JP4844051B2

JP4844051B2 - Power converter

Info

Publication number: JP4844051B2
Application number: JP2005249453A
Authority: JP
Inventors: 貫太郎吉本
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2005-08-30
Filing date: 2005-08-30
Publication date: 2011-12-21
Anticipated expiration: 2025-08-30
Also published as: JP2007068296A

Description

本発明は電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power converter.

従来、１つのバッテリ、ＤＣＤＣコンバータ、およびインバータを用いてモータを駆動するシステムがよく知られている。また、従来、燃料電池を主電源として高効率にモータを駆動する構成が、特開２００２−１１８９８１号公報（特許文献１を参照されたい。）に示されている。図１にこのような従来のモータ駆動システムの構成を示す。図１のシステムでは、バッテリがＤＣＤＣコンバータを介して燃料電池と並列に接続されており、ＤＣＤＣコンバータの出力電圧を制御することで、電源の出力効率を改善することを狙っている。
そして、上述した従来技術を改善したものとして、本出願人は、先願（特願2004-200545号）においてＤＣＤＣコンバータを介さずに、燃料電池とバッテリの組み合わせに限らず、複数の電源電力を利用・配分し、全体の体積・損失を低減可能な電力変換器の制御方法を開発した。また、本出願人は、他の先願（特願2004-207031号）において誘導負荷から電源母線に流れる電流を、いずれかの母線に流すかを選択する制御方法を開発した。
特開２００２-１１８９８１号公報（段落0004-0006、図１） Conventionally, a system for driving a motor using one battery, a DCDC converter, and an inverter is well known. Conventionally, a configuration for driving a motor with high efficiency using a fuel cell as a main power source is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-118981 (refer to Patent Document 1). FIG. 1 shows the configuration of such a conventional motor drive system. In the system of FIG. 1, a battery is connected in parallel with a fuel cell via a DCDC converter, and the output voltage of the DCDC converter is controlled to improve the output efficiency of the power supply.
As an improvement on the above-described prior art, the applicant of the present application (Japanese Patent Application No. 2004-200545) does not use a DCDC converter, and is not limited to a combination of a fuel cell and a battery, but a plurality of power sources. We have developed a control method for power converters that can be used and distributed to reduce overall volume and loss. Further, the present applicant has developed a control method for selecting whether to flow a current flowing from an inductive load to a power supply bus in any of the other prior applications (Japanese Patent Application No. 2004-207031).
Japanese Patent Laying-Open No. 2002-118981 (paragraphs 0004-0006, FIG. 1)

しかしながら、前述の構成においては、ＤＣＤＣコンバータを使っているため、電源と電力変換装置、モータを全て含めたシステム全体の体積が大きくなるとともに、バッテリを充放電するためにはＤＣＤＣコンバータを通過するために損失が発生するという問題があった。この問題を解決しＤＣＤＣコンバータを不要にした本出願人による先願（特願2004-207031号）においては、誘導負荷から電源母線に流れる電流を、いずれかの母線に流すかを選択する制御方法が示されているが、この選択を実施するとき、電源間の電圧に差があると電流に高調波成分が生じるという問題点があった。しかしながら、先願においては、このような電圧差が存在する場合の問題点の解決方法までは示されていなかった。
そこで、本発明は、複数の直流電源のいづれか一方とモータとの間の一方向の導通が不可となる経路が存在し電源間で電圧差が存在する場合にも、モータの高調波電流の発生を抑え、かつ、ＤＣＤＣコンバータを介さずに、燃料電池とバッテリの組み合わせに限らず、複数の電源電力を利用・配分し、全体の体積・損失を低減可能な電力変換装置を提供することを目的とする。 However, since the DCDC converter is used in the above-described configuration, the volume of the entire system including the power source, the power conversion device, and the motor increases, and the battery passes through the DCDC converter in order to charge and discharge the battery. There was a problem of loss. In a prior application by the present applicant (Japanese Patent Application No. 2004-207031) that solves this problem and eliminates the need for a DCDC converter, a control method for selecting whether to flow the current flowing from the inductive load to the power supply bus to any of the buses However, when this selection is performed, there is a problem that a harmonic component is generated in the current if there is a difference in the voltage between the power supplies. However, the prior application has not shown a solution to the problem when such a voltage difference exists.
Therefore, the present invention generates a harmonic current of a motor even when there is a path in which unidirectional conduction between one of a plurality of DC power supplies and the motor is impossible and a voltage difference exists between the power supplies. It is an object to provide a power conversion device that can reduce the overall volume and loss by using and distributing a plurality of power sources, not limited to a combination of a fuel cell and a battery, without using a DC-DC converter. And

上述した諸課題を解決すべく、第１の発明による電力変換装置は、
複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動するパルス生成・合成手段と、
前記パルス生成・合成手段を駆動する駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段と、
前記駆動パルスを補正する補正手段とを有し、
前記補正手段は、
前記パルス生成・合成手段において、前記複数の直流電源のいづれか一方と前記交流モータとの間の一方向の導通が不可となる経路が存在し、かつ前記交流モータの通電方向が前記経路の導通不可方向である場合に、
前記一方の直流電源と前記交流モータとの間の他方向の経路に対応する前記駆動パルスを、前記複数の直流電源の他方の電圧に基づいて補正することを特徴とする。 In order to solve the above-described problems, the power conversion device according to the first invention provides:
A pulse generating / synthesizing means for driving the AC motor by generating a driving voltage of the AC motor by generating and synthesizing a pulse from each output voltage of the DC power source connected to a plurality of DC power sources;
Drive pulse generation means for generating a drive pulse for driving the pulse generation / synthesis means;
Correction means for correcting the drive pulse,
The correction means includes
In the pulse generating / synthesizing means, there is a path in which unidirectional conduction between any one of the plurality of DC power supplies and the AC motor is impossible, and the energization direction of the AC motor is not conductive to the path. If the direction is
The drive pulse corresponding to the path in the other direction between the one DC power supply and the AC motor is corrected based on the other voltage of the plurality of DC power supplies.

また、第２の発明による電力変換装置は、
前記駆動パルス生成手段は、
それぞれの直流電源から出力されるべき電圧指令値を算出する電圧指令値算出手段と、
前記電圧指令値をそれぞれの電源電圧値で規格化した変調率指令値を算出する変調率指令値算出手段と、
前記変調率指令値と前記複数の直流電源のそれぞれに対応したキャリアとの比較に基づいてPWMパルスを生成するPWMパルス生成手段と、を有し、
前記補正手段は、
前記一方の直流電源に対応する前記変調率指令値を、前記複数の直流電源の他方の電圧に基づいて補正することを特徴とする。 The power converter according to the second invention is
The drive pulse generating means includes
Voltage command value calculating means for calculating a voltage command value to be output from each DC power source;
Modulation rate command value calculating means for calculating a modulation rate command value obtained by standardizing the voltage command value with each power supply voltage value;
PWM pulse generation means for generating a PWM pulse based on a comparison between the modulation rate command value and a carrier corresponding to each of the plurality of DC power supplies,
The correction means includes
The modulation factor command value corresponding to the one DC power supply is corrected based on the other voltage of the plurality of DC power supplies.

また、第３の発明による電力変換装置は、
前記変調率指令値算出手段は、前記電圧指令値をそれぞれの電源電圧値の半分の値で除算し前記規格化をし、
前記補正手段は、前記一方の直流電源に対応する前記変調率指令値に前記一方の電源電圧値を乗算するとともに、前記他方の電源電圧値で除算することを特徴とする。 A power converter according to a third aspect of the invention is
The modulation factor command value calculation means divides the voltage command value by half of each power supply voltage value and performs the normalization,
The correcting means multiplies the modulation factor command value corresponding to the one DC power supply by the one power supply voltage value and divides by the other power supply voltage value.

また、第４の発明による電力変換装置は、
前記補正手段は、
前記一方向が自己を充電する方向の場合、前記交流モータの通電方向が負の場合に前記補正をすることを特徴とする。 The power converter according to the fourth invention is
The correction means includes
When the one direction is a direction for charging itself, the correction is performed when the energization direction of the AC motor is negative.

また、第５の発明による電力変換装置は、
前記パルス生成・合成手段は、前記複数の直流電源のいづれか一方と前記交流モータとの間の一方向の導通を不可とするよう経路を開放する経路開放手段を有することを特徴とする。 The power converter according to the fifth invention is
The pulse generating / synthesizing means includes path opening means for opening a path so as to disable unidirectional conduction between any one of the plurality of DC power supplies and the AC motor.

また、第６の発明による電力変換装置は、
前記パルス生成・合成手段は、前記複数の直流電源のいづれか一方と前記交流モータとの間の一方向の導通経路を有さないことを特徴とする。 The power converter according to the sixth invention is
The pulse generation / synthesis unit does not have a one-way conduction path between any one of the plurality of DC power supplies and the AC motor.

また、第７の発明による電力変換装置は、
前記交流モータの通電方向は、モータ電流指令値により判別される、ことを特徴とする。
また、第８の発明による電力変換装置は、
前記交流モータの通電方向は、モータ電流の検出値により判別される、ことを特徴とする。 A power converter according to a seventh aspect of the invention is
The energization direction of the AC motor is determined by a motor current command value.
The power converter according to the eighth invention is
The energization direction of the AC motor is determined by a detected value of the motor current.

また、第９の発明による電力変換装置は、
複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動するパルス生成・合成手段と、
前記パルス生成・合成手段を駆動する駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段と、
前記駆動パルスを補正する補正手段とを有し、
前記駆動パルス生成手段は、
それぞれの直流電源から出力されるべき電圧指令値を算出する電圧指令値算出手段と、
前記電圧指令値をそれぞれの電源電圧値で規格化した変調率指令値を算出する変調率指令値算出手段と、
前記変調率指令値と前記複数の直流電源のそれぞれに対応したキャリアとの比較に基づいてPWMパルスを生成するPWMパルス生成手段と、を有し、
前記補正手段は、
前記パルス生成・合成手段において、前記複数の直流電源のいづれか一方と前記交流モータとの間の一方向の導通が不可となる経路が存在し、かつ前記交流モータの通電方向が前記経路の導通不可方向である場合に、
前記一方の直流電源に対応する前記変調率指令値を、前記複数の直流電源の他方の電圧に基づいて補正することを特徴とする。 The power converter according to the ninth aspect of the invention is
A pulse generating / synthesizing means for driving the AC motor by generating a driving voltage of the AC motor by generating and synthesizing a pulse from each output voltage of the DC power source connected to a plurality of DC power sources;
Drive pulse generation means for generating a drive pulse for driving the pulse generation / synthesis means;
Correction means for correcting the drive pulse,
The drive pulse generating means includes
Voltage command value calculating means for calculating a voltage command value to be output from each DC power source;
Modulation rate command value calculating means for calculating a modulation rate command value obtained by standardizing the voltage command value with each power supply voltage value;
PWM pulse generation means for generating a PWM pulse based on a comparison between the modulation rate command value and a carrier corresponding to each of the plurality of DC power supplies,
The correction means includes
In the pulse generating / synthesizing means, there is a path in which unidirectional conduction between any one of the plurality of DC power supplies and the AC motor is impossible, and the energization direction of the AC motor is not conductive to the path. If the direction is
The modulation factor command value corresponding to the one DC power supply is corrected based on the other voltage of the plurality of DC power supplies.

また、第１０の発明による電力変換装置は、
前記変調率指令値算出手段は、前記電圧指令値をそれぞれの電源電圧値の半分の値で除算し前記規格化をし、
前記補正手段は、前記一方の直流電源に対応する前記変調率指令値に前記一方の電源電圧値を乗算するとともに、前記他方の電源電圧値で除算することを特徴とする。 The power conversion device according to the tenth invention is
The modulation factor command value calculation means divides the voltage command value by half of each power supply voltage value and performs the normalization,
The correcting means multiplies the modulation factor command value corresponding to the one DC power supply by the one power supply voltage value and divides by the other power supply voltage value.

上述したように本発明の解決手段を装置として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する方法、コンピュータで実行させるためのプログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現し得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
一例を挙げれば、第１の発明を方法として実現させると、本発明による電力変換装置の制御方法は、
複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動するステップと、
駆動パルスを生成するステップと、
前記駆動パルスを補正するステップとを有し、
前記駆動パルスを補正するステップは、
前記複数の直流電源のいづれか一方と前記交流モータとの間の一方向の導通が不可となる経路が存在し、かつ前記交流モータの通電方向が前記経路の導通不可方向である場合に、
前記一方の直流電源と前記交流モータとの間の他方向の経路に対応する前記駆動パルスを、前記複数の直流電源の他方の電圧に基づいて補正することを特徴とする。 As described above, the solution of the present invention has been described as an apparatus. However, the present invention can be realized as a method substantially equivalent to these, a program to be executed by a computer, and a storage medium storing the program. It should be understood that these are included in the scope of the present invention.
As an example, when the first invention is realized as a method, the control method of the power converter according to the present invention is as follows.
A step of being connected to a plurality of direct current power source to generate a driving voltage of the AC motor by generating and synthesizing a pulse from the respective output voltages of the DC power supply, to drive the AC motor,
Generating a drive pulse;
Correcting the drive pulse,
The step of correcting the driving pulse includes:
When there is a path in which conduction in one direction between any one of the plurality of DC power supplies and the AC motor is impossible, and the energization direction of the AC motor is a non-conductive direction of the path,
The drive pulse corresponding to the path in the other direction between the one DC power supply and the AC motor is corrected based on the other voltage of the plurality of DC power supplies.

第１の発明によれば、複数の直流電源のいづれか一方とモータとの間の一方向の導通が不可となる経路が存在する場合に、例えば、電源10aの電圧Ｖdc_aと電源10bの電圧Ｖdc_bに差がある場合であっても、モータの通電方向が経路の導通不可方向である場合に、出力される電圧パルスの振幅誤差（即ち、各電源の電圧比）でパルス幅の指令値（変調率指令値など）を補正することによって、電圧指令値に相当する電圧パルスをモータに印加することが可能になり、モータ相電流の高調波電流の発生を抑制することが可能になる。この結果、モータの損失の低減でき、本発明を燃料電池電気自動車に適用すれば、燃料電池電気自動車の燃費を向上することができる。また、不要な高調波電流の発生を抑えることで、トルクリプルが低減し、トルクの過大な変化による搭乗者への不快感を低減し、車両の乗り心地が向上する。 According to the first aspect of the invention, when there is a path in which unidirectional conduction between one of the plurality of DC power supplies and the motor is not possible , for example, the voltage Vdc_a of the power supply 10a and the voltage Vdc_b of the power supply 10b are Even if there is a difference, if the energization direction of the motor is the direction in which the path cannot be conducted , the amplitude error (that is, the voltage ratio of each power supply) of the output voltage pulse indicates the pulse width command value (modulation rate). By correcting the command value or the like, it becomes possible to apply a voltage pulse corresponding to the voltage command value to the motor, and to suppress the generation of harmonic current of the motor phase current. As a result, the loss of the motor can be reduced, and if the present invention is applied to a fuel cell electric vehicle, the fuel efficiency of the fuel cell electric vehicle can be improved. Further, by suppressing the generation of unnecessary harmonic current, torque ripple is reduced, discomfort to the passenger due to excessive change in torque is reduced, and the riding comfort of the vehicle is improved.

また、第２の発明によれば、パルス幅の修正を、電源電圧値を用いて規格化して行うため、電源電圧値が変動する場合であっても、パルス幅の修正を精度良く行うことができ、高調波電流の発生を抑制することができる。 In addition, according to the second invention, since the pulse width is corrected by using the power supply voltage value, the pulse width can be corrected accurately even when the power supply voltage value fluctuates. And the generation of harmonic current can be suppressed.

また、第３の発明によれば、パルス幅の修正を、電源電圧値の半分の値により規格化して行うため、電源電圧値が変動する場合であっても、パルス幅の修正を精度良く行うことができ、高調波電流の発生を抑制することができる。
また、第４の発明によれば、モータ電流の符号が負であるときにのみ、パルス幅の修正を行うように選択することで、モータ電流の符号が正であるときには、不要な修正を行わず、必要な電流状態におけるパルス幅の修正によって、高調波電流の発生を抑制することができる。
また、第５の発明によれば、モータとの間の一方向の導通を不可とするよう経路を開放する経路開放手段を有する電源の電圧値と、モータから充電する経路を持つ電源の電圧値とから求めることで、電圧値が変動する場合であっても、パルス幅の修正を精度良く行うことができ、高調波電流の発生を抑制することができる。 In addition, according to the third aspect of the invention, the pulse width is corrected by standardizing by half the power supply voltage value, so that even if the power supply voltage value fluctuates, the pulse width is corrected accurately. And the generation of harmonic current can be suppressed.
Further, according to the fourth aspect of the invention, by selecting to correct the pulse width only when the sign of the motor current is negative, unnecessary correction is performed when the sign of the motor current is positive. First, the generation of harmonic current can be suppressed by correcting the pulse width in the necessary current state.
According to the fifth aspect of the invention, the voltage value of the power source having the path opening means for opening the path so as to disable the one-way conduction with the motor, and the voltage value of the power source having the path for charging from the motor. Thus, even if the voltage value fluctuates, the pulse width can be corrected with high accuracy and the generation of harmonic current can be suppressed.

また、第６の発明によれば、モータから充電する経路を持たない状態の電源の電圧値と、モータから充電する経路を持った状態の電源の電圧値とから、変調率指令値を修正することで、パルス幅の修正を精度良く行うことができ、高調波電流の発生を抑制することができる。
また、第７の発明によれば、モータ電流の符号の判別にモータ電流指令値を用いることで、モータ電流のノイズに影響されること無く、電流符号の判別を行うことができる。このように、精度良く電流符号の判別を行う事で、パルス幅の修正を精度良く行うことができ、高調波電流の発生を抑制することができる。
また、第８の発明によれば、モータ電流の符号の判別にモータ電流の検出値を用いることで、モータ電流の指令値への追従が遅い場合などでも、実際の電流経路に基づいた電流符号の判別を行うことができる。この符号判別を用いて、電流の経路によって生じる出力電圧パルスの誤差に対するパルス幅の修正を行って、高調波電流の発生を抑制することができる。 According to the sixth aspect of the invention, the modulation factor command value is corrected from the voltage value of the power source without a path for charging from the motor and the voltage value of the power source with a path for charging from the motor. Thus, the pulse width can be corrected with high accuracy, and the generation of harmonic current can be suppressed.
Further, according to the seventh aspect, by using the motor current command value for the determination of the sign of the motor current, the determination of the current sign can be performed without being affected by the noise of the motor current. Thus, by accurately determining the current code, the pulse width can be corrected with high accuracy, and the generation of harmonic current can be suppressed.
According to the eighth aspect of the invention, by using the detected value of the motor current to determine the sign of the motor current, the current sign based on the actual current path can be obtained even when the follow-up to the command value of the motor current is slow. Can be determined. Using this sign discrimination, the pulse width can be corrected for the error of the output voltage pulse caused by the current path, and the generation of harmonic current can be suppressed.

また、第９の発明によれば、複数の直流電源のいづれか一方とモータとの間の一方向の導通が不可となる経路が存在する場合に、例えば、電源10aの電圧Ｖdc_aと電源10bの電圧Ｖdc_bに差がある場合であっても、モータの通電方向が経路の導通不可方向である場合に、出力される電圧パルスの振幅誤差（即ち、各電源の電圧比）でパルス幅の指令値（変調率指令値など）を補正することによって、電圧指令値に相当する電圧パルスをモータに印加することが可能になり、モータ相電流の高調波電流の発生を抑制することが可能になる。
また、第１０の発明によれば、パルス幅の修正を、電源電圧値の半分の値により規格化して行うため、電源電圧値が変動する場合であっても、パルス幅の修正を精度良く行うことができ、高調波電流の発生を抑制することができる。 Further, according to the ninth aspect, when there is a path in which one-way conduction between one of the plurality of DC power supplies and the motor is impossible, for example, the voltage Vdc_a of the power supply 10a and the voltage of the power supply 10b Even when there is a difference in Vdc_b, when the energization direction of the motor is the direction in which the path cannot be conducted, the pulse width command value (the voltage ratio of each power supply) is output with the amplitude error of the output voltage pulse (that is, the voltage ratio of each power supply). By correcting the modulation rate command value and the like, it becomes possible to apply a voltage pulse corresponding to the voltage command value to the motor, and to suppress the generation of harmonic current of the motor phase current.
According to the tenth aspect of the invention, the pulse width is corrected by normalization with a value that is half of the power supply voltage value. Therefore, even when the power supply voltage value fluctuates, the pulse width is corrected accurately. And the generation of harmonic current can be suppressed.

以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。
第１の実施例
図３は、本実施例における電力変換装置を構成する電力変換器の回路図を示している。電源10aの負極と、電源10bの負極が共通負極母線15に接続されている。共通負極母線15とモータ20の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ107a,108a,109aとダイオード107b,108b,109bの組が接続される。電源10aの正極母線14とモータ20の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ101a/101b,102a/102b,103a/103bでそれぞれ接続する。また、電源10bの正極母線16とモータ20の各相端子間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ104a/104b,105a/105b,106a/106bをそれぞれ接続する。電源10aの正極母線14と共通負極母線15の間には平滑コンデンサ12を設け、電源10bの正極母線16と共通負極母線15の間にも平滑コンデンサ13を設ける。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
First Embodiment FIG. 3 shows a circuit diagram of a power converter constituting a power conversion apparatus according to the present embodiment. The negative electrode of the power supply 10a and the negative electrode of the power supply 10b are connected to the common negative electrode bus 15. A pair of semiconductor switches 107a, 108a, 109a and diodes 107b, 108b, 109b is connected between the common negative electrode bus 15 and each phase terminal of the motor 20 in the same manner as a generally known lower arm of an inverter. . The positive electrode bus 14 of the power supply 10a and each phase terminal of the motor 20 are connected by semiconductor switches 101a / 101b, 102a / 102b, 103a / 103b, respectively, capable of controlling bidirectional conduction. Further, semiconductor switches 104a / 104b, 105a / 105b, and 106a / 106b that can control bidirectional conduction are also connected between the positive electrode bus 16 of the power supply 10b and each phase terminal of the motor 20. A smoothing capacitor 12 is provided between the positive electrode bus 14 and the common negative electrode bus 15 of the power source 10a, and a smoothing capacitor 13 is also provided between the positive electrode bus 16 and the common negative electrode bus 15 of the power source 10b.

電力変換器30は、共通負極母線と電源10aの正極母線と電源10bの正極母線、以上の３つの電位をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。電力変換器30は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相ごとに複数の半導体スイッチやダイオードで構成されたスイッチ手段30U,30V,30Wから構成されている。各相に設けられた半導体スイッチが、交流モータの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位のなかから択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。 The power converter 30 is a DC-AC power converter that generates a voltage to be applied to the motor based on the above three potentials, the common negative electrode bus, the positive electrode bus of the power source 10a, and the positive electrode bus of the power source 10b. The power converter 30 is composed of switch means 30U, 30V, 30W composed of a plurality of semiconductor switches and diodes for each of the U phase, V phase, and W phase. A semiconductor switch provided in each phase is a switch means for generating a voltage to be output to each phase of the AC motor, and is connected alternatively from these potentials, and the proportion of the connection time is changed. Then, the necessary voltage is supplied to the motor.

図２は、実施例１のモータ制御システムの構成を示す図である。図に示すように、制御装置40は、トルク制御手段41、電流制御手段42、電力制御・変調率演算手段43、ＰＷＭパルス生成手段44、３相／ｄｑ変換手段45、ｄｑ／３相座標変換手段46、補正ゲイン演算器47、修正電力配分演算手段48を具える。制御装置40から出力されたPWMパルスに基づき電力変換器30が電源10を構成する電源10aと電源10ｂからの電力を用いてモータ20を駆動する。以下、各要素を詳細に説明する。
まず、トルク制御手段41は、外部より与えられるトルク指令Te*とモータ回転速度ωから、交流モータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*を演算する。トルク制御手段41では、予め作成されたTe*,ωの２つの要素を軸としたマップ（即ち、これら２要素の数値を所定の式に代入して予め演算された下記指令値を含むマップ）を参照し、id*,iq*を出力する。
電流制御手段42では、ｄ軸電流指令値ｉd*、ｑ軸電流指令値ｉq*とｄ軸電流値ｉd、ｑ軸電流値ｉqとから、これらを一致させるための電流制御を行う。この制御によって、三相交流の各相の電圧指令値vu*,vv*,vw*を出力する。
電流制御手段42の詳細について、図１９を用いて説明する。電流制御手段42は電流制御部201およびdq／3相変換器から構成される。電流制御部201では、id*、iq*にid、iqが追従するように、それぞれPI制御によるフィードバック制御を行って、ｄ軸電圧指令値vd*、ｑ軸電圧指令値vq*を得る。ｉd、ｉqは３相／ｄｑ変換手段45によりU相電流ｉu、V相電流ｉｖから求められる。さらに、電流制御手段42内に設けたdq軸電圧を３相電圧指令に変換するdq／3相変換器202が、dq軸電圧指令値vd*、vq*を入力とし、U相電圧指令値ｖu*、V相電圧指令値ｖv*、W相電圧指令値ｖw*を出力する。 FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the motor control system according to the first embodiment. As shown, the control unit 40, torque control means 41, the current control means 42, power control and modulation rate arithmetic operation means 43, PWM pulse producing formation means 44,3 phase / dq conversion means 45, dq / 3-phase coordinate A conversion unit 46, a correction gain calculator 47, and a corrected power distribution calculation unit 48 are provided. Based on the PWM pulse output from the control device 40, the power converter 30 drives the motor 20 using the power from the power source 10a and the power source 10b constituting the power source 10. Hereinafter, each element will be described in detail.
First, the torque control means 41 calculates the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * of the AC motor from the torque command Te * and the motor rotation speed ω given from the outside. In the torque control means 41, a map with two elements of Te * and ω created in advance as axes (that is, a map including the following command values calculated in advance by substituting the numerical values of these two elements into a predetermined expression) And output id * and iq *.
The current control means 42 performs current control for matching the d-axis current command value id * and q-axis current command value iq * with the d-axis current value id and q-axis current value iq. By this control, voltage command values vu *, vv *, vw * for each phase of the three-phase AC are output.
Details of the current control means 42 will be described with reference to FIG. The current control means 42 includes a current control unit 201 and a dq / 3 phase converter. The current control unit 201 performs feedback control by PI control so that id and iq follow id * and iq *, respectively, to obtain a d-axis voltage command value vd * and a q-axis voltage command value vq *. id and iq are obtained from the U-phase current iu and the V-phase current iv by the three-phase / dq conversion means 45. Further, a dq / 3-phase converter 202 for converting a dq-axis voltage provided in the current control means 42 into a three-phase voltage command receives dq-axis voltage command values vd * and vq * as inputs, and a U-phase voltage command value vu. *, V phase voltage command value vv *, W phase voltage command value vw * are output.

図２の説明に戻るが、電力制御・変調率演算手段43では、電源10aと10bから供給される電力の分配目標値（rto_pa、rto_pb）を用いて、電力制御を行う。電力の分配目標値は、補正電圧値vd_0*,vq_0*が0のときの、電源10aと電源10bの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値rto_pa, rto_pbは次の関係を持つ。
rto_pa + rto_pb = 1
このため、一方の電力分配目標値が得られれば、上の関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。図２では、電力制御・変調膣演算手段43の入力としてrto_paのみを記しており、この手段43内部での演算によって、上式に基づいて、rto_pbを演算する。 Returning to the description of FIG. 2, the power control / modulation rate calculating means 43 performs power control using the distribution target values (rto_pa, rto_pb) of the power supplied from the power supplies 10 a and 10 b. The power distribution target value means the ratio of power between the power supply 10a and the power supply 10b when the correction voltage values vd_0 * and vq_0 * are 0. The power distribution target values rto_pa and rto_pb have the following relationship: .
rto_pa + rto_pb = 1
For this reason, if one power distribution target value is obtained, the other power distribution target value can be obtained from the above relationship. In FIG. 2, only rto_pa is shown as an input to the power control / modulation vagina calculation means 43, and rto_pb is calculated based on the above equation by calculation inside this means 43.

電力制御・変調膣演算手段43の詳細を、図１２を用いて説明する。乗算器203では、ｖu*、ｖv*、ｖw*に、それぞれrto_paを乗じて、電源10a側の電圧指令値であるvu_a,vv_a,vw_aを演算する（以下、電源10aから生成する電圧の指令を電源10a分電圧指令、電源10bから生成する電圧の指令を電源10b分電圧指令と記す）。
vu_a = vu* ・ rto_pa
vv_a = vv* ・ rto_pa
vw_a = vw* ・ rto_pa
一方、電源10b側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*から、電源10a側の電圧指令値値ｖu_a*、ｖv_a*、ｖw_a*を減算器206で減算して求める。
ｖu_b* = ｖu* - ｖu_a*
ｖv_b* = ｖv* - ｖv_a*
ｖw_b* = ｖw* - ｖw_a* Details of the power control / modulation vagina calculation means 43 will be described with reference to FIG. The multiplier 203 multiplies vu *, vv *, and vw * by rto_pa to calculate the voltage command values vu_a, vv_a, and vw_a on the power supply 10a side (hereinafter, a voltage command generated from the power supply 10a is calculated). The power supply 10a voltage command and the voltage command generated from the power supply 10b are referred to as the power supply 10b voltage command).
vu_a = vu * ・ rto_pa
vv_a = vv * ・ rto_pa
vw_a = vw * ・ rto_pa
On the other hand, the voltage command value on the power supply 10b side is obtained from the voltage command values vu *, vv *, vw * obtained from the control voltage of the motor current control, and the voltage command value values vu_a *, vv_a *, vw_a * on the power supply 10a side. Is subtracted by a subtracter 206.
vu_b * = vu *-vu_a *
vv_b * = vv *-vv_a *
vw_b * = vw *-vw_a *

以下の変調率演算とＰＷＭパルス生成の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。図１２の変調率演算手段43は、それぞれ電源10aの電圧Ｖdc_a、電源10bの電圧Ｖdc_bを入力し、正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令ｍu_a*、ｍu_b*、ｍv_a*、ｍv_b*、ｍw_a*、ｍw_b*を生成する変調率演算手段である。
変調率演算手段43
図１２の(a)に示した変調率演算手段43は乗算器205,206によって構成されている。ここでは、Ｕ相の電源10a分電圧指令ｖu_a*、電源10b分電圧指令ｖu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２) The following description of the modulation factor calculation and PWM pulse generation is performed only for the U phase, but the same operation is performed for the V phase and the W phase. 12 inputs the voltage Vdc_a of the power source 10a and the voltage Vdc_b of the power source 10b, respectively, and instantaneous modulation rate commands mu_a *, mu_b *, mv_a *, mv_b *, which are standardized voltage commands, respectively. Modulation rate calculation means for generating mw_a * and mw_b *.
Modulation rate calculation means 43
The modulation factor calculating means 43 shown in FIG. 12A is configured by multipliers 205 and 206. Here, the U-phase power supply 10a divided voltage command vu_a * and the power supply 10b divided voltage command vu_b * are normalized by half the value of each DC voltage, so that the power supply 10a instantaneous modulation rate command mu_a * and the power supply 10b instantaneous A modulation factor command mu_b * is obtained.
mu_a * = vu_a * / (Vdc_a / 2)
mu_b * = vu_b * / (Vdc_b / 2)

変調率補正手段49
図１２に示した変調率補正手段49では、得られた変調率を出力するために、PWM周期の時間幅を配分することと、補正ゲインを乗じて、最終的な変調率指令値の演算を行う。まず、図１２の(b)に示した変調率オフセット演算器212で、電源電圧Ｖdc_a、Ｖdc_ｂと、rto_paから、次の変調率オフセットma_offset0, mb_offset0を演算する。ここでrto_pbは、前述の式をもとに演算する。
rto_pb = 1 − rto_pa

得られた変調率オフセットma_offset0, mb_offset0は、加算器209と210で、それぞれ電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu_b*と加算する。電源10a分については、乗算器211で補正ゲインを乗じ最終的な変調率指令ｍu_a_c*を求める。電源10b分は、上記の加算から、変調率指令ｍu_b_c*を求める。これを式で表すと、以下のようになる。
ｍu_a_c* = (ｍu_a* + ma_offset*)・Gcmp_u_a
ｍu_b_c* = ｍu_b* + mb_offset* Modulation rate correction means 49
In the modulation rate correction means 49 shown in FIG. 12, in order to output the obtained modulation rate, the time width of the PWM cycle is allocated and the correction gain is multiplied to calculate the final modulation rate command value. Do. First, the modulation factor offset calculator 212 shown in FIG. 12B calculates the next modulation factor offsets ma_offset0 and mb_offset0 from the power supply voltages Vdc_a and Vdc_b and rto_pa. Here, rto_pb is calculated based on the above formula.
rto_pb = 1 − rto_pa

The obtained modulation factor offsets ma_offset0 and mb_offset0 are added by the adders 209 and 210 to the instantaneous modulation factor command mu_a * for the power source 10a and the instantaneous modulation factor command mu_b * for the power source 10b, respectively. For the power supply 10a, the multiplier 211 multiplies the correction gain to obtain a final modulation rate command mu_a_c *. For the power supply 10b, the modulation rate command mu_b_c * is obtained from the above addition. This is expressed as follows.
mu_a_c * = (mu_a * + ma_offset *) ・ Gcmp_u_a
mu_b_c * = mu_b * + mb_offset *

ＰＷＭパルス生成手段44
図４において、電源10a用キャリアは、電源10aの電圧Ｖdc_aから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアであり、同様に、電源10b用キャリアとして三角波を設ける。これら２つの三角波キャリアは、上限＋１、下限―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。ここでは、Ｕ相の各スイッチを駆動する信号を、図５をもとに次のようにおく。
Ａ：電源10aから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｃ：出力端子から電源10aの方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｄ：電源10bから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号
Ｅ：出力端子から電源10bの方向へ導通するスイッチの駆動信号
まず、電源10aから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。電源10aからＰＷＭパルスを出力する際に、Ａをオンする必要がある。正極と正極の間に電位差があり、Ｖdc_a＞Ｖdc_bである時、ＡとＥがともにオンすると、正極間を短絡する電流が流れることになる。例えば、同時にＡをオンからオフへ、Ｅをオフからオンへ信号を切り換えた場合に、Ａが完全にオフするまでに時間を要するため、Ｅのオン時と重なり、ともにオンする時間が生じ、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号ＡとＥがともにオフする時間を経過した後に、Ａ、Ｅをオフからオンへ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）付加したパルス生成を行う。このＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加するのと同様に、ＥとＣにデッドタイムを付加し、さらに、正極と負極の短絡防止のためには、ＡとＢ、ＥとＢにデッドタイムを付加する。 PWM pulse generation means 44
In FIG. 4, a power supply 10a carrier is a triangular wave carrier for generating a PWM pulse for driving each switch in order to output a voltage pulse from the voltage Vdc_a of the power supply 10a. Similarly, a triangular wave carrier is used as the power supply 10b carrier. Is provided. These two triangular wave carriers have values of upper limit +1 and lower limit −1, and have a phase difference of 180 degrees. Here, the signals for driving the U-phase switches are set as follows based on FIG.
A: Switch drive signal conducting from the power supply 10a to the output terminal B: Switch drive signal conducting from the output terminal to the negative electrode C: Switch drive signal conducting from the output terminal to the power supply 10a D: Power supply Switch drive signal conducting from 10b to output terminal E: Switch drive signal conducting from output terminal to power supply 10b First, a pulse generation method for outputting voltage pulses from the power supply 10a will be described. When outputting a PWM pulse from the power supply 10a, it is necessary to turn on A. When there is a potential difference between the positive electrode and the positive electrode and Vdc_a> Vdc_b, when both A and E are turned on, a current that short-circuits between the positive electrodes flows. For example, when A is switched from on to off at the same time and E is switched from off to on, it takes time for A to completely turn off. A short-circuit current flows, and the amount of heat generated by the semiconductor switch installed in this path increases. In order to prevent such an increase in heat generation, A and E are switched from OFF to ON after a time during which both the drive signals A and E are turned off. In this way, pulse generation is performed by adding a short-circuit prevention time (dead time) to the drive signal. Similar to adding dead time to the drive signals of A and E, dead time is added to E and C, and in order to prevent a short circuit between the positive and negative electrodes, dead to A and B and E and B. Add time.

図６を用いて、ＡとＥの駆動信号にデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、ｍu_a_c*からデッドタイム分オフセットしたｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*を次のように求める。
mu_a_c_up* = ｍu_a_c* ＋ Hd
ｍu_a_c_down* = ｍu_a_c* − Hd
ここで、Hdは三角波の振幅(底辺から頂点まで)Htrと周期Ttr、デッドタイムTdから次のように求める。
Hd = 2Td・Htr／Ttr
キャリアとｍu_a_c*,ｍu_a_c_up*,ｍu_a_c_down*の比較を行って、ＡとＥのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_a_c_down*≧電源10a用キャリアならばＡ＝ＯＮ
ｍu_a_c* ≦電源10a用キャリアならばＡ＝ＯＦＦ
ｍu_a_c*≧電源10a用キャリアならばＥ＝ＯＦＦ
ｍu_a_c_up* ≦電源10a用キャリアならばＥ＝ＯＮ
このように、駆動信号を生成することで、ＡとＥの間にはTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
また、電源10bから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、電源10aの場合と同様であり、次のｍu_b_c_up*,ｍu_b_c_down*を求め、電源10b用キャリアとの比較を行う。（図９）
mu_b_c_up* = ｍu_b_c* ＋ Hd
ｍu_b_c_down* = ｍu_b_c* − Hd
ＤとＣのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。
ｍu_b_c_down*≧電源10b用キャリアならばＤ＝ＯＮ
ｍu_b_c*≦電源10b用キャリアならばＤ＝ＯＦＦ
ｍu_b_c*≧電源10b用キャリアならばＣ＝ＯＦＦ
ｍu_b_c_up* ≦電源10b用キャリアならばＣ＝ＯＮ A method for adding dead time to the A and E drive signals will be described below with reference to FIG. In order to generate a drive signal with a dead time added, mu_a_c_up * and mu_a_c_down * offset from the mu_a_c * by the dead time are obtained as follows.
mu_a_c_up * = mu_a_c * + Hd
mu_a_c_down * = mu_a_c * − Hd
Here, Hd is obtained from the amplitude of the triangular wave (from the base to the apex) Htr, the period Ttr, and the dead time Td as follows.
Hd = 2Td · Htr / Ttr
The carrier and mu_a_c *, mu_a_c_up *, mu_a_c_down * are compared, and the drive signals for the A and E switches are obtained according to the following rules.
If mu_a_c_down * ≥ carrier for power supply 10a, A = ON
If mu_a_c * ≤ carrier for power supply 10a, A = OFF
If mu_a_c * ≧ carrier for power supply 10a, E = OFF
mu_a_c_up * ≤ Carrier for power supply 10a E = ON
Thus, by generating the drive signal, a dead time of Td can be provided between A and E, and a short circuit between the positive electrodes can be prevented.
The pulse generation method for outputting voltage pulses from the power supply 10b is the same as that of the power supply 10a, and the following mu_b_c_up * and mu_b_c_down * are obtained and compared with the carrier for the power supply 10b. (Fig. 9)
mu_b_c_up * = mu_b_c * + Hd
mu_b_c_down * = mu_b_c * − Hd
The drive signals for the D and C switches are obtained according to the following rules.
If mu_b_c_down * ≧ carrier for power supply 10b, D = ON
If mu_b_c * ≤ carrier for power supply 10b, D = OFF
If mu_b_c * ≧ carrier for power supply 10b, C = OFF
If mu_b_c_up * ≤ carrier for power supply 10b, C = ON

このようにして、ＤとＣの間にもTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。駆動信号Ｂは、生成された駆動信号ＥとＣのＡＮＤ（論理積）から生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ
ＥはＡとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、ＣはＤとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、ＢをＥとＣのＡＮＤ（論理積）から生成することで、ＢとＡ、ＢとＥにもデッドタイムを生成することができる。デッドタイムが付加されたパルス生成の例を図８に示す。このようにして生成されたＰＷＭパルスをもとに、電力変換器の各スイッチをオン・オフ駆動し、出力電圧パルスを生成する。周期毎に、電源10aの電圧Ｖdc_aから生成された電圧パルスと、電源10bの電圧Ｖdc_bから生成された電圧パルスとの平均をとると、元の３相電圧指令値ｖu*、ｖv*、ｖw*を実現する電圧パルスが生成されていることになる。
ここで、root_swを用いて、モータの還流電流の経路を選択する方法について述べる。前述のパルス生成方法によって演算された駆動信号Ｅ、Ｃとroot_sw信号を用いて、新たに駆動信号Ｅ、Ｃを生成する。
root_sw信号がオフ（偽）であるときは、E、Cは、前述のパルス生成方法によって演算された駆動信号Ｅ、Ｃをそのまま出力する。
root_sw信号がオン（真）であるときは、E＝オン、C＝オフに駆動信号E、Cを置き換える。 In this way, a dead time of Td can be provided between D and C, and a short circuit between the positive electrodes can be prevented. The drive signal B is generated from AND (logical product) of the generated drive signals E and C.
B = E ・ C
E is a drive signal with a dead time added to A, and C is a drive signal with a dead time added to D. For this reason, by generating B from the AND (logical product) of E and C, dead time can be generated for B and A and B and E as well. An example of pulse generation with a dead time added is shown in FIG. Based on the PWM pulse generated in this way, each switch of the power converter is driven on and off to generate an output voltage pulse. Taking the average of the voltage pulse generated from the voltage Vdc_a of the power supply 10a and the voltage pulse generated from the voltage Vdc_b of the power supply 10b for each period, the original three-phase voltage command values vu *, vv *, vw * Thus, a voltage pulse that realizes is generated.
Here, a method for selecting the route of the return current of the motor using root_sw will be described. The drive signals E and C are newly generated using the drive signals E and C calculated by the above-described pulse generation method and the root_sw signal.
When the root_sw signal is off (false), E and C output the drive signals E and C calculated by the above-described pulse generation method as they are.
When the root_sw signal is on (true), the drive signals E and C are replaced with E = on and C = off.

これによって、root_sw信号がオン（真）であれば、電源10aの正極母線に接続された半導体スイッチ101b,102b,103bがオフされるとともに、電源10bの正極母線に接続された半導体スイッチ104b,105b,106bがオンされる。モータ相電流が負であるとき、その相電流は電源10aの正極母線には流れず、電源10bの正極、もしくは負極母線に流れる。このような経路の選択と、電力の分配目標値を用いることで、電源10aと電源10bの電力配分を行うことができる。この電力配分では、電源10aでモータを力行しつつ、電源10bを充電することも可能である。
さらに、このような電源10aから電源10bへの充電時では、経路選択を用いない場合には、電源10bの電力の配分目標値を負にすることで充電を行うが、経路選択を用いることによって、電源10bの電力配分目標値が正の領域でも、充電動作が可能になる。 Thereby, if the root_sw signal is on (true), the semiconductor switches 101b, 102b, 103b connected to the positive bus of the power supply 10a are turned off, and the semiconductor switches 104b, 105b connected to the positive bus of the power supply 10b are turned off. 106b are turned on. When the motor phase current is negative, the phase current does not flow to the positive bus of the power supply 10a, but flows to the positive or negative bus of the power supply 10b. By using such path selection and the power distribution target value, it is possible to perform power distribution between the power supply 10a and the power supply 10b. In this power distribution, the power source 10b can be charged while the motor is powered by the power source 10a.
Furthermore, when charging from such a power source 10a to the power source 10b, if the route selection is not used, charging is performed by setting the power distribution target value of the power source 10b to be negative. The charging operation is possible even in the region where the power distribution target value of the power supply 10b is positive.

電源の電力配分目標値を用いて分割した電圧指令値に基づいて、電圧パルスをPWM周期毎に交互に出力するため、一方の電源の配分目標値が負となるような場合には、正・負の電圧パルスがそれぞれの電源から交互に出力されることになり、PWMキャリア周波数に近い周波数の大きなリプル電流が流れることになる。これに対して、経路選択を用いた場合には、充電（回生）するときであっても、充電側の電力配分目標値を正の領域にしたままで充電動作が可能になり、このとき、それぞれの電源から正の電圧パルスが交互に出力されるようになるため、PWMキャリア周波数に近い周波数のリプル電流を低減することが可能になる。 Based on the voltage command value divided using the power distribution target value of the power supply, voltage pulses are output alternately every PWM cycle, so if one power supply distribution target value is negative, Negative voltage pulses are alternately output from the respective power supplies, and a large ripple current having a frequency close to the PWM carrier frequency flows. On the other hand, when route selection is used, even when charging (regeneration), the charging operation can be performed while the power distribution target value on the charging side remains in the positive region. Since positive voltage pulses are alternately output from the respective power supplies, it becomes possible to reduce a ripple current having a frequency close to the PWM carrier frequency.

図１６は、電源の配分目標値を負として、電源10bを充電した実験を行った際のモータ相電流を示している。また、図１７は経路選択を用いて、図１６と同じ充電電力を電源10bに充電した際のモータ相電流を示している。このように、経路選択を用いる事で、PWMキャリア周波数に近い周波数のリプル電流が低減でき、モータの損失・騒音を低減することが可能となる。このような電流経路選択を行う場合に、本実施例では、補正ゲインと修正電力配分目標値の演算を行う。まず、補正ゲインの演算方法と、その効果について、以下に説明する。dq／3相座標変換46によって、id*,iq*から3相交流電流指令値iu*,iv*,iw*を求め、これらを補正ゲイン演算器47に入力する。また、補正ゲイン演算器へは、Ｖdc_a、Ｖdc_b、root_sw信号を入力する。 FIG. 16 shows the motor phase current when an experiment in which the power supply 10b is charged with the power distribution target value being negative is performed. FIG. 17 shows the motor phase current when the power supply 10b is charged with the same charging power as in FIG. 16 by using the path selection. In this way, by using the path selection, it is possible to reduce the ripple current having a frequency close to the PWM carrier frequency, and to reduce the motor loss and noise. In the case of performing such a current path selection, in this embodiment, the correction gain and the corrected power distribution target value are calculated. First, the correction gain calculation method and its effect will be described below. Three-phase alternating current command values iu *, iv * and iw * are obtained from id * and iq * by dq / 3-phase coordinate conversion 46 and input to correction gain calculator 47. Further, Vdc_a, Vdc_b, and root_sw signals are input to the correction gain calculator.

補正ゲイン演算器47での演算のうちＵ相について、図１８のフローチャートを用いて説明する。なお、Ｖ相、Ｗ相についても同様な演算を実施する。まず、経路選択の信号を用いて、root_sw = 1 、すなわち、経路選択を実施するか、否かを判別する。条件を満たさない場合には、Gcmp_u_a =1 として、演算を終了する。root_sw = 1の条件を満たす場合には、次に、Ｕ相電流指令値 iu* の正負を判別する。iu*<0 の条件を満たさない場合には、Gcmp_u_a =1 として、演算を終了する。また、iu*<0の条件を満たす場合には、Gcmp_u_a =Ｖdc_a /Ｖdc_bを演算し、補正ゲイン演算器47の演算を終了する。補正ゲイン演算器47の演算は、ＰＷＭ周期毎に実施する。 The U phase of the calculation by the correction gain calculator 47 will be described with reference to the flowchart of FIG. The same calculation is performed for the V phase and the W phase. First, using a route selection signal, it is determined whether root_sw = 1, that is, whether route selection is performed. When the condition is not satisfied, Gcmp_u_a = 1 is set and the calculation is terminated. If the condition of root_sw = 1 is satisfied, then it is determined whether the U-phase current command value iu * is positive or negative. When the condition of iu * <0 is not satisfied, Gcmp_u_a = 1 is set and the calculation is terminated. When the condition of iu * <0 is satisfied, Gcmp_u_a = Vdc_a / Vdc_b is calculated, and the calculation of the correction gain calculator 47 is ended. The calculation of the correction gain calculator 47 is performed every PWM cycle.

この補正ゲインGcmp_u_aの演算では、経路選択を行う場合に、電流が負であれば、電源10bの正負極間の半導体スイッチのみを電流が流れることになるため、電源10aの電圧Ｖdc_aを用いて算出した変調率を、実際に流れる経路の電圧Ｖdc_bに補正するように演算を実施している。
補正ゲインを乗じることにより、経路選択を行うときに、Ｖdc_aとＶdc_bに差がある場合であっても、モータの電圧指令値に相当する電圧パルスをモータに印加することが可能になり、モータ相電流の高調波電流の発生を抑制した制御が可能になる。図１６は補正ゲインを用いずに、経路選択を行った実験でのＵ相電流波形を示しており、２つの電源電圧の電圧差によって電圧指令値と実際印加される電圧パルスとの間で誤差が発生し、電流に高調波電流が発生している。一方で、図１７は、本実施例の補正ゲインを用いた場合のＵ相電流波形を示している。図１６で発生している高調波電流を大幅に低減することができており、モータのトルクリプル、損失を低減することができている。 In the calculation of the correction gain Gcmp_u_a, when the path is selected, if the current is negative, the current flows only through the semiconductor switch between the positive and negative electrodes of the power supply 10b. Therefore, the correction gain Gcmp_u_a is calculated using the voltage Vdc_a of the power supply 10a. The calculation is performed so as to correct the modulated rate to the voltage Vdc_b of the actually flowing path.
By multiplying the correction gain, it becomes possible to apply a voltage pulse corresponding to the voltage command value of the motor to the motor even when there is a difference between Vdc_a and Vdc_b when performing path selection. Control that suppresses the generation of harmonic current of the current becomes possible. FIG. 16 shows a U-phase current waveform in an experiment in which a path is selected without using a correction gain, and an error between a voltage command value and an actually applied voltage pulse due to a voltage difference between two power supply voltages. And a harmonic current is generated in the current. On the other hand, FIG. 17 shows a U-phase current waveform when the correction gain of the present embodiment is used. The harmonic current generated in FIG. 16 can be greatly reduced, and the torque ripple and loss of the motor can be reduced.

修正電力配分演算
次に、修正電力配分演算48の演算方法およびその効果について説明する。経路選択を行う場合には、前述のように、電力配分目標値が正の状態にしたままでも、電源10bを充電することが可能になる。すなわち、電力配分目標値と、実際の電力の配分に差が生じることとなる。本発明では、修正電力配分演算48を用いて、電力配分指令を電力配分制御の指令値として用い、これまでの電力配分目標値を操作量として置き換えることによって、上述した実際の電力の配分の差を解消するがその詳細を以下に説明する。 Fixed power allocation calculating following describes a calculation method and its effect correction power allocation calculating 48. When performing route selection, as described above, the power supply 10b can be charged even when the power distribution target value remains positive. That is, a difference occurs between the power distribution target value and the actual power distribution. In the present invention, by using the modified power distribution calculation 48, the power distribution command is used as a command value for power distribution control, and the power distribution target value so far is replaced with the manipulated variable, so that the actual power distribution difference described above is obtained. The details will be described below.

修正電力配分演算48は、id,iq, vd*,vq*,Ｖdc_a, Ｖdc_b, rto_pa”,root_swを入力として、以下の演算を実施する。
root_sw信号がオン（真）であるとき
出力電力Pe
Pe = vd*・id ＋ vq*・iq
相電流振幅Ipk

電力配分指令rto_pa”と電力配分目標値rto_paは次の関係になる。

ma_offset0は、前述のように、Ｖdc_a, Ｖdc_b ,rto_pa, rto_pbの関数であり、このrto_pbはrto_paで表すことができる。rto_pa”の、ma_offset0をＶdc_a, Ｖdc_b ,rto_pa で記述しなおすことで、上式はrto_paについて解くことができる。すなわち、rto_paをrto_pa”の関数Fとして記述することができる。

この演算を行って、図２における電力配分目標値rto_paを出力する。
root_sw信号がオフ（偽）であるとき
電力配分目標値rto_paを次のように出力する。
rto_pa = rto_pa”
なお、経路選択しない場合には前述の問題は生じない。ゆえに、電力配分目標値＝配分指令とする。修正電力配分演算48によって、電源10aの電力Paと、電源10bの電力Pbは、電力Peと電力配分指令rto_pa”とは次のような関係で表すことができる。
Pa = rto_pa”・Pe
Pb = (1 - rto_pa”)・Pe The corrected power distribution calculation 48 performs the following calculation with id, iq, vd *, vq *, Vdc_a, Vdc_b, rto_pa ”, root_sw as inputs.
When root_sw signal is on (true) <br/> Output power Pe
Pe = vd * ・ id + vq * ・ iq
Phase current amplitude Ipk

The power distribution command rto_pa ”and the power distribution target value rto_pa have the following relationship.

As described above, ma_offset0 is a function of Vdc_a, Vdc_b, rto_pa, rto_pb, and this rto_pb can be represented by rto_pa. By rewriting ma_offset0 of rto_pa by Vdc_a, Vdc_b, and rto_pa, the above equation can be solved for rto_pa. That is, rto_pa can be described as a function F of rto_pa ”.

This calculation is performed to output the power distribution target value rto_pa in FIG.
When the root_sw signal is off (false), the power distribution target value rto_pa is output as follows.
rto_pa = rto_pa ”
Note that the above-described problem does not occur when a route is not selected. Therefore, power distribution target value = distribution command. By the corrected power distribution calculation 48, the power Pa of the power source 10a and the power Pb of the power source 10b can be expressed by the following relationship between the power Pe and the power distribution command rto_pa ”.
Pa = rto_pa ”・ Pe
Pb = (1-rto_pa ”) ・ Pe

本実施例の効果をまとめると以下のようになる。経路選択を行う場合に、電力配分指令rto_pa”を用いて電力配分目標値rto_paを求めることで、電源電力の配分を指令値に追従させることが可能になる。
本実施例では、root_swにより電源10b側を選択する経路選択を行った例を示したが、電源10a側を選択することも可能である。この際には、本実施例で示した補正ゲイン・修正電力配分演算において、電源10aと電源10bを入れ替えた場合を考慮して、各パラメータを置き換えればよい。
また、本実施例では、電源の負極母線を共通とした回路構成であるが、正極母線を共通とした構成にしてもよい。この場合にも、電源の経路選択を行うことができ、本発明による制御を適用することができる。
本発明の電力変換装置をモータの駆動に適用した燃料電池電気自動車では、電源10aを燃料電池、電源10bをバッテリとする。バッテリへの充電動作時に、経路選択を行うとともに、このときの充電電力量の指令値と出力電力から、電力配分指令を修正電力配分演算48へ指令することで、充電電力量の指令値に良好に追従する電力配分制御を行うことができる。また、経路選択によって、キャリア周波数に近い高調波電流が低減できるため、モータの損失・騒音を小さくできる。バッテリ電圧と燃料電池の電圧差がある場合においても本発明の補正ゲインを用いる事で、モータの相電流は大きな高調波電流を含むことなく、トルクリプルや損失を低減できる。 The effects of this embodiment are summarized as follows. When performing route selection, by determining the power distribution target value rto_pa using the power distribution command rto_pa ”, it becomes possible to follow the command value for the distribution of power supply power.
In the present embodiment, an example in which the route selection for selecting the power supply 10b side by root_sw is shown, but the power supply 10a side can also be selected. At this time, in the correction gain / corrected power distribution calculation shown in the present embodiment, each parameter may be replaced in consideration of the case where the power supply 10a and the power supply 10b are replaced.
Further, in this embodiment, the circuit configuration has a common negative electrode bus of the power supply, but may have a configuration having a common positive bus. Also in this case, the route of the power source can be selected, and the control according to the present invention can be applied.
In a fuel cell electric vehicle in which the power conversion device of the present invention is applied to drive a motor, the power source 10a is a fuel cell and the power source 10b is a battery. When the battery is being charged, the route is selected, and the command value for the charge energy is good by instructing the power distribution command to the corrected power distribution calculation 48 from the command value and the output power for the charge energy at this time. It is possible to perform power distribution control following the above. Further, since the harmonic current close to the carrier frequency can be reduced by route selection, motor loss and noise can be reduced. Even when there is a voltage difference between the battery voltage and the fuel cell, torque ripple and loss can be reduced without using a large harmonic current in the motor phase current by using the correction gain of the present invention.

第２の実施例
第２の実施例では、第１の実施例との差異のみを示す。図９は、本実施例における電力変換装置の回路図を示している。この実施例では電力変換器30aは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相ごとに複数の半導体スイッチやダイオードで構成されたスイッチ手段30Ua,30Va,30Waから構成されている。第１の実施例における双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ部を、図９のようにそれぞれ半導体スイッチとダイオードによって構成する。Ｕ相のスイッチ手段30Uaは、半導体スイッチ101as,101bs,104as,104bs,107aと、ダイオード101ad,101bd,104ad,104bd,107bとで構成される。また、V相のスイッチ手段3Vaは、半導体スイッチ102as,102bs,105as,105bs,108aと、ダイオード102ad,102bd,105ad,105bd,108bとで構成される。また、W相のスイッチ手段30Waは、半導体スイッチ103as,103bs,106s,106bs,109aと、ダイオード103as,103bd,106ad,106bd,109bとで構成される。このような構成では、例えば、ダイオード101bdによって逆方向への電圧に耐性をもつため、半導体スイッチ101asには逆方向の耐圧を十分にもたない半導体素子を用いることができる。 Second Embodiment In the second embodiment, only the difference from the first embodiment is shown. FIG. 9 shows a circuit diagram of the power conversion device according to the present embodiment. In this embodiment, the power converter 30a is composed of switch means 30Ua, 30Va, and 30Wa formed of a plurality of semiconductor switches and diodes for each of the U-phase, V-phase, and W-phase. The semiconductor switch section capable of controlling bidirectional conduction in the first embodiment is constituted by a semiconductor switch and a diode as shown in FIG. The U-phase switch means 30Ua includes semiconductor switches 101as, 101bs, 104as, 104bs, 107a and diodes 101ad, 101bd, 104ad, 104bd, 107b. The V-phase switch means 3Va is composed of semiconductor switches 102as, 102bs, 105as, 105bs, 108a and diodes 102ad, 102bd, 105ad, 105bd, 108b. The W-phase switch means 30Wa includes semiconductor switches 103as, 103bs, 106s, 106bs, 109a and diodes 103as, 103bd, 106ad, 106bd, 109b. In such a configuration, for example, since the diode 101bd has resistance against a voltage in the reverse direction, a semiconductor element that does not have a sufficient reverse breakdown voltage can be used for the semiconductor switch 101as.

図１５を用いて、実施例２による制御装置40aの構成・動作を説明する。
補正ゲインの演算
補正ゲイン演算器47aでは、検出した電流値iu,ivを入力とし、次の演算を行って、W相電流値iwを推定する。
iw = - iu - iv
補正ゲイン演算器47aでは、実施例１における補正ゲイン演算器47のフローにおける電流指令値iu*をiuに置き換えた演算を実施し、補正ゲインを出力する。この補正ゲインを乗じることにより、経路選択を行うときに、Ｖdc_aとＶdc_bに差がある場合であっても、モータの電圧指令値に相当する電圧パルスをモータに印加することが可能になり、モータ相電流の高調波電流の発生を抑制した制御が可能になる。また、検出した電流値を用いるため、電流制御による指令値への追従が遅く、実際のモータ相電流値と指令値に差が大きな場合などでも、本実施例の補正ゲイン演算を行うことによって、同様な効果を得ることができる。 The configuration and operation of the control device 40a according to the second embodiment will be described with reference to FIG.
Correction Gain Calculation The correction gain calculator 47a receives the detected current values iu, iv as inputs, performs the following calculation, and estimates the W-phase current value iw.
iw =-iu-iv
The correction gain calculator 47a performs a calculation by replacing the current command value iu * in the flow of the correction gain calculator 47 in the first embodiment with iu, and outputs a correction gain. By multiplying this correction gain, it is possible to apply a voltage pulse corresponding to the voltage command value of the motor to the motor even when there is a difference between Vdc_a and Vdc_b when performing path selection. Control that suppresses generation of harmonic currents of the phase current is possible. In addition, since the detected current value is used, the follow-up to the command value by the current control is slow, and even when the difference between the actual motor phase current value and the command value is large, by performing the correction gain calculation of this embodiment, Similar effects can be obtained.

修正電力配分演算
次に、修正電力配分演算48aの演算方法と、その効果について説明する。修正電力配分演算48aでは、Te*,ω, Ｖdc_a,Ｖdc_b, rto_pa”,root_swを入力として、以下の演算を実施する。
root_sw信号がオン（真）であるとき
T*,ω, Ｖdc_a,Ｖdc_b ,rto_pa”から、実験結果に基づいて予め作成されたマップを参照し、電力配分目標値rto_paを出力する。
root_sw信号がオフ（偽）であるとき
電力配分目標値rto_paを次のように出力する。
rto_pa = rto_pa”
経路選択を行う場合に、電力配分指令rto_pa”を用いて電力配分目標値rto_paを求めることで、電源電力の配分を指令値に追従させることが可能になる。また、本実施例では、予め作成されたマップを参照するだけでよく、演算量を低減できる。特に、マイコンを用いて電力変換器の制御を行う場合には、演算時間を低減できることで安価なマイコンで実施することが可能になる。 Fixed power allocation calculating Next, a method of calculating the corrected power allocation calculating 48a, will be described for its effect. In the corrected power distribution calculation 48a, the following calculation is performed with Te *, ω, Vdc_a, Vdc_b, rto_pa ″, and root_sw as inputs.
When the root_sw signal is on (true)
From T *, ω, Vdc_a, Vdc_b, rto_pa ”, a map created in advance based on the experimental result is referred to, and a power distribution target value rto_pa is output.
When the root_sw signal is off (false), the power distribution target value rto_pa is output as follows.
rto_pa = rto_pa ”
When performing route selection, the power distribution target value rto_pa is obtained using the power distribution command rto_pa ”, so that the power supply power distribution can be made to follow the command value. It is only necessary to refer to the map, and the amount of calculation can be reduced, especially when the power converter is controlled using a microcomputer, because the calculation time can be reduced, so that it can be implemented with an inexpensive microcomputer. .

第３の実施例
第３の実施例では、第１の実施例、第２の実施例との差異のみを示す。図１０は、本実施例における電力変換器の回路図を示している。この実施例では電力変換器30bは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相ごとに複数の半導体スイッチやダイオードで構成されたスイッチ手段30Ub,30Vb,30Wbから構成されている。この回路は、第２の実施例の図９における、半導体スイッチとダイオードの数を削減した構成である。モータ端子電源から電源10aの正極母線14への間を結ぶ経路がなく、モータ電流が負であるときには、電源10aの正極母線14へは電流が流れない。これは、図３、図９の回路において、root_sw=1とした経路選択を行った場合の回路構成時と同様な回路構成を表している。この回路構成をした電力変換器に対しては、実施例１の制御器40、もしくは実施例２の制御器40aを用いて、常時root_sw=1とした制御を実施する。
本構成によれば、電力変換器の半導体スイッチ数を削減することができるとともに、本発明の制御によって、モータ相電流の高調波電流の発生を抑制した制御が可能になる。
本実施例の構成を燃料電池電気自動車に適用する場合には、電源10aを燃料電池とし、電源10bをバッテリとした場合に、燃料電池への充電をダイオード101bd,102bd,103dbによって防ぐとともに、半導体素子数を減らした回路構成で、電力配分を実施し、モータを駆動制御することが可能である。これにより、電力変換器のコストを低減することができ、また、体積も小さくすることが可能になる。 Third Embodiment In the third embodiment, only differences from the first embodiment and the second embodiment are shown. FIG. 10 shows a circuit diagram of the power converter in the present embodiment. In this embodiment, the power converter 30b includes switch means 30Ub, 30Vb, and 30Wb each formed of a plurality of semiconductor switches and diodes for each of the U phase, the V phase, and the W phase. This circuit has a configuration in which the number of semiconductor switches and diodes in FIG. 9 of the second embodiment is reduced. When there is no path connecting the motor terminal power source to the positive electrode bus 14 of the power source 10a and the motor current is negative, no current flows to the positive electrode bus 14 of the power source 10a. This represents a circuit configuration similar to that in the circuit configuration in the case of performing route selection with root_sw = 1 in the circuits of FIGS. The power converter having this circuit configuration is always controlled with root_sw = 1 using the controller 40 of the first embodiment or the controller 40a of the second embodiment.
According to this configuration, the number of semiconductor switches of the power converter can be reduced, and the control according to the present invention enables the control that suppresses the generation of the harmonic current of the motor phase current.
When the configuration of this embodiment is applied to a fuel cell electric vehicle, when the power source 10a is a fuel cell and the power source 10b is a battery, charging to the fuel cell is prevented by the diodes 101bd, 102bd, 103db, and the semiconductor With a circuit configuration in which the number of elements is reduced, it is possible to perform power distribution and control driving of the motor. Thereby, the cost of the power converter can be reduced, and the volume can be reduced.

また、図１１は、電源10aを燃料電池とした場合などを対象とした実施例２の変形例であり、この変形例では電力変換器30cは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相ごとに複数の半導体スイッチやダイオードで構成されたスイッチ手段30Uc,30Vc,30Wcから構成されている。この変形例の回路構成においては、ダイオード101bd,102bd,103dbに代えて、ダイオード110を設けており、回路を、より簡略化することが可能な構成である。 FIG. 11 shows a modification of the second embodiment for the case where the power source 10a is a fuel cell. In this modification, the power converter 30c is provided for each of the U phase, the V phase, and the W phase. The switch means 30Uc, 30Vc, and 30Wc are composed of a plurality of semiconductor switches and diodes. In the circuit configuration of this modification, a diode 110 is provided instead of the diodes 101bd, 102bd, and 103db, and the circuit can be further simplified.

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。実施例などでは２つの電源を用いた電力変換装置を挙げながら説明したが本発明は３電源以上の電源を具えた電力変換装置にも適用することが可能であり同様の効果を得ることができる。 Although the present invention has been described based on the drawings and examples, it should be noted that those skilled in the art can easily make various modifications and corrections based on the present disclosure. Therefore, it should be noted that these variations and modifications are included in the scope of the present invention. In the embodiments and the like, the power conversion device using two power sources has been described, but the present invention can also be applied to a power conversion device including three or more power sources, and similar effects can be obtained. .

従来のモータ駆動システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the conventional motor drive system. 実施例１のモータ制御システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the motor control system of Example 1. FIG. 実施例１における電力変換器の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power converter in Example 1. FIG. 第１の実施例のＰＷＭパルス生成手段で用いる三角波を示す図である。It is a figure which shows the triangular wave used with the PWM pulse production | generation means of a 1st Example. 図３からU相のみを抜き出した構成を示す図である。It is a figure which shows the structure which extracted only the U phase from FIG. 三角波比較によるＡとＥのパルス生成を示す波形図である。It is a wave form diagram showing pulse generation of A and E by triangular wave comparison. 三角波比較によるＤとＣのパルス生成を示す波形図である。It is a wave form diagram showing pulse generation of D and C by triangular wave comparison. デッドタイムが付加されたパルス生成の例を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the example of the pulse generation to which the dead time was added. 実施例２における電力変換器の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power converter in Example 2. FIG. 実施例３における電力変換器の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power converter in Example 3. FIG. 実施例３における電力変換器の変形例の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the modification of the power converter in Example 3. FIG. 電力制御・変調率演算の詳細を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the detail of electric power control and a modulation factor calculation. 実施例２の制御システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the control system of Example 2. FIG. 補正ゲインを用いない場合の実験結果（Ｕ相電流）を示す図である。It is a figure which shows the experimental result (U-phase current) when not using a correction gain. 補正ゲインを用いた場合の実験結果（Ｕ相電流）を示す図である。It is a figure which shows the experimental result (U-phase current) at the time of using a correction gain. 経路選択を用いない場合の実験結果（Ｕ相電流）を示す図である。It is a figure which shows the experimental result (U-phase current) when not using path selection. 経路選択を用いた場合の実験結果（Ｕ相電流）を示す図である。It is a figure which shows the experimental result (U-phase current) at the time of using route selection. 補正ゲイン演算器の動作を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows operation | movement of a correction | amendment gain calculator. 電流制御手段42の詳細を示す図である。5 is a diagram showing details of current control means 42. FIG.

符号の説明Explanation of symbols

10,10a,10b 電源
12,13 平滑コンデンサ
14 電源10aの正極母線
15 共通負極母線
16 電源10bの正極母線
20 モータ
30 電力変換器
40 制御装置
41 トルク制御手段
42 電流制御手段
43 電力制御・変調率演算手段
44 ＰＷＭパルス生成手段
45 ３相／ｄｑ変換手段
46 ｄｑ／３相座標変換手段
47 補正ゲイン演算器
48 修正電力配分演算手段
49 変調率補正手段
30U,30V,30W Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ手段（実施例１）
30Ua,30Va,30Wa Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ手段（実施例２）
30Ub,30V,30Wb Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ手段（実施例３）
30Uc,30Vc,30Wc Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ手段（実施例３の変形例）
101a/101b,102a/102b,103a/103b 半導体スイッチ
104a/104b,105a/105b,106a/106b 半導体スイッチ
107a,108a,109a 半導体スイッチ
107b,108b,109b ダイオード
110 ダイオード
101as,101bs,104as,104bs,107a ダイオード
102as,102bs,105as,105bs,108a 半導体スイッチ
102ad,102bd,105ad,105bd,108b ダイオード
103as,103bs,106s,106bs,109a 半導体スイッチ
103as,103bd,106ad,106bd,109b ダイオード 10,10a, 10b Power supply
12,13 Smoothing capacitor
14 Positive bus of power supply 10a
15 Common negative electrode bus
16 Power supply 10b positive bus
20 Motor
30 Power converter
40 Control unit
41 Torque control means
42 Current control means
43 Power control / modulation rate calculation means
44 PWM pulse generation formation means
45 Three-phase / dq conversion means
46 dq / 3-phase coordinate conversion means
47 Correction gain calculator
48 Modified power distribution calculation means
49 Modulation rate correction means
30U, 30V, 30W U phase, V phase, W phase switch means (Example 1)
30Ua, 30Va, 30Wa U phase, V phase, W phase switch means (Example 2)
30Ub, 30V, 30Wb U phase, V phase, W phase switch means (Example 3)
30Uc, 30Vc, 30Wc U-phase, V-phase, W-phase switch means (modified example of embodiment 3)
101a / 101b, 102a / 102b, 103a / 103b Semiconductor switch
104a / 104b, 105a / 105b, 106a / 106b semiconductor switch
107a, 108a, 109a Semiconductor switch
107b, 108b, 109b Diode
110 diodes
101as, 101bs, 104as, 104bs, 107a Diode
102as, 102bs, 105as, 105bs, 108a Semiconductor switch
102ad, 102bd, 105ad, 105bd, 108b Diode
103as, 103bs, 106s, 106bs, 109a Semiconductor switch
103as, 103bd, 106ad, 106bd, 109b Diode

Claims

複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動するパルス生成・合成手段と、
前記パルス生成・合成手段を駆動する駆動パルスを生成する駆動パルス生成手段と、
前記駆動パルスを補正する補正手段とを有し、
前記補正手段は、
前記パルス生成・合成手段において、前記複数の直流電源のいづれか一方と前記交流モータとの間の一方向の導通が不可となる経路が存在し、かつ前記交流モータの通電方向が前記経路の導通不可方向である場合に、
前記一方の直流電源と前記交流モータとの間の他方向の経路に対応する前記駆動パルスを、前記複数の直流電源の他方の電圧に基づいて補正することを特徴とする電力変換装置。 A pulse generating / synthesizing means for driving the AC motor by generating a driving voltage of the AC motor by generating and synthesizing a pulse from each output voltage of the DC power source connected to a plurality of DC power sources;
Drive pulse generation means for generating a drive pulse for driving the pulse generation / synthesis means;
Correction means for correcting the drive pulse,
The correction means includes
In the pulse generating / synthesizing means, there is a path in which unidirectional conduction between any one of the plurality of DC power supplies and the AC motor is impossible, and the energization direction of the AC motor is not conductive to the path. If the direction is
The power converter according to claim 1, wherein the driving pulse corresponding to a path in the other direction between the one DC power source and the AC motor is corrected based on the other voltage of the plurality of DC power sources.

前記駆動パルス生成手段は、
それぞれの直流電源から出力されるべき電圧指令値を算出する電圧指令値算出手段と、
前記電圧指令値をそれぞれの電源電圧値で規格化した変調率指令値を算出する変調率指令値算出手段と、
前記変調率指令値と前記複数の直流電源のそれぞれに対応したキャリアとの比較に基づいてPWMパルスを生成するPWMパルス生成手段と、を有し、
前記補正手段は、
前記一方の直流電源に対応する前記変調率指令値を、前記複数の直流電源の他方の電圧に基づいて補正することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The drive pulse generating means includes
Voltage command value calculating means for calculating a voltage command value to be output from each DC power source;
Modulation rate command value calculating means for calculating a modulation rate command value obtained by standardizing the voltage command value with each power supply voltage value;
PWM pulse generation means for generating a PWM pulse based on a comparison between the modulation rate command value and a carrier corresponding to each of the plurality of DC power supplies,
The correction means includes
The power conversion apparatus according to claim 1, wherein the modulation factor command value corresponding to the one DC power supply is corrected based on the other voltage of the plurality of DC power supplies.

前記変調率指令値算出手段は、前記電圧指令値をそれぞれの電源電圧値の半分の値で除算し前記規格化をし、
前記補正手段は、前記一方の直流電源に対応する前記変調率指令値に前記一方の電源電圧値を乗算するとともに、前記他方の電源電圧値で除算することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。 The modulation factor command value calculation means divides the voltage command value by half of each power supply voltage value and performs the normalization,
3. The correction unit according to claim 2, wherein the correction unit multiplies the modulation factor command value corresponding to the one DC power supply by the one power supply voltage value and divides by the other power supply voltage value. Power conversion device.

前記補正手段は、
前記一方向が自己を充電する方向の場合、前記交流モータの通電方向が負の場合に前記補正をすることを特徴とする請求項１〜３のいづれかに記載の電力変換装置。 The correction means includes
The power converter according to any one of claims 1 to 3, wherein when the one direction is a direction for charging itself, the correction is performed when the energization direction of the AC motor is negative.

前記パルス生成・合成手段は、前記複数の直流電源のいづれか一方と前記交流モータとの間の一方向の導通を不可とするよう経路を開放する経路開放手段を有することを特徴とする請求項１〜４のいづれかに記載の電力変換装置。 2. The pulse generating / synthesizing unit includes a path opening unit that opens a path so that one-way conduction between any one of the plurality of DC power supplies and the AC motor is disabled. The power converter device in any one of -4.

前記パルス生成・合成手段は、前記複数の直流電源のいづれか一方と前記交流モータとの間の一方向の導通経路を有さないことを特徴とする請求項１〜４のいづれかに記載の電力変換装置。 5. The power conversion according to claim 1, wherein the pulse generation / synthesis unit does not have a one-way conduction path between any one of the plurality of DC power supplies and the AC motor. apparatus.

請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記交流モータの通電方向は、モータ電流指令値により判別される、
ことを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device according to any one of claims 1 to 6,
The energization direction of the AC motor is determined by a motor current command value.
The power converter characterized by the above-mentioned.

請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記交流モータの通電方向は、モータ電流の検出値により判別される、
ことを特徴とする電力変換装置。
In the power converter device according to any one of claims 1 to 6,
The energization direction of the AC motor is determined by a detected value of the motor current.
The power converter characterized by the above-mentioned.