JP6809341B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転電機の制御装置に関する。

従来、例えば下記特許文献１に見られるように、回転電機のステータに巻回された巻線群に流れる回転座標系の電流値に基づいて、回転電機の回転位置情報を推定する制御装置が知られている。また制御装置としては、回転電機の矩形波駆動を行うものも知られている。

特許第６０２２９５１号公報

矩形波駆動が行われると、巻線群に流れる回転座標系の電流値には、基本波成分に加えて高調波成分が含まれる。具体的には例えば、６次や１２次の高調波成分が含まれる。高調波成分が含まれた回転座標系の電流値に基づいて回転位置情報が推定されると、回転位置情報の推定精度が低下し得る。その結果、回転電機の制御性が低下し得る。

本発明は、回転位置情報の推定精度の低下を抑制できる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

第１の発明は、ステータに巻回された巻線群を有する回転電機と、前記巻線群に電圧を印加する電力変換回路と、を備えるシステムに適用され、前記回転電機の回転位置情報を推定する位置推定部を備える回転電機の制御装置において、前記巻線群に流れる固定座標系の電流値を取得する電流取得部と、前記電流取得部により取得された電流値と前記回転位置情報とに基づいて、前記巻線群に流れる回転座標系の電流値である変換電流値を算出する電流算出部と、前記回転位置情報に基づいて、前記回転電機の矩形波駆動を行うべく前記電力変換回路を操作する操作部と、を備え、前記位置推定部は、前記電流算出部により算出された前記変換電流値に基づいて前記回転位置情報を推定し、前記電流算出部は、前記位置推定部で用いられる前記変換電流値として、前記変換電流値の１変動周期における平均値を算出する。

第１の発明では、巻線群に流れる回転座標系の電流値が変換電流値として定義されている。第１の発明では、電流算出部は、電流取得部により取得された電流値と回転位置情報とに基づいて、変換電流値の１変動周期における平均値を算出する。上記平均値は、実際の変換電流値に含まれる高調波成分が低減された値とされている。このため、上記平均値に基づいて回転位置情報が推定されることにより、高調波成分に起因した回転位置情報の推定精度の低下を抑制できる。

第２の発明は、前記電力変換回路の入力電圧値を取得する電圧取得部と、前記回転位置情報に基づいて、前記回転電機の電気角周波数を算出する速度算出部と、前記電圧取得部により取得された前記入力電圧値と前記速度算出部により算出された前記電気角周波数とに基づいて、実際の前記変換電流値がその１変動周期における平均値になると想定されるタイミングを検出タイミングとして算出するタイミング算出部と、を備え、前記電流取得部は、前記タイミング算出部により算出された前記検出タイミングにおける前記固定座標系の電流値を取得し、前記電流算出部は、前記回転位置情報に基づいて、前記電流取得部により取得された電流値を前記位置推定部で用いられる前記変換電流値に変換する。

回転座標系の電流値の振幅及び位相は、電力変換回路の入力電圧値及び回転電機の電気角周波数に応じて変化する。このため、電流取得部により取得される電流値が、入力電圧値及び電気角周波数の大小によらない予め定められたタイミングで検出された電流値である場合、電流取得部により取得された電流値に基づく変換電流値と、実際の変換電流値の１変動周期における平均値とのずれが大きくなる。このずれが大きくなると、変換電流値に含まれる高調波成分が大きくなり、回転位置情報の推定精度が低下し得る。

そこで第２の発明では、タイミング算出部は、電圧取得部により取得された入力電圧値と速度算出部により算出された電気角周波数とに基づいて、実際の変換電流値がその１変動周期における平均値になると想定されるタイミングを検出タイミングとして算出する。電流取得部は、算出された検出タイミングにおける固定座標系の電流値を取得する。電流算出部は、回転位置情報に基づいて、電流取得部により取得された電流値を、位置推定部で用いられる変換電流値に変換する。このため、位置推定部で用いられる変換電流値を平均値に近づけることができ、変換電流値に含まれる高調波成分を低減できる。これにより、回転位置情報の推定精度の低下を抑制できる。

第３の発明は、前記電力変換回路の入力電圧値を取得する電圧取得部と、前記回転位置情報に基づいて、前記回転電機の電気角周波数を算出する速度算出部と、前記電圧取得部により取得された前記入力電圧値と前記速度算出部により算出された前記電気角周波数とに基づいて、前記平均値を算出する平均値算出部と、前記平均値算出部により算出された前記平均値と前記電流算出部により算出された前記変換電流値とに基づいて、前記電流算出部により算出された前記変換電流値を前記平均値算出部により算出された前記平均値にするための補正量を算出する補正量算出部と、前記電流算出部により算出された前記変換電流値を前記補正量で補正する補正部と、を備え、前記位置推定部は、前記補正部により補正された前記変換電流値に基づいて前記回転位置情報を推定する。

回転座標系の電流値の振幅及び位相は、電力変換回路の入力電圧値及び回転電機の電気角周波数に応じて変化する。このため、電流取得部により取得された電流値に基づく変換電流値と、実際の変換電流値の１変動周期における平均値とのずれが大きくなり得る。このずれが大きくなると、変換電流値に含まれる高調波成分が大きくなり、回転位置情報の推定精度が低下し得る。

そこで第３の発明では、平均値算出部は、入力電圧値及び電気角周波数に基づいて上記平均値を算出する。補正量算出部は、算出された平均値と電流算出部により算出された変換電流値とに基づいて上記補正量を算出する。補正部は、電流算出部により算出された変換電流値を算出された補正量で補正する。このため、位置推定部で用いられる変換電流値を平均値に近づけることができ、変換電流値に含まれる高調波成分が回転位置情報の推定精度に及ぼす影響を低減できる。これにより、回転位置情報の推定精度の低下を抑制できる。

第４の発明では、前記電力変換回路の電圧ベクトルが切り替えられる第１タイミングから、前記第１タイミングの直後に前記電圧ベクトルが切り替えられる第２タイミングまでの期間よりも短い期間が検出禁止期間とされており、前記電流取得部は、前記第１タイミングから前記検出禁止期間が経過するまでの期間以外の期間における前記固定座標系の電流値を取得する。

電圧ベクトルが切り替えられた直後の期間である検出禁止期間においては、その切替に起因したノイズが固定座標系の電流値に含まれ得る。ノイズが含まれた電流値に基づいて回転位置情報が推定されると、回転位置情報の推定精度が低下し得る。そこで第４の発明では、電流算出部で用いられる固定座標系の電流値が、上記第１タイミングから検出禁止期間が経過するまでの期間以外の期間における電流値とされている。このため、電圧ベクトルの切替に起因したノイズが電流取得部により取得される電流値に含まれることを抑制でき、回転位置情報の推定精度の低下を抑制できる。

第５の発明では、前記電力変換回路の電圧ベクトルが切り替えられる第１タイミングから、前記第１タイミングの直後に前記電圧ベクトルが切り替えられる第２タイミングまでの期間よりも短い期間が検出禁止期間とされている。第５の発明は、前記電力変換回路の入力電圧値を取得する電圧取得部と、前記回転位置情報に基づいて、前記回転電機の電気角周波数を算出する速度算出部と、前記電圧取得部により取得された前記入力電圧値と前記速度算出部により算出された前記電気角周波数とに基づいて、実際の前記変換電流値がその１変動周期における平均値になると想定されるタイミングを検出タイミングとして算出するタイミング算出部と、前記タイミング算出部により算出された前記検出タイミングが、前記第１タイミングから前記検出禁止期間が経過するまでの期間に含まれていることを判定する判定部と、前記判定部により含まれていると判定された場合、前記検出タイミングを、前記第１タイミングから前記検出禁止期間が経過するまでの期間以外の期間にずらすシフト部と、を備え、前記電流取得部は、前記シフト部でずらされた前記検出タイミングにおける前記固定座標系の電流値を取得し、前記電流算出部は、前記回転位置情報に基づいて、前記電流取得部により取得された電流値を前記変換電流値に変換する。第５の発明は、前記電圧取得部により取得された前記入力電圧値と前記速度算出部により算出された前記電気角周波数とに基づいて、前記平均値を算出する平均値算出部と、前記平均値算出部により算出された前記平均値と前記電流算出部により算出された前記変換電流値とに基づいて、前記電流算出部により算出された前記変換電流値を前記平均値算出部により算出された前記平均値にするための補正量を算出する補正量算出部と、前記電流算出部により算出された前記変換電流値を前記補正量で補正する補正部と、を備え、前記位置推定部は、前記補正部により補正された前記変換電流値に基づいて前記回転位置情報を推定する。

回転座標系の電流値の振幅及び位相は、電力変換回路の入力電圧値及び回転電機の電気角周波数に応じて変化する。このため、電流取得部により取得される電流値が、入力電圧値及び電気角周波数の大小によらない予め定められたタイミングで検出された電流値である場合、電流取得部により取得された電流値が変換された変換電流値と、実際の変換電流値の１変動周期における平均値とのずれが大きくなる。このずれが大きくなると、回転位置情報の推定に用いられる変換電流値に含まれる高調波成分が大きくなり、回転位置情報の推定精度が低下し得る。

そこで第５の発明では、タイミング算出部は、電圧取得部により取得された入力電圧値と速度算出部により算出された電気角周波数とに基づいて、実際の変換電流値がその１変動周期における平均値になると想定されるタイミングを検出タイミングとして算出する。ここで、電圧ベクトルが切り替えられた直後の期間である検出禁止期間においては、その切替に起因したノイズが固定座標系の電流値に含まれることがある。ノイズが含まれた電流値に基づいて回転位置情報が推定されると、回転位置情報の推定精度が低下し得る。

そこで第５の発明では、判定部は、タイミング算出部により算出された検出タイミングが、上記第１タイミングから検出禁止期間が経過するまでの期間に含まれていることを判定する。シフト部は、判定部により含まれていると判定された場合、検出タイミングを、第１タイミングから検出禁止期間が経過するまでの期間以外の期間にずらす。

ここで、ずらされた検出タイミングにおける固定座標系の電流値に基づく変換電流値は、実際の変換電流値の１変動周期における平均値から大きくずれ得る。この場合、変換電流値に含まれる高調波成分が大きくなり、回転位置情報の推定精度が低下し得る。

そこで第５の発明では、平均値算出部は、入力電圧値及び電気角周波数に基づいて上記平均値を算出する。補正量算出部は、算出された平均値と電流算出部により算出された変換電流値とに基づいて上記補正量を算出する。補正部は、電流算出部により算出された変換電流値を算出された補正量で補正する。このため、位置推定部で用いられる変換電流値を平均値に近づけることができ、変換電流値に含まれる高調波成分が回転位置情報の推定精度に及ぼす影響を低減できる。これにより、回転位置情報の推定精度の低下を抑制できる。

第１実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 第１巻線群と第２巻線群とのなす空間位相差を示す図。 矩形波制御における電圧ベクトルの推移を示す図。 電圧ベクトルとスイッチングモードとの関係を示す図。 制御装置におけるモータ制御のブロック図。 電流検出タイミングを示すタイムチャート。 モータ制御処理の手順を示すフローチャート。 第２実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 電流検出タイミングを示すタイムチャート。 モータ制御処理の手順を示すフローチャート。 第３実施形態に係るモデル化した電圧の推移を示す図。 モータ制御処理の手順を示すフローチャート。 第４実施形態に係るモータ制御処理の手順を示すフローチャート。 第１補正処理の手順を示すフローチャート。 第２補正処理の手順を示すフローチャート。 第５実施形態に係るモータ制御処理の手順を示すフローチャート。 検出禁止期間を示す図。 その他の実施形態に係る電流検出タイミングを示すタイムチャート。

＜第１実施形態＞
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてエンジンを備える車両に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ１０は、多相多重巻線を有する回転電機であり、本実施形態では、３相２重巻線を有する突極型の同期モータである。なお本実施形態では、モータ１０として、スタータ及びオルタネータの機能を統合したＩＳＧ（Integrated Starter Generator）を想定している。特に本実施形態では、図示しないエンジンの初回の始動に加えて、所定の自動停止条件が成立する場合にエンジンを自動停止させ、その後、所定の再始動条件が成立する場合にエンジンを自動的に再始動させるアイドリングストップ機能を実行する場合にも、モータ１０がスタータとして機能する。

本実施形態において、モータ１０は永久磁石界磁型のものである。モータ１０を構成するロータ１２は、エンジンのクランク軸と動力伝達が可能とされている。

モータ１０を構成するステータ１３には、２つの電機子巻線群である第１巻線群１０Ａ及び第２巻線群１０Ｂが巻回されている。第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂに対して、ロータ１２が共通化されている。なお本実施形態において、第１巻線群１０Ａが第１対象巻線群に相当し、第２巻線群１０Ｂが第２対象巻線群に相当する。

図２を用いて、各巻線群１０Ａ，１０Ｂについて説明する。第１巻線群１０Ａ及び第２巻線群１０Ｂのそれぞれは、異なる中性点を有する３相巻線を備えている。第１巻線群１０Ａは、電気角で互いに１２０°ずれた各巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡを有し、第２巻線群１０Ｂは、電気角で互いに１２０°ずれた各巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢを有している。本実施形態では、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとのなす電気角である空間位相差Δαが３０°とされている。また本実施形態では、第１巻線群１０Ａと第２巻線群１０Ｂとが同じ構成とされている。具体的には、第１巻線群１０Ａを構成する各巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡのそれぞれの巻数ＮＡと、第２巻線群１０Ｂを構成する各巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢのそれぞれの巻数ＮＢとが等しく設定されている。これにより、第１巻線群１０Ａの自己インダクタンスと、第２巻線群１０Ｂの自己インダクタンスとが等しくされている。

先の図１に戻り、モータ１０には、第１巻線群１０Ａに対応した第１インバータ２０Ａ及び第２巻線群１０Ｂに対応した第２インバータ２０Ｂが電気的に接続されている。第１インバータ２０Ａ及び第２インバータ２０Ｂのそれぞれには、共通の直流電源であるバッテリ２１が並列接続されている。なおバッテリ２１には、コンデンサ２２が並列接続されている。

第１インバータ２０Ａは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ１，ＳＶｐ１，ＳＷｐ１と、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ１，ＳＶｎ１，ＳＷｎ１との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第１巻線群１０Ａを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＡ，ＶＡ，ＷＡに接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１として、ＩＧＢＴが用いられている。そして各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ１〜ＤＷｎ１が逆並列に接続されている。なお各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１としては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられていてもよい。

第２インバータ２０Ｂは、第１インバータ２０Ａと同様に、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相上アームスイッチＳＵｐ２，ＳＶｐ２，ＳＷｐ２と、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相下アームスイッチＳＵｎ２，ＳＶｎ２，ＳＷｎ２との直列接続体を３組備えている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相における上記直列接続体の接続点は、第２巻線群１０Ｂを構成するＵ，Ｖ，Ｗ相巻線ＵＢ，ＶＢ，ＷＢに接続されている。本実施形態では、各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２として、ＩＧＢＴが用いられている。そして各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２にはそれぞれ、ダイオードＤＵｐ２〜ＤＷｎ２が逆並列に接続されている。なお各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２しては、ＩＧＢＴに限らず、例えばＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられていてもよい。

第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂの高電位側端子である各上アームスイッチのコレクタには、バッテリ２１の正極端子が接続されている。第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂの低電位側端子である各下アームスイッチのエミッタには、バッテリ２１の負極端子が接続されている。

制御システムは、電圧検出部３０、第１相電流検出部３１Ａ、第２相電流検出部３１Ｂ及び温度検出部３２を備えている。電圧検出部３０は、バッテリ２１から第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂへの入力電圧値を電源電圧値ＶＤＣとして検出する。第１相電流検出部３１Ａは、３相固定座標系における第１巻線群１０Ａの各相電流値のうち少なくとも２相分の電流値を第１相電流値Ｉｐｈ１として検出する。第２相電流検出部３１Ｂは、３相固定座標系における第２巻線群１０Ｂの各相電流値のうち少なくとも２相分の電流値を第２相電流値Ｉｐｈ２として検出する。温度検出部３２は、第１巻線群１０Ａの温度を第１巻線温度ＴＨ１として検出し、第２巻線群１０Ｂの温度を第２巻線温度ＴＨ２として検出する。なお本実施形態において、第１相電流値Ｉｐｈ１が第１電流値に相当し、第２相電流値Ｉｐｈ２が第２電流値に相当する。

上記各検出部の検出値は、制御装置４０に入力される。制御装置４０は、モータ１０の制御量をその指令値に制御すべく、各検出部の検出値に基づいて、第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂの操作信号を生成する。本実施形態において、制御量はトルクであり、その指令値は指令トルクＴｒｑ＊である。図１には、第１インバータ２０Ａの各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１を操作する信号を第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１として示し、第２インバータ２０Ｂの各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２を操作する信号を第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２として示している。

なお、制御装置４０が提供する機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。

制御装置４０は、各操作信号を矩形波駆動制御に基づいて生成する。矩形波駆動制御は、図３に示すように、電気角θｅの３６０°を１周期として、有効電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６を電気角６０°毎に順次切り替える制御である。なお図３において、Ｖｃｔ１は第１インバータ２０Ａの第１電圧ベクトルを示し、Ｖｃｔ２は第２インバータ２０Ｂの第２電圧ベクトルを示す。また図４には、各電圧ベクトルと各相スイッチの操作状態との対応関係を示した。図中、Ｖ０，Ｖ７は無効電圧ベクトルを示す。

続いて図５を用いて、モータ１０のトルク制御について説明する。この制御では、位置センサレス制御が用いられる。位置センサレス制御では、モータ１０の磁極位置である電気角を直接検出するレゾルバ等の角度検出器の検出値が用いられず、推定した電気角が用いられる。

制御装置４０は、第１インバータ２０Ａに対応した第１処理部４１を備えている。第１処理部４１において、第１電流変換部４１ａは、第１巻線群１０Ａに対応する電気角の推定値である第１推定角θγ１と、第１相電流検出部３１Ａにより検出された第１相電流値Ｉｐｈ１とに基づいて、３相固定座標系における第１巻線群１０ＡのＵ，Ｖ，Ｗ相電流値を、γδ座標系における第１γ軸電流値Ｉγ１ｒ及び第１δ軸電流値Ｉδ１ｒに変換する。ここでγδ座標系は、モータ１０の２相回転座標系であるｄｑ座標系の推定座標系である。

第１指令電流設定部４１ｂは、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、第１γ軸指令電流値Ｉγ１＊と、第１δ軸指令電流値Ｉδ１＊とを設定する。第１γ軸偏差算出部４１ｃは、第１γ軸指令電流値Ｉγ１＊から第１γ軸電流値Ｉγ１ｒを減算した値として、第１γ軸偏差ΔＩγ１を算出する。第１δ軸偏差算出部４１ｄは、第１δ軸指令電流値Ｉδ１＊から第１δ軸電流値Ｉδ１ｒを減算した値として、第１δ軸偏差ΔＩδ１を算出する。

第１指令電圧設定部４１ｅは、第１γ軸偏差ΔＩγ１に基づいて、第１γ軸電流値Ｉγ１ｒを第１γ軸指令電流値Ｉγ１＊にフィードバック制御するための操作量として、第１γ軸指令電圧値Ｖγ１＊を算出する。また、第１指令電圧設定部４１ｅは、第１δ軸偏差ΔＩδ１に基づいて、第１δ軸電流値Ｉδ１ｒを第１δ軸指令電流値Ｉδ１＊にフィードバック制御するための操作量として、第１δ軸指令電圧値Ｖδ１＊を算出する。なお、上記フィードバック制御としては、例えば比例積分制御を用いることができる。

第１電圧変換部４１ｆは、第１γ軸指令電圧値Ｖγ１＊、第１δ軸指令電圧値Ｖδ１＊、電圧検出部３０により検出された電源電圧値ＶＤＣ、及び第１推定角θγ１に基づいて、γδ座標系における第１γ，δ軸指令電圧値Ｖγ１＊，Ｖδ１＊を、３相固定座標系における第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧値ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１に変換する。本実施形態において、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧値ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１は、中央値が０となり、電気角で位相が１２０°ずれた正弦波状の信号となる。

第１生成部４１ｇは、第１電圧変換部４１ｆから出力された第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧値ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１に基づいて、第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を生成する。第１生成部４１ｇは、生成した第１操作信号ｇＵｐ１〜ｇＷｎ１を各スイッチＳＵｐ１〜ＳＷｎ１に対して出力する。ここで第１操作信号は、例えば、三角波信号等のキャリア信号と各相指令電圧値ＶＵ１，ＶＶ１，ＶＷ１との大小比較に基づくＰＷＭ制御により生成されればよい。上アーム側の第１操作信号と、対応する下アーム側の第１操作信号とは、互いに相補的な信号となっている。このため、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオンされる。

制御装置４０は、第２インバータ２０Ｂに対応した第２処理部４２を備えている。なお、第２処理部４２は、第１処理部４１と同様の構成のため、その詳細な説明を適宜省略する。

第２処理部４２において、第２電流変換部４２ａは、第２巻線群１０Ｂに対応する電気角の推定値である第２推定角θγ２と、第２相電流検出部３１Ｂにより検出された第２相電流Ｉｐｈ２とに基づいて、第２巻線群１０Ｂに対応するＵ，Ｖ，Ｗ相電流値を、γδ座標系における第２γ軸電流値Ｉγ２ｒと、第２δ軸電流値Ｉδ２ｒとに変換する。ここで第２推定角θγ２は、角度加算部５１により、第１推定角θγ１及び空間位相差Δαの加算値として算出される。

第２指令電流設定部４２ｂは、指令トルクＴｒｑ＊に基づいて、第２γ軸指令電流値Ｉγ２＊と、第２δ軸指令電流値Ｉδ２＊とを設定する。各指令電流値Ｉγ２＊，Ｉδ２＊，Ｉγ１＊，Ｉδ１＊は、モータ１０の実際のトルクを指令トルクＴｒｑ＊とするために必要な値に設定されている。

第２γ軸偏差算出部４２ｃは、第２γ軸指令電流値Ｉγ２＊から第２γ軸電流値Ｉγ２ｒを減算した値として、第２γ軸偏差ΔＩγ２を算出する。第２δ軸偏差算出部４２ｄは、第２δ軸指令電流値Ｉδ２＊から第２δ軸電流値Ｉδ２ｒを減算した値として、第２δ軸偏差ΔＩδ２を算出する。

第２指令電圧設定部４２ｅは、第２γ軸偏差ΔＩγ２に基づいて、第２γ軸指令電圧値Ｖγ２＊を算出する。また、第２指令電圧設定部４２ｅは、第２δ軸偏差ΔＩδ２に基づいて、第２δ軸指令電圧値Ｖδ２＊を算出する。なお、第２指令電圧設定部４２ｅで用いられるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御を用いることができる。

第２電圧変換部４２ｆは、第２γ軸指令電圧値Ｖγ２＊、第２δ軸指令電圧値Ｖδ２＊、電源電圧値ＶＤＣ及び第２推定角θγ２に基づいて、γδ座標系における第２γ，δ軸指令電圧値Ｖγ２＊，Ｖδ２＊を、３相固定座標系における第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧値ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２に変換する。本実施形態において、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧値ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２は、中央値が０となり、電気角で位相が１２０°ずれた正弦波状の信号となる。

第２生成部４２ｇは、第２電圧変換部４２ｆから出力された第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧値ＶＵ２，ＶＶ２，ＶＷ２に基づいて、第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２を生成する。第２生成部４２ｇは、生成した第２操作信号ｇＵｐ２〜ｇＷｎ２を各スイッチＳＵｐ２〜ＳＷｎ２に対して出力する。

なお本実施形態において、上述した各構成４１ｂ〜４１ｇ，４２ｂ〜４２ｇが操作部に相当する。

制御装置４０は、第１推定角θγ１を算出するための構成として、速度算出部４３、γ軸電圧部４４、δ軸電圧部４５、γ軸電流部４６、δ軸電流部４７、誘起電圧算出部４８、パラメータ設定部４９及び位置推定器５０を備えている。以下、本実施形態に係る電気角の推定原理について説明した後、各構成４３〜５０について説明する。

モータ１０の電圧方程式は、下式（ｅｑ１）で表される。

上式（ｅｑ１）において、Ｖｄ１，Ｖｑ１は第１巻線群１０Ａにおけるｄ，ｑ軸電圧を示し、Ｖｄ２，Ｖｑ２は第２巻線群１０Ｂにおけるｄ，ｑ軸電圧を示し、Ｉｄ１，Ｉｑ１は第１巻線群１０Ａに流れるｄ，ｑ軸電流値を示し、Ｉｄ２，Ｉｑ２は第２巻線群１０Ｂに流れるｄ，ｑ軸電流値を示す。Ｒは第１，第２巻線群１０Ａ，１０Ｂの巻線抵抗値を示し、ｓはラプラス変換における微分演算子を示す。Ｌｄ１，Ｌｑ１は第１巻線群１０Ａのｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、Ｌｄ２，Ｌｑ２は第２巻線群１０Ｂのｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、Ｍｄ，Ｍｑは各巻線群１０Ａ，１０Ｂの間のｄ，ｑ軸相互インダクタンスを示し、Ｋｅは誘起電圧定数を示し、ωｅはモータ１０の電気角周波数を示す。

上式（ｅｑ１）から、第１巻線群１０Ａに対応するγδ座標系の電圧方程式が下式（ｅｑ２）のように導かれ、第１巻線群１０Ａに対応するγδ座標系の拡張誘起電圧が下式（ｅｑ３）のように導かれる。

上式（ｅｑ２）において、Ｖγ１，Ｖδ１は第１巻線群１０Ａにおけるγ，δ軸電圧値を示し、Ｉγ１，Ｉδ１は第１巻線群１０Ａに流れるγ，δ軸電流値を示し、Ｉγ２，Ｉδ２は第２巻線群１０Ｂに流れるγ，δ軸電流値を示す。また、ｐは微分演算子を示し、ｅγ１は第１γ軸誘起電圧値を示し、ｅδ１は第１δ軸誘起電圧値を示し、Δθはｄｑ座標系に対するγδ座標系の位置推定誤差を示す。

また、上式（ｅｑ１）から、第２巻線群１０Ｂに対応するγδ座標系の電圧方程式が下式（ｅｑ４）のように導かれ、第２巻線群１０Ｂに対応するγδ座標系の拡張誘起電圧が下式（ｅｑ５）のように導かれる。

上式（ｅｑ４）において、Ｖγ２，Ｖδ２は第２巻線群１０Ｂにおけるγ，δ軸電圧値を示し、ｅγ２は第２γ軸誘起電圧値を示し、ｅδ２は第１δ軸誘起電圧値を示す。

ここで、γ軸電圧値Ｖγｍを下式（ｅｑ６）で表し、δ軸電圧値Ｖδｍを下式（ｅｑ７）で表し、γ軸電流値Ｉγｍを下式（ｅｑ８）で表し、δ軸電流値Ｉδｍを下式（ｅｑ９）で表す。また、γ軸誘起電圧値ｅγｍを下式（ｅｑ１０）で表し、δ軸誘起電圧値ｅδｍを下式（ｅｑ１１）で表す。

上式（ｅｑ２），（ｅｑ４），（ｅｑ６）〜（ｅｑ９）と、「Ｌｄ１＝Ｌｄ２＝Ｌｄ」及び「Ｌｑ１＝Ｌｑ２＝Ｌｑ」の条件とに基づいて、下式（ｅｑ１２）が導かれる。

上式（ｅｑ３），（ｅｑ５），（ｅｑ６）〜（ｅｑ９）と、「Ｌｄ１＝Ｌｄ２＝Ｌｄ」及び「Ｌｑ１＝Ｌｑ２＝Ｌｑ」の条件とに基づいて、下式（ｅｑ１３）が導かれる。

上式（ｅｑ１３）に示すγ，δ軸誘起電圧値ｅγｍ，ｅδｍは、位置推定誤差Δθの情報を含んでいる。このため、上式（ｅｑ１２）に基づいて算出されるγ，δ軸誘起電圧値ｅγｍ，ｅδｍに基づいて、モータ１０の電気角を推定することができる。

続いて、各構成４３〜５０について説明する。

速度算出部４３は、第１推定角θγ１に基づいて、モータ１０の電気角周波数ωｅを算出する。なお速度算出部４３は、第２推定角θγ２に基づいて電気角周波数ωｅを算出してもよい。

γ軸電圧部４４は、第１指令電圧設定部４１ｅにより算出された第１γ軸指令電圧値Ｖγ１＊及び第２指令電圧設定部４２ｅにより算出された第２γ軸指令電圧値Ｖγ２＊と、上式（ｅｑ６）とに基づいて、γ軸電圧値Ｖγｍを算出する。

δ軸電圧部４５は、第１指令電圧設定部４１ｅにより算出された第１δ軸指令電圧値Ｖδ１＊及び第２指令電圧設定部４２ｅにより算出された第２δ軸指令電圧値Ｖδ２＊と、上式（ｅｑ７）とに基づいて、δ軸電圧値Ｖδｍを算出する。

γ軸電流部４６は、第１電流変換部４１ａにより算出された第１γ軸電流値Ｉγ１ｒ及び第２電流変換部４２ａにより算出された第２γ軸電流値Ｉγ２ｒと、上式（ｅｑ８）とに基づいて、γ軸電流値Ｉγｍを算出する。

δ軸電流部４７は、第１電流変換部４１ａにより算出された第１δ軸電流値Ｉδ１ｒ及び第２電流変換部４２ａにより算出された第２δ軸電流値Ｉγ２ｒと、上式（ｅｑ９）とに基づいて、δ軸電流値Ｉδｍを算出する。

誘起電圧算出部４８は、γ軸電圧値Ｖγｍ、γ軸電流値Ｉγｍ、δ軸電流値Ｉδｍ及び電気角周波数ωｅと、上式（ｅｑ１２）とに基づいて、γ軸誘起電圧値ｅγｍを算出する。また誘起電圧算出部４８は、δ軸電圧値Ｖδｍ、γ軸電流値Ｉγｍ、δ軸電流値Ｉδｍ及び電気角周波数ωｅと、上式（ｅｑ１２）とに基づいて、δ軸誘起電圧値ｅδｍを算出する。

パラメータ設定部４９は、誘起電圧算出部４８で用いられる各モータパラメータＲ，Ｌｄ，Ｌｑ，Ｍｄ，Ｍｑを、第１巻線温度ＴＨ１、第２巻線温度ＴＨ２及び電流振幅Ｉａｍｐに基づいて算出する。電流振幅Ｉａｍｐは、各巻線群１０Ａ，１０Ｂに流れる電流ベクトルの大きさである。電流振幅Ｉａｍｐは、例えば各相電流値Ｉｐｈ１，Ｉｐｈ２に基づいて算出されればよい。

位置推定器５０は、γ軸誘起電圧値ｅγｍ及びδ軸誘起電圧値ｅδｍに基づいて、第１推定角θγ１を算出する。位置推定器５０は、例えば、周知の拡張誘起電圧オブザーバに基づいて第１推定角θγ１を算出すればよい。

続いて図６を用いて、第１，第２電流変換部４１ａ，４２ａ等で用いられる第１，第２相電流値Ｉｐｈ１，Ｉｐｈ２の検出タイミングについて説明する。図６には、実際の第１，第２δ軸電流値Ｉδ１，Ｉδ２の推移を示す。なお図６では、第１，第２δ軸電流値Ｉδ１，Ｉδ２として、６次や１２次等の高調波成分が含まれるものを想定している。

本実施形態では、上述したように、空間位相差Δαが３０°とされている。この構成において、矩形波駆動制御が行われると、図６に示すように、第１δ軸電流値Ｉδ１の推移と、第２δ軸電流値Ｉδ２の推移とは、第１，第２δ軸電流値Ｉδ１，Ｉδ２の１変動周期の平均値Ｉδａｖｅに対して対称となる。本実施形態において、第１，第２δ軸電流値Ｉδ１，Ｉδ２の１変動周期は、６０°又は略６０°である。ここで、同じタイミングにおける第１，第２δ軸電流値Ｉδ１，Ｉδ２である第１，第２δ軸電流検出値Ｉδ１ｄ（θｅ），Ｉδ２ｄ（θｅ）を下式（ｅｑ１４）のように表す。

上式（ｅｑ１４）において、Ｉδａｖｅ１は第１δ軸電流Ｉδ１の１変動周期における平均値を示し、Ｉδａｖｅ２は第２δ軸電流値Ｉδ２の１変動周期における平均値を示し、βは各δ軸電流値Ｉδ１，Ｉδ２の各平均値Ｉδａｖｅ１，Ｉδａｖｅ２からのずれ量を示す。本実施形態では、各巻線群１０Ａ，１０Ｂの自己インダクタンスが同一であり、また、各インバータ２０Ａ，２０Ｂに対して共通の指令トルクＴｒｑ＊が設定されていることから、各平均値Ｉδａｖｅ１，Ｉδａｖｅ２が互いに等しい値Ｉδａｖｅとされている。第１，第２δ軸電流検出値Ｉδ１ｄ（θｅ），Ｉδ２ｄ（θｅ）を合計すると、下式（ｅｑ１５）となる。

上式（ｅｑ１５）によれば、第１δ軸電流値Ｉδ１の検出タイミングと、第２δ軸電流値Ｉδ２の検出タイミングとが同一のタイミングである場合、第１，第２δ軸電流値Ｉδ１，Ｉδ２の合計値の１／２が、δ軸電流平均値Ｉδａｖｅと等しくなることがわかる。そこで本実施形態では、図６に示すように、第１δ軸電流値Ｉδ１の検出タイミングと、第２δ軸電流値Ｉδ２の検出タイミングとを同一のタイミングＴｄに設定する。つまり、第１相電流値Ｉｐｈ１の検出タイミングと第２相電流値Ｉｐｈ２の検出タイミングとを同一のタイミングに設定する。特に本実施形態では、上記検出タイミングを電気角６０°毎に設定する。

また本実施形態では、上記検出タイミングＴｄが、図１７に例示するように、検出禁止期間Ｔｎｄ以外の期間Ｔａｇに設定されている。検出禁止期間Ｔｎｄは、第１，第２インバータ２０Ａ，２０Ｂそれぞれの第１，第２電圧ベクトルＶｃｔ１，Ｖｃｔ２が切り替える第１タイミングから、第１タイミングの直後に電圧ベクトルが切り替えられる第２タイミングまでの期間よりも短い期間に設定されている。検出禁止期間Ｔｎｄにおいては、電圧ベクトルの切替に起因したノイズが相電流値に含まれ得る。ノイズが含まれた相電流値に基づいて第１推定角θγ１を算出する場合、その算出精度が低下し得る。そこで、検出禁止期間Ｔｎｄを避けて検出タイミングＴｄを設定することにより、第１推定角θγ１の算出精度の低下を回避する。

ちなみに、第１γ軸電流値Ｉγ１の推移及び第２γ軸電流値Ｉγ２の推移についても、第１，第２γ軸電流値Ｉγ１，Ｉγ２の１変動周期の平均値Ｉγａｖｅに対して対称となる。本実施形態において、この１変動周期は、６０°又は略６０°である。このため、同じタイミングにおける第１，第２γ軸電流値Ｉγ１，Ｉγ２である第１，第２γ軸電流検出値Ｉγ１ｄ（θｅ），Ｉγ２ｄ（θｅ）について、下式（ｅｑ１６）が成立する。

図７に、本実施形態に係るトルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０により所定の処理周期毎に繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、第１相電流値Ｉｐｈ１及び第２相電流値Ｉｐｈ２それぞれの検出タイミングＴｄであるか否かを判定する。本実施形態では、上述したように、電気角６０°間隔で検出タイミングＴｄが設定されている。

ステップＳ１０において検出タイミングＴｄであると判定した場合には、ステップＳ１１に進み、上記検出タイミングＴｄにおいて検出された第１相電流値Ｉｐｈ１及び第２相電流値Ｉｐｈ２を取得する処理を行う。この処理は、電流取得部に相当する。

そして、前回算出した第１推定角θγ１に基づいて、取得した第１相電流値Ｉｐｈ１を第１γ，δ軸電流検出値Ｉγ１ｄ（θｅ），Ｉδ１ｄ（θｅ）に変換する。この変換は、第１電流変換部４１ａで行う。また、前回算出した第２推定角θγ２に基づいて、取得した第２相電流値Ｉｐｈ２を第２γ，δ軸検出電流値Ｉγ２ｄ（θｅ），Ｉδ２ｄ（θｅ）に変換する。この変換は、第２電流変換部４２ａで行う。

続くステップＳ１２では、今回の処理周期で変換した第１，第２γ軸電流検出値Ｉγ１ｄ（θｅ），Ｉγ２ｄ（θｅ）と下式（ｅｑ１７）とに基づいて、第１，第２γ軸電流値Ｉγ１ｒ，Ｉγ２ｒを算出する。

またステップＳ１２では、今回の処理周期で変換した第１，第２δ軸電流検出値Ｉδ１ｄ（θｅ），Ｉδ２ｄ（θｅ）と下式（ｅｑ１８）とに基づいて、第１，第２δ軸電流値Ｉδ１ｒ，Ｉδ２ｒを算出する。

ステップＳ１２で算出された第１γ，δ軸電流値Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒが第１電流変換部４１ａから出力され、ステップＳ１２で算出された第２γ，δ軸電流値Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒが第２電流変換部４２ａから出力される。なお本実施形態において、ステップＳ１１における変換処理と、ステップＳ１２の処理とが電流算出部に相当する。また、ステップＳ１２で算出された第１γ，δ軸電流値Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒが第１変換電流値に相当し、ステップＳ１２で算出された第２γ，δ軸電流値Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒが第２変換電流値に相当する。

続くステップＳ１３では、ステップＳ１２で算出した第１，第２γ軸電流値Ｉγ１ｒ，Ｉγ２ｒ及び上式（ｅｑ８）に基づいて、γ軸電流部４６によりγ軸電流値Ｉγｍを算出する。また、ステップＳ１２で算出した第１，第２δ軸電流値Ｉδ１ｒ，Ｉδ２ｒ及び上式（ｅｑ９）に基づいて、δ軸電流部４７によりδ軸電流値Ｉδｍを算出する。また、前回算出した第１，第２γ軸指令電圧値Ｖγ１＊，Ｖγ２＊と、上式（ｅｑ６）とに基づいて、γ軸電圧部４４によりγ軸電圧値Ｖγｍを算出する。そして、算出したγ軸電圧値Ｖγｍ、γ軸電流値Ｉγｍ、δ軸電流値Ｉδｍ、速度算出部４３で算出した電気角周波数ωｅ、及び上式（ｅｑ１２）に基づいて、誘起電圧算出部４８によりγ軸誘起電圧値ｅγｍを算出する。

ステップＳ１３では、前回算出した第１，第２δ軸指令電圧値Ｖδ１＊，Ｖδ２＊と、上式（ｅｑ７）とに基づいて、δ軸電圧部４５によりδ軸電圧値Ｖδｍを算出する。そして、算出したδ軸電圧値Ｖδｍ、γ軸電流値Ｉγｍ、δ軸電流値Ｉδｍ、電気角周波数ωｅ、及び上式（ｅｑ１２）に基づいて、誘起電圧算出部４８によりδ軸誘起電圧値ｅδｍを算出する。

続くステップＳ１４では、算出したγ軸誘起電圧値ｅγｍ及びδ軸誘起電圧値ｅδｍに基づいて、位置推定器５０により第１推定角θγ１を算出する。そして第１推定角θγ１に基づいて、角度加算部５１により第２推定角θγ２を算出する。ステップＳ１４で算出された第１推定角θγ１及び第２推定角θγ２が、次回のステップＳ１１の変換処理で用いられる。なお本実施形態において、ステップＳ１３，Ｓ１４の処理が位置推定部に相当する。

続くステップＳ１５では、ステップＳ１２で算出した第１γ，δ軸電流値Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒに基づいて、第１γ軸偏差算出部４１ｃ、第１δ軸偏差算出部４１ｄ及び第１指令電圧設定部４１ｅにより、第１γ，δ軸指令電圧値Ｖγ１＊，Ｖδ１＊を算出する。またステップＳ１５では、ステップＳ１２で算出した第２γ，δ軸電流値Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒに基づいて、第２γ軸偏差算出部４２ｃ、第２δ軸偏差算出部４２ｄ及び第２指令電圧設定部４２ｅにより、第２γ，δ軸指令電圧値Ｖγ２＊，Ｖδ２＊を算出する。ステップＳ１５で算出された各指令電圧値Ｖγ１＊，Ｖδ１＊，Ｖγ２＊，Ｖδ２＊が、次回のステップＳ１３の処理で用いられる。

以上説明したように本実施形態では、第１相電流値Ｉｐｈ１及び第２相電流値Ｉｐｈ２それぞれの検出タイミングが６０°毎の同一タイミングに設定されている。そして検出された第１相電流値Ｉｐｈ１及び第２相電流値Ｉｐｈ２に基づいて、ステップＳ１１，Ｓ１２の処理により第１γ，δ軸電流値Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒ及び第２γ，δ軸電流値Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒが算出される。このように算出された各電流値Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒ，Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒは、それぞれに対応する平均値からのずれが低減され、ひいては高調波成分が低減されている。このため、ステップＳ１１，Ｓ１２の処理により算出された各電流値Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒ，Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒに基づいて第１，第２推定角θγ１，θγ２が算出されることにより、第１，第２推定角θγ１，θγ２の算出精度の低下を抑制することができる。

＜第２実施形態＞
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図８に示すように、第１，第２相電流検出部３１Ａ，３１Ｂに代えて、電流検出用のシャント抵抗が各インバータ２０Ａ，２０Ｂに備えられている。なお、図８において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

第１インバータ２０Ａは、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗを備えている。第１Ｕ相シャント抵抗５０Ｕは、第１Ｕ相下アームスイッチＳＵｎ１のエミッタとバッテリ２１の負極端子との間に接続され、第１Ｕ相下アームスイッチＳＵｎ１に流れる電流値を第１Ｕ相電流値ＩＵ１として検出する。第１Ｖ相シャント抵抗５０Ｖは、第１Ｖ相下アームスイッチＳＶｎ１のエミッタとバッテリ２１の負極端子との間に接続され、第１Ｖ相下アームスイッチＳＶｎ１に流れる電流値を第１Ｖ相電流値ＩＶ１として検出する。第１Ｗ相シャント抵抗５０Ｗは、第１Ｗ相下アームスイッチＳＷｎ１のエミッタとバッテリ２１の負極端子との間に接続され、第１Ｗ相下アームスイッチＳＷｎ１に流れる電流値を第１Ｗ相電流値ＩＷ１として検出する。

第２インバータ２０Ｂは、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗを備えている。なお、第２インバータ２０Ｂを構成する各シャント抵抗６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗについては、第１インバータ２０Ａを構成する各シャント抵抗５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗと同様であるため、詳細な説明を省略する。

各シャント抵抗５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗ，６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗによって検出された電流値は、制御装置４０に入力される。以降、第１Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗにより検出された各電流値ＩＵ１，ＩＶ１，ＩＷ１を第１相電流値Ｉｐｈ１と称し、第２Ｕ，Ｖ，Ｗ相シャント抵抗６０Ｕ，６０Ｖ，６０Ｗにより検出された各電流値ＩＵ２，ＩＶ２，ＩＷ２を第２相電流値Ｉｐｈ２と称すこととする。

本実施形態では、図９に示すように、各インバータ２０Ａ，２０Ｂの電圧ベクトルＶｃｔ１，Ｖｃｔ２が、２相分の下アームスイッチがオンされる有効電圧ベクトルＶ１，Ｖ３，Ｖ５となる期間内に電流検出タイミングが設定されている。これは、シャント抵抗を備えてかつ矩形波制御が行われる構成において、電圧ベクトルが有効電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５となる場合のみ、キルヒホッフの法則に基づいて電流検出ができるためである。図９には、第１相電流値Ｉｐｈ１の検出タイミングである第１検出タイミングをＴｄ１にて示し、第２相電流値Ｉｐｈ２の検出タイミングである第２検出タイミングをＴｄ２にて示す。本実施形態では、第１検出タイミングＴｄ１と第２検出タイミングＴｄ２とが６０°毎に交互に設定されている。

図１０に、本実施形態に係るトルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０により所定の処理周期毎に繰り返し実行される。なお図１０において、先の図７に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、第１相電流値Ｉｐｈ１の第１検出タイミングＴｄ１であるか否かを判定する。

ステップＳ２０において第１検出タイミングＴｄ１であると判定した場合には、ステップＳ２１に進み、第１検出タイミングＴｄ１において検出された第１相電流値Ｉｐｈ１を取得する。そして、前回算出した第１推定角θγ１に基づいて、取得した第１相電流値Ｉｐｈ１を第１γ，δ軸電流検出値Ｉγ１ｄ（θｅ），Ｉδ１ｄ（θｅ）に変換する。

続くステップＳ２２では、今回の処理周期で変換した第１γ軸電流検出値Ｉγ１ｄ（θｅ）と、前回の第２検出タイミングＴｄ２におけるステップＳ２４の処理で変換した第２γ軸電流検出値Ｉγ２ｄ（θｅ−６０°）と、下式（ｅｑ１９）とに基づいて、第１γ軸電流値Ｉγ１ｒを算出する。

またステップＳ２２では、今回の処理周期で変換した第１δ軸電流検出値Ｉδ１ｄ（θｅ）と、前回の第２検出タイミングＴｄ２におけるステップＳ２４の処理で変換した第２δ軸電流検出値Ｉδ２ｄ（θｅ−６０°）と、下式（ｅｑ２０）とに基づいて、第１δ軸電流値Ｉδ１ｒを算出する。

ステップＳ２２で算出された第１γ，δ軸電流値Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒが第１電流変換部４１ａから出力される。

ステップＳ２２の処理が完了した後のステップＳ１３では、ステップＳ２２で今回の処理周期において算出した第１γ軸電流値Ｉγ１ｒ、ステップＳ２４で前回算出した第２γ軸電流値Ｉγ２ｒ、及び上式（ｅｑ８）に基づいて、γ軸電流値Ｉγｍを算出する。また、ステップＳ２２で今回の処理周期において算出した第１δ軸電流値Ｉδ１ｒ、ステップＳ２５で前回算出した第２δ軸電流値Ｉδ２ｒ、及び上式（ｅｑ９）に基づいて、δ軸電流値Ｉδｍを算出する。また、ステップＳ１５で前回算出した第１，第２γ軸指令電圧値Ｖγ１＊，Ｖγ２＊と、上式（ｅｑ６）とに基づいて、γ軸電圧値Ｖγｍを算出する。そして、算出したγ軸電圧値Ｖγｍ、γ軸電流値Ｉγｍ、δ軸電流値Ｉδｍ、電気角周波数ωｅ、及び上式（ｅｑ１２）に基づいて、γ軸誘起電圧値ｅγｍを算出する。

また、ステップＳ２２の処理が完了した後のステップＳ１３では、ステップＳ１５で前回算出した第１，第２δ軸指令電圧値Ｖδ１＊，Ｖδ２＊と、上式（ｅｑ７）とに基づいて、δ軸電圧値Ｖδｍを算出する。そして、算出したδ軸電圧値Ｖδｍ、γ軸電流値Ｉγｍ、δ軸電流値Ｉδｍ、電気角周波数ωｅ、及び上式（ｅｑ１２）に基づいて、δ軸誘起電圧値ｅδｍを算出する。そして算出したγ軸誘起電圧値ｅγｍ及びδ軸誘起電圧値ｅδｍに基づいて、第１推定角θγ１を算出する。

ステップＳ２０において否定判定した場合には、ステップＳ２３に進み、第２相電流値Ｉｐｈ２の第２検出タイミングＴｄ２であるか否かを判定する。

ステップＳ２３において第２検出タイミングＴｄ２であると判定した場合には、ステップＳ２４に進み、第２検出タイミングＴｄ２において検出された第２相電流値Ｉｐｈ２を取得する。そして、前回算出した第２推定角θγ２に基づいて、取得した第２相電流値Ｉｐｈ２を第２γ，δ軸電流検出値Ｉγ２ｄ（θｅ），Ｉδ２ｄ（θｅ）に変換する。

続くステップＳ２５では、今回の処理周期で変換した第２γ軸電流検出値Ｉγ２ｄ（θｅ）と、前回の第１検出タイミングＴｄ１におけるステップＳ２１の処理で変換した第１γ軸電流検出値Ｉγ１ｄ（θｅ−６０°）と、下式（ｅｑ２１）とに基づいて、第２γ軸電流値Ｉγ２ｒを算出する。

またステップＳ２５では、今回の処理周期で変換した第２δ軸電流検出値Ｉδ２ｄ（θｅ）と、前回の第１検出タイミングＴｄ１におけるステップＳ２１の処理で変換した第１δ軸電流検出値Ｉδ１ｄ（θｅ−６０°）と、下式（ｅｑ２２）とに基づいて、第２δ軸電流値Ｉδ２ｒを算出する。

ステップＳ２５で算出された第２γ，δ軸電流値Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒが第２電流変換部４２ａから出力される。

ステップＳ２５の処理が完了した後のステップＳ１３では、ステップＳ２５で今回の処理周期において算出した第２γ軸電流値Ｉγ２ｒ、ステップＳ２２で前回算出した第１γ軸電流値Ｉγ１ｒ、及び上式（ｅｑ８）に基づいて、γ軸電流値Ｉγｍを算出する。また、ステップＳ２５で今回の処理周期において算出した第２δ軸電流値Ｉδ２ｒ、ステップＳ２２で前回算出した第１δ軸電流値Ｉδ１ｒ、及び上式（ｅｑ９）に基づいて、δ軸電流値Ｉδｍを算出する。また、ステップＳ１５で前回算出した第１，第２γ軸指令電圧値Ｖγ１＊，Ｖγ２＊と、上式（ｅｑ６）とに基づいて、γ軸電圧値Ｖγｍを算出する。そして、算出したγ軸電圧値Ｖγｍ、γ軸電流値Ｉγｍ、δ軸電流値Ｉδｍ、電気角周波数ωｅ、及び上式（ｅｑ１２）に基づいて、γ軸誘起電圧値ｅγｍを算出する。

また、ステップＳ２５の処理が完了した後のステップＳ１３では、ステップＳ１５で前回算出した第１，第２δ軸指令電圧値Ｖδ１＊，Ｖδ２＊と、上式（ｅｑ７）とに基づいて、δ軸電圧値Ｖδｍを算出する。そして、算出したδ軸電圧値Ｖδｍ、γ軸電流値Ｉγｍ、δ軸電流値Ｉδｍ、電気角周波数ωｅ、及び上式（ｅｑ１２）に基づいて、δ軸誘起電圧値ｅδｍを算出する。そして算出したγ軸誘起電圧値ｅγｍ及びδ軸誘起電圧値ｅδｍに基づいて、第１推定角θγ１を算出する。

以上説明した本実施形態によれば、電流検出が可能な電圧ベクトルが制限されている場合であっても、第１，第２推定角θγ１，θγ２の算出精度の低下を抑制することができる。

＜第３実施形態＞
以下、第３実施形態について、上記第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。第２実施形態では、電流検出タイミングが６０°毎に固定されていた。これに対し本実施形態では、第１，第２γ軸電流値Ｉγ１，Ｉγ２がγ軸電流平均値Ｉγａｖｅになると想定されるタイミング及び第１，第２δ軸電流値Ｉδ１，Ｉδ２がδ軸電流平均値Ｉδａｖｅになると想定されるタイミングを算出し、算出したタイミングを電流検出タイミングとして設定する。この設定は、各電流値Ｉγ１，Ｉγ２，Ｉδ１，Ｉδ２の振幅及び位相が、電源電圧値ＶＤＣ及び電気角周波数ωｅ等に応じて変化することに対処するためである。つまり、電流検出タイミングが、電源電圧値ＶＤＣ及び電気角周波数ωｅ等の大小によらない予め定められたタイミングに設定されている場合、各γ軸電流値Ｉγ１ｒ，Ｉγ２ｒとγ軸電流平均値Ｉγａｖｅとのずれと、各δ軸電流値Ｉδ１ｒ，Ｉδ２ｒとδ軸電流平均値Ｉδａｖｅとのずれとが大きくなり得る。ずれが大きくなると、各電流値Ｉγ１，Ｉγ２，Ｉδ１，Ｉδ２に含まれる高調波成分が大きくなり、第１，第２推定角θγ１，θγ２の算出精度が低下し得る。

まず、電流値の振幅及び位相が、電源電圧値ＶＤＣ及び電気角周波数ωｅに依存することを説明する。なお本実施形態では、γ軸に対応するｄ軸を例にして説明する。

本実施形態では、簡単のため上式（ｅｑ１）において「ωｅ＝０」との条件を課す。そして上式（ｅｑ１）を各電流値について解くと下式（ｅｑ２３）が導かれる。なお、下式（ｅｑ２３）の右辺の行列Ｑは、下式（ｅｑ２４）で表される。

本実施形態では、説明の便宜上、上式（ｅｑ２３）の各電流値Ｉｄ１，Ｉｑ１，Ｉｄ２，Ｉｑ２のうち、第１ｄ軸電流値Ｉｄ１のみについて考える。上式（ｅｑ２３）から下式（ｅｑ２５）が導かれる。

第１ｄ軸電圧値Ｖｄ１及び第２ｄ軸電圧値Ｖｄ２を下式（ｅｑ２６）のように表す。下式（ｅｑ２６）において、Ｖａは２つの電圧ベクトルＶｃｔ１，Ｖｃｔ２の合成ベクトルの大きさを示し、電源電圧値ＶＤＣに基づいて定まる値である。また、θ１は第１ｄ軸電圧値Ｖｄ１の位相である第１位相を示し、θ２は第２ｄ軸電圧値Ｖｄ２の位相である第２位相を示す。

本実施形態では、図１１に示すように、電気角３０°毎に電圧ベクトルが切り替わる。このため、第１位相θ１を下式（ｅｑ２７）で表し、第２位相θ２を下式（ｅｑ２８）で表すこととする。

上式（ｅｑ２７）のδは、γδ座標系における第１インバータ２０Ａの電圧ベクトルＶｃｔ１の位相を示し、第１γ，δ軸指令電圧値Ｖγ１＊，Ｖδ１＊から定まる値である。上式（ｅｑ２５）〜（ｅｑ２８）及びラプラス逆変換に基づいて、上式（ｅｑ２５）から定常解として下式（ｅｑ２９）〜（ｅｑ３１）が導かれる。

続いて、下式（ｅｑ３２）に基づいて、第１ｄ軸電流値Ｉｄ１の初期値応答に相当する過渡解について検討する。

上式（ｅｑ３２）をラプラス変換すると、下式（ｅｑ３３）が導かれる。

上式（ｅｑ３３）の右辺第２，３項が過渡解に相当する。上式（ｅｑ３３）の右辺第２項をラプラス逆変換すると下式（ｅｑ３４）が導かれ、上式（ｅｑ３３）の右辺第３項をラプラス逆変換すると下式（ｅｑ３５）が導かれる。なお、下式（ｅｑ３４）のＩｄ１（０）及び下式（ｅｑ３５）のＩｄ２（０）は、例えば数値計算により算出されればよい。

上式（ｅｑ２９）〜（ｅｑ３１），（ｅｑ３４），（ｅｑ３５）から、第１ｄ軸電流値Ｉｄ１は下式（ｅｑ３６）のように表される。

上式（ｅｑ２９）〜（ｅｑ３１）の右辺に含まれるＶａが電源電圧値ＶＤＣに依存すること、及び上式（ｅｑ２９）〜（ｅｑ３１）の右辺に電気角周波数ωｅが含まれることから、第１ｄ軸電流値Ｉｄ１の振幅及び位相は電源電圧値ＶＤＣ及び電気角周波数ωｅに依存する。同様に、第１δ軸電流値Ｉδ１に対応する第１ｑ軸電流値Ｉｑ１、第２γ軸電流値Ｉγ２に対応する第２ｄ軸電流値Ｉｄ２、及び第２δ軸電流値Ｉδ２に対応する第２ｑ軸電流値Ｉｑ２のそれぞれも、振幅及び位相が電源電圧値ＶＤＣ及び電気角周波数ωｅに依存する。

なお、上式（ｅｑ２９）〜（ｅｑ３１），（ｅｑ３４），（ｅｑ３５）の右辺には各モータパラメータが含まれるため、各電流値Ｉｄ１，Ｉｑ１，Ｉｄ２，Ｉｑ２の振幅及び位相は巻線群の温度にも依存する。

図１２に、本実施形態に係るトルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０により所定の処理周期毎に繰り返し実行される。なお図１２において、先の図１０に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、現在のタイミングが、ステップＳ４１で算出した第１検出タイミングＴｄ１であるか否かを判定する。ステップＳ２０において肯定判定した場合には、ステップＳ２１，Ｓ２２を経由してステップＳ３０に進む。ステップＳ３０，Ｓ３１では、図１０におけるステップＳ２２の後のステップＳ１３，Ｓ１４の処理と同じ処理を行う。

続くステップＳ３２では、ステップＳ２２で算出した第１γ，δ軸電流値Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒに基づいて、第１γ軸偏差算出部４１ｃ、第１δ軸偏差算出部４１ｄ及び第１指令電圧設定部４１ｅにより、第１γ，δ軸指令電圧値Ｖγ１＊，Ｖδ１＊を算出する。

続くステップＳ３３では、速度算出部４３により電気角周波数ωｅを算出する。本実施形態において、ステップＳ３３及び後述するステップＳ３９の処理が速度算出部に相当する。

続くステップＳ３４では、電源電圧値ＶＤＣ、第１巻線温度ＴＨ１及び第２巻線温度ＴＨ２を取得する。本実施形態において、ステップＳ３４の処理が電圧取得部に相当する。

続くステップＳ３５では、次回の第２相電流値Ｉｐｈ２の第２検出タイミングＴｄ２を算出する。本実施形態では、実際の第２γ軸電流値Ｉγ２が次回γ軸電流平均値Ｉγａｖｅになると想定されるタイミングを第２検出タイミングＴｄ２として算出する。次回の第２検出タイミングＴｄ２を算出できるのは、上式（ｅｑ３６）に基づく下式（ｅｑ３７）を用いて、第２ｄ軸電流値Ｉｄ２に対応する第２γ軸電流値Ｉγ２がγ軸電流平均値Ｉγａｖｅになる電気角θｅを算出できること、及び算出した電気角θｅと現在の電気角との時間間隔を電気角周波数ωｅに基づいて把握できることに基づく。

本実施形態では、第２ｄ軸電流値Ｉｄ２が電気角周波数ωｅ、電源電圧値ＶＤＣ、第１巻線温度ＴＨ１及び第２巻線温度ＴＨ２に依存するため、算出した電気角周波数ωｅと、取得した電源電圧値ＶＤＣ、第１巻線温度ＴＨ１及び第２巻線温度ＴＨ２とに基づいて、次回の第２検出タイミングＴｄ２を算出する。なおステップＳ３５では、具体的には例えば、電気角周波数ωｅ、電源電圧値ＶＤＣ、第１巻線温度ＴＨ１及び第２巻線温度ＴＨ２と第２検出タイミングＴｄ２とが関係付けられたマップ情報に基づいて、第２検出タイミングＴｄ２を算出すればよい。

ちなみに本実施形態において、ステップＳ３５及び後述するステップＳ４１の処理がタイミング算出部に相当する。

ステップＳ２０において否定判定した場合には、ステップＳ２３に進み、現在のタイミングが、ステップＳ３５で算出した第１検出タイミングＴｄ１であるか否かを判定する。ステップＳ２３において肯定判定した場合には、ステップＳ２４，Ｓ２５を経由してステップＳ３６に進む。ステップＳ３６，Ｓ３７では、図１０におけるステップＳ２５の後のステップＳ１３，Ｓ１４の処理と同じ処理を行う。

続くステップＳ３８では、ステップＳ２５で算出した第２γ，δ軸電流値Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒに基づいて、第２γ軸偏差算出部４２ｃ、第２δ軸偏差算出部４２ｄ及び第２指令電圧設定部４２ｅにより、第２γ，δ軸指令電圧値Ｖγ２＊，Ｖδ２＊を算出する。そしてステップＳ３９では、速度算出部４３により電気角周波数ωｅを算出する。そしてステップＳ４０では、電源電圧値ＶＤＣ、第１巻線温度ＴＨ１及び第２巻線温度ＴＨ２を取得する。

続くステップＳ４１では、次回の第１相電流値Ｉｐｈ１の第１検出タイミングＴｄ１を算出する。本実施形態では、実際の第１γ軸電流値Ｉγ１が次回γ軸電流平均値Ｉγａｖｅになると想定されるタイミングを第１検出タイミングＴｄ１として算出する。本実施形態では、算出した電気角周波数ωｅと、取得した電源電圧値ＶＤＣ、第１巻線温度ＴＨ１及び第２巻線温度ＴＨ２とに基づいて、次回の第１検出タイミングＴｄ１を算出する。なおステップＳ４１では、具体的には例えば、電気角周波数ωｅ、電源電圧値ＶＤＣ、第１巻線温度ＴＨ１及び第２巻線温度ＴＨ２と第１検出タイミングＴｄ１とが関係付けられたマップ情報に基づいて、第１検出タイミングＴｄ１を算出すればよい。

以上説明したように本実施形態では、電源電圧値ＶＤＣ及び電気角周波数ωｅ等に基づいて、次回の第１，第２検出タイミングＴｄ１，Ｔｄ２を算出した。そして算出した第１，第２検出タイミングＴｄ１，Ｔｄ２で検出された第１，第２相電流値Ｉｐｈ１，Ｉｐｈ２を取得した。このため、第１，第２相電流値Ｉｐｈ１，Ｉｐｈ２に基づいて算出された各電流値Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒ，Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒに含まれる高調波成分を低減でき、第１，第２推定角θγ１，θγ２の算出精度の低下を抑制できる。

＜第３実施形態の変形例＞
・ステップＳ３５において、実際の第２δ軸電流値Ｉδ２が次回δ軸電流平均値Ｉδａｖｅになると想定されるタイミングを第２検出タイミングＴｄ２として算出してもよい。またステップＳ４１において、実際の第１δ軸電流値Ｉδ１が次回δ軸電流平均値Ｉδａｖｅになると想定されるタイミングを第１検出タイミングＴｄ１として算出してもよい。

・ステップＳ３５，Ｓ４１において、各検出タイミングＴｄ１，Ｔｄ２の算出に第１巻線温度ＴＨ１及び第２巻線温度ＴＨ２を用いなくてもよい。

＜第４実施形態＞
以下、第４実施形態について、上記第２実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第１検出タイミングＴｄ１における第１γ軸電流値Ｉγ１とγ軸電流平均値Ｉγａｖｅとのずれ、第１検出タイミングＴｄ１における第１δ軸電流値Ｉδ１とδ軸電流平均値Ｉδａｖｅとのずれ、第２検出タイミングＴｄ２における第２γ軸電流値Ｉγ２とγ軸電流平均値Ｉγａｖｅとのずれ、及び第２検出タイミングＴｄ２における第２δ軸電流値Ｉδ２とδ軸電流平均値Ｉδａｖｅとのずれを補正する。

図１３に、本実施形態に係るトルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０により所定の処理周期毎に繰り返し実行される。なお図１３において、先の図１２に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ２２の処理の完了後、ステップＳ３３，Ｓ３４を経由してステップＳ５０に進む。ステップＳ５０では、図１４に示す第１補正処理を行う。

ステップＳ５１では、ステップＳ３３で算出した電気角周波数ωｅと、ステップＳ３４で取得した電源電圧値ＶＤＣ，第１，第２巻線温度ＴＨ１，ＴＨ２とに基づいて、γ軸電流平均値Ｉγａｖｅ及びδ軸電流平均値Ｉδａｖｅを算出する。各平均値Ｉγａｖｅ，Ｉδａｖｅを算出できるのは、上式（ｅｑ３７）に示したように各電流値の１変動周期の推移を算出できるためである。なお本実施形態において、ステップＳ５１の処理及び後述するステップＳ６１の処理が平均値算出部に相当する。

続くステップＳ５２では、ステップＳ２２で今回の処理周期で算出した第１γ軸電流値Ｉγ１ｒから、ステップＳ５１で算出したγ軸電流平均値Ｉγａｖｅを減算することにより、γ軸補正量Δγを算出する。またステップＳ５２では、ステップＳ２２で今回の処理周期で算出した第１δ軸電流値Ｉδ１ｒから、ステップＳ５１で算出したδ軸電流平均値Ｉδａｖｅを減算することにより、δ軸補正量Δδを算出する。なお本実施形態において、ステップＳ５２の処理及び後述するステップＳ６２の処理が補正量算出部に相当する。

続くステップＳ５３では、ステップＳ２２で今回の処理周期で算出した第１γ軸電流値Ｉγ１ｒを、ステップＳ５２で算出したγ軸補正量Δγで減少補正する。またステップＳ５３では、ステップＳ２２で今回の処理周期で算出した第１δ軸電流値Ｉδ１ｒを、ステップＳ５２で算出したδ軸補正量Δδで減少補正する。ステップＳ５３で補正された第１γ，δ軸電流値Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒが第１電流変換部４１ａから出力される。なお本実施形態において、ステップＳ５３の処理及び後述するステップＳ６３の処理が補正部に相当する。

先の図１３の説明に戻り、ステップＳ５０の処理の完了後、ステップＳ１３に進む。

一方、ステップＳ２５の処理の完了後、ステップＳ３９，Ｓ４０を経由してステップＳ６０に進む。ステップＳ６０では、図１５に示す第２補正処理を行う。

ステップＳ６１では、ステップＳ３９で算出した電気角周波数ωｅと、ステップＳ４０で取得した電源電圧値ＶＤＣ，第１，第２巻線温度ＴＨ１，ＴＨ２とに基づいて、γ軸電流平均値Ｉγａｖｅ及びδ軸電流平均値Ｉδａｖｅを算出する。

続くステップＳ６２では、ステップＳ２５で今回の処理周期で算出した第２γ軸電流値Ｉγ２ｒから、ステップＳ６１で算出したγ軸電流平均値Ｉγａｖｅを減算することにより、γ軸補正量Δγを算出する。またステップＳ６２では、ステップＳ２５で今回の処理周期で算出した第２δ軸電流値Ｉδ２ｒから、ステップＳ６１で算出したδ軸電流平均値Ｉδａｖｅを減算することにより、δ軸補正量Δδを算出する。

続くステップＳ６３では、ステップＳ２５で今回の処理周期で算出した第２γ軸電流値Ｉγ２ｒを、ステップＳ６２で算出したγ軸補正量Δγで減少補正する。またステップＳ６３では、ステップＳ２５で今回の処理周期で算出した第２δ軸電流値Ｉδ２ｒを、ステップＳ６２で算出したδ軸補正量Δδで減少補正する。ステップＳ６３で補正された第２γ，δ軸電流値Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒが第２電流変換部４２ａから出力される。

以上説明した本実施形態によれば、上記第３実施形態の効果と同様の効果を得ることができる。

＜第５実施形態＞
以下、第５実施形態について、上記第３，第４実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第３実施形態で説明した検出タイミングの算出処理を行った後、必要に応じて第４実施形態で説明した補正処理を行う。

図１６に、本実施形態に係るトルク制御処理の手順を示す。この処理は、制御装置４０により所定の処理周期毎に繰り返し実行される。なお図１６において、先の図１３に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。なお図１６に示す処理において、後述する第１，第２フラグＦ１，Ｆ２の初期値は０とされている。

この一連の処理では、ステップＳ３４の処理の完了後、ステップＳ７０に進み、第１フラグＦ１が１であるか否かを判定する。第１フラグＦ１は、後述するステップＳ８３の処理によって１とされ、ステップＳ８２の処理によって０とされる。

ステップＳ７０において第１フラグＦ１が１であると判定した場合には、ステップＳ５０に進み第１補正処理を行う。

ステップＳ５０の処理が完了した場合、又はステップＳ７０において第１フラグＦ１が０であると判定した場合には、ステップＳ３０〜Ｓ３２，Ｓ３５を経由してステップＳ７１に進む。ステップＳ７１では、ステップＳ３５で算出した第２検出タイミングＴｄ２が、図１７に例示された検出禁止期間Ｔｎｄに含まれるか否かを判定する。本実施形態において、ステップＳ７１及び後述するステップＳ８１の処理が判定部に相当する。つまり、第２γ軸電流値Ｉγ２がγ軸電流平均値Ｉγａｖｅになるタイミングを第２検出タイミングＴｄ２に設定したとしても、その第２検出タイミングＴｄ２が検出禁止期間Ｔｎｄに含まれることがある。この場合、ステップＳ３５で算出した第２検出タイミングＴｄ２に従って検出された第２相電流値Ｉｐｈ２が第１推定角θγ１の算出に用いられると、第１推定角θγ１の算出精度が低下し得る。

このためステップＳ７１において肯定判定した場合には、ステップＳ７３に進み、ステップＳ３５で算出した第２検出タイミングＴｄ２を、検出禁止期間Ｔｎｄ以外の期間Ｔａｇにずらす。具体的には、ステップＳ３５で算出した第２検出タイミングＴｄ２を、検出禁止期間Ｔｎｄ以外の期間Ｔａｇのうち最も早いタイミングまでずらす。そして第２フラグＦ１を１とする。なお本実施形態において、ステップＳ７３の処理及び後述するステップＳ８３の処理がシフト部に相当する。

ステップＳ７１において否定判定した場合には、ステップＳ７２に進み、第２フラグＦ２を０とする。

一方、ステップＳ４０の処理の完了後、ステップＳ８０に進み、第２フラグＦ２が１であるか否かを判定する。ステップＳ８０において第２フラグＦ２が１であると判定した場合には、ステップＳ６０に進み第２補正処理を行う。

ステップＳ６０の処理が完了した場合、又はステップＳ８０において第２フラグＦ２が０であると判定した場合には、ステップＳ３６〜Ｓ３８，Ｓ４１を経由してステップＳ８１に進む。ステップＳ８１では、ステップＳ４１で算出した第１検出タイミングＴｄ１が、検出禁止期間Ｔｎｄに含まれるか否かを判定する。

ステップＳ８１において肯定判定した場合には、ステップＳ８３に進み、ステップＳ４１で算出した第１検出タイミングＴｄ１を、検出禁止期間Ｔｎｄ以外の期間Ｔａｇにずらす。具体的には、ステップＳ４１で算出した第１検出タイミングＴｄ１を、検出禁止期間Ｔｎｄ以外の期間Ｔａｇのうち最も早いタイミングまでずらす。そして第１フラグＦ１を１とする。一方、ステップＳ８１において否定判定した場合には、ステップＳ８２に進み、第１フラグＦ１を０とする。

以上説明した本実施形態によれば、第１，第２推定角θγ１，θγ２の算出精度の低下を的確に抑制することができる。

＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第２実施形態で、電流検出タイミングが６０°毎に設定されていたがこれに限らない。例えば図１８に示すように、電圧ベクトルが各有効電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５となる期間において、３０°離間した一対のタイミングが電流検出タイミングとして設定されていてもよい。図１８では、第１検出タイミングＴｄ１を時刻ｔ２，ｔ３，ｔ６，ｔ７，ｔ１０，ｔ１１で示し、第２検出タイミングＴｄ２を時刻ｔ１，ｔ２，ｔ５，ｔ６，ｔ９，ｔ１０で示す。この場合において、第１検出タイミングＴｄ１で検出された第１相電流値Ｉｐｈ１は、第１γ，δ軸電流値Ｉγｒ１，Ｉδｒ１の組及び第２γ，δ軸電流値Ｉγｒ２，Ｉδｒ２の組のうち、第１γ，δ軸電流値Ｉγｒ１，Ｉδｒ１の組のみの算出に用いられてもよい。また、第２検出タイミングＴｄ２で検出された第２相電流値Ｉｐｈ２は、第１γ，δ軸電流値Ｉγｒ１，Ｉδｒ１の組及び第２γ，δ軸電流値Ｉγｒ２，Ｉδｒ２の組のうち、第２γ，δ軸電流値Ｉγｒ２，Ｉδｒ２の組のみの算出に用いられてもよい。

また図１８に示した電流検出方法において、第１検出タイミングＴｄ１及び第２検出タイミングＴｄ２が重複する時刻ｔ２，ｔ６，ｔ１０において、第１相電流値Ｉｐｈ１及び第２相電流値Ｉｐｈ２の平均値が各電流値Ｉγｒ１，Ｉδｒ１，Ｉγｒ２，Ｉδｒ２の算出に用いられてもよい。

なお時刻ｔ４，ｔ８，ｔ１２で示すタイミングは、電圧ベクトルが各有効電圧ベクトルＶ１、Ｖ３、Ｖ５とならない期間であるため、電流検出タイミングとならない。この場合、時刻ｔ４では時刻ｔ３において算出された第１γ，δ軸電流値Ｉγｒ１，Ｉδｒ１が用いられ、時刻ｔ８では時刻ｔ７において算出された第１γ，δ軸電流値Ｉγｒ１，Ｉδｒ１が用いられ、時刻ｔ１２では時刻ｔ１１において算出された第１γ，δ軸電流値Ｉγｒ１，Ｉδｒ１が用いられればよい。

また図１８に示した電流検出方法において、上記第４実施形態で説明した補正処理が用いられてもよい。

・空間位相差Δαは３０°に限らず、−３０°，９０°，１５０°等、「３０＋６０×Ｎ」°（Ｎは整数）を満たす任意の値であってもよい。

・電流検出タイミングとしては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、上記第２実施形態において、電流検出タイミングを電気角「６０×Ｍ」°（Ｍは２〜５の整数）毎に設定してもよい。また、電流検出タイミングを、「６０×Ｍ」°毎に設定するものに限らず、それ以外の間隔毎に設定してもよい。さらに、電流検出タイミングを、不等間隔毎に設定してもよい。

・例えば上記第１，第２実施形態において、電流検出タイミングが検出禁止期間Ｔｎｄに含まれていてもよい。

・上記各実施形態において、第１γ軸電流値Ｉγ１の１変動周期における平均値と、第２γ軸電流値Ｉγ２の１変動周期における平均値とが異なっていてもよい。また、第１δ軸電流値Ｉδ１の１変動周期における平均値と、第２δ軸電流値Ｉδ２の１変動周期における平均値とが異なっていてもよい。

・モータとしては、２重巻線を有するものに限らず、例えば巻線群を１つのみ備えるものであってもよい。この場合であっても、例えば図１８の時刻ｔ２，ｔ３，ｔ６，ｔ７，ｔ１０，ｔ１１に示したように、第１γ軸電流値Ｉγ１がγ軸電流平均値Ｉγａｖｅになると想定されるタイミングを検出タイミングとすることにより、電気角を推定することができる。また、この場合であっても、上記第３〜第５実施形態で説明した構成を用いることができる。

またモータとしては、Ｌ重巻線（Ｌは３以上の整数）を有するものであってもよい。ここで、第１〜第３巻線群を有する場合、例えば、これら巻線群のうち、第１巻線群及び第２巻線群それぞれの電流検出タイミングを同一に設定し、第２巻線群及び第３巻線群それぞれの電流検出タイミングを同一に設定すればよい。

・モータとしては、永久磁石界磁型のものに限らず、例えば巻線界磁型のものが用いられてもよい。

・モータの制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。

・推定対象となる回転位置情報としては、電気角に限らず、例えばモータの機械角であってもよい。

１０…モータ、１０Ａ，１０Ｂ…第１，第２巻線群、２０Ａ，２０Ｂ…第１，第２インバータ、４０…制御装置。

Claims (5)

1. ステータ（１３）に巻回された巻線群（１０Ａ，１０Ｂ）を有する回転電機（１０）と、
   前記巻線群に電圧を印加する電力変換回路（２０Ａ，２０Ｂ）と、を備えるシステムに適用され、前記回転電機の回転位置情報を推定する位置推定部を備える回転電機の制御装置（４０）において、
   前記巻線群に流れる固定座標系の電流値（Ｉｐｈ１，Ｉｐｈ２）を取得する電流取得部と、
   前記電流取得部により取得された電流値と前記回転位置情報とに基づいて、前記巻線群に流れる回転座標系の電流値である変換電流値（Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒ，Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒ）を算出する電流算出部と、
   前記回転位置情報に基づいて、前記回転電機の矩形波駆動を行うべく前記電力変換回路を操作する操作部と、
   前記電力変換回路の入力電圧値（ＶＤＣ）を取得する電圧取得部と、
   前記回転位置情報に基づいて、前記回転電機の電気角周波数（ωｅ）を算出する速度算出部と、
   前記電圧取得部により取得された前記入力電圧値と前記速度算出部により算出された前記電気角周波数とに基づいて、実際の前記変換電流値がその１変動周期における平均値になると想定されるタイミングを検出タイミングとして算出するタイミング算出部と、を備え、
   前記位置推定部は、前記電流算出部により算出された前記変換電流値に基づいて前記回転位置情報を推定し、
   前記電流取得部は、前記タイミング算出部により算出された前記検出タイミングにおける前記固定座標系の電流値を取得し、
   前記電流算出部は、前記回転位置情報に基づいて、前記電流取得部により取得された電流値を前記位置推定部で用いられる前記変換電流値に変換する回転電機の制御装置。
2. 前記電力変換回路の電圧ベクトルが切り替えられる第１タイミングから、前記第１タイミングの直後に前記電圧ベクトルが切り替えられる第２タイミングまでの期間よりも短い期間が検出禁止期間（Ｔｎｄ）とされており、
   前記電流取得部は、前記第１タイミングから前記検出禁止期間が経過するまでの期間以外の期間における前記固定座標系の電流値を取得する請求項１に記載の回転電機の制御装置。
3. 前記巻線群は複数であり、
   複数の前記巻線群のうち、いずれか１つが第１対象巻線群（１０Ａ）とされ、残りのいずれか１つが第２対象巻線群（１０Ｂ）とされており、
   前記電流取得部は、前記第１対象巻線群に流れる固定座標系の電流値である第１電流値（Ｉｐｈ１）と、前記第２対象巻線群に流れる固定座標系の電流値である第２電流値（Ｉｐｈ２）とを取得し、
   前記電流算出部は、前記第１電流値と前記回転位置情報とに基づいて、前記変換電流値として、前記第１対象巻線群に流れる回転座標系の電流値である第１変換電流値（Ｉγ１ｒ，Ｉδ１ｒ）を算出し、前記第２電流値と前記回転位置情報とに基づいて、前記変換電流値として、前記第２対象巻線群に流れる回転座標系の電流値である第２変換電流値（Ｉγ２ｒ，Ｉδ２ｒ）を算出し、
   前記位置推定部は、前記第１変換電流値及び前記第２変換電流値に基づいて前記回転位置情報を推定し、
   前記電流取得部は、前記電流算出部により算出される前記第１変換電流値及び前記第２変換電流値の合計値が、実際の前記第１変換電流値及び前記第２変換電流値それぞれの１変動周期における平均値の合計値になるように、前記第１電流値及び前記第２電流値それぞれの取得タイミングを設定する請求項１又は２に記載の回転電機の制御装置。
4. 前記巻線群は２つであり、
   Ｎが整数とされている場合において、前記第１対象巻線群と前記第２対象巻線群とのなす角度が電気角で「３０＋６０×Ｎ」°とされている請求項３に記載の回転電機の制御装置。
5. 前記電流取得部は、前記第１電流値の取得タイミングと前記第２電流値の取得タイミングとを電気角で６０°ずらして設定する請求項４に記載の回転電機の制御装置。