JP2006158109A

JP2006158109A - チョッパ装置

Info

Publication number: JP2006158109A
Application number: JP2004346371A
Authority: JP
Inventors: Masao Wada; 正雄和田; Shinichi Deguchi; 慎一出口; Toshiyuki Koide; 寿幸小出
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd; Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd; Kyosan Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2004-11-30
Filing date: 2004-11-30
Publication date: 2006-06-15

Abstract

【課題】軽負荷状態時の効率を改善し、つまり、定格負荷領域から軽負荷領域の範囲のスイッチング損失を入力電流値に比例した周波数低減によって軽負荷領域までの効率を改善したチョッパ装置を提供する。
【解決手段】直流入力１０１をスイッチ手段１１１によりオン・オフ制御して、スイッチ手段１１１の出力に接続されているフライホイルダイオード１１２、及びフィルタリアクトル１１３とフィルタコンデンサ１１４から成るフィルタを通して降圧または昇圧して負荷に供給する降圧チョッパ装置または昇圧装置であり、負荷への供給電圧はスイッチ手段１１１によるオン・オフ制御と負荷への直流電圧に基づいたパルス幅制御を行い、パルス幅制御を行う為のキャリア周波数は、直流入力電流に比例した周波数で行う。
【選択図】図１

Description

本発明は、チョッパ装置に関し、特に、軽負荷領域までの効率を改善したチョッパ装置に関する。

入力電圧を昇圧又は降圧するために用いられるチョッパ装置では、直流入力をスイッチデバイスとしてのトランジスタスイッチによりオン・オフ制御して、フライホイルダイオード、及びフィルタリアクトルとフィルタコンデンサから成るフィルタを通して昇圧または降圧して負荷に供給する。

図３には、降圧チョッパ回路の代表的な回路図が示されている。直流入力電圧（Ｅｉ）２０１は、内部損失を等価的に表す内部インピーダンス（Ｒｉ）２０２を介してスイッチングトランジスタ（Ｑ１）２０３のコレクタに入力される。スイッチングトランジスタ２０３のオン・オフ動作は、後述する比較器２１０から出力されるパルスにより制御される。スイッチングトランジスタ２０３の出力は、フライホイルダイオード（Ｄ１）２０４を経てリアクトル（Ｌ１）２０５とコンデンサ（Ｃ１）２０６から成るフィルタ処理が施されて出力電圧Ｖｏとして負荷（Ｒｏ）に供給される。

一方、出力電圧Ｖｏは、誤差増幅器２０８で基準電圧電源２０９の電圧と比較され、差電圧が比較器２１０に入力される。比較器２１０では、誤差増幅器２０８の出力と、鋸歯状波発生回路２１１からの鋸歯状波電圧Ｋｖとが比較され、比較結果電圧Ｖがスイッチングトランジスタ２０３のゲートに供給されて、そのオン・オフ動作を制御する。

図３に示す降圧チョッパ回路では、直流入力電圧Ｅｉをスイッチデバイスとしてのトランジスタ２０３をオン・オフ動作させることによりチョッピングしている。オン動作時に、フィルタリアクトル２０５にエネルギーが蓄えられ、オフ動作時にはフライホイルダイオード２０４を介してリアクトル２０５に蓄えられたエネルギーがフィルタコンデンサ２０６に移される。直流出力電圧Ｖｏは、オン・オフ動作のデユーティに入力電圧を掛けた値となる。

図４は、図３に示す降圧チョッパ回路の動作タイムチャートである。本回路を出力電圧が一定値になるように制御する場合、降圧が前提となるので、入力電圧が低ければスイッチのオン時間が長くなり、入力電圧が高ければスイッチのオン時間は短くなる。つまり、入力電圧と出力電圧の差が小さいとスイッチのオン時間は長く、入力電圧と出力電圧の差が大きいとスイッチのオン時間は短くなる。

図４において、出力電圧Ｖｏを一定とする制御を前提とすると、図示の如き直流入力電圧Ｅｉの変化に対して、誤差増幅器２０８の出力Ｄｖは比較器２１０に入力され、鋸歯状波発生回路２１１からの鋸歯状波出力Ｋｖとの比較結果電圧Ｖが図示のようにパルス幅変調された電圧として得られる。この電圧Ｖがスイッチングトランジスタ２０３のベースに供給される。その結果、スイッチングトランジスタ２０３のエミッタ側におけるダイオード２０４の電圧Ｄｖは図示の如く変化し、リアクトル２０５に流れるリアクトル電流Ｌｉは図示の如く変化する。

図３に示す降圧チョッパ装置のように、スイッチングトランジスタ２０３をオン・オフ動作させて制御対象のパルス幅を変えて制御する方式はパルス幅制御（PWM：Pulse Width Modulation）であり、鋸歯状波や三角波を基準レベルとしてレベル比較した結果を出力として制御対象に供給する。

降圧チョッパ装置の場合、出力を定電圧とする出力定電圧制御をパルス幅制御で行うと、パルス幅は入力電圧の変化に応じて変化する。入力電圧と出力電圧との差の範囲が制御可能範囲、つまり、パルス幅の変化範囲となる。実際の回路においては、チョッパ回路の内部インピーダンス２０２による電圧降下が発生する。内部の電圧降下は入力電流に比例する。一方、入力電流は負荷の大きさに比例し、入力電圧に反比例する。入力電流による内部インピーダンスによる電圧降下は装置の入力電圧の低下に相当する。このことは、チョッパ装置におけるパルス幅制御値は入力電圧の変化範囲と入力電流による内部電圧降下を加算した範囲となることを意味する。入力電圧が一定の場合、パルス幅と負荷電流の関係が図５に示されている。図５から明らかなように、入力電圧を変化させた時と同じようにパルス幅が変化する。

図５において、図４と同一符号の電流と電圧は図４と同様な電流と電圧を示す。その結果、入力電流Ｉｉに対して負荷電流Ｉｏは図示の如く変化する。

直流入力電流は負荷電流の増加に比例して増加する。負荷電流が一定の場合、直流入力電圧が高くなると入力電流は少なくなるから、制御されるパルス幅は直流入力電圧が高く、負荷電流が少ないときに最小幅となり、直流入力電圧が低く、負荷電流が大きい時に最大幅となる。

従来のパルス幅制御方式ではスイッチング周波数が固定である。ハードスイッチング方式の主デバイスのスイッチング損失Ｐは、デバイス印加電圧をＥ、デバイス通過電流をＩ、スイッチング周波数をｆとし、近似比例定数をｋとすれば、次の近似式で表される。
Ｐ＝ｋ・Ｉ・Ｅ・ｆ
つまり、周波数が一定のとき、損失はデバイス通過電流に比例する。この時のパルス幅制御値は直流入力電圧値が一定の場合、装置内部の回路損失によってパルス幅が変化する。定格負荷時にパルス幅は制御可能の最大幅となる。無負荷状態では装置内部の損失が小さい為、パルス幅は狭い幅となる。

本発明は、例えば、特許文献１に記載されたＤＣ−ＤＣコンバータを更に改善したチョッパ装置に関するものである。上記ＤＣ−ＤＣコンバータでは、その出力電流に応じてスイッチング周波数を下げている。このため、欠点として、スイッチング周波数が下がる分だけ、主回路フィルタを大きくしておく必要がある。本発明では、パルス幅変化を直流入力電流で行うことで、直流入力電圧変化に伴うパルス幅変化を考慮している。これにより、主回路フルタ回路を大きくすることなく、スイッチング周波数低下の最適化を行っている。
特開平１０−２４８２３８号公報（第３〜４頁、図１）パルス幅制御では、その制御率は制御可能パルス幅範囲に対するパルスの制御幅となる。つまり、スイッチング周波数が一定の場合、制御率に応じてパルス幅が変化する。制御率を一定にするにはパルス幅を一定とし、スイッチング周波数を変化させても可能となる。この方式を周波数変調制御またはパルス密度変調と呼ぶことがある。パルス幅を一定として、スイッチング周波数を変化させると、軽負荷時のスイッチング損失はパルス幅変調方式に比べて周波数変調制御またはパルス密度変調方式の方が低減する。

上述のように、従来のパルス幅制御方式では軽負荷時の効率はキャリア周波数が高いと低くなるという欠点があった。高周波スイッチングを行うパルス幅制御のチョッパ装置では、負荷率と装置効率の関係において、全損失に対するスイッチング損失の比率が大きいため、軽負荷時の効率が低くなっている。

そこで、本発明の目的は、軽負荷状態時の効率を高くするチョッパ装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、定格負荷領域から軽負荷領域の範囲のスイッチング損失を入力電流値に比例した周波数低減によって軽負荷領域までの効率を改善したチョッパ装置を提供することにある。

前述の課題を解決するため、本発明によるチョッパ装置は、次のような特徴的な構成を採用している。

（１）直流入力をスイッチ手段によりオン・オフ制御して、前記スイッチ手段の出力に接続されているフライホイルダイオード、及びフィルタリアクトルとフィルタコンデンサから成るフィルタを通して降圧または昇圧して負荷に供給するチョッパ装置において、
前記負荷への供給電圧は前記スイッチ手段によるオン・オフ制御と前記負荷への直流電圧に基づいたパルス幅制御を行い、パルス幅制御を行う為のキャリア周波数は、前記直流入力電流に比例した周波数で行うチョッパ装置。

（２）前記直流入力電流がゼロの場合には、予め設定した発信周波数を基準電圧値で定まる電圧制御発信器の出力を最低キャリア周波数とし、負荷電流が定格のときに最大キャリア周波数と成るように設定する上記（１）のチョッパ装置。

（３）前記入力電流の減少に応じて前記パルス幅制御のパルス幅を狭くし、さらに直流入力電流が減少すると前記スイッチ手段のキャリア周波数を低下させる上記（１）のチョッパ装置。

（４）直流入力をスイッチ手段によりオン・オフ制御して、前記スイッチ手段の出力に接続されているフライホイルダイオード、及びフィルタリアクトルとフィルタコンデンサから成るフィルタを通して降圧または昇圧して負荷に供給するチョッパ装置において、
前記直流入力の電流に対する電圧と予め定めた第１の直流電圧とを加算する加算器と、この加算器からの出力に基づいて出力周波数が可変される周波数可変手段と、前記周波数可変手段からの出力周波数を持つ鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生器と、前記負荷への供給電圧と、予め定めた第２の直流電圧との差電圧を出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力をスレッシュホールド値として、前記鋸歯状波発生器の出力を比較する比較器と、を備え、前記直流入力電流の変化に対しては前記比較器の出力により前記スイッチング手段のオン時間を一定として出力周波数を制御するとともに、前記鋸歯状波発生器の出力周波数を前記直流入力電流に比例した周波数に制御するチョッパ装置。

（５）直流入力からの直流電流を検出する直流電流検出器と、前記直流電流検出器からの直流電流を直流電圧として受け、第１の直流電圧とを加算する加算器と、前記加算器からの出力に基づいて出力周波数が可変される可変周波数発生手段と、前記可変周波数発生手段の出力周波数を持つ鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生器と、前記直流入力が入力され、出力に接続されているフライホイルダイオード、及びフィルタリアクトルとフィルタコンデンサから成るフィルタを通して降圧して負荷に供給するスイッチ回路または昇圧して負荷に供給するスイッチ回路と、出力定電圧用の第２の直流電圧と、前記負荷への供給電圧の差電圧を出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力と、前記鋸歯状波発生器の出力周波数を前記直流入力電流に比例した周波数に制御した前記鋸歯状波発生器からの鋸歯状波電圧とを比較し、その比較結果電圧に基づいて定まるオン時間を一定とした出力周波数可変の駆動信号を前記スイッチ回路の駆動信号として供給してオン時間を一定とした出力周波数を制御する駆動回路と、を備えて成るチョッパ装置。

本発明のチョッパ装置によれば、定格負荷状態で設定された主回路を用いて、軽負荷時のスイッチング損失を低減させることが可能で、軽負荷時の装置効率を向上させることができる。

以下、本発明によるチョッパ装置の好適実施形態例について添付図を参照して説明する。

図１は本発明の実施例によるチョッパ回路の回路図、図２はその動作タイムチャートである。

図１において、直流入力（Ｅｉ）１０１は、直流電流検出器１０２で直流電流が検出されて直流電圧として加算器１０３に供給されるとともに、スイッチングデバイスとしてのトランジスタ１１１のコレクタに入力される。トランジスタ１１１の動作機能は、図３のトランジスタ２０５と同様である。したがって、ダイオード１１２、リアクトル１１３及びコンデンサ１１４は、図３におけるダイオード２０４、リアクトル２０５及びコンデンサ２０６に対応し、コンデンサ１１４を介して負荷１１５に供給される。図中、周知の結線部は図示省略している。

加算器１０３は、電圧制御発振器用基準電圧（Ｅｂ）１０４に直流電流検出器１０２で検出された直流電流に対応する直流電圧を加算して電圧制御発振器（ＶＣＯ）１０５に制御電圧Ｖｃとして供給する。この制御電圧Ｖｃで発振周波数が制御された電圧制御発振器１０５からの出力信号は、鋸歯状波発生回路１０６に供給され、当該周波数をもつ鋸歯状波電圧Ｋｖが出力される。

一方、誤差増幅器１０８の入力には、出力定電圧用基準電圧（Ｅｓ）１０７と負荷１１５への印加電圧Ｖｏが入力され、その差電圧Ｓｖが出力される。比較器１０９は、鋸歯状波発生回路１０６からの鋸歯状波電圧Ｋｖと誤差増幅器１０８の出力電圧Ｓｖを比較し、その比較結果電圧Ｖをトランジスタ駆動回路１１０に供給する。トランジスタ駆動回路１１０は、上記電圧Ｖに応答してオン・オフ動作が制御される。

本実施例による降圧型チョッパ装置の主回路では、直流電流検出器１０２で検出された直流電流に比例した鋸歯状波電圧Ｋｖをトランジスタ駆動回路１１０に供給してトランジスタ１１１のスイッチング（オン・オフ）動作を行わせる。スイッチング周波数は電圧制御発振器１０５により制御され、電圧制御発振器１０５の出力は直流入力電流に比例する。主回路はパルス幅制御動作を行うが、そのキャリア周波数（スイッチング周波数）は直流入力電流に比例する。このため、動作としてはパルス幅制御と周波数変調制御を兼ね合せた動作を行うことになる。

直流入力電流がゼロの場合には、発振周波数基準電圧値Ｅｂによる最低キャリア周波数となり、負荷電流Ｉｏが定格のときに最大キャリア周波数となるように動作する。主回路のスイッチング周波数によるパルス最大幅は直流電圧が最低時の最大負荷状態で決まる。また、主回路のフィルタ定数も同一条件で決まる。

上述のように、電圧制御発振器１０５の出力によって鋸歯状波発生回路１０６の周波数は可変する。鋸歯状波と直流出力電圧のフィードバックによって比較器１０９の出力でパルス幅の制御値が決まる。定格負荷状態で決まったパルス幅は負荷電流が減ると制御比率が低下する。これにはパルス幅を狭くするかスイッチング周波数を下げれば良い。負荷電流の減少によって電圧制御発振器１０５の出力周波数を低下させることでスイッチング損失を低下させることが可能となり、軽負荷時の効率を改善することができる。

上述本発明によるチョッパ装置では、出力定電圧動作を行うパルス幅制御用のスイッチング周波数を直流入力電流に比例させ、入力電流の小さい時にはキャリア周波数を低くし、入力電流が大きな時には高い周波数に制御する。軽負荷時には装置内部の損失が少なくなり、パルス幅が狭くなる。パルス幅制御での制御率と等価に制御するにはパルス幅を一定としてスイッチング周波数を変えれば良く、また、装置効率を向上させるためにはスイッチング周波数を下げれば良い。パルス幅制御による変化範囲は、入力電圧と入力電流の二つによって変化する。ここでは、軽負荷状態を改善するため、負荷電流に比例する入力電流に比例してスイッチング周波数を変化させる。

負荷率に比例したスイッチング周波数を可変するには、出力電圧が一定の場合、出力電流に比例させて可変させれば良い。一方、パルス幅制御方式の制御率は、直流入力電圧の変化と内部損失に比例して変化する。出力電流を用いてスイッチング周波数を変化させる方法では、直流入力電圧の変化による制御率変化と内部損失による制御率変化との区別がつかない。また、内部損失による制御率の変化は直流入力電流にほぼ比例する。負荷率に応じてスイッチング周波数を下げると、制御率一定の関係が保てない場合にはパルス幅が広くなったり、狭くなることが考えられる。これに対して、スイッチング周波数を内部損失に比例させることでパルス幅を定格負荷時の制御率より大きくならない、つまり、パルス幅をそれ以上に広げることのない様にスイッチング周波数を選定する。直流入力電圧の変化に対するパルス幅の変化は、直流入力電圧最低時のパルス幅を最大として用いることで、制御率を保つことができる。スイッチング周波数が低くなり、制御率を保てなくなるとパルス幅はパルス幅制御により狭くなる。基本的なスイッチング損失はパルス幅ではなく、スイッチング周波数に比例する。主回路のフィルタ定数は定格負荷時の値で設定するため、軽負荷時のフィルタ効果はスイッチング周波数の変化に対しても電力量が低くなるので装置特性は満足することができる。

なお、上述実施例の説明は降圧型チョッパ装置について行っているが、本発明は、パルス幅制御を行う昇圧型チョッパ装置、インバータ回路にも同様に適用することができる。

以上、本発明によるチョッパ装置の好適実施例の構成を詳述した。しかし、斯かる実施例は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではないことに留意されたい。本発明の要旨を逸脱することなく、特定用途に応じて種々の変形変更が可能であること、当業者には容易に理解できよう。

本発明の実施例によるチョッパ回路の回路図である。図１に示すチョッパ回路の動作タイムチャートである。従来の降圧チョッパ回路の代表的な回路図である。図３に示す降圧チョッパ回路の動作タイムチャートである。図３に示す回路について入力電圧が一定の場合、パルス幅と負荷電流の関係を示す図である。

符号の説明

１０１、２０１直流入力電圧（Ｅｉ）
１０２直流電流検出器
１０３加算器
１０４電圧制御発振器用基準電圧（Ｅｂ）
１０５電圧制御発振器（ＶＣＯ）
１０６、２１１鋸歯状波発生回路
１０７出力定電圧用基準電圧（Ｅｓ）
１０８、２０８誤差増幅器
１０９、２１０比較器
１１０トランジスタ駆動回路
１１１、２０３スイッチングトランジスタ
２０２内部インピーダンス（Ｒｉ）
１１２、２０４フライホイルダイオード
１１３、２０５リアクトル
１１４、２０６コンデンサ
１１５、２０７負荷
２０９基準電圧源

Claims

直流入力をスイッチ手段によりオン・オフ制御して、前記スイッチ手段の出力に接続されているフライホイルダイオード、及びフィルタリアクトルとフィルタコンデンサから成るフィルタを通して降圧または昇圧して負荷に供給するチョッパ装置において、
前記負荷への供給電圧は前記スイッチ手段によるオン・オフ制御と前記負荷への直流電圧に基づいたパルス幅制御を行い、パルス幅制御を行う為のキャリア周波数は、前記直流入力電流に比例した周波数で行うことを特徴とするチョッパ装置。
前記直流入力電流がゼロの場合には、予め設定した発信周波数を基準電圧値で定まる電圧制御発信器の出力を最低キャリア周波数とし、負荷電流が定格のときに最大キャリア周波数と成るように設定することを特徴とする請求項１に記載のチョッパ装置。
前記入力電流の減少に応じて前記パルス幅制御のパルス幅を狭くし、さらに直流入力電流が減少すると前記スイッチ手段のキャリア周波数を低下させることを特徴とする請求項１に記載のチョッパ装置。
直流入力をスイッチ手段によりオン・オフ制御して、前記スイッチ手段の出力に接続されているフライホイルダイオード、及びフィルタリアクトルとフィルタコンデンサから成るフィルタを通して降圧または昇圧して負荷に供給するチョッパ装置において、
前記直流入力の電流に対する電圧と予め定めた第１の直流電圧とを加算する加算器と、この加算器からの出力に基づいて出力周波数が可変される周波数可変手段と、前記周波数可変手段からの出力周波数を持つ鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生器と、前記負荷への供給電圧と、予め定めた第２の直流電圧との差電圧を出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力をスレッシュホールド値として、前記鋸歯状波発生器の出力を比較する比較器と、を備え、前記直流入力電流の変化に対しては前記比較器の出力により前記スイッチング手段のオン時間を一定として出力周波数を制御するとともに、前記鋸歯状波発生器の出力周波数を前記直流入力電流に比例した周波数に制御することを特徴とするチョッパ装置。
直流入力からの直流電流を検出する直流電流検出器と、前記直流電流検出器からの直流電流を直流電圧として受け、第１の直流電圧とを加算する加算器と、前記加算器からの出力に基づいて出力周波数が可変される可変周波数発生手段と、前記可変周波数発生手段の出力周波数を持つ鋸歯状波を発生する鋸歯状波発生器と、前記直流入力が入力され、出力に接続されているフライホイルダイオード、及びフィルタリアクトルとフィルタコンデンサから成るフィルタを通して降圧して負荷に供給するスイッチ回路または昇圧して負荷に供給するスイッチ回路と、出力定電圧用の第２の直流電圧と、前記負荷への供給電圧の差電圧を出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力と、前記鋸歯状波発生器の出力周波数を前記直流入力電流に比例した周波数に制御した前記鋸歯状波発生器からの鋸歯状波電圧とを比較し、その比較結果電圧に基づいて定まるオン時間を一定とした出力周波数可変の駆動信号を前記スイッチ回路の駆動信号として供給してオン時間を一定とした出力周波数を制御する駆動回路と、を備えて成ることを特徴とするチョッパ装置。