JP6691035B2 - Control device for controlling two-winding motor - Google Patents

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Description

本発明は、２巻線モータを、２台のインバータを用いて並列制御する制御装置に関し、特に、キャリア位相をシフトしてインバータのＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御を行う制御装置に関する。   The present invention relates to a control device that controls a two-winding motor in parallel by using two inverters, and more particularly to a control device that performs PWM (Pulse Width Modulation) control of an inverter by shifting a carrier phase. .

従来、モータを用いて負荷を制御するモータ制御システムでは、負荷の高速化または大容量化等に対応するため、例えば２巻線モータが用いられる。２巻線モータを制御する制御装置は、２台のインバータを用いた並列制御を行い、２巻線モータをｄ軸及びｑ軸にてベクトル制御する。   Conventionally, in a motor control system that controls a load using a motor, for example, a two-winding motor is used in order to cope with an increase in the load speed or a large capacity. The control device for controlling the two-winding motor performs parallel control using two inverters and vector-controls the two-winding motor with the d axis and the q axis.

具体的には、制御装置は、所定の速度指令ω＊をＰＩ制御器により速度制御して電流指令を生成し、電流指令を２系統に分岐する。 Specifically, the control device speed-controls a predetermined speed command ω * by a PI controller to generate a current command, and branches the current command into two systems.

制御装置は、第１系統において、電流指令をＰＩ制御器により電流制御して電圧指令を生成し、電圧指令を座標変換してＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相交流電圧指令を生成する。そして、制御装置は、第１のインバータにて３相交流電圧指令をＰＷＭ制御することで、第１の交流電圧が２巻線モータへ出力される。   In the first system, the control device current-controls the current command by the PI controller to generate a voltage command, and performs coordinate conversion of the voltage command to generate a three-phase AC voltage command of U phase, V phase, and W phase. . Then, the control device outputs the first AC voltage to the two-winding motor by PWM-controlling the three-phase AC voltage command with the first inverter.

同様に、制御装置は、第２系統において、電流指令を電流制御して電圧指令を生成する等の第１系統と同じ処理を行うことで、第２の交流電圧が２巻線モータへ出力される。これにより、２巻線モータは、第１の交流電圧及び第２の交流電圧に従って回転する。   Similarly, in the second system, the second system outputs the second AC voltage to the two-winding motor by performing the same processing as the first system such as current-controlling the current command to generate the voltage command. It Accordingly, the two-winding motor rotates according to the first AC voltage and the second AC voltage.

ところで、２台の交流モータを、２台のインバータを用いてそれぞれ制御する制御装置が知られている（特許文献１を参照）。この制御装置は、第１のキャリアを用いたＰＷＭ制御により、第１の交流モータを制御すると共に、第１のキャリアの位相よりも１／４周期シフトさせた第２のキャリアを生成し、第２のキャリアを用いたＰＷＭ制御により、第２の交流モータを制御する。   By the way, there is known a control device that controls two AC motors using two inverters, respectively (see Patent Document 1). This control device controls the first AC motor by PWM control using the first carrier and also generates a second carrier that is ¼ cycle shifted from the phase of the first carrier. The second AC motor is controlled by PWM control using the second carrier.

これにより、２台のインバータのスイッチング素子のオンオフ動作に伴って２台のインバータから直流電源側へ流れる高周波のリップル電流を低減することができ、直流電源及び当該直流電源に並列に接続されたコンデンサの発熱を抑えることができる。   As a result, it is possible to reduce the high-frequency ripple current flowing from the two inverters to the DC power supply side along with the ON / OFF operation of the switching elements of the two inverters, and to connect the DC power supply and the capacitor connected in parallel to the DC power supply. It is possible to suppress heat generation.

特許第５５７４１８２号公報Patent No. 5574182

前述した２巻線モータを制御する制御装置は、２台のインバータ（並列インバータ）をＰＷＭ制御する際に、電流指令に基づいて生成した３相交流電圧指令の振幅と、キャリア発生器により発生したキャリアの振幅とを比較し、ＰＷＭ信号を生成する。   The above-mentioned control device for controlling the two-winding motor is generated by the carrier generator and the amplitude of the three-phase AC voltage command generated based on the current command when the two inverters (parallel inverters) are PWM-controlled. A PWM signal is generated by comparing with the amplitude of the carrier.

ここで、第１のインバータに用いるキャリアの位相と、第２のインバータに用いるキャリアの位相とが同じ場合には、並列インバータの２巻線モータ側から直流電源側へ対地電流が流れてしまう。   Here, when the phase of the carrier used for the first inverter and the phase of the carrier used for the second inverter are the same, the ground current flows from the two-winding motor side of the parallel inverter to the DC power supply side.

図９は、２台のインバータのＰＷＭ制御にそれぞれ用いるキャリア位相が同じ場合において、対地電流が流れる方向を説明する電源系統図であり、図１０は、図９におけるコモンモードの等価回路図である。   FIG. 9 is a power supply system diagram illustrating the direction in which the ground current flows when the carrier phases used for PWM control of the two inverters are the same, and FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the common mode in FIG. .

図９において、この電源系統は、商用電源３０、コンバータ３１及びインバータ３２−１，３２−２（並列インバータ）により構成される。電源コンデンサ３３は、商用電源３０におけるＲＳＴ相の電源の一端と接地との間のコンデンサである。リアクタ３４は、商用電源３０とコンバータ３１との間に設けられ、電流変化を抑制するために用いられる。   In FIG. 9, this power supply system includes a commercial power supply 30, a converter 31, and inverters 32-1 and 32-2 (parallel inverters). The power supply capacitor 33 is a capacitor between one end of the RST phase power supply in the commercial power supply 30 and the ground. The reactor 34 is provided between the commercial power supply 30 and the converter 31, and is used to suppress a change in current.

平滑コンデンサ３５は、コンバータ３１とインバータ３２−１，３２−２との間のバスに挿入され、直流電力の電圧を平滑するために用いられる。コモンチョークコア３６−１，３６−２は、インバータ３２−１，３２−２と２巻線モータ２との間に設けられている。   The smoothing capacitor 35 is inserted in the bus between the converter 31 and the inverters 32-1 and 32-2, and is used to smooth the voltage of the DC power. The common choke cores 36-1 and 36-2 are provided between the inverters 32-1 and 32-2 and the two-winding motor 2.

浮遊コンデンサ３７−１，３７−２は、インバータ３２−１，３２−２と２巻線モータ２との間に布設されたケーブルにおけるＵＶＷ相の浮遊コンデンサである。浮遊コンデンサ３８は、コンバータ３１とインバータ３２−１，３２−２との間に布設されたケーブルにおけるＰ極及びＮ極の浮遊コンデンサである。   The floating capacitors 37-1 and 37-2 are UVW-phase floating capacitors in a cable laid between the inverters 32-1 and 32-2 and the two-winding motor 2. The floating capacitor 38 is a P-pole and N-pole floating capacitor in a cable laid between the converter 31 and the inverters 32-1 and 32-2.

電源コンデンサ３３の容量をＣＥ［Ｆ］（例えば２ｍＦ）とする。尚、商用電源３０におけるＲＳＴ相の電源の一端が接地されている場合、ＣＥ＝∞である。また、リアクタ３４における各相のインダクタンスをＡＣＬ［Ｈ］とし、コモンチョークコア３６−１，３６−２の各相のインダクタンスをＬＣ［Ｈ］（例えば１ｍＨ）とする。さらに、浮遊コンデンサ３７−１，３７−２の浮遊静電容量をＣＹ［Ｆ］（例えば１００ｎＦ）、浮遊コンデンサ３８の浮遊静電容量をｃσ［Ｆ］とする。 The capacity of the power supply capacitor 33 is C E [F] (for example, 2 mF). When one end of the RST phase power source in the commercial power source 30 is grounded, C E = ∞. Further, the inductance of each phase in the reactor 34 is A CL [H], and the inductance of each phase of the common choke cores 36-1 and 36-2 is L C [H] (for example, 1 mH). Furthermore, let the floating capacitance of the floating capacitors 37-1 and 37-2 be C Y [F] (for example, 100 nF), and let the floating capacitance of the floating capacitor 38 be c σ [F].

インバータ３２−１に用いるキャリアの位相とインバータ３２−２に用いるキャリアの位相とが同じ場合（θ０の場合）には、インバータ３２−１，３２−２から２巻線モータ２へ出力されるＵ相交流電圧ｅｕ1 ＊，ｅｕ2 ＊が同相となる。Ｖ相交流電圧ｅｖ1 ＊，ｅｖ2 ＊及びＷ相交流電圧ｅｗ1 ＊，ｅｗ2 ＊についても同様である。 When the phase of the carrier used for the inverter 32-1 and the phase of the carrier used for the inverter 32-2 are the same (when θ 0 ), the inverters 32-1 and 32-2 output the two-winding motor 2. The U-phase AC voltages eu 1 * and eu 2 * are in phase. The same applies to the V-phase AC voltages ev 1 * , ev 2 * and the W-phase AC voltages ew 1 * , ew 2 * .

図９及び図１０の矢印で示すように、インバータ３２−１から浮遊コンデンサ３７−１を介して、及びインバータ３２−２から浮遊コンデンサ３７−２を介して、浮遊コンデンサ３８及び電源コンデンサ３３へ向けて対地電流が流れる。そして、対地電流は、浮遊コンデンサ３８を介してインバータ３２−１，３２−２へ流れ、電源コンデンサ３３、商用電源３０、リアクタ３４及びコンバータ３１を介してインバータ３２−１，３２−２へ流れる。   As shown by the arrows in FIGS. 9 and 10, from the inverter 32-1 through the floating capacitor 37-1 and from the inverter 32-2 through the floating capacitor 37-2 to the floating capacitor 38 and the power supply capacitor 33. Current flows to the ground. Then, the ground current flows to the inverters 32-1 and 32-2 via the floating capacitor 38, and flows to the inverters 32-1 and 32-2 via the power supply capacitor 33, the commercial power supply 30, the reactor 34, and the converter 31.

図１０に示すように、コモンチョークコア３６−１の合計のインダクタンスはＬＣ／３であり、浮遊コンデンサ３７−１の合計の浮遊静電容量は３×ＣＹである。また、コモンチョークコア３６−２の合計のインダクタはＬＣ／３であり、浮遊コンデンサ３７−２の合計の浮遊静電容量は３×ＣＹである。さらに、浮遊コンデンサ３８の合計の浮遊静電容量は２×ｃσであり、リアクタ３４の合計のインダクタはＡＣＬ／３である。 As shown in FIG. 10, the total inductance of the common choke core 36-1 is L C / 3, and the total floating capacitance of the floating capacitor 37-1 is 3 × C Y. The total inductor of the common choke core 36-2 is L C / 3, and the total stray capacitance of the floating capacitor 37-2 is 3 × C Y. Further, the total stray capacitance of the stray capacitors 38 is 2 × c σ and the total inductor of the reactor 34 is A CL / 3.

このときのインバータ３２−１から出力される３相交流電圧のコモンモード電圧ｅｃ1 ＊は、以下の数式にて表される。
〔数１〕
ｅｃ1 ＊＝（ｅｕ1 ＊＋ｅｖ1 ＊＋ｅｗ1 ＊）／３ ・・・（１） The common mode voltage ec 1 * of the three-phase AC voltage output from the inverter 32-1 at this time is represented by the following mathematical formula.
[Equation 1]
ec 1 * = (eu 1 * + ev 1 * + ew 1 *) / 3 ··· (1)

また、インバータ３２−２から出力される３相交流電圧のコモンモード電圧ｅｃ2 ＊は、以下の数式にて表される。
〔数２〕
ｅｃ2 ＊＝（ｅｕ2 ＊＋ｅｖ2 ＊＋ｅｗ2 ＊）／３ ・・・（２） Further, the common mode voltage ec 2 * of the three-phase AC voltage output from the inverter 32-2 is represented by the following mathematical formula.
[Equation 2]
ec 2 * = (eu 2 * + ev 2 * + ew 2 * ) / 3 (2)

インバータ３２−１，３２−２から出力される交流電圧のコモンモード電圧ｅｃ＊は、以下の数式にて表される。
〔数３〕
ｅｃ＊＝（ｅｃ1 ＊＋ｅｃ2 ＊）／２ ・・・（３） The common mode voltage ec * of the AC voltage output from the inverters 32-1 and 32-2 is represented by the following mathematical formula.
[Equation 3]
ec * = (ec 1 * + ec 2 *) / 2 ··· (3)

図１２は、図１０の等価回路図を伝達関数で表した図である。ｓを複素数として、浮遊コンデンサ３７−１，３７−２の伝達関数は１／６ＣＹｓ、コモンチョークコア３６−１，３６−２の伝達関数は１／（ＬＣ／６）ｓでそれぞれ表される。また、浮遊コンデンサ３８の伝達関数は１／２Ｃσｓ、リアクタ３４の伝達関数は１／（ＡＣＬ／３）ｓ、電源コンデンサ３３の伝達関数は１／ＣＥｓでそれぞれ表される。 FIG. 12 is a diagram showing the equivalent circuit diagram of FIG. 10 by a transfer function. When s is a complex number, the transfer functions of the floating capacitors 37-1 and 37-2 are 1/6 C Y s, and the transfer functions of the common choke cores 36-1 and 36-2 are 1 / (L C / 6) s, respectively. To be done. Further, the transfer function of the floating capacitor 38 is represented by 1 / 2C σ s, the transfer function of the reactor 34 is represented by 1 / (A CL / 3) s, and the transfer function of the power supply capacitor 33 is represented by 1 / C E s.

対地電流ｉｎが浮遊コンデンサ３７−１，３７−２に入力される。浮遊コンデンサ３７−１，３７−２の電圧をｅｎとする。また、対地電流ｉｎからリアクタ３４の出力電流を減算した結果の電流が浮遊コンデンサ３８に入力される。浮遊コンデンサ３８の電圧をｅｃとする。 Ground current i n is input to the floating capacitor 37-1 and 37-2. The voltage of the floating capacitors 37-1 and 37-2 is en. The current resulting from subtracting the output current of the reactor 34 from the ground current i n is input to the floating capacitor 38. The voltage of the floating capacitor 38 is ec.

コモンモード電圧ｅｃ＊から浮遊コンデンサ３７−１，３７−２の電圧ｅｎを減算し、さらに、浮遊コンデンサ３８の電圧ｅｃを減算した結果の電圧がコモンチョークコア３６−１，３６−２に供給され、対地電流ｉｎが発生する。 The voltage obtained by subtracting the voltage en of the floating capacitors 37-1 and 37-2 from the common mode voltage ec * and further subtracting the voltage ec of the floating capacitor 38 is supplied to the common choke cores 36-1 and 36-2. , ground current i n is generated.

また、リアクタ３４の出力電流が電源コンデンサ３３に入力され、浮遊コンデンサ３８の電圧ｅｃから電源コンデンサ３３の電圧を減算した結果の電圧がリアクタ３４に供給される。   Further, the output current of the reactor 34 is input to the power supply capacitor 33, and the voltage resulting from subtracting the voltage of the power supply capacitor 33 from the voltage ec of the floating capacitor 38 is supplied to the reactor 34.

図１１は、図１０において、商用電源３０におけるＲＳＴ相の電源の一端が接地されている場合（ＣＥ＝∞）のコモンモードの等価回路図である。ここで、電源コンデンサ３３の容量ＣＥと浮遊コンデンサ３８の浮遊静電容量ｃσの関係がＣＥ＞＞ｃσであり、リアクタ３４における各相のインダクタンスＡＣＬ＝０であるとする。 FIG. 11 is an equivalent circuit diagram of the common mode when one end of the RST phase power source in the commercial power source 30 in FIG. 10 is grounded (C E = ∞). Here, it is assumed that the relationship between the capacitance C E of the power supply capacitor 33 and the floating electrostatic capacitance c σ of the floating capacitor 38 is C E >> c σ , and the inductance A CL = 0 of each phase in the reactor 34.

図１１に示すように、対地電流ｉｎは、インバータ３２−１，３２−２からコモンチョークコア３６−１，３６−２、浮遊コンデンサ３７−１，３７−２及び電源コンデンサ３３を流れる。 As shown in FIG. 11, the ground current i n flows from the inverter 32-1 and 32-2 common choke core 36-1 and 36-2, the floating capacitors 37-1 and 37-2 and a power supply capacitor 33.

コモンチョークコア３６−１，３６−２の合計のインダクタはＬＣ／６であり、浮遊コンデンサ３７−１，３７−２の合計の浮遊静電容量は６×ＣＹである。 The total inductor of the common choke cores 36-1 and 36-2 is L C / 6, and the total stray capacitance of the floating capacitors 37-1 and 37-2 is 6 × C Y.

図１３は、図１１の等価回路図を伝達関数で表した図である。図１１では、電源コンデンサ３３の容量ＣＥと浮遊コンデンサ３８の浮遊静電容量ｃσの関係がＣＥ＞＞ｃσであり、リアクタ３４における各相のインダクタンスＡＣＬ＝０である。 FIG. 13 is a diagram showing the equivalent circuit diagram of FIG. 11 by a transfer function. In FIG. 11, the relationship between the capacitance C E of the power supply capacitor 33 and the floating electrostatic capacitance c σ of the floating capacitor 38 is C E >> c σ , and the inductance A CL = 0 of each phase in the reactor 34.

この場合、図１２の構成において、コモンモード電圧ｅｃ＊を入力とし対地電流ｉｎを出力とした場合の全体の伝達関数から、浮遊コンデンサ３８の伝達関数１／２Ｃσｓ及びリアクタ３４の伝達関数１／（ＡＣＬ／３）ｓを除外することができる。その結果、図１３に示す構成となる。 In this case, in the configuration of FIG. 12, the overall transfer function with an output ground currents i n as input common mode voltage ec *, the transfer function of the transfer function 1 / 2C sigma s and the reactor 34 of the floating capacitor 38 1 / (A CL / 3) s can be excluded. As a result, the structure shown in FIG. 13 is obtained.

図９から図１３までに示したとおり、インバータ３２−１に用いるキャリアの位相とインバータ３２−２に用いるキャリアの位相とが同じである場合、対地電流ｉｎが流れてしまう。このため、２巻線モータ２を精度高く制御することができないという問題があった。 As shown in FIGS. 9 through 13, when the carrier used in the phase and inverter 32-2 of the carrier used in the inverter 32-1 phase are the same, resulting in ground current i n flows. Therefore, there is a problem that the two-winding motor 2 cannot be controlled with high accuracy.

ここで、前述の特許文献１に記載されているとおり、一方のキャリアの位相を基準として、他方のキャリアの位相をシフトさせることが考えられる。しかし、特許文献１に記載の手法は、２台の交流モータを制御するシステムにおいて、インバータから直流電源側へ流れる高周波のリップル電流を低減することを目的とするものである。このため、この手法を、２巻線モータ２を制御するシステムであって、対地電流を抑制する目的としたシステムにそのまま適用できるとは限らない。   Here, as described in the above-mentioned Patent Document 1, it is conceivable to shift the phase of the other carrier with reference to the phase of one carrier. However, the method described in Patent Document 1 aims to reduce the high-frequency ripple current flowing from the inverter to the DC power supply side in a system that controls two AC motors. Therefore, this method cannot be applied as it is to a system that controls the two-winding motor 2 and that aims to suppress the ground current.

そこで、本発明は前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、インバータの２巻線モータ側から電源側へ流れる対地電流を抑制可能な制御装置を提供することにある。   Then, this invention is made in order to solve the said subject, The objective is to provide the control apparatus which can suppress the ground current which flows into the power supply side from the 2-winding motor side of an inverter.

前記課題を解決するために、請求項１の制御装置は、所定の速度指令からｑ軸電流指令を生成し、所定のｄ軸電流指令から２系統のｄ軸電圧指令を生成し、前記ｑ軸電流指令から２系統のｑ軸電圧指令を生成し、前記２系統のｄ軸電圧指令及び前記２系統のｑ軸電圧指令から２系統の３相交流電圧指令を生成し、前記２系統の３相交流電圧指令に基づいて２系統のＰＷＭ制御により２巻線モータを制御する制御装置において、予め設定された基準キャリア位相のキャリアを発生する第１のキャリア発生器と、前記第１のキャリア発生器により発生した前記基準キャリア位相のキャリア及び前記２系統の３相交流電圧指令のうち第１の３相交流電圧指令に基づいて、第１のＰＷＭ信号を生成し、前記第１のＰＷＭ信号に基づいて、第１のインバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして第１の３相交流電圧を生成し、前記第１の３相交流電圧を前記２巻線モータへ供給する第１のＰＷＭ制御器と、所定の可変キャリア位相を生成するキャリア位相レギュレータと、前記キャリア位相レギュレータにより生成された前記可変キャリア位相のキャリアを発生する第２のキャリア発生器と、前記第２のキャリア発生器により発生した前記可変キャリア位相のキャリア及び前記２系統の３相交流電圧指令のうち第２の３相交流電圧指令に基づいて、第２のＰＷＭ信号を生成し、前記第２のＰＷＭ信号に基づいて、第２のインバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして第２の３相交流電圧を生成し、前記第２の３相交流電圧を前記２巻線モータへ供給する第２のＰＷＭ制御器と、を備え、前記キャリア位相レギュレータが、前記速度指令が小さいほど、前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた位相に近くなり、前記速度指令が大きいほど、前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた位相から離れ、９０°シフトさせた位相に近くなるように、前記可変キャリア位相を生成する、ことを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problem, the control device according to claim 1 generates a q-axis current command from a predetermined speed command, generates a two-system d-axis voltage command from a predetermined d-axis current command, and outputs the q-axis. A two-system q-axis voltage command is generated from the current command, a two-system three-phase AC voltage command is generated from the two-system d-axis voltage command and the two-system q-axis voltage command, and the two-system three-phase voltage command is generated. In a control device for controlling a two-winding motor by two-system PWM control based on an AC voltage command, a first carrier generator that generates a carrier having a preset reference carrier phase, and the first carrier generator. Generate a first PWM signal based on a carrier of the reference carrier phase generated by the above and a first three-phase AC voltage command of the two-system three-phase AC voltage command, and based on the first PWM signal. The first INVA A first PWM controller for switching the DC bus voltage input to the controller to generate a first three-phase AC voltage and supplying the first three-phase AC voltage to the two-winding motor; a carrier phase regulator which generates a variable carrier phase, said carrier and second carrier generator for generating a carrier of said variable carrier phase generated by the phase regulator, the second of said variable carrier phase generated by the carrier generator Of the carrier and the second three-phase AC voltage command of the two-system three-phase AC voltage command to generate a second PWM signal, and to the second inverter based on the second PWM signal. A second PWM controller that switches an input DC bus voltage to generate a second three-phase AC voltage and supplies the second three-phase AC voltage to the two-winding motor , Wherein the carrier phase regulator, the more the speed command is small, becomes close to 180 ° the shifted phase with respect to the reference carrier phase, as the speed command is higher, 180 ° with respect to the reference carrier phase away from the shifted phase, to be close to a phase obtained by 90 ° shifted, to generate the variable carrier phase, characterized in that.

また、請求項２の制御装置は、請求項１に記載の制御装置において、前記キャリア位相レギュレータが、前記速度指令に対し一次遅れフィルタ処理を施し、一次遅れ速度指令を算出する第１の演算器と、前記第１の演算器により算出された前記一次遅れ速度指令の絶対値を｜ω＊ LAG｜とし、予め設定されたフィルタゲインをＰ０とし、前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた位相をθ（ω＊）とし、前記可変キャリア位相をθとした場合に、以下の数式：θ＝（１／（１＋｜ω＊ LAG｜／Ｐ０））×θ（ω＊）にて、前記可変キャリア位相を算出する第２の演算器と、を備えたことを特徴とする。 The control device according to claim 2 is the control device according to claim 1, wherein the carrier phase regulator performs a first-order lag filter process on the speed command to calculate a first-order lag speed command. And the absolute value of the first-order lag speed command calculated by the first computing unit is | ω * LAG |, the preset filter gain is P 0 , and the reference carrier phase is shifted by 180 °. When the phase is θ (ω * ) and the variable carrier phase is θ, the following formula: θ = (1 / (1+ | ω * LAG | / P 0 )) × θ (ω * ) And a second arithmetic unit for calculating the variable carrier phase.

以上のように、本発明によれば、インバータの２巻線モータ側から電源側へ流れる対地電流を抑制することが可能となる。   As described above, according to the present invention, it is possible to suppress the ground current flowing from the two-winding motor side of the inverter to the power supply side.

本発明の実施形態による制御装置を含むモータ制御システムの構成例を示す全体図である。1 is an overall view showing a configuration example of a motor control system including a control device according to an embodiment of the present invention. キャリア位相レギュレータの構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of a carrier phase regulator. 一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊ LAG｜と可変キャリア位相θとの間の関係を説明する図である。It is a figure explaining the relationship between the absolute value | ω * LAG | of the primary delay velocity command and the variable carrier phase θ. 基準キャリア位相θ０及び可変キャリア位相θを説明する図である。It is a figure explaining the reference | standard carrier phase (theta) 0 and the variable carrier phase (theta). キャリア位相をシフトさせた場合の例において、電流が流れる方向を説明する電源系統図である。It is a power supply system diagram explaining the direction which a current flows in the example at the time of shifting a carrier phase. 図５におけるコモンモードの等価回路図である。FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the common mode in FIG. 5. 交流電圧指令ｖ＊＝０の場合の３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊を説明する図である。AC voltage command v * = 3-phase AC when the zero voltage ex 1 *, which is a diagram illustrating the ex 2 *. 交流電圧指令ｖ＊≠０の場合の３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊を説明する図である。AC voltage command v * 3-phase AC in the case of ≠ 0 voltage ex 1 *, which is a diagram illustrating the ex 2 *. キャリア位相が同じ場合において、対地電流が流れる方向を説明する電源系統図である。It is a power supply system diagram explaining the direction in which the ground current flows when the carrier phases are the same. 図９におけるコモンモードの等価回路図である。FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the common mode in FIG. 9. 図９において、商用電源が接地されている場合のコモンモードの等価回路図である。FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of a common mode when the commercial power supply is grounded in FIG. 9. 図１０の等価回路図を伝達関数で表した図である。It is the figure which represented the equivalent circuit diagram of FIG. 10 by the transfer function. 図１１の等価回路図を伝達関数で表した図である。It is the figure which represented the equivalent circuit diagram of FIG. 11 by the transfer function. キャリア位相をシフトさせた場合の実験結果を示す図である。It is a figure which shows the experimental result at the time of shifting a carrier phase. キャリア位相が同じ場合の実験結果を示す図である。It is a figure which shows the experimental result when a carrier phase is the same.

以下、本発明を実施するための形態について図面を用いて詳細に説明する。
〔モータ制御システム〕
図１は、本発明の実施形態による制御装置を含むモータ制御システムの構成例を示す全体図である。このモータ制御システムは、制御装置１、２巻線モータ２及びＰＧ（パルスジェネレータ）３を備えて構成される。図１において、商用電源、コンバータ及びインバータ等の電源系統の記載は省略してある。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[Motor control system]
FIG. 1 is an overall view showing a configuration example of a motor control system including a control device according to an embodiment of the present invention. This motor control system includes a control device 1, a two-winding motor 2 and a PG (pulse generator) 3. In FIG. 1, description of a power supply system such as a commercial power supply, a converter and an inverter is omitted.

制御装置１は、２巻線モータ２をｄ軸及びｑ軸にてベクトル制御する装置である。制御装置１は、予め設定された速度指令ω＊を速度制御し、ｄ軸電流指令（励磁電流指令）ｉｄ ＊及びｑ軸電流指令（トルク電流指令）ｉｑ ＊を生成する。そして、制御装置１は、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ ＊を２系統に分岐させる。 The control device 1 is a device that vector-controls the two-winding motor 2 with d-axis and q-axis. The control device 1 speed-controls a preset speed command ω * , and generates a d-axis current command (excitation current command) i d * and a q-axis current command (torque current command) i q * . Then, the control device 1 branches the d-axis current command id * and the q-axis current command iq * into two systems.

制御装置１は、第１の系統において、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ ＊を電流制御し、ｄ軸電圧指令ｖｄ1 ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ1 ＊を生成し、これらを座標変換して３相交流電圧指令を生成する。そして、制御装置１は、３相交流電圧指令と基準キャリア位相θ０のキャリアとに基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、インバータの直流バス電圧をスイッチングして３相交流電圧を生成し、第１の３相交流電圧として２巻線モータ２へ供給する。 The control device 1 current-controls the d-axis current command i d * and the q-axis current command i q * in the first system to generate the d-axis voltage command v d1 * and the q-axis voltage command v q1 * . These are subjected to coordinate conversion to generate a three-phase AC voltage command. Then, the control device 1 generates a PWM signal based on the three-phase AC voltage command and the carrier having the reference carrier phase θ 0 , and switches the DC bus voltage of the inverter to generate the three-phase AC voltage. Is supplied to the 2-winding motor 2.

同様に、制御装置１は、第２の系統において、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ ＊を電流制御し、ｄ軸電圧指令ｖｄ2 ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ2 ＊を生成し、これらを座標変換して３相交流電圧指令を生成する。そして、制御装置１は、３相交流電圧指令と、第１の系統の基準キャリア位相θ０を所定量シフトさせた可変キャリア位相θのキャリアとに基づいて、ＰＷＭ信号を生成する。制御装置１は、ＰＷＭ信号に基づいて、インバータの直流バス電圧をスイッチングして３相交流電圧を生成し、第２の３相交流電圧として２巻線モータ２へ供給する。 Similarly, the control device 1 current-controls the d-axis current command i d * and the q-axis current command i q * in the second system, and outputs the d-axis voltage command v d2 * and the q-axis voltage command v q2 * . Generate and coordinate-convert these to generate a three-phase AC voltage command. Then, the control device 1 generates a PWM signal based on the three-phase AC voltage command and the carrier of the variable carrier phase θ obtained by shifting the reference carrier phase θ 0 of the first system by a predetermined amount. The controller 1 switches the DC bus voltage of the inverter based on the PWM signal to generate a three-phase AC voltage, and supplies it to the two-winding motor 2 as a second three-phase AC voltage.

ＰＧ３は、２巻線モータ２の回転に応じたパルス信号を発生する。このパルス信号のカウント値から２巻線モータ２の回転速度である速度フィードバックωが得られ、速度フィードバックωが制御装置１へ入力される。尚、図１には、ＰＧ２から制御装置１へ、速度フィードバックωが入力されるように略して示してある。   The PG 3 generates a pulse signal according to the rotation of the 2-winding motor 2. The speed feedback ω, which is the rotation speed of the two-winding motor 2, is obtained from the count value of the pulse signal, and the speed feedback ω is input to the control device 1. In FIG. 1, the velocity feedback ω is schematically illustrated as being input from the PG 2 to the control device 1.

〔制御装置１の構成〕
制御装置１は、減算器１０、速度制御器１１、乗算器１２、減算器１３−１，１３−２，１４−１，１４−２、電流制御器１５−１，１５−２，１６−１，１６−２、座標変換器１７−１，１７−２，１８−１，１８−２、ＰＷＭ制御器１９−１，１９−２、キャリア発生器２０−１，２０−２、キャリア位相レギュレータ２１及び電流検出器２２−１，２２−２を備えている。 [Configuration of control device 1]
The control device 1 includes a subtractor 10, a speed controller 11, a multiplier 12, subtractors 13-1, 13-2, 14-1, 14-2 and current controllers 15-1, 15-2, 16-1. , 16-2, coordinate converters 17-1, 17-2, 18-1, 18-2, PWM controllers 19-1, 19-2, carrier generators 20-1, 20-2, carrier phase regulator 21. And current detectors 22-1 and 22-2.

減算器１０は、所定の速度指令ω＊を入力すると共に、ＰＧ３から速度フィードバックωを入力し、速度指令ω＊から速度フィードバックωを減算し、速度偏差を求める。そして、減算器１０は、速度偏差を速度制御器１１に出力する。 The subtractor 10 inputs the predetermined speed command ω * , inputs the speed feedback ω from PG3, subtracts the speed feedback ω from the speed command ω * , and obtains the speed deviation. Then, the subtractor 10 outputs the speed deviation to the speed controller 11.

速度制御器１１は、減算器１０から速度偏差を入力し、速度偏差が０となるように、ＰＩ制御器による速度制御を行い電流指令を生成し、電流指令を乗算器１２に出力する。乗算器１２は、速度制御器１１から電流指令を入力し、電流指令に対し、予め設定されたパラメータ（１／ＫＴ）を乗算する。そして、乗算器１２は、乗算結果をｑ軸電流指令ｉｑ ＊として減算器１４−１，１４−２に出力する。 The speed controller 11 inputs the speed deviation from the subtractor 10, performs speed control by the PI controller so that the speed deviation becomes 0, generates a current command, and outputs the current command to the multiplier 12. The multiplier 12 inputs the current command from the speed controller 11, and multiplies the current command by a preset parameter (1 / KT). Then, the multiplier 12 outputs to the subtractor 14-1 and 14-2 of the multiplication result as the q-axis current command i q *.

減算器１３−１は、図示しない演算器により算出されたｄ軸電流指令ｉｄ ＊を入力すると共に、座標変換器１８−１からｄ軸電流フィードバックｉｄ1を入力し、ｄ軸電流指令ｉｄ ＊からｄ軸電流フィードバックｉｄ1を減算し、ｄ軸電流偏差を求める。そして、減算器１３−１は、ｄ軸電流偏差を電流制御器１５−１に出力する。 Subtractor 13-1 inputs the d-axis current command is calculated by a not-shown operation unit i d *, enter the d-axis current feedback i d1 from the coordinate converter 18-1, the d-axis current command i d The d-axis current feedback i d1 is subtracted from * to obtain the d-axis current deviation. Then, the subtractor 13-1 outputs the d-axis current deviation to the current controller 15-1.

減算器１４−１は、乗算器１２からｑ軸電流指令ｉｑ ＊を入力すると共に、座標変換器１８−１からｑ軸電流フィードバックｉｑ1を入力し、ｑ軸電流指令ｉｑ ＊からｑ軸電流フィードバックｉｑ1を減算し、ｑ軸電流偏差を求める。そして、減算器１４−１は、ｑ軸電流偏差を電流制御器１６−１に出力する。 The subtractor 14-1 inputs the q-axis current command i q * from the multiplier 12, inputs the q-axis current feedback i q1 from the coordinate converter 18-1, and outputs the q-axis current command i q * to the q-axis. The current feedback i q1 is subtracted to obtain the q-axis current deviation. Then, the subtractor 14-1 outputs the q-axis current deviation to the current controller 16-1.

電流制御器１５−１は、減算器１３−１からｄ軸電流偏差を入力し、ｄ軸電流偏差が０となるように、ＰＩ制御器による電流制御を行いｄ軸電圧指令ｖｄ1 ＊を算出する。そして、電流制御器１５−１は、ｄ軸電圧指令ｖｄ1 ＊を座標変換器１７−１に出力する。 The current controller 15-1 inputs the d-axis current deviation from the subtractor 13-1 and performs current control by the PI controller so that the d-axis current deviation becomes 0 and calculates the d-axis voltage command v d1 * . To do. Then, the current controller 15-1 outputs the d-axis voltage command v d1 * to the coordinate converter 17-1.

電流制御器１６−１は、減算器１４−１からｑ軸電流偏差を入力し、ｑ軸電流偏差が０となるように、ＰＩ制御器による電流制御を行いｑ軸電圧指令ｖｑ1 ＊を算出する。そして、電流制御器１６−１は、ｑ軸電圧指令ｖｑ1 ＊を座標変換器１７−１に出力する。 The current controller 16-1 inputs the q-axis current deviation from the subtractor 14-1 and performs current control by the PI controller so that the q-axis current deviation becomes 0, and calculates the q-axis voltage command v q1 * . To do. Then, the current controller 16-1 outputs the q-axis voltage command v q1 * to the coordinate converter 17-1.

座標変換器１７−１は、電流制御器１５−１からｄ軸電圧指令ｖｄ1 ＊を入力すると共に、電流制御器１６−１からｑ軸電圧指令ｖｑ1 ＊を入力し、さらに、図示しない演算器から電気角θｅを入力する。そして、座標変換器１７−１は、電気角θｅに基づいて、回転座標系のｄ軸電圧指令ｖｄ ＊及びｑ軸電圧指令ｖｑ ＊を３相交流電圧指令に座標変換する。座標変換器１７−１は、３相交流電圧指令をＰＷＭ制御器１９−１に出力する。 The coordinate converter 17-1 receives the d-axis voltage command v d1 * from the current controller 15-1 and the q-axis voltage command v q1 * from the current controller 16-1 and further performs a calculation not shown. Input the electrical angle θ e from the instrument. Then, the coordinate converter 17-1 performs coordinate conversion of the d-axis voltage command v d * and the q-axis voltage command v q * of the rotating coordinate system into a three-phase AC voltage command based on the electrical angle θ e . The coordinate converter 17-1 outputs the three-phase AC voltage command to the PWM controller 19-1.

座標変換器１８−１は、ＰＷＭ制御器１９−１と２巻線モータ２との間に設けられた電流検出器２２−１により検出されたＵ相交流電流フィードバックｉｕ1、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ1及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ1を入力する。また、座標変換器１８−１は、図示しない演算器から電気角θｅを入力する。そして、座標変換器１８−１は、電気角θｅに基づいて、Ｕ相交流電流フィードバックｉｕ1、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ1及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ1を回転座標系のｄ軸電流フィードバックｉｄ1及びｑ軸電流フィードバックｉｑ1に座標変換する。座標変換器１８−１は、ｄ軸電流フィードバックｉｄ1を減算器１３−１に出力すると共に、ｑ軸電流フィードバックｉｑ1を減算器１４−１に出力する。 The coordinate converter 18-1 includes a U-phase AC current feedback iu 1 and a V-phase AC current feedback detected by a current detector 22-1 provided between the PWM controller 19-1 and the two-winding motor 2. iv 1 and W-phase AC current feedback iw 1 are input. Further, the coordinate converter 18-1 inputs the electrical angle θ e from a calculator (not shown). Then, the coordinate converter 18-1 outputs the U-phase AC current feedback iu 1 , the V-phase AC current feedback iv 1 and the W-phase AC current feedback iw 1 based on the electrical angle θ e to the d-axis current feedback of the rotating coordinate system. Coordinates are converted to i d1 and q-axis current feedback i q1 . The coordinate converter 18-1 outputs the d-axis current feedback i d1 to the subtractor 13-1 and the q-axis current feedback i q1 to the subtractor 14-1.

減算器１３−２，１４−２、電流制御器１５−２，１６−２及び座標変換器１７−２，１８−２は、減算器１３−１，１４−１、電流制御器１５−１，１６−１及び座標変換器１７−１，１８−１とそれぞれ同じ処理を行うから、ここでは説明を省略する。   The subtractors 13-2 and 14-2, the current controllers 15-2 and 16-2, and the coordinate converters 17-2 and 18-2 include the subtractors 13-1 and 14-1, the current controller 15-1, and the current controller 15-1. 16-1 and the coordinate converters 17-1 and 18-1 perform the same processings, respectively, and therefore description thereof is omitted here.

ＰＷＭ制御器１９−１は、座標変換器１７−１から３相交流電圧指令を入力すると共に、キャリア発生器２０−１から基準キャリア位相θ０（例えば９０°）のキャリアを入力する。そして、ＰＷＭ制御器１９−１は、３相交流電圧指令の相毎に、交流電圧指令の振幅と基準キャリア位相θ０のキャリアの振幅とを比較することで、比較結果に応じたＰＷＭ信号をそれぞれ生成する。ＰＷＭ制御器１９−１は、ＰＷＭ信号に基づいて、インバータのスイッチング素子のゲートをオンオフし、インバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして３相交流電圧に変換し、第１の３相交流電圧として２巻線モータ２へ供給する。 The PWM controller 19-1 inputs the three-phase AC voltage command from the coordinate converter 17-1 and the carrier of the reference carrier phase θ 0 (for example, 90 °) from the carrier generator 20-1. Then, the PWM controller 19-1 compares the amplitude of the alternating-current voltage command with the amplitude of the carrier of the reference carrier phase θ 0 for each phase of the three-phase alternating-current voltage command to generate a PWM signal corresponding to the comparison result. Generate each. The PWM controller 19-1 turns on / off the gate of the switching element of the inverter based on the PWM signal, switches the DC bus voltage input to the inverter to convert it into a three-phase AC voltage, and outputs a first three-phase AC voltage. The voltage is supplied to the 2-winding motor 2.

キャリア発生器２０−１は、予め設定された基準キャリア位相θ０を入力し、基準キャリア位相θ０のキャリア（例えば９０°）を発生してＰＷＭ制御器１９−１に出力する。 Carrier generator 20-1 receives the reference carrier phase theta 0 set in advance, and outputs to the PWM controller 19-1 generates a reference carrier phase theta 0 of the carrier (e.g., 90 °).

ＰＷＭ制御器１９−２は、座標変換器１７−２から３相交流電圧指令を入力すると共に、キャリア発生器２０−２から可変キャリア位相θのキャリアを入力する。そして、ＰＷＭ制御器１９−２は、３相交流電圧指令の相毎に、交流電圧指令の振幅と可変キャリア位相θのキャリアの振幅とを比較することで、比較結果に応じたＰＷＭ信号をそれぞれ生成する。ＰＷＭ制御器１９−２は、ＰＷＭ信号に基づいて、インバータのスイッチング素子のゲートをオンオフし、インバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして３相交流電圧に変換し、第２の３相交流電圧として２巻線モータ２へ供給する。 The PWM controller 19-2 inputs the three-phase AC voltage command from the coordinate converter 17-2 and the carrier of the variable carrier phase θ from the carrier generator 20-2. Then, the PWM controller 19-2 compares the amplitude of the alternating-current voltage command with the amplitude of the carrier of the variable carrier phase θ for each phase of the three-phase alternating-current voltage command to generate the PWM signals according to the comparison result. To generate. The PWM controller 19-2 turns on / off the gate of the switching element of the inverter based on the PWM signal, switches the DC bus voltage input to the inverter to convert it into a three-phase AC voltage, and outputs a second three-phase AC voltage. The voltage is supplied to the 2-winding motor 2.

キャリア発生器２０−２は、キャリア位相レギュレータ２１から可変キャリア位相θを入力し、可変キャリア位相θのキャリアを発生してＰＷＭ制御器１９−２に出力する。 The carrier generator 20-2 receives the variable carrier phase θ from the carrier phase regulator 21, generates a carrier of the variable carrier phase θ, and outputs it to the PWM controller 19-2.

キャリア位相レギュレータ２１は、所定の速度指令ω＊を入力すると共に、図示しない演算器により算出された位相シフト成分θ（ω＊）（例えば−９０°）を入力する。そして、キャリア位相レギュレータ２１は、速度指令の絶対値｜ω＊｜が小さいほど位相シフト成分θ（ω＊）（例えば−９０°）に近くなり、速度指令の絶対値｜ω＊｜が大きいほど位相シフト成分θ（ω＊）から離れて所定の位相（例えば０°）に近くなるように、可変キャリア位相θを自動的にシフトする。キャリア位相レギュレータ２１は、可変キャリア位相θをキャリア発生器２０−２に出力する。キャリア位相レギュレータ２１の詳細については後述する。 The carrier phase regulator 21 inputs a predetermined speed command ω * and a phase shift component θ (ω * ) (for example, −90 °) calculated by a calculator (not shown). The carrier phase regulator 21 is closer to the phase shift component θ (ω * ) (for example, -90 °) as the absolute value of the speed command | ω * | is smaller, and as the absolute value of the speed command | ω * | is larger. The variable carrier phase θ is automatically shifted so as to be close to a predetermined phase (for example, 0 °) apart from the phase shift component θ (ω * ). The carrier phase regulator 21 outputs the variable carrier phase θ to the carrier generator 20-2. Details of the carrier phase regulator 21 will be described later.

尚、位相シフト成分θ（ω＊）を算出する図示しない演算器は、所定の速度指令ω＊を入力し、予め設定された基準キャリア位相θ０（例えば９０°）を基準として、速度指令ω＊に応じた位相シフト成分θ（ω＊）（例えば−９０°）を与える。 A calculator (not shown) for calculating the phase shift component θ (ω * ) inputs a predetermined speed command ω * and uses the preset reference carrier phase θ 0 (for example, 90 °) as a reference to determine the speed command ω *. * phase shift component corresponding to theta (omega *) give (e.g. -90 °).

この演算器は、例えば速度指令ω＊と位相シフト成分θ（ω＊）とが格納されたテーブル、または速度指令ω＊と位相シフト成分θ（ω＊）との間の関係が定義された数式を用いて、速度指令ω＊に応じた位相シフト成分θ（ω＊）を定める。そして、演算器は、位相シフト成分θ（ω＊）をキャリア位相レギュレータ２１に出力する。位相シフト成分θ（ω＊）は、予め設定された値としてキャリア位相レギュレータ２１に入力されるようにしてもよい。 This calculator is, for example, a table in which the speed command ω * and the phase shift component θ (ω * ) are stored, or a mathematical expression in which the relationship between the speed command ω * and the phase shift component θ (ω * ) is defined. Is used to determine the phase shift component θ (ω * ) according to the speed command ω * . Then, the arithmetic unit outputs the phase shift component θ (ω * ) to the carrier phase regulator 21. The phase shift component θ (ω * ) may be input to the carrier phase regulator 21 as a preset value.

電流検出器２２−１は、ＰＷＭ制御器１９−１と２巻線モータ２との間に設けられ、３相交流電流フィードバックであるＵ相交流電流フィードバックｉｕ1、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ1及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ1を検出する。Ｕ相交流電流フィードバックｉｕ1、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ1及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ1は、座標変換器１８−１に入力される。 The current detector 22-1 is provided between the PWM controller 19-1 and the two-winding motor 2, and is a U-phase AC current feedback iu 1 , which is a three-phase AC current feedback, a V-phase AC current feedback iv 1, and The W-phase AC current feedback iw 1 is detected. The U-phase AC current feedback iu 1 , the V-phase AC current feedback iv 1 and the W-phase AC current feedback iw 1 are input to the coordinate converter 18-1.

電流検出器２２−２は、ＰＷＭ制御器１９−２と２巻線モータ２との間に設けられ、３相交流電流フィードバックであるＵ相交流電流フィードバックｉｕ2、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ2及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ2を検出する。Ｕ相交流電流フィードバックｉｕ2、Ｖ相交流電流フィードバックｉｖ2及びＷ相交流電流フィードバックｉｗ2は、座標変換器１８−２に入力される。 The current detector 22-2 is provided between the PWM controller 19-2 and the two-winding motor 2 and is a U-phase AC current feedback iu 2 , a V-phase AC current feedback iv 2 and a 3-phase AC current feedback. The W-phase AC current feedback iw 2 is detected. The U-phase AC current feedback iu 2 , the V-phase AC current feedback iv 2 and the W-phase AC current feedback iw 2 are input to the coordinate converter 18-2.

〔キャリア位相レギュレータ２１〕
次に、図１に示したキャリア位相レギュレータ２１について詳細に説明する。本発明者は、対地電流が流れる３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊（ＰＷＭ制御器１９−１，１９−２からそれぞれ出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の交流電圧の総称）の同相のタイミングの時間が最短となるように、速度指令ω＊に応じた最適な可変キャリア位相θについて検討した。その結果、本発明者は、シミュレーションにより、可変キャリア位相θとして、速度指令ω＊が小さいほど、基準キャリア位相θ０に対して１８０°シフトした位相に近くなる値を用い、速度指令ω＊が大きいほど、基準キャリア位相θ０に対して１８０°シフトした位相から離れ、９０°シフトした位相に近くなる値を用いることで、対地電流を最も抑制できることを見出した。そこで、キャリア位相レギュレータ２１に、以下の処理を行わせるようにした。 [Carrier phase regulator 21]
Next, the carrier phase regulator 21 shown in FIG. 1 will be described in detail. The inventor of the present invention has proposed three-phase AC voltages ex 1 * , ex 2 * through which a ground current flows (a generic term for U-phase, V-phase, and W-phase AC voltages output from the PWM controllers 19-1 and 19-2, respectively). The optimum variable carrier phase θ according to the speed command ω * was examined so that the time of the in-phase timing of 1 becomes the shortest. As a result, the present inventor has by simulation, as the variable carrier phase theta, as the speed command omega * is small, using a becomes close values to 180 ° shifted phase with respect to the reference carrier phase theta 0, the speed command omega * is It has been found that the ground current can be most suppressed by using a value that is farther from the phase shifted by 180 ° with respect to the reference carrier phase θ 0 and is closer to the phase shifted by 90 ° as the value is larger. Therefore, the carrier phase regulator 21 is made to perform the following processing.

図２は、キャリア位相レギュレータ２１の構成例を示すブロック図である。このキャリア位相レギュレータ２１は、演算器２３，２４を備えている。演算器２３，２４の数式は伝達関数を表しており、ｓは複素数である。   FIG. 2 is a block diagram showing a configuration example of the carrier phase regulator 21. The carrier phase regulator 21 includes arithmetic units 23 and 24. The mathematical expressions of the arithmetic units 23 and 24 represent transfer functions, and s is a complex number.

演算器２３は、所定の速度指令ω＊を入力し、以下の数式にて、速度指令ω＊に対し一次遅れフィルタ処理を施し、一次遅れ速度指令ω＊ LAGとして算出する。そして、演算器２３は、一次遅れ速度指令ω＊ LAGを演算器２４に出力する。
〔数４〕
ω＊ LAG＝（１／（１＋ｓ／ωｃ））×ω＊ ・・・（４）
ここで、ωｃは速度応答角周波数であり、ωｃ＝ωｃｃ／１０の数式にて予め設定される。ωｃｃは電流応答角周波数であり、予め設定される。 Calculator 23 inputs the predetermined speed command omega *, by the following equation, subjected to first-order lag filter to the speed command omega *, is calculated as a first-order lag speed command omega * LAG. Then, the calculator 23 outputs the first-order lag speed command ω * LAG to the calculator 24.
[Formula 4]
ω * LAG = (1 / ( 1 + s / ω c)) × ω * ··· (4)
Here, ω c is a velocity response angular frequency, and is preset by a mathematical formula of ω c = ω cc / 10. ω cc is a current response angular frequency and is set in advance.

演算器２４は、位相シフト成分θ（ω＊）を入力すると共に、演算器２３から一次遅れ速度指令ω＊ LAGを入力し、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊ LAG｜を算出する。そして、演算器２４は、以下の数式にて、位相シフト成分θ（ω＊）及び一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊ LAG｜から可変キャリア位相θを算出する。
〔数５〕
θ＝（１／（１＋｜ω＊ LAG｜／Ｐ０））×θ（ω＊） ・・・（５）
ここで、Ｐ０はフィルタゲインである。 The calculator 24 inputs the phase shift component θ (ω * ) and the first-order lag speed command ω * LAG from the calculator 23 to calculate the absolute value | ω * LAG | of the first-order lag speed command. Then, the calculator 24 calculates the variable carrier phase θ from the phase shift component θ (ω * ) and the absolute value | ω * LAG | of the first-order lag speed command by the following mathematical expression.
[Equation 5]
θ = (1 / (1+ | ω * LAG | / P 0 )) × θ (ω * ) (5)
Here, P 0 is a filter gain.

図３は、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊ LAG｜と可変キャリア位相θとの間の関係を説明する図であり、フィルタゲインＰ０＝１の場合における前記数式（５）の入出力の関係を示している。横軸は一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊ LAG｜を示し、縦軸は可変キャリア位相θを示す。 FIG. 3 is a diagram for explaining the relationship between the absolute value | ω * LAG | of the first-order lag speed command and the variable carrier phase θ, and the input / output of the equation (5) when the filter gain P 0 = 1. Shows the relationship. The horizontal axis represents the absolute value | ω * LAG | of the primary delay speed command, and the vertical axis represents the variable carrier phase θ.

図３に示すように、可変キャリア位相θは、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊ LAG｜が小さいほど（０に近いほど）、位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°に近くなる。また、可変キャリア位相θは、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊ LAG｜が大きいほど、位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°から離れて０°に近くなる。 As shown in FIG. 3, the variable carrier phase θ becomes closer to the phase shift component θ (ω * ) = − 90 ° as the absolute value | ω * LAG | of the first-order lag speed command becomes smaller (closer to 0). . In addition, the variable carrier phase θ becomes closer to 0 ° apart from the phase shift component θ (ω * ) = − 90 ° as the absolute value | ω * LAG | of the first-order lag speed command increases.

ここで、位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°は、基準キャリア位相θ０＝９０°の位相を１８０°シフトさせた位相である。したがって、可変キャリア位相θは、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊ LAG｜が小さいほど、基準キャリア位相θ０＝９０°の位相を１８０°シフトさせた位相である−９０°に近くなる。また、可変キャリア位相θは、一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊ LAG｜が大きいほど、基準キャリア位相θ０＝９０°の位相を９０°シフトさせた位相である０°に近くなる。 Here, the phase shift component θ (ω * ) = − 90 ° is a phase obtained by shifting the phase of the reference carrier phase θ 0 = 90 ° by 180 °. Therefore, the variable carrier phase θ becomes closer to −90 ° which is a phase obtained by shifting the phase of the reference carrier phase θ 0 = 90 ° by 180 ° as the absolute value of the first-order lag speed command | ω * LAG | becomes smaller. Further, the variable carrier phase θ becomes closer to 0 ° which is a phase obtained by shifting the phase of the reference carrier phase θ 0 = 90 ° by 90 ° as the absolute value of the first-order lag speed command | ω * LAG | increases.

尚、速度指令ω＊が変化していない場合、または速度指令ω＊が変化した後十分に時間が経過した場合は、図２に示したキャリア位相レギュレータ２１において、演算器２３を無視することができる。つまり、図３において、横軸の一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊ LAG｜を、速度指令の絶対値｜ω＊｜に置き換えることができる。 If the speed command ω * has not changed, or if a sufficient time has elapsed after the speed command ω * has changed, the calculator 23 may be ignored in the carrier phase regulator 21 shown in FIG. it can. That is, in FIG. 3, the absolute value | ω * LAG | of the primary delay speed command on the horizontal axis can be replaced with the absolute value | ω * | of the speed command.

したがって、可変キャリア位相θは、速度指令の絶対値｜ω＊｜が小さいほど（０に近いほど）、基準キャリア位相θ０＝９０°の位相を１８０°シフトさせた位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°に近くなる。また、可変キャリア位相θは、速度指令の絶対値｜ω＊｜が大きいほど、位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°から離れて、基準キャリア位相θ０＝９０°の位相を９０°シフトさせた位相である０°に近くなる。 Therefore, the variable carrier phase θ is a phase shift component θ (ω *) obtained by shifting the phase of the reference carrier phase θ 0 = 90 ° by 180 ° as the absolute value of the speed command | ω * | becomes smaller (closer to 0) . ) = Close to −90 °. Further, the variable carrier phase θ becomes farther from the phase shift component θ (ω * ) = − 90 ° as the absolute value of the speed command | ω * | becomes larger, and the phase of the reference carrier phase θ 0 = 90 ° becomes 90 °. It approaches 0 ° which is the shifted phase.

図４は、基準キャリア位相θ０及び可変キャリア位相θを説明する図である。破線は基準キャリア位相θ０＝９０°のキャリアの波形を示し、実線は可変キャリア位相θ＝−９０°のキャリアの波形を示し、横軸は時間である。 FIG. 4 is a diagram for explaining the reference carrier phase θ 0 and the variable carrier phase θ. The broken line shows the waveform of the carrier with the reference carrier phase θ 0 = 90 °, the solid line shows the waveform of the carrier with the variable carrier phase θ = −90 °, and the horizontal axis is the time.

図４に示すように、可変キャリア位相θ＝−９０°のキャリアの波形は、基準キャリア位相θ０＝９０°に対して所定量（−１８０°）だけ位相シフトさせた波形である。基準キャリア位相θ０＝９０°に対して位相シフトさせた可変キャリア位相θ＝−９０°は、図２及び図３に示したとおり、位相シフト成分θ（ω＊）＝−９０°を基準として、速度指令ω＊に応じて算出される。 As shown in FIG. 4, the waveform of the carrier having the variable carrier phase θ = −90 ° is a waveform that is phase-shifted by a predetermined amount (−180 °) with respect to the reference carrier phase θ 0 = 90 °. The variable carrier phase θ = −90 ° phase-shifted with respect to the reference carrier phase θ 0 = 90 ° is based on the phase shift component θ (ω * ) = − 90 ° as shown in FIGS. 2 and 3. , Is calculated according to the speed command ω * .

〔キャリア位相をシフトさせた場合の電流の流れ〕
次に、キャリア位相をシフトさせた場合（基準キャリア位相θ０＝９０°及び可変キャリア位相θ＝−９０°）の電流の流れについて説明する。図５は、キャリア位相をシフトさせた場合（基準キャリア位相θ０＝９０°及び可変キャリア位相θ＝−９０°の場合）において、電流が流れる方向を説明する電源系統図である。図６は、図５におけるコモンモードの等価回路図である。 [Current flow when carrier phase is shifted]
Next, the current flow when the carrier phase is shifted (reference carrier phase θ 0 = 90 ° and variable carrier phase θ = −90 °) will be described. FIG. 5 is a power supply system diagram illustrating the direction of current flow when the carrier phase is shifted (when the reference carrier phase θ 0 = 90 ° and the variable carrier phase θ = −90 °). FIG. 6 is an equivalent circuit diagram of the common mode in FIG.

図５に示す電源系統図は、図９に示した電源系統図と同じである。図９に示した電源系統図では、インバータ３２−１，３２−２に用いるキャリア位相が同じである。これに対し、図５に示す電源系統図では、インバータ３２−１に用いるキャリア位相は基準キャリア位相θ０＝９０°（基準値）であり、インバータ３２−２に用いるキャリア位相は可変キャリア位相θ＝−９０°（初期値）である。 The power supply system diagram shown in FIG. 5 is the same as the power supply system diagram shown in FIG. In the power supply system diagram shown in FIG. 9, the carrier phases used for the inverters 32-1 and 32-2 are the same. On the other hand, in the power supply system diagram shown in FIG. 5, the carrier phase used for the inverter 32-1 is the reference carrier phase θ 0 = 90 ° (reference value), and the carrier phase used for the inverter 32-2 is the variable carrier phase θ. = -90 ° (initial value).

インバータ３２−２に用いる可変キャリア位相θ＝−９０°は、インバータ３２−１に用いる基準キャリア位相θ０＝９０°に対して１８０°シフトしている。このため、インバータ３２−１から出力されるＵ相交流電圧ｅｕ1 ＊には、インバータ３２−２から出力されるＵ相交流電圧ｅｕ2 ＊に対し、逆相となるタイミングが含まれる。同様に、インバータ３２−２から出力されるＵ相交流電圧ｅｕ2 ＊には、インバータ３２−１から出力されるＵ相交流電圧ｅｕ1 ＊に対し、逆相となるタイミングが含まれる。詳細については後述する。 The variable carrier phase θ = −90 ° used in the inverter 32-2 is shifted by 180 ° with respect to the reference carrier phase θ 0 = 90 ° used in the inverter 32-1. Therefore, it is a U-phase AC voltage eu 1 * is output from the inverter 32-1, with respect to the U-phase AC voltage eu 2 * output from the inverter 32-2 includes timing opposite phases. Similarly, the U-phase AC voltage eu 2 * output from the inverter 32-2 includes a timing at which the U-phase AC voltage eu 1 * has an opposite phase to the U-phase AC voltage eu 1 * output from the inverter 32-1. Details will be described later.

Ｕ相交流電圧ｅｕ1 ＊，ｅｕ2 ＊が同相の場合は、図９及び図１０に示したとおり、対地電流が流れてしまうが、逆相の場合は、対地電流は流れない。Ｖ相交流電圧ｅｖ1 ＊，ｅｖ2 ＊及びＷ相交流電圧ｅｗ1 ＊，ｅｗ2 ＊についても同様である。 When the U-phase AC voltages eu 1 * and eu 2 * are in the same phase, the ground current flows as shown in FIGS. 9 and 10, but in the opposite phase, the ground current does not flow. The same applies to the V-phase AC voltages ev 1 * , ev 2 * and the W-phase AC voltages ew 1 * , ew 2 * .

Ｕ相交流電圧ｅｕ1 ＊，ｅｕ2 ＊が逆相の場合、図５に示すように、インバータ３２−１からコモンチョークコア３６−１及び浮遊コンデンサ３７−１を介して接地へ、そして、接地から浮遊コンデンサ３７−２及びコモンチョークコア３６−２を介してインバータ３２−２へ電流が流れる（矢印を参照）。矢印が逆の場合もあり得る。 When the U-phase AC voltages eu 1 * and eu 2 * have opposite phases, as shown in FIG. 5, the inverter 32-1 is grounded via the common choke core 36-1 and the floating capacitor 37-1, and then grounded. Current flows to the inverter 32-2 from the floating capacitor 37-2 and the common choke core 36-2 (see the arrow). The arrow may be reversed.

図６に示すように、インバータ３２−１から出力されるコモンモード電圧はｅｃ1 ＊であり、インバータ３２−２から出力されるコモンモード電圧はｅｃ2 ＊である。 As shown in FIG. 6, the common mode voltage output from the inverter 32-1 is ec 1 * , and the common mode voltage output from the inverter 32-2 is ec 2 * .

インバータ３２−１から出力された電流は、コモンチョークコア３６−１（インダクタンスはＬＣ／３）、浮遊コンデンサ３７−１，３７−２（浮遊静電容量はそれぞれ３×ＣＹ）、コモンチョークコア３６−２（インダクタンスはＬＣ／３）を介して、インバータ３２−２に入力される。矢印が逆の場合もあり得る。 The current output from the inverter 32-1 is a common choke core 36-1 (inductance is L C / 3), floating capacitors 37-1 and 37-2 (floating electrostatic capacitance is 3 × C Y ), a common choke. core 36-2 (inductance L C / 3) through, is input to the inverter 32-2. The arrow may be reversed.

このように、インバータ３２−１に用いるキャリア位相が基準キャリア位相θ０＝９０°、インバータ３２−２に用いるキャリア位相が可変キャリア位相θ＝−９０°の場合には、３相交流電圧の各相に、系統間で逆相となるタイミングが含まれる。この逆相の状態では、インバータ３２−１，３２−２の２巻線モータ２側から浮遊コンデンサ３８を介してインバータ３２−１，３２−２の直流電源側へ、及び、２巻線モータ２側から電源コンデンサ３３を介して商用電源３０側へ向けた対地電流は流れない。このため、インバータ３２−１，３２−２が同じ基準キャリア位相θ０を用いる場合に比べ、対地電流を抑制することができる。 Thus, when the carrier phase used for the inverter 32-1 is the reference carrier phase θ 0 = 90 ° and the carrier phase used for the inverter 32-2 is the variable carrier phase θ = −90 °, each of the three-phase AC voltages is The phase includes the timing when the phases are opposite to each other. In this reverse phase state, the two-winding motor 2 of the inverters 32-1 and 32-2 is connected to the DC power source side of the inverters 32-1 and 32-2 via the floating capacitor 38, and the two-winding motor 2 is connected. No ground current flows from the side toward the commercial power source 30 side via the power source capacitor 33. Therefore, the ground current can be suppressed as compared with the case where the inverters 32-1 and 32-2 use the same reference carrier phase θ 0 .

〔キャリア位相をシフトさせた場合の３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊〕
次に、キャリア位相をシフトさせた場合（基準キャリア位相θ０＝９０°及び可変キャリア位相θ＝−９０°）において、３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊に逆相のタイミングが生じることを説明する。３相交流電圧ｅｘ1 ＊は、Ｕ相交流電圧ｅｕ1 ＊、Ｖ相交流電圧ｅｖ1 ＊及びＷ相交流電圧ｅｗ1 ＊の総称であり、３相交流電圧ｅｘ2 ＊は、Ｕ相交流電圧ｅｕ2 ＊、Ｖ相交流電圧ｅｖ2 ＊及びＷ相交流電圧ｅｗ2 ＊の総称である。 [Three-phase AC voltage ex 1 * , ex 2 * when carrier phase is shifted]
Next, when the carrier phase is shifted (reference carrier phase θ 0 = 90 ° and variable carrier phase θ = −90 °), the three-phase AC voltages ex 1 * , ex 2 * may have opposite-phase timing. Will be explained. The 3-phase AC voltage ex 1 * is a general term for the U-phase AC voltage eu 1 * , the V-phase AC voltage ev 1 *, and the W-phase AC voltage ew 1 * , and the 3-phase AC voltage ex 2 * is the U-phase AC voltage. eu 2 * , V-phase AC voltage ev 2 *, and W-phase AC voltage ew 2 * .

図７は、ＰＷＭ制御器１９−１，１９−２が入力する３相交流電圧指令における各相の交流電圧指令ｖ＊＝０の場合について、３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊を説明する図であり、速度指令ω＊＝０のときの動作を示している。 FIG. 7 illustrates the three-phase AC voltages ex 1 * , ex 2 * in the case where the AC voltage command v * of each phase in the three-phase AC voltage commands input by the PWM controllers 19-1 and 19-2 is 0. FIG. 4 is a diagram showing the operation when the speed command ω * = 0.

３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊は、キャリアが交流電圧指令ｖ＊＝０以下のときに正極の電圧となり、キャリアが交流電圧指令ｖ＊＝０よりも大きいときに負極の電圧となる。 3-phase AC voltage ex 1 *, ex 2 *, the carrier is an AC voltage command v * = 0 The following positive voltage to time, a voltage of the negative electrode when the carrier is greater than the AC voltage command v * = 0 .

図７に示すように、インバータ３２−１に用いるキャリア位相が基準キャリア位相θ０＝９０°及びインバータ３２−２に用いるキャリア位相が可変キャリア位相θ＝−９０°の場合、３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊は、全てのタイミングにおいて逆相となる。 As shown in FIG. 7, when the carrier phase used for the inverter 32-1 is the reference carrier phase θ 0 = 90 ° and the carrier phase used for the inverter 32-2 is the variable carrier phase θ = −90 °, the three-phase AC voltage ex 1 *, ex 2 * is opposite phases in every time.

したがって、３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊が逆相のときには対地電流が流れないから、速度指令ω＊＝０かつ交流電圧指令ｖ＊＝０の場合には、対地電流を完全に抑制することができる。 Therefore, since the ground current does not flow when the three-phase AC voltages ex 1 * and ex 2 * are in opposite phases, the ground current is completely suppressed when the speed command ω * = 0 and the AC voltage command v * = 0. can do.

図８は、交流電圧指令ｖ＊≠０の場合の３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊を説明する図であり、図７と同様に、速度指令ω＊＝０のときの動作を示している。 FIG. 8 is a diagram for explaining the three-phase AC voltages ex 1 * , ex 2 * when the AC voltage command v * ≠ 0, and shows the operation when the speed command ω * = 0, as in FIG. 7. ing.

図７に示すように、インバータ３２−１に用いるキャリア位相が基準キャリア位相θ０＝９０°及びインバータ３２−２に用いるキャリア位相が可変キャリア位相θ＝−９０°であって、交流電圧指令ｖ＊≠０の場合、３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊には、逆相のタイミング及び同相のタイミングが生じる。逆相のタイミングでは、図７に示したとおり対地電流が流れない。対地電流は、３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊が同相のタイミングで流れ、２倍の電圧偏差で生じるリップル電流となる。 As shown in FIG. 7, the carrier phase used for the inverter 32-1 is the reference carrier phase θ 0 = 90 °, the carrier phase used for the inverter 32-2 is the variable carrier phase θ = −90 °, and the AC voltage command v When * ≠ 0, the three-phase AC voltages ex 1 * and ex 2 * have opposite-phase timing and in-phase timing. At the reverse phase timing, the ground current does not flow as shown in FIG. The ground current is a ripple current that the three-phase AC voltages ex 1 * and ex 2 * flow at the timing of the same phase and that is caused by a double voltage deviation.

したがって、３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊が逆相のときには対地電流が流れないから、速度指令ω＊＝０かつ交流電圧指令ｖ＊≠０の場合には、キャリア位相をシフトさせない場合に比べ、対地電流を抑制することができる。 Therefore, since the ground current does not flow when the three-phase AC voltages ex 1 * and ex 2 * are in opposite phases, when the speed command ω * = 0 and the AC voltage command v * ≠ 0, the carrier phase is not shifted. It is possible to suppress the ground current as compared with.

〔シミュレーション結果〕
次に、シミュレーション結果について説明する。図１４は、キャリア位相をシフトさせた場合（θ０＝９０°，θ（ω ＊ ）＝−９０°）の実験結果を示し、図１５は、キャリア位相が同じ場合（θ ０ ＝９０°，θ＝９０°）の実験結果を示す。図１４及び図１５において、グラフの上から速度指令ω＊、速度フィードバックω、対地電流ｉｎ、合成電流フィードバックｉｑ及びモータトルクτの特性を示しており、横軸は時間である。合成電流フィードバックｉｑは、ｑ軸電流フィードバックｉｑ1にｑ軸電流フィードバックｉｑ2を加算した値である。 〔simulation result〕
Next, the simulation result will be described. FIG. 14 shows the experimental results when the carrier phase is shifted (θ 0 = 90 °, θ (ω * ) = − 90 °), and FIG. 15 shows the same carrier phase (θ 0 = 90 °, The experimental results for θ = 90 ° are shown. 14 and 15, the speed command omega * from the top of the graph, the speed feedback omega, shows the characteristics of the ground current i n, the resultant current feedback i q and the motor torque tau, the horizontal axis represents time. The combined current feedback i q is a value obtained by adding the q-axis current feedback i q2 to the q-axis current feedback i q1 .

図１４及び図１５から、速度指令ω＊を変化させたパターンにおいて、全てのタイミングにて、図１４のキャリア位相をシフトさせた場合の方が図１５のキャリア位相が同じ場合よりも、対地電流ｉｎが抑制されていることがわかる。 From FIGS. 14 and 15, in the pattern in which the speed command ω * is changed, the case where the carrier phase of FIG. 14 is shifted at all timings is more effective than the case where the carrier phase of FIG. 15 is the same. i n it can be seen that have been suppressed.

以上のように、本発明の実施形態による制御装置１によれば、ＰＷＭ制御器１９−１は、第１系統の３相交流電圧指令及び基準キャリア位相θ０（例えば９０°）のキャリアに基づいて３相交流電圧ｅｘ1 ＊を生成し、３相交流電圧ｅｘ1 ＊を２巻線モータ２へ供給する。 As described above, according to the control device 1 according to the embodiment of the present invention, the PWM controller 19-1 is based on the three-phase AC voltage command of the first system and the carrier of the reference carrier phase θ 0 (for example, 90 °). generating a three-phase AC voltage ex 1 * Te, and supplies the three-phase AC voltage ex 1 * to 2 windings motor 2.

キャリア位相レギュレータ２１は、速度指令の絶対値｜ω＊｜が小さいほど位相シフト成分θ（ω＊）（例えば−９０°）に近くなり、速度指令の絶対値｜ω＊｜が大きいほど位相シフト成分θ（ω＊）から離れて所定の位相（例えば０°）に近くなるように、可変キャリア位相θを自動的にシフトする。具体的には、キャリア位相レギュレータ２１の演算器２３は、前記数式（４）にて、速度指令ω＊に対し一次遅れフィルタ処理を施し、一次遅れ速度指令ω＊ LAGを算出する。そして、演算器２４は、前記数式（５）にて、位相シフト成分θ（ω＊）（例えば−９０°）及び一次遅れ速度指令の絶対値｜ω＊ LAG｜から可変キャリア位相θを算出する。 The carrier phase regulator 21 is closer to the phase shift component θ (ω * ) (for example, −90 °) as the absolute value of the speed command | ω * | is smaller, and the phase shift is larger as the absolute value of the speed command | ω * | is larger. The variable carrier phase θ is automatically shifted so as to be close to a predetermined phase (for example, 0 °) apart from the component θ (ω * ). Specifically, the arithmetic unit 23 of the carrier phase regulator 21 performs the first-order lag filter processing on the speed command ω * in the above formula (4) to calculate the first-order lag speed command ω * LAG . Then, the computing unit 24 calculates the variable carrier phase θ from the phase shift component θ (ω * ) (for example, −90 °) and the absolute value | ω * LAG | of the first-order lag speed command in the mathematical expression (5). .

ＰＷＭ制御器１９−２は、第２系統の３相交流電圧指令及び可変キャリア位相θ（例えば−９０°）のキャリアに基づいて３相交流電圧ｅｘ2 ＊を生成し、３相交流電圧ｅｘ2 ＊を２巻線モータ２へ供給する。 PWM controller 19-2 generates a 3-phase AC voltage ex 2 * on the basis of the carrier of 3-phase AC voltage command and a variable carrier phase of the second system theta (e.g. -90 °), three-phase AC voltage ex 2 * Is supplied to the 2-winding motor 2.

これにより、ＰＷＭ制御器１９−１，１９−２へ入力されるキャリアの位相を、１８０°を基準にシフトさせるようにしたから、３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊とは、各相の交流電圧において逆相のタイミングを含むようになる。キャリアの位相が同じ場合、３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊は、各相の交流電圧において同相となり、対地電流が流れる。本発明の実施形態では、３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊は逆相のタイミングを含むから、対地電流を抑制することが可能となる。 As a result, the phases of the carriers input to the PWM controllers 19-1 and 19-2 are shifted on the basis of 180 °. Therefore, the three-phase AC voltages ex 1 * and ex 2 * are equal to each phase. In the AC voltage of, the reverse phase timing is included. When the carriers have the same phase, the three-phase AC voltages ex 1 * and ex 2 * are in phase with each other, and a ground current flows. In the embodiment of the present invention, since the three-phase AC voltages ex 1 * and ex 2 * include the timings of the opposite phases, it is possible to suppress the ground current.

また、可変キャリア位相θは、速度指令ω＊が小さいほど、基準キャリア位相θ０に対して１８０°シフトした位相に近くなるようにし、速度指令ω＊が大きいほど、基準キャリア位相θ０に対して１８０°シフトした位相から離れ、９０°シフトした位相に近くなるようにした。これにより、３相交流電圧ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊において、対地電流が流れる同相のタイミングの時間を、速度指令ω＊に応じて最短とすることができる。これは、前述の通り、シミュレーションにより得られたものである。 Further, the variable carrier phase θ is set to be closer to a phase shifted by 180 ° with respect to the reference carrier phase θ 0 as the speed command ω * is smaller, and as the speed command ω * is larger than the reference carrier phase θ 0. The phase shifted by 180 ° to be close to the phase shifted by 90 °. Accordingly, in the three-phase AC voltages ex 1 * and ex 2 * , the time of the in-phase timing at which the ground current flows can be minimized according to the speed command ω * . This is obtained by simulation as described above.

すなわち、並列に設置された２台のインバータ３２−１，３２−２を介して、直流バス（直流電源）への還流量を最大にして、対地電流を極小に抑えることができる。したがって、交流電源側へ流れる対地電流を、効率的に抑制することが可能となる。   That is, the amount of return current to the DC bus (DC power supply) can be maximized and the ground current can be suppressed to a minimum via the two inverters 32-1 and 32-2 installed in parallel. Therefore, it becomes possible to efficiently suppress the ground current flowing to the AC power supply side.

以上、実施形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想を逸脱しない範囲で種々変形可能である。前記実施形態では、２巻線モータ２を制御する場合について、２つのインバータ３２−１，３２−２は、それぞれ１８０°シフトさせた位相を用いるようにした。これに対し、３巻線モータを制御する場合、３つのインバータは、それぞれ１２０°シフトさせた位相のキャリアを用いる。また、４巻線モータを制御する場合、４つのインバータは、それぞれ９０°シフトさせた位相のキャリアを用いる。   Although the present invention has been described above with reference to the embodiments, the present invention is not limited to the above embodiments, and various modifications can be made without departing from the technical idea thereof. In the above-described embodiment, in the case of controlling the two-winding motor 2, the two inverters 32-1 and 32-2 each use a phase shifted by 180 °. On the other hand, when controlling a three-winding motor, the three inverters each use a carrier having a phase shifted by 120 °. Further, when controlling a 4-winding motor, the four inverters each use a carrier with a phase shifted by 90 °.

１ 制御装置
２ ２巻線モータ
３ ＰＧ（パルスジェネレータ）
１０，１３，１４ 減算器
１１ 速度制御器
１２ 乗算器
１５，１６ 電流制御器
１７，１８ 座標変換器
１９ ＰＷＭ制御器
２０ キャリア発生器
２１ キャリア位相レギュレータ
２２ 電流検出器
２３，２４ 演算器
３０ 商用電源
３１ コンバータ
３２ インバータ
３３ 電源コンデンサ
３４ リアクタ
３５ 平滑コンデンサ
３６ コモンチョークコア
３７ 浮遊コンデンサ
３８ 浮遊コンデンサ
ω＊ 速度指令
ω 速度フィードバック
ｉｄ ＊ ｄ軸電流指令
ｉｑ ＊ ｑ軸電流指令
ｉｄ1，ｉｄ2 ｄ軸電流フィードバック
ｉｑ1，ｉｑ2 ｑ軸電流フィードバック
ｖｄ1 ＊，ｖｄ2 ＊ ｄ軸電圧指令
ｖｑ1 ＊，ｖｑ2 ＊ ｑ軸電圧指令
ｖ＊ 交流電圧指令
ｅｕ1 ＊，ｅｕ2 ＊ Ｕ相交流電圧
ｅｖ1 ＊，ｅｖ2 ＊ Ｖ相交流電圧
ｅｗ1 ＊，ｅｗ2 ＊ Ｗ相交流電圧
ｅｘ1 ＊，ｅｘ2 ＊ ３相交流電圧
ｉｕ1，ｉｕ2 Ｕ相交流電流フィードバック
ｉｖ1，ｉｖ2 Ｖ相交流電流フィードバック
ｉｗ1，ｉｗ2 Ｗ相交流電流フィードバック
ＫＴ トルク定数
θｅ 電気角
θ０ 基準キャリア位相
θ 可変キャリア位相
θ（ω＊） 位相シフト成分
ωｃ 速度応答角周波数
ωｃｃ 電流応答角周波数
ω＊ LAG 一次遅れ速度指令
Ｐ０ フィルタゲイン
ｉｑ 合成電流フィードバック
τ モータトルク 1 Controller 2 2 Winding Motor 3 PG (Pulse Generator)
10, 13, 14 Subtractor 11 Speed controller 12 Multiplier 15, 16 Current controller 17, 18 Coordinate converter 19 PWM controller 20 Carrier generator 21 Carrier phase regulator 22 Current detector 23, 24 Arithmetic unit 30 Commercial power supply 31 Converter 32 Inverter 33 Power Supply Capacitor 34 Reactor 35 Smoothing Capacitor 36 Common Choke Core 37 Floating Capacitor 38 Floating Capacitor ω * Speed Command ω Speed Feedback i d * d Axis Current Command i q * q Axis Current Command i d1 , i d2 d Axis Current feedback i q1 , i q2 q-axis current feedback v d1 * , v d2 * d-axis voltage command v q1 * , v q2 * q-axis voltage command v * AC voltage command eu 1 * , eu 2 * U-phase AC voltage ev 1 *, ev 2 * V-phase AC voltage ew 1 *, ew 2 * W-phase AC voltage ex 1 *, e x 2 * Three-phase AC voltage iu 1 , iu 2 U-phase AC current feedback iv 1 , iv 2 V-phase AC current feedback iw 1 , iw 2 W-phase AC current feedback KT Torque constant θ e Electrical angle θ 0 Reference carrier phase θ Variable carrier phase θ (ω * ) Phase shift component ω c Speed response angular frequency ω cc Current response angular frequency ω * LAG First-order lag speed command P 0 Filter gain i q Combined current feedback τ Motor torque

Claims (2)

所定の速度指令からｑ軸電流指令を生成し、所定のｄ軸電流指令から２系統のｄ軸電圧指令を生成し、前記ｑ軸電流指令から２系統のｑ軸電圧指令を生成し、前記２系統のｄ軸電圧指令及び前記２系統のｑ軸電圧指令から２系統の３相交流電圧指令を生成し、前記２系統の３相交流電圧指令に基づいて２系統のＰＷＭ制御により２巻線モータを制御する制御装置において、
予め設定された基準キャリア位相のキャリアを発生する第１のキャリア発生器と、
前記第１のキャリア発生器により発生した前記基準キャリア位相のキャリア及び前記２系統の３相交流電圧指令のうち第１の３相交流電圧指令に基づいて、第１のＰＷＭ信号を生成し、前記第１のＰＷＭ信号に基づいて、第１のインバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして第１の３相交流電圧を生成し、前記第１の３相交流電圧を前記２巻線モータへ供給する第１のＰＷＭ制御器と、
所定の可変キャリア位相を生成するキャリア位相レギュレータと、
前記キャリア位相レギュレータにより生成された前記可変キャリア位相のキャリアを発生する第２のキャリア発生器と、
前記第２のキャリア発生器により発生した前記可変キャリア位相のキャリア及び前記２系統の３相交流電圧指令のうち第２の３相交流電圧指令に基づいて、第２のＰＷＭ信号を生成し、前記第２のＰＷＭ信号に基づいて、第２のインバータに入力される直流バス電圧をスイッチングして第２の３相交流電圧を生成し、前記第２の３相交流電圧を前記２巻線モータへ供給する第２のＰＷＭ制御器と、を備え、
前記キャリア位相レギュレータは、
前記速度指令が小さいほど、前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた位相に近くなり、前記速度指令が大きいほど、前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた位相から離れ、９０°シフトさせた位相に近くなるように、前記可変キャリア位相を生成する、ことを特徴とする制御装置。 A q-axis current command is generated from a predetermined speed command, two d-axis voltage commands are generated from a predetermined d-axis current command, and two q-axis voltage commands are generated from the q-axis current command. A two-winding motor is generated by generating two-system three-phase AC voltage commands from the two-system q-axis voltage commands and two-system PWM commands based on the two-system three-phase AC voltage commands. In the control device for controlling
A first carrier generator for generating a carrier of a preset reference carrier phase;
Generating a first PWM signal based on a carrier of the reference carrier phase generated by the first carrier generator and a first three-phase AC voltage command of the two-phase three-phase AC voltage command; Based on the first PWM signal, the DC bus voltage input to the first inverter is switched to generate a first three-phase AC voltage, and the first three-phase AC voltage is supplied to the two-winding motor. A first PWM controller for supplying,
A carrier phase regulator for generating a predetermined variable carrier phase,
A second carrier generator for generating a carrier of the variable carrier phase generated by the carrier phase regulator;
Generating a second PWM signal based on a carrier of the variable carrier phase generated by the second carrier generator and a second three-phase AC voltage command of the two-system three-phase AC voltage command; Based on the second PWM signal, the DC bus voltage input to the second inverter is switched to generate a second three-phase AC voltage, and the second three-phase AC voltage is supplied to the two-winding motor. A second PWM controller for supplying,
The carrier phase regulator is
The smaller the speed command is, the closer it is to the phase shifted by 180 ° with respect to the reference carrier phase, and the larger the speed command is, the farther from the phase shifted by 180 ° with respect to the reference carrier phase, the more 90 ° is shifted. as close to were the phase, to generate the variable carrier phase control device, characterized in that. 請求項１に記載の制御装置において、
前記キャリア位相レギュレータは、
前記速度指令に対し一次遅れフィルタ処理を施し、一次遅れ速度指令を算出する第１の演算器と、
前記第１の演算器により算出された前記一次遅れ速度指令の絶対値を｜ω＊ LAG｜とし、予め設定されたフィルタゲインをＰ０とし、前記基準キャリア位相に対して１８０°シフトさせた位相をθ（ω＊）とし、前記可変キャリア位相をθとした場合に、以下の数式：
θ＝（１／（１＋｜ω＊ LAG｜／Ｐ０））×θ（ω＊）
にて、前記可変キャリア位相を算出する第２の演算器と、
を備えたことを特徴とする制御装置。 The control device according to claim 1,
The carrier phase regulator is
A first computing unit that performs first-order lag filter processing on the speed command to calculate a first-order lag speed command;
The absolute value of the first-order lag speed command calculated by the first computing unit is | ω * LAG |, the preset filter gain is P 0, and the phase shifted by 180 ° with respect to the reference carrier phase Is θ (ω * ) and the variable carrier phase is θ, the following mathematical formula:
θ = (1 / (1+ | ω * LAG | / P 0 )) × θ (ω * )
And a second arithmetic unit for calculating the variable carrier phase,
A control device comprising:
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