JP6753808B2 - DC / DC converter controller - Google Patents
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Description
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for a DC / DC converter.
従来から電気自動車、ハイブリッド自動車において、直流電源から供給される電圧を昇圧等の電圧変換を行うためにＤＣ／ＤＣコンバータを搭載することが行われている。 Conventionally, in electric vehicles and hybrid vehicles, a DC / DC converter has been installed in order to perform voltage conversion such as boosting the voltage supplied from a DC power source.
このようなＤＣ／ＤＣコンバータに対して、特許文献１には、ＤＣ／ＤＣコンバータにインバータを接続し、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数を、インバータのキャリア周波数の２倍に設定する技術が開示されている。特許文献１には、このような技術により、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に接続されたコンデンサに流れるリップル電流を低減できるとされている。 For such a DC / DC converter, Patent Document 1 discloses a technique of connecting an inverter to the DC / DC converter and setting the carrier frequency of the DC / DC converter to twice the carrier frequency of the inverter. ing. Patent Document 1 states that such a technique can reduce the ripple current flowing through the capacitor connected to the output side of the DC / DC converter.
特許文献２には、単相交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換するコンバータの出力側にコンデンサを接続し、このコンデンサの出力電圧であるコンデンサ電圧からその電圧のリップル周波数及びリップル振幅を検出する技術が開示されている。この技術では、検出したリップル周波数と等しくなるように中心周波数が設定されたノッチフィルタを設けている。ノッチフィルタは、リップル振幅の増大にしたがってノッチ深さを大きくする。ノッチフィルタは、補正トルク分電流指令を出力し、その指令に応じてインバータの制御が行われる。 In Patent Document 2, a capacitor is connected to the output side of a converter that converts an AC voltage supplied from a single-phase AC power supply into a DC voltage, and the ripple frequency and ripple amplitude of the voltage from the capacitor voltage, which is the output voltage of this capacitor. The technology for detecting the voltage is disclosed. In this technique, a notch filter in which the center frequency is set so as to be equal to the detected ripple frequency is provided. The notch filter increases the notch depth as the ripple amplitude increases. The notch filter outputs a current command for the correction torque, and the inverter is controlled according to the command.
特許文献１に記載された技術では、ＤＣ／ＤＣコンバータの三角波キャリア周波数が低くなると、ＤＣ／ＤＣコンバータが有するリアクトルのインダクタンス容量が小さい場合に、リアクトルを流れるリアクトル電流のリップルが大きくなる。これにより、インバータのキャリア周波数が小さくなる場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数が低くなることにより、リアクトル電流のリップルが大きくなる可能性がある。このため、コンデンサに流れるリップル電流が大きくなり、コンデンサの発熱が大きくなる可能性がある。コンデンサの容量を大きくすることによりこの発熱を抑制することが考えられるが、コンデンサが大型化する。 In the technique described in Patent Document 1, when the triangular wave carrier frequency of the DC / DC converter is low, the ripple of the reactor current flowing through the reactor becomes large when the inductance capacitance of the reactor of the DC / DC converter is small. As a result, when the carrier frequency of the inverter becomes small, the carrier frequency of the DC / DC converter becomes low, which may increase the ripple of the reactor current. Therefore, the ripple current flowing through the capacitor increases, and the heat generated by the capacitor may increase. It is conceivable to suppress this heat generation by increasing the capacity of the capacitor, but the size of the capacitor becomes large.
また、特許文献２に記載されたノッチフィルタを、コンデンサ電圧検出部に用いることが考えられるが、コンデンサ電圧検出値の振動は、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数の１／２周期に対応する。これにより、デジタルフィルタであるノッチフィルタでは、長い周期の成分しか除去できず、コンデンサ電圧検出部の検出値のリップルを除去することは困難である。 Further, it is conceivable to use the notch filter described in Patent Document 2 for the capacitor voltage detection unit, but the vibration of the capacitor voltage detection value corresponds to 1/2 cycle of the carrier frequency of the DC / DC converter. As a result, the notch filter, which is a digital filter, can remove only long-period components, and it is difficult to remove the ripple of the detection value of the capacitor voltage detection unit.
本発明の制御装置の目的は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータに接続されたコンデンサのコンデンサ電圧の制御を安定化させることにより、コンデンサに流れるリップル電流を抑制することである。 An object of the control device of the present invention is to suppress the ripple current flowing through the capacitor by stabilizing the control of the capacitor voltage of the capacitor connected to the DC / DC converter in the control device of the DC / DC converter. ..
本発明の１つの態様は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルとを含むＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続され前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサの両端間電圧の検出値であるコンデンサ電圧検出値が入力され、前記コンデンサ電圧検出値の振動除去の処理を行う振動除去器を備え、前記振動除去器は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの三角キャリア波における谷点毎、または山点毎で検出される前記コンデンサ電圧検出値について、それぞれの回での今回検出値と前回検出値との偏差の符号が正負で反転した場合には、前記今回検出値と前記前回検出値との平均値を処理後の前記コンデンサ電圧検出値として出力し、前記偏差の符号が正負で反転しない場合には前記今回検出値を処理後の前記コンデンサ電圧検出値として出力し、前記制御装置は、前記コンデンサのコンデンサ電圧の目標値となるコンデンサ電圧指令値と処理後の前記コンデンサ電圧検出値とに応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、制御装置である。 One aspect of the present invention is a DC / DC including a first switching element and a second switching element, and a reactor in which both ends are connected to a connection point between the first switching element and the second switching element and a DC power supply. A control device that controls the converter, the capacitor voltage detection value, which is the detection value of the voltage across the capacitor connected to the DC / DC converter and smoothing the output voltage from the reactor, is input, and the capacitor voltage detection A vibration remover that performs a value vibration removal process is provided, and the vibration remover is provided with respect to the capacitor voltage detection value detected at each valley point or each peak point in the triangular carrier wave of the DC / DC converter. When the sign of the deviation between the current detection value and the previous detection value in the above times is reversed between positive and negative, the average value of the current detection value and the previous detection value is output as the processed capacitor voltage detection value. If the sign of the deviation is positive or negative and does not reverse, the detected value is output as the processed capacitor voltage detection value, and the control device sets the capacitor voltage command value as the target value of the capacitor voltage of the capacitor. It is a control device that controls the DC / DC converter according to the voltage detection value of the capacitor after processing.
本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータに接続されたコンデンサのコンデンサ電圧の制御を安定化させることにより、コンデンサに流れるリップル電流を抑制できる。 According to the present invention, in the DC / DC converter control device, the ripple current flowing through the capacitor can be suppressed by stabilizing the control of the capacitor voltage of the capacitor connected to the DC / DC converter.
＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０を含むモータ駆動装置１００の基本構成を示している。モータ駆動装置１００は、直流電源１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、低圧側コンデンサ１７、高圧側コンデンサ１８及び負荷１０４を含んで構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、リアクトル１２、第１スイッチング素子１４、第２スイッチング素子１６を有する。第１スイッチング素子１４は、上側スイッチング素子に相当し、第２スイッチング素子１６は、下側スイッチング素子に相当する。負荷１０４は、インバータ１０５と、インバータ１０５に接続され、インバータ１０５によって駆動されるモータ１０６とを有する。モータ１０６はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流電流により駆動される３相モータである。
<First Embodiment>
FIG. 1 shows a basic configuration of a motor drive device 100 including a DC / DC converter control device 30 according to the first embodiment. The motor drive device 100 includes a DC power supply 10, a DC / DC converter 11, a low-voltage side capacitor 17, a high-voltage side capacitor 18, and a load 104. The DC / DC converter 11 includes a reactor 12, a first switching element 14, and a second switching element 16. The first switching element 14 corresponds to the upper switching element, and the second switching element 16 corresponds to the lower switching element. The load 104 has an inverter 105 and a motor 106 connected to the inverter 105 and driven by the inverter 105. The motor 106 is a three-phase motor driven by a three-phase alternating current of U-phase, V-phase, and W-phase.
直流電源１０の正極にはリアクトル１２の一端が接続され、リアクトル１２の他端には第１スイッチング素子１４の一端及び第２スイッチング素子１６の一端の接続点Ｃが接続される。第１スイッチング素子１４の他端は正極母線１９を介して、負荷１０４を構成するインバータ１０５の正極側に接続される。第２スイッチング素子１６の他端は負極母線２０を介して、直流電源１０の負極とインバータ１０５の負極側とに接続される。低圧側コンデンサ１７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力側で、リアクトル１２の一端及び直流電源１０の正極の間と負極母線２０との間に接続され、電圧を平滑化させるために用いられる。高圧側コンデンサ１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力側で、正極母線１９及び負極母線２０の間に接続され、リアクトル１２からの出力電圧を平滑化させるために用いられる。 One end of the reactor 12 is connected to the positive electrode of the DC power supply 10, and the connection point C of one end of the first switching element 14 and one end of the second switching element 16 is connected to the other end of the reactor 12. The other end of the first switching element 14 is connected to the positive electrode side of the inverter 105 constituting the load 104 via the positive electrode bus 19. The other end of the second switching element 16 is connected to the negative electrode side of the DC power supply 10 and the negative electrode side of the inverter 105 via the negative electrode bus 20. The low-voltage side capacitor 17 is connected to one end of the reactor 12 and between the positive electrode of the DC power supply 10 and between the negative electrode bus 20 on the input side of the DC / DC converter 11, and is used to smooth the voltage. The high-voltage side capacitor 18 is connected between the positive electrode bus 19 and the negative electrode bus 20 on the output side of the DC / DC converter 11 and is used to smooth the output voltage from the reactor 12.
なお、実施の形態では、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６はＮＰＮトランジスタとする。第１スイッチング素子１４は、正極母線１９側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとされる。第２スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、負極母線２０側がエミッタとされる。また、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のそれぞれに並列に環流ダイオードが接続される。 In the embodiment, the first switching element 14 and the second switching element 16 are NPN transistors. In the first switching element 14, the positive electrode bus 19 side is a collector and the reactor 12 side is an emitter. In the second switching element 16, the reactor 12 side is a collector and the negative electrode bus 20 side is an emitter. Further, a recirculation diode is connected in parallel to each of the first switching element 14 and the second switching element 16.
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、第１スイッチング素子１４をオフ状態及び第２スイッチング素子１６をオン状態とすることで、リアクトル１２を介して直流電源１０の正極から負極に向けたリアクトル電流ｉLが流れる。これによって、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。次に、第２スイッチング素子１６をオフ状態とすることで、リアクトル電流ｉLが遮断され、リアクトル１２の端部に直流電源１０の電圧（電源電圧ｖb）よりも高い電圧が生じる。そして、これに応じた電流が正極母線１９に向けて流れて高圧側コンデンサ１８が充電されて高圧側コンデンサ１８の両端間電圧であるコンデンサ電圧ｖcが上昇する。このコンデンサ電圧ｖcが負荷１０４に印加される。また、第１スイッチング素子１４がオン状態とされることで、高圧側コンデンサ１８から直流電源１０の正極へ向けたリアクトル電流ｉLが流れる。これによって、コンデンサ電圧ｖcが低下する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧、すなわちコンデンサ電圧ｖcは、キャリア信号の１周期に対する第１スイッチング素子１４のオン割合を示すデューティ比によって決定される。 In the DC / DC converter 11, by turning the first switching element 14 off and the second switching element 16 on, a reactor current i L flows from the positive electrode to the negative electrode of the DC power supply 10 via the reactor 12. .. As a result, energy is stored in the reactor 12. Then, by the second switching element 16 turned off, the reactor current i L is interrupted, a voltage higher than the voltage (power supply voltage v b) of the DC power supply 10 to the end of the reactor 12 may occur. Then, a current corresponding to this flows toward the positive electrode bus 19, the high-voltage side capacitor 18 is charged, and the capacitor voltage v c, which is the voltage between both ends of the high-voltage side capacitor 18, rises. This capacitor voltage v c is applied to the load 104. Further, since the first switching element 14 is turned on, the reactor current i L flows toward the high pressure side capacitor 18 to the positive electrode of the DC power source 10. As a result, the capacitor voltage v c drops. The output voltage of the DC / DC converter 11, that is, the capacitor voltage v c, is determined by the duty ratio indicating the on ratio of the first switching element 14 to one cycle of the carrier signal.
ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、制御装置３０によって各スイッチング素子１４，１６のオンオフ状態が制御される。制御装置３０には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の現在の状態値が入力される。制御装置３０は入力された状態値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。状態値として、直流電源１０の電源電圧ｖb、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉL、コンデンサ１８のコンデンサ電圧ｖc、負荷であるモータ１０６の電流ｉu，ｉw及びモータ１０６の回転角θの検出値が対応するセンサから制御装置３０へ入力される。例えば、モータ駆動装置１００は、コンデンサ電圧ｖcを検出する高圧側の電圧センサ２１と、直流電源１０の電源電圧ｖbを検出する低圧側の電圧センサ２２とを備える。制御装置３０は、モータの電流ｉu，ｉw及びモータの回転角θからＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流ｉmを算出する。 In the DC / DC converter 11, the on / off state of each of the switching elements 14 and 16 is controlled by the control device 30. The current state value of the DC / DC converter 11 is input to the control device 30. The control device 30 controls the DC / DC converter 11 according to the input state value. The state values are the power supply voltage v b of the DC power supply 10, the reactor current i L flowing through the reactor 12, the capacitor voltage v c of the capacitor 18, the current i u , i w of the motor 106 which is the load, and the rotation angle θ of the motor 106. The detected value is input to the control device 30 from the corresponding sensor. For example, the motor drive device 100 includes a high-voltage side voltage sensor 21 that detects the capacitor voltage v c and a low-voltage side voltage sensor 22 that detects the power supply voltage v b of the DC power supply 10. Control device 30 calculates the output current i m of the motor current i u, i w and the DC / DC converter 11 from the rotation angle θ of the motor.
図２は、制御装置３０の構成を示す図である。制御装置３０は、振動除去器３１、デューティ比制御器３４、及び三角波比較器３６を含んで構成される。 FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the control device 30. The control device 30 includes a vibration remover 31, a duty ratio controller 34, and a triangular wave comparator 36.
振動除去器３１には、高圧側の電圧センサ２１からコンデンサ電圧検出値ｖcが入力される。振動除去器３１は、後述のようにコンデンサ電圧検出値ｖcの振動除去の処理を行って、処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcを出力する。 The capacitor voltage detection value v c is input to the vibration remover 31 from the voltage sensor 21 on the high voltage side. Vibration remover 31 performs the processing of the vibration removal of the capacitor voltage detection value v c as described later, outputs a capacitor voltage detection value v c after treatment.
デューティ比制御器３４には、コンデンサ電圧指令値ｖc *と処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcとの偏差が入力される。デューティ比制御器は、例えば入力された偏差を比例積分演算であるＰＩ演算して、指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求めるための演算が行われる。算出されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、後述の三角波比較器３６に入力される。 The deviation between the capacitor voltage command value v c * and the processed capacitor voltage detection value v c is input to the duty ratio controller 34. In the duty ratio controller, for example, the input deviation is subjected to PI calculation, which is a proportional integration operation, and an operation for obtaining the duty ratio d (k + 1), which is a command value, is performed. The calculated duty ratio d (k + 1) is input to the triangular wave comparator 36 described later.
次に、振動除去器３１を説明する。図３は、振動除去器３１の構成を示す図である。振動除去器３１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の三角キャリア波における谷点毎で検出されるコンデンサ電圧検出値ｖcを高圧側の電圧センサ２１から取得する。そして、振動除去器３１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の三角キャリア波における谷点毎で検出されるコンデンサ電圧検出値ｖcについて、それぞれの回での今回検出値と前回検出値との偏差の符号が正負で反転するか否かに応じて、振動除去処理を行う。振動除去処理は、偏差の符号が正負で反転した場合には、今回検出値と前回検出値との平均値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcとして出力し、偏差の符号が正負で反転しない場合には今回検出値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcとして出力する。 Next, the vibration remover 31 will be described. FIG. 3 is a diagram showing the configuration of the vibration remover 31. The vibration remover 31 acquires the capacitor voltage detection value v c detected at each valley point in the triangular carrier wave of the DC / DC converter 11 from the voltage sensor 21 on the high voltage side. Then, the vibration remover 31 indicates the sign of the deviation between the current detection value and the previous detection value at each time with respect to the capacitor voltage detection value v c detected at each valley point in the triangular carrier wave of the DC / DC converter 11. Vibration removal processing is performed depending on whether or not is reversed between positive and negative. In the vibration removal processing, when the sign of the deviation is reversed between positive and negative, the average value of the current detection value and the previous detection value is output as the processed capacitor voltage detection value v c , and the deviation sign is not reversed between positive and negative. In this case, the detected value is output as the processed capacitor voltage detected value v c .
また、実施形態では、今回検出値と前回検出値との偏差の符号を、今回から予め設定された複数回前までさかのぼって計算する。そして、振動除去器３１は、偏差の符号の変化が所定回数以上では、今回検出値と前回検出値との平均値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcとして出力する。一方、振動除去器３１は、偏差の符号の変化が所定回数未満では今回検出値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcとして出力する。以下、コンデンサ電圧検出値ｖcを検出値ｖcとして説明する場合がある。 Further, in the embodiment, the sign of the deviation between the current detection value and the previous detection value is calculated retroactively from this time to a plurality of preset times before. Then, when the deviation sign changes by a predetermined number of times or more, the vibration remover 31 outputs the average value of the current detection value and the previous detection value as the processed capacitor voltage detection value v c . On the other hand, the vibration remover 31 outputs the detected value this time as the processed capacitor voltage detected value v c when the change of the deviation sign is less than a predetermined number of times. Hereinafter, the capacitor voltage detection value v c may be described as the detection value v c .
具体的には、本実施形態では、振動除去器３１は、今回検出値と前回検出値との偏差の符号を、今回から３回前までさかのぼって合計４回、計算する。図３に示すように、振動除去器３１は、減算器４０（４０−１〜４０−４）、前回検出取得部４２（４２−１〜４２−４）、判定器４４（４４−１〜４４−４）、加算器４５、絶対値計算器４６及び出力切換部４８を含んで構成される。 Specifically, in the present embodiment, the vibration remover 31 calculates the sign of the deviation between the current detection value and the previous detection value four times in total, going back three times from this time to three times before. As shown in FIG. 3, the vibration remover 31 includes a subtractor 40 (40-1 to 40-4), a previous detection acquisition unit 42 (42-1 to 42-4), and a determination device 44 (44-1 to 44). -4), an adder 45, an absolute value calculator 46, and an output switching unit 48 are included.
前回検出取得部４２は、入力された検出値ｖcについて、その検出の回より１つ前である前回に検出された検出値ｖcを、制御装置３０の記憶部より取得して出力する。前回検出取得部４２−１〜４２−３の出力値は、対応する回と同じ回、及び次の回の減算器４０と、その前の回の前回検出取得部４２とに入力される。前回検出取得部４２−４の出力値は、対応する回の次の回の減算器４０に入力される。減算器４０は、対応する回と同じ回の検出値から、その前の回の検出値を減算した値である偏差を判定器４４に出力する。 The previous detection acquisition unit 42 acquires and outputs the previously detected detection value v c , which is one time before the detection, from the storage unit of the control device 30 with respect to the input detection value v c . The output values of the previous detection and acquisition units 42-1 to 42-3 are input to the subtractor 40 of the same and next times as the corresponding times and the previous detection and acquisition unit 42 of the previous times. The output value of the previous detection acquisition unit 42-4 is input to the subtractor 40 of the next time of the corresponding time. The subtractor 40 outputs a deviation, which is a value obtained by subtracting the detection value of the previous time from the detection value of the same time as the corresponding time, to the determination device 44.
判定器４４は、入力された偏差の符号の正負を判定し、判定結果を加算器４５に出力する。例えば、判定器４４は、入力された偏差の符号が正の場合に１を出力し、偏差の符号が負の場合に−１を出力する。判定器４４は、偏差の符号が０であれば出力しない、すなわち出力値が０である。 The determination device 44 determines whether the sign of the input deviation is positive or negative, and outputs the determination result to the adder 45. For example, the determination device 44 outputs 1 when the sign of the input deviation is positive, and outputs -1 when the sign of the deviation is negative. If the deviation sign is 0, the determination device 44 does not output, that is, the output value is 0.
例えば、判定器４４−１には、今回の検出値ｖcから前回の検出値ｖcを減算した偏差が入力される。判定器４４−２には、前回の検出値ｖcから、今回より２回前の検出値ｖcを減算した偏差が入力される。判定器４４−３には、２回前の検出値ｖcから、今回より３回前の検出値ｖcを減算した偏差が入力される。判定器４４−４には、３回前の検出値ｖcから、今回より４回前の検出値ｖcを減算した偏差が入力される。 For example, the deviation obtained by subtracting the previous detection value v c from the current detection value v c is input to the determination device 44-1. A determiner 44-2, from the previous detection value v c, the deviation obtained by subtracting the detection value v c of two previous than time is input. The deviation obtained by subtracting the detection value v c three times before this time from the detection value v c two times before is input to the determination device 44-3. The deviation obtained by subtracting the detection value v c four times before this time from the detection value v c three times before is input to the determination device 44-4.
加算器４５は、すべての判定器４４−１〜４４−４から判定結果が入力され、その判定結果を加算する。加算された結果は、絶対値計算器４６に入力される。 In the adder 45, determination results are input from all the determination devices 44-1 to 44-4, and the determination results are added. The added result is input to the absolute value calculator 46.
絶対値計算器４６は、加算された結果である数値の絶対値を算出して出力切換部４８に出力する。出力切換部４８には、今回の検出値ｖcと、今回の検出値ｖc及び前回の検出値ｖcの平均値とも入力される。 The absolute value calculator 46 calculates the absolute value of the numerical value as a result of the addition and outputs it to the output switching unit 48. The current detection value v c , the current detection value v c, and the average value of the previous detection value v c are also input to the output switching unit 48.
出力切換部４８は、絶対値計算器４６から入力された絶対値に応じて、今回検出値、または今回検出値及び前回検出値の平均値を、振動除去の処理後の検出値として出力する。具体的には、出力切換部４８は、入力された絶対値が２以下の場合には、今回検出値及び前回検出値の平均値を処理後の検出値として出力する。一方、出力切換部４８は、入力された絶対値が２より大きい場合には、今回検出値を処理後の検出値として出力する。出力切換部４８に入力された絶対値が２以下であることは、今回から４回前までさかのぼって偏差の符号の変化が１回以上あることを意味する。 The output switching unit 48 outputs the current detection value, or the average value of the current detection value and the previous detection value, as the detection value after the vibration removal process, according to the absolute value input from the absolute value calculator 46. Specifically, when the input absolute value is 2 or less, the output switching unit 48 outputs the average value of the current detection value and the previous detection value as the detected value after processing. On the other hand, when the input absolute value is larger than 2, the output switching unit 48 outputs the detected value this time as the detected value after processing. The fact that the absolute value input to the output switching unit 48 is 2 or less means that the deviation sign has changed once or more from this time to four times before.
これにより、振動除去器３１によって、今回検出値と前回検出値との偏差の符号が、今回から４回前までさかのぼって計算される。そして、振動除去器３１は、偏差の符号が正負で反転した場合には、今回検出値と前回検出値との平均値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcとして出力し、偏差の符号が正負で反転しない場合には今回検出値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcとして出力する。実施形態では、偏差の符号が、４回前までさかのぼって計算されるので、振動除去処理の精度を高くできる。なお、偏差の符号は、５回以上の任意の回数前までさかのぼって計算してもよい。 As a result, the vibration remover 31 calculates the sign of the deviation between the current detection value and the previous detection value retroactively from this time to four times before. When the deviation sign is reversed between positive and negative, the vibration remover 31 outputs the average value of the current detection value and the previous detection value as the processed capacitor voltage detection value v c , and the deviation sign is positive or negative. If it is not inverted in, the detected value is output as the processed capacitor voltage detection value v c . In the embodiment, since the sign of the deviation is calculated as far back as four times, the accuracy of the vibration removal process can be improved. The sign of the deviation may be calculated retroactively up to an arbitrary number of times of 5 times or more.
振動除去器３１の出力は、振動除去の処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcとして、減算器３７に入力される。減算器３７は、処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcからコンデンサ電圧指令値ｖc *を減算した値を偏差として、デューティ比制御器３４に出力する。 The output of the vibration remover 31 is input to the subtractor 37 as the capacitor voltage detection value v c after the vibration removal process. The subtractor 37 outputs a value obtained by subtracting the capacitor voltage command value v c * from the processed capacitor voltage detection value v c as a deviation to the duty ratio controller 34.
デューティ比制御器３４は、入力された偏差に応じて、上記のように指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求めるための演算を行う。デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。三角波比較器３６は、三角波キャリア信号の値と、デューティ比とを比較し、その比較した結果に基づいてスイッチング信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の各スイッチング素子１４，１６に出力される。各スイッチング素子１４，１６は、そのスイッチング信号によりオンオフ状態が制御されることにより、適切な電圧制御が行われる。これにより、リアクトル電流指令値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１１が制御される。 The duty ratio controller 34 performs an operation for obtaining the duty ratio d (k + 1) which is a command value as described above according to the input deviation. The duty ratio d (k + 1) output from the duty ratio controller 34 is input to the triangular wave comparator 36. The triangle wave comparator 36 compares the value of the triangle wave carrier signal with the duty ratio, generates a switching signal based on the comparison result, and outputs the switching signal to the switching elements 14 and 16 of the DC / DC converter 11. The on / off state of each of the switching elements 14 and 16 is controlled by the switching signal, so that appropriate voltage control is performed. As a result, the DC / DC converter 11 is controlled according to the reactor current command value.
具体的には、制御装置３０は、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖc *及びリアクトル電流指令値ｉL *となるようにコンデンサ電圧ｖc及びリアクトル電流ｉLが制御される。 Specifically, the control device 30 controls the on period of the first switching element 14 and the second switching element 16 so that the duty ratio d (= d (k + 1)) output from the duty ratio controller 34 is obtained. .. As a result, the DC / DC converter 11 controls the capacitor voltage v c and the reactor current i L so that the capacitor voltage command value v c * and the reactor current command value i L * , which are the command values, are obtained.
なお、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、リミッタ（図示せず）に入力することもできる。リミッタは、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）の入力をうけ、入力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）が最適デューティ比範囲ＤＲ内になるように制限する。リミッタから出力された最適範囲のデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。これにより、制御装置３０は、三角波比較器３６に入力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。 The duty ratio d (k + 1) output from the duty ratio controller 34 can also be input to a limiter (not shown). The limiter receives the input of the duty ratio d (k + 1) output from the duty ratio controller 34, and limits the input duty ratio d (k + 1) so as to be within the optimum duty ratio range DR. The duty ratio d (k + 1) in the optimum range output from the limiter is input to the triangular wave comparator 36. As a result, the control device 30 controls the on period of the first switching element 14 and the second switching element 16 so that the duty ratio d (= d (k + 1)) input to the triangular wave comparator 36 is obtained.
上記の制御装置３０によれば、振動除去器３１による処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcを用いてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御するので、コンデンサ電圧ｖcの制御を安定化させることができる。これにより、高圧側コンデンサ１８に流れるリップル電流を抑制できるので、高圧側コンデンサ１８の発熱を抑制しつつ高圧側コンデンサ１８の容量を小さくできる。 According to the above-mentioned control device 30, since the DC / DC converter 11 is controlled by using the capacitor voltage detection value v c after the processing by the vibration remover 31, the control of the capacitor voltage v c can be stabilized. As a result, the ripple current flowing through the high-voltage side capacitor 18 can be suppressed, so that the capacity of the high-voltage side capacitor 18 can be reduced while suppressing heat generation of the high-voltage side capacitor 18.
一方、比較例として、本実施形態と異なり、振動除去器を介さずにコンデンサ電圧の検出値と指令値とを用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する構成が考えられる。この比較例において、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃを、インバータのキャリア周波数ｆｃｉの２倍の周波数以外の周波数とする場合がある。この場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータの三角波キャリアにおける谷点毎にコンデンサ電圧検出値をサンプリングすると、コンデンサ電圧検出値が大きく振動する可能性がある。実施形態では、振動除去器３１により、コンデンサ電圧ｖcについて今回検出値と前回検出値との偏差の符号の反転により振動を判定し、振動した場合に今回検出値と前回検出値との平均値を処理後の検出値として出力する。これにより、コンデンサ電圧ｖcの制御の安定化を図れる。 On the other hand, as a comparative example, unlike the present embodiment, a configuration in which the DC / DC converter is controlled by using the detected value and the command value of the capacitor voltage without using the vibration remover can be considered. In this comparative example, the carrier frequency fcc of the DC / DC converter may be a frequency other than twice the carrier frequency fci of the inverter. In this case, if the capacitor voltage detection value is sampled for each valley point in the triangular wave carrier of the DC / DC converter, the capacitor voltage detection value may vibrate significantly. In the embodiment, the vibration remover 31 determines vibration by reversing the sign of the deviation between the current detection value and the previous detection value for the capacitor voltage v c , and when it vibrates, the average value between the current detection value and the previous detection value. Is output as the detected value after processing. As a result, the control of the capacitor voltage v c can be stabilized.
なお、上記では、振動除去器３１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の三角波キャリアにおける谷点毎のコンデンサ電圧検出値を用いる場合を説明した。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の三角キャリア波における山点毎で検出されるコンデンサ電圧検出値について、それぞれの回での今回検出値と前回検出値との偏差の符号が正負で反転するか否かに応じて、処理後のコンデンサ電圧検出値を出力してもよい。この場合において、偏差の符号の反転に応じて処理後のコンデンサ電圧検出値を出力する方法は、三角キャリア波における山点毎で検出されるコンデンサ電圧検出値を用いる場合と同様である。 In the above description, the case where the capacitor voltage detection value for each valley point in the triangular wave carrier of the DC / DC converter 11 is used in the vibration remover 31 has been described. On the other hand, regarding the capacitor voltage detection value detected at each peak point in the triangular carrier wave of the DC / DC converter 11, whether or not the sign of the deviation between the current detection value and the previous detection value at each time is reversed between positive and negative. Depending on the situation, the processed capacitor voltage detection value may be output. In this case, the method of outputting the processed capacitor voltage detection value according to the inversion of the deviation sign is the same as the case of using the capacitor voltage detection value detected at each peak point in the triangular carrier wave.
＜第２の実施形態＞
第１の実施形態では、処理後のコンデンサ電圧検出値とコンデンサ電圧指令値との偏差をデューティ比制御器に入力する場合を説明した。図４は、第２の実施形態における制御装置３０ａの構成を示す図である。第２の実施形態では、制御装置３０ａは、図４に示すように、電流指令生成器（ｉＬ指令生成器）３２と、オブザーバ３３とを含んで構成される。
<Second embodiment>
In the first embodiment, the case where the deviation between the processed capacitor voltage detection value and the capacitor voltage command value is input to the duty ratio controller has been described. FIG. 4 is a diagram showing a configuration of the control device 30a according to the second embodiment. In the second embodiment, the control device 30a includes a current command generator (iL command generator) 32 and an observer 33, as shown in FIG.
電流指令生成器３２には、振動除去器３１から出力された処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcと、コンデンサ電圧指令値ｖc *との偏差が入力される。電流指令生成器３２は、例えば入力された偏差を比例積分演算であるＰＩ演算して、リアクトル１２を流れるリアクトル電流の指令値ｉL *を生成するＰＩ制御器とすることができる。後述のデューティ比制御器３４ａには、リアクトル電流指令値ｉL *と、後述のオブザーバ３３から出力されるリアクトル電流ｉLの推定値との偏差が入力される。なお、以下において、図中の推定値には上付の波線（チルダ）を付して示す。 The deviation between the processed capacitor voltage detection value v c and the capacitor voltage command value v c * output from the vibration remover 31 is input to the current command generator 32. The current command generator 32 can be a PI controller that generates a command value i L * of the reactor current flowing through the reactor 12 by performing a PI operation, which is a proportional integration operation, on the input deviation, for example. The deviation between the reactor current command value i L * and the estimated value of the reactor current i L output from the observer 33 described later is input to the duty ratio controller 34a described later. In the following, the estimated values in the figure are shown with an attached wavy line (tilde).
オブザーバ３３は、処理後のコンデンサ電圧検出ｖc、電源電圧ｖb及び出力電流ｉmを受けて、これらの値からリアクトル電流ｉLの推定値を、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を用いて算出して出力する。 Observer 33, the capacitor voltage detecting v c after processing, receives power supply voltage v b and the output current i m, the estimated value of the reactor current i L from these values, using the equation of state of the DC / DC converter 11 Calculate and output.
ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を説明するために、まず、コンデンサ電圧の検出誤差Δｖcを含まないと仮定した比較例の状態方程式としての比較例状態方程式を説明する。 Here, in order to explain the state equation of the DC / DC converter 11, first, the comparative example state equation as the state equation of the comparative example assuming that the detection error Δv c of the capacitor voltage is not included will be described.
比較例状態方程式は、数式（１）にて表される。ここで、コンデンサ電圧はｖc、リアクトル電流はｉL、電源電圧はｖb、出力電流（負荷電流）はｉm、リアクトル１２のインダクタンスはＬ、コンデンサ１８のキャパシタンスはＣ、リアクトル１２の抵抗値はＲL、デューティ比はｄと示す。
数式（１）にデッドタイムを考慮した誤差デューティ比Δｄを組み込むと数式（２）に示す状態方程式となる。ここで誤差デューティ比とは、第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対する、デッドタイムの有無の違いにより生じるデューティ比の差分である。
数式（２）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（３）のように示される。
図５は、実施形態のオブザーバ３３を示す図である。オブザーバ３３において、入力信号、出力信号が図５で示されるようになる。図５において、Ａは、数式（３）の破線枠αで示される係数と、破線枠Ａ１で示される行列とを乗じたものであり、α×Ａ１で表される。 FIG. 5 is a diagram showing an observer 33 of the embodiment. In the observer 33, the input signal and the output signal are shown in FIG. In FIG. 5, A is a product of the coefficient represented by the broken line frame α in the mathematical formula (3) and the matrix represented by the broken line frame A1, and is represented by α × A1.
図５において、Ｂは、数式（３）の破線枠αで示される係数と破線枠Ｂ１で示される行列とを乗じたものであり、α×Ｂ１で表される。図５のＣは、数式（４ａ）、数式（４ｂ）で表されるものである。
図５のＣとして、数式（４ａ）、数式（４ｂ）で表されるもので用いることによりリアクトル電流の推定精度を高くできるが、計算量軽減のために、数式（５）を用いることもできる。
ここで、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式として、誤差デューティ比Δｄとコンデンサ電圧検出誤差ΔｖCとを含む数式（６）を定義する。
数式（６）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（７）のように示される。
数式（７）に基づいて、コンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖc〜（チルダ）（ｋ）と、リアクトル１２の電流の推定値であるリアクトル電流予測値ｉL〜（チルダ）（ｋ）とは、数式（８）のように表すことができる。また、数式（７）に基づいて、誤差デューティ比の推定値である誤差デューティ比推定値Δｄ〜（チルダ）（ｋ）と、コンデンサ電圧検出誤差の推定値であるコンデンサ電圧誤差推定値Δｖc〜（チルダ）（ｋ）とは数式（８）のように表すことができる。ここで、Ｔは制御周期であり、ｈ1〜ｈ4はオブザーバゲインである。以下では推定値を表すチルダの〜（波線）を省略する場合がある。
オブザーバ３３は、入力された処理後のコンデンサ電圧ｖc、電源電圧ｖb及び出力電流ｉmを数式（８）に代入することによって、リアクトル電流ｉL（＝ｉL（ｋ））の推定値を算出する。また、オブザーバ３３は、コンデンサ電圧検出誤差Δｖc（＝Δｖc（ｋ））の推定値も算出する。 Observer 33, by substituting capacitor voltage v c after treatment with the input power supply voltage v b and the output current i m in Equation (8), the estimated value of the reactor current i L (= i L (k )) Is calculated. The observer 33 also calculates an estimated value of the capacitor voltage detection error Δv c (= Δv c (k)).
なお、推定されるコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖc（チルダ）、誤差デューティ比Δｄ（チルダ）及びリアクトル電流推定値ｉL（チルダ）は、数式（８）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出されたリアクトル電流推定値ｉL〜（チルダ）は、減算器３５に入力される。 The estimated capacitor voltage detection error estimated value Δv c (tilde), error duty ratio Δd (tilde), and reactor current estimated value i L (tilde) are processed by replacing k in the equation (8) with k-1. It can be calculated by doing. The calculated reactor current estimates i L to (tilde) are input to the subtractor 35.
なお、ｋは、制御回数を示す。例えば、ｉL（ｋ）は、ｋ回目の制御におけるリアクトル電流ｉLを表し、ｉL（ｋ＋１）は、（ｋ＋１）回目の制御におけるリアクトル電流ｉLを表す。他の状態量についても同様である。 Note that k indicates the number of controls. For example, i L (k) represents a reactor current i L in the control of the k-th, i L (k + 1) represents a reactor current i L in the (k + 1) th control. The same applies to other state quantities.
ここで、本実施形態において、オブザーバ３３は、数式（８）の４つのオブザーバゲインｈ1、ｈ2、ｈ3、ｈ4を持つ。このうち、数式（８）の３行目と４行目とに対応するｈ3、ｈ4は、第１スイッチング素子１４の常時オン状態か否かに応じて、値が切り替わる。以下、ｈ３は第１オブザーバゲインｈ3と記載し、ｈ4は、第２オブザーバゲインｈ4と記載する場合がある。オブザーバゲインｈ1、ｈ2、ｈ3、ｈ4は、図５のｈに対応する。 Here, in the present embodiment, the observer 33 has four observer gains h 1 , h 2 , h 3 , and h 4 of the mathematical formula (8). Among, h 3, h 4 corresponding to third and fourth lines eyes of Equation (8), depending on the always-on state whether the first switching element 14 switches the value. Hereinafter, h3 is described as the first observer gain h 3, h 4 may be described as a second observer gain h 4. Observer gains h 1 , h 2 , h 3 , and h 4 correspond to h in FIG.
図６は、オブザーバゲインの切換部３８の構成を示す図である。制御装置３０ａは、切換部３８を持ち、その切換部３８は、第１及び第２オブザーバゲインｈ3、ｈ4の値を、第１スイッチング素子１４の常時オン状態か否かに応じて切り換える。具体的には、第１オブザーバゲインｈ3は、デッドタイムによる誤差でデューティ比を計算するためのオブザーバゲインである。第２オブザーバゲインｈ4は、コンデンサ電圧検出誤差を計算するためのオブザーバゲインである。 FIG. 6 is a diagram showing a configuration of an observer gain switching unit 38. Controller 30a has a switching unit 38, the switching unit 38, the value of the first and second observer gain h 3, h 4, switched in accordance with the always on whether the first switching element 14. Specifically, the first observer gain h 3 is an observer gain for calculating the duty ratio based on the error due to the dead time. The second observer gain h 4 is an observer gain for calculating the capacitor voltage detection error.
図６において、上アームオン信号として、第１スイッチング素子１４の常時オン状態か否かが切換部３８に入力される。図６では、切換部３８の内部において「１」は、第１スイッチング素子１４が常時オンとなり、上アームが常時オンされたことを表す。このときには第２スイッチング素子１６が常時オフされる。図６の切換部３８の内部において「０」は、第１スイッチング素子１４が常時オフとなり、上アームの常時オンが解除されたことを表す。このときには第２スイッチング素子１６がスイッチングを開始する。 In FIG. 6, as an upper arm-on signal, whether or not the first switching element 14 is always on is input to the switching unit 38. In FIG. 6, “1” in the switching unit 38 indicates that the first switching element 14 is always on and the upper arm is always on. At this time, the second switching element 16 is always turned off. "0" in the switching unit 38 of FIG. 6 indicates that the first switching element 14 is always off and the upper arm is always off. At this time, the second switching element 16 starts switching.
切換部３８は、第１スイッチング素子１４が常時オンされたときに、第１オブザーバゲインｈ3を０とし、第２オブザーバゲインｈ4に０以外の数値Ｃ４を持たせる。一方、切換部３８は、第１スイッチング素子１４が常時オンが解除された後に、第１オブザーバゲインｈ3に０以外の数値を持たせ、第２オブザーバゲインｈ4を０とする。 When the first switching element 14 is always on, the switching unit 38 sets the first observer gain h 3 to 0, and gives the second observer gain h 4 a numerical value C4 other than 0. On the other hand, the switching unit 38 gives the first observer gain h 3 a numerical value other than 0 and sets the second observer gain h 4 to 0 after the first switching element 14 is always turned off.
また、数式（８）の１行目と２行目とに対応するオブザーバゲインｈ1、ｈ2は、第１スイッチング素子１４の常時オン状態に無関係に０以外の数値Ｃ１、Ｃ２を持っている。 Further, the observer gains h 1 and h 2 corresponding to the first and second lines of the mathematical formula (8) have numerical values C1 and C2 other than 0 regardless of the constantly on state of the first switching element 14. ..
これにより、第１スイッチング素子１４が常時オンされたときに、コンデンサ電圧検出誤差に対応する値が第２オブザーバゲインｈ4に対応して出力されるので、コンデンサ電圧検出誤差を精度よく推定できる。また、第１スイッチング素子１４が常時オンが解除されたときには、デッドタイムによる誤差デューティ比に対応する値が第１オブザーバゲインｈ3に対応して出力される。これにより、誤差デューティ比を用いてデューティ比を精度よく計算することができる。このように数式（８）を用いたオブザーバ３３では、コンデンサ電圧検出誤差を推定でき、その推定値が次の制御周期に用いられて、コンデンサ電圧ｖc及びリアクトル電流ｉL、及び誤差デューティ比Δｄの推定値が推定される。本実施形態では、コンデンサ電圧ｖc、リアクトル電流ｉL、及び誤差デューティ比Δｄのうち、リアクトル電流ｉLのみをオブザーバ３３で推定することもできる。 As a result, when the first switching element 14 is always turned on, the value corresponding to the capacitor voltage detection error is output corresponding to the second observer gain h 4 , so that the capacitor voltage detection error can be estimated accurately. Further, when the first switching element 14 is turned ON released constantly, the value corresponding to the error duty ratio according to the dead time are output in response to the first observer gain h 3. As a result, the duty ratio can be calculated accurately using the error duty ratio. In this way, the observer 33 using the equation (8) can estimate the capacitor voltage detection error, and the estimated value is used in the next control cycle to obtain the capacitor voltage v c, the reactor current i L , and the error duty ratio Δ d. The estimated value of is estimated. In the present embodiment, of the capacitor voltage v c , the reactor current i L , and the error duty ratio Δ d, only the reactor current i L can be estimated by the observer 33.
デューティ比制御器３４ａには、減算器３５からリアクトル電流指令値ｉL *と、オブザーバ３３から出力されたリアクトル電流推定値ｉL（チルダ）との偏差が入力される。デューティ比制御器３４ａは、例えば入力された偏差を比例積分演算であるＰＩ演算して、指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求めるための演算が行われる。算出されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。本実施形態において、その他の構成及び作用は、図１から図３の第１の実施形態と同様である。 The deviation between the reactor current command value i L * from the subtractor 35 and the reactor current estimated value i L (tilde) output from the observer 33 is input to the duty ratio controller 34a. The duty ratio controller 34a performs an operation for obtaining a duty ratio d (k + 1) which is a command value, for example, by performing a PI operation which is a proportional integration operation on the input deviation. The calculated duty ratio d (k + 1) is input to the triangular wave comparator 36. In this embodiment, other configurations and operations are the same as those in the first embodiment of FIGS. 1 to 3.
＜第３の実施形態＞
図７は、第３の実施形態における制御装置３０ｂの構成を示す図である。第３の実施形態では、図４から図６の第２の実施形態と異なり、制御装置３０ｂは、電流指令生成器３２ａに対し、コンデンサ電圧指令値及び処理後のコンデンサ電圧検出値の偏差を入力しない。その代わりに、第２の実施形態では、電流指令生成器３２ａには、コンデンサ電圧指令値ｖc *及び処理後のコンデンサ電圧検出値ｖcが入力される。また、電流指令生成器３２ａには、オブザーバ３３から、リアクトル電流ｉL、誤差デューティ比Δｄ、及びコンデンサ電圧検出誤差Δｖcの推定値が入力される。
<Third embodiment>
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of the control device 30b according to the third embodiment. In the third embodiment, unlike the second embodiment of FIGS. 4 to 6, the control device 30b inputs the deviation of the capacitor voltage command value and the processed capacitor voltage detection value to the current command generator 32a. do not do. Instead, in the second embodiment, the capacitor voltage command value v c * and the processed capacitor voltage detection value v c are input to the current command generator 32a. Further, the current command generator 32a, the observer 33, the reactor current i L, the error duty ratio [Delta] d, and the estimated value of the capacitor voltage detection errors Delta] v c is input.
このために、オブザーバ３３は、入力された処理後のコンデンサ電圧ｖc、電源電圧ｖb及び出力電流ｉmを上記の数式（８）に代入することによって、リアクトル電流ｉL（＝ｉL（ｋ））の推定値を算出する。また、オブザーバ３３は、コンデンサ電圧検出誤差Δｖc（＝Δｖc（ｋ））及び誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値も算出する。 Therefore, observer 33, by substituting capacitor voltage v c after treatment with the input power supply voltage v b and the output current i m in Equation (8) described above, the reactor current i L (= i L ( k)) Calculate the estimated value. The observer 33 also calculates an estimated value of the capacitor voltage detection error Δv c (= Δv c (k)) and the error duty ratio Δd (= Δd (k)).
算出されたリアクトル電流推定値ｉL（チルダ）は、減算器３５と電流指令生成器３２ａとに入力される。算出されたコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖc（チルダ）及び誤差デューティ比推定値Δｄ（チルダ）は電流指令生成器３２ａに入力される。 The calculated reactor current estimated value i L (tilde) is input to the subtractor 35 and the current command generator 32a. The calculated capacitor voltage detection error estimated value Δv c (tilde) and error duty ratio estimated value Δd (tilde) are input to the current command generator 32a.
電流指令生成器３２ａは、誤差デューティ比Δｄと、コンデンサ電圧検出誤差Δｖcとを含む状態方程式からリアクトル電流指令値ｉL *を算出する。 The current command generator 32a calculates the reactor current command value i L * from the equation of state including the error duty ratio Δd and the capacitor voltage detection error Δv c .
電流指令生成器３２ａでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を離散化した数式、すなわち数式（７）を変形することによってリアクトル電流指令値ｉL *を算出する。リアクトル電流指令値ｉL *は、数式（７）において、左辺の１行目ｖc（ｋ＋１）をｖc *（ｋ）、右辺のｉL（ｋ）をｉL *（ｋ）に、Δｄ（ｋ）をΔｄ（ｋ）（チルダ）に、ΔｖcをΔｖc（ｋ）（チルダ）に置き換えて展開した数式（９）を用いて算出される。電流指令生成器３２ａで算出されたリアクトル電流指令値ｉL *は、減算器３５に入力される。減算器３５は、リアクトル電流指令値ｉL *と、オブザーバ３３から入力されたリアクトル電流推定値ｉL（チルダ）との偏差を演算して、その偏差をデューティ比制御器３４ａに出力する。
本実施形態において、その他の構成及び作用は、図１から図３の第１の実施形態、または図４から図６の第２の実施形態と同様である。 In this embodiment, other configurations and operations are the same as those of the first embodiment of FIGS. 1 to 3 or the second embodiment of FIGS. 4 to 6.
＜第４の実施形態＞
図８は、第４の実施形態における制御装置３０ｃの構成を示す図である。第４の実施形態では、図７の第３の実施形態と異なり、制御装置３０ｃは、デューティ比制御器３４ａの代わりに、第１モデル予測制御器（ＭＰＣ）５０（図９）を有するデューティ比制御器３４ｂを含んでいる。以下、第１モデル予測制御器５０は第１ＭＰＣ５０と記載する場合がある。
<Fourth Embodiment>
FIG. 8 is a diagram showing the configuration of the control device 30c according to the fourth embodiment. In the fourth embodiment, unlike the third embodiment of FIG. 7, the control device 30c has a duty ratio having a first model predictive controller (MPC) 50 (FIG. 9) instead of the duty ratio controller 34a. Includes controller 34b. Hereinafter, the first model prediction controller 50 may be referred to as the first MPC 50.
制御装置３０ｃは、オブザーバ３３ａを含んでいる。オブザーバ３３ａは、第３の実施形態と同様に、コンデンサ電圧ｖc、電源電圧ｖb及び出力電流ｉmを受けて、これらの値から現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））、リアクトル電流ｉL、コンデンサ電圧検出誤差Δｖcの推定値を算出して出力する。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ（チルダ）、リアクトル電流推定値ｉL（チルダ）、コンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖc（チルダ）は、電流指令生成器３２ａ及びデューティ比制御器３４ｂの第１ＭＰＣ５０に入力される。 The control device 30c includes an observer 33a. Observer 33a, as in the third embodiment, receives the capacitor voltage v c, the power supply voltage v b and the output current i m, the current from these values the error duty ratio Δd (= Δd (k)) , reactor current i L, calculates and outputs the estimated value of the capacitor voltage detection errors Delta] v c. The calculated error duty ratio estimate [Delta] d (tilde), reactor current estimated value i L (tilde), the capacitor voltage detection error estimate Delta] v c (tilde) is the current command generator 32a and the duty ratio control unit 34b 1MPC50 Is entered in.
電流指令生成器３２ａは、第３の実施形態と同様に、リアクトル電流指令値ｉL *を算出する。算出されたリアクトル電流指令値ｉL *は、第１ＭＰＣ５０に入力される。 The current command generator 32a calculates the reactor current command value i L * as in the third embodiment. The calculated reactor current command value i L * is input to the first MPC 50.
第１ＭＰＣ５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を用いてデューティ比を制御する。このとき、第１ＭＰＣ５０は、第１及び第２スイッチング素子１４、１６のデューティ比ｄを複数の異なる値に変化させたときのＤＣ／ＤＣコンバータ１１における所定の状態値（状態量）に対する予測値を算出する。そして、第１ＭＰＣ５０は、その状態値（状態量）の目標を示す指令値と予測値との差に応じてデューティ比ｄを制御する。 The first MPC 50 controls the duty ratio using the equation of state of the DC / DC converter 11. At this time, the first MPC 50 sets a predicted value for a predetermined state value (state amount) in the DC / DC converter 11 when the duty ratios d of the first and second switching elements 14 and 16 are changed to a plurality of different values. calculate. Then, the first MPC 50 controls the duty ratio d according to the difference between the command value indicating the target of the state value (state amount) and the predicted value.
本実施形態では、第１ＭＰＣ５０は、所定の状態値としてリアクトル１２を流れる電流の予測値であるリアクトル電流予測値ｉL ^（ハット）を算出する。そして、第１ＭＰＣ５０は、リアクトル電流指令値ｉL *に近づくようなリアクトル電流予測値ｉL ^（ハット）となるデューティ比ｄを求める処理を行う。 In the present embodiment, the first MPC 50 calculates a reactor current predicted value i L ^ (hat), which is a predicted value of the current flowing through the reactor 12 as a predetermined state value. Then, the first MPC 50 performs a process of obtaining a duty ratio d such that the reactor current predicted value i L ^ (hat) approaches the reactor current command value i L * .
図９は、第１ＭＰＣ５０の構成を示す図である。図９に示すように、第１ＭＰＣ５０は、加算器６０（６０−２〜６０−１２９）、予測演算器６２（６２−１〜６２−１２９）、評価関数演算器６４（６４−１〜６４−１２９）、最小値選択器６６を含んで構成される。 FIG. 9 is a diagram showing the configuration of the first MPC 50. As shown in FIG. 9, the first MPC 50 includes an adder 60 (60-2 to 60-129), a prediction calculator 62 (62-1 to 62-129), and an evaluation function calculator 64 (64-1 to 64-2). 129), the minimum value selector 66 is included.
加算器６０（６０−２〜６０−１２９）は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に所定値を加算することによりデューティ比ｄ（ｋ）に変化を与えて出力する。本実施の形態では、デューティ比ｄ（ｋ）は、０〜１０２３の値の範囲で表されるものとする。すなわち、下アームである第２スイッチング素子１６が常時オンであり、上アームである第１スイッチング素子１４が常時オフである状態のときのデューティ比ｄが０で表されるものとする。また、下アームである第２スイッチング素子１６が常時オフであり、上アームである第１スイッチング素子１４が常時オンである状態のときのデューティ比ｄが１０２３で表されるものとする。加算器６０は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）を中心値として、ｄ（ｋ）±６４の範囲で変化を与えて出力する。変化の範囲は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のデッドタイムの期間及びＰＷＭ周期に基づいて設定することが好適である。例えば、デッドタイム／ＰＷＭ周期×デューティ比ｄの数値範囲で算出される値よりも大きな変換の範囲とすることが好適である。具体的には、デッドタイムが５μｓ、ＰＷＭ周期が１００μｓである場合、デューティ比ｄを０〜１０２３の範囲で表した場合には５／１００×１０２３＝５１よりも大きい数値範囲を変化の範囲とすることが好適である。一方、演算負荷をできるだけ小さくするために、変化の範囲はできるだけ狭い方が好適である。そこで、本実施の形態では、変化の範囲を±６４とした例を示している。 The adder 60 (60-2 to 60-129) changes the duty ratio d (k) and outputs it by adding a predetermined value to the current duty ratio d (k). In the present embodiment, the duty ratio d (k) is represented in the range of values from 0 to 1023. That is, it is assumed that the duty ratio d when the second switching element 16 which is the lower arm is always on and the first switching element 14 which is the upper arm is always off is represented by 0. Further, it is assumed that the duty ratio d when the second switching element 16 which is the lower arm is always off and the first switching element 14 which is the upper arm is always on is represented by 1023. The adder 60 outputs a change in the range of d (k) ± 64 with the current duty ratio d (k) as the center value. The range of change is preferably set based on the dead time period and the PWM cycle of the DC / DC converter 11. For example, it is preferable that the conversion range is larger than the value calculated in the numerical range of dead time / PWM cycle × duty ratio d. Specifically, when the dead time is 5 μs and the PWM cycle is 100 μs, when the duty ratio d is expressed in the range of 0 to 1023, a numerical range larger than 5/100 × 1023 = 51 is defined as the range of change. It is preferable to do so. On the other hand, in order to reduce the calculation load as much as possible, it is preferable that the range of change is as narrow as possible. Therefore, in the present embodiment, an example in which the range of change is ± 64 is shown.
加算器６０−２は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に１を加算してｄ（ｋ）＋１を出力する。加算器６０−３は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に２を加算してｄ（ｋ）＋２を出力する。同様に、加算器６０−４〜加算器６０−６５は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）にそれぞれ３〜６４を加算して出力する。また、加算器６０−６６は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から１を減算してｄ（ｋ）−１を出力する。加算器６０−６７は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から２を減算してｄ（ｋ）−２を出力する。同様に、加算器６０−６８〜加算器６０−１２９は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）からそれぞれ３〜６４を減算して出力する。加算器６０−２〜６０−１２９からの出力は、それぞれ予測演算器６２−２〜６２−１２９へ入力される。 The adder 60-2 adds 1 to the current duty ratio d (k) and outputs d (k) + 1. The adder 60-3 adds 2 to the current duty ratio d (k) and outputs d (k) +2. Similarly, the adders 60-4 to 60-65 add 3 to 64 to the current duty ratio d (k) and output them. Further, the adder 60-66 subtracts 1 from the current duty ratio d (k) to output d (k) -1. The adder 60-67 subtracts 2 from the current duty ratio d (k) to output d (k) -2. Similarly, the adders 60-68 to 60-129 output by subtracting 3 to 64 from the current duty ratio d (k), respectively. The outputs from the adders 60-2 to 60-129 are input to the predictors 62-2 to 62-129, respectively.
予測演算器６２は、加算器６０からの出力、コンデンサ電圧ｖc、リアクトル電流推定値ｉL〜（＝ΔｉL〜（ｋ）（チルダ））、電源電圧ｖb、出力電流（負荷電流）ｉm、誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧検出誤差推定値ΔｖC〜（＝ΔｖC〜（ｋ）（チルダ））を用いてリアクトル電流予測値ｉL ^（ハット）を算出して出力する。リアクトル電流予測値ｉL ^（ハット）は、リアクトル１２を流れる電流の予測値である。 The predictor 62 has an output from the adder 60, a capacitor voltage v c , a reactor current estimated value i L to (= Δi L to (k) (tilder)), a power supply voltage v b , and an output current (load current) i. Reactor current prediction value i using m , error duty ratio estimated value Δd ~ (= Δd ~ (k) (tilda)) and capacitor voltage detection error estimated value Δv C ~ (= Δv C ~ (k) (tilda)) Calculate and output L ^ (hat). The reactor current predicted value i L ^ (hat) is a predicted value of the current flowing through the reactor 12.
リアクトル電流予測値ｉL ^（ハット）は、数式（７）において、左辺の２行目ｉL（ｋ＋１）をｉL ^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ〜（ｋ）（チルダ）、右辺のΔｖC（ｋ）をΔｖC〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて展開したｉL ^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式を用いて算出される。 For the predicted reactor current value i L ^ (hat), in the mathematical formula (7), the second line i L (k + 1) on the left side is i L ^ [d (k) + a] (hat), and Δd (k) on the right side is Using the formula of i L ^ [d (k) + a] (hat) expanded by replacing Δd to (k) (tilde) and Δv C (k) on the right side with Δv C to (k) (tilde). It is calculated.
予測演算器６２−１は、ｉL ^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを０としてｉL ^［ｄ（ｋ）］（ハット）を算出して出力する。予測演算器６２−２は、ｉL ^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを１としてｉL ^［ｄ（ｋ）＋１］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器６２−３〜予測演算器６２−６５は、それぞれａを２〜６４としてｉL ^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器６２−６６は、ｉL ^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを−１としてｉL ^［ｄ（ｋ）−１］（ハット）を算出して出力する。予測演算器６２−６７は、ｉL ^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを−２としてｉL ^［ｄ（ｋ）−２］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器６２−６８〜予測演算器６２−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてｉL ^［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器６２−１〜６２−１２９の出力は、それぞれ評価関数演算器６４−１〜６４−１２９へ入力される。 The prediction calculator 62-1 calculates and outputs i L ^ [d (k)] (hat) with a of the arithmetic expression of i L ^ [d (k) + a] (hat) as 0. Prediction calculator 62-2, i L ^ [d (k ) + a] ( hat) i L ^ a a calculation formula as 1 [d (k) +1] calculates and outputs the (hat). Similarly, the prediction calculators 62-3 to 62-65 calculate and output i L ^ [d (k) + a] (hat) with a as 2 to 64, respectively. The predictive calculator 62-66 calculates and outputs i L ^ [d (k) -1] (hat) with a of the arithmetic expression of i L ^ [d (k) + a] (hat) as -1. .. The predictive calculator 62-67 calculates and outputs i L ^ [d (k) -2] (hat) with a of the arithmetic expression of i L ^ [d (k) + a] (hat) as -2. .. Similarly, the prediction calculators 62-68 to 62-129 calculate and output i L ^ [d (k) + a] (hat) with a as -3 to −64, respectively. The outputs of the predictive calculators 62-1 to 62-129 are input to the evaluation function calculators 64-1 to 64-129, respectively.
評価関数演算器６４は、コンデンサ電圧指令値ｖc *、予測演算器６２から入力されたリアクトル電流予測値ｉL ^（ハット）、電流指令生成器３２ａから入力されたリアクトル電流指令値ｉL *に基づいて評価関数Ｊの演算を行い、演算結果を出力する。評価関数Ｊは、数式（１０）にて表される。
評価関数演算器６４−１は、数式（９）のａを０としてＪ［ｄ（ｋ）］を算出して出力する。評価関数演算器６４−２は、数式（９）のａを１としてＪ［ｄ（ｋ）＋１］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器６４−３〜評価関数演算器６４−６５は、それぞれａを２〜６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器６４−６６は、数式（９）のａを−１としてＪ［ｄ（ｋ）−１］を算出して出力する。評価関数演算器６４−６７は、数式（９）のａを−２としてＪ［ｄ（ｋ）−２］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器６４−６８〜評価関数演算器６４−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器６４−１〜６４−１２９の出力は、最小値選択器６６へ入力される。 The evaluation function calculator 64-1 calculates and outputs J [d (k)] with a as 0 in the mathematical formula (9). The evaluation function calculator 64-2 calculates and outputs J [d (k) +1] with a in the mathematical formula (9) as 1. Similarly, the evaluation function calculators 64-3 to the evaluation function calculators 64-65 calculate and output J [d (k) + a] with a as 2 to 64, respectively. The evaluation function calculator 64-66 calculates and outputs J [d (k) -1] with a as -1 in the mathematical formula (9). The evaluation function calculator 64-67 calculates and outputs J [d (k) -2] with a in the mathematical formula (9) as -2. Similarly, the evaluation function calculator 64-68 to the evaluation function calculator 64-129 calculate and output J [d (k) + a] with a as -3 to −64, respectively. The output of the evaluation function calculators 64-1 to 64-129 is input to the minimum value selector 66.
なお、評価関数Ｊは、数式（１１）としてもよい。この場合も、評価関数演算器６４−１〜評価関数演算器６４−１２９にてそれぞれＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］を算出して出力する。
最小値選択器６６は、評価関数演算器６４−１〜評価関数演算器６４−１２９にて算出されたＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］のうち最小値を選択し、評価関数Ｊを最小値とするｄ（ｋ）＋ａを次の制御の際のデューティ比ｄ（ｋ＋１）として三角波比較器３６に出力する。これにより、これにより、デューティ比制御器３４ｂは、リアクトル電流推定値ｉL（チルダ）がリアクトル電流指令値ｉL *となるようにデューティ比ｄ（ｋ＋１）を制御する。本実施形態において、その他の構成及び作用は、図１から図４に示した第１の実施形態、または図７に示した第３の実施形態と同様である。 The minimum value selector 66 is J [d (k)], J [d (k) +1] ... J [d () calculated by the evaluation function calculator 64-1 to the evaluation function calculator 64-129. k) -64] is selected, and d (k) + a with the evaluation function J as the minimum value is output to the triangular wave comparator 36 as the duty ratio d (k + 1) in the next control. As a result, the duty ratio controller 34b controls the duty ratio d (k + 1) so that the reactor current estimated value i L (tilde) becomes the reactor current command value i L * . In this embodiment, other configurations and operations are the same as those of the first embodiment shown in FIGS. 1 to 4 or the third embodiment shown in FIG. 7.
第４の実施形態の別例として、第４の実施形態における第１ＭＰＣ５０の構成を第２モデル予測制御器に変更してもよい。以下、図１〜３、図８を参照して説明する。第２モデル予測制御器は、第２ＭＰＣと記載する場合がある。第４の実施形態の別例では、第２ＭＰＣは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ３３ａ（図８）で算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））とコンデンサ電圧検出誤差推定値ΔｖC〜（＝ΔｖC〜（ｋ）（チルダ））とリアクトル電流推定値ｉL〜（＝ｉL〜（ｋ）（チルダ））を導入、すなわち適用することでデューティ比ｄを算出して制御する。制御装置は、算出されたデューティ比ｄを用いてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。 As another example of the fourth embodiment, the configuration of the first MPC 50 in the fourth embodiment may be changed to the second model predictive controller. Hereinafter, description will be made with reference to FIGS. 1 to 3 and 8. The second model predictive controller may be referred to as the second MPC. In another example of the fourth embodiment, the second MPC transforms the state equation of the DC / DC converter 11 into a quadratic equation with respect to the duty ratio d of the first switching element 14 and the second switching element 16, and the quadratic equation thereof. The error duty ratio estimated value Δd ~ (= Δd ~ (k) (tilder)) calculated by the observer 33a (FIG. 8) and the capacitor voltage detection error estimated value Δv C ~ (= Δv C ~ (k) (tilder)) in the equation. )) And the reactor current estimated value i L ~ (= i L ~ (k) (tilda)) are introduced, that is, the duty ratio d is calculated and controlled. The control device controls the DC / DC converter 11 using the calculated duty ratio d.
数式（７）の左辺の２行目ｉL（ｋ＋１）をｉL *（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ〜（ｋ）（チルダ）、右辺のΔｖC（ｋ）をΔｖC〜（ｋ）（チルダ）、右辺のｉL（ｋ）をｉL〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（１２）となる。
数式（１２）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（１３）で表される。
第２ＭＰＣは、数式（１３）に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の各状態量及びオブザーバ３３ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））とコンデンサ電圧検出誤差推定値ΔｖC〜（＝ΔｖC〜（ｋ）（チルダ））とリアクトル電流推定値ｉL〜（＝ｉL〜（ｋ）（チルダ））を代入することによって制御に用いるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。 In the second MPC, the equation (13) shows the error duty ratio estimated values Δd to (= Δd to (k) (tilde)) calculated by each state quantity of the DC / DC converter 11 and the observer 33a, and the capacitor voltage detection error estimation. Duty ratio d (k + 1) used for control by substituting the values Δv C ~ (= Δv C ~ (k) (tilde)) and the reactor current estimated value i L ~ (= i L ~ (k) (tilde)) Is calculated.
第２ＭＰＣは、算出したデューティ比ｄ（ｋ＋１）を、リミッタを介してまたはリミッタを介さずに三角波比較器３６に出力する。これにより、制御装置は、三角波比較器３６に入力されるデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖc *及びリアクトル電流指令値ｉL *となるようにコンデンサ電圧ｖc及びリアクトル電流ｉLが制御される。 The second MPC outputs the calculated duty ratio d (k + 1) to the triangular wave comparator 36 with or without a limiter. As a result, the control device controls the on period of the first switching element 14 and the second switching element 16 so that the duty ratio d (= d (k + 1)) input to the triangular wave comparator 36 is obtained. Therefore, in the DC / DC converter 11, the capacitor voltage v c and the reactor current i L are controlled so as to be the capacitor voltage command value v c * and the reactor current command value i L * , which are the command values.
次に、本発明の効果を確認するために行ったシミュレーションの結果を説明する。図１０は、比較例の制御装置において、インバータのキャリア周波数ｆｃｉ及びＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃについて、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│（絶対値）を変化させた場合におけるコンデンサ電圧及びその検出波形を示す図である。図１０及び後述の図１１のシミュレーション結果では、デューティ比を固定している。 Next, the result of the simulation performed to confirm the effect of the present invention will be described. FIG. 10 shows the capacitor voltage and its detection waveform when │2 × fci-fcc│ (absolute value) is changed for the carrier frequency fci of the inverter and the carrier frequency fcc of the DC / DC converter in the control device of the comparative example. It is a figure which shows. In the simulation results of FIG. 10 and FIG. 11 described later, the duty ratio is fixed.
比較例は、図１から図３の第１の実施形態において、振動除去器を設けず、電圧センサ２１からのコンデンサ電圧検出値を減算器３７（図２）に入力する制御装置である。図１０（ａ）は、インバータのキャリア周波数ｆｃｉが５ｋＨｚでＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃが１０ｋＨｚである。この場合、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│（絶対値）が０であり、図１０（ａ）に「検出値」を付した矢印で示す検出波形のように、コンデンサ電圧の検出値におけるリップルを抑制できる。 A comparative example is a control device in the first embodiment of FIGS. 1 to 3 in which a vibration eliminator is not provided and a capacitor voltage detection value from the voltage sensor 21 is input to the subtractor 37 (FIG. 2). In FIG. 10A, the carrier frequency fci of the inverter is 5 kHz and the carrier frequency fcc of the DC / DC converter is 10 kHz. In this case, │2 × fci-fcc│ (absolute value) is 0, and ripple in the detected value of the capacitor voltage is suppressed as shown by the detection waveform indicated by the arrow with “detected value” in FIG. 10 (a). it can.
一方、図１０（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃを９．８０４ｋＨｚ、９．６１５ｋＨｚ，９．４３４ｋＨｚに変化させた場合のコンデンサ電圧とその検出波形である。これにより、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│（絶対値）は、図１０（ｂ）（ｃ）（ｄ）でそれぞれ、１９６ｋＨｚ、３８５ｋＨｚ、５６６ｋＨｚと変化して０以外の値を持っている。この場合、図１０（ｂ）（ｃ）（ｄ）でそれぞれコンデンサ電圧及びその検出波形が１９６ｋＨｚ、３８５ｋＨｚ、５６６ｋＨｚに対応する周期をもって変動する。また、図１０（ｂ）（ｃ）（ｄ）のいずれにおいてもコンデンサ電圧の検出波形において、矩形波状に大きく変動するリップルが生じている。 On the other hand, FIGS. 10B, 10C and 10D show capacitor voltages and their detection waveforms when the carrier frequencies fcc of the DC / DC converter are changed to 9.804 kHz, 9.615 kHz, and 9.434 kHz, respectively. .. As a result, │2 × fci-fcc│ (absolute value) changes to 196 kHz, 385 kHz, and 566 kHz in FIGS. 10 (b), (c), and (d), respectively, and has a value other than 0. In this case, in FIGS. 10B, 10C, and 10D, the capacitor voltage and its detection waveform fluctuate with a period corresponding to 196 kHz, 385 kHz, and 566 kHz, respectively. Further, in any of FIGS. 10B, 10C, and 10D, ripples that greatly fluctuate in a rectangular wave shape occur in the detection waveform of the capacitor voltage.
一方、図１１は、実施形態の制御装置において、インバータのキャリア周波数ｆｃｉ及びＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃについて、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│を変化させた場合におけるコンデンサ電圧及びその検出波形を示す図である。図１１は、図１から図３の第１の実施形態のシミュレーション結果を示している。図１１（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）における、インバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｉ、ｆｃｃの関係は、図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）の場合とそれぞれ同じである。 On the other hand, FIG. 11 shows the capacitor voltage and its detection waveform when │2 × fci-fcc│ is changed with respect to the carrier frequency fci of the inverter and the carrier frequency fcc of the DC / DC converter in the control device of the embodiment. It is a figure. FIG. 11 shows the simulation results of the first embodiment of FIGS. 1 to 3. The relationships between the carrier frequencies fci and fcc of the inverter and the DC / DC converter in FIGS. 11 (a), (b), (c) and (d) are the same as those in FIGS. 10 (a), (b), (c) and (d), respectively. It is the same.
図１１（ｂ）（ｃ）（ｄ）の結果から分かるように、実施形態によれば、コンデンサ電圧の検出波形において、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│が０でない場合でも、コンデンサ電圧の検出波形におけるリップルを抑制できた。
［変形例］
ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流に応じてリアクトル１２のインダクタンスＬの値は変化する。そこで、上記の各実施形態における制御において、リアクトル１２に流れるリアクトル電流ｉL又は流れると予想されるリアクトル電流推定値ｉL〜（チルダ）に応じてリアクトル１２のインダクタンスＬを変更するように設定することが好適である。
As can be seen from the results of FIGS. 11B, 11C and 11D, according to the embodiment, even when │2 × fci-fcc│ is not 0 in the detection waveform of the capacitor voltage, the detection waveform of the capacitor voltage Ripple could be suppressed.
[Modification example]
In the DC / DC converter, the value of the inductance L of the reactor 12 changes according to the reactor current. Therefore, in the control in each of the above embodiments, the inductance L of the reactor 12 is set to be changed according to the reactor current i L flowing through the reactor 12 or the estimated reactor current i L to (tilde) expected to flow. Is preferable.
図１２は、電流値に対するリアクトル１２のインダクタンスＬの変化を示す図である。図１２において、横軸の電流値は最大電流を１として正規化し、縦軸のリアクトル１２のインダクタンスＬは電流値が０のときを１として正規化して示している。 FIG. 12 is a diagram showing a change in the inductance L of the reactor 12 with respect to the current value. In FIG. 12, the current value on the horizontal axis is normalized with the maximum current as 1, and the inductance L of the reactor 12 on the vertical axis is normalized with 1 when the current value is 0.
上記の各実施形態において、制御に用いられるリアクトル電流ｉL又はリアクトル電流推定値ｉL〜（チルダ）に応じたリアクトル１２のインダクタンスＬを各数式に適用することによって、ＤＣ／ＤＣコンバータに対してより適切な制御を行うことができる。 In each of the above embodiments, the inductance L of the reactor 12 corresponding to the reactor current i L or the reactor current estimated value i L to (tilde) used for control is applied to each mathematical formula to the DC / DC converter. More appropriate control can be performed.
なお、上記実施の形態では、オブザーバを同一次元オブザーバとしたが、最小次元オブザーバを適用してもよい。また、双１次変換を利用して状態方程式を離散化したが、これに限定されるものではなく、０次ホールド、前進差分、後退差分を利用して離散化させてもよい。 In the above embodiment, the observer is the same dimension observer, but the minimum dimension observer may be applied. Further, although the equation of state is discretized by using a bilinear transformation, the equation of state is not limited to this, and may be discretized by using a 0th order hold, a forward difference, and a backward difference.
上記の各実施形態及びその変形例によれば、コンデンサ電圧の制御を安定化させることにより、コンデンサに流れるリップル電流を抑制できる。 According to each of the above embodiments and modifications thereof, the ripple current flowing through the capacitor can be suppressed by stabilizing the control of the capacitor voltage.
１０ 直流電源、１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２ リアクトル、１４ 第１スイッチング素子、１６ 第２スイッチング素子、１７ 低圧側コンデンサ、１８ 高圧側コンデンサ、１９ 正極母線、２０ 負極母線、２１，２２ 電圧センサ、３０，３０ａ，３０ｂ，３０ｃ 制御装置、３１ 振動除去器、３２，３２ａ 電流指令生成器、３３，３３ａ オブザーバ、３４，３４ａ，３４ｂ デューティ比制御器、３５ 減算器、３６ 三角波比較器、３７ 減算器、３８ 切換部、４０ 減算器、４２ 前回検出取得部、４４ 判定器、４５ 加算器、４６ 絶対値計算器、４８ 出力切換部、５０ 第１モデル予測制御器、６０ 加算器、６２ 予測演算器、６４ 評価関数演算器、６６ 最小値選択器、１００ モータ駆動装置、１０４ 負荷、１０５ インバータ、１０６ モータ。 10 DC power supply, 11 DC / DC converter, 12 reactor, 14 1st switching element, 16 2nd switching element, 17 low voltage side capacitor, 18 high voltage side capacitor, 19 positive voltage bus, 20 negative voltage bus, 21,22 voltage sensor, 30 , 30a, 30b, 30c controller, 31 vibration eliminator, 32, 32a current command generator, 33, 33a observer, 34, 34a, 34b duty ratio controller, 35 subtractor, 36 triangular wave comparer, 37 subtractor, 38 Switching unit, 40 Subtractor, 42 Previous detection acquisition unit, 44 Judgment unit, 45 Adder, 46 Absolute value calculator, 48 Output switching unit, 50 First model prediction controller, 60 Adder, 62 Prediction calculator, 64 evaluation function adder, 66 minimum value selector, 100 motor drive, 104 load, 105 inverter, 106 motor.
Claims (7)
前記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続され前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサの両端間電圧の検出値であるコンデンサ電圧検出値が入力され、前記コンデンサ電圧検出値の振動除去の処理を行う振動除去器を備え、
前記振動除去器は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの三角キャリア波における谷点毎、または山点毎で検出される前記コンデンサ電圧検出値について、それぞれの回での今回検出値と前回検出値との偏差の符号が正負で反転した場合には、前記今回検出値と前記前回検出値との平均値を処理後の前記コンデンサ電圧検出値として出力し、前記今回検出値と前記前回検出値との偏差の符号が正負で反転しない場合には前記今回検出値を処理後の前記コンデンサ電圧検出値として出力し、
前記制御装置は、
前記コンデンサのコンデンサ電圧の目標値となるコンデンサ電圧指令値と処理後の前記コンデンサ電圧検出値とに応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、制御装置。 A control device that controls a DC / DC converter including a first switching element and a second switching element, a reactor in which both ends are connected to a connection point of the first switching element and the second switching element and a DC power supply. hand,
A capacitor voltage detection value, which is a detection value of the voltage across the capacitor connected to the DC / DC converter and smoothing the output voltage from the reactor, is input, and vibration removal processing of the capacitor voltage detection value is performed. Equipped with a vessel
The vibration remover is
Regarding the capacitor voltage detection value detected at each valley point or peak point in the triangular carrier wave of the DC / DC converter, the sign of the deviation between the current detection value and the previous detection value at each time is reversed between positive and negative. In this case, the average value of the current detection value and the previous detection value is output as the processed capacitor voltage detection value, and the sign of the deviation between the current detection value and the previous detection value is positive or negative and does not reverse. In this case, the current detection value is output as the processed capacitor voltage detection value.
The control device is
A control device that controls the DC / DC converter according to a capacitor voltage command value that is a target value of the capacitor voltage of the capacitor and the capacitor voltage detection value after processing.
前記コンデンサ電圧指令値と処理後の前記コンデンサ電圧検出値との偏差に基づく値を用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器を備える、制御装置。 In the control device according to claim 1,
A control device including a duty ratio controller that controls a duty ratio of the DC / DC converter by using a value based on a deviation between the capacitor voltage command value and the processed capacitor voltage detection value.
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記リアクトルを流れるリアクトル電流を推定するオブザーバと、
前記コンデンサ電圧指令値と処理後の前記コンデンサ電圧検出値との偏差をＰＩ演算することにより前記リアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、
前記リアクトル電流指令値と前記リアクトル電流の推定値との偏差に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器と、
を備える、制御装置。 In the control device according to claim 1,
An observer that estimates the reactor current flowing through the reactor according to the current state value of the DC / DC converter.
A current command generator that calculates a reactor current command value that is a target value for controlling the reactor current by performing PI calculation on the deviation between the capacitor voltage command value and the processed capacitor voltage detection value.
A duty ratio controller that controls the duty ratio of the DC / DC converter according to the deviation between the reactor current command value and the estimated value of the reactor current.
And a control device.
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記リアクトルを流れるリアクトル電流と、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無における前記デューティ比の差分である誤差デューティ比と、前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差とを推定するオブザーバと、
前記誤差デューティ比と、前記コンデンサ電圧検出誤差とを含む状態方程式から前記リアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、
前記リアクトル電流指令値と前記リアクトル電流の推定値との偏差に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器と、
を備える、制御装置。 In the control device according to claim 1,
An error that is the difference between the reactor current flowing through the reactor and the duty ratio with or without the dead time with respect to the duty ratio, which is the ratio of the on-time of the first switching element, according to the current state value of the DC / DC converter. An observer that estimates the duty ratio and the capacitor voltage detection error of the capacitor,
A current command generator that calculates a reactor current command value that is a target value for controlling the reactor current from a state equation including the error duty ratio and the capacitor voltage detection error.
A duty ratio controller that controls the duty ratio of the DC / DC converter according to the deviation between the reactor current command value and the estimated value of the reactor current.
And a control device.
前記オブザーバは、現在の前記状態値として、前記直流電源の電源電圧、前記コンデンサ電圧、及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を用いる、制御装置。 In the control device according to claim 3 or 4.
The observer is a control device that uses the power supply voltage of the DC power supply, the capacitor voltage, and the output current of the DC / DC converter as the current state values.
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記リアクトルを流れるリアクトル電流と、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無における前記デューティ比の差分である誤差デューティ比と、前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差とを推定するオブザーバと、
前記誤差デューティ比と、前記コンデンサ電圧検出誤差とを含む状態方程式から前記リアクトルを流れるリアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式を用いて、前記デューティ比を複数の異なる値に変化させたときの前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおける所定状態値に対する予測値を算出し、前記所定状態値の目標を示す指令値と前記予測値との差に応じて前記デューティ比を制御する第１モデル予測制御器を有するデューティ比制御器とを備える、制御装置。 In the control device according to claim 1,
An error that is the difference between the reactor current flowing through the reactor and the duty ratio with or without the dead time with respect to the duty ratio, which is the ratio of the on-time of the first switching element, according to the current state value of the DC / DC converter. An observer that estimates the duty ratio and the capacitor voltage detection error of the capacitor,
A current command generator that calculates a reactor current command value that is a target value for controlling the reactor current flowing through the reactor from an equation of state including the error duty ratio and the capacitor voltage detection error.
Using the state equation of the DC / DC converter, a predicted value with respect to a predetermined state value in the DC / DC converter when the duty ratio is changed to a plurality of different values is calculated, and a target of the predetermined state value is shown. A control device including a duty ratio controller having a first model prediction controller that controls the duty ratio according to a difference between a command value and the predicted value.
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記リアクトルを流れるリアクトル電流と、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無における前記デューティ比の差分である誤差デューティ比と、前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差とを推定するオブザーバと、
前記誤差デューティ比と、前記コンデンサ電圧検出誤差とを含む状態方程式から前記リアクトルを流れるリアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式を前記デューティ比の二次方程式に変形し、前記誤差デューティ比を前記二次方程式に導入することによって前記デューティ比を制御する第２モデル予測制御器を有するデューティ比制御器とを備える、制御装置。 In the control device according to claim 1,
An error that is the difference between the reactor current flowing through the reactor and the duty ratio with or without the dead time with respect to the duty ratio, which is the ratio of the on-time of the first switching element, according to the current state value of the DC / DC converter. An observer that estimates the duty ratio and the capacitor voltage detection error of the capacitor,
A current command generator that calculates a reactor current command value that is a target value for controlling the reactor current flowing through the reactor from an equation of state including the error duty ratio and the capacitor voltage detection error.
A duty ratio having a second model predictive controller that controls the duty ratio by transforming the state equation of the DC / DC converter into a quadratic equation of the duty ratio and introducing the error duty ratio into the quadratic equation. A control device including a controller.
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