｖ相−Ｗ相間の線間外乱電圧（Ｖｕ２−Ｖｗ２）と、Ｗ相−Ｕ相間の線間外乱電圧（Ｖｗ２−Ｖｕ２）とが発生する。

図１０Ｃに示すように、第１実施形態において、第１コイル２２１と第２コイル２２２の対応する線間外乱電圧（実質的な外乱パルス電圧）は、図８Ｃに示した比較例に比べて発生タイミングが一致している。特に、第１コイル２２１のＵ相−Ｖ相間の線間外乱電圧（Ｖｕ１−Ｖｖ１）と、第２コイル２２２のＵ相−Ｖ相間の線間外乱電圧（Ｖｕ２−Ｖｖ２）とは、オンタイミング（立ち上がりタイミング）とオフタイミング（立ち下がりタイミング）が両方ともに一致しており、ズレがゼロとなっているので、騒音を低減する点で好ましい。この例では、３種類の線間外乱電圧のうちで、Ｕ相−Ｖ相間の線間外乱電圧が実質的に最も大きいので、その発生タイミングが第１コイル２２１と第２コイル２２２で一致していれば、騒音の低減効果が特に顕著である。なお、図８Ｃと図１０Ｃとを比較すれば理解できるように、１ＰＷＭ周期Ｔにおける線間外乱電圧（Ｖｕ１−Ｖｖ１）のデューティは、レベル調整前（図８Ｃ）とレベル調整後（図１０Ｃ）で等しい。この点は、他の２つの線間外乱電圧についても同様である。

このように、第１実施形態では、調整部１３２（図５）が、２系統の３相巻線に対する印加電圧指令の電圧レベルを調整することによって、調整を行わない場合に比べて、２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のタイミングのズレを減少させている。この結果、外乱電圧の印加に起因して生じ得る力のバランスを良化することができ、外乱電圧の印加による騒音を低減することが可能である。なお、調整部１３２は、スイッチング信号Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１，Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２のオン／オフのタイミングを調整することによって、２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のタイミングのズレを減少させているものと考えることも可能である。

特に、第１実施形態では、２系統の３相巻線のそれぞれに対する３つの印加電圧指令の相対的なレベル差を維持しつつ、隣接する２つのＰＷＭ周期Ｔにおいて、３つの印加電圧指令のうちで最低の電圧値を示す最低指令のレベルを一致させることによって、外乱電圧の印加に起因する騒音を低減できる。なお、第１実施形態では、図９に示したように、３つの印加電圧指令のうちで最低の電圧値を示す最低指令のレベルを、ＰＷＭ比較波ＣＷの最低レベルに一致させていたが、ＰＷＭ比較波ＣＷの最低レベル以外の他のレベルに一致させるようにしてもよい。

また、第１実施形態では、第１コイル２２１と第２コイル２２２のＵ相−Ｖ相間の線間外乱電圧（Ｖｕ１−Ｖｖ１），（Ｖｕ２−Ｖｖ２）のオンタイミングとオフタイミングが両方ともに一致していたが、オンタイミングとオフタイミングの一方のみが一致していてもよい。但し、騒音の低減という観点からは、オンタイミングとオフタイミングを両方とも一致させることが好ましい。この説明から理解できるように、本明細書において、「２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のタイミングが一致する」という語句は、最も広義には、３つの線間外乱電圧の少なくとも１つについて、オンタイミングとオフタイミングの少なくとも一方が一致することを意味している。

B. 他の実施形態
図１１に示すように、第２実施形態においては、調整部１３２（図５）によってレベル調整がされた第１コイル２２１用の印加電圧指令Ｄｕ１^＊，Ｄｖ１^＊，Ｄｗ１^＊は、各ＰＷＭ周期Ｔにおいて、レベル調整しない場合の印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１のレベル差を維持した状態で、そのうちの最高レベルの指令がＰＷＭ比較波ＣＷの最高レベルと一致するように調整されている。レベル調整後の第２コイル２２２用の印加電圧指令Ｄｕ２^＊，Ｄｖ２^＊，Ｄｗ２^＊も同様に、レベル調整しない場合の印加電圧指令Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２のレベル差を維持した状態で、そのうちの最高レベルの指令がＰＷＭ比較波ＣＷの最高レベルと一致するように調整されている。なお、第２実施形態と第１実施形態の違いは、図１１に示したレベル調整後の印加電圧指令Ｄｕ１^＊，Ｄｖ１^＊，Ｄｗ１^＊，Ｄｕ２^＊，Ｄｖ２^＊，Ｄｗ２^＊のレベルのみであり、装置構成や制御方法は第１実施形態と同じである。

この第２実施形態においても、上述した第１実施形態と同様に、レベル調整後の印加電圧指令に応じて２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧は、図８Ｃに示した比較例に比べて発生タイミングが一致するので、外乱電圧の印加に起因して生じ得る力のバランスを良化することができ、騒音を低減することが可能である。

図１２に示すように、第３実施形態においては、調整部１３２（図５）によってレベル調整がされた第１コイル２２１用の印加電圧指令Ｄｕ１^＊，Ｄｖ１^＊，Ｄｗ１^＊は、各ＰＷＭ周期Ｔにおいて、レベル調整しない場合の印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１のレベル差を維持した状態で、そのうちの最低レベルの指令がＰＷＭ比較波ＣＷの最高レベルと最低レベルの間の所定のレベルＬｒｅｆと一致するように調整されている。レベル調整後の第２コイル２２２用の印加電圧指令Ｄｕ２^＊，Ｄｖ２^＊，Ｄｗ２^＊も同様に、レベル調整しない場合の印加電圧指令Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２のレベル差を維持した状態で、そのうちの最低レベルの指令がＰＷＭ比較波ＣＷの所定のレベルＬｒｅｆと一致するように調整されている。なお、第３実施形態と第１実施形態の違いも、図１２に示したレベル調整後の印加電圧指令Ｄｕ１^＊，Ｄｖ１^＊，Ｄｗ１^＊，Ｄｕ２^＊，Ｄｖ２^＊，Ｄｗ２^＊のレベルのみであり、装置構成や制御方法は第１実施形態と同じである。

この第３実施形態においても、上述した第１実施形態と同様に、レベル調整後の印加電圧指令に応じて２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧は、図８Ｃに示した比較例に比べて発生タイミングが一致するので、外乱電圧の印加に起因して生じ得る力のバランスを良化することができ、騒音を低減することが可能である。

図１３に示すように、第４実施形態では、調整部１３２は、外乱電圧指令δｒｕ１，δｒｖ１，δｒｗ１，δｒｕ２，δｒｖ２，δｒｗ２のレベルを変更する。加算部１３４は、レベル調整後の外乱電圧指令δｒｕ１^＊，δｒｖ１^＊，δｒｗ１^＊，δｒｕ２^＊，δｒｖ２^＊，δｒｗ２^＊を、駆動電圧指令Ｄｒｕ１，Ｄｒｖ１，Ｄｒｗ１，Ｄｒｕ２，Ｄｒｖ２，Ｄｒｗ２とそれぞれ加算することによって、印加電圧指令Ｄｕ１^＊，Ｄｖ１^＊，Ｄｗ１^＊，Ｄｕ２^＊，Ｄｖ２^＊，Ｄｗ２^＊を生成する。第１実施形態における図５の例と同様に、調整部１３２によるレベル調整は、２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のタイミングのズレを、調整を行わない場合よりも減少させるために実行される。

前述した第１実施形態の図５の構成では、レベル調整は、印加電圧指令Ｄｕ１，Ｄｖ１，Ｄｗ１，Ｄｕ２，Ｄｖ２，Ｄｗ２に対して実行されていた。一方、図１３の構成では、レベル調整は、外乱電圧指令δｕ１，δｖ１，δｗ１，δｕ２，δｖ２，δｗ２に対して行われる。このレベル調整は、レベル調整後の外乱電圧指令δｕ１^＊，δｖ１^＊，δｗ１^＊，δｕ２^＊，δｖ２^＊，δｗ２^＊と駆動電圧指令Ｄｒｕ１，Ｄｒｖ１，Ｄｒｗ１，Ｄｒｕ２，Ｄｒｖ２，Ｄｒｗ２とを加算して得られる印加電圧指令Ｄｕ１^＊，Ｄｖ１^＊，Ｄｗ１^＊，Ｄｕ２^＊，Ｄｖ２^＊，Ｄｗ２^＊のレベルが、図９（第１実施形態）、図１１（第２実施形態）、又は図１３（第３実施形態）で説明したレベルのいずれかに従うように実行することが可能である。また、第４実施形態におけるレベル調整は、各系統の３相巻線のそれぞれに対する３つの外乱電圧指令の相対的なレベル差を維持しつつ、隣接する２つのＰＷＭ周期において、（ｉ）３つの外乱電圧指令のうちで最低の電圧値を示す最低指令のレベルを一致させる調整処理、又は、（ｉｉ）３つの外乱電圧指令のうちで最高の電圧値を示す最高指令のレベルを一致させる調整処理、のいずれかを実行することが好ましい。この際、印加電圧生成部１３０（図３）からスイッチング信号生成部１４０に供給する印加電圧指令の最高値と最低値が、ＰＷＭ比較波ＣＷの最低レベルと最高レベルの間に収まるように調整を実行することが特に好ましい。こうすることにより、上述した第１〜第３実施形態とほぼ同様の効果を得ることが可能である。

このように、第４実施形態では、調整部１３２（図１３）が、２系統の３相巻線に対する外乱電圧指令の電圧レベルを調整することによって、調整を行わない場合に比べて、２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のタイミングのズレを減少させている。この結果、外乱電圧の印加に起因して生じ得る力のバランスを良化することができ、外乱電圧の印加による騒音を低減することが可能である。なお、調整部１３２は、スイッチング信号Ｓｕ１，Ｓｖ１，Ｓｗ１，Ｓｕ２，Ｓｖ２，Ｓｗ２のオン／オフのタイミングを調整することによって、２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のタイミングのズレを減少させているものと考えることも可能である。

C. 外乱パルス電圧の印加による位相角の推定方法
図１４〜図１６に示すように、外乱パルス電圧は、１セットとして６回、２系統の３相巻線Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１，Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に印加される。これらの外乱パルス電圧は、ロータ２１０にトルクを発生させるための駆動電圧に重畳される。図１４の外乱パルス電圧は、図６に示した外乱電圧指令δｕ１，δｕ２に対応する電圧を示している。なお、以下では、便宜上、外乱電圧指令のレベル調整を行わない場合について説明する。また、以下では、位相角θｅがゼロ度、つまりα軸とｄ軸とが一致している場合を例にとって説明する。

２つのコイル２２１，２２２のそれぞれに１回目に印加されるパルス電圧は、同期間に印加される。つまり、時刻ｔａから印加が開始され、時間Ｔの後、変調率の符号が反転し、さらに時間Ｔの後、印加が終了する。この「時間Ｔ」は、図６に示したＰＷＭ周期Ｔと同じである。反転前後で、電圧振幅の絶対値は同じである。２回目〜６回目に印加されるパルス電圧についても同様である。このように２つの周期Ｔに亘って印加される電圧のことを、本実施形態では、「パルス電圧」又は「外乱パルス電圧」と呼ぶ。

図１７及び図１８には、図１４〜図１６に示したパルス電圧に対応するｄ軸電圧とｑ軸電圧とを示している。前述したように、ここでは、α軸とｄ軸とが一致している場合を例としており、ｄ−ｑ座標系による図示の方が分かりやすいため、以下では、図１４〜図１６の代わりに図１７と図１８を参照されたい。

図１９Ａに示すように、６つの時刻ｔａ〜ｔｆにおいて、第１コイル２２１に外乱電圧ベクトルＶＶ１ａ〜ＶＶ１ｆがそれぞれ印加される。これらの６つの外乱電圧ベクトルＶＶ１ａ〜ＶＶ１ｆのベクトル方向は、α軸、及び、α軸から６０度進んだ方向に相当する。同様に、図１９Ｂに示すように、６つの時刻ｔａ〜ｔｆにおいて、第２コイル２２２に外乱電圧ベクトルＶＶ２ａ〜ＶＶ２ｆがそれぞれ印加される。また、外乱電圧ベクトルＶＶ１ａ〜ＶＶ１ｆ，ＶＶ２ａ〜ＶＶ２ｆの絶対値（ベクトル長さ）は互いに等しい。

図２０Ａに示すように、２つの外乱電圧ベクトルＶＶ１ａ，ＶＶ２ａは、位相角が１８０度異なる。外乱電圧ベクトルの位相角、つまり外乱電圧ベクトルの向きは、各時刻についての１回目の時間Ｔにおいて印加される電圧によって決定される。例えば、第１コイル２２１に対して時刻ｔａから印加されるパルス電圧の場合、１回目の時間Ｔにおいて印加される外乱電圧の変調率は、図１７に示すようにｄ軸については正値であり、ｑ軸についてはゼロである。このため、上記パルス電圧による外乱電圧ベクトルの位相角は、ゼロ度である。２つの外乱電圧ベクトルＶＶ１ａ，ＶＶ２ａの絶対値は同じである。このため、２つの電圧ベクトルＶＶ１ａ，ＶＶ２ａは、１８０度対称の性質を有する。外乱電圧ベクトルＶＶ１ｂ〜ＶＶ１ｆ及び外乱電圧ベクトルＶＶ２ｂ〜ＶＶ２ｆの各々の組み合わせにおいても、１８０度対称の性質を有する。

図２０Ａ〜図２０Ｆに示すように、電流取得部１５０は、これらの外乱電圧ベクトルＶＶ１ａ〜ＶＶ１ｆ，ＶＶ２ａ〜ＶＶ２ｆに応じて発生する外乱パルス電流値を、２つの電流センサ７１，７２から取得する。すなわち、電流取得部１５０は、第１電流センサ７１から、６つの時刻ｔａ〜ｔｆにおける第１コイル２２１の外乱電流ベクトルＶＩ１ａ〜ＶＩ１ｆを取得し、第２電流センサ７２から、第２コイル２２２の外乱電流ベクトルＶＩ２ａ〜ＶＩ２ｆを取得する。

図２０Ａに示す合成電流ベクトルＶＩＲａは、時刻ｔａにおける第１コイル２２１の外乱電流ベクトルＶＩ１ａと第２コイル２２２の外乱電流ベクトルＶＩ２ａの合成ベクトルである。同様に、図２０Ｂ〜図２０Ｆにも、各時刻における合成電流ベクトルＶＩＲｂ〜ＶＩＲｆが示されている。

ロータ２１０の中心から径方向外側に向かう半直線に沿った透磁率は、図２に示したＳＰＭ型としての構造上、位相角θｅに依存しない。このため、外乱電流ベクトルＶＩ１ａ〜ＶＩ１ｆの絶対値は、磁気飽和が発生していない場合、理想的には全て等しくなる。但し、本実施形態では、磁気飽和が発生するようにパルス電圧の電圧振幅が定められているため、外乱電流ベクトルＶＩ１ａ〜ＶＩ１ｆの絶対値は、位相角θｅに依存する。このため、位相角θｅの推定が可能である。

位相角推定部１６０は、電流取得部１５０から、外乱電流ベクトルＶＩ１ａ〜ＶＩ１ｆ，ＶＩ２ａ〜ＶＩ２ｆの入力を受ける。位相角推定部１６０は、外乱電流ベクトルＶＩ１ａ〜ＶＩ１ｆ，ＶＩ２ａ〜ＶＩ２ｆの合成ベクトルを算出し、算出した合成ベクトルとα軸とのなす角度が位相角θｅであると推定する。

図２１Ａに示す合成電流ベクトルＶＩ１Ｒは、第１コイル２２１の外乱電流ベクトルＶＩ１ａ〜ＶＩ１ｆの合成ベクトルである。この合成電流ベクトルＶＩ１Ｒは、α軸に一致している。図２１Ｂに示す合成電流ベクトルＶＩ２Ｒは、第２コイル２２２の外乱電流ベクトルＶＩ２ａ〜ＶＩ２ｆの合成ベクトルである。この合成電流ベクトルＶＩ２Ｒも、α軸に一致している。これらは何れも、α軸とｄ軸とが一致していること、及び磁気飽和が発生していることによってもたらされる。

２つの合成電流ベクトルＶＩ１Ｒ，ＶＩ２Ｒは、理想的には一致するものの、実際には多少のずれが生じる。位相角推定部１６０は、２つの合成電流ベクトルＶＩ１Ｒ，ＶＩ２Ｒを更に合成した合成ベクトルを求めることによって、より高い精度で位相角θｅを推定できる。以上に説明した実施形態によれば、少なくとも以下の効果を得ることができる。

第１の効果は、ロータ２１０の位相角θｅを推定するために外乱となるパルス電圧を印加しても、静音化が実現される点である。図２０Ａに示すように、時刻ｔａから始まる期間において実質的に外乱電流として作用するのは、合成電流ベクトルＶＩＲａである。この合成電流ベクトルＶＩＲａは、２系統の３相巻線に対する外乱電流ベクトルＶＩ１ａ，ＶＩ２ａの合成ベクトルである。２つの外乱電流ベクトルＶＩ１ａ，ＶＩ２ａは、位相が１８０度異なり、逆向きに発生するようにパルス電圧を印加するため、合成電流ベクトルＶＩＲａの絶対値は、１つの外乱電流ベクトルＶＩ１ａの絶対値よりも小さい。このため、磁気飽和の発生によって大きなパルス電流が発生しても、騒音が軽減される。この現象は、時刻ｔｄから始まる期間においても同様である。なお、図２０Ａ〜図２０Ｆ，図２１Ａ〜図２１Ｂにおいては、説明の便宜上、図１４〜図１８に比べて、磁気飽和による影響が誇張して示されている。

時刻ｔｂ，ｔｅ，ｔｆから始まる期間においても、合成された電流ベクトルの絶対値は、少なくとも、大きい方の外乱電流ベクトルの絶対値に比べて小さい。このため、騒音が軽減される。大きい方の外乱電流ベクトルは、ｄ軸の正の向きに成分を持つ電流ベクトルが該当する。

第２の効果は、外乱電圧ベクトルＶＶ１ａ〜ＶＶ１ｆと外乱電圧ベクトルＶＶ２ａ〜ＶＶ２ｆとがそれぞれ６０度対称の性質を有し、電流ベクトルが６０度間隔で観測されるため、位相角θｅの推定が、簡潔な計算で、かつ正確に実施できる点である。

なお、上述した実施形態では、ベクトル方向の異なる６つの外乱電圧を３相巻線に印加し、それに応じた外乱電流を検出することによってロータ２１０の位相角を推定していたが、ベクトル方向の異なる外乱電圧の数は、６に限らず任意の値に設定することが可能である。但し、位相角を精度良く推定するためには、ベクトル方向の異なる外乱電圧の数を、３つ以上に設定することが好ましい。このような方法を利用した位相角推定装置は、以下のような構成により実現可能である。

＜位相角推定装置の構成例＞
位相角推定装置は、界磁としてのロータ（２１０）と、各々駆動系統が異なるＮ（Ｎは２以上の整数）組のコイル（２２１，２２２）とを備えるモータ（２００）を対象にして、前記ロータの位相角（θｅ）を推定する装置として構成することができる。この位相角推定装置は、前記Ｎ組のコイルのそれぞれに、第１パルス電圧を印加し、前記第１パルス電圧を印加したタイミング（ｔａ）とは異なるタイミング（ｔｃ）で第２パルス電圧を印加し、前記第１及び第２パルス電圧を印加したタイミングとは異なるタイミング（ｔｅ）で第３パルス電圧を印加する駆動回路（３０，４０）と、前記第１パルス電圧の印加によって前記Ｎ組のうちの少なくとも１組のコイルを流れる電流のベクトルである第１電流ベクトル（ＶＩ１ａ）と、前記第２パルス電圧の印加によって前記少なくとも１組のコイルを流れる電流のベクトルである第２電流ベクトル（ＶＩ１ｃ）と、前記第３パルス電圧の印加によって前記少なくとも１組のコイルを流れる電流のベクトルである第３電流ベクトル（ＶＩ１ｅ）とを取得する電流取得部（１５０）と、前記第１，第２及び第３電流ベクトルに基づき、前記位相角を推定する位相角推定部（１６０）と、を備える。前記Ｎ組の第１パルス電圧のベクトル（ＶＶ１ａ，ＶＶ２ａ）の向きがそれぞれ異なることと、前記Ｎ組の第２パルス電圧のベクトル（ＶＶ１ｃ，ＶＶ２ｃ）の向きがそれぞれ異なることと、前記Ｎ組の第３パルス電圧のベクトル（ＶＶ１ｅ，ＶＶ２ｅ）の向きがそれぞれ異なることとの少なくとも何れか１つが満たされる。この構成によれば、第１〜第３パルス電圧の印加による騒音の増大が抑制される。

なお、本節で説明した位相角の推定方法では、複数の異なるベクトル方向に外乱パルス電圧を順次印加していたが、外乱パルス電圧を印加する方法としては他の方法を採用することも可能である。例えば、本件の出願人により開示された特許第５１４５８５０号に記載された方法（推定されるｄ軸方向の１方向にのみ外乱パルス電圧を印加する方法）を採用した場合にも、上述した実施形態に従って位相角の推定を行うことが以下能である。この方法については、特許第５１４５８５０号（特に、段落００５７〜００６２）に詳述されているので、ここではその詳細の説明は省略する。

本発明は上述した実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の形態において実施することが可能であり、例えば以下のような実施形態も採用可能である。

（１） 上述した実施形態では、回転電動機４００が２系統の３相巻線を有していたが、３相巻線の数は３以上としてもよい。すなわち、本発明は、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）以上の３相巻線を有する回転電動機に適用可能である。この場合にも、Ｎ系統のうちの少なくとも２系統の３相巻線に外乱電圧を印加して、ロータの位相角を推定することが好ましい。また、Ｎ系統の３相巻線のすべてに外乱電圧を印加して、ロータの位相角を推定してもよい。

（２） 上述した実施形態では、調整部１３２（図５又は図１３）が、印加電圧指令又は外乱電圧指令のレベルを調整することによって、線間外乱電圧のタイミングを調整していたが、これ以外の方法で線間外乱電圧のタイミングを調整するようにしてもよい。すなわち、一般に、調整部１３２としては、スイッチング信号のオン／オフのタイミングを調整することによって、各系統の３相巻線の線間外乱電圧のデューティを、調整を行わない場合と同じに維持しつつ、２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のタイミングのズレを調整を行わない場合よりも減少させる機能を実現するものを採用可能である。また、調整部１３２は、騒音を低減するために、２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のオンタイミングとオフタイミングのうちの少なくとも一方が一致するように調整を行うことが好ましい。

印加電圧指令又は外乱電圧指令のレベルを調整する方法以外の騒音低減方法としては、例えば、ロータ２１０の位相角に応じて、予め準備されたマップを参照して外乱パルス電圧を決定し、その外乱パルス電圧を、ＰＷＭ制御された駆動電圧の非発生期間に２系統の３相巻線に印加する方法を利用できる。この際、マップを参照するために使用するロータ２１０の位相角は、前回求めた値を参考として推定した値を利用することができる。また、この場合には、２系統の３相巻線の対応する外乱パルス電圧のタイミングのズレが減少するように、ロータ２１０の位相角に応じて調整部がタイミング調整を実行することが好ましい。

（３） 上述した実施形態では、２系統の３相巻線に印加する外乱電圧ベクトルを逆向き（位相角が１８０度異なる）としていたが、外乱電圧ベクトルの方向はこれ以外の向きに設定してもよく、２系統の３相巻線に印加される外乱電圧ベクトルの位相が一致していなければよい。つまり、少なくとも１回分の外乱電圧の印加において、ゼロでない位相差があれば、従来に比べ騒音が抑制される。但し、各期間における外乱電流ベクトルの合成ベクトルの絶対値は、少なくとも、最も絶対値が大きい外乱電流ベクトルの絶対値よりも小さいことが好ましい。

（４） 上述した実施形態では、ＩＰＭモータを使用していたが、ＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータを使用してもよい。但し、ＩＰＭモータは、ＳＰＭモータに比べて磁気飽和する程の大きな外乱電圧を重畳する必要性が低いという利点がある。すなわち、ＩＰＭモータでは、磁気飽和していない状態でもＮ極方向（ｄ軸）とその９０度進角方向（ｑ軸）にはインダクタンスの差があり（Ｌｄ＜Ｌｑ）、電流の流れ易さもｄ軸の方がｑ軸よりも流れ易い。従って、磁気飽和する程の大きな外乱電圧を重畳しなくても、ロータ２１０の位相角を精度良く推定することが可能である。なお、ＳＰＭモータに本発明を適用する場合には、磁気飽和させる程度の大きな外乱電圧を重畳することが好ましい。また、永久磁石を備えないロータを使用してもよい。ロータは、例えば、巻線界磁型でもよい。巻線界磁型のロータは、鉄心に巻線が巻かれており、巻線に電流を流すことで、磁極を発生させる界磁である。

（５） 上述した実施形態では、２系統の３相巻線のそれぞれに対して、１駆動周期Ｔｄｒ（図６）の間に６組の外乱電圧を印加していたが、外乱電圧の数は６に限らず、他の値に設定することが可能である。但し、ロータの位相角を精度よく推定するためには、１駆動周期Ｔｄｒの間にＭ組（Ｍは３以上の整数）の外乱電圧を印加することが好ましい。例えば、図１４の例において、３つの時刻ｔａ，ｔｃ，ｔｅの外乱電圧のみを発生するようにしてもよい。また、上述した実施形態では、Ｍ組の外乱電圧の電圧ベクトルの方向が（３６０／Ｍ）度の位相差を有していたが、位相差をこれ以外の値に設定してもよい。

（６） 上述した実施形態では、図１９Ａ及び図１９Ｂに示したように、Ｍ組の電圧ベクトルの絶対値（ベクトル長さ）を全て等しく設定していたが、この必要はなく、各電圧ベクトルの絶対値を異なる値に設定してもよい。例えば、一部の電圧ベクトルの場合には磁気飽和が発生し、残りの電圧ベクトルの場合には磁気飽和が発生しないようにしてもよい。

３０，４０…駆動回路、５０…モータ駆動ユニット、６０…直流電源回路、７１，７２…電流センサ、１００…制御部、１１０…駆動電圧指令発生部、１２０…外乱電圧指令発生部、１３０…印加電圧指令生成部、１３２…調整部、１３４…加算部、１４０…スイッチング信号生成部、１４２…比較波発生部、１４４…比較部、１５０…電流取得部、１６０…位相角推定部、２００…モータ本体、２１０…ロータ、２１５…永久磁石、２２０…ステータ、２２１，２２２…３相巻線、２３０…ステータコア、２４０…ティース、３００…駆動制御部、４００…回転電動機

Claims (13)

1. 巻線（２２１，２２２）を有するステータ（２２０）と、磁極を有するロータ（２１０）と、前記巻線に駆動電圧を供給する駆動制御部（３００）と、を備える回転電動機（４００）であって、
   前記巻線は、２系統の３相巻線を含み、
   前記駆動制御部は、
   前記２系統の３相巻線に外乱パルス電圧を印加するための外乱電圧指令を発生する外乱電圧指令発生部（１２０）と、
   前記外乱電圧指令に応じて、前記２系統の３相巻線に前記外乱パルス電圧を印加するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部（１４０）と、
   前記スイッチング信号に応じて前記２系統の３相巻線に前記外乱パルス電圧を含む電圧を印加する駆動回路（３０，４０）と、
   前記外乱パルス電圧の印加によって前記２系統の３相巻線に発生する外乱電流を取得する電流取得部（１５０）と、
   前記外乱電流から前記ロータの位相角（θｅ）を推定する位相角推定部（１６０）と、
   を備え、
   前記駆動制御部は、前記スイッチング信号のオン／オフのタイミングを調整することによって、各系統の３相巻線の線間外乱電圧のデューティを前記調整を行わない場合と同じに維持しつつ、前記２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のタイミングのズレを前記調整を行わない場合よりも減少させる調整部（１３２）を含む、回転電動機。
2. 請求項１に記載の回転電動機であって、
   前記調整部は、前記２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧のオンタイミングとオフタイミングの少なくとも一方のズレをゼロとする、回転電動機。
3. 請求項１又は２に記載の回転電動機であって、更に、
   前記回転電動機を駆動するための駆動電圧指令を発生する駆動電圧指令発生部（１１０）と、
   前記駆動電圧指令と前記外乱電圧指令とを加算して印加電圧指令を生成する加算部（１３４）と、前記印加電圧指令のレベルを調整する前記調整部（１３２）と、を有する印加電圧指令生成部（１３０）と、
   を備え、
   前記スイッチング信号生成部は、前記レベル調整後の印加電圧指令をＰＷＭ比較波と比較することによって前記２系統の３相巻線のための前記スイッチング信号を生成するＰＷＭ制御を実行し、
   前記調整部は、各系統の３相巻線のそれぞれに対する３つの前記印加電圧指令の相対的なレベル差を維持しつつ、隣接する２つのＰＷＭ周期において、（ｉ）前記３つの印加電圧指令のうちで最低の電圧値を示す最低指令のレベルを一致させる調整処理、又は、（ｉｉ）前記３つの印加電圧指令のうちで最高の電圧値を示す最高指令のレベルを一致させる調整処理、のいずれかを実行する、回転電動機。
4. 請求項３に記載の回転電動機であって、
   前記調整部は、前記隣接する２つのＰＷＭ周期において、前記最低指令のレベルを前記ＰＷＭ比較波の最低レベルに一致させる、回転電動機。
5. 請求項３に記載の回転電動機であって、
   前記調整部は、前記隣接する２つのＰＷＭ周期において、前記最高指令のレベルを前記ＰＷＭ比較波の最高レベルに一致させる、回転電動機。
6. 請求項３に記載の回転電動機であって、
   前記調整部は、前記隣接する２つのＰＷＭ周期において、前記最低指令のレベルを前記ＰＷＭ比較波の最低レベルと最高レベルの間のレベルに一致させる、回転電動機。
7. 請求項１又は２に記載の回転電動機であって、更に、
   前記回転電動機を駆動するための駆動電圧指令を発生する駆動電圧指令発生部（１１０）と、
   前記外乱電圧指令のレベルを調整する前記調整部（１３２）と、レベル調整後の外乱電圧指令と前記駆動電圧指令とを加算して印加電圧指令を生成する加算部（１３４）と、を有する印加電圧指令生成部（１３０）と、
   を備え、
   前記スイッチング信号生成部は、前記印加電圧指令をＰＷＭ比較波と比較することによって前記２系統の３相巻線のための前記スイッチング信号を生成するＰＷＭ制御を実行し、
   前記調整部は、各系統の３相巻線のそれぞれに対する３つの前記外乱電圧指令の相対的なレベル差を維持しつつ、隣接する２つのＰＷＭ周期において、（ｉ）前記３つの外乱電圧指令のうちで最低の電圧値を示す最低指令のレベルを一致させる調整処理、又は、（ｉｉ）前記３つの外乱電圧指令のうちで最高の電圧値を示す最高指令のレベルを一致させる調整処理、のいずれかを実行する、回転電動機。
8. 請求項７に記載の回転電動機であって、
   前記調整部は、前記印加電圧生成部から前記スイッチング信号生成部に供給する前記印加電圧指令の最高値と最低値が、前記ＰＷＭ比較波の最低レベルと最高レベルの間に収まるように前記調整を実行する、回転電動機。
9. 請求項３〜８のいずれか一項に記載の回転電動機であって、
   前記スイッチング信号生成部は、前記外乱パルス電圧の印加に応じて発生する前記２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧がゼロでない位相差を有するように前記スイッチング信号を生成する、回転電動機。
10. 請求項９に記載の回転電動機であって、
    前記スイッチング信号生成部は、前記外乱パルス電圧の印加に応じて発生する前記２系統の３相巻線の対応する線間外乱電圧が、１８０度の位相差を有し、互いに逆極性となるように前記スイッチング信号を生成する、回転電動機。
11. 請求項３〜１０のいずれか一項に記載の回転電動機であって、
    前記駆動電圧指令発生部は、前記２系統の３相巻線に対する前記駆動電圧指令を同一に設定する、回転電動機。
12. 請求項１〜１１のいずれか一項に記載の回転電動機であって、
    前記外乱電圧指令発生部は、前記ロータの停止状態で前記外乱電圧指令を発生し、
    前記位相角推定部は、前記停止状態における前記ロータの位相角を推定する、回転電動機。
13. 請求項１〜１２のいずれか一項に記載の回転電動機であって、
    前記２系統の３相巻線は、前記ロータの回転方向に沿って互いにオフセットした位置に配置されている、回転電動機。

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