JP6914399B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】過電流時にスイッチ素子がターンオフする際に発生するサージ電圧を低減させつつ、ボディダイオードに流れる還流電流を抑制する電力変換装置を得る。【解決手段】スイッチング素子８とスイッチング素子９とを直列接続したコンバータ部５と、スイッチング素子８とスイッチング素子９の接続点を流れる電流を検出する電流センサ１１と、電流センサ１１の検出電流が過電流であることを検出する過電流検出部１９ａ、１９ｂと、を備え、スイッチング素子８とスイッチング素子９との何れか一方を規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移させ、他方を規定のターンオフ時間よりも長いターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させる。【選択図】図１

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

昨今、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）、プラグインハイブリッド自動車（ＰＨＥＶ）、電気自動車（ＥＶ）、および燃料電池車（ＦＣＶ）といった電動パワートレインを搭載した自動車（以下、電動化車両という。）が普及している。これらの電動化車両には、従来のガソリンエンジン車の構成に加えて、車両を推進するモータと当該モータを駆動する電力変換装置、および高圧バッテリ又は補機バッテリを充填する電力変換装置が搭載されている。

電力変換装置に設けられるスイッチ素子のターンオフ時には、サージ電圧が発生することが知られている。このサージ電圧の大きさは、直流電源線である母線のインダクタンス成分と、ターンオフ時にその母線に流れていた電流の値とに依存する。各スイッチ素子の耐圧、および電圧が印加されるバスバー等の金属部材間の絶縁距離は、サージ電圧を考慮して決定される。

また、異常が検出された場合に、保護動作としてオン状態のスイッチ素子をターンオフする。母線電流の過電流時において、保護動作時に急激にターンオフするとサージ電圧が過大となり、スイッチ素子が破壊する恐れがある。そこで、スイッチ素子をソフト遮断することが望ましい。

ソフト遮断とは、通常動作時にターンオフする場合と比較して、スイッチ素子の状態をオン状態から緩やかにオフ状態へ遷移させること、即ち、スイッチ素子のゲート電圧を時間をかけて降下させることを指す。

例えば、特許文献１には、負荷電流の過電流が検知された場合にスイッチ素子をソフト遮断する信号を生成し、対応する駆動回路がソフト遮断するインバータ回路が開示されている。

特開２０１６−１８１９８６号公報

しかしながら、特許文献１に開示されたインバータ回路においては、負荷電流の過電流時にソフト遮断によるサージ電圧発生の抑制はできるものの、スイッチ素子のソフト遮断後の還流電流については言及されていない。還流電流とは、モータなどのコイル成分を持った誘導負荷に流れる電流を遮断しようとすると誘導負荷に流れ続けようとする電流であり、スイッチ素子のボディダイオードを通る。

ボディダイオードは、一般的なダイオードと同様に、短時間であるが連続通電可能電流より大きな許容電流値である短時間定格電流が定められているが、過電流がボディダイオードの短時間定格電流を超えればスイッチ素子の破壊に至る可能性がある。短時間定格電流を大きくしようとするとスイッチ素子に流れる電流密度を下げる必要があり、即ち、スイッチ素子のチップ面積を拡大する必要があり、スイッチ素子の高コスト化、電力変換装置の大型化となる課題が発生する。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、過電流時にスイッチ素子がターンオフする際に発生するサージ電圧を低減させつつ、ボディダイオードに流れる還流電流を抑制する電力変換装置を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換装置は、下アームを構成する第１スイッチと上アームを構成する第２スイッチとの直列回路で構成された第１スイッチ素子対と、上記第１スイッチと上記第２スイッチとの接続点に接続された第１誘導性負荷と、上記第１誘導性負荷に流れる電流を検出する第１電流検出手段と、上記第１スイッチおよび上記第２スイッチを制御する制御部と、を備え、
上記制御部は、上記第１スイッチおよび上記第２スイッチを制御する制御信号を生成する制御信号生成部と、上記第１電流検出手段の検出電流が過電流であることを検出する第１過電流検出部と、上記第１過電流検出部が上記過電流を検出した時、上記第１スイッチと上記第２スイッチとの何れか一方を規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移させ、他方を規定のターンオフ時間よりも長いターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させるオン／オフ駆動部と、を備えたことを特徴とする。

本願に開示される電力変換装置によれば、スイッチ素子がターンオフする際に発生するサージ電圧を低減させつつ、ボディダイオードに流れる還流電流を抑制できる電力変換装置を得ることができる。

実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチ素子の切替モードを説明する図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチ素子の切替モードを説明する図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチ素子の切替モードを説明する図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における半導体スイッチ素子の切替モードを説明する図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における力行時のリアクトル電流の増減と半導体スイッチ素子のオン／オフ関係を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における回生時のリアクトル電流の増減と半導体スイッチ素子のオン／オフ関係を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における制御部を示す構成図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における電流センサ出力を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における正側過電流検出時のリアクトル電流と半導体スイッチ素子のオン／オフ状態を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における負側過電流検出時のリアクトル電流と半導体スイッチ素子のオン／オフ状態を示す図である。 従来の電力変換装置における正側過電流検出直前電流と直後電流を示す図である。 従来の電力変換装置における負側過電流検出直前電流と直後電流を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における正側過電流検出直前電流と直後電流および半導体スイッチ素子の状態遷移を示す図である。 実施の形態１に係る電力変換装置における負側過電流検出直前電流と直後電流および半導体スイッチ素子の状態遷移を示す図である。 一般的なＭＯＳＦＥＴのスイッチング特性を示す図である。 一般的なＭＯＳＦＥＴの回路図である。 実施の形態２に係る電力変換装置を示す構成図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における制御部を示す構成図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における正側過電流検出直前電流と直後電流および半導体スイッチ素子の状態遷移を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における負側過電流検出直前電流と直後電流および半導体スイッチ素子の状態遷移を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における正側過電流検出直前電流と直後電流および半導体スイッチ素子の状態遷移を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置における負側過電流検出直前電流と直後電流および半導体スイッチ素子の状態遷移を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の他の実施の形態を示す構成図である。 図２４に示す電力変換装置の動作を説明する図である。 図２４に示す電力変換装置の動作を説明する図である。

以下、本願に係る電力変換装置の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、各図において、同一または相当する部分については、同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置を示す構成図である。本実施の形態においては、電力変換装置が昇圧コンバータで構成される場合を例に挙げて説明する。
図１において、昇圧コンバータの入力端子Ｐｉ、Ｎｉには蓄電部１が接続されている。蓄電部１は直流電圧を出力する。蓄電部１は、例えばバッテリから構成される。ここで、本実施の形態に係る電力変換装置が電気自動車またはハイブリッド自動車に適用されている場合、蓄電部１は、代表的にはニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から構成される。

次に、昇圧コンバータの回路構成について説明する。
電力変換装置を構成する昇圧コンバータは、図１に示すように、入力電圧検出回路２、入力コンデンサ３、第１誘導性負荷としてのリアクトル４ａ、コンバータ部５、平滑コンデンサ６、および出力電圧検出回路７を備えている。以下、これらの構成要素について説明する。

入力電圧検出回路２は、蓄電部１からの入力電圧Ｖ_１の値を検出して、入力電圧Ｖ_１の電圧検出値を出力する。入力コンデンサ３は、蓄電部１に対して並列に接続されている。入力コンデンサ３は、蓄電部１から入力される直流電流からリプル電流を除去するリプル電流抑制用コンデンサとして機能する。

入力コンデンサ３の後段には、リアクトル４ａが接続されている。リアクトル４ａの後段には、スイッチ回路としてのコンバータ部５が接続されている。コンバータ部５は、第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９を備えている。第２半導体スイッチ素子９は上アームのスイッチであり、第１半導体スイッチ素子８は下アームのスイッチである。上アームのスイッチである第２半導体スイッチ素子９と下アームのスイッチである第１半導体スイッチ素子８とは、第１スイッチ素子対を構成している。第１スイッチ素子対を構成する上アームの第２半導体スイッチ素子９と下アームの第１半導体スイッチ素子８とは直列に接続され、直列回路を構成している。

コンバータ部５の後段には、平滑コンデンサ６が接続されている。平滑コンデンサ６は、コンバータ部５から出力される直流電圧を平滑することにより、出力端子Ｐｏ、Ｎｏ間に出力電圧Ｖ_２を生成する。ここで、出力電圧Ｖ_２は直流電圧である。また、出力電圧検出回路７は、平滑コンデンサ６からの出力電圧Ｖ_２の値を検出して、出力電圧Ｖ_２の電圧検出値を出力する。出力電圧検出回路７は、スイッチ回路としてのコンバータ部５の両端の電圧値を検出する電圧検出部として機能する。

ここで、第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９は、トランジスタに内蔵寄生するボディダイオードを有するＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。第２半導体スイッチ素子９のドレイン端子は、平滑コンデンサ６の正極側に接続され、第１半導体スイッチ素子８のソース端子は、平滑コンデンサ６の負極側に接続されている。また、第２半導体スイッチ素子９のソース端子と第１半導体スイッチ素子８のドレイン端子とは、接続点１０で互いに接続されている。

リアクトル４ａは、インダクタンスＬ１を持つ誘導負荷であり、接続点１０と入力コンデンサ３の正極側との間に接続されている。電流検出手段である電流センサ１１は、誘導負荷であるリアクトル４ａに流れるリアクトル電流Ｉ_１を検出する。検出されたリアクトル電流Ｉ_１が、信号線１２ａを介して制御部１３に入力される。入力コンデンサ３の正極側から接続点１０への向きに流れる電流を正電流とし、接続点１０から入力コンデンサ３の正極側への向きに流れる電流を負電流とする。

次に、制御部１３について説明する。
制御部１３は、昇圧コンバータの動作を制御する。具体的には、制御部１３は制御線１４を介して第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９にゲート信号を送信し、第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９をオン／オフ制御する。第１半導体スイッチ素子８のＭＯＳＦＥＴは、制御部１３から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ１ａにより、規定のターンオン時間をかけてオフ状態からオン状態に遷移し、規定のターンオフ時間をかけてオン状態からオフ状態に遷移する。第２半導体スイッチ素子９のＭＯＳＦＥＴは、制御部１３から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ１ｂにより、規定のターンオン時間をかけてオフ状態からオン状態に遷移し、規定のターンオフ時間をかけてオン状態からオフ状態に遷移する。また、制御部１３は、信号線１２ｂを介して入力電圧検出回路２からの入力電圧Ｖ_１の電圧検出値を取得し、信号線１２ｃを介して出力電圧検出回路７から出力電圧Ｖ_２の電圧検出値を取得する。なお、入力電圧Ｖ_１および出力電圧Ｖ_２は、共に、直流電圧である。また、制御部１３には、外部信号線１５を介して出力電圧指令値Ｖ_２＊が入力される。

次に、制御部１３による制御の概要について説明する。
制御部１３は、昇圧コンバータから出力される出力電圧Ｖ_２を制御する機能を有する。制御部１３は、出力電圧Ｖ_２が出力電圧指令値Ｖ_２＊と等しくなるように、昇圧コンバータのゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを制御する。昇圧コンバータの出力側から電力が出力される動作のときを力行と称し、リアクトル４ａには正電流が流れる。昇圧コンバータの出力側へ電力が入力される動作のときを回生と称し、リアクトル４ａには負電流が流れる。

以下、実施の形態１に係る電力変換装置としての昇圧コンバータの動作について説明する。実施の形態１に係る電力変換装置においては、力行時、回生時と第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９の状態に応じて、図２から図５に示す４つの動作モードが存在する。なお、図２から図５は、動作モードを説明する図であるので、図１に示す制御部１３の図示を省略している。また、併せて図６および図７を用いてリアクトル電流Ｉ_１の電流変化について説明する。図６および図７の横軸は時間ｔ、縦軸はリアクトル電流Ｉ_１を示している。

図２に示すモード１は、力行時において、第１半導体スイッチ素子８がオン、第２半導体スイッチ素子９がオフの状態である。このとき、リアクトル４ａには、図６に示すリアクトル電流Ｉ_１が流れており、図６のａで示す時間においてΔＩ／Δｔ＝Ｖ_１／Ｌ１で決まる傾きでリアクトル電流Ｉ_１が増加する。

図３に示すモード２は、力行時において、第１半導体スイッチ素子８がオフ、第２半導体スイッチ素子９がオンの状態である。このとき、リアクトル４ａには、図６に示すリアクトル電流Ｉ_１が流れており、図６のｂで示す時間においてΔＩ／Δｔ＝（Ｖ_２−Ｖ_１）／Ｌ１で決まる傾きでリアクトル電流Ｉ_１が減少する。

図４に示すモード３は、回生時において、第１半導体スイッチ素子８がオン、第２半導体スイッチ素子９がオフの状態である。このとき、リアクトル４ａには、図７に示すリアクトル電流Ｉ_１が流れており、図７のｂで示す時間においてΔＩ／Δｔ＝Ｖ_１／Ｌ１で決まる傾きでリアクトル電流Ｉ_１が増加する。

図５に示すモード４は、回生時において、第１半導体スイッチ素子８がオフ、第２半導体スイッチ素子９がオンの状態である。このとき、リアクトル４ａには、図７に示すリアクトル電流Ｉ_１が流れており、図７のａで示す時間においてΔＩ／Δｔ＝（Ｖ_２−Ｖ_１）／Ｌ１で決まる傾きでリアクトル電流Ｉ_１が減少する。

次に、図８を用いて制御部１３の詳細について説明する。
図８に示すように、制御部１３は、制御信号生成部１６、第１駆動部１７、第２駆動部１８、第１正側過電流検出部１９ａ、および第１負側過電流検出部１９ｂから構成される。第１駆動部１７は、第１半導体スイッチ素子８を駆動するゲート信号Ｇａｔｅ１ａを制御線１４を介して出力する。第２駆動部１８は、第２半導体スイッチ素子９を駆動するゲート信号Ｇａｔｅ１ｂを制御線１４を介して出力する。なお、第１駆動部１７と第２駆動部１８は、オン／オフ駆動部を構成する。

第１駆動部１７は、第１オン／オフ部２０ａ、第１ソフト遮断部２１ａ、および第１強制オン部２２ａを備えている。第２駆動部１８は、第２オン／オフ部２０ｂ、第２ソフト遮断部２１ｂ、および第２強制オン部２２ｂを備えている。制御信号生成部１６、第１正側過電流検出部１９ａ、および第１負側過電流検出部１９ｂには、信号線１２ａを介してリアクトル電流Ｉ_１の電流検出値が入力される。第１正側過電流検出部１９ａからの判定信号２３ａは、第１ソフト遮断部２１ａと第２強制オン部２２ｂ、および制御信号生成部１６に入力される。第１負側過電流検出部１９ｂからの判定信号２３ｂは、第２ソフト遮断部２１ｂと第１強制オン部２２ａ、および制御信号生成部１６に入力される。制御信号生成部１６からの制御信号２４ａは、第１オン／オフ部２０ａに入力され、制御信号２４ｂは、第２オン／オフ部２０ｂに入力される。

電流センサ１１は、図９に示すように、例えば電流値０Ａで２．５Ｖの電圧を出力し、正側の定格センサ電流値で４．５Ｖ、負側の定格センサ電流値で０．５Ｖの電圧を出力する。第１正側過電流検出部１９ａは、リアクトル電流Ｉ_１の電流検出値相当の電流センサ１１の出力電圧を常にモニタしており、電流検出値相当の電圧値があらかじめ設定された正電流閾値を超えたときに、正電流の過電流と判定し、判定信号２３ａを、例えばハイ「Ｈ」からロー「Ｌ」に切り替える。第１負側過電流検出部１９ｂは、リアクトル電流Ｉ_１の電流検出値相当の電流センサ１１の出力電圧を常にモニタしており、電流検出値相当の電圧値があらかじめ設定された負電流閾値を超えたときに、負電流の過電流と判定し、判定信号２３ｂを、例えばハイ「Ｈ」からロー「Ｌ」に切り替える。

制御信号生成部１６は、出力電圧Ｖ_２が出力電圧指令値Ｖ_２＊と等しくなるように、制御信号２４ａ、２４ｂを生成する。制御信号生成部１６は、例えばマイコンにより実現される。マイコンは、プロセッサとメモリを備えている。制御信号生成部１６の機能は、プロセッサが、メモリに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより実現される。マイコンは、予め設定された変調方式に従って、第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９を制御する制御信号２４ａ、２４ｂを生成する。変調方式としては、例えば、基準波となる三角波とデューティとの比較によるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いる。ここで、デューティとは、全体の時間長に対する半導体スイッチ素子がオン状態になる時間長の比率を示す時比率に相当する指令値のことである。

第１オン／オフ部２０ａ、および第２オン／オフ部２０ｂは、制御信号２４ａ、２４ｂに従って、第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９を規定のターンオン時間かけてオフ状態からオン状態に遷移させ、規定のターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させるＧａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力する。ここで、規定のターンオン時間、規定のターンオフ時間は、それぞれ通常ターンオン時間、通常ターンオフ時間と称することとし、例えば、過電流検出しない電流値の範囲で、定格コンバータ出力が可能な動作領域にて行われるスイッチング動作によって発生するスイッチ素子の損失、あるいはサージ電圧が許容範囲となるように定められている。一般的に、ターンオン時間、ターンオフ時間が短いとスイッチ素子の損失は下がりサージ電圧は上がり、ターンオン時間、ターンオフ時間が長いとスイッチ素子の損失は上がりサージ電圧は下がる。

この通常ターンオン時間、通常ターンオフ時間は、それぞれ１つの時間が定められる場合が多いが、リアクトル電流値あるいはコンバータ出力電力、スイッチ素子などの発熱状況によって、それぞれ２つ以上のターンオン時間、ターンオフ時間を切り替えてもよい。

第１ソフト遮断部２１ａ、および第２ソフト遮断部２１ｂは、判定信号２３ａ、２３ｂに従って、第１オン／オフ部２０ａ、および第２オン／オフ部２０ｂより優先して、第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９を通常ターンオフ時間より長いターンオフ時間をかけてオン状態からオフ状態に遷移させるゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力する。ここで、通常ターンオフ時間より長いターンオフ時間をソフト遮断時間と称し、ソフト遮断時間をかけてオン状態からオフ状態に遷移させることをソフト遮断すると称する。過電流検出時の大きな電流値をオフした時に発生するサージ電圧を抑制するために、通常ターンオフ時間より長い時間設定とし、サージ電圧が許容範囲となるように定められている。第１オン／オフ部２０ａ、および第２オン／オフ部２０ｂによって、オン状態のゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力中であれば、ソフト遮断させるゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力し、オフ状態のゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力中であれば、そのままオフ状態を継続する。

第１強制オン部２２ａ、および第２強制オン部２２ｂは、判定信号２３ｂ、２３ａに従って、第１オン／オフ部２０ａ、および第２オン／オフ部２０ｂより優先して、第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９を通常ターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移させるゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力する。第１オン／オフ部２０ａ、および第２オン／オフ部２０ｂによって、オフ状態のゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力中であれば、通常ターンオン時間でオフ状態からオン状態にするゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力し、オン状態のゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力中であれば、そのままオン状態を継続する。

以下、図１０から図１５を用いて、実施の形態１に係る電力変換装置に過電流が発生した際の動作について説明する。ここでも、電力変換装置として昇圧コンバータを例に挙げて説明する。

力行時の過電流は、出力負荷が過負荷になること、あるいは出力負荷が短絡することなどで発生する。出力負荷が過負荷になると、図１０に示すようにリアクトル電流Ｉ_１が増加していき、図中Ｘで示すように正側過電流閾値を超えると過電流発生の判定となる。このとき、下アームスイッチである第１半導体スイッチ素子８がオン状態であり、図１２中に実線矢印で示す経路で電流が流れている。

従来であれば、正側過電流閾値を超えると、第１正側過電流検出部１９ａが判定信号２３ａをロー「Ｌ」に切り替え、負側過電流閾値を超えると、第１負側過電流検出部１９ｂが判定信号２３ｂをロー「Ｌ」に切り替え、それらに従って制御信号生成部１６が、第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９をオフ状態とする制御信号２４ａ、２４ｂを出力する。これにより、第１オン／オフ部２０ａ、および第２オン／オフ部２０ｂは、第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９を通常ターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させるゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力する。

また、制御信号生成部１６と第１オン／オフ部２０ａ、および第２オン／オフ部２０ｂの間にロジック回路を設け、判定信号２３ａ、２３ｂがロー「Ｌ」のときに、制御信号２４ａ、２４ｂをオフ論理にすることにより、第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９を通常ターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させるゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力する方法もある。

このように、正側過電流発生時に第１半導体スイッチ素子８が通常ターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移すると、過大なサージ電圧が発生し、第１半導体スイッチ素子８を破壊する恐れがある。また、第１半導体スイッチ素子８がオフ状態になると、電流は第２半導体スイッチ素子９のボディダイオードを通る点線矢印で示す経路で流れ、ボディダイオードの定格電流を超える場合は、ボディダイオードを破壊する恐れがある。

これに対し実施の形態１では、正側過電流閾値を超えると第１正側過電流検出部１９ａが判定信号２３ａをロー「Ｌ」に切り替え、第１ソフト遮断部２１ａと第２強制オン部２２ｂがアクティブになる。それに従って図１４に示すように、第１半導体スイッチ素子８はソフト遮断し、第２半導体スイッチ素子９はオン状態となる。これにより、第１半導体スイッチ素子８はサージ電圧発生を抑制してオフ状態へ遷移することができ、サージ電圧による破壊を防ぐことができる。また、第２半導体スイッチ素子９はボディダイオードに通電することなく電流を流すことができ、過大な電流によるボディダイオードの破壊を防ぐことができる。

回生時の過電流は、出力側から過大な回生エネルギーの入力などで発生する。回生エネルギーが入力されると、図１１に示すようにリアクトル電流Ｉ_１が減少していき、図中Ｙで示すように負側過電流閾値を超えると過電流発生の判定となる。このとき、上アームスイッチである第２半導体スイッチ素子９がオン状態であり、図１３中に実線矢印で示す経路で電流が流れている。

上記と同様に、過電流発生時に第２半導体スイッチ素子９が通常ターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移すると過大なサージ電圧が発生し、第２半導体スイッチ素子９を破壊する恐れがある。また、第２半導体スイッチ素子９がオフ状態になると、電流は第１半導体スイッチ素子８のボディダイオードを通る点線矢印で示す経路で流れ、ボディダイオードの定格電流を超える場合は、ボディダイオードを破壊する恐れがある。

負側過電流閾値を超える場合は、第１負側過電流検出部１９ｂが判定信号２３ｂをロー「Ｌ」に切り替え、第２ソフト遮断部２１ｂと第１強制オン部２２ａがアクティブになる。それに従って図１５に示すように、第２半導体スイッチ素子９はソフト遮断し、第１半導体スイッチ素子８はオン状態となる。これにより第２半導体スイッチ素子９はサージ電圧発生を抑制してオフ状態へ遷移することができ、サージ電圧による破壊を防ぐことができる。第１半導体スイッチ素子８は、ボディダイオードに通電することなく、電流を流すことができ、過大な電流によるボディダイオードの破壊を防ぐことができる。

ところで、第１半導体スイッチ素子８、および第２半導体スイッチ素子９であるＭＯＳＦＥＴは、図１６に示すようなスイッチング特性を持っている。図１７に示すように、ゲートＧとソースＳ間の電圧をＶｇｓ、ドレインＤとソースＳ間の電圧をＶｄｓ、ドレインＤとソースＳ間に流れる電流をＩｄとすると、ゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂによりＭＯＳＦＥＴがオンからオフの状態へ遷移する場合、まず、ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓがミラー電圧Ｖｇｓ＿ｐｌまで下がる。ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓはミラー期間の間ほぼ一定電圧となり、この期間にドレインＤとソースＳ間の電圧Ｖｄｓが増加する。ミラー期間が終了すると、ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓが下がり始め、ドレインＤとソースＳ間に流れる電流Ｉｄも下がり始める。ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓが閾値電圧Ｖｇｓ＿ｔｈまで下がると、ドレインＤとソースＳ間に流れる電流Ｉｄは０まで減少し、ＭＯＳＦＥＴはオフ状態となる。ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓが下がり始めてからドレインＤとソースＳ間に流れる電流Ｉｄが０になるまでの時間が、通常ターンオフ時間およびソフト遮断時間に該当することになる。

ＭＯＳＦＥＴがオフからオンの状態へ遷移する場合は、図１６のスイッチング特性を逆向きに見て、まず、ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓが上がり始めて、閾値電圧Ｖｇｓ＿ｔｈまで上がるとドレインＤとソースＳ間に流れる電流Ｉｄが増加し始める。ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓがミラー電圧Ｖｇｓ＿ｐｌまで上がると、ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓはミラー期間の間ほぼ一定電圧となり、この期間にドレインＤとソースＳ間の電圧Ｖｄｓが減少する。ミラー期間が終了すると、ＭＯＳＦＥＴはオン状態となる。ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓが上がり始めてからドレインＤとソースＳ間の電圧Ｖｄｓが０になるまでの時間が、通常ターンオン時間に該当することになる。

上記スイッチング特性を考慮すると、一方の半導体スイッチ素子のソフト遮断と他方の半導体スイッチ素子の通常ターンオンが同時に開始すると、ソフト遮断中のドレインＤとソースＳ間に流れる電流Ｉｄが減少し始める前に他方のドレインＤとソースＳ間に流れる電流Ｉｄが増加し始めることとなり、この場合、過電流よりはるかに過大な短絡電流が両方のスイッチ素子に流れることになり、破壊に至る可能性がある。

そこで、第１強制オン部２２ａ、および第２強制オン部２２ｂは、ソフト遮断中の半導体スイッチ素子のオフ状態に遷移中のミラー期間終了後から、通常ターンオフを開始することにする。これにより、オフ状態に遷移中の半導体スイッチ素子のドレインＤとソースＳ間に流れる電流Ｉｄが減少中、もしくは減少終了後から、オン状態に遷移した半導体スイッチ素子のドレインＤとソースＳ間に流れる電流Ｉｄの増加が始まることにより、過大な短絡電流の発生を防ぐことができる。

ソフト遮断中の半導体スイッチ素子のオフ状態に遷移中のミラー期間終了は、ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓがミラー電圧Ｖｇｓ＿ｐｌを下回ることで判断することができる。ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓをモニタし、ミラー電圧Ｖｇｓ＿ｐｌと比較判断して、下回ると第１強制オン部２２ａ、および第２強制オン部２２ｂに通知する機能を設けて、その通知を受けてから第１強制オン部２２ａ、および第２強制オン部２２ｂは、通常ターンオン時間でオン状態とするゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力するようにすればよい。

または、ソフト遮断中の半導体スイッチ素子のオフ状態に遷移中のミラー期間終了は、ゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓ減少し始めから、ミラー電圧Ｖｇｓ＿ｐｌに至る時間で判断することができる。半導体スイッチ素子のスイッチング特性とソフト遮断時間からあらかじめゲートＧとソースＳ間の電圧Ｖｇｓ減少し始めから、ミラー電圧Ｖｇｓ＿ｐｌに至る時間を推定しておくことができる。第１強制オン部２２ａ、および第２強制オン部２２ｂは、推定した時間だけ待機した後、通常ターンオン時間でオン状態とするゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力するようにすればよい。

次に、半導体スイッチ素子がソフト遮断によりオフ状態、あるいは通常ターンオフ時間かけてオン状態となった後の動作について説明する。
力行時の過電流検出後は、図１４中に点線矢印で示す電流が流れている。その電流は、ΔＩ／Δｔ＝（Ｖ_２−Ｖ_１）／Ｌ１で決まる傾きで減少する。回生時の過電流検出後は、図１５に点線矢印で示す電流が流れている。その電流は、ΔＩ／Δｔ＝Ｖ_１／Ｌ１で決まる傾きで減少する。

電流値が、一定の電流値以下、例えば通常動作時に流れている電流値まで減少すれば、オン状態にある半導体スイッチ素子は、オフ状態となっても、ボディダイオードに流れる電流値も許容の範囲となっており、破壊の恐れはないと考えられるためオフ状態とする。その後、制御部１３が異常信号などの有無を確認し、コンバータとしての動作を再開するか、あるいはユーザの指示待ちとして待機状態なるなどの動作をする。

電流センサ１１の出力から電流値が一定値以下であることを検出し、第１強制オン部２２ａ、および第２強制オン部２２ｂに通知する機能を設けて、その通知を受けてから第１強制オン部２２ａ、および第２強制オン部２２ｂは、通常ターンオフ時間でオン状態からオフ状態にするゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂを出力するようにすればよい。また、電流値は０Ａまで減少していればより破壊の恐れがなくオフ状態にできる。

電流は、ΔＩ／Δｔ＝（Ｖ_２−Ｖ_１）／Ｌ１、あるいはΔＩ／Δｔ＝Ｖ_１／Ｌ１で減少するため、ΔＩを過電流閾値−０Ａとすれば、入力電圧Ｖ_１は入力電圧検出回路２から取得し、出力電圧Ｖ_２は出力電圧検出回路７から取得し、インダクタンスＬ１の値は回路定数として固定なため、０Ａとなる時間が算出できる。第１強制オン部２２ａ、および第２強制オン部２２ｂは、この時間オン状態を継続した後、通常ターンオフ時間でオフ状態にすれば、電流が０Ａとなるタイミングでオフ状態にできる。

以上のように、本実施の形態１に係る電力変換装置によれば、大きなサージ電圧の発生は回避でき、ボディダイオードへの通電を抑制できる。その結果、スイッチ素子のチップ面積を拡大する必要がなくなり、スイッチ素子の高コスト化、電力変換装置の大型化となる課題を解消できる。

実施の形態２．
次に、実施の形態２に係る電力変換装置について説明する。
図１８は、実施の形態２に係る電力変換装置を示す構成図である。本実施の形態においては、電力変換装置がマルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータから構成されている場合を例に挙げて説明する。
マルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータは、１つの直流入力電圧を複数相のスイッチを用いてスイッチングし、１つの負荷に対して１つの直流出力電圧を供給する。図１８においては、相数が２の場合を例に挙げて図示しているが、相数は２以上であれば特に限定されない。

なお、実施の形態１に係る電力変換装置は、１相のコンバータであり、実施の形態２に係る電力変換装置は、これにスイッチが追加された構成となる。よって、実施の形態１で説明した内容と同様の部分の詳細説明は省略する。

電力変換装置を構成するマルチフェーズＤＣ／ＤＣコンバータは、図１８に示すように、図１の構成に加え、第２誘導性負荷としてのリアクトル４ｂ、第３半導体スイッチ素子２５、第４半導体スイッチ素子２６、および電流検出手段である電流センサ２７を備えている。第３半導体スイッチ素子２５、第４半導体スイッチ素子２６は、第１半導体スイッチ素子８、第２半導体スイッチ素子９と同様ＭＯＳＦＥＴである。
リアクトル４ｂは、入力コンデンサ３の後段に接続される。スイッチ回路としてのコンバータ部５は、第３半導体スイッチ素子２５、第４半導体スイッチ素子２６をさらに備えている。第４半導体スイッチ素子２６は、上アームの半導体スイッチ素子である。また、第３半導体スイッチ素子２５は、下アームの半導体スイッチ素子である。上アームの第４半導体スイッチ素子２６と下アームの第３半導体スイッチ素子２５とは、第２スイッチ素子対を構成している。第２スイッチ素子対を構成する上アームの第４半導体スイッチ素子２６と下アームの第３半導体スイッチ素子２５とは直列に接続され、直列回路を構成している。

第４半導体スイッチ素子２６のドレイン端子は、平滑コンデンサ６の正極側に接続されている。また、第３半導体スイッチ素子２５のソース端子は、平滑コンデンサ６の負極側に接続されている。また、第４半導体スイッチ素子２６のソース端子と第３半導体スイッチ素子２５のドレイン端子とは、接続点２８で互いに接続されている。

リアクトル４ｂは、インダクタンスＬ２を持ち、接続点２８と入力コンデンサ３の正極側との間に接続されている。電流センサ２７は、リアクトル４ｂに流れるリアクトル電流Ｉ_２を検出する。検出されたリアクトル電流Ｉ_２が、信号線１２ｄを介して制御部１３に入力される。入力コンデンサ３の正極側から接続点２８への向きに流れる電流を正電流とし、接続点２８から入力コンデンサ３の正極側への向きに流れる電流を負電流とする。

制御部１３は、制御線１４を介してさらにゲート信号Ｇａｔｅ２ａを送信することにより第３半導体スイッチ素子２５をオン／オフ制御し、ゲート信号Ｇａｔｅ２ｂを送信することにより第４半導体スイッチ素子２６をオン／オフ制御する。制御部１３は、出力電圧Ｖ_２が、出力電圧指令値Ｖ_２＊と等しくなるように、ゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、ゲート信号Ｇａｔｅ１ｂ、ゲート信号Ｇａｔｅ２ａ、およびゲート信号Ｇａｔｅ２ｂを制御する。

第１半導体スイッチ素子８と第３半導体スイッチ素子２５、第２半導体スイッチ素子９と第４半導体スイッチ素子２６は、同期してオン／オフしてもよく、非同期でオン／オフしてもよい。１８０度位相がずれるように、第１半導体スイッチ素子８と第３半導体スイッチ素子２５、第２半導体スイッチ素子９と第４半導体スイッチ素子２６をオン／オフすることにより、平滑コンデンサ６に発生するリプル電流を抑制でき、コンデンサの小型化に寄与する。

次に、図１９を用いて制御部１３の接続の詳細について説明する。
図１９に示すように制御部１３は、図８に示す構成に加え、第３駆動部２９、第４駆動部３０、第２正側過電流検出部１９ｃ、および第２負側過電流検出部１９ｄから構成されている。第３駆動部２９は、第３半導体スイッチ素子２５を駆動するゲート信号Ｇａｔｅ２ａを制御線１４を介して出力する。第４駆動部３０は、第４半導体スイッチ素子２６を駆動するゲート信号Ｇａｔｅ２ｂを制御線１４を介して出力する。第３駆動部２９は、第３オン／オフ部２０ｃ、第３ソフト遮断部２１ｃ、第３強制オン部２２ｃを備えている。第４駆動部３０は、第４オン／オフ部２０ｄ、第４ソフト遮断部２１ｄ、第４強制オン部２２ｄを備えている。なお、第１駆動部１７、第２駆動部１８、第３駆動部２９、および第４駆動部３０は、オン／オフ駆動部を構成している。

制御信号生成部１６、第２正側過電流検出部１９ｃ、および第２負側過電流検出部１９ｄには、信号線１２ｄを介してリアクトル電流Ｉ_２の電流検出値が入力される。第２正側過電流検出部１９ｃからの判定信号２３ｃは、第３ソフト遮断部２１ｃと第４強制オン部２２ｄ、および制御信号生成部１６に入力される。第２負側過電流検出部１９ｄからの判定信号２３ｄは、第４ソフト遮断部２１ｄと第３強制オン部２２ｃ、および制御信号生成部１６に入力される。制御信号生成部１６からの制御信号２４ｃは、第３オン／オフ部２０ｃに入力され、制御信号２４ｄは第４オン／オフ部２０ｄに入力される。

以下、図２０から図２３を用いて、実施の形態２に係る電力変換装置に過電流が発生した際の動作について説明する。
図２０は、リアクトル電流Ｉ_１が正側過電流を超えたときの動作を示す。実施の形態１と同様に、過電流発生した下アームスイッチの第１半導体スイッチ素子８は、ソフト遮断し、上アームスイッチの第２半導体スイッチ素子９は、通常ターンオン時間かけてオフ状態からオン状態に遷移する。過電流発生していない第３半導体スイッチ素子２５、第４半導体スイッチ素子２６は、通常ターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移する。これにより過電流が発生した上アームスイッチの第２半導体スイッチ素子９、下アームスイッチの第１半導体スイッチ素子８の破壊を防止しつつ、他の第３半導体スイッチ素子２５、第４半導体スイッチ素子２６をオフ状態にすることにより、同様な過電流に至ることを抑制することができる。

図２１は、リアクトル電流Ｉ_１が負側過電流を超えたときの動作を示す。実施の形態１と同様に、過電流発生した上アームスイッチの第２半導体スイッチ素子９は、ソフト遮断し、下アームスイッチの第１半導体スイッチ素子８は、通常ターンオン時間かけてオフ状態からオン状態に遷移する。過電流発生していない第３半導体スイッチ素子２５、および第４半導体スイッチ素子２６は、通常ターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移する。これにより過電流が発生した上アームスイッチの第２半導体スイッチ素子９、および下アームスイッチの第１半導体スイッチ素子８の破壊を防止しつつ、他の第３半導体スイッチ素子２５、および第４半導体スイッチ素子２６をオフ状態にすることにより、同様な過電流に至ることを抑制することができる。

第３半導体スイッチ素子２５、および第４半導体スイッチ素子２６は、制御信号生成部１６が、第３半導体スイッチ素子２５、および第４半導体スイッチ素子２６をオフ状態とする制御信号２４ｃ、２４ｄを出力することにより、通常ターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させるようにする。

あるいは、制御信号生成部１６と第３オン／オフ部２０ｃ、第４オン／オフ部２０ｄの間にロジック回路を設け、判定信号２３ｃ、２３ｄがロー「Ｌ」のときに、制御信号２４ｃ、２４ｄをオフ論理にすることにより、第３半導体スイッチ素子２５、および第４半導体スイッチ素子２６を通常ターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させるようにしてもよい。

リアクトル電流Ｉ_２が正側過電流および負側過電流発生時は、同様に電流が発生した上アームスイッチの第４半導体スイッチ素子２６、下アームスイッチの第３半導体スイッチ素子２５はソフト遮断、またはオン状態とすることにより破壊を防止しつつ、他の第１半導体スイッチ素子８、第２半導体スイッチ素子９をオフ状態にすることにより、同様な過電流に至ることを抑制することができる。

また、リアクトル電流Ｉ_１、リアクトル電流Ｉ_２の何れか一方が過電流発生する場合、他方のリアクトル電流も過電流閾値に近い電流となっている可能性もある。その場合、過電流発生していない半導体スイッチ素子であっても、通常ターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移すると、許容を超えるサージ電圧になる恐れがある。

図２２に示すように、力行時は、リアクトル電流Ｉ_１、リアクトル電流Ｉ_２はいずれも正向きの電流が流れているため、どちらかの過電流発生したときには下アームスイッチの第１半導体スイッチ素子８、第３半導体スイッチ素子２５はソフト遮断し、上アームスイッチの第２半導体スイッチ素子９、第４半導体スイッチ素子２６は通常ターンオン時間かけてオフ状態からオン状態に遷移する。これにより半導体スイッチ素子の破壊を防止することができる。

図２３に示すように、回生時は、リアクトル電流Ｉ_１、リアクトル電流Ｉ_２はいずれも負向きの電流が流れているため、どちらかの過電流発生したときには上アームスイッチの第２半導体スイッチ素子９、第４半導体スイッチ素子２６はソフト遮断し、下アームスイッチの第１半導体スイッチ素子８、第３半導体スイッチ素子２５は通常ターンオン時間かけてオフ状態からオン状態に遷移する。これにより半導体スイッチ素子の破壊を防止することができる。

上記は、判定信号２３ａが第３ソフト遮断部２１ｃと第４強制オン部２２ｄにも入力され、判定信号２３ｂが第４ソフト遮断部２１ｄと第３強制オン部２２ｃにも入力され、判定信号２３ｃが第１ソフト遮断部２１ａと第２強制オン部２２ｂにも入力され、判定信号２３ｄが第２ソフト遮断部２１ｂと第１強制オン部２２ａにも入力されることにより実現できる。

なお、上記においては、上アームの第４半導体スイッチ素子２６と下アームの第３半導体スイッチ素子２５で構成される第２スイッチ素子対、第２誘導性負荷としてのリアクトル４ｂ、電流検出手段である電流センサ２７、第２正側過電流検出部１９ｃ、および第２負側過電流検出部１９ｄをそれぞれ１つ用いた場合について図示説明したが、これらは、ｎを１以上の正の整数とした場合、ｎ個備えた電力変換装置においても上記と同様に構成することも可能となる。

また、上記実施の形態２に係る電力変換装置は、図２４に示すように、フルブリッジ回路を含むフルブリッジコンバータでも良い。
図２４における電力変換装置は、１次側回路３１、２次側回路３２、１次側回路３１と２次側回路３２との間に設けられた絶縁トランス３３、および電流検出手段である電流センサ３４から構成されている。絶縁トランス３３は、第１巻線Ｍ_１と第２巻線Ｍ_２から構成されている。第１巻線Ｍ_１は１次側回路３１側に設けられ、第２巻線Ｍ_２は２次側回路３２側に設けられている。電流センサ３４は、絶縁トランス３３の第１巻線Ｍ_１に流れる電流Ｉ_Ｔｒを測定し、図２４に示す矢印方向に流れる電流を正電流、逆方向に流れる電流を負電流とする。

１次側回路３１は、ＭＯＳＦＥＴの半導体スイッチ素子Ｑ_１からＱ_４と、直流電源３５を備えている。半導体スイッチ素子Ｑ_１と半導体スイッチ素子Ｑ_２、半導体スイッチ素子Ｑ_３と半導体スイッチ素子Ｑ_４は、それぞれ直列接続されると共に、互いの直列接続体は並列接続されている。直流電源３５は、上記並列接続された直列接続体への電源となっており、半導体スイッチ素子Ｑ_１と半導体スイッチ素子Ｑ_３は上アームを構成して直流電源３５の正極に接続され、半導体スイッチ素子Ｑ_２と半導体スイッチ素子Ｑ_４は下アームを構成して直流電源３５の負極に接続されている。

２次側回路３２は、ダイオードＤ_１からＤ_４、コンデンサ３６、およびリアクトル３７を備え、コンデンサ３６とリアクトル３７は直列接続されている。ダイオードＤ_１とダイオードＤ_２、ダイオードＤ_３とダイオードＤ_４は、それぞれ直列接続され、互いの直列接続体は並列接続されている。コンデンサ３６とリアクトル３７の直列接続体は、ダイオードＤ_１とダイオードＤ_２、およびダイオードＤ_３とダイオードＤ_４の直列接続体に並列接続されている。

図２５に示すように、半導体スイッチ素子Ｑ_１と半導体スイッチ素子Ｑ_４がオン状態のとき、実線矢印の経路で電流が流れ、電流センサ３４は正電流を検出する。半導体スイッチ素子Ｑ_１と半導体スイッチ素子Ｑ_４がオフ状態になると、点線矢印の経路で還流電流が流れる。よって、正側の過電流が発生した際には、半導体スイッチ素子Ｑ_１と半導体スイッチ素子Ｑ_４をソフト遮断させ、半導体スイッチ素子Ｑ_２と半導体スイッチ素子Ｑ_３を規定のターンオン時間でオン状態にさせることにより、半導体スイッチ素子Ｑ_１、半導体スイッチ素子Ｑ_４は、サージ電圧発生を抑制してオフ状態へ遷移することができ、サージ電圧による破壊を防ぐことができる。半導体スイッチ素子Ｑ_２、半導体スイッチ素子Ｑ_３は、ボディダイオードに通電することなく電流を流すことができ、過大な電流によるボディダイオードの破壊を防ぐことができる。

同様に、半導体スイッチ素子Ｑ_２と半導体スイッチ素子Ｑ_３がオン状態のときは、図２６に示すように、実線矢印の経路で電流が流れ、電流センサ３４は負電流を検出する。半導体スイッチ素子Ｑ_２と半導体スイッチ素子Ｑ_３がオフ状態になると、点線矢印の経路で還流電流が流れる。よって、負側の過電流が発生した際には、半導体スイッチ素子Ｑ_２と半導体スイッチ素子Ｑ_３をソフト遮断させ、半導体スイッチ素子Ｑ_１と半導体スイッチ素子Ｑ_４を規定のターンオン時間でオン状態にさせることにより、半導体スイッチ素子Ｑ_２、半導体スイッチ素子Ｑ_３はサージ電圧発生を抑制してオフ状態へ遷移することができ、サージ電圧による破壊を防ぐことができる。半導体スイッチ素子Ｑ_１、半導体スイッチ素子Ｑ_４は、ボディダイオードに通電することなく電流を流すことができ、過大な電流によるボディダイオードの破壊を防ぐことができる。

なお、上記実施の形態１および実施の形態２では、半導体スイッチ素子をＭＯＳＦＥＴとして説明したが、ワイドバンドギャップ半導体を使用する場合、より好適である。ワイドバンドギャップ半導体からなる電力用半導体スイッチ素子は、高耐圧で放熱性も良く、高速スイッチングが可能である。具体的には、ＳｉＣ（シリコンカーバイド、炭化珪素）系材料、ＧａＮ（窒化ガリウム）系材料、ダイヤモンド系材料を使用したＭＯＳＦＥＴである。

従来のＳｉ（シリコン）半導体からなるスイッチ素子は、ユニポーラ動作が困難な高電圧領域では使用できないが、ワイドバンドギャップ半導体から成る電力用半導体スイッチ素子は、そのような高電圧領域でも使用可能である。また、ワイドバンドギャップ半導体は、電力損失が小さく、高周波スイッチング動作に適している。従って、ワイドバンドギャップ半導体から成る電力用半導体スイッチ素子を、高周波化の要求が大きいコンバータに適用すると、スイッチング周波数の高周波化によって、コンバータ内のリアクトルおよびコンデンサなどを小型化できる。

しかしながら、ワイドバンドギャップ半導体は高価である。そのため、電力変換装置を低廉かつ小型にするためには、ワイドバンドギャップ半導体を小型化する必要があり、スイッチング速度を増加させ、電力損失の低減を図る必要がある。スイッチング速度を増加させることとは、即ち、通常ターンオン時間、通常ターンオフ時間を短い時間設定にて使用することとなり、サージ電圧がより大きな値となる。

また、リアクトルの小型化とは、インダクタンス値を低減させることであり、インダクタンス値の低減は、リアクトルの電流変化量を大きくすることになる。つまり、ワイドバンドギャップ半導体を用いてリアクトル小型化すると、過電流時の電流値がより過大となり、過電流検出時のサージ電圧がより過大となる。

また、特に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴは、ボディダイオードへの通電により結晶劣化が進行することが知られている。結晶劣化が進行した場合、ボディダイオードのオン電圧が上昇し、さらにはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴそのものが破壊する可能性がある。過電流時のような過大な電流に対して対応するように作り込みは可能であるが、コストアップとなる。

実施の形態１および実施の形態２に係る電力変換装置は、過電流時にソフト遮断を行うことにより、過電流時のサージ電圧に縛られず、通常ターンオフ時間を設定でき、よりワイドバンドギャップ半導体の特性を活かせる。また、ボディダイオードへの通電を抑制するため、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴにおける結晶劣化を防止できる。ワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、サージ電圧の発生と、ボディダイオードへの通電がより課題となるが、本実施の形態を適用することでより有用に作用し、従来の電力変換装置に比べて、スイッチング速度を増加させることができ、ワイドバンドギャップ半導体を小型化、強いては電力変換装置を低廉かつ小型にできる。

本願は、様々な例示的な実施の形態および実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１ 蓄電部、２ 入力電圧検出回路、３ 入力コンデンサ、４ａ、４ｂ、３７ リアクトル、５ コンバータ部、６ 平滑コンデンサ、７ 出力電圧検出回路、８ 第１半導体スイッチ素子、９ 第２半導体スイッチ素子、１０、２８ 接続点、１１、２７、３４ 電流センサ、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ 信号線、１３ 制御部、１４ 制御線、１５ 外部信号線、１６ 制御信号生成部、１７ 第１駆動部、１８ 第２駆動部、１９ａ 第１正側過電流検出部、１９ｂ 第１負側過電流検出部、１９ｃ 第２正側過電流検出部、１９ｄ 第２負側過電流検出部、２０ａ 第１オン／オフ部、２０ｂ 第２オン／オフ部、２１ａ 第１ソフト遮断部、２１ｂ 第２ソフト遮断部、２２ａ 第１強制オン部、２２ｂ 第２強制オン部、２３ａ、２３ｂ、２３ｃ、２３ｄ 判定信号、２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄ 制御信号、２５ 第３半導体スイッチ素子、２６ 第４半導体スイッチ素子、２９ 第３駆動部、３０ 第４駆動部、３１ １次側回路、３２ ２次側回路、３３ 絶縁トランス、３５ 直流電源、３６ コンデンサ、Ｍ_１ 第１巻線、Ｍ_２ 第２巻線、Ｑ_１、Ｑ_２、Ｑ_３、Ｑ_４ 半導体スイッチ素子、Ｄ_１、Ｄ_２、Ｄ_３、Ｄ_４ ダイオード、Ｐｉ、Ｎｉ 入力端子、Ｐｏ、Ｎｏ 出力端子、Ｖ_２＊ 出力電圧指令値、Ｖ_１ 入力電圧、Ｖ_２ 出力電圧、Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂ、Ｇａｔｅ２ａ、Ｇａｔｅ２ｂ ゲート信号、Ｉ_１ リアクトル電流、Ｇ ゲート、Ｓ ソース、Ｄ ドレイン、Ｖｇｓ＿ｐｌ ミラー電圧、Ｖｇｓ＿ｔｈ 閾値電圧。

Claims (14)

1. 下アームを構成する第１スイッチと上アームを構成する第２スイッチとの直列回路で構成された第１スイッチ素子対と、
   上記第１スイッチと上記第２スイッチとの接続点に接続された第１誘導性負荷と、
   上記第１誘導性負荷に流れる電流を検出する第１電流検出手段と、
   上記第１スイッチおよび上記第２スイッチを制御する制御部と、を備え、
   上記制御部は、
   上記第１スイッチおよび上記第２スイッチを制御する制御信号を生成する制御信号生成部と、
   上記第１電流検出手段の検出電流が過電流であることを検出する第１過電流検出部と、
   上記第１過電流検出部が上記過電流を検出した時、上記第１スイッチと上記第２スイッチとの何れか一方を規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移させ、他方を規定のターンオフ時間よりも長いターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させるオン／オフ駆動部と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 入力電圧が供給される入力端子、および出力端子を備え、
   上記第２スイッチを上記出力端子の正極に接続すると共に、上記第１スイッチを上記出力端子の負極に接続し、
   上記第１電流検出手段が上記入力端子から上記接続点に流れる電流を正電流として検出するように構成し、
   上記第１過電流検出部が上記正電流の過電流検出時に、上記第２スイッチを上記規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移させ、上記第１スイッチを上記規定のターンオフ時間よりも長いターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 入力電圧が供給される入力端子、および出力端子を備え、
   上記第２スイッチを上記出力端子の正極に接続すると共に、上記第１スイッチを上記出力端子の負極に接続し、
   上記第１電流検出手段が上記接続点から上記入力端子に流れる電流を負電流として検出するように構成し、
   上記第１過電流検出部が上記負電流の過電流検出時に、上記第２スイッチを上記規定のターンオフ時間よりも長いターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させ、上記第１スイッチを上記規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 上記出力端子の負極に接続されて下アームを構成するスイッチと上記出力端子の正極に接続されて上アームを構成するスイッチとの直列回路で構成され、上記第１スイッチ素子対にそれぞれ並列接続されたｎ個（ｎは１以上の正の整数）の第２スイッチ素子対と、
   上記ｎ個の第２スイッチ素子対のそれぞれを構成するスイッチ相互間の接続点に接続されたｎ個の第２誘導性負荷と、
   上記入力端子から上記ｎ個の第２スイッチ素子対のそれぞれを構成するスイッチ相互間の接続点に流れる電流を正電流として検出し、上記スイッチ相互間の接続点から上記入力端子に流れる電流を負電流として検出するｎ個の第２電流検出手段と、
   上記ｎ個の第２電流検出手段のそれぞれの検出電流が過電流であることを検出するｎ個の第２過電流検出部と、を備え、
   上記第１過電流検出部と上記第２過電流検出部の何れか一方が過電流を検出した時に、上記過電流を検出した電流が流れる誘導性負荷に接続されていない上アームスイッチと下アームスイッチとを規定のターンオフ時間をかけてオン状態からオフ状態に遷移させることを特徴とする請求項２または３に記載の電力変換装置。
5. 上記出力端子の負極に接続されて下アームを構成するスイッチと上記出力端子の正極に接続されて上アームを構成するスイッチとの直列回路で構成され、上記第１スイッチ素子対にそれぞれ並列接続されたｎ個（ｎは１以上の整数）の第２スイッチ素子対と、
   上記ｎ個の第２スイッチ素子対のそれぞれを構成するスイッチ相互間の接続点に接続されたｎ個の第２誘導性負荷と、
   上記入力端子から上記ｎ個の第２スイッチ素子対のそれぞれを構成するスイッチ相互間の接続点に流れる電流を正電流として検出し、上記スイッチ相互間の接続点から上記入力端子に流れる電流を負電流として検出するｎ個の第２電流検出手段と、
   上記ｎ個の第２電流検出手段のそれぞれの検出電流が過電流であることを検出するｎ個の第２過電流検出部と、を備え、
   上記正電流の過電流を検出した時に、上記過電流を検出した電流が流れる誘導性負荷に接続されていない上アームスイッチを規定のターンオン時間をかけてオフ状態からオン状態に遷移させ、下アームスイッチを規定のターンオフ時間より長いターンオフ時間をかけてオン状態からオフ状態に遷移させることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
6. 上記出力端子の負極に接続されて下アームを構成するスイッチと上記出力端子の正極に接続されて上アームを構成するスイッチとの直列回路で構成され、上記第１スイッチ素子対にそれぞれ並列接続されたｎ個（ｎは１以上の整数）の第２スイッチ素子対と、
   上記ｎ個の第２スイッチ素子対のそれぞれを構成するスイッチ相互間の接続点に接続されたｎ個の第２誘導性負荷と、
   上記入力端子から上記ｎ個の第２スイッチ素子対のそれぞれを構成するスイッチ相互間の接続点に流れる電流を正電流として検出し、上記スイッチ相互間の接続点から上記入力端子に流れる電流を負電流として検出するｎ個の第２電流検出手段と、
   上記ｎ個の第２電流検出手段のそれぞれの検出電流が過電流であることを検出するｎ個の第２過電流検出部と、を備え、
   上記負電流の過電流を検出した時に、上記過電流を検出した電流が流れる誘導性負荷に接続されていない上アームスイッチを規定のターンオフ時間より長いターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させ、下アームスイッチを規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移させることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
7. 直流電源の正極に接続されて上アームを構成する第１スイッチと上記直流電源の負極に接続されて下アームを構成する第２スイッチとの直列回路で構成された第１スイッチ素子対と、
   上記直流電源の正極に接続されて上アームを構成する第３スイッチと上記直流電源の負極に接続されて下アームを構成する第４スイッチとの直列回路で構成され、上記第１スイッチ素子対に並列接続された第２スイッチ素子対と、
   １次側に設けられた第１巻線と２次側に設けられた第２巻線を有するトランスと、
   上記第１巻線に流れる電流を検出する電流検出手段と、
   上記電流検出手段の検出電流が過電流であることを検出する過電流検出部と、を備え、
   上記第１巻線の一端を上記第１スイッチと上記第２スイッチとの接続点に接続すると共に、他端を上記第４スイッチと上記第３スイッチとの接続点に接続し、
   上記電流検出手段が上記第１巻線の一端から上記他端へ流れる電流を正電流として検出すると共に、上記他端から上記一端へ流れる電流を負電流として検出するように構成し、
   上記過電流検出部が上記正電流の過電流を検出した時に、上記第１スイッチおよび上記第４スイッチを規定のターンオフ時間よりも長いターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させると共に、上記第２スイッチおよび上記第３スイッチを規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移させ、
   上記過電流検出部が上記負電流の過電流を検出した時に、上記第２スイッチおよび上記第３スイッチを規定のターンオフ時間よりも長いターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移させると共に、上記第１スイッチおよび上記第４スイッチを規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移させることを特徴とする電力変換装置。
8. 過電流検出時に規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移するスイッチは、規定のターンオフ時間よりも長いターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移するスイッチのミラー期間が終了した後にオン状態に遷移することを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換装置。
9. 上記ミラー期間の終了は、上記スイッチのゲート電圧により判断することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 上記ミラー期間の終了は、時間により判断することを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
11. 過電流検出時に、規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移するスイッチは、電流値が規定の電流値以下になるまでオン状態を継続した後、規定のターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移することを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換装置。
12. 過電流検出時に、規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移するスイッチは、電流値が０Ａになるまでオン状態を継続した後、規定のターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移することを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換装置。
13. 過電流検出時に、規定のターンオン時間でオフ状態からオン状態に遷移するスイッチは、規定の時間オン状態を継続した後、規定のターンオフ時間でオン状態からオフ状態に遷移することを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載の電力変換装置。
14. 上記下アームを構成するスイッチと上記上アームを構成するスイッチの少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体で構成されていることを特徴とする請求項１から１３の何れか一項に記載の電力変換装置。

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