CN112688589A

CN112688589A - 一种单级三相高频环节组合双向ac/dc变换器

Info

Publication number: CN112688589A
Application number: CN202011577309.9A
Authority: CN
Inventors: 江加辉; 张韬; 马大壮; 陈道炼
Original assignee: Qingdao University
Current assignee: Qingdao University
Priority date: 2020-12-28
Filing date: 2020-12-28
Publication date: 2021-04-20

Abstract

单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器，是由三相交流滤波器、三相周波变换器、n个原边串联高频变压器、n个输出并联高频双向全桥整流器、直流滤波器依序级联构成，其中，每个变压器副边分别与一个高频双向全桥整流器连接，n个全桥整流器输出端并联；单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器采用双电流环直接有功功率分区SVPWM控制策略，实现了直流侧电流和交流侧单位功率因数控制，变换器可工作在整流和逆变模式，实现双向功率流。该变换器属于单级功率变换，没有直流环节，解决了直流母线电解电容器寿命短等问题，提高了变换器的可靠性；原边串联副边并联的n个变压器‑全桥整流器组合，提高了变换器的容量，适用于大功率场合。

Description

一种单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器

技术领域：

本发明所涉及的一种单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器，属于电能变换领域。

背景技术：

随着经济的飞速发展和生活水平的提高，汽车已成为必不可少的代步工具，使用新能源逐步代替传统化石燃料来驱动汽车，是未来汽车工业发展的必然趋势。在新基建背景支持下，充电设备的建设也随着电动汽车数量的增长而得到了快速的发展，并且拥有广阔的发展空间。

大量电动汽车接入电网，也使合理利用汽车和电网的互动、实现最优充电成为研究热点。如果使这些汽车在用电低谷时段从电网吸收能量，对电动汽车进行充电；在用电高峰时段，将电动汽车蓄电池的能量回馈给电网，就能有效减小电网日用电负荷峰谷差，对电网起到削峰填谷的作用，实现双向逆变式充电技术，也称电动汽车与电网双向互动(vehicle to grid，V2G)，使电动汽车兼具负荷管理和***调峰的作用，以便实现能源的合理分配并达成电网与用户双赢，长期来看V2G技术将成为能源互联的重要一环。

双向AC/DC变换器作为连接电动汽车与电网的重要环节，现有研究主要集中于两级式结构，这类结构存在两级功率变换、功率密度低、变换效率不够理想、直流母线电解电容寿命低等问题。因此，寻求一种具有单级功率变换、电路拓扑简洁、电气隔离、高效、高功率密度的双向AC/DC变换器具有重要理论和实践价值。

发明内容：

本发明的目的是要提供一种具有单级功率变换、电路拓扑简洁、电气隔离、高效、高功率密度等特点的单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器。

为了实现上述技术目的，本发明的技术方案在于：

一种单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器，是由三相交流滤波器、三相周波变换器、n个原边串联高频变压器、n个输出并联高频双向全桥整流器、直流滤波器依序级联构成，其中，每个高频变压器副边分别连接到一个高频双向全桥整流器，n个高频双向全桥整流器输出端并联。采用原边串联副边并联的n个变压器-全桥整流器组合，提高了变换器的容量，适用于大功率场合。

所述变换器可工作在整流模式和逆变模式，实现双向功率流。在整流模式下，所述变换器为Boost型整流器，通过对三相周波变换器的开关操作实现三相储能电感的储能和释能，并实现交流侧的单位功率因数控制；在逆变模式下，所述变换器为Buck型并网逆变器，可根据需要实现单位功率因数并网或者参与无功调节。

所述变换器采用双电流环直接有功功率分区SVPWM控制策略，外环控制直流侧电流，内环控制交流侧电流。内环电流控制在两相同步速dq坐标系中进行，通过对瞬时有功功率和瞬时无功功率的控制，达到功率因数校正的目的。

本发明能够实现单级AC/DC变换，实现电网向电动汽车充电、电动汽车向电网发电、参与电网无功调节等功能，具有单级功率变换、电路拓扑简洁、电气隔离、高效、高功率密度、直流端口适应工作电压范围宽的特点。

附图说明：

图1为所述变换器的结构框图；

图2为所述变换器的一种电路拓扑实例图；

图3为三相电流参考波的扇区划分图；

图4为电压矢量空间分布图；

图5为所述变换器的开关驱动波形图；

图6为所述变换器工作过程中的高频开关过程等效电路，包括(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)、

(g)、(h)8幅子图；

图7为所述双电流环直接有功功率分区SVPWM控制框图。

具体实施方式：

下面通过具体实例结合说明书附图对本发明的技术方案做进一步详细的描述。

一种单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器，是由三相交流滤波器、三相周波变换器、n个原边串联高频变压器、n个输出并联高频双向全桥整流器、直流滤波器依序级联构成，其中，每个变压器副边分别与一个高频双向全桥整流器连接，n个全桥整流器输出端并联。单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器采用双电流环直接有功功率分区SVPWM控制策略，实现了直流侧电流和交流侧单位功率因数控制，变换器可工作在整流和逆变模式，实现双向功率流。以n＝2为例，所述变换器的一种电路拓扑实例如图2所示，其中v_AN、v_BN、v_CN是三相电压源，L_A、L_B、L_C是三相滤波电感，S₁-S₆、S₁'-S₆'是三相周波变换器的功率开关，Q₁-Q₈是高频双向全桥整流器的功率开关，T₁、T₂是高频变压器，C_o是直流滤波电容，V_DC是直流电源。

三相交流侧电流参考波i_A*、i_B*、i_C*一个工频周期内被划分为6个60°扇区，依次记为扇区I、II、III、IV、V、VI，如图3所示。下面将结合单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器的等效电路图，以扇区I、2个高频双向全桥整流器同步工作模式为例，描述变换器运行在整流模式下的工作过程。

三相交流侧电流参考波经SVPWM调制，输出三相周波变换器和高频双向全桥整流器的开关驱动信号。所述SVPWM调制方式包含六个有效矢量V₁(000111)、V₂(011100)、V₃(001110)、V₄(110001)、V₅(100011)、V₆(111000)和两个零矢量V₀(010101)、V₇(101010)，其中矢量(S₁S₂S₃S₄S₅S₆)中S_j＝1或0分别表示功率开关管S_j和S_j'的导通或关断。电压矢量空间分布如图4所示。扇区I作用的矢量有V₀、V₇、V₄、V₆，扇区II作用的矢量有V₀、V₇、V₂、V₆，扇区III作用的矢量有V₀、V₇、V₂、V₃，扇区IV作用的矢量有V₀、V₇、V₁、V₃，扇区V作用的矢量有V₀、V₇、V₁、V₅，扇区VI作用的矢量有V₀、V₇、V₄、V₅。

单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器在双电流环直接有功功率分区SVPWM控制时的开关驱动波形和高频开关过程等效电路分别如图5和图6所示。

模态1：矢量V₀作用，原边开关管S₂、S₂'、S₄、S₄'、S₆、S₆'导通，S₁、S₁'、S₃、S₃'、S₅、S₅'关断，v_LA>0、v_LB>0、v_LC<0，L_A储能、L_B储能、L_C储能；副边功率开关Q₁、Q₄、Q₅、Q₈导通，Q₂、Q₃、Q₆、Q₇关断，T₁和T₂副边电压钳位到输出电压。

模态2：矢量V₄作用，原边功率开关S₁、S₁'、S₂、S₂'、S₆、S₆'导通，S₃、S₃'、S₄、S₄'、S₅、S₅'关断，v_LA<0、v_LB>0、v_LC>0，L_A释能、L_B储能、L_C释能；副边功率开关维持上一模态状态不变。

模态3：矢量V₆作用，原边功率开关S₁、S₁'、S₂、S₂'、S₃、S₃'导通，S₄、S₄'、S₅、S₅'、S₆、S₆'关断，v_LA<0、v_LB<0、v_LC>0，L_A释能、L_B释能、L_C释能；副边功率开关维持上一模态状态不变。

模态4：矢量V₇作用，原边功率开关S₁、S₁'、S₃、S₃'、S₅、S₅'导通，S₂、S₂'、S₄、S₄'、S₆、S₆'关断，v_LA>0、v_LB>0、v_LC<0，L_A储能、L_B储能、L_C储能；副边功率开关维持上一模态状态不变。

模态5：矢量V₇作用，原边功率开关状态维持上一模态状态不变，v_LA>0、v_LB>0、v_LC<0，L_A储能、L_B储能、L_C储能；副边功率开关Q₂、Q₃、Q₆、Q₇导通，Q₁、Q₄、Q₅、Q₈关断，T₁和T₂副边电压钳位到负的输出电压。

模态6：矢量V₁作用，原边功率开关S₄、S₄'、S₅、S₅'、S₆、S₆'导通，S₁、S₁'、S₂、S₂'、S₃、S₃'关断，v_LA>0、v_LB>0、v_LC<0，L_A储能、L_B储能、L_C储能；副边功率开关维持上一模态状态不变。

模态7：矢量V₃作用，原边功率开关S₃、S₃'、S₄、S₄'、S₅、S₅'导通，S₁、S₁'、S₂、S₂'、S₆、S₆'关断，v_LA>0、v_LB<0、v_LC<0，L_A储能、L_B释能、L_C储能；副边功率开关维持上一模态状态不变。

模态8：矢量V₀作用，原边功率开关状态与模态1状态相同，S₂、S₂'、S₄、S₄'、S₆、S₆'导通，S₁、S₁'、S₃、S₃'、S₅、S₅'关断，v_LA>0、v_LB>0、v_LC<0，L_A储能、L_B储能、L_C储能；副边功率开关维持上一模态状态不变。

模态1与模态8时间相等，模态2与模态7时间相等，模态3与模态6时间相等，模态4与模态5时间相等，以实现变压器高频磁复位。

单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器采用双电流环直接有功功率分区SVPWM控制策略，实现了直流侧电流控制和交流侧实现单位功率因数，变换器可工作在双向功率流。这种控制策略包括直流侧电流外环、交流侧电流内环，直流侧电流外环用以实现稳定、优质直流电流的输出(或输入)，交流侧电流内环实现交流侧单位功率因数的控制，控制框图如图7所示。

电流外环采样直流电流i_dc，与直流电流给定参考量I_dc*比较，经PI计算后输出交流侧电流内环有功电流参考量i_p*。所述变换器在整流模式与逆变模式下的开关等效电路是一致的，当给定的参考量I_dc*>0时，变换器运行在整流模式；I_dc*<0时，变换器运行在逆变模式，改变I_dc*的值即可自由切换变换器的功率流方向。

交流侧电流内环控制在两相同步速dq坐标系中进行，dq坐标系的d轴与交流侧电压空间矢量重合，此时直轴电流i_d与有功电流相等，交轴电流i_q与无功电流幅值相等、符号相反，在对称三相交流电网中，直轴电压为V_d＝1.732E，交轴电压为0，其中E是三相交流电网相电压有效值，故瞬时有功功率为p＝1.732Ei_p，瞬时无功功率为q＝1.732Ei_q。

控制器采样A、B两相电流I_A、I_B，并计算C相电流I_C，变换到dq坐标系得到i_d和i_q。i_d与参考量i_d*比较，i_q与参考量0比较，分别经PI计算后，变换到ABC三相坐标系，得到三相交流侧电流参考波i_A*、i_B*、i_C*。变换器稳态运行时，i_d为常量，i_q为0，可实现恒定瞬时有功功率变换，无功功率恒为0，可实现交流侧单位功率因数。

Claims

1.单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器，其特征在于：该变换器是由三相交流滤波器、三相周波变换器、n个原边串联高频变压器、n个输出并联高频双向全桥整流器、直流滤波器依序级联构成；所述三相交流滤波器由三相单电感L滤波器或三相LCL滤波器构成；所述三相周波变换器包括六个四象限开关，构成了3个桥臂，每个四象限开关由两个两象限功率开关反串构成；所述n个高频变压器原边绕组串联，副边分别连接到一个高频双向全桥整流器；所述高频双向全桥整流器输出端并联；所述直流滤波器由单电容C滤波器或CL滤波器构成。

2.根据权利要求1所述的单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器，其特征在于：所述变换器的三相交流滤波器正端分别连接至交流三相工频电网的A、B、C相，负端分别连接至三相周波变换器的第1、2、3个桥臂的中点；所述三相周波变换器第1桥臂由1个上桥臂和1个下桥臂构成，其中上桥臂由功率开关S₁、S₁'构成，下桥臂由功率开关S₄、S₄'构成；所述三相周波变换器第2桥臂由1个上桥臂和1个下桥臂构成，其中上桥臂由功率开关S₃、S₃'构成，下桥臂由功率开关S₆、S₆'构成；所述三相周波变换器第3桥臂由1个上桥臂和1个下桥臂构成，其中上桥臂由功率开关S₅、S₅'构成，下桥臂由功率开关S₂、S₂'构成；3个上桥臂的公共端连接至节点P，3个下桥臂的公共端连接至节点N；所述n个高频变压器原边绕组依次串联在P、N节点之间；所述n个高频双向全桥整流器分别与n个高频变压器的副边绕组连接；所述n个高频双向全桥整流器输出端并联后连接到直流滤波器两端；直流滤波器输出并联到直流侧电源两端。

3.根据权利要求1所述的单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器，其特征在于：所述变换器的原边串联副边并联的n个变压器-全桥整流器组合可以工作在同步模式，也可以工作在非同步模式；当工作在同步模式时，n个变压器-全桥整流器组合输出均衡功率；当工作在非同步模式时，变换器可以实现n个变压器-全桥整流器组合的功率分配，也可以关闭其中一个或多个变压器-全桥整流器组合以调整输出功率等级。

4.根据权利要求1所述的单级三相高频环节组合双向AC/DC变换器，其特征在于：所述变换器采用双电流环直接有功功率分区SVPWM控制策略，实现了直流侧电流和交流侧单位功率因数控制，变换器可工作在整流模式和逆变模式，实现双向功率流；所述的控制策略采用直流侧电流外环、交流侧电流内环双闭环控制，直流侧电流外环用以实现稳定、优质直流电流的输出(或输入)，交流侧电流内环实现交流侧单位功率因数的控制；所述的直流侧电流外环是通过采样直流电流，与直流电流给定参考量比较，经PI计算后输出交流侧电流内环参考量，交流侧电流内环控制在两相同步速dq坐标系中进行，采样A、B两相电流并计算C相电流，变换到dq坐标系得到d轴电流和q轴电流，d轴电流与电流外环输出的电流内环参考量比较，q轴电流与参考量0比较，分别经PI计算后，变换到ABC三相坐标系，得到三相交流侧电流参考量，该三相参考量在一个工频周期内被划分为6个60°扇区，并经SVPWM调制输出三相周波变换器和高频双向全桥整流器的开关驱动信号。