JP6714157B2

JP6714157B2 - 電源装置およびそれを用いた電源システム

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Publication number: JP6714157B2
Application number: JP2019521627A
Authority: JP
Inventors: 豊田　勝; 勝豊田
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2017-06-01
Filing date: 2017-06-01
Publication date: 2020-06-24
Anticipated expiration: 2037-06-01
Also published as: WO2018220777A1; TW201904179A; JPWO2018220777A1; TWI657648B

Description

この発明は電源装置および電源システムに関し、特に、交流電力を直流電力に変換する順変換器を備えた電源装置とそれを用いた電源システムに関する。

たとえば特開２００８−９２７３４号公報（特許文献１）には、複数のスイッチング素子を含み、商用周波数の交流電力を直流電力に変換する順変換器と、商用周波数の正弦波信号と商用周波数よりも十分に高い周波数の三角波信号との比較結果に基づいて、複数のスイッチング素子を制御するための制御信号を生成する制御装置とを備えた電源装置が開示されている。複数のスイッチング素子の各々は、三角波信号の周波数に応じた値の周波数でオンおよびオフされる。

特開２００８−９２７３４号公報

しかし、従来の電源装置では、スイッチング素子がオンおよびオフされる度にスイッチング損失が発生し、電源装置の効率が低下するという問題があった。

それゆえに、この発明の主たる目的は、高効率の電源装置と、それを用いた電源システムとを提供することである。

この発明に係る電源装置は、複数のスイッチング素子を含み、商用周波数の交流電力を直流電力に変換する順変換器と、参照直流電圧と順変換器の出力直流電圧との偏差がなくなるように商用周波数の正弦波信号を出力する第１の制御部と、正弦波信号と商用周波数よりも高い周波数の三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、複数のスイッチング素子を制御するための制御信号を生成する第２の制御部と、偏差をなくすことが可能な範囲内で三角波信号の周波数を下限値に調整する周波数調整部とを備えたものである。

この発明に係る電源装置では、参照直流電圧と順変換器の出力直流電圧との偏差をなくすことが可能な範囲内で三角波信号の周波数を下限値に調整するので、スイッチング素子のオンおよびオフの回数を下限値に調整することができる。したがって、スイッチング素子で発生するスイッチング損失を小さく抑えることができ、電源装置の効率を高めることができる。

この発明の実施の形態１による安定化電源装置の構成を示す回路ブロック図である。図１に示した安定化電源装置の要部を示す回路図である。図１に示した制御装置のうちのコンバータの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図３に示したゲート制御回路の要部を示す回路ブロック図である。図４に示した電圧指令値、三角波信号、およびゲート信号の波形を例示するタイムチャートである。実施の形態１の変更例を示す回路ブロック図である。実施の形態１の他の変更例を示す回路ブロック図である。実施の形態１のさらに他の変更例を示す回路ブロック図である。この発明の実施の形態２による無停電電源システムの構成を示すブロック図である。図９に示した無停電電源装置Ｕ１の構成を示す回路ブロック図である。この発明の実施の形態３による無停電電源システムの構成を示すブロック図である。図１１に示した無停電電源装置Ｕ０の構成を示す回路ブロック図である。

[実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１による安定化電源装置１の構成を示す回路ブロック図である。この安定化電源装置１は、商用交流電源１５からの三相交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力を安定化された三相交流電力に変換して負荷１６に供給するものである。図１では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（たとえばＵ相）に対応する部分の回路のみが示されている。

図１において、この安定化電源装置１は、交流入力端子Ｔ１、交流出力端子Ｔ２、電磁接触器２，１２、電流検出器３，９、リアクトル５，１０、コンバータ６、直流ラインＬ１、コンデンサ４，７，１１、インバータ８、操作部１３、および制御装置１４を備える。

交流入力端子Ｔ１は、商用交流電源１５から商用周波数の交流電力を受ける。交流出力端子Ｔ２は、負荷１６に接続される。負荷１６は、交流電力によって駆動される。電磁接触器２およびリアクトル５は、交流入力端子Ｔ１とコンバータ６の入力ノードとの間に直列接続される。コンデンサ４は、電磁接触器２とリアクトル５の間のノードＮ１に接続される。電磁接触器２は、安定化電源装置１の使用時にオンされ、たとえば安定化電源装置１のメンテナンス時にオフされる。

ノードＮ１に現れる交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は、制御装置１４によって検出される。電流検出器３は、ノードＮ１に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置１４に与える。

コンデンサ４およびリアクトル５は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源１５からコンバータ６に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ６で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源１５に通過することを防止する。

コンバータ６は、制御装置１４によって制御され、商用交流電源１５から供給される交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１に出力する。コンデンサ７は、直流ラインＬ１に接続され、直流ラインＬ１の電圧を平滑化させる。コンバータ６の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。直流ラインＬ１に現れる直流電圧Ｖｄｃの瞬時値は、制御装置１４によって検出される。直流ラインＬ１は、インバータ８の入力ノードに接続されている。

インバータ８は、制御装置１４によって制御され、コンバータ６から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力する。インバータ８の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。インバータ８の出力ノードはリアクトル１０の一方端子に接続され、リアクトル１０の他方端子（ノードＮ２）は電磁接触器１２を介して交流出力端子Ｔ２に接続される。コンデンサ１１は、ノードＮ２に接続される。

電流検出器９は、インバータ８の出力電流Ｉｏの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置１４に与える。ノードＮ２に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値は、制御装置１４によって検出される。

リアクトル１０およびコンデンサ１１は、低域通過フィルタを構成し、インバータ８で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ２に通過させ、インバータ８で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ２に通過することを防止する。インバータ８、リアクトル１０、およびコンデンサ１１は逆変換器を構成する。電磁接触器１２は、安定化電源装置１の使用時にオンされ、たとえば安定化電源装置１のメンテナンス時にオフされる。

操作部１３は、安定化電源装置１の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部１３を操作することにより、安定化電源装置１の電源をオンおよびオフしたり、安定化電源装置１を手動運転または自動運転させることが可能となっている。

制御装置１４は、操作部１３からの信号、交流入力電圧Ｖｉ、交流入力電流Ｉｉ、直流電圧Ｖｄｃ、交流出力電流Ｉｏ、および交流出力電圧Ｖｏなどに基づいて安定化電源装置１全体を制御する。すなわち、制御装置１４は、直流電圧Ｖｄｃが参照直流電圧Ｖｒになるようにコンバータ６を制御する。

また制御装置１４は、電流検出器９の出力信号Ｉｏｆに基づいて動作し、インバータ８の出力電流Ｉｏ（すなわち負荷電流ＩＬ）と所定値Ｉｃとの大小を比較する。制御装置１４は、Ｉｏ＞Ｉｃである場合には、安定化電源装置１から負荷１６に交流電力が供給されていると判別し、通常運転モード（第２の運転モード）を選択する。制御装置１４は、Ｉｏ＜Ｉｃである場合には、安定化電源装置１から負荷１６に交流電力が供給されていないと判別し、省電力運転モード（第１の運転モード）を選択する。

さらに制御装置１４は、通常運転モードを選択した場合には、商用周波数の正弦波信号と商用周波数よりも十分に高い周波数ｆＨの三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、コンバータ６を制御するための複数のゲート信号（制御信号）を生成する。

さらに制御装置１４は、省電力運転モードを選択した場合には、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにすることが可能な範囲内で三角波信号の周波数を下限値ｆＬに調整し、商用周波数の正弦波信号と周波数ｆＬの三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、コンバータ６を制御するための複数のゲート信号を生成する。

図２は、図１に示した安定化電源装置１の要部を示す回路図である。図１では三相交流電圧のうちの一相に関連する部分のみを示したが、図２では三相に関連する部分を示している。また、電磁接触器２，１２、操作部１３、および制御装置１４の図示は省略されている。

図２において、安定化電源装置１は、交流入力端子Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ１ｃ、交流出力端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ，Ｔ２ｃ、電流検出器７，９，コンデンサ４ａ，４ｂ，４ｃ，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ、リアクトル５ａ，５ｂ，５ｃ，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ、コンバータ６、直流ラインＬ１，Ｌ２、およびインバータ８を備える。

交流入力端子Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ１ｃは、商用交流電源１５（図１）からの三相交流電圧（Ｕ相交流電圧、Ｖ相交流電圧、およびＷ相交流電圧）をそれぞれ受ける。交流出力端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ，Ｔ２ｃには、商用交流電源１５からの三相交流電圧に同期した三相交流電圧が出力される。負荷１６は、交流出力端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ，Ｔ２ｃからの三相交流電圧によって駆動される。

リアクトル５ａ，５ｂ，５ｃの一方端子はそれぞれ交流入力端子Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ１ｃに接続され、それらの他方端子はコンバータ６の入力ノード６ａ，６ｂ，６ｃにそれぞれ接続される。コンデンサ４ａ，４ｂ，４ｃの一方電極はそれぞれリアクトル５ａ〜５ｃの一方端子に接続され、それらの他方電極はともに中性点ＮＰに接続される。

コンデンサ４ａ〜４ｃおよびリアクトル５ａ〜５ｃは、低域通過フィルタを構成し、交流入力端子Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ１ｃからコンバータ６に商用周波数の三相交流電力を通過させ、コンバータ６で発生するスイッチング周波数の信号を遮断する。リアクトル５ａの一方端子に現れる交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は制御装置１４（図１）によって検出される。電流検出器７は、ノードＮ１（すなわち交流入力端子Ｔ１ａ）に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置１４に与える。

コンバータ６は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１〜Ｑ６およびダイオードＤ１〜Ｄ６を含む。ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のコレクタはともに直流ラインＬ１に接続され、それらのエミッタはそれぞれ入力ノード６ａ，６ｂ，６ｃに接続される。ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６のコレクタはそれぞれ入力ノード６ａ，６ｂ，６ｃに接続され、それらのエミッタはともに直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６に逆並列に接続される。

ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４はそれぞれゲート信号Ａｕ，Ｂｕによって制御され、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ５はそれぞれゲート信号Ａｖ，Ｂｖによって制御され、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ６はそれぞれゲート信号Ａｗ，Ｂｗによって制御される。ゲート信号Ｂｕ，Ｂｖ，Ｂｗは、それぞれゲート信号Ａｕ，Ａｖ，Ａｗの反転信号である。

ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３は、それぞれゲート信号Ａｕ，Ａｖ，Ａｗが「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ａｕ，Ａｖ，Ａｗが「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６は、それぞれゲート信号Ｂｕ，Ｂｖ，Ｂｗが「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｂｕ，Ｂｖ，Ｂｗが「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。

ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗの各々は、パルス信号列であり、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの位相とゲート信号Ａｖ，Ｂｖの位相とゲート信号Ａｗ，Ｂｗの位相とは１２０度ずつずれている。ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗは、制御装置１４によって生成される。ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗの生成方法については後述する。

たとえば、交流入力端子Ｔ１ａの電圧レベルが交流入力端子Ｔ１ｂの電圧レベルよりも高い場合は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ５がオンされ、交流入力端子Ｔ１ａからリアクトル５ａ、ＩＧＢＴＱ１、直流ラインＬ１、コンデンサ７、直流ラインＬ２、ＩＧＢＴＱ５、およびリアクトル５ｂを介して交流入力端子Ｔ１ｂに電流が流れ、コンデンサ７が正電圧に充電される。

逆に、交流入力端子Ｔ１ｂの電圧レベルが交流入力端子Ｔ１ａの電圧レベルよりも高い場合は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４がオンされ、交流入力端子Ｔ１ｂからリアクトル５ｂ、ＩＧＢＴＱ２、直流ラインＬ１、コンデンサ７、直流ラインＬ２、ＩＧＢＴＱ４、およびリアクトル５ａを介して交流入力端子Ｔ１ａに電流が流れ、コンデンサ７が正電圧に充電される。他の場合も同様である。

ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，ＢｗによってＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々を所定のタイミングでオンおよびオフさせるとともに、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々のオン時間を調整することにより、入力ノード６ａ〜６ｃに与えられた三相交流電圧を直流電圧Ｖｄｃ（コンデンサ７の端子間電圧）に変換することが可能となっている。

インバータ８は、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６およびダイオードＤ１１〜Ｄ１６を含む。ＩＧＢＴは、スイッチング素子を構成する。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３のコレクタはともに直流ラインＬ１に接続され、それらのエミッタはそれぞれ出力ノード８ａ，８ｂ，８ｃに接続される。ＩＧＢＴＱ１４〜Ｑ１６のコレクタはそれぞれ出力ノード８ａ，８ｂ，８ｃに接続され、それらのエミッタはともに直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６に逆並列に接続される。

ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４はそれぞれゲート信号Ｘｕ，Ｙｕによって制御され、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１５はそれぞれゲート信号Ｘｖ，Ｙｖによって制御され、ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１６はそれぞれゲート信号Ｘｗ，Ｙｗによって制御される。ゲート信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗは、それぞれゲート信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗの反転信号である。

ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３は、それぞれゲート信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗが「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗが「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。ＩＧＢＴＱ１４〜Ｑ１６は、それぞれゲート信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗが「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗが「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。

ゲート信号Ｘｕ，Ｙｕ，Ｘｖ，Ｙｖ，Ｘｗ，Ｙｗの各々は、パルス信号列であり、ＰＷＭ信号である。ゲート信号Ｘｕ，Ｙｕの位相とゲート信号Ｘｖ，Ｙｖの位相とゲート信号Ｘｗ，Ｙｗの位相とは１２０度ずつずれている。ゲート信号Ｘｕ，Ｙｕ，Ｘｖ，Ｙｖ，Ｘｗ，Ｙｗは、制御装置１４によって生成される。

たとえば、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１５がオンすると、正側の直流ラインＬ１がＩＧＢＴＱ１１を介して出力ノード８ａに接続されるとともに、出力ノード８ｂがＩＧＢＴＱ１５を介して負側の直流ラインＬ２に接続され、出力ノード８ａ，８ｂ間に正電圧が出力される。

また、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１４がオンすると、正側の直流ラインＬ１がＩＧＢＴＱ１２を介して出力ノード８ｂに接続されるとともに、出力ノード８ａがＩＧＢＴＱ１４を介して負側の直流ラインＬ２に接続され、出力ノード８ａ，８ｂ間に負電圧が出力される。

ゲート信号Ｘｕ，Ｙｕ，Ｘｖ，Ｙｖ，Ｘｗ，ＹｗによってＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６の各々を所定のタイミングでオンおよびオフさせるとともに、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６の各々のオン時間を調整することにより、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧を三相交流電圧に変換することが可能となっている。

リアクトル１０ａ〜１０ｃの一方端子はインバータ８の出力ノード８ａ，８ｂ，８ｃにそれぞれ接続され、それらの他方端子はそれぞれ交流出力端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ，Ｔ２ｃに接続される。コンデンサ１１ａ，１１ｂ，１１ｃの一方電極はそれぞれリアクトル１０ａ〜１０ｃの他方端子に接続され、それらの他方電極はともに中性点ＮＰに接続される。

リアクトル１０ａ〜１０ｃおよびコンデンサ１１ａ，１１ｂ，１１ｃは、低域通過フィルタを構成し、インバータ８から交流出力端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ，Ｔ２ｃに商用周波数の三相交流電力を通過させ、インバータ８で発生するスイッチング周波数の信号を遮断する。

電流検出器９は、リアクトル１０ａに流れる交流出力電流Ｉｏを検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置１４に与える。リアクトル１０ａの他方端子（ノードＮ２）に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値は制御装置１４（図１）によって検出される。

なお、交流出力端子Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ，Ｔ２ｃに現れる三相交流電圧の電圧変動率は、商用交流電源１５からの三相交流電圧の電圧変動率よりも小さい。交流電圧の電圧変動率は、たとえば、定格電圧を基準（１００％）とした場合における交流電圧の変動範囲で表される。商用交流電源１５から供給される交流電圧Ｖｉの電圧変動率は、定格電圧を基準として±１０％である。これに対して安定化電源装置１から出力される交流電圧Ｖｏの電圧変動率は±２％である。

図３は、図１に示した制御装置１４のうちのコンバータ６の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図３において、制御装置１４は、参照電圧発生回路２１、電圧検出器２２、減算器２３，２５、出力電圧制御回路２４、出力電流制御回路２６、およびゲート制御回路２７を含む。

参照電圧発生回路２１は、参照直流電圧Ｖｒを生成する。この参照直流電圧Ｖｒは、コンデンサ７の端子間電圧（すなわち直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧）Ｖｄｃの定格電圧である。電圧検出器２２は、コンデンサ７の直流電圧Ｖｄｃの瞬時値を検出し、検出値を示す信号Ｖｄｃｆを出力する。減算器２３は、参照直流電圧Ｖｒと電圧検出器２２の出力信号Ｖｄｃｆとの偏差ΔＶｄｃを求める。

出力電圧制御回路２４は、偏差ΔＶｄｃに比例した値と偏差ΔＶｄｃの積分値とを加算して電流指令値Ｉｉｒを生成する。減算器２５は、電流指令値Ｉｉｒと電流検出器３からの信号Ｉｉｆとの偏差ΔＩｉを求める。出力電流制御回路２６は、偏差ΔＩｉに比例した値と偏差ΔＩｉの積分値とを加算して電圧指令値Ｖｉｒを生成する。電圧指令値Ｖｉｒは、商用周波数の正弦波信号となる。

ゲート制御回路２７は、電圧指令値Ｖｉｒ、電流検出器３の出力信号Ｉｉｆ、および減算器２３からの偏差ΔＶｄｃに基づいて、コンバータ６のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６を制御するためのゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗを生成する。

図４は、ゲート制御回路２７の要部を示す回路ブロック図である。図４において、ゲート制御回路２７は、判定器３１、周波数調整部３２、発振器３３、三角波発生器３４、比較器３５、バッファ３６、およびインバータ３７を含む。

判定器３１は、電流検出器９（図１、図２）の出力信号Ｉｏｆに基づいて動作し、インバータ８の出力電流Ｉｏ（すなわち負荷電流ＩＬ）と所定値Ｉｃとの大小を比較し、比較結果を示す信号φ３１を出力する。Ｉｏ＞Ｉｃである場合には、信号φ３１は「Ｌ」レベルにされ、通常運転モード（第２の運転モード）が選択される。Ｉｏ＜Ｉｃである場合には、信号φ３１は「Ｈ」レベルにされ、省電力運転モード（第１の運転モード）が選択される。

周波数調整部３２は、判定器３１の出力信号φ３１と減算器２３（図３）からの偏差ΔＶｄｃとに基づいて、発振器３３の発振周波数（すなわち、発振器３３の出力クロック信号φ３３の周波数）を制御する。発振器３３は、たとえば電圧制御発振器である。発振器３３の発振周波数（すなわち出力クロック信号φ３３の周波数）は制御可能となっている。

周波数調整部３２は、判定器３１の出力信号φ３１が「Ｌ」レベルである場合（通常運転モード時）には、発振器３３の出力クロック信号φ３３の周波数を、商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）よりも十分に高い所定周波数ｆＨ（たとえば２０ＫＨｚ）に設定する。この場合は、コンバータ６のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６が十分に高い周波数ｆＨでスイッチングされるので、コンバータ６の応答速度が速くなる。このため、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きくても、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにすることができ、減算器２３からの偏差ΔＶｄｃ＝Ｖｒ−Ｖｄｃは０となる。

また周波数調整部３２は、判定器３１の出力信号φ３１が「Ｌ」レベルから「Ｈ」レベルに変更された場合（通常運転モードから省電力運転モードに変更された場合）には、発振器３３の出力クロック信号φ３３の周波数を、上記周波数ｆＨから徐々に下降させる。

クロック信号φ３３の周波数を下降させて行くと、コンバータ６のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング周波数が低下し、コンバータ６の応答速度が低下する。このため、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにする応答速度が低下し、減算器２３からの偏差ΔＶｄｃ＝Ｖｒ−Ｖｄｃが負の値になる。

周波数調整部３２は、偏差ΔＶｄｃが負の所定値ＶＭになったとき、発振器３３の出力クロック信号φ３３の周波数の下降を停止させる。この場合、偏差ΔＶｄｃは、ある遅延時間の経過後に０になる。偏差ΔＶｄｃを負の所定値ＶＭよりも低下させると、偏差ΔＶｄｃを０にすることはできなくなる。したがって、周波数調整部３２は、省電力運転モード時には、クロック信号φ３３の周波数を、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにすることが可能な範囲内の下限値ｆＬに調整する。

三角波発生器３４は、発振器３３の出力クロック信号φ３３と同じ周波数の三角波信号Ｃｕを出力する。比較器３５は、出力電流制御回路２６（図３）からの電圧指令値Ｖｉｒと三角波発生器３４からの三角波信号Ｃｕとの高低を比較し、比較結果を示すゲート信号Ａｕを出力する。バッファ３６は、ゲート信号Ａｕをコンバータ６に与える。インバータ３７は、ゲート信号Ａｕを反転させ、ゲート信号Ｂｕを生成してコンバータ６に与える。

ゲート制御回路２７は、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕと同様の方法で、ゲート信号Ａｖ，Ｂｖおよびゲート信号Ａｗ，Ｂｗを生成する。ただし、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの位相とゲート信号Ａｖ，Ｂｖの位相とゲート信号Ａｗ，Ｂｗの位相とは１２０度ずつずれている。

図５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）は、図４に示した電圧指令値Ｖｉｒ、三角波信号Ｃｕ、およびゲート信号Ａｕ，Ｂｕの波形を示すタイムチャートである。図５（Ａ）に示すように、電圧指令値Ｖｉｒは商用周波数の正弦波信号である。三角波信号Ｃｕの周波数は電圧指令値Ｖｉｒの周波数（商用周波数）よりも高い。三角波信号Ｃｕの正側のピーク値は電圧指令値Ｖｉｒの正側のピーク値よりも高い。三角波信号Ｃｕの負側のピーク値は電圧指令値Ｖｉｒの負側のピーク値よりも低い。

図５（Ａ），（Ｂ）に示すように、三角波信号Ｃｕのレベルが電圧指令値Ｖｉｒよりも高い場合はゲート信号Ａｕは「Ｌ」レベルになり、三角波信号Ｃｕのレベルが電圧指令値Ｖｉｒよりも低い場合はゲート信号Ａｕは「Ｈ」レベルになる。ゲート信号Ａｕは、正パルス信号列となる。

電圧指令値Ｖｉｒが正極性である期間では、電圧指令値Ｖｉｒが上昇するとゲート信号Ａｕのパルス幅は増大する。電圧指令値Ｖｉｒが負極性である期間では、電圧指令値Ｖｉｒが下降するとゲート信号Ａｕのパルス幅は減少する。図５（Ｂ），（Ｃ）に示すように、ゲート信号Ｂｕはゲート信号Ａｕの反転信号となる。ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの各々は、ＰＷＭ信号である。

ゲート信号Ａｖ，Ｂｖおよびゲート信号Ａｗ，Ｂｗの各々の波形は、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの波形と同様である。ただし、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの位相とゲート信号Ａｖ，Ｂｖの位相とゲート信号Ａｗ，Ｂｗの位相とは１２０度ずつずれている。

図５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）から分かるように、三角波信号Ｃｕの周波数を高くすると、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗの周波数が高くなり、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング周波数（オンおよびオフの回数／秒）が高くなる。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング周波数が高くなると、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６で発生するスイッチング損失が増大し、安定化電源装置１の効率が低くなる。ただし、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング周波数が高くなると、負荷電流ＩＬが大きい場合でも、直流電圧Ｖｄｃの電圧変動率を小さくすることができる。直流電圧Ｖｄｃが安定すると、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率が減少し、高品質の交流出力電圧Ｖｏが得られる。

逆に、三角波信号Ｃｕの周波数を低くすると、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗの周波数が低くなり、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング周波数が低くなる。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング周波数が低くなると、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６で発生するスイッチング損失が減少し、安定化電源装置１の効率が高くなる。ただし、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６のスイッチング周波数が低くなると、負荷電流ＩＬが大きい場合には、直流電圧Ｖｄｃの電圧変動率が増大する。直流電圧Ｖｄｃが変動すると、交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率が増大し、交流出力電圧Ｖｏの波形が劣化する。

従来の安定化電源装置では、三角波信号Ｃｕの周波数を商用周波数（たとえば６０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数ｆＨ（たとえば２０ＫＨｚ）に固定し、電圧変動率を小さな値（±２％）に抑えている。このため、電圧変動率に対する許容範囲が小さな負荷１６（たとえばコンピュータ）を駆動させることが可能となっている反面、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６で比較的大きなスイッチング損失が発生し、安定化電源装置の効率が低下している。

しかし、負荷電流ＩＬが十分に小さい場合や、負荷１６が待機状態であって電流を消費しない場合には、三角波信号Ｃｕの周波数を上記周波数ｆＨよりも低い周波数ｆＬ（たとえば、１５ＫＨｚ）に設定し、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６で発生するスイッチング損失を低減化することが可能である。

そこで、本実施の形態１では、三角波信号Ｃｕの周波数を比較的高い周波数ｆＨに設定して電圧変動率を低下させる通常運転モードと、交流出力電圧Ｖｏを参照交流電圧Ｖｒにすることが可能な範囲内で三角波信号Ｃｕの周波数を下限値ｆＬに設定してスイッチング損失を低下させる省電力運転モードとが設けられている。インバータ８の出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも大きい場合は通常運転モードが選択され、インバータ８の出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも小さい場合は省電力運転モードが選択される。

次に、この安定化電源装置１の使用方法および動作について説明する。まず安定化電源装置１から負荷１６に交流電力が供給されており、出力電流Ｉｏ（すなわち負荷電流ＩＬ）が所定値Ｉｃよりも大きい場合について説明する。この場合、電磁接触器２，１２はオンされている。商用交流電源１５から供給される三相交流電圧は、コンバータ６によって直流電圧Ｖｄｃに変換される。

すなわち、制御装置１４（図３）では、参照電圧発生回路２１によって参照直流電圧Ｖｒが生成され、電圧検出器２２によって直流電圧Ｖｄｃの検出値を示す信号Ｖｄｃｆが生成される。参照直流電圧Ｖｒと信号Ｖｄｃｆの偏差ΔＶｄｃが減算器２３で生成され、その偏差ΔＶｄｃに基づいて出力電圧制御回路２４によって電流指令値Ｉｉｒが生成される。電流指令値Ｉｉｒと電流検出器３（図１、図２）からの信号Ｉｉｆとの偏差ΔＩｉが減算器２５によって生成され、その偏差ΔＩｉに基づいて出力電流制御回路２６によって電圧指令値Ｖｉｒが生成される。

ゲート制御回路２７（図４）では、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも大きいので判定器３１の出力信号φ３１が「Ｌ」レベルにされ、通常運転モードが選択される。信号φ３１が「Ｌ」レベルにされると、周波数調整部３２、発振器３３、および三角波発生器３４によって比較的高い周波数ｆＨの三角波信号Ｃｕが生成される。電圧指令値Ｖｉｒと三角波信号Ｃｕとが比較器３５によって比較され、バッファ３６およびインバータ３７によってゲート信号Ａｕ，Ｂｕが生成される。

また、ゲート制御回路２７では、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕと同様の方法でゲート信号Ａｖ，Ｂｖおよびゲート信号Ａｗ，Ｂｗが生成される。コンバータ６（図２）では、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗに基づいてＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々がオンおよびオフされ、商用交流電源１５からの商用周波数の三相交流電圧が直流電圧Ｖｄｃに変換される。この直流電圧Ｖｄｃは、インバータ８によって商用周波数の三相交流電圧に再変換されて負荷１６に供給される。負荷１６は、安定化電源装置１から供給される三相交流電力によって運転される。

この通常運転モードでは、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々が比較的高い周波数ｆＨでオンおよびオフするので、負荷電流ＩＬが大きな場合でも、安定した直流電圧Ｖｄｃを生成することができ、電圧変動率が小さな高品質の交流電圧Ｖｏを生成することができる。ただし、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６で発生するスイッチング損失が大きくなり、安定化電源装置１の効率が低下する。

次に、たとえば負荷１６が待機状態であり、安定化電源装置１から負荷１６に交流電力が供給されておらず、出力電流Ｉｏ（すなわち負荷電流ＩＬ）が所定値Ｉｃよりも小さい場合について説明する。この場合でも、電磁接触器２，１２はオンされている。商用交流電源１５から供給される三相交流電圧は、コンバータ６によって直流電圧Ｖｄｃに変換される。

ゲート制御回路２７（図４）では、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも小さいので判定器３１の出力信号φ３１が「Ｈ」レベルにされ、省電力運転モードが選択される。信号φ３１が「Ｈ」レベルにされると、周波数調整部３２によって発振器３３の出力クロック信号φ３３の周波数が上記周波数ｆＨから徐々に下降される。

クロック信号φ３３の周波数が下降すると、直流電圧Ｖｄｃを参照交流電圧Ｖｒにする応答速度が低下し、減算器２３（図３）からの偏差ΔＶｄｃが負の値になる。偏差ΔＶｏが負の所定値ＶＭに到達すると、周波数調整部３２によって発振器３３の発振周波数の下降が停止される。これにより、交流出力電圧Ｖｏを参照交流電圧Ｖｒにすることが可能な範囲内でクロック信号φ３３の周波数が下限値ｆＬに設定される。

三角波発生器３４によってクロック信号φ３３と同じ周波数ｆＬの三角波信号Ｃｕが生成される。電圧指令値Ｖｉｒと三角波信号Ｃｕとが比較器３５によって比較され、バッファ３６およびインバータ３７によってゲート信号Ａｕ，Ｂｕが生成される。

また、ゲート制御回路２７では、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕと同様の方法でゲート信号Ａｖ，Ｂｖおよびゲート信号Ａｗ，Ｂｗが生成される。コンバータ６（図２）では、ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗに基づいてＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々がオンおよびオフされ、商用交流電源１５からの商用周波数の三相交流電圧が直流電圧Ｖｄｃに変換される。この直流電圧Ｖｄｃは、インバータ８によって商用周波数の三相交流電圧に再変換されて負荷１６に供給される。負荷１６は、三相交流電圧を受け、電流を消費せずに待機する。

この省電力運転モードでは、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々が比較的低い周波数ｆＬでオンおよびオフするので、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６で発生するスイッチング損失が小さくなり、安定化電源装置１の効率が高くなる。

以上のように、この実施の形態１では、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも大きい場合は、三角波信号Ｃｕの周波数を比較的高い周波数ｆＨに設定し、負荷電流ＩＬが所定値Ｉｃよりも小さい場合は、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにすることが可能な範囲内で三角波信号Ｃｕの周波数を下限値ｆＬに設定する。したがって、負荷１６が電流を消費しない待機状態である場合には、コンバータ６のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６で発生するスイッチング損失を低減することができ、安定化電源装置１の効率を高めることができる。

図６は、実施の形態１の変更例を示す回路ブロック図であって、図４と対比される図である。図６において、この変更例では、周波数調整部３２が周波数調整部４１で置換されている。周波数調整部４１は、判定器３１の出力信号φ３１が「Ｈ」レベルにされた場合には、減算器２３からの偏差ΔＶｏをモニタしながら、発振器３３の出力クロック信号φ３３の周波数をｆＨから下降させる。

クロック信号φ３３の周波数を下降させて行くと、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにする応答速度が遅くなり、減算器２３からの偏差ΔＶｄｃ＝Ｖｒ−Ｖｄｃｆが負の値になる。偏差ΔＶｄｃが負の所定値Ｖｍに到達したとき、周波数調整部４１は、発振器３３の出力クロック信号φ３３の周波数を徐々に上昇させ、ΔＶｄｃ＝０となったときにクロック信号φ３３の周波数の上昇を停止させる。

これにより、クロック信号φ３３の周波数は、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにすることが可能な範囲内で下限値ｆＬに設定される。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。この変更例でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

図７は、実施の形態１の他の変更例を示す回路ブロック図であって、図４と対比される図である。図７において、この変更例では、周波数調整部３２が周波数調整部４２で置換されている。周波数調整部４２は、判定器３１の出力信号φ３１が「Ｈ」レベルから「Ｌ」レベルに立ち下げられた場合には、減算器２３からの偏差ΔＶｄｃをモニタしながら、発振器３３の出力クロック信号φ３３の周波数を下限値ｆＬから上昇させる。

クロック信号φ３３の周波数を上昇させて行くと、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにする応答速度が速くなり、減算器２３からの偏差ΔＶｄｃ＝Ｖｒ−Ｖｄｃｆが負の値から０に向かって変化する。周波数調整部４１は、ΔＶｄｃ＝０となったときにクロック信号φ３３の周波数の上昇を停止させる。

これにより、クロック信号φ３３の周波数（すなわち三角波信号Ｃｕの周波数）は、負荷電流ＩＬの大きさに関係なく、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにすることが可能な範囲内において下限値に設定される。他の構成および動作は、実施の形態１と同じであるので、その説明は繰り返さない。この変更例でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

図８は、実施の形態１のさらに他の変更例を示す回路ブロック図であって、図４と対比される図である。図８において、この変更例では、判定器３１と周波数調整部３２との間にスイッチ４３が追加されている。スイッチ４３の第１端子４３ａは判定器３１の出力信号φ３１を受け、スイッチ４３の第２端子４３ｂは操作部１３（図１）で生成される信号ＳＥを受け、スイッチ４３の共通端子４３ｃは周波数調整部３２に接続される。安定化電源装置１の使用者は、操作部１３を操作して信号φ４３および信号ＳＥを生成する。

スイッチ４３は、操作部１３で生成される信号φ４３によって制御される。信号φ４３が「Ｈ」レベルである場合は、スイッチ４３の第１端子４３ａおよび共通端子４３ｃ間が導通し、判定器３１の出力信号φ３１がスイッチ４３を介して周波数調整部３２に与えられる。この場合、この変更例は実施の形態１と同じになる。

信号φ４３が「Ｌ」レベルである場合は、スイッチ４３の第２端子４３ｂおよび共通端子４３ｃ間が導通し、操作部１３からの信号ＳＥがスイッチ４３を介して周波数調整部３２に与えられる。周波数調整部３２は、信号ＳＥが「Ｌ」レベルである場合は、発振器３３の出力クロック信号φ３３の周波数を比較的高い周波数ｆＨに設定する。

また周波数調整部３２は、信号ＳＥが「Ｈ」レベルである場合は、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにすることが可能な範囲内で発振器３３の出力クロック信号φ３３の周波数を下限値ｆＬに設定する。

すなわち、周波数調整部３２は、信号ＳＥが「Ｈ」レベルである場合において、負荷電流ＩＬが減少して偏差ΔＶｄｃが正の値になったときには、偏差ΔＶｄｃをモニタしながら三角波信号Ｃｕの周波数を下降させ、偏差ΔＶｄｃが負の値ＶＭになったときに三角波信号Ｃｕの周波数の下降を停止させることにより、三角波信号Ｃｕの値を下限値に調整する。

また周波数調整部３２は、信号ＳＥが「Ｈ」レベルである場合において、負荷電流ＩＬが増加して偏差ΔＶｏが負の値になったときには、偏差ΔＶｏをモニタしながら三角波信号Ｃｕの周波数を上昇させ、偏差ΔＶｄｃが０になったときに三角波信号Ｃｕの周波数の上昇を停止させることにより、三角波信号Ｃｕの値を下限値に調整する。

この変更例では、実施の形態１と同じ効果が得られる他、操作部１３を操作することにより、三角波信号Ｃｕの周波数を比較的高い値ｆＨに設定する通常運転モード（φ４３＝Ｌ，ＳＥ＝Ｌ）と、三角波信号Ｃｕの周波数を下限値ｆＬに設定する省電力運転モード（φ４３＝Ｌ，ＳＥ＝Ｈ）とのうちの所望の運転モードを選択することができる。なお、周波数調整部３２の代わりに周波数調整部４１（図６）または周波数調整部４２（図７）を設けてもよい。

[実施の形態２］
図９は、この発明の実施の形態２による無停電電源システムの構成を示すブロック図である。図９において、この無停電電源システムは、安定化電源装置１、複数（図９では２つ）の無停電電源装置Ｕ１，Ｕ２、および複数（この場合は２つ）のバッテリＢ１，Ｂ２を備える。

安定化電源装置１は、図１に示したように、交流入力端子Ｔ１および交流出力端子Ｔ２を含む。交流入力端子Ｔ１は、バイパス交流電源４５からの交流電圧Ｖｉを受ける。バイパス交流電源４５は、交流電力を出力する自家発電機であってもよいし、商用交流電源であっても構わない。

安定化電源装置１は、実施の形態１で説明したように、バイパス交流電源４５から受けた交流電圧Ｖｉを直流電圧Ｖｄｃに一旦変換し、その直流電圧Ｖｄｃを商用周波数の交流電圧Ｖｏに変換して交流出力端子Ｔ２に出力する。交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率（たとえば±２％）は、交流入力電圧Ｖｉの電圧変動率（たとえば±１０％）よりも小さい。

また安定化電源装置１は、実施の形態１で説明したように、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも小さい場合には、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにすることが可能な範囲で三角波信号Ｃｕの周波数を下限値ｆＬに調整し、コンバータ６で発生する損失を低減する。また安定化電源装置１は、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも大きい場合は、三角波信号Ｃｕの周波数を比較的高い値ｆＨに設定し、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒに安定に維持する。

無停電電源装置Ｕ１，Ｕ２の各々は、交流入力端子Ｔ１１、バイパス入力端子Ｔ１２、バッテリ端子Ｔ１３、および交流出力端子Ｔ１４を備える。交流入力端子Ｔ１１は、商用交流電源１５から商用周波数の交流電圧Ｖｉを受ける。バイパス入力端子Ｔ１２は、安定化電源装置１の交流出力端子Ｔ２から交流電圧Ｖｏを受ける。

バッテリ端子Ｔ１３は、対応するバッテリＢ１またはＢ２に接続される。バッテリＢ１，Ｂ２の各々は、直流電力を蓄える。交流出力端子Ｔ１４は、対応する負荷ＬＤ１またはＬＤ２に接続される。負荷ＬＤ１，ＬＤ２は、それぞれ無停電電源装置Ｕ１，Ｕ２から供給される交流電力によって駆動される。

無停電電源装置Ｕ１は、商用交流電源１５から交流電力が供給されている通常時には、商用交流電源１５からの交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力をバッテリＢ１に蓄えるとともに、商用周波数の交流電力に変換して負荷ＬＤ１に供給する。

このとき無停電電源装置Ｕ１は、商用交流電源１５から受けた交流電圧Ｖｉを直流電圧Ｖｄｃに一旦変換し、その直流電圧Ｖｄｃを商用周波数の交流電圧Ｖｏに変換して交流出力端子Ｔ１４に出力する。交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率（たとえば±２％）は、交流入力電圧Ｖｉの電圧変動率（たとえば±１０％）よりも小さい。

また無停電電源装置Ｕ１は、商用交流電源１５からの交流電力の供給が停止された停電時には、バッテリＢ１の直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷ＬＤ１に供給する。したがって、停電が発生した場合でも、バッテリＢ１に直流電力が蓄えられている期間は、負荷ＬＤ１の運転を継続することができる。

さらに無停電電源装置Ｕ１は、内蔵のインバータが故障した場合には、安定化電源装置１からの交流電力を負荷ＬＤ１に供給する。無停電電源装置Ｕ２も、無停電電源装置Ｕ１と同じである。

無停電電源装置Ｕ１，Ｕ２のインバータが故障していない場合は、安定化電源装置１から負荷ＬＤ１，ＬＤ２への電力供給は行なわれないので、安定化電源装置１の出力電流Ｉｏは所定値Ｉｃよりも小さい。この場合は、安定化電源装置１のコンバータ６は下限値ｆＬの周波数で駆動され、コンバータ６で発生する損失は小さくされる。

無停電電源装置Ｕ１（またはＵ２）のインバータが故障した場合は、安定化電源装置１から負荷ＬＤ１（またはＬＤ２）に交流電力が供給されるので、安定化電源装置１の出力電流Ｉｏは所定値Ｉｃよりも大きくなる。この場合は、安定化電源装置１のコンバータ６は比較的高い周波数ｆＨで駆動され、電圧変動率の小さな交流電圧Ｖｏが負荷ＬＤ１（またはＬＤ２）に供給される。

図１０は、無停電電源装置Ｕ１の構成を示す回路ブロック図である。この無停電電源装置Ｕ１は、商用交流電源１５からの三相交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して負荷ＬＤ１に供給するものである。図１０では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（たとえばＵ相）に対応する部分の回路のみが示されている。

図１０において、この無停電電源装置Ｕ１は、交流入力端子Ｔ１１、バイパス入力端子Ｔ１２、バッテリ端子Ｔ１３、および交流出力端子Ｔ１４を備える。交流入力端子Ｔ１１は、商用交流電源１５から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス入力端子Ｔ１２は、安定化電源装置１から商用周波数の交流電力を受ける。

バッテリ端子Ｔ１３は、バッテリ（電力貯蔵装置）Ｂ１に接続される。バッテリＢ１は、直流電力を蓄える。バッテリＢ１の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。交流出力端子Ｔ１４は、負荷ＬＤ１に接続される。負荷ＬＤ１は、交流電力によって駆動される。

この無停電電源装置Ｕ１は、さらに、電磁接触器５１，５７，６３，６５、電流検出器５２，６０、コンデンサ５３，５８，６２、リアクトル５４，６１、コンバータ５５、双方向チョッパ５６、インバータ５９、半導体スイッチ６４、操作部６６、および制御装置６７を備える。

電磁接触器５１およびリアクトル５４は、交流入力端子Ｔ１１とコンバータ５５の入力ノードとの間に直列接続される。コンデンサ５３は、電磁接触器５１とリアクトル５４の間のノードＮ１１に接続される。電磁接触器５１は、無停電電源装置Ｕ１の使用時にオンされ、たとえば無停電電源装置Ｕ１のメンテナンス時にオフされる。

ノードＮ１１に現れる交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は、制御装置６７によって検出される。交流入力電圧Ｖｉの瞬時値に基づいて、停電の発生の有無などが判別される。電流検出器５２は、ノードＮ１１に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置６７に与える。

コンデンサ５３およびリアクトル５４は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源１５からコンバータ５５に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ５５で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源１５に通過することを防止する。

コンバータ５５は、制御装置６７によって制御され、商用交流電源１５から交流電力が供給されている通常時は、交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１１に出力する。商用交流電源１５からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ５５の運転は停止される。

コンバータ５５は、コンバータ６（図２）と同じ構成であり、６組のＩＧＢＴおよびダイオードを含む。コンバータ５５の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。コンデンサ５３、リアクトル５４、およびコンバータ５５は順変換器を構成する。

コンデンサ５８は、直流ラインＬ１１に接続され、直流ラインＬ１１の電圧を平滑化させる。直流ラインＬ１１に現れる直流電圧Ｖｄｃの瞬時値は、制御装置６７によって検出される。直流ラインＬ１１は双方向チョッパ５６の高電圧側ノードに接続され、双方向チョッパ５６の低電圧側ノードは電磁接触器５７を介してバッテリ端子Ｔ１３に接続される。

電磁接触器５７は、無停電電源装置Ｕ１の使用時はオンされ、たとえば無停電電源装置Ｕ１およびバッテリＢ１のメンテナンス時にオフされる。バッテリ端子Ｔ１３に現れるバッテリＢ１の端子間電圧Ｖｂの瞬時値は、制御装置６７によって検出される。

双方向チョッパ５６は、制御装置６７によって制御され、商用交流電源１５から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ５５によって生成された直流電力をバッテリＢ１に蓄え、商用交流電源１５からの交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリＢ１の直流電力を直流ラインＬ１１を介してインバータ５９に供給する。

双方向チョッパ５６は、直流電力をバッテリＢ１に蓄える場合は、直流ラインＬ１１の直流電圧Ｖｄｃを降圧してバッテリＢ１に与える。また、双方向チョッパ５６は、バッテリＢ１の直流電力をインバータ５９に供給する場合は、バッテリＢ１の端子間電圧Ｖｂを昇圧して直流ラインＬ１１に出力する。直流ラインＬ１１は、インバータ５９の入力ノードに接続されている。

インバータ５９は、制御装置６７によって制御され、コンバータ５５または双方向チョッパ５６から直流ラインＬ１１を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力する。すなわち、インバータ５９は、通常時はコンバータ５５から直流ラインＬ１１を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、停電時はバッテリＢ１から双方向チョッパ５６を介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ５９の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。インバータ５９は、インバータ８（図２）と同じ構成であり、６組のＩＧＢＴおよびダイオードを含む。

インバータ５９の出力ノードはリアクトル６１の一方端子に接続され、リアクトル６１の他方端子（ノードＮ１２）は電磁接触器６３を介して交流出力端子Ｔ４に接続される。コンデンサ６２は、ノードＮ１２に接続される。

電流検出器６０は、インバータ５９の出力電流Ｉｏの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置６７に与える。ノードＮ１２に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値は、制御装置６７によって検出される。

リアクトル６１およびコンデンサ６２は、低域通過フィルタを構成し、インバータ５９で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ１４に通過させ、インバータ５９で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ１４に通過することを防止する。インバータ５９、リアクトル６１、およびコンデンサ６２は逆変換器を構成する。

電磁接触器６３は、制御装置６７によって制御され、インバータ５９によって生成された交流電力を負荷ＬＤ１に供給するインバータ給電モード時にはオンされ、安定化電源装置１からの交流電力を負荷ＬＤ１に供給するバイパス給電モード時にはオフされる。

半導体スイッチ６４は、サイリスタを含み、バイパス入力端子Ｔ１２と交流出力端子Ｔ１４との間に接続される。電磁接触器６５は、半導体スイッチ６４に並列接続される。半導体スイッチ６４は、制御装置６７によって制御され、通常はオフされ、インバータ５９が故障した場合は瞬時にオンし、安定化電源装置１からの交流電力を負荷ＬＤ１に供給する。半導体スイッチ６４は、オンしてから所定時間経過後にオフする。

電磁接触器６５は、インバータ５９によって生成された交流電力を負荷ＬＤ１に供給するインバータ給電モード時にはオフされ、安定化電源装置１からの交流電力を負荷ＬＤ１に供給するバイパス給電モード時にはオンされる。

また、電磁接触器６５は、インバータ５９が故障した場合にオンし、安定化電源装置１からの交流電力を負荷ＬＤ１に供給する。つまり、インバータ５９が故障した場合は、半導体スイッチ６４が瞬時に所定時間だけオンするとともに電磁接触器６５がオンする。これは、半導体スイッチ６４が過熱されて破損するのを防止するためである。

操作部６６は、無停電電源装置Ｕ１の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部６６を操作することにより、無停電電源装置Ｕ１の電源をオンおよびオフしたり、バイパス給電モードおよびインバータ給電モードのうちのいずれか一方のモードを選択することが可能となっている。

制御装置６７は、操作部６６からの信号、交流入力電圧Ｖｉ、交流入力電流Ｉｉ、直流電圧Ｖｄｃ、バッテリ電圧Ｖｂ、交流出力電流Ｉｏ、および交流出力電圧Ｖｏなどに基づいて無停電電源装置Ｕ１全体を制御する。すなわち、制御装置６７は、交流入力電圧Ｖｉの検出値に基づいて停電が発生したか否かを検出し、交流入力電圧Ｖｉの位相に同期してコンバータ５５およびインバータ５９を制御する。

さらに制御装置６７は、商用交流電源１５から交流電力が供給されている通常時は、直流電圧Ｖｄｃが参照直流電圧Ｖｒになるようにコンバータ５５を制御し、商用交流電源１５からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ５５の運転を停止させる。

さらに制御装置６７は、通常時は、バッテリ電圧Ｖｂが参照バッテリ電圧Ｖｂｒになるように双方向チョッパ５６を制御し、停電時は、直流電圧Ｖｄｃが参照直流電圧Ｖｒになるように双方向チョッパ５６を制御する。さらに制御装置６７は、交流出力電圧Ｖｏが参照交流電圧Ｖｏｒになるようにインバータ５９を制御する。

次に、この無停電電源装置Ｕ１の動作について説明する。無停電電源装置Ｕ１の使用者が操作部６６を操作してインバータ給電モードを選択したものとする。商用交流電源１５から交流電力が供給されている通常時において、インバータ給電モードが選択されると、半導体スイッチ６４および電磁接触器６５がオフするとともに、電磁接触器５１，５７，６３がオンする。

商用交流電源１５から供給される交流電力は、コンバータ５５によって直流電力に変換される。コンバータ５５によって生成された直流電力は、双方向チョッパ５６によってバッテリＢ１に蓄えられるとともに、インバータ５９によって商用周波数の交流電力に変換されて負荷ＬＤ１に供給される。

商用交流電源１５からの交流電力の供給が停止されると、すなわち停電が発生すると、コンバータ５５の運転が停止され、バッテリＢ１の直流電力が双方向チョッパ５６によってインバータ５９に供給される。インバータ５９は、双方向チョッパ５６からの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷ＬＤ１に供給する。したがって、バッテリＢ１に直流電力が蓄えられている期間は、負荷ＬＤ１の運転を継続することができる。

このようにインバータ給電モードにおいてインバータ５９が故障していない場合には、安定化電源装置１から負荷ＬＤ１への電力供給は行なわれないので、安定化電源装置１の出力電流Ｉｏは約０Ａであり、所定値Ｉｃよりも小さい。このため、安定化電源装置１のコンバータ６は下限値の周波数ｆＬで駆動され、コンバータ６で発生する損失は小さく抑えられる。

インバータ給電モード時においてインバータ５９が故障した場合には、半導体スイッチ６４が瞬時にオンし、電磁接触器６３がオフするとともに、電磁接触器６５がオンする。これにより、安定化電源装置１からの交流電力が半導体スイッチ６４および電磁接触器６５を介して負荷ＬＤ１に供給され、負荷ＬＤ１の運転が継続される。一定時間後に半導体スイッチ６４がオフされ、半導体スイッチ６４が過熱されて破損することが防止される。

この場合は、安定化電源装置１から負荷ＬＤ１に交流電力が供給されるので、安定化電源装置１の出力電流Ｉｏは所定値Ｉｃよりも大きくなる。このため、安定化電源装置１のコンバータ６は比較的高い周波数ｆＨで駆動され、電圧変動率の小さな交流電圧Ｖｏが負荷ＬＤ１に供給される。

また、無停電電源装置Ｕ１の使用者が操作部６６を操作してバイパス給電モードを選択した場合は、インバータ給電モード時においてインバータ５９が故障した場合と同様になる。すなわち、電磁接触器６３および半導体スイッチ６４がオフするとともに電磁接触器６５がオンし、安定化電源装置１から電磁接触器６５を介して負荷ＬＤ１に交流電力が供給される。このとき、安定化電源装置１の出力電流Ｉｏは所定値Ｉｃよりも大きくなるので、安定化電源装置１のコンバータ６は比較的高い周波数ｆＨで駆動され、電圧変動率の小さな交流電圧Ｖｏが負荷ＬＤ１に供給される。

無停電電源装置Ｕ２の構成および動作は、無停電電源装置Ｕ１と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態２でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

[実施の形態３］
図１１は、この発明の実施の形態３による無停電電源システムの構成を示すブロック図であって、図９と対比される図である。図１１を参照して、この無停電電源システムが図９の無停電電源システムと異なる点は、安定化電源装置１が無停電電源装置Ｕ０およびバッテリＢ０で置換されている点である。

無停電電源装置Ｕ０は、安定化電源装置１および無停電電源装置Ｕ１の両方の機能を有する。すなわち、無停電電源装置Ｕ０は、交流入力端子Ｔ１１、バイパス入力端子Ｔ１２、バッテリ端子Ｔ１３、および交流出力端子Ｔ１４を備える。交流入力端子Ｔ１１は、商用交流電源１５から商用周波数の交流電圧Ｖｉを受ける。バイパス入力端子Ｔ１２は、バイパス交流電源４５から商用周波数の交流電圧Ｖｉを受ける。バッテリ端子Ｔ１３は、バッテリＢ０に接続される。バッテリＢ０は、直流電力を蓄える。交流出力端子Ｔ１４は、無停電電源装置Ｕ１，Ｕ２のバイパス入力端子Ｔ１２に接続される。

無停電電源装置Ｕ０は、商用交流電源１５から交流電力が供給されている通常時には、商用交流電源１５からの交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力をバッテリＢ０に蓄えるとともに、商用周波数の交流電力に変換して無停電電源装置Ｕ１，Ｕ２のバイパス入力端子Ｔ１２に供給する。

このとき無停電電源装置Ｕ０は、商用交流電源１５から受けた交流電圧Ｖｉを直流電圧Ｖｄｃに一旦変換し、その直流電圧Ｖｄｃを商用周波数の交流電圧Ｖｏに変換して交流出力端子Ｔ１４に出力する。交流出力電圧Ｖｏの電圧変動率（たとえば±２％）は、交流入力電圧Ｖｉの電圧変動率（たとえば±１０％）よりも小さい。

また無停電電源装置Ｕ０は、商用交流電源１５からの交流電力の供給が停止された停電時には、バッテリＢ０の直流電力を商用周波数の交流電力に変換して交流出力端子Ｔ１４に出力する。したがって、たとえば無停電電源装置Ｕ１がバイパス給電モードである場合において停電が発生したときでも、バッテリＢ０に直流電力が蓄えられている期間は、負荷ＬＤ１の運転を継続することができる。

さらに無停電電源装置Ｕ０は、内蔵のインバータが故障した場合には、バイパス交流電源４５からの交流電力を無停電電源装置Ｕ１，Ｕ２のバイパス入力端子Ｔ１２に供給する。

さらに無停電電源装置Ｕ０は、安定化電源装置１と同様に、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも小さい場合には、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにすることが可能な範囲で三角波信号Ｃｕの周波数を下限値ｆＬに調整し、コンバータ５５で発生する損失を低減する。また無停電電源装置Ｕ０は、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも大きい場合は、三角波信号Ｃｕの周波数を比較的高い値ｆＨに設定し、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒに安定に維持する。

無停電電源装置Ｕ１，Ｕ２のインバータ５９が故障していない場合は、無停電電源装置Ｕ０から負荷ＬＤ１，ＬＤ２への電力供給は行なわれないので、無停電電源装置Ｕ０の出力電流Ｉｏは所定値Ｉｃよりも小さい。この場合は、無停電電源装置Ｕ０のコンバータ５５は下限値ｆＬの周波数で駆動され、コンバータ５５で発生する損失は小さくされる。

無停電電源装置Ｕ１（またはＵ２）のインバータが故障した場合は、無停電電源装置Ｕ０から負荷ＬＤ１（またはＬＤ２）に交流電力が供給されるので、無停電電源装置Ｕ０の出力電流Ｉｏは所定値Ｉｃよりも大きくなる。この場合は、無停電電源装置Ｕ０のコンバータ５５は比較的高い周波数ｆＨで駆動され、電圧変動率の小さな交流電圧Ｖｏが負荷ＬＤ１（またはＬＤ２）に供給される。

図１２は、無停電電源装置Ｕ０の構成を示す回路ブロック図であって、図１０と対比される図である。図１２を参照して、無停電電源装置Ｕ０が図１０の無停電電源装置Ｕ１と異なる点は、制御装置６７が制御装置７０で置換されている点である。

制御装置７０は、制御装置６７と同じ動作を行なう他、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも小さい場合には、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒにすることが可能な範囲で三角波信号Ｃｕの周波数を下限値ｆＬに調整し、コンバータ５５で発生する損失を低減する。また制御装置７０は、出力電流Ｉｏが所定値Ｉｃよりも大きい場合は、三角波信号Ｃｕの周波数を比較的高い値ｆＨに設定し、直流電圧Ｖｄｃを参照直流電圧Ｖｒに安定に維持する。

他の構成および動作は、実施の形態２と同じであるので、その説明は繰り返さない。この実施の形態３でも、実施の形態１と同じ効果が得られる。

なお、上記実施の形態１，２，３および種々の変更例を適宜組み合わせてもよいことは言うまでもない。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１安定化電源装置、Ｔ１，Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ１ｃ，Ｔ１１交流入力端子、Ｔ２，Ｔ２ａ，Ｔ２ｂ，Ｔ２ｃ，Ｔ１４交流出力端子、Ｔ１２バイパス入力端子、Ｔ１３バッテリ端子、２，１２，５１，５７，６３，６５電磁接触器、３，９，５２，６０電流検出器、４，４ａ，４ｂ，４ｃ，７，１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ，５３，５８，６２コンデンサ、５，５ａ，５ｂ，５ｃ，１０，１０ａ，１０ｂ，１０ｃ，５４，６１リアクトル、６，５５コンバータ、８，３７，５９インバータ、１３，６６操作部、１４，６７，７０制御装置、１５商用交流電源、１６，ＬＤ１，ＬＤ２負荷、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ１１〜Ｄ１６ダイオード、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１１〜Ｑ１６ＩＧＢＴ、２１参照電圧発生回路、２２電圧検出器、２３，２５減算器、２４出力電圧制御回路、２６出力電流制御回路、２７ゲート制御回路、３１判定器、３２，４１，４２周波数調整部、３３発振器、３４三角波発生器、３５比較器、３６バッファ、４３スイッチ、Ｕ０，Ｕ１，Ｕ２無停電電源装置、Ｂ０，Ｂ１，Ｂ２バッテリ、４５バイパス交流電源、５６双方向チョッパ、６４半導体スイッチ。

Claims

複数のスイッチング素子を含み、商用周波数の交流電力を直流電力に変換する順変換器と、
参照直流電圧と前記順変換器の出力直流電圧との偏差がなくなるように前記商用周波数の正弦波信号を出力する第１の制御部と、
前記正弦波信号と前記商用周波数よりも高い周波数の三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、前記複数のスイッチング素子を制御するための制御信号を生成する第２の制御部と、
前記偏差をなくすことが可能な範囲内で前記三角波信号の周波数を下限値に調整する周波数調整部とを備え、
前記周波数調整部は、前記三角波信号の周波数を下降させている場合において前記偏差が負の所定値に到達したときには、前記三角波信号の周波数を上昇させ、かつ、前記偏差が０となったときに前記三角波信号の周波数の上昇を停止させることにより、前記三角波信号の周波数を前記下限値に調整する、電源装置。
前記周波数調整部は、前記偏差をなくすことが可能な範囲内で前記三角波信号の周波数を前記下限値に調整する第１の運転モードと、前記下限値よりも大きな予め定められた値に前記三角波信号の周波数を設定する第２の運転モードとのうちの選択された方の運転モードを実行する、請求項１に記載の電源装置。
さらに、前記順変換器によって生成された直流電力を前記商用周波数の交流電力に変換して負荷に供給する逆変換器と、
負荷電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器の検出値が予め定められた電流値よりも小さい場合は前記第１の運転モードを選択し、前記電流検出器の検出値が前記予め定められた電流値よりも大きい場合は前記第２の運転モードを選択する選択部とを備える、請求項２に記載の電源装置。
さらに、前記第１および第２の運転モードのうちの所望の運転モードを選択する選択部を備える、請求項２に記載の電源装置。
さらに、直流電力を前記商用周波数の交流電力に変換して負荷に供給する逆変換器を備え、
前記順変換器は、商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換し、
前記商用交流電源から交流電力が供給されている通常時は、前記順変換器によって生成された直流電力が前記逆変換器に供給されるとともに電力貯蔵装置に蓄えられ、
前記商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は、前記電力貯蔵装置の直流電力が前記逆変換器に供給される、請求項１に記載の電源装置。
さらに、前記逆変換器で生成された前記商用周波数の交流電力とバイパス交流電源から供給される前記商用周波数の交流電力とを受け、前記逆変換器が正常である場合は前記逆変換器からの交流電力を前記負荷に与え、前記逆変換器が故障した場合は前記バイパス交流電源からの交流電力を前記負荷に与える切換回路を備える、請求項５に記載の電源装置。
第１および第２の電源装置を備え、
前記第１の電源装置は、
商用交流電源からの商用周波数の交流電力を直流電力に変換する第１の順変換器と、
直流電力を前記商用周波数の交流電力に変換する第１の逆変換器とを含み、
前記商用交流電源から交流電力が供給されている通常時は、前記第１の順変換器によって生成された直流電力が前記第１の逆変換器に供給されるとともに第１の電力貯蔵装置に蓄えられ、
前記商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は、前記第１の電力貯蔵装置の直流電力が前記第１の逆変換器に供給され、
前記第２の電源装置は、
複数のスイッチング素子を有し、前記商用周波数の交流電力を直流電力に変換する第２の順変換器と、
前記第２の順変換器によって生成された直流電力を前記商用周波数の交流電力に変換する第２の逆変換器と、
参照直流電圧と前記第２の順変換器の出力直流電圧と偏差がなくなるように前記商用周波数の正弦波信号を出力する第１の制御部と、
前記正弦波信号と前記商用周波数よりも高い周波数の三角波信号との高低を比較し、その比較結果に基づいて、前記複数のスイッチング素子を制御するための制御信号を生成する第２の制御部と、
前記偏差をなくすことが可能な範囲内で前記三角波信号の周波数を下限値に調整する周波数調整部とを含み、
前記周波数調整部は、前記三角波信号の周波数を下降させている場合において前記偏差が負の所定値に到達したときには、前記三角波信号の周波数を上昇させ、かつ、前記偏差が０となったときに前記三角波信号の周波数の上昇を停止させることにより、前記三角波信号の周波数を前記下限値に調整するように構成され、
前記第１の電源装置が正常である場合は、前記第１の逆変換器から負荷に交流電力が供給されるとともに、前記第２の逆変換器から前記負荷への交流電力の供給は停止され、
前記第１の電源装置が故障した場合は、前記第１の逆変換器から前記負荷への交流電力の供給が停止されるとともに、前記第２の逆変換器から前記負荷に交流電力が供給される、電源システム。
前記周波数調整部は、前記偏差をなくすことが可能な範囲内で前記三角波信号の周波数を下限値に調整する第１の運転モードと、前記下限値よりも大きな予め定められた値に前記三角波信号の周波数を設定する第２の運転モードとのうちの選択された方の運転モードを実行する、請求項７に記載の電源システム。
前記第２の電源装置は、
さらに、前記第２の逆変換器の出力電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器の検出値が予め定められた電流値よりも小さい場合は前記第１の運転モードを選択し、前記電流検出器の検出値が前記予め定められた電流値よりも大きい場合は前記第２の運転モードを選択する選択部とを含む、請求項８に記載の電源システム。
前記第２の電源装置は、さらに、前記第１および第２の運転モードのうちの所望の運転モードを選択する選択部を含む、請求項８に記載の電源システム。
前記第２の順変換器は、バイパス交流電源からの前記商用周波数の交流電力を直流電力に変換する、請求項７に記載の電源システム。
前記第２の順変換器は、前記商用交流電源からの交流電力を直流電力に変換し、
前記商用交流電源から交流電力が供給されている通常時は、前記第２の順変換器によって生成された直流電力が前記第２の逆変換器に供給されるとともに第２の電力貯蔵装置に蓄えられ、
前記商用交流電源からの交流電力の供給が停止された停電時は、前記第２の電力貯蔵装置の直流電力が前記第２の逆変換器に供給される、請求項７に記載の電源システム。
前記第１の電源装置は、さらに、前記第１の逆変換器で生成された前記商用周波数の交流電力を受ける第１の入力ノードと、前記第２の電源装置からの前記商用周波数の交流電力を受ける第２の入力ノードと、前記負荷に接続される第１の出力ノードとを含み、前記第１の逆変換器が正常である場合は前記第１の入力ノードを前記第１の出力ノードに接続し、前記第１の逆変換器が故障した場合は前記第２の入力ノードを前記第１の出力ノードに接続する第１の切換回路を含み、
前記第２の電源装置は、さらに、前記第２の逆変換器で生成された前記商用周波数の交流電力を受ける第３の入力ノードと、バイパス交流電源からの前記商用周波数の交流電力を受ける第４の入力ノードと、前記第２の入力ノードに接続される第２の出力ノードとを含み、前記第２の逆変換器が正常である場合は前記第３の入力ノードを前記第２の出力ノードに接続し、前記第２の逆変換器が故障した場合は前記第４の入力ノードを前記第２の出力ノードに接続する第２の切換回路を含む、請求項１２に記載の電源システム。