JP5029315B2 - Motor drive system - Google Patents

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Description

本発明は、多相電圧形インバータによりモータを駆動するモータ駆動装置を複数台備えたモータ駆動システムにおいて、主として回路損失を低減させるための技術に関するものである。   The present invention relates to a technique for mainly reducing circuit loss in a motor drive system including a plurality of motor drive devices that drive a motor by a multiphase voltage source inverter.

電圧形インバータによりモータを駆動するシステムは種々提供されているが、効率の向上等を目的として、回路電流を低減させるために電源の直流電圧をインバータにより昇圧してモータを駆動するシステムが知られている。   Various systems for driving motors by voltage source inverters have been provided. For the purpose of improving efficiency and the like, systems for driving motors by boosting the DC voltage of a power source using an inverter are known in order to reduce circuit current. ing.

例えば、特許文献１には、インバータによる昇圧機能を有するモータ駆動装置と、昇圧機能を持たないモータ駆動装置とを、直流母線を介して接続する技術が開示されている。
また、特許文献２には、直流電源等の個別の電源供給手段を備え、かつインバータによる昇圧機能を有する２台のモータ駆動装置を直流母線を介して接続する技術が開示されている。
更に、特許文献３には、インバータによる昇圧機能を備えたモータ駆動装置において、構成素子の損失を低減させるために、ＰＷＭキャリア周波数（スイッチング周波数）を高くして回路電流リプルを低減させる技術が開示されている。 For example, Patent Document 1 discloses a technique of connecting a motor drive device having a boost function by an inverter and a motor drive device not having a boost function via a DC bus.
Patent Document 2 discloses a technique of connecting two motor drive devices having individual power supply means such as a DC power source and having a boosting function by an inverter via a DC bus.
Further, Patent Document 3 discloses a technique for reducing a circuit current ripple by increasing a PWM carrier frequency (switching frequency) in order to reduce a loss of a component in a motor driving device having a boost function by an inverter. Has been.

特開２００２−２９１２５６号公報（段落［００４０］〜［００４５］、図５等）JP 2002-291256 A (paragraphs [0040] to [0045], FIG. 5 etc.) 特開２００２−１０６７０号公報（段落［００４１］、図１１，図１２等）JP 2002-10670 A (paragraph [0041], FIG. 11, FIG. 12, etc.) 国際公開公報ＷＯ２００２−０６５６２８（第２０頁第１２行〜第２８行、第２２頁第１０行〜第２３頁第５行、図１，図９等）International Publication No. WO2002-065628 (20th page, 12th line to 28th line, 22nd page, 10th line to 23rd page, 5th line, FIG. 1, FIG. 9 etc.)

しかしながら、特許文献１に係る従来技術では、昇圧機能を果たすインバータが１台であり、このインバータが複数台のインバータの昇圧エネルギーを負担しなければならないため、損失が集中する。
また、特許文献２に係る従来技術では、昇圧する際に発生する損失は２台のモータ駆動装置に分散するものの、電源供給手段を蓄電池にした場合、これらの蓄電池が個別に存在するため、電力残量の影響を受け、昇圧動作を個別に設定できる自由度が少ない。その結果、複数のモータ駆動装置間における昇圧機能の責務の割合を自由に制御することができない。
また、特許文献３に記載されているように、ＰＷＭキャリア周波数を高くして電流リプルを低減させ、回路損失を低減する方式は、スイッチング素子の損失増加を招くという問題がある。 However, in the prior art according to Patent Document 1, there is one inverter that performs a boosting function, and this inverter must bear the boosting energy of a plurality of inverters, so that loss is concentrated.
Moreover, in the prior art which concerns on patent document 2, although the loss which generate | occur | produces at the time of pressure | voltage rise is disperse | distributed to two motor drive devices, when a power supply means is used as a storage battery, since these storage batteries exist separately, power Under the influence of the remaining amount, there is little freedom to individually set the boost operation. As a result, it is not possible to freely control the duty ratio of the boosting function among the plurality of motor driving devices.
Further, as described in Patent Document 3, the method of increasing the PWM carrier frequency to reduce the current ripple and reducing the circuit loss has a problem of increasing the loss of the switching element.

そこで、本発明の解決課題は、個々に昇圧機能を有するモータ駆動装置の電気定数や運転状態に応じて、昇圧動作の責務を任意かつ動的に振り分けて回路損失の最小化を可能としたモータ駆動システムを提供することにある。   Therefore, the problem to be solved by the present invention is that a motor capable of minimizing circuit loss by arbitrarily and dynamically assigning the responsibility of the boosting operation according to the electric constant and the operating state of the motor driving device having the boosting function individually. It is to provide a drive system.

上記課題を解決するため、請求項１に係る発明は、多相電圧形インバータと、このインバータの直流入力端子に接続された電力蓄積手段と、前記インバータの交流出力端子に固定子巻線がスター結線されたモータと、前記固定子巻線の中性点と前記インバータの直流母線の一方との間に接続された電源と、を有し、かつ、前記電源の電圧を昇圧して前記電力蓄積手段に供給する昇圧機能を備えたモータ駆動装置を複数台備えてなるモータ駆動システムにおいて、各モータの前記中性点を共通接続すると共に、前記直流母線の正側及び負側をそれぞれ共通接続したものである。   In order to solve the above-mentioned problems, the invention according to claim 1 is directed to a multi-phase voltage source inverter, power storage means connected to the DC input terminal of the inverter, and a stator winding connected to the AC output terminal of the inverter. A connected motor, and a power source connected between a neutral point of the stator winding and one of the DC buses of the inverter, and boosting the voltage of the power source to store the power In a motor drive system comprising a plurality of motor drive devices having a boosting function to be supplied to the means, the neutral point of each motor is connected in common and the positive side and the negative side of the DC bus are connected in common. Is.

請求項２に係る発明は、請求項１に記載したモータ駆動システムにおいて、各モータ駆動装置の昇圧動作により各モータの中性点に流れる零相電流の分配率を決定する制御手段を備えたものである。   According to a second aspect of the present invention, in the motor drive system according to the first aspect, the motor drive system further comprises a control means for determining a distribution ratio of the zero-phase current flowing to the neutral point of each motor by the boosting operation of each motor drive device. It is.

上記分配率の制御方法としては、請求項３に記載するように各モータの巻線抵抗値、請求項４に記載するように各モータの温度、請求項５に記載するように各インバータを構成する半導体スイッチング素子の温度、または、請求項６に記載するように各モータを流れる正相分電流を用いて決定することができる。   As a method of controlling the distribution ratio, the winding resistance value of each motor as described in claim 3, the temperature of each motor as described in claim 4, and each inverter as described in claim 5 are configured. The temperature can be determined using the temperature of the semiconductor switching element to be used, or the positive phase current flowing through each motor as described in claim 6.

なお、各モータ駆動装置の昇圧機能は、請求項７に記載する如く、インバータの上アームまたは下アームの全ての半導体スイッチング素子をオンさせて零相電圧を出力させ、インバータを昇圧チョッパとして動作させる機能により実現可能である。   The step-up function of each motor drive device is, as described in claim 7, turning on all semiconductor switching elements of the upper arm or lower arm of the inverter to output a zero-phase voltage and operating the inverter as a step-up chopper. It can be realized by the function.

本発明によれば、個々に昇圧機能を有する複数台のモータ駆動装置からなるモータ駆動システムにおいて、各モータ駆動装置のモータ巻線抵抗等の電気定数や、運転状態に応じたモータ温度、スイッチング素子温度、正相分電流等に応じて、昇圧動作に伴って流れる零相電流の分配率を任意かつ動的に決定することにより、モータ巻線の導通損失等の回路損失を最小化するモータ駆動システムを提供することができる。
同時に、特定のモータ駆動装置に、導通損失から生じる温度上昇が集中するのを回避することも可能である。 According to the present invention, in a motor drive system composed of a plurality of motor drive devices each having a boosting function, an electrical constant such as a motor winding resistance of each motor drive device, a motor temperature corresponding to an operating state, a switching element Motor drive that minimizes circuit losses such as conduction loss of motor windings by arbitrarily and dynamically determining the distribution ratio of the zero-phase current that flows with the boost operation according to temperature, positive phase current, etc. A system can be provided.
At the same time, it is also possible to avoid the temperature rise caused by the conduction loss from being concentrated on a specific motor drive device.

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図１は本発明の第１実施形態を示す構成図である。
図１において、１０１，１０２は互いに並列接続されたモータ駆動装置であり、第１のモータ駆動装置１０１は、電力蓄積手段としての平滑コンデンサＣ１と、その両端に直流入力端子が接続され、かつＩＧＢＴ等の自己消弧形スイッチング素子及び環流ダイオードからなる半導体スイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１６とを備えた三相電圧形インバータＩＮＶ１と、その交流出力端子に接続された三相誘導電動機（以下、単にモータと呼ぶ）Ｍ１と、から構成されている。同様に、第２のモータ駆動装置１０２は、平滑コンデンサＣ２と半導体スイッチング素子Ｔ２１〜Ｔ２６とを備えた三相電圧形インバータＩＮＶ２と、その交流出力端子に接続されたモータＭ２と、から構成されている。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. First, FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
In Figure 1, 101 and 102 are parallel-connected motor driving device to each other, a first motor drive device 101 includes a smoothing capacitor C 1 as the power storage unit, the DC input terminal connected to both ends, and A three-phase voltage source inverter INV 1 having a self-extinguishing type switching element such as an IGBT and semiconductor switching elements T 11 to T 16 composed of a free-wheeling diode, and a three-phase induction motor (hereinafter referred to as an AC output terminal) simply called a motor) and M 1, and a. Similarly, the second motor driving apparatus 102 includes a three-phase voltage source inverter INV 2 having a smoothing capacitor C 2 and semiconductor switching elements T 21 to T 26, and a motor M 2 connected to the AC output terminal. , Is composed of.

モータＭ１，Ｍ２のスター結線された固定子巻線の中性点は、電源としてのバッテリＢＡＴＴの正極に共通して接続されている。また、各駆動装置１０１，１０２の直流母線は正側同士、負側同士が共通して接続されており、負側の直流母線はバッテリＢＡＴＴの負極に接続されている。
なお、上記バッテリＢＡＴＴに代えて、交流電源とダイオードブリッジとからなる整流電源を用いても良い。 The neutral point of the stator winding of the motors M 1 and M 2 connected in star is commonly connected to the positive electrode of the battery BATT as a power source. Further, the DC buses of the driving devices 101 and 102 are connected in common on the positive side and on the negative side, and the DC side bus on the negative side is connected to the negative electrode of the battery BATT.
Instead of the battery BATT, a rectified power source including an AC power source and a diode bridge may be used.

ここで、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を備えたモータ駆動装置１０１，１０２は、例えば参考文献１（特許第３２２３８４２号公報）に記載されているように、バッテリＢＡＴＴの直流電圧を昇圧して平滑コンデンサＣ１，Ｃ２（直流母線間）に供給する昇圧動作を行う。
以下、モータ駆動装置の昇圧動作について詳述する。 Here, the motor drive devices 101 and 102 including the inverters INV 1 and INV 2 are configured to boost the DC voltage of the battery BATT and smooth the capacitor as described in Reference Document 1 (Japanese Patent No. 3223842), for example. A step-up operation is performed to supply C 1 and C 2 (between the DC buses).
Hereinafter, the step-up operation of the motor drive device will be described in detail.

ここでは、第１のモータ駆動装置１０１を例に挙げて説明する。
参考文献１に記載されているように、モータ駆動装置１０１の三相電圧形インバータＩＮＶ１の上アームの全てのスイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１３または下アームの全てのスイッチング素子Ｔ１４〜Ｔ１６をオンさせると、零電圧ベクトルを出力させることができる。このときの等価回路は図２に示すようになる。 Here, the first motor driving apparatus 101 will be described as an example.
As described in Reference 1, all the switching elements T 11 to T 13 of the upper arm of the three-phase voltage source inverter INV 1 of the motor driving device 101 or all the switching elements T 14 to T 16 of the lower arm are connected. When turned on, a zero voltage vector can be output. The equivalent circuit at this time is as shown in FIG.

すなわち、モータ駆動装置１０１のインバータＩＮＶ１を構成する３アームは、上アームの全てのスイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１３または下アームの全てのスイッチング素子Ｔ１４〜Ｔ１６をオンさせることで２つのスイッチング素子Ｔｚ１，Ｔｚ２からなる１つのアームとみなすことができ、参考文献１の段落［０００７］に記載されている如く、スイッチング素子Ｔｚ１，Ｔｚ２のオンオフ動作によりバッテリＢＡＴＴの直流電圧を昇圧して平滑コンデンサＣ１に供給する２象限チョッパとして動作させることが可能である。
ここで、モータＭ１は、漏れインダクタンスの値を持つリアクトルＬ１と考えることができる。 That is, the three arms constituting the inverter INV 1 of the motor drive device 101 are switched by switching on all the switching elements T 11 to T 13 of the upper arm or all the switching elements T 14 to T 16 of the lower arm. It can be regarded as one arm composed of the elements T z1 and T z2 , and as described in paragraph [0007] of Reference 1, the DC voltage of the battery BATT is boosted by the on / off operation of the switching elements T z1 and T z2. it can be operated as a two-quadrant chopper supplied to the smoothing capacitor C 1 and.
Here, the motor M 1 can be considered to reactor L 1 having a value of leakage inductance.

なお、上述したようにインバータＩＮＶ１の零電圧ベクトルを制御することにより実現される昇圧チョッパの昇圧比は、スイッチング素子Ｔｚ１，Ｔｚ２をオンオフするデューティーを変えることで制御可能である。
従って、図１のモータ駆動装置１０１，１０２は、参考文献１に記載されている方法でインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の零相電圧を制御することにより、バッテリＢＡＴＴと平滑コンデンサＣ１，Ｃ２との間で授受する零相電力、言い換えれば零相電流を制御することができ、これにより平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を任意の値に調整することが可能である。 As described above, the step-up ratio of the step-up chopper realized by controlling the zero voltage vector of the inverter INV 1 can be controlled by changing the duty for turning on and off the switching elements T z1 and T z2 .
Therefore, the motor drive devices 101 and 102 in FIG. 1 control the zero-phase voltage of the inverters INV 1 and INV 2 by the method described in Reference Document 1, so that the battery BATT and the smoothing capacitors C 1 and C 2 The zero-phase power exchanged between them, in other words, the zero-phase current can be controlled, whereby the voltages of the smoothing capacitors C 1 and C 2 can be adjusted to arbitrary values.

ここで、参考文献１に記載されているように、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２から出力される零相電圧は線間電圧には現れないので、モータＭ１，Ｍ２の駆動動作には影響しない。従って、各インバータの正相分の等価回路は図３のようになり、モータＭ１，Ｍ２の駆動に関しては通常のインバータとして動作し、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の線間電圧及び線間を流れる電流の制御によってモータＭ１，Ｍ２との間で交流電力を授受することになる。 Here, as described in Reference Document 1, since the zero-phase voltage output from the inverters INV 1 and INV 2 does not appear in the line voltage, it does not affect the driving operation of the motors M 1 and M 2. . Accordingly, the positive-phase equivalent circuit of each inverter is as shown in FIG. 3, operates as a normal inverter with respect the drive of the motor M 1, M 2, between the line voltage of the inverter INV 1, INV 2 and the line By controlling the flowing current, AC power is exchanged between the motors M 1 and M 2 .

図１において、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を構成するスイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６は、制御回路２００により生成されたＰＷＭ信号（ゲート信号）Ｇｕ１〜Ｇｚ１，Ｇｕ２〜Ｇｚ２にて駆動される。この制御回路２００はマイコン２００ａ及び記憶装置２００ｂを備えており、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２に対する外部からの周波数指令ｆ１ ＊，ｆ２ ＊及び後述する電流検出値、電圧検出値を受けて所定の演算を行い、ＰＷＭ信号を出力する機能を有する。 In FIG. 1, switching elements T 11 to T 16 and T 21 to T 26 constituting the inverters INV 1 and INV 2 are PWM signals (gate signals) G u1 to G z1 , G u2 to G 2 generated by the control circuit 200. Driven by Gz2 . The control circuit 200 includes a microcomputer 200a and a storage device 200b. The control circuit 200 receives a frequency command f 1 * , f 2 * from the outside for each of the inverters INV 1 and INV 2 and a current detection value and a voltage detection value, which will be described later. And a function of outputting a PWM signal.

モータ駆動装置１０１，１０２には、モータＭ１，Ｍ２の相電流ｉｕ１ｄｅｔ，ｉｗ１ｄｅｔ，ｉｕ２ｄｅｔ，ｉｗ２ｄｅｔを検出する電流検出手段１１１，１１２と、モータＭ１，Ｍ２の中性点電流（零相電流）Ｉｂ１ｄｅｔ，Ｉｂ２ｄｅｔを検出する電流検出手段１２１，１２２とがそれぞれ設けられ、モータ駆動装置１０２には、直流母線電圧Ｖｄｃｄｅｔを検出する電圧検出手段１３０が設けられている。これらの電流検出値ｉｕ１ｄｅｔ，ｉｗ１ｄｅｔ，ｉｕ２ｄｅｔ，ｉｗ２ｄｅｔ，Ｉｂ１ｄｅｔ，Ｉｂ２ｄｅｔ及び電圧検出値Ｖｄｃｄｅｔは、周波数指令ｆ１ ＊，ｆ２ ＊と共に前記制御回路２００に入力されている。 The motor driving device 101, the phase current i U1det of the motor M 1, M 2, i w1det , i u2det, a current detector 111, 112 for detecting the i W2det, the neutral point of the motor M 1, M 2 Current detection means 121 and 122 for detecting currents (zero phase currents) I b1det and I b2det are provided, respectively, and the motor drive device 102 is provided with voltage detection means 130 for detecting the DC bus voltage V dcdet . . These current detection values i u1det , i w1det , i u2det , i w2det , I b1det , I b2det and the voltage detection value V dcdet are input to the control circuit 200 together with frequency commands f 1 * and f 2 * .

次に、図４は、制御回路２００において、スイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６に対するゲート信号Ｇｕ１〜Ｇｚ１，Ｇｕ２〜Ｇｚ２を生成するための回路構成を示しており、参考文献１に記載されている回路（同文献の図６）と実質的に同一である。
すなわち、図４は一般的に用いられているＰＷＭ信号生成法に基づいており、三相各相の正相分交流電圧指令値Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊と零相電圧指令値Ｖ０ ＊とを各相について加算器２１０にて加算する。これらの加算値をＰＷＭ生成部２２０内の比較器にてキャリアとしての三角波と比較し、その出力を各相上下アームのスイッチング素子ごとに反転してゲート信号Ｇｕ１〜Ｇｚ１，Ｇｕ２〜Ｇｚ２を生成する。
これらのゲート信号Ｇｕ１〜Ｇｚ１，Ｇｕ２〜Ｇｚ２によって各スイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６を駆動すれば、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の直流母線電圧をバッテリＢＡＴＴの電圧に対して所望の昇圧比にて昇圧しながらモータＭ１，Ｍ２を駆動することができる。 Next, FIG. 4 shows a circuit configuration for generating gate signals G u1 to G z1 and G u2 to G z2 for the switching elements T 11 to T 16 and T 21 to T 26 in the control circuit 200. The circuit is substantially the same as the circuit described in Reference Document 1 (FIG. 6 of the document).
That is, FIG. 4 is based on a generally used PWM signal generation method, and includes three-phase positive phase AC voltage command values V u * , V v * , V w * and zero phase voltage command values. V 0 * is added by adder 210 for each phase. These added values are compared with a triangular wave as a carrier by a comparator in the PWM generation unit 220, and the output is inverted for each switching element of the upper and lower arms of each phase to obtain gate signals G u1 to G z1 and G u2 to G. z2 is generated.
When the switching elements T 11 to T 16 and T 21 to T 26 are driven by these gate signals G u1 to G z1 and G u2 to G z2 , the DC bus voltage of the inverters INV 1 and INV 2 is supplied to the battery BATT. The motors M 1 and M 2 can be driven while boosting the voltage at a desired boost ratio.

図５は、制御回路２００の内部構成を示すブロック図である。この制御回路２００は、以下のように構成されている。
まず、モータ制御部２３１，２３２は、外部からの周波数指令ｆ１ ＊，ｆ２ ＊及び電流検出値ｉｕ１ｄｅｔ，ｉｗ１ｄｅｔ，ｉｕ２ｄｅｔ，ｉｗ２ｄｅｔに基づき、モータＭ１，Ｍ２に与える所定の振幅、周波数の交流電圧指令値Ｖｕ１ ＊，Ｖｖ１ ＊，Ｖｗ１ ＊及びＶｕ２ ＊，Ｖｖ２ ＊，Ｖｗ２ ＊を演算する。この実施形態では、モータ駆動装置１０１，１０２の２系統を独立して制御するために、２系統のモータ制御部２３１，２３２を備えている。また、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の制御方式は、例えば参考文献２（中野孝良，「交流モータのベクトル制御」，ｐ.１３８〜ｐ.１４２，日刊工業新聞社，１９９６年発行）に記載されているＶ／ｆ制御を用いているが、その具体的な内容は公知であるため、ここでは詳述を省略する。 FIG. 5 is a block diagram showing an internal configuration of the control circuit 200. The control circuit 200 is configured as follows.
First, the motor control units 231 and 232 are given predetermined motors M 1 and M 2 based on external frequency commands f 1 * and f 2 * and current detection values i u1det , i w1det , i u2det and i w2det . AC voltage command values V u1 * , V v1 * , V w1 * and V u2 * , V v2 * , V w2 * of amplitude and frequency are calculated. In this embodiment, in order to control the two systems of the motor drive devices 101 and 102 independently, two motor control units 231 and 232 are provided. The control method of the inverters INV 1 and INV 2 is described in, for example, Reference 2 (Takayoshi Nakano, “Vector Control of AC Motor”, p. 138 to p. 142, published by Nikkan Kogyo Shimbun, 1996). Although the V / f control is used, the specific contents thereof are publicly known, and detailed description thereof is omitted here.

零相電流分配制御部２４０は、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２からモータＭ１，Ｍ２にそれぞれ流す零相電流の分配率ｋ（０≦ｋ≦１）を演算するものであり、この実施形態では、モータ巻線抵抗による零相電流導通損失が最小となるように、分配率ｋを決定する。
昇圧動作制御部２５０は、上記分配率ｋに応じた零相電流がモータＭ１，Ｍ２にそれぞれ流れるように、零相電流検出値Ｉｂ１ｄｅｔ，Ｉｂ２ｄｅｔ及び直流母線電圧検出値Ｖｄｃｄｅｔに基づいてインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２に対する零相電圧指令値Ｖ０１ ＊，Ｖ０２ ＊を演算し、出力する。 The zero-phase current distribution control unit 240 calculates the distribution ratio k (0 ≦ k ≦ 1) of the zero-phase current that flows from the inverters INV 1 and INV 2 to the motors M 1 and M 2 , respectively. Then, the distribution ratio k is determined so that the zero-phase current conduction loss due to the motor winding resistance is minimized.
The step-up operation control unit 250 is based on the zero-phase current detection values I b1det and I b2det and the DC bus voltage detection value V dcdet so that the zero-phase current corresponding to the distribution ratio k flows to the motors M 1 and M 2 , respectively. The zero-phase voltage command values V 01 * and V 02 * for the inverters INV 1 and INV 2 are calculated and output.

これらの零相電圧指令値Ｖ０１ ＊，Ｖ０２ ＊は、図４により説明した如く、図５の加算器２１１，２１２において交流電圧指令値Ｖｕ１ ＊，Ｖｖ１ ＊，Ｖｗ１ ＊及びＶｕ２ ＊，Ｖｖ２ ＊，Ｖｗ２ ＊にそれぞれ加算され、その加算値がＰＷＭ生成部２２１，２２２に入力される。
ＰＷＭ生成部２２１，２２２は、上記加算値と三角波との比較により、スイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６に対するゲート信号Ｇｕ１〜Ｇｚ１，Ｇｕ２〜Ｇｚ２をそれぞれ生成する。 These zero-phase voltage command values V 01 * and V 02 * are converted into AC voltage command values V u1 * , V v1 * , V w1 * and V u2 in the adders 211 and 212 of FIG. 5 as described with reference to FIG. * , V v2 * , and V w2 * are added to the PWM generation units 221 and 222, respectively.
The PWM generators 221 and 222 generate gate signals G u1 to G z1 and G u2 to G z2 for the switching elements T 11 to T 16 and T 21 to T 26 by comparing the added value and the triangular wave, respectively.

前記零相電流分配制御部２４０の詳細な動作は、以下の通りである。
すなわち、モータＭ１，Ｍ２の駆動電力をまかなうために必要な零相電流をＩ０とおくと、昇圧動作制御部２５０は、零相電流分配制御部２４０から出力される分配率ｋと零相電流指令値Ｉ０ ＊とを用いて、モータＭ１，Ｍ２に数式１，数式２に示す指令値Ｉ０１ ＊，Ｉ０２ ＊どおりの零相電流が流れるように電流制御を行う。
［数式１］
Ｉ０１ ＊＝ｋ・Ｉ０ ＊
［数式２］
Ｉ０２ ＊＝（１−ｋ）・Ｉ０ ＊ The detailed operation of the zero-phase current distribution control unit 240 is as follows.
That is, assuming that the zero-phase current required to cover the drive power of the motors M 1 and M 2 is I 0 , the boosting operation control unit 250 sets the distribution ratio k output from the zero-phase current distribution control unit 240 to zero. Using the phase current command value I 0 * , current control is performed so that zero-phase currents according to the command values I 01 * and I 02 * shown in Formulas 1 and 2 flow in the motors M 1 and M 2 .
[Formula 1]
I 01 * = k · I 0 *
[Formula 2]
I 02 * = (1-k) · I 0 *

ここで、モータＭ１，Ｍ２の巻線抵抗値ｒ１，ｒ２を制御回路２００の記憶装置２００ｂに予め記憶しておくものとし、これらの巻線抵抗値ｒ１，ｒ２及び数式１，数式２から、モータＭ１，Ｍ２の巻線で発生する導通損失合計値を求めると、数式３となる。
［数式３］
Ｐ＝ｋ２・Ｉ０ ＊２・ｒ１＋（１−ｋ）２・Ｉ０ ＊２・ｒ２＝（Ｉ０ ＊２・ｒ１＋Ｉ０ ＊２・ｒ２）・ｋ２−２・Ｉ０ ＊・ｒ２・ｋ＋Ｉ０ ＊・ｒ２
ここで、ｋを変数と考えると、数式３は下に凸な二次関数となり、その最小値を与えるｋは数式４となる。
［数式４］
ｋ＝｛ｒ２／（ｒ１＋ｒ２）｝
このように、本実施形態では、モータＭ１，Ｍ２の巻線抵抗値ｒ１，ｒ２に基づき、モータＭ１，Ｍ２の巻線で生じる導通損失が最小となるような分配率ｋ（０≦ｋ≦１）を演算する。 Here, it is assumed that the winding resistance values r 1 and r 2 of the motors M 1 and M 2 are stored in advance in the storage device 200b of the control circuit 200, and these winding resistance values r 1 and r 2 and Equation 1 are used. from equation 2, if determining the conduction loss total value generated by the windings of the motor M 1, M 2, the formula 3.
[Formula 3]
P = k 2 · I 0 * 2 · r 1 + (1−k) 2 · I 0 * 2 · r 2 = (I 0 * 2 · r 1 + I 0 * 2 · r 2 ) · k 2 −2 · I 0 * · r 2 · k + I 0 * · r 2
Here, when k is considered as a variable, Equation 3 is a downward convex quadratic function, and k that gives the minimum value is Equation 4.
[Formula 4]
k = {r 2 / (r 1 + r 2 )}
Thus, in the present embodiment, the motor M 1, based on the winding resistance value r 1, r 2 of M 2, the motor M 1, conduction loss is minimized caused by winding of the M 2 such distribution rate k (0 ≦ k ≦ 1) is calculated.

次に、図６は昇圧動作制御部２５０の構成を示している。
その動作を説明すると、直流母線電圧指令値Ｖｄｃ ＊に同検出値Ｖｄｃｄｅｔをフィードバックし、加算器２５１から出力される偏差を０にするようなＰＩ調節器２５２の出力を零相電流指令値Ｉ０ ＊とする。この零相電流指令値Ｉ０ ＊に従って、モータＭ１，Ｍ２の駆動電力をまかなうため必要な零相電流Ｉ０が流れる。 Next, FIG. 6 shows the configuration of the step-up operation control unit 250.
The operation will be described. The detected value V dcdet is fed back to the DC bus voltage command value V dc *, and the output of the PI controller 252 that makes the deviation output from the adder 251 zero is set to the zero-phase current command value. Let it be I 0 * . In accordance with this zero-phase current command value I 0 * , a zero-phase current I 0 necessary to cover the drive power of the motors M 1 and M 2 flows.

次いで、前記零相電流分配制御部２４０から入力される分配率ｋに従って、乗算器２５３及び加算器２５４により各モータＭ１，Ｍ２に流す零相電流指令値Ｉ０１ ＊，Ｉ０２ ＊を算出する。そして、これらの零相電流指令値Ｉ０１ ＊，Ｉ０２ ＊に各モータＭ１，Ｍ２の零相電流検出値Ｉｂ１ｄｅｔ，Ｉｂ２ｄｅｔをフィードバックし、加算器２５５，２５７から出力される偏差を０にするようなＰＩ調節器２５６，２５８の出力を、インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２に対する零相電圧指令値Ｖ０１ ＊，Ｖ０２ ＊とする。
これらの零相電圧指令値Ｖ０１ ＊，Ｖ０２ ＊を用いてスイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６に対するゲート信号Ｇｕ１〜Ｇｚ１，Ｇｕ２〜Ｇｚ２を生成する動作は、図５により説明した通りである。 Next, the zero-phase current command values I 01 * and I 02 * to be supplied to the motors M 1 and M 2 are calculated by the multiplier 253 and the adder 254 according to the distribution ratio k input from the zero-phase current distribution control unit 240. To do. The zero phase current command values I 01 * and I 02 * are fed back to the zero phase current detection values I b1det and I b2det of the motors M 1 and M 2 , and the deviations output from the adders 255 and 257 are calculated. The outputs of the PI controllers 256 and 258 that are set to 0 are set as zero-phase voltage command values V 01 * and V 02 * for the inverters INV 1 and INV 2 .
The operation of generating the gate signals G u1 to G z1 and G u2 to G z2 for the switching elements T 11 to T 16 and T 21 to T 26 using these zero-phase voltage command values V 01 * and V 02 * As described with reference to FIG.

以上のように第１実施形態によれば、複数台のモータ駆動装置を構成する各インバータの直流母線電圧を任意に昇圧することができ、しかも、昇圧動作に伴って発生する導通損失を最小限にすることができる。なお、本実施形態は２台のモータ駆動装置１０１，１０２からなるモータ駆動システムであるが、モータ駆動装置の台数は何ら限定されるものではない。
また、モータＭ１，Ｍ２は三相誘導電動機以外の多相交流電動機であっても良く、その制御方式もＶ／ｆ制御に限定されず、例えば、速度センサ付きベクトル制御等の制御方式を用いても良い。
更に、本実施形態ではバッテリＢＡＴＴの正極をモータＭ１，Ｍ２の中性点に接続し、バッテリＢＡＴＴの負極を直流母線の負側に接続してあるが、バッテリＢＡＴＴの正極を直流母線の正側に接続し、バッテリＢＡＴＴの負極をモータＭ１，Ｍ２の中性点に接続しても、本実施形態と同様な作用効果が得られる。 As described above, according to the first embodiment, it is possible to arbitrarily boost the DC bus voltage of each inverter constituting a plurality of motor drive devices, and minimize the conduction loss caused by the boost operation. Can be. In addition, although this embodiment is a motor drive system which consists of the two motor drive devices 101 and 102, the number of motor drive devices is not limited at all.
The motors M 1 and M 2 may be multi-phase AC motors other than the three-phase induction motor, and the control method is not limited to V / f control. For example, a control method such as vector control with a speed sensor is used. It may be used.
Furthermore, in the present embodiment, the positive electrode of the battery BATT is connected to the neutral point of the motors M 1 and M 2 and the negative electrode of the battery BATT is connected to the negative side of the DC bus, but the positive electrode of the battery BATT is connected to the DC bus. Even if it is connected to the positive side and the negative electrode of the battery BATT is connected to the neutral point of the motors M 1 and M 2 , the same effects as those of the present embodiment can be obtained.

次に、本発明の第２実施形態を図７，図８に基づいて説明する。
この第２実施形態が第１実施形態と異なる点は、図７に示すように、モータ駆動装置１０１Ａ，１０２Ａを構成するモータＭ１，Ｍ２に温度検出手段ＮＴＣ１，ＮＴＣ２をそれぞれ取り付け、これらによる温度検出値Ｔｅｍｐ１，Ｔｅｍｐ２を用いて、零相電流分配制御部２４０が零相電流の分配率ｋを決定するようにした点であり、他の部分は第１実施形態と同様である。
以下に、本実施形態における分配率ｋの決定方法を説明する。 Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
The second embodiment is different from the first embodiment in that, as shown in FIG. 7, temperature detection means NTC 1 and NTC 2 are attached to the motors M 1 and M 2 constituting the motor driving devices 101A and 102A, respectively. The zero-phase current distribution control unit 240 determines the distribution ratio k of the zero-phase current using the temperature detection values Temp 1 and Temp 2 based on these, and other parts are the same as in the first embodiment. is there.
Below, the determination method of the distribution rate k in this embodiment is demonstrated.

図８は、零相電流分配制御部２４０に入力されるモータＭ１，Ｍ２の温度検出値Ｔｅｍｐ１，Ｔｅｍｐ２の差（Ｔｅｍｐ１−Ｔｅｍｐ２）を横軸とし、分配率ｋを縦軸として示した分配率特性図であり、本実施形態では、実線で示すような座標（０，０．５）を通る特性線を使用する。 FIG. 8 shows the difference (Temp 1 -Temp 2 ) between the temperature detection values Temp 1 and Temp 2 of the motors M 1 and M 2 input to the zero-phase current distribution control unit 240 as the horizontal axis and the distribution ratio k as the vertical axis. In this embodiment, a characteristic line passing through coordinates (0, 0.5) as shown by a solid line is used.

図８における実線の特性線によれば、モータＭ１，Ｍ２の温度が等しい場合にはｋ＝０．５となり、零相電流の分配比は１：１となる。また、モータＭ１の温度がモータＭ２の温度より高い場合、その差に応じて分配率ｋが減少し、モータＭ１に流れる零相電流を減少させると共にモータＭ２に流れる零相電流を増加させる。また、図８に破線で示すように特性線を上下方向に平行移動させれば、分配率ｋを偏らせることができると共に、特性線の傾きを変えれば、温度検出値の差（Ｔｅｍｐ１−Ｔｅｍｐ２）に対して分配率ｋが変化する感度を変更することもできる。 According to the solid characteristic line in FIG. 8, when the temperatures of the motors M 1 and M 2 are equal, k = 0.5, and the distribution ratio of the zero-phase current is 1: 1. Further, when the temperature of the motor M 1 is higher than the temperature of the motor M 2 , the distribution ratio k decreases according to the difference, and the zero-phase current flowing to the motor M 2 is decreased while the zero-phase current flowing to the motor M 1 is decreased. increase. Further, if the characteristic line is translated in the vertical direction as shown by a broken line in FIG. 8, the distribution ratio k can be biased, and if the inclination of the characteristic line is changed, the difference in temperature detection values (Temp 1 − It is also possible to change the sensitivity at which the distribution ratio k changes with respect to Temp 2 ).

この第２実施形態によれば、第１実施形態と同様に各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の直流母線電圧を任意に昇圧することができると共に、昇圧動作により発生する損失によるモータＭ１，Ｍ２の温度上昇を最小限にすることが可能となる。
なお、本実施形態では、モータＭ１，Ｍ２に取り付けた温度検出手段ＮＴＣ１，ＮＴＣ２により温度を測定しているが、温度を直接検出せずに、モータＭ１，Ｍ２の電流検出値及び熱時定数から算出されるサーマル演算値を用いても良い。 According to the second embodiment, the DC bus voltage of each of the inverters INV 1 and INV 2 can be arbitrarily boosted as in the first embodiment, and the motors M 1 and M 2 due to loss generated by the boosting operation can be obtained. It is possible to minimize the temperature rise.
In the present embodiment, measures the temperature by the motor M 1, the temperature detecting means NTC 1 attached to M 2, NTC 2, without detecting the temperature directly, the motor M 1, M 2 of the current detection A thermal calculation value calculated from the value and the thermal time constant may be used.

次に、本発明の第３実施形態を図９に基づいて説明する。
この実施形態が第２実施形態と異なる点は、零相電流分配率ｋを決定するための温度検出値Ｔｅｍｐ１，Ｔｅｍｐ２を、図９のモータ駆動装置１０１Ｂ，１０２Ｂに示す如く各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２を構成するスイッチング素子、例えばＴ１４，Ｔ２４から得るように温度検出手段ＮＴＣ１，ＮＴＣ２を取り付けた点である。勿論、温度検出手段ＮＴＣ１，ＮＴＣ２を他のスイッチング素子に取り付けても良い。
また、図示されていないが、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２が有する冷却フィンに温度検出手段ＮＴＣ１，ＮＴＣ２を取り付けて温度を検出しても良い。 Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
This embodiment is different from the second embodiment in that the temperature detection values Temp 1 and Temp 2 for determining the zero-phase current distribution ratio k are represented by the inverters INV 1 as shown in the motor drive devices 101B and 102B in FIG. , INV 2 is provided with temperature detection means NTC 1 and NTC 2 so as to be obtained from switching elements such as T 14 and T 24 . Of course, the temperature detection means NTC 1 and NTC 2 may be attached to other switching elements.
Although not shown, the temperature detection means NTC 1 and NTC 2 may be attached to the cooling fins of the inverters INV 1 and INV 2 to detect the temperature.

この実施形態における零相電流の分配率ｋの決定方法は、第２実施形態と同一であるため、説明を省略する。
本実施形態によれば、第２実施形態と同様に、各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２の直流母線電圧を任意に昇圧でき、しかも昇圧動作に伴うモータＭ１，Ｍ２の温度上昇を最小限にできる効果がある。なお、この実施形態でも、スイッチング素子や冷却フィンの温度を直接検出せずに、モータＭ１，Ｍ２の電流検出値及び熱時定数から算出されるサーマル演算値を用いることができる。 Since the determination method of the zero-phase current distribution ratio k in this embodiment is the same as that in the second embodiment, the description thereof is omitted.
According to the present embodiment, as in the second embodiment, the DC bus voltage of each inverter INV 1 , INV 2 can be arbitrarily boosted, and the temperature rise of the motors M 1 , M 2 associated with the boost operation is minimized. There is an effect that can be done. In this embodiment, the thermal calculation value calculated from the current detection values of the motors M 1 and M 2 and the thermal time constant can be used without directly detecting the temperatures of the switching elements and the cooling fins.

次いで、本発明の第４実施形態を図１０，図１１に基づいて説明する。
この実施形態の回路構成は第１実施形態（図１）と同様であり、第１〜第３実施形態と異なるのは零相電流分配制御部２４０における零相電流の分配率ｋの決定方法にある。 Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
The circuit configuration of this embodiment is the same as that of the first embodiment (FIG. 1). The difference from the first to third embodiments is the method for determining the zero-phase current distribution ratio k in the zero-phase current distribution control unit 240. is there.

本実施形態では、例えば後述する方法でモータＭ１，Ｍ２を流れる電流の正相分電流振幅Ｉ１，Ｉ２を求める。そして、図１０に示すように、モータＭ１，Ｍ２の正相分電流振幅Ｉ１，Ｉ２の差（Ｉ１−Ｉ２）を横軸とし、零相電流の分配率ｋを縦軸とした平面上で、座標（０，０．５）を通る実線の直線を分配率特性とする。 In the present embodiment, for example, current amplitudes I 1 and I 2 corresponding to positive phases of currents flowing through the motors M 1 and M 2 are obtained by a method described later. As shown in FIG. 10, the horizontal axis represents the difference (I 1 -I 2 ) between the positive phase current amplitudes I 1 and I 2 of the motors M 1 and M 2 , and the zero phase current distribution ratio k represents the vertical axis. A solid line passing through the coordinates (0, 0.5) on the plane is defined as a distribution rate characteristic.

例えば、モータＭ１，Ｍ２の正相分電流振幅が等しい場合にはｋ＝０．５となり、零相電流の分配比は１：１となる。また、モータＭ１の正相分電流振幅がモータＭ２の正相分電流振幅より大きい場合、その差に応じて分配率ｋが減少し、モータＭ１に流れる零相電流を減少させると共にモータＭ２に流れる零相電流を増加させる。この特性線を破線に示すように上下方向に平行移動させれば、分配率ｋを偏らせることができ、特性線の傾きを変えれば、モータＭ１，Ｍ２の正相分電流振幅の差（Ｉ１−Ｉ２）に対して分配率ｋが変化する感度を変更することもできる。 For example, when the current amplitudes of the positive phases of the motors M 1 and M 2 are equal, k = 0.5, and the zero-phase current distribution ratio is 1: 1. The motor with the positive phase current amplitude of the motor M 1 is greater than the positive phase current amplitude of the motor M 2, the distribution ratio k decreases in accordance with the difference, to reduce the zero-phase current flowing through the motor M 1 increasing the zero-phase current flowing through the M 2. If the characteristic line is translated in the vertical direction as shown by the broken line, the distribution ratio k can be biased. If the inclination of the characteristic line is changed, the difference in current amplitude between the positive phases of the motors M 1 and M 2 can be obtained. The sensitivity at which the distribution ratio k changes with respect to (I 1 -I 2 ) can also be changed.

なお、モータＭ１，Ｍ２の正相分電流振幅Ｉ１，Ｉ２は、図１１に示す演算手段により算出可能である。
すなわち、モータＭ１，Ｍ２の零相電流検出値Ｉｂ１ｄｅｔ，Ｉｂ２ｄｅｔに乗算器２６１ａ，２６２ａにて１／３を乗じた値を、加算器２６１ｂ，２６１ｃ及び２６２ｂ，２６２ｃにて電流検出値ｉｕ１ｄｅｔ，ｉｗ１ｄｅｔ及びｉｕ２ｄｅｔ，ｉｗ２ｄｅｔからそれぞれ減算し、その結果と加算器２６１ｄ，２６２ｄの出力とにより、各モータの電流検出値から零相分を除去した３相の正相分電流を得る。 The positive phase current amplitudes I 1 and I 2 of the motors M 1 and M 2 can be calculated by the calculation means shown in FIG.
That is, a value obtained by multiplying the zero-phase current detection values I b1det and I b2det of the motors M 1 and M 2 by 1/3 by the multipliers 261a and 262a, and the current detection values by the adders 261b, 261c and 262b and 262c. i u1det, i w1det and i u2det, respectively subtracted from i w2det, resulting an adder 261 d, by the output of 262d, a positive phase current of the three-phase removal of the zero-phase component from the current detection value of each motor obtain.

正相分の電流振幅を求めるため、上述した３相の正相分電流を３相／２相変換器２６１ｅ，２６２ｅ及び座標変換器２６１ｆ，２６２ｆに順次加え、ｄ−ｑ座標系における電流値ｉｄ１，ｉｑ１及びｉｄ２，ｉｑ２を求める。次に、振幅演算器２６１ｇ，２６２ｇによりこれらの電流値の２乗和の平方根を求めることにより、モータＭ１，Ｍ２の正相電流振幅Ｉ１，Ｉ２を得ることができる。 In order to obtain the current amplitude of the positive phase, the above-described three-phase positive phase currents are sequentially added to the three-phase / two-phase converters 261e and 262e and the coordinate converters 261f and 262f, and the current value i in the dq coordinate system is determined. d1 , i q1 and i d2 , i q2 are obtained. Next, by obtaining the square root of the square sum of these current values by the amplitude calculators 261g and 262g, the positive phase current amplitudes I 1 and I 2 of the motors M 1 and M 2 can be obtained.

以上のようにこの第４実施形態によれば、インバータ直流母線電圧を任意に昇圧できると共に、各モータ電流の正相分と零相分との和を最小にできるので、モータＭ１，Ｍ２の温度上昇を最小限にすることが可能となる。 As described above, according to the fourth embodiment, the inverter DC bus voltage can be arbitrarily boosted, and the sum of the positive phase component and the zero phase component of each motor current can be minimized. Therefore, the motors M 1 and M 2 can be minimized. It is possible to minimize the temperature rise.

なお、上述した各実施形態ではモータの正相分電流検出値を用いて種々の演算を行っているが、その代わりに正相分電流指令値またはトルク指令値を用いてもよい。   In each of the above-described embodiments, various calculations are performed using the detected current value of the positive phase of the motor, but a positive phase current command value or a torque command value may be used instead.

本発明の第１実施形態を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows 1st Embodiment of this invention. 図１におけるモータ駆動装置の零相分等価回路図である。FIG. 2 is a zero-phase equivalent circuit diagram of the motor drive device in FIG. 1. 図１におけるモータ駆動装置の正相分等価回路図である。FIG. 2 is an equivalent circuit diagram for the positive phase of the motor driving device in FIG. 1. 図１の各スイッチング素子に対するゲート信号を生成するための回路構成図である。FIG. 2 is a circuit configuration diagram for generating a gate signal for each switching element of FIG. 1. 図１における制御回路の内部構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the internal structure of the control circuit in FIG. 図５における昇圧動作制御部の内部構成を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram illustrating an internal configuration of a boost operation control unit in FIG. 5. 本発明の第２実施形態を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows 2nd Embodiment of this invention. 第２実施形態における零相電流分配率ｋの説明図である。It is explanatory drawing of the zero phase current distribution factor k in 2nd Embodiment. 本発明の第３実施形態を示す回路構成図である。It is a circuit block diagram which shows 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態における零相電流分配率ｋの説明図である。It is explanatory drawing of the zero phase current distribution factor k in 4th Embodiment of this invention. 第４実施形態における正相分電流振幅の演算手段を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the calculation means of the positive phase current amplitude in 4th Embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１０１，１０１Ａ，１０１Ｂ，１０２，１０２Ａ，１０２Ｂ モータ駆動装置
１１１，１１２，１２１，１２２ 電流検出手段
１３０ 電圧検出手段
２００，２００Ａ，２００Ｂ 制御回路
２００ａ マイコン
２００ｂ 記憶装置
２１０，２１１，２１２ 加算器
２２０，２２１，２２２ ＰＷＭ生成部
２３１，２３２ モータ制御部
２４０ 零相電流分配制御部
２５０ 昇圧動作制御部
２５１，２５４，２５５，２５７ 加算器
２５２，２５６，２５８ ＰＩ調節器
２５３ 乗算器
２６１ａ，２６２ａ 乗算器
２６１ｂ，２６１ｃ，２６１ｄ，２６２ｂ，２６２ｃ，２６２ｄ 加算器
２６１ｅ，２６２ｅ ３相／２相変換器
２６１ｆ，２６２ｆ 座標変換器
２６１ｇ，２６２ｇ 振幅演算器
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２ インバータ
Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６，ＴＺ１，ＴＺ２ 半導体スイッチング素子
Ｍ１，Ｍ２ モータ
Ｌ１ リアクタンス
ＢＡＴＴ バッテリ
ＮＴＣ１，ＮＴＣ２ 温度検出手段 101, 101A, 101B, 102, 102A, 102B Motor drive devices 111, 112, 121, 122 Current detection means 130 Voltage detection means 200, 200A, 200B Control circuit 200a Microcomputer 200b Storage devices 210, 211, 212 Adders 220, 221 , 222 PWM generator 231, 232 Motor controller 240 Zero phase current distribution controller 250 Boost operation controller 251, 254, 255, 257 Adder 252, 256, 258 PI controller 253 Multiplier 261 a, 262 a Multiplier 261 b, 261c, 261d, 262b, 262c, 262d adder 261e, 262e 3-phase / 2-phase converter 261 f, 262f coordinate converter 261 g, 262 g amplitude calculator C 1, C 2 smoothing capacitor INV 1, INV 2 inverter T 11 through T 1 6 , T 21 to T 26 , T Z1 , T Z2 semiconductor switching element M 1 , M 2 motor L 1 reactance BATT battery NTC 1 , NTC 2 temperature detection means

Claims (7)

多相電圧形インバータと、このインバータの直流入力端子に接続された電力蓄積手段と、前記インバータの交流出力端子に固定子巻線がスター結線されたモータと、前記固定子巻線の中性点と前記インバータの直流母線の一方との間に接続された電源と、を有し、かつ、前記電源の電圧を昇圧して前記電力蓄積手段に供給する昇圧機能を備えたモータ駆動装置を複数台備えてなるモータ駆動システムにおいて、
各モータの前記中性点を共通接続すると共に、前記直流母線の正側及び負側をそれぞれ共通接続したことを特徴とするモータ駆動システム。 A multiphase voltage source inverter; power storage means connected to the DC input terminal of the inverter; a motor in which a stator winding is star-connected to the AC output terminal of the inverter; and a neutral point of the stator winding And a power supply connected between one of the DC buses of the inverter and a plurality of motor drive devices having a boosting function for boosting the voltage of the power supply and supplying the boosted voltage to the power storage means In the motor drive system provided,
A motor drive system characterized in that the neutral points of the motors are connected in common and the positive side and the negative side of the DC bus are connected in common. 請求項１に記載したモータ駆動システムにおいて、
各モータ駆動装置の昇圧動作により各モータの前記中性点に流れる零相電流の分配率を決定する制御手段を備えたことを特徴とするモータ駆動システム。 In the motor drive system according to claim 1,
A motor drive system comprising control means for determining a distribution ratio of a zero-phase current flowing through the neutral point of each motor by a boost operation of each motor drive device. 請求項２に記載したモータ駆動システムにおいて、
前記制御手段は、各モータ駆動装置の前記モータの巻線抵抗値を用いて前記分配率を決定することを特徴とするモータ駆動システム。 In the motor drive system according to claim 2,
The motor drive system characterized in that the control means determines the distribution ratio using a winding resistance value of the motor of each motor drive device. 請求項２に記載したモータ駆動システムにおいて、
前記制御手段は、各モータ駆動装置の前記モータの温度を用いて前記分配率を決定することを特徴とするモータ駆動システム。 In the motor drive system according to claim 2,
The motor drive system characterized in that the control means determines the distribution ratio using the temperature of the motor of each motor drive device. 請求項２に記載したモータ駆動システムにおいて、
前記制御手段は、各モータ駆動装置の前記インバータを構成する半導体スイッチング素子の温度を用いて前記分配率を決定することを特徴とするモータ駆動システム。 In the motor drive system according to claim 2,
The motor drive system characterized in that the control means determines the distribution ratio using the temperature of a semiconductor switching element constituting the inverter of each motor drive device. 請求項２に記載したモータ駆動システムにおいて、
前記制御手段は、各モータ駆動装置の前記モータを流れる正相分電流を用いて前記分配率を決定することを特徴とするモータ駆動システム。 In the motor drive system according to claim 2,
The motor drive system characterized in that the control means determines the distribution ratio using a positive phase current flowing through the motor of each motor drive device. 請求項１〜６の何れか１項に記載したモータ駆動システムにおいて、
各モータ駆動装置が有する昇圧機能は、前記インバータの上アームまたは下アームの全ての半導体スイッチング素子をオンさせて零相電圧を出力させ、前記インバータを昇圧チョッパとして動作させる機能であることを特徴とするモータ駆動システム。 In the motor drive system according to any one of claims 1 to 6,
The step-up function of each motor drive device is a function that turns on all semiconductor switching elements of the upper arm or lower arm of the inverter to output a zero-phase voltage and operates the inverter as a step-up chopper. Motor drive system.
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