JP6912764B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は電力変換装置の制御装置に関し、特に、スイッチングによる転流を行う電力変換装置の制御装置に関する。

再生可能電源の大量導入に向けた電力系統の安定化のために蓄電池を用いる場合、電力系統と蓄電池の間に電力変換装置を使用することが多くなっている。この種の電力変換装置としては、現在、三相単相マトリックスコンバータ（ＭＣ）を適用した高周波絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータが注目されている（非特許文献１を参照）。これは双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの一種であり、変換回数が少なく高効率化を達成できることや、電解コンデンサなしで構成でき、システムの小型化、長寿命化に有利であることから注目され、盛んに研究されている。

非特許文献１には、三相単相マトリックスコンバータを適用した高周波絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの具体的な構成例として、三相単相マトリックスコンバータとフルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータとをトランスを挟んで相互に接続してなるＭＣ式デュアルアクティブブリッジ（ＤＡＢ）型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータが開示されている。このＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータは、トランスの漏れインダクタンスに起因するサージが発生しないことや、全半導体素子でソフトスイッチングが可能、大型の連系リアクトルが不要といった特徴があるため、小型化、高効率化、低コスト化などの観点で特に有利であると考えられている。

繁内宏治、外４名、「マトリックスコンバータを適用した双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータの入力電流波形改善」、電気学会研究会資料、一般社団法人電気学会、２０１６年、Ｖｏｌ．ＳＰＣ−１６−１５３、ｐ．２５−３０

ところで、電力変換装置を構成する各スイッチは通常トランジスタによって構成されており、各スイッチがスイッチングする際には、ゲートの活性化により切り替えが始まってから完全に切り替わった状態となるまでにある程度の時間を要する。その結果として、転流時に電源の短絡やインダクタの電流の遮断が起きるおそれがあるため、従来、これを防止すべく各スイッチのスイッチングタイミングに工夫が行われている。

具体的に説明すると、例えばフルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、転流元のスイッチ状態（上アームを構成する２つのスイッチの一方と、下アームを構成する２つのスイッチの一方とが導通している状態）から転流先のスイッチ状態（上アームを構成する２つのスイッチの他方と、下アームを構成する２つのスイッチの他方とが導通している状態）に遷移するまでの間に、上アームと下アームのすべてのスイッチをオフとするデッドタイムが設けられる。

また、三相単相マトリックスコンバータにおいては、転流元のスイッチ状態（転流元の相に対応する４つのスイッチ（上アームと下アームとで２つずつ）がいずれもオンの状態）から転流先のスイッチ状態（転流先の相に対応する４つのスイッチ（上アームと下アームとで２つずつ）がいずれもオンの状態）に遷移するまでの間に、転流元及び転流先のそれぞれについて一部のスイッチのみがオンとなる３種類のスイッチ状態を経由する転流シーケンスが設けられる。

このように転流元のスイッチ状態から転流先のスイッチ状態に遷移するまでの間に設けられる過渡的なスイッチ状態を、以下では「転流中状態」と称する。三相単相マトリックスコンバータの場合においては、転流シーケンスを構成する３種類のスイッチ状態のそれぞれがこの転流中状態に相当する。

転流中状態を使用すると、電源の短絡とインダクタの電流の遮断は回避できる。しかしながら一方で、転流中状態を設けることは出力電力誤差や入力電流歪みが発生する原因になるので、これらを抑制することが求められている。

したがって、本発明の目的の一つは、転流中状態を使用しつつも出力電力誤差や入力電流歪みを低減できる電力変換装置の制御装置を提供することにある。

本発明による電力変換装置の制御装置は、互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルとを有する電力変換装置が転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出する延長量算出部と、前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部とを備える制御装置である。

上記制御装置において、電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させることとしてもよい。

また、上記各制御装置において、前記第１の転流中状態は、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよいし、前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよい。

本発明の他の一側面による電力変換装置の制御装置は、互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルとを有する電力変換装置が第１の転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第１の転流先のスイッチ状態に遷移し、さらに、第２の転流元のスイッチ状態から第２の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第２の転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出するとともに、前記電力変換装置が前記第２の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第２のゼロクロス発生タイミングと、前記第２の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第２の延長量を算出する延長量算出部と、前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させ、前記第２の延長量に基づいて、前記第２の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部とを備える制御装置である。

上記制御装置において、電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値と、前記第２の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第３の電流値と、前記第２の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第４の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、前記延長量算出部は、前記第３及び第４の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第３及び第４の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第２のゼロクロス発生タイミングが前記第２の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第２の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第２の転流中状態の終了タイミングと前記第２のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第２の延長量を算出し、前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算するとともに、前記複数の変調率のうち前記第２の転流中状態の終了後に対応するものに前記第２の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させることとしてもよい。

また、上記各制御装置において、前記第１及び第２の転流中状態はそれぞれ、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよいし、前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であり、前記第２の転流中状態は、前記第３及び第４の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第１，第２，第５，第６の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であることとしてもよい。

電力変換装置が転流中状態であるときにリアクトル電流のゼロクロスが発生するような場合、転流先のスイッチ状態が終了するタイミングでリアクトル電流が所望の値（例えば、転流中状態の無い理想的な動作時と同じ値）となっているようにするためには、ゼロクロス後にもリアクトル電流の変化が継続することが必要である。しかしながら、電力変換装置が転流中状態である間には逆方向の電流の流れが抑制されるため、ゼロクロス後のリアクトル電流の変化が不十分となり、上記所望の値にまでリアクトル電流を変化させることができなくなる。電力変換装置は、リアクトル電流が所望の値になっていることを前提として電力の制御や入力電流の正弦波化制御を行うため、このようにリアクトル電流の変化が不十分になると、これらの制御に誤差が発生し、その結果として出力電力誤差や入力電流歪みが生じる。

本発明によれば、算出した延長量に基づいて、第１の転流中状態の終了後における第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御タイミングを遅延させるので、電力変換装置が第１の転流中状態である間に抑制されたリアクトル電流の変化分を、第１の転流中状態の終了後に取り戻すことができる。したがって、転流中状態を使用しつつも、出力電力誤差や入力電流歪みを低減することが可能になる。

本発明の好ましい実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。 図１に示した電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ，ｖ_１，ｖ_２及び電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗ，ｉ_Ｌ，ｉ_ｕの力行時の波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。 図２に示した領域Ａの拡大図である。 図１に示した電圧ｖ_１，ｖ_２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの力行時の波形を模式的に示す信号波形図である。 図１に示した電圧ｖ_１，ｖ_２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの回生時の波形を模式的に示す信号波形図である。 デッドタイム近傍におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１の状態遷移を示す図である。 転流シーケンス近傍における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ（＝Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ），Ｓ_ｖｐ（＝Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ）の状態遷移を示す図である。 回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の一例を示す図である。 （ａ）は、図８のＤ_１０＜ｔ＜Ｄ_２０におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｂ）は、図８のＤ_２０＜ｔ＜ｔ_１におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｃ）は、図８のｔ_１＜ｔ＜ｔ_２におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。 回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の他の一例を示す図である。 （ａ）は、図１０のＤ_１０＜ｔ＜Ｄ_２０におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１０のＤ_２０＜ｔ＜ｔ_１におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｃ）は、図１０のｔ_１＜ｔ＜ｔ_２におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。 力行時の転流シーケンスにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の一例を示す図である。 （ａ）は、図１２のＤ_１０＜ｔ＜ｔ_３における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１２のｔ_３＜ｔ＜ｔ_４における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。 （ａ）は、図１２のｔ_４＜ｔ＜Ｄ_１１における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１２のＤ_１１＜ｔ＜ｔ_５における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。 （ａ）は、図１２のｔ_５＜ｔ＜ｔ_６における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、（ｂ）は、図１２のｔ_６＜ｔ＜Ｄ_２１における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。 図１に示した制御装置４の機能ブロックを示す略ブロック図である。 図１６に示したリアクトル電流算出部１０２の処理で用いる関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の説明図である。 図１６に示した延長量算出部１０３が行う延長量算出処理を示すフロー図である。 図１６に示した延長量算出部１０３が行う延長量算出処理を示すフロー図である。 図１６に示した延長量算出部１０３が回生時に算出する延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２を示す図である。 図１６に示した延長量算出部１０３が力行時に算出する延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２を示す図である。 （ａ）は伝送電力Ｐの測定結果を示す図であり、（ｂ）は入力電流ｉ_ｅｕの歪み率の測定結果を示す図である。 （ａ）（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ａ（実施例）における電圧ｅ_ｕ及び入力電流ｉ_ｅｕの測定結果を示す図である。 （ａ）（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ｂ（比較例）における電圧ｅ_ｕ及び入力電流ｉ_ｅｕの測定結果を示す図である。

以下、添付図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。

図１は、本実施の形態による電力変換装置１及びその制御装置４の構成を示す図である。

図１に示すように、本実施の形態による電力変換装置１は、三相単相マトリックスコンバータ１０と、トランス２０と、フルブリッジ型のＡＣ／ＤＣコンバータ３０と、保護回路４０とを有するＭＣ式ＤＡＢ型双方向絶縁形ＡＣ／ＤＣコンバータである。マトリックスコンバータ１０、トランス２０、及びＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、系統電源２と負荷３の間にこの順で接続される。以下では、系統電源２に接続されるマトリックスコンバータ１０の３つの端部をそれぞれ第７のノードｎ_７、第８のノードｎ_８、第９のノードｎ_９と称し、トランス２０に接続されるマトリックスコンバータ１０の２つの端部をそれぞれ第１のノードｎ_１、第２のノードｎ_２と称し、トランス２０に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第３のノードｎ_３、第４のノードｎ_４と称し、負荷３に接続されるＡＣ／ＤＣコンバータ３０の２つの端部をそれぞれ第５のノードｎ_５、第６のノードｎ_６と称する。また、第２のノードｎ_２の電圧に対する第１のノードｎ_１の電圧を電圧ｖ_１と称し、第４のノードｎ_４の電圧に対する第３のノードｎ_３の電圧を電圧ｖ_２と称する。

トランス２０は、互いに磁気結合する２つのコイル２０ａ，２０ｂ（第１及び第２のコイル）を有して構成される。コイル２０ａ，２０ｂの巻き数は、それぞれＮ_Ｐ及びＮ_Ｓである。コイル２０ａの一端はリアクトルＬを介して第１のノードｎ_１でマトリックスコンバータ１０に接続され、コイル２０ａの他端は第２のノードｎ_２でマトリックスコンバータ１０に接続される。コイル２０ｂの一端は第３のノードｎ_３でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、コイル２０ｂの他端は第４のノードｎ_４でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。以下では、リアクトルＬを流れる電流をリアクトル電流ｉ_Ｌと称する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、単相交流電圧（コイル２０ｂ側）と直流電圧（負荷３側）とを相互に変換する装置である。負荷３は、例えば蓄電池やハイブリッドカーのモーターを駆動するための電力変換器であり、電力変換装置１から供給される直流電力によって動作する（充電される）場合（力行）と、逆に電力変換装置１に対して直流電力を供給する場合（回生）とがある。詳しくは後述するが、制御装置４は、力行の場合と回生の場合とで異なる動作を行う。負荷３の一端は第５のノードｎ_５でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続され、負荷３の他端は第６のノードｎ_６でＡＣ／ＤＣコンバータ３０に接続される。また、第６のノードｎ_６の電圧に対する第５のノードｎ_５の電圧を電圧Ｖ_ｄｃと称する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ３０は、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第３のノードｎ_３に接続されたスイッチ素子Ｇ_１１（第１の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ_６に接続され、他端が第３のノードｎ_３に接続されたスイッチ素子Ｇ_２１（第２の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第４のノードｎ_４に接続されたスイッチ素子Ｇ_１２（第３の片方向スイッチ素子）と、一端が第６のノードｎ_６に接続され、他端が第４のノードｎ_４に接続されたスイッチ素子Ｇ_２２（第４の片方向スイッチ素子）と、一端が第５のノードｎ_５に接続され、他端が第６のノードｎ_６に接続されたキャパシタＣ１とを有して構成される。

スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２はそれぞれ、例えばＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)などの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。スイッチ素子Ｇ_１１は、ダイオードのアノードが第３のノードｎ_３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_２１は、ダイオードのカソードが第３のノードｎ_３に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_１２は、ダイオードのアノードが第４のノードｎ_４に接続されるように回路に組み込まれ、スイッチ素子Ｇ_２２は、ダイオードのカソードが第４のノードｎ_４に接続されるように回路に組み込まれる。

スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２を構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置４から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置４は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２それぞれのオンオフ状態を個別に制御する。

マトリックスコンバータ１０は、三相交流電圧（系統電源２側）と単相交流電圧（コイル２０ａ側）とを相互に変換する装置である。系統電源２は、互いに２π／３ずつ位相のずれた正弦波信号によって表される交流電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを生成する三相交流電源であり、例えば商用電源である。図１に示すように、ｕ相（第１相）に対応する交流電圧ｅ_ｕに対応する系統電源２の出力端は第７のノードｎ_７でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｖ相（第２相）に対応する交流電圧ｅ_ｖに対応する系統電源２の出力端は第８のノードｎ_８でマトリックスコンバータ１０に接続され、ｗ相（第３相）に対応する交流電圧ｅ_ｗに対応する系統電源２の出力端は第９のノードｎ_９でマトリックスコンバータ１０に接続される。以下では、第７乃至第９のノードｎ_７〜ｎ_９を流れる電流をそれぞれ電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗと称する。

マトリックスコンバータ１０は、一端が第７のノードｎ_７に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｕｐ（第１の双方向スイッチ素子）と、一端が第８のノードｎ_８に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｖｐ（第２の双方向スイッチ素子）と、一端が第９のノードｎ_９に接続され、他端が第１のノードｎ_１に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｗｐ（第３の双方向スイッチ素子）と、一端が第７のノードｎ_７に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｕｎ（第４の双方向スイッチ素子）と、一端が第８のノードｎ_８に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｖｎ（第５の双方向スイッチ素子）と、一端が第９のノードｎ_９に接続され、他端が第２のノードｎ_２に接続されたスイッチ素子Ｓ_ｗｎ（第６の双方向スイッチ素子）と、交流リアクトルＬｆと、ダンピング抵抗Ｒｆと、入力キャパシタＣｆとを有して構成される。

交流リアクトルＬｆは、第７のノードｎ_７とスイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｕｎの接続点である第１０のノードｎ_１０との間に挿入されたインダクタと、第８のノードｎ_８とスイッチ素子Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｖｎの接続点である第１１のノードｎ_１１との間に挿入されたインダクタと、第９のノードｎ_９とスイッチ素子Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｗｎの接続点である第１２のノードｎ_１２との間に挿入されたインダクタとによって構成される。ダンピング抵抗Ｒｆは、これらのインダクタのそれぞれと並列に接続された３つの抵抗素子によって構成される。入力キャパシタＣｆは、デルタ結線又はスター結線によって互いに接続された３つのキャパシタによって構成されており、その３つの接続点はそれぞれ第１０乃至第１２のノードｎ_１０〜ｎ_１２に接続される。以下では、第１０乃至第１２のノードｎ_１０〜ｎ_１２を流れる電流をそれぞれ電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗと称する。

スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎはそれぞれ、直列に接続された２つのスイッチ素子によって構成される双方向スイッチである。具体的には、スイッチ素子Ｓ_ｕｐはスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｖｐはスイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｗｐはスイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｕｎはスイッチ素子Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｖｎはスイッチ素子Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎによって構成され、スイッチ素子Ｓ_ｗｎはスイッチ素子Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎによって構成される。これらスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎはそれぞれ、上述したスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２と同様、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体素子と、この半導体素子と並列に接続されたダイオードとを含んで構成される片方向スイッチである。

スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐは、第１のノードｎ_１と第１０のノードｎ_１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐは、第１のノードｎ_１と第１１のノードｎ_１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐは、第１のノードｎ_１と第１２のノードｎ_１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎは、第２のノードｎ_２と第１０のノードｎ_１０との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎは、第２のノードｎ_２と第１１のノードｎ_１１との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。スイッチ素子Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎは、第２のノードｎ_２と第１２のノードｎ_１２との間にこの順で、かつ、それぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続される。なお、双方向スイッチを構成する２つのスイッチ素子の接続について、ここではそれぞれのダイオードのアノードが相互に接続される向きで接続されるとしたが、それぞれのダイオードのカソードが相互に接続される向きで接続されることとしてもよい。

スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎを構成する半導体素子の制御電極のそれぞれには、制御装置４から個別の制御信号が供給される。各制御信号は、それぞれハイ又はローいずれかの値を取る信号である。制御装置４は、これらの制御信号の値を個別に制御することにより、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎそれぞれのオンオフ状態を個別に制御する。

保護回路４０は、転流失敗時のリアクトル電流ｉ_Ｌを吸収するための回路であり、フルブリッジ接続された４つのダイオードからなる整流回路と、この整流回路と並列に接続された平滑コンデンサ及び負荷とによって構成される。負荷の両端電圧はＶ_ｐである。整流回路の２つの入力端はそれぞれ、第１のノードｎ_１及び第２のノードｎ_２に接続される。

図２は、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ，ｖ_１，ｖ_２及び電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗ，ｉ_Ｌ，ｉ_ｕの力行時の波形のシミュレーション結果を示す信号波形図である。同図には、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗによって表される三相交流の１周期分を示している。また、図３は、図２に示した領域Ａの拡大図である。ただし、このシミュレーションは転流中状態の使用による影響を考慮せずに行ったものであるため、後に説明する図１２に示すリアクトル電流ｉ_Ｌの歪みは図２及び図３には現れていない。

三相交流の１周期は、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗの位相に応じて、図３に示すように１２個の空間Ｉ〜ＸＩＩに分けることができる。具体的には、電圧ｅ_ｕの位相が０以上π／６未満である空間Ｉ、π／６以上π／３未満である空間ＩＩ、π／３以上π／２未満である空間ＩＩＩ、π／２以上２π／３未満である空間ＩＶ、２π／３以上５π／６未満である空間Ｖ、５π／６以上π未満である空間ＶＩ、π以上７π／６未満である空間ＶＩＩ、７π／６以上４π／３未満である空間ＶＩＩＩ、４π／３以上３π／２未満である空間ＩＸ、３π／２以上５π／３未満である空間Ｘ、５π／３以上１１π／６未満である空間ＸＩ、１１π／６以上２π未満である空間ＸＩＩに分けることができる。図３に示した領域Ａは、空間ＩＶ内の領域となっている。

空間Ｉ〜ＸＩＩそれぞれにおける制御装置４の動作は、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗの大小関係に応じて制御対象となるスイッチ素子が入れ替わること、及び、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗのうち中間の値を取るものの符号に応じて出力電圧が変わる場合があることのほかは、基本的に同一である。そこで以下では、空間Ｉ〜ＸＩＩに共通の説明を行う場合に、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗを各空間内で大きいものから順に電圧ｅ_ｍａｘ，ｅ_ｍｉｄ，ｅ_ｍｉｎと表記することとする。また、電流ｉ_ｅｕ，ｉ_ｅｖ，ｉ_ｅｗを各空間内で大きいものから順に電流ｉ_ｍａｘ，ｉ_ｍｉｄ，ｉ_ｍｉｎと表記することとする。さらに、電圧ｅ_ｍ及び電流ｉ_ｍ＿ｍｖを以下の式（１）（２）に示すように定義して、説明のために用いることとする。ただし、電流ｉ_ｍ＿ｍｖ，ｉ_{ｍａｘ＿ｍｖ}，ｉ_{ｍｉｄ＿ｍｖ}に符号「＿ｍｖ」は、それぞれ電流ｉ_ｍ，ｉ_ｍａｘ，ｉ_ｍｉｄの平均値であることを示している。

図４は、電圧ｖ_１，ｖ_２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの力行時の波形を模式的に示す信号波形図であり、図５は、電圧ｖ_１，ｖ_２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの回生時の波形を模式的に示す信号波形図である。以下、これらの図を参照しながら、まず制御装置４による基本的なスイッチング制御について説明し、次いで、転流中状態について詳しく説明する。

初めに、図４及び図５に示したキャリア信号Ｃは、制御装置４の内部信号である。制御装置４は、最大値ＡＭＰに達するまで一定の割合で増加し続けた後、０に戻るという変化を繰り返すようキャリア信号Ｃを生成する。そして、キャリア信号Ｃが０であるタイミングを基準として、電力変換装置１の制御を行う。

また、以下の説明では、キャリア信号Ｃの半周期を規格化してなる値により時間の経過を表現する。この表現によれば、キャリア信号Ｃの１周期は２となる。制御装置４の動作タイミングは、図示した変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１によって定義される。これら変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１は、基準タイミング（キャリア信号Ｃが０であるタイミング）からの経過時刻によって表され、図４に示した力行時には次の式（３）で、図５に示した力行時には次の式（４）でそれぞれ算出される。ただし、ｄ_０，ｄ_１は操作パラメータと呼ばれる数値であり、その算出方法については後述する。

基準タイミング及び変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２のそれぞれにより示されるタイミングは、制御装置４がスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎの状態を制御するタイミングである。具体的に説明すると、制御装置４は、図４に示す力行時においては、基準タイミングで電圧ｖ_１が−ｅ_ｍからｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１０により示されるタイミングで電圧ｖ_１がｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎからｅ_ｍに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１１により示されるタイミングで電圧ｖ_１がｅ_ｍからｅ_ｍｉｎ−ｅ_ｍａｘに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１２により示されるタイミングで電圧ｖ_１がｅ_ｍｉｎ−ｅ_ｍａｘから−ｅ_ｍに変化するよう各スイッチ素子を制御する。一方、図５に示す回生時においては、制御装置４は、基準タイミングで電圧ｖ_１が−ｅ_ｍからｅ_ｍに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１０により示されるタイミングで電圧ｖ_１がｅ_ｍからｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１１により示されるタイミングで電圧ｖ_１がｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎから−ｅ_ｍに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_１２により示されるタイミングで電圧ｖ_１が−ｅ_ｍからｅ_ｍｉｎ−ｅ_ｍａｘに変化するよう各スイッチ素子を制御する。

また、変調率Ｄ_２０，Ｄ_２１のそれぞれにより示されるタイミングは、制御装置４がスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２の状態を制御するタイミングである。具体的に説明すると、制御装置４は、図４に示す力行時においては、変調率Ｄ_２０により示されるタイミングで電圧ｖ_２が−Ｖ_ｄｃからＶ_ｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_２１により示されるタイミングで電圧ｖ_２がＶ_ｄｃから−Ｖ_ｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御する。一方、図５に示す回生時においては、制御装置４は、変調率Ｄ_２０により示されるタイミングで電圧ｖ_２がＶ_ｄｃから−Ｖ_ｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御し、変調率Ｄ_２１により示されるタイミングで電圧ｖ_２が−Ｖ_ｄｃからＶ_ｄｃに変化するよう各スイッチ素子を制御する。

制御装置４が以上のようなスイッチ素子の制御を行うことにより、電力変換装置１内において転流が発生する。その際、各スイッチ素子の動作遅延に起因して電源短絡やインダクタの電流の遮断が発生してしまうことを防止するため、制御装置４は、各スイッチ素子を瞬時に切り替えるのではなく、所定の転流中状態を経由して切り替えるようにしている。図４及び図５においては、図示した転流シーケンス及びデッドタイムがこの転流中状態に相当する。以下、これらについて詳しく説明する。

図６は、デッドタイム近傍におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１の状態遷移を示す図である。なお、ここではスイッチ素子Ｇ_１１がオンの状態からスイッチ素子Ｇ_２１がオンの状態に切り替える場合を取り上げて説明するが、他の場合（例えば、スイッチ素子Ｇ_２１がオンの状態からスイッチ素子Ｇ_１１がオンの状態に切り替える場合、スイッチ素子Ｇ_１２がオンの状態からスイッチ素子Ｇ_２２がオンの状態に切り替える場合など）についても同様である。

図６に示す例では、スイッチ素子Ｇ_１１がオン、スイッチ素子Ｇ_２１がオフとなっている状態が転流元のスイッチ状態Ｓａであり、スイッチ素子Ｇ_１１がオフ、スイッチ素子Ｇ_２１がオンとなっている状態が転流先のスイッチ状態Ｓｂである。制御装置４はこれらスイッチ状態Ｓａ，Ｓｂの間に、図６に示すように、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１の両方をオフとする転流中状態Ｓｔを介在させる。なお、転流中状態Ｓｔの継続時間は所定時間ｄ_ｄｔとする。これにより、各スイッチ素子の動作遅延に起因して第５のノードｎ_５と第６のノードｎ_６が短絡し、その結果として負荷３が短絡してしまう、という事態の発生を防止することが可能になる。

次に図７は、転流シーケンス近傍における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ（＝Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ），Ｓ_ｖｐ（＝Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ）の状態遷移を示す図である。なお、ここでは双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐがオンの状態から双方向スイッチ素子Ｓ_ｖｐがオンの状態に切り替える場合を取り上げて説明するが、他の場合（双方向スイッチ素子Ｓ_ｖｐがオンの状態から双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐがオンの状態に切り替える場合、双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｎがオンの状態から双方向スイッチ素子Ｓ_ｖｎがオンの状態に切り替える場合など）についても同様である。

図７に示す例では、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐがともにオン、スイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐがともにオフとなっている状態が転流元のスイッチ状態Ｓａであり、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐがともにオフ、スイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐがともにオンとなっている状態が転流先のスイッチ状態Ｓｂである。制御装置４はこれらスイッチ状態Ｓａ，Ｓｂの間に、図７に示すように、３つの転流中状態Ｓｔ１〜Ｓｔ３をこの順で介在させる。なお、転流中状態Ｓｔ１〜Ｓｔ３それぞれの継続時間は、いずれも同じ所定時間ｄ_ｃｓとする。

転流中状態Ｓｔ１は、スイッチ素子Ｇ_ｕｐがオン、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐがオフという状態である。転流中状態Ｓｔ２は、スイッチ素子Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｖｐがオン、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｐｖがオフという状態である。転流中状態Ｓｔ３は、スイッチ素子Ｇ_ｖｐがオン、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖがオフという状態である。これにより、各スイッチ素子の動作遅延に起因して第７のノードｎ_７、第８のノードｎ_８、第９のノードｎ_９が相互に短絡し、その結果として系統電源２が短絡してしまう、という事態の発生を防止することが可能になる。また、すべてのスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐをすべて同時にオフするわけではないので、詳しくは後述するが、転流中状態Ｓｔ１〜Ｓｔ３においてもある程度リアクトル電流ｉ_Ｌを流すことが可能になる。つまり、電流経路が常に確保されており、インダクタの電流遮断の発生を防止することができる。

このように、所定の転流中状態を経由してスイッチ素子の切り替えを行うことにより、電流経路を確保したうえで電源短絡を防止することができるが、一方で、転流中状態を設けることは、リアクトル電流ｉ_Ｌの誤差を発生させ、それによって出力電力誤差や入力電流歪みを発生させる。以下、リアクトル電流ｉ_Ｌに誤差が発生する原理について、３つの例を挙げて詳しく説明する。

図８は、回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の一例を示す図である。また、図９（ａ）は、図８のＤ_１０＜ｔ＜Ｄ_２０におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図９（ｂ）は、図８のＤ_２０＜ｔ＜ｔ_１におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図９（ｃ）は、図８のｔ_１＜ｔ＜ｔ_２におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。これらの図に示した回路は、それぞれの時刻における電力変換装置１の等価回路となっている。また、図８及び図９には、ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎ≦（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ）Ｖ_ｄｃである場合を示している。

リアクトル電流ｉ_Ｌに誤差が発生するのは、転流中状態Ｓｔにおいてリアクトル電流ｉ_Ｌのゼロクロス（プラスからマイナスへの変化、又は、マイナスからプラスへの変化）が発生する場合である。回生時においては、図５を参照すると理解されるように、電圧ｖ_２を変化させる際に設けるデッドタイムにおいて、このゼロクロスが発生する。デッドタイムは、キャリア信号Ｃの１周期の間に２回設けられるが、図８にはこのうち変調率Ｄ_２０に対応するデッドタイムのみを示しており、以下ではこれに着目して説明する。ただし、変調率Ｄ_２１に対応するデッドタイムについても同様である。

まず、この場合における転流元のスイッチ状態Ｓａ（Ｄ_１０＜ｔ＜Ｄ_２０）では、制御装置４は、ｖ_１＝ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎ、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃとなるよう各スイッチ素子を制御する。ＡＣ／ＤＣコンバータ３０について具体的に言えば、制御装置４は、図９（ａ）に示すように、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２２をオン、スイッチ素子Ｇ_１２，Ｇ_２１をオフとする。この場合におけるリアクトル電流ｉ_Ｌは、図９（ａ）に破線で示したように、系統電源２に流れ込む方向（回生方向）に流れる。

転流中状態Ｓｔ（Ｄ_２０＜ｔ＜ｔ_２）に入ると、制御装置４は、ｖ_１＝ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２２，Ｇ_１２，Ｇ_２１をすべてオフとする。その結果、リアクトル電流ｉ_Ｌがスイッチ素子Ｇ_２１，Ｇ_１２それぞれのダイオードを通って流れるので、電圧ｖ_２は−Ｖ_ｄｃに変化する。その結果、リアクトルＬの両端に印加される電圧が大きくなるので、図８に示すように、リアクトル電流ｉ_Ｌは急激に上昇し、０に達する時刻ｔ_１で流れなくなる。図９（ｃ）は、こうしてリアクトル電流ｉ_Ｌが流れなくなった状態を示している。また、リアクトル電流ｉ_Ｌが流れないので、図８に示すように、電圧ｖ_２は（Ｎ_Ｓ／Ｎ_Ｐ）（ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎ）に等しくなる。

その後、転流先のスイッチ状態Ｓｂ（ｔ_２＜ｔ＜Ｄ_１１）に入ると、制御装置４は、ｖ_１＝ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２２をオフ、スイッチ素子Ｇ_１２，Ｇ_２１をオンとする。これにより、図８に示すように、再度リアクトル電流ｉ_Ｌが流れるようになり、電圧ｖ_２も−Ｖ_ｄｃに戻る。リアクトル電流ｉ_Ｌは、次のスイッチ素子の切り替えタイミング（変調率Ｄ_１１に対応するタイミング）まで、Ｄ_２０＜ｔ＜ｔ_１における増加率と同等の増加率で増加していく。

このように、本例においては、電力変換装置１が転流中状態Ｓｔである間に、リアクトル電流ｉ_Ｌが流れなくなる期間が発生する。その結果、図８に示したように、仮にこのような期間が存在しないとした場合（破線で示したもの）に比べて、転流中状態Ｓｔが終了する時刻ｔ_２以降のリアクトル電流ｉ_Ｌの値が小さくなる。つまり、リアクトル電流ｉ_Ｌに誤差が発生し、交流入力電流の歪みが発生することになる。

図１０は、回生時のデッドタイムにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の他の一例を示す図である。また、図１１（ａ）は、図１０のＤ_１０＜ｔ＜Ｄ_２０におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１１（ｂ）は、図１０のＤ_２０＜ｔ＜ｔ_１におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１１（ｃ）は、図１０のｔ_１＜ｔ＜ｔ_２におけるスイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。

図１０及び図１１はｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎ＞（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ）Ｖ_ｄｃである場合を示しており、その他の点では、図８及び図９と同様である。この例では、ｅ_ｍａｘ−ｅ_ｍｉｎ＞（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ）Ｖ_ｄｃであることにより、図１０及び図１１（ｃ）に示すように、ｔ_１＜ｔ＜ｔ_２においても若干のリアクトル電流ｉ_Ｌが流れる。また、スイッチ素子Ｇ_１１，Ｇ_２２の逆並列ダイオードが導通している状態であることから、この間における電圧ｖ_２はＶ_ｄｃに等しくなる。

こうしてｔ_１＜ｔ＜ｔ_２においてもリアクトル電流ｉ_Ｌが流れることにより、図８の例に比べれば、転流中状態Ｓｔが終了する時刻ｔ_１以降のリアクトル電流ｉ_Ｌの値が大きくなる。しかしながら、仮にこのような期間が存在しないとした場合に比べて、転流中状態Ｓｔが終了する時刻ｔ_２以降のリアクトル電流ｉ_Ｌの値が小さくなるので、結果として、図８の例と同様にリアクトル電流ｉ_Ｌに誤差が発生し、交流入力電流の歪みが発生する。

図１２は、力行時の転流シーケンスにおけるリアクトル電流ｉ_Ｌの変化の一例を示す図である。また、図１３（ａ）は、図１２のＤ_１０＜ｔ＜ｔ_３における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１３（ｂ）は、図１２のｔ_３＜ｔ＜ｔ_４における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１４（ａ）は、図１２のｔ_４＜ｔ＜Ｄ_１１における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１４（ｂ）は、図１２のＤ_１１＜ｔ＜ｔ_５における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１５（ａ）は、図１２のｔ_５＜ｔ＜ｔ_６における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図であり、図１５（ｂ）は、図１２のｔ_６＜ｔ＜Ｄ_２１における双方向スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ及びリアクトル電流ｉ_Ｌの状態を示す図である。これらの図に示した回路は、それぞれの時刻における電力変換装置１の等価回路となっている。また、図１２〜図１５は、系統電源２から供給される三相交流が図２に示した空間ＩＶ内にある場合（すなわち、ｅ_ｍａｘ＝ｅ_ｕ、ｅ_ｍｉｄ＝ｅ_ｖ、ｅ_ｍｉｎ＝ｅ_ｗである場合）を示しており、以下ではこれに着目して説明する。ただし、系統電源２から供給される三相交流が他の空間にある場合についても同様である。

力行時においては、図４を参照すると理解されるように、電圧ｖ_１の符号を変化させる際に設ける転流シーケンスにおいてリアクトル電流ｉ_Ｌのゼロクロスが発生し、それによってリアクトル電流ｉ_Ｌに歪みが発生する。このような転流シーケンスは、キャリア信号Ｃの１周期の間に２回設けられるが、図８にはこのうち変調率Ｄ_１１に対応する転流シーケンスのみを示しており、以下ではこれに着目して説明する。ただし、キャリア信号Ｃ＝０によって示される基準タイミングに対応する転流シーケンスについても同様である。

まず、この場合における転流元のスイッチ状態Ｓａ（Ｄ_１０＜ｔ＜ｔ_３）では、制御装置４は、ｖ_１＝ｅ_ｕ−ｅ_ｖ、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃとなるよう各スイッチ素子を制御する。マトリックスコンバータ１０について具体的に言えば、制御装置４は、図１３（ａ）に示すように、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｖをオン、スイッチ素子Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎをオフとする。この場合におけるリアクトル電流ｉ_Ｌは、図１３（ａ）に破線で示したように、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｖを通って負荷３に流れ込む方向（力行方向）に流れる。

転流中状態Ｓｔ１（ｔ_３＜ｔ＜ｔ_４）に入ると、制御装置４は、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｖｎをオフとする。スイッチ素子Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｎｖについては、オンの状態を維持する。その結果、図１３（ｂ）に示すように、リアクトル電流ｉ_Ｌはスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｖｎそれぞれのダイオードを通って流れるようになる。そのため、リアクトル電流ｉ_Ｌへの影響は見られない。

続いて転流中状態Ｓｔ２（ｔ_４＜ｔ＜Ｄ_１１）に入ると、制御装置４は、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕをオンとする。スイッチ素子Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｎｖについては、ここでもオンの状態を維持する。そのため、リアクトル電流ｉ_Ｌへの影響は見られない。

続いて転流中状態Ｓｔ３（Ｄ_１１＜ｔ＜ｔ_６）に入ると、制御装置４は、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｎｖをオフとする。こうなると、リアクトル電流ｉ_Ｌの転流が発生し、図１４（ｂ）に示すように、スイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｕを通ってリアクトル電流ｉ_Ｌが流れるようになる。図１２に示すように、リアクトル電流ｉ_Ｌは急激に低下し、０に達する時刻ｔ_５で流れなくなる。図１５（ａ）は、こうしてリアクトル電流ｉ_Ｌが流れなくなった状態を示している。また、リアクトル電流ｉ_Ｌが流れないので、図１２に示すように、電圧ｖ_１は（Ｎ_Ｐ／Ｎ_Ｓ）Ｖ_ｄｃに等しくなる。

その後、転流先のスイッチ状態Ｓｂ（ｔ_６＜ｔ＜Ｄ_２１）に入ると、制御装置４は、ｖ_２＝Ｖ_ｄｃを維持したまま、スイッチ素子Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｕｎをオンとする。これにより、図１２及び図１５（ｂ）に示すように、再度リアクトル電流ｉ_Ｌが流れるようになり、電圧ｖ_１もｅ_ｗ−ｅ_ｕに戻る。リアクトル電流ｉ_Ｌは、次のスイッチ素子の切り替えタイミング（変調率Ｄ_２１に対応するタイミング）まで、Ｄ_１１＜ｔ＜ｔ_５における減少率と同等の減少率で減少していく。

このように、本例においては、電力変換装置１が転流中状態Ｓｔ３である間に、リアクトル電流ｉ_Ｌが流れなくなる期間が発生する。その結果、図１２に示したように、仮にこのような期間が存在しないとした場合（破線で示したもの）に比べて、転流中状態Ｓｔ３が終了する時刻ｔ_６以降のリアクトル電流ｉ_Ｌの値が大きくなる。つまり、リアクトル電流ｉ_Ｌに誤差が発生し、交流入力電流の歪みが発生することになる。

以上、転流中状態を設けることによって交流入力電流に歪みが発生する原理について、３つの例を挙げて説明した。次に、この歪みを軽減するための制御装置４の構成について、図１６〜図２０を参照しながら詳細に説明する。

図１６は、制御装置４の機能ブロックを示す略ブロック図である。同図に示すように、制御装置４は機能的に、数値演算部１００、変調部１０１、リアクトル電流算出部１０２、延長量算出部１０３、及び制御部１０４を有して構成される。

数値演算部１００は、外部から制御装置４に供給される電力指令値Ｐ^＊と、上述した電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ，Ｖ_ｄｃの実測値とに基づいて、図４及び図５にも示した操作パラメータｄ_０，ｄ_１（第１及び第２の操作パラメータ）を算出する機能部である。

具体的に説明すると、数値演算部１００はまず、電力指令値Ｐ^＊及び電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗの実測値に基づき、次の式（５）（６）により電流ｉ_ｍａｘ，ｉ_ｍｉｄの指令値ｉ_ｍａｘ ^＊，ｉ_ｍｉｄ ^＊を算出する。

次いで数値演算部１００は、式（５）によって表される指令値ｉ_ｍａｘ ^＊，ｉ_ｍｉｄ ^＊を上掲した式（２）に電流ｉ_{ｍａｘ＿ｍｖ}，ｉ_{ｍｉｄ＿ｍｖ}として代入することにより、電流ｉ_ｍ＿ｍｖの指令値ｉ_ｍ ^＊を算出する。そして、指令値ｉ_ｍｉｄ ^＊，ｉ_ｍ ^＊を次の式（６）（７）に代入し、これらを操作パラメータｄ_０，ｄ_１の二元連立二次方程式として数値的に解くことにより、操作パラメータｄ_０，ｄ_１を算出する。ただし、式（６）（７）内のｆは、上述したキャリア信号Ｃの周波数である。

変調部１０１は、数値演算部１００が算出した操作パラメータｄ_０，ｄ_１に基づき、変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１を算出する機能部である。この算出は、上述した式（３）（４）により実行される。

リアクトル電流算出部１０２は、キャリア信号Ｃの周期ごとに、電圧ｅ_ｕ，ｅ_ｖ，ｅ_ｗ，Ｖ_ｄｃの実測値と、変調部１０１によって算出された変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１とに基づいて、基準タイミング、変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１、及び次の基準タイミングのそれぞれに対応するリアクトル電流の電流値ｉ_０，ｉ_Ｄ１０，ｉ_Ｄ１１，ｉ_Ｄ１２，ｉ_Ｄ２０，ｉ_Ｄ２１，ｉ_２を算出する機能部である。具体的には、力行時には次の式（８）〜式（１４）によって、回生時には次の式（１５）〜式（２１）によって、それぞれ各電流値を算出する。

ここで、式（８）〜式（２１）中に示した関数ｆｕｎｃ（Ｄ）（Ｄは、基準タイミングからの経過時間）は、次の式（２２）で表される。ただし、式（２２）内の電流値ｉ_{２＿ｐｒｅ}は、１つ前の周期における電流ｉ_２である。

図１７は、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の説明図である。同図に示すように、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）は、キャリア信号Ｃの１周期の開始タイミング（基準タイミング）から終了タイミングまで、一定の減少率（又は増加率）で単調に変化する関数である。１周期の開始タイミングにおける関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の値はｉ_{２＿ｐｒｅ}−ｉ_０であり、１周期の終了タイミングにおける関数ｆｕｎｃ（Ｄ）の値は０となる。

図１７の電流値ｉ_Ｌ１は、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）を加算せずに各電流値を算出した場合の電流値ｉ_Ｌを示しており、電流値ｉ_Ｌ２は、式（８）〜式（２１）のとおりに各電流値を算出した場合の電流値ｉ_Ｌを示している。電流値ｉ_Ｌ１を見ると理解されるように、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）を用いずに、電流値ｉ_Ｌの１周期平均値を０として各電流値を算出すると、同じ基準タイミングで算出される電流値ｉ_０と電流値ｉ_２とが不一致となってしまう場合がある。関数ｆｕｎｃ（Ｄ）は、この状況を補正するためのもので、関数ｆｕｎｃ（Ｄ）を用いることにより、電流値ｉ_Ｌ２に示すように、同じ基準タイミングで算出される電流値ｉ_０と電流値ｉ_２とが一致するようになる。

図１６に戻る。延長量算出部１０３は、電力変換装置１が転流中状態にある間にリアクトル電流ｉ_Ｌがゼロクロスするタイミングと、その転流中状態の終了タイミングとに基づいて、制御タイミングの延長量を算出する機能部である。延長量算出部１０３は、変調部１０１が算出した変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１と、リアクトル電流算出部１０２が算出した電流値ｉ_０，ｉ_Ｄ１０，ｉ_Ｄ１１，ｉ_Ｄ１２，ｉ_Ｄ２０，ｉ_Ｄ２１，ｉ_２とを用い、キャリア信号Ｃの周期ごとに、この延長量の算出を行う。以下、図１８〜図２１を参照しながら、延長量算出部１０３が行う処理について詳細に説明する。

図１８及び図１９は、延長量算出部１０３が行う延長量算出処理を示すフロー図である。また、図２０は、延長量算出部１０３が回生時に算出する延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２（第１及び第２の延長量）を示す図であり、図２１は、延長量算出部１０３が力行時に算出する延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２（第１及び第２の延長量）を示す図である。

ここで、以下の説明では「対象転流中状態」という用語を用いる場合があるが、これは、電力変換装置１がその転流中状態にある間にリアクトル電流ｉ_Ｌがゼロクロスする転流中状態であり、上述したように、回生時、力行時ともにキャリア信号Ｃの１周期の間に２つ存在する。図２０には、この対象転流中状態を転流中状態Ｓｔ−１，Ｓｔ−２として明示し、図２１には、この対象転流中状態を転流中状態Ｓｔ３−１，Ｓｔ３−２として明示している。

図１８に示すように、延長量算出部１０３はまず、転流中状態継続時間ｄｔを取得する（ステップＳ１）。この転流中状態継続時間ｄｔは、回生時には図６に示した所定時間ｄ_ｄｔであり、力行時には図７に示した所定時間ｄ_ｃｓである。所定時間ｄ_ｄｔ，ｄ_ｃｓは、制御装置４内の図示しない記憶装置に予め記憶される。

次いで延長量算出部１０３は、１つ目の対象転流中状態（第１の転流中状態。回生時には転流中状態Ｓｔ−１、力行時には転流中状態Ｓｔ３−１）に関して、前後のリアクトル電流ｉ_Ｌの値（第１及び第２の電流値）に基づき、実際にゼロクロスが発生するか否かを判定する（ステップＳ２）。

ステップＳ２の処理について詳しく説明すると、まず回生時については、電流値ｉ_Ｄ２０（第１の電流値：第１の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉ_Ｄ１１（第２の電流値：第１の転流中状態が終了した後、第１のノードｎ_１と第２のノードｎ_２の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉ_Ｄ２０＜０＜ｉ_Ｄ１１の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。一方、力行時については、電流値ｉ_０（第１の電流値：第１の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉ_Ｄ２０（第２の電流値：第１の転流中状態が終了した後、第３のノードｎ_３と第４のノードｎ_４の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉ_０＜０＜ｉ_Ｄ２０の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。

ステップＳ２においてゼロクロスが発生しないと判定した場合（ステップＳ３の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄ_ｃｏｍ１に０を設定し（ステップＳ８）、図１９のステップＳ９に処理を進める。一方、ステップＳ２においてゼロクロスが発生すると判定した場合（ステップＳ３の肯定判定）の延長量算出部１０３は、前後のリアクトル電流ｉ_Ｌの値、及び、対応する変調率に基づき、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}（第１のゼロクロス発生タイミング）を算出する（ステップＳ４）。具体的には、回生時には次の式（２３）、力行時には次の式（２４）によって、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}を算出する。

次に延長量算出部１０３は、ステップＳ１で取得した転流中状態継続時間ｄｔに基づき、算出したゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}が対象転流中状態内のタイミングか否かを判定する（ステップＳ５）。

ステップＳ５の処理について詳しく説明すると、まず回生時については、転流中状態Ｓｔ−１の終了タイミングＤ_２０＋ｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}とを比較する処理となる。これらがＤ_２０＋ｄｔ＞Ｄ_{ＺＥＲＯ１}の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。一方、力行時については、転流中状態Ｓｔ３−１の終了タイミングｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}とを比較する処理となる。これらがｄｔ＞Ｄ_{ＺＥＲＯ１}の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。

ステップＳ５において対象転流中状態内のタイミングでないと判定した場合（ステップＳ６の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄ_ｃｏｍ１に０を設定し（ステップＳ８）、図１９のステップＳ９に処理を進める。一方、ステップＳ５において対象転流中状態内のタイミングであると判定した場合（ステップＳ６の肯定判定）の延長量算出部１０３は、転流中状態継続時間ｄｔに基づいて決まる転流中状態の終了タイミングと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ１}とに基づき、延長量Ｄ_ｃｏｍ１を算出する。具体的には、回生時には次の式（２５）、力行時には次の式（２６）によって、延長量Ｄ_ｃｏｍ１を算出する。

次に、延長量算出部１０３はステップＳ９に移り、２つ目の対象転流中状態（第２の転流中状態。回生時には転流中状態Ｓｔ−２、力行時には転流中状態Ｓｔ３−２）についての処理を開始する。

延長量算出部１０３はまず、対象転流中状態の前後のリアクトル電流ｉ_Ｌ（第３及び第４の電流値）の値に基づき、実際にゼロクロスが発生するか否かを判定する（ステップＳ９）。この処理は、まず回生時については、電流値ｉ_Ｄ２１（第３の電流値：第２の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉ_２（第４の電流値：第２の転流中状態が終了した後、第１のノードｎ_１と第２のノードｎ_２の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉ_２＜０＜ｉ_Ｄ２１の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。一方、力行時については、電流値ｉ_Ｄ１１（第３の電流値：第２の転流中状態の開始タイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）及び電流値ｉ_Ｄ２１（第４の電流値：第２の転流中状態が終了した後、第３のノードｎ_３と第４のノードｎ_４の間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングでリアクトルＬを流れる電流の値）のそれぞれと０とを比較する処理となる。これらがｉ_Ｄ２１＜０＜ｉ_Ｄ１１の関係を満たす場合に、延長量算出部１０３は、実際にゼロクロスが発生すると判定し、その他の場合に、実際にはゼロクロスが発生しないと判定する。

ステップＳ９においてゼロクロスが発生しないと判定した場合（ステップＳ１０の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄ_ｃｏｍ２に０を設定し（ステップＳ１５）、処理を終了する。一方、ステップＳ９においてゼロクロスが発生すると判定した場合（ステップＳ１０の肯定判定）の延長量算出部１０３は、前後のリアクトル電流ｉ_Ｌの値、及び、対応する変調率に基づき、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}（第２のゼロクロス発生タイミング）を算出する（ステップＳ１１）。具体的には、回生時には次の式（Ｓ２７）、力行時には次の式（２８）によって、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}を算出する。

次に延長量算出部１０３は、ステップＳ１で取得した転流中状態継続時間ｄｔに基づき、算出したゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}が対象転流中状態内のタイミングか否かを判定する（ステップＳ１２）。具体的には、まず回生時については、転流中状態Ｓｔ−２の終了タイミングＤ_２１＋ｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}とを比較する。そして、これらがＤ_２１＋ｄｔ＞Ｄ_{ＺＥＲＯ２}の関係を満たす場合に、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。一方、力行時については、転流中状態Ｓｔ３−２の終了タイミングＤ_１１＋ｄｔと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}とを比較する。これらがＤ_１１＋ｄｔ＞Ｄ_{ＺＥＲＯ２}の関係を満たす場合に、対象転流中状態内のタイミングであると判定し、その他の場合に、対象転流中状態内のタイミングでないと判定する。

ステップＳ１２において対象転流中状態内のタイミングでないと判定した場合（ステップＳ１３の否定判定）の延長量算出部１０３は、延長量Ｄ_ｃｏｍ２に０を設定し（ステップＳ１５）、処理を終了する。一方、ステップＳ１２において対象転流中状態内のタイミングであると判定した場合（ステップＳ１３の肯定判定）の延長量算出部１０３は、転流中状態継続時間ｄｔに基づいて決まる転流中状態の終了タイミングと、ゼロクロス発生タイミングＤ_{ＺＥＲＯ２}とに基づき、延長量Ｄ_ｃｏｍ２を算出する。具体的には、回生時には次の式（２９）、力行時には次の式（３０）によって、延長量Ｄ_ｃｏｍ２を算出する。

図１６に戻る。延長量算出部１０３は、以上のようにして算出した延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２を、転流中状態継続時間ｄｔとともに制御部１０４に供給する。制御部１０４は、延長量算出部１０３から供給されるこれらの情報の他、変調部１０１が算出した変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１と、リアクトル電流算出部１０２が算出した電流値ｉ_０，ｉ_Ｄ１０，ｉ_Ｄ１１，ｉ_Ｄ１２，ｉ_Ｄ２０，ｉ_Ｄ２１，ｉ_２とに基づいて、図１に示したスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎ，Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２の状態制御を行う。

具体的に説明すると、制御部１０４はまず、変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１のうち１つ目の対象転流中状態の電流ゼロクロスタイミング以降に到来するものに、延長量Ｄ_ｃｏｍ１を加算する処理を行う。この加算処理の対象となる変調率としては、回生時には変調率Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２１が該当し、力行時には変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１のすべてが該当する。

続いて制御部１０４は、変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１のうち２つ目の対象転流中状態の電流ゼロクロスタイミング以降に到来するものに、延長量Ｄ_ｃｏｍ２を加算する処理を行う。この加算処理の対象となる変調率としては、力行時には変調率Ｄ_１２，Ｄ_２１が該当する。回生時には、この加算処理の対象となる変調率は存在しない。

これらの加算処理後の変調率を修正変調率Ｄ_１０ａ，Ｄ_１１ａ，Ｄ_１２ａ，Ｄ_２０ａ，Ｄ_２１ａとし、それぞれを数式で表すと、次の式（３１）及び式（３２）となる。式（３１）は回生時、式（３２）は力行時に対応している。図２０及び図２１には、修正変調率Ｄ_１０ａ，Ｄ_１１ａ，Ｄ_１２ａ，Ｄ_２０ａ，Ｄ_２１ａのそれぞれを、加算処理前の変調率Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１とともに図示している。

制御部１０４はさらに、延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２に基づいて、キャリア信号Ｃの最大値ＡＭＰを修正する処理を行う。この処理は、キャリア信号Ｃの１周期をＤ_ｃｏｍ１＋Ｄ_ｃｏｍ２だけ延長するための処理であり、具体的には、回生時・力行時ともに次の式（３３）により修正最大値ＡＭＰａが算出される。

以上のようにして修正変調率Ｄ_１０ａ，Ｄ_１１ａ，Ｄ_１２ａ，Ｄ_２０ａ，Ｄ_２１ａ及び修正最大値ＡＭＰａを求めた制御部１０４は、その後、修正最大値ＡＭＰａに基づいてキャリア信号Ｃの生成を行い、さらに、このキャリア信号Ｃが０であるタイミングを基準として、修正変調率Ｄ_１０ａ，Ｄ_１１ａ，Ｄ_１２ａ，Ｄ_２０ａ，Ｄ_２１ａのそれぞれに基づくタイミングで、図１に示したスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎ，Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２の状態制御を行う。その結果、図２０及び図２１に示すように、転流中状態を設けたことによって抑制されたリアクトル電流ｉ_Ｌの変化分が補償され、転流中状態を設けない場合と実質的に同振幅のリアクトル電流ｉ_Ｌを得ることが可能になる。

以上説明したように、本実施の形態による制御装置４によれば、算出した延長量Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２に基づいて、ゼロクロスに対応する転流中状態（回生時には転流中状態Ｓｔ−１，Ｓｔ−２、力行時には転流中状態Ｓｔ３−１，Ｓｔ３−２）の終了後におけるスイッチ素子Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎ，Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２の状態制御タイミングを遅延させるので、電力変換装置１がこれらの転流中状態である間に抑制されたリアクトル電流ｉ_Ｌの変化分を、転流中状態の終了後に取り戻すことができる。したがって、転流中状態を使用しつつも、出力電力誤差や入力電流歪みを低減することが可能になる。

また、本実施の形態によれば、スイッチ素子の状態制御タイミングを遅延させた分だけキャリア信号Ｃの１周期を延長するので、スイッチ素子の状態制御タイミングの遅延によって他の状態制御タイミングに悪影響を与えることなくリアクトル電流ｉ_Ｌに新たな誤差が生ずることを防止できる。

以下、電力変換装置１及び制御装置４を用いて実際に実験を行った結果を示しながら、本発明の効果について説明する。以下では、上記実施の形態による制御装置４を用いて実験を行った結果である実施例と、本発明の背景技術による制御装置４を用いて実験を行った結果である比較例とを示す。各実験で用いた各パラメータの値は、以下の表１に示すとおりである。また、スイッチ素子Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎとしては、セミクロン社製のＳＫＭ１５０ＧＭ１２Ｔ４Ｇを用いた。

図２２（ａ）は伝送電力Ｐの測定結果を示す図であり、図２２（ｂ）は入力電流ｉ_ｅｕの歪み率（ＴＨＤ：Total Harmonic Distortion）の測定結果を示す図である。両図とも、横軸は電力指令値Ｐ^＊である。また、図２３（ａ）及び図２３（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ａ（実施例）における電入力圧ｅ_ｕ及び入力電流ｉ_ｅｕの測定結果を示す図であり、図２４（ａ）及び図２４（ｂ）はそれぞれ、図２１（ａ）に示した動作点Ｂ（比較例）における入力電圧ｅ_ｕ及び入力電流ｉ_ｅｕの測定結果を示す図である。これらの図の横軸は時間である。

図２２（ａ）を参照すると、比較例では動作領域によっては伝送電力Ｐに大きな誤差が生じているのに対し、実施例ではそのような誤差がほとんど生じていない。このことは、比較例と比べて、実施例では出力電力誤差が低減されていることを示している。

次に図２２（ｂ）を参照すると、マイナスの電力指令値Ｐ^＊に対応する回生時においては、比較例では幅広い動作領域にわたって入力電流ｉ_ｅｕの歪み率が大きくなっているのに対し、実施例ではほぼすべての動作領域で入力電流ｉ_ｅｕの歪み率が抑制されている。例えば回生定格出力−１０００Ｗの６０％に相当する−６００Ｗにおいては、入力電流ｉ_ｅｕの歪み率が２３．５％から４．０％にまで抑制されている。一方、プラスの電力指令値Ｐ^＊に対応する力行時においては、低出力では実施例の歪み率が大きくなってしまっているものの、力行定格出力１０００Ｗの４０％程度以上で動作させた場合の歪み率としては、比較例よりも小さな値が得られている。したがって、実施例によれば、多くの実用的な動作領域で、比較例よりも入力電流の歪みが抑制されると言える。

このことは、図２３及び図２４に示した実験結果からも確認される。これらの図によれば、回生定格出力−１０００Ｗの６０％に相当する−６００Ｗ（図２２（ａ）に示した動作点Ａ，Ｂ）において、比較例では入力電流ｉ_ｅｕに大きな歪みが生じているのに対し、実施例では入力電流ｉ_ｅｕの歪みが抑制されている。

このように、本実施の形態による制御装置４によって出力電力誤差や入力電流歪みを低減できることは、実験の結果からも確認されている。

以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。

１ 電力変換装置
２ 系統電源
３ 負荷
４ 制御装置
１０ 三相単相マトリックスコンバータ
２０ トランス
２０ａ，２０ｂ コイル
３０ ＡＣ／ＤＣコンバータ
４０ 保護回路
１００ 数値演算部
１０１ 変調部
１０２ リアクトル電流算出部
１０３ 延長量算出部
１０４ 制御部
ＡＭＰ キャリア信号Ｃの最大値
ＡＭＰａ キャリア信号Ｃの修正最大値
Ｃ キャリア信号
Ｃ１ キャパシタ
Ｃｆ 入力キャパシタ
Ｄ_１０，Ｄ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_２０，Ｄ_２１ 変調率
Ｄ_１０ａ，Ｄ_１１ａ，Ｄ_１２ａ，Ｄ_２０ａ，Ｄ_２１ａ 修正変調率
Ｄ_ｃｏｍ１，Ｄ_ｃｏｍ２ 延長量
Ｄ_{ＺＥＲＯ１}，Ｄ_{ＺＥＲＯ２} ゼロクロス発生タイミング
Ｇ_ｐｕ，Ｇ_ｕｐ，Ｇ_ｐｖ，Ｇ_ｖｐ，Ｇ_ｐｗ，Ｇ_ｗｐ，Ｇ_ｎｕ，Ｇ_ｕｎ，Ｇ_ｎｖ，Ｇ_ｖｎ，Ｇ_ｎｗ，Ｇ_ｗｎ，Ｇ_１１，Ｇ_２１，Ｇ_１２，Ｇ_２２ スイッチ素子
Ｌ リアクトル
Ｌｆ 交流リアクトル
Ｐ^＊ 電力指令値
Ｒｆ ダンピング抵抗
Ｓａ 転流元のスイッチ状態
Ｓｂ 転流先のスイッチ状態
Ｓｔ，Ｓｔ１〜Ｓｔ３ 転流中状態
Ｓ_ｕｐ，Ｓ_ｖｐ，Ｓ_ｗｐ，Ｓ_ｕｎ，Ｓ_ｖｎ，Ｓ_ｗｎ 双方向スイッチ素子
ｄ_０，ｄ_１ 操作パラメータ
ｄｔ，ｄ_ｄｔ，ｄ_ｃｓ 転流中状態継続時間
ｉ_Ｌ リアクトル電流

Claims (8)

1. 互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、
   一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
   一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、
   前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルと
   を有する電力変換装置が転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、
   前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出する延長量算出部と、
   前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部と
   を備える制御装置。
2. 電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、
   前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、
   前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、
   前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、
   前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる
   請求項１に記載の制御装置。
3. 前記第１の転流中状態は、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
   請求項１又は２に記載の制御装置。
4. 前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
   請求項１又は２に記載の制御装置。
5. 互いに磁気結合する第１及び第２のコイルを有するトランスと、
   一端が直流電源の一端を構成する第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの一端を構成する第３のノードに接続された第１の片方向スイッチ素子、一端が前記直流電源の他端を構成する第６のノードに接続され、他端が前記第３のノードに接続された第２の片方向スイッチ素子、一端が前記第５のノードに接続され、他端が前記第２のコイルの他端を構成する第４のノードに接続された第３の片方向スイッチ素子、及び、一端が前記第６のノードに接続され、他端が前記第４のノードに接続された第４の片方向スイッチ素子を有するＡＣ／ＤＣコンバータと、
   一端が三相交流の第１相に対応する第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの一端を構成する第１のノードに接続された第１の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第２相に対応する第８のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第２の双方向スイッチ素子、一端が前記三相交流の第３相に対応する第９のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第３の双方向スイッチ素子、一端が前記第７のノードに接続され、他端が前記第１のコイルの他端を構成する第２のノードに接続された第４の双方向スイッチ素子、一端が前記第８のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第５の双方向スイッチ素子、及び、一端が前記第９のノードに接続され、他端が前記第２のノードに接続された第６の双方向スイッチ素子を有するマトリックスコンバータと、
   前記第１のノードと前記第１のコイルとの間に挿入されたリアクトルと
   を有する電力変換装置が第１の転流元のスイッチ状態から第１の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第１の転流先のスイッチ状態に遷移し、さらに、第２の転流元のスイッチ状態から第２の転流中状態を含む１以上の転流中状態を経て第２の転流先のスイッチ状態に遷移することとなるよう前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行う前記電力変換装置の制御装置であって、
   前記電力変換装置が前記第１の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第１のゼロクロス発生タイミングと、前記第１の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第１の延長量を算出するとともに、前記電力変換装置が前記第２の転流中状態にある間に前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするタイミングである第２のゼロクロス発生タイミングと、前記第２の転流中状態の終了タイミングとに基づいて第２の延長量を算出する延長量算出部と、
   前記第１の延長量に基づいて、前記第１の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させ、前記第２の延長量に基づいて、前記第２の転流中状態の終了後に前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる制御部と
   を備える制御装置。
6. 電力指令値、前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、及び前記直流電源の電圧値に基づいて、第１及び第２の操作パラメータを算出する数値処理部と、
   前記第１及び第２の操作パラメータに基づき、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを示す複数の変調率を算出する変調部と、
   前記三相交流の第１相乃至第３相それぞれの電圧値、前記直流電源の電圧値、及び前記複数の変調率に基づいて、前記第１の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第１の電流値と、前記第１の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第２の電流値と、前記第２の転流中状態の開始タイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第３の電流値と、前記第２の転流中状態が終了した後、力行時には前記第３のノードと前記第４のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミング、回生時には前記第１のノードと前記第２のノードの間の電圧の極性が初めて切り替わるタイミングで前記リアクトルを流れる電流の値である第４の電流値とを算出するリアクトル電流算出部とをさらに備え、
   前記延長量算出部は、前記第１及び第２の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第１及び第２の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第１のゼロクロス発生タイミングが前記第１の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第１の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第１の転流中状態の終了タイミングと前記第１のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第１の延長量を算出し、
   前記延長量算出部は、前記第３及び第４の電流値に基づいて前記リアクトルを流れる電流がゼロクロスするか否かを判定し、ゼロクロスすると判定した場合にさらに、前記第３及び第４の電流値及び前記複数の変調率のうちの対応するものに基づいて算出される前記第２のゼロクロス発生タイミングが前記第２の転流中状態内のタイミングか否かを判定し、記第２の転流中状態内のタイミングであると判定した場合に、前記第２の転流中状態の終了タイミングと前記第２のゼロクロス発生タイミングとに基づいて前記第２の延長量を算出し、
   前記制御部は、前記複数の変調率のうち前記第１の転流中状態の終了後に対応するものに前記第１の延長量を加算するとともに、前記複数の変調率のうち前記第２の転流中状態の終了後に対応するものに前記第２の延長量を加算することにより、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子及び前記第１乃至第６の双方向スイッチ素子の状態制御を行うタイミングを遅延させる
   請求項５に記載の制御装置。
7. 前記第１及び第２の転流中状態はそれぞれ、前記第１乃至第４の片方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
   請求項５又は６に記載の制御装置。
8. 前記第１の転流中状態は、前記第１及び第６の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第２乃至第５の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態であり、
   前記第２の転流中状態は、前記第３及び第４の双方向スイッチ素子がそれぞれ片方向にのみ電流を流し、前記第１，第２，第５，第６の双方向スイッチ素子のすべてがオフである状態である
   請求項５又は６に記載の制御装置。

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