WO2012144274A1 - Ｌｅｄ点灯装置およびｌｅｄ照明装置 - Google Patents

Ｌｅｄ点灯装置およびｌｅｄ照明装置 Download PDF

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WO2012144274A1
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buck converter
voltage
field effect
led
led lighting
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PCT/JP2012/054746
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Inventor
正史 加瀬
Original Assignee
株式会社光波
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/375—Switched mode power supply [SMPS] using buck topology

Definitions

  • the present invention relates to an LED lighting device and an LED lighting device.
  • Patent Document 1 discloses an LED lighting device that turns on an LED by stepping down DC power obtained by rectifying commercial AC power using a DC-DC converter circuit.
  • the duty ratio of the switching element is 10% or more. For this reason, for example, when a small number of LEDs (for example, about 3 V for a single LED) are turned on by DC power obtained by rectifying commercial AC power (100 V or 200 V), the duty of the switching element of the buck converter There is a problem that the ratio becomes less than 10% and the lighting efficiency is lowered.
  • an object of the present invention is to provide an LED lighting device and an LED lighting device that are highly efficient even when the number of lights is small.
  • the present invention provides an LED lighting device for lighting an LED, A first buck converter that steps down an input voltage to a first voltage and a first voltage that is connected in series to the first buck converter and that outputs the first voltage output from the first buck converter to a second voltage lower than that. And detecting a voltage or current supplied to the LED from the second buck converter, and detecting both of the first buck converter and the second buck converter based on a detection result. And a control means for controlling the switching operation. According to such a configuration, an LED lighting device with high efficiency can be provided even when the number of lights is small.
  • control unit supplies control signals having the same duty ratio to the first buck converter and the second buck converter, respectively, to control these switching operations. It is characterized by doing. According to such a configuration, the power supplied to the LED can be easily controlled.
  • control signal supplied from the control means to the first buck converter and the second buck converter is set so that the duty ratio and the phase are equal. It is characterized by that. According to such a configuration, since the same control signal can be supplied to the first and second buck converters, the configuration of the control means can be simplified.
  • the first buck converter includes a high-side switch configured with a switching element and a low-side switch configured with a diode element
  • the second buck converter includes a high-side switch. Both the low-side switch and the low-side switch are configured by switching elements. According to such a configuration, power loss can be effectively suppressed by using both the high-side switch and the low-side switch of the second buck converter having a large output current as switching elements.
  • the choke coil of the second buck converter is provided with a secondary winding, and the first buck converter is excited by the secondary winding of the first converter. It is characterized by being switched by a voltage to be applied. Circuit design can be facilitated by utilizing the voltage excited by the secondary winding insulated from the primary winding.
  • the first buck converter includes a field effect transistor as a switching element.
  • the field effect transistor When the field effect transistor is turned off, the first buck converter is turned on and the gate terminal is turned on. It has a discharge switching element for discharging the charge accumulated in the input capacitor.
  • the switching frequency can be set high by rapidly discharging the charge accumulated in the input capacitance of the field effect transistor.
  • this invention is an LED lighting apparatus which has the LED lighting device mentioned above. According to such a configuration, an LED lighting device with high efficiency can be provided even when the number of lights is small.
  • FIG. 1 It is a circuit diagram which shows the structural example of the LED lighting device which concerns on 1st Embodiment of this invention. It is a figure for demonstrating operation
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of an LED lighting device according to the first embodiment of the present invention.
  • the LED lighting device 1 includes input terminals 10 and 11, a diode bridge 12, capacitor elements 13, 17 and 22, switching elements 14 and 18, diode elements 15 and 19, coil elements 16 and 20, A resistance element 21, an LED (Light Emitting Diode) 23, and a control unit 30 are included.
  • the switching element 14, the diode element 15, the coil element 16, and the capacitor element 17 constitute a first buck converter, and the switching element 18, the diode element 19, the coil element 20, and the capacitor element 22 are a second buck converter. Configure.
  • the switching element 14 corresponds to a high side switch
  • the diode element 15 corresponds to a low side switch
  • the switching element 18 corresponds to a high side switch
  • the diode element 19 corresponds to a low side switch.
  • the diode bridge 12 is constituted by four diode elements, and performs full-wave rectification on the AC power input from the input terminals 10 and 11 and outputs the AC power.
  • the capacitor element 13 is constituted by, for example, a film capacitor or a ceramic capacitor having a capacity of several hundreds of ⁇ F to a few ⁇ F.
  • the capacitor element 13 functions as a bypass capacitor for attenuating harmonics generated by the switching operation of the switching element 14.
  • the switching element 14 is configured by, for example, a bipolar transistor or a field effect transistor, and is turned on or off in accordance with a control signal supplied from the control unit 30 to conduct or block an input current.
  • the diode element 15 is a free wheel diode, and when the switching element 14 is on, it is in a reverse bias state and is in a cut-off state, and when the switching element 14 is off, it is in a forward bias state and is in a conductive state. Become.
  • the coil element 16 is a choke coil, and stores inflow current as magnetic energy when the switching element 14 is on, and releases the stored magnetic energy as electric energy when the switching element 14 is off.
  • the capacitor element 17 is constituted by, for example, an electrolytic capacitor having a capacity of several tens to several hundreds ⁇ F, and smoothes and outputs the current output from the coil element 16.
  • the switching element 18 is configured by, for example, a bipolar transistor or a field effect transistor, like the switching element 14, and is turned on or off according to a control signal supplied from the control unit 30. Conduct or cut off.
  • the diode element 19 is a free wheel diode, and when the switching element 18 is on, it is in a reverse bias state and becomes a cut-off state, and when the switching element 18 is off, it becomes a forward bias state and becomes a conductive state. Become.
  • the coil element 20 is a choke coil, and accumulates the inflowing current as magnetic energy when the switching element 18 is on, and discharges the accumulated magnetic energy as electric energy when the switching element 18 is off.
  • the resistance element 21 is a resistance element for detecting a current flowing through the LED 23, and has a resistance value of several to several tens of m ⁇ , for example.
  • the capacitor element 22 is configured by, for example, an electrolytic capacitor having a capacity of several to several tens of ⁇ F, and smoothes and outputs the current output from the coil element 20 via the resistance element 21.
  • the LED 23 is, for example, a light emitting diode that emits white light and has a forward voltage of about 3 to 5V.
  • the control unit 30 controls the switching element 14 and the switching element 18 by supplying the same control signal based on the voltage generated at both ends of the resistance element 21. More specifically, the control unit 30 adjusts the duty ratio of the switching element 14 and the switching element 18 so that a constant current flows through the LED 23, and controls the voltage generated in the resistance element 21 to be a predetermined voltage. .
  • FIG. 2A is a diagram illustrating an example of a control signal supplied from the control unit 30 to the switching element 14.
  • the control signal is, for example, a signal that is in a high or low state at a constant cycle. Note that the switching element 14 is turned on when the control signal is in a high state, and the switching element 14 is turned off when the control signal is in a low state.
  • the ratio of the period during which the control signal is high to the period of the control signal is about 1: 6.6 (duty ratio is about 15%).
  • the repetition period ⁇ of the control signal is about 1 to several tens of ⁇ sec.
  • FIG. 2B is a diagram showing a current flowing through the coil element 16.
  • FIG. 2A when the control signal becomes high, the switching element 14 is turned on, and the current flowing through the coil element 16 gradually increases as shown in FIG. At this time, since the diode element 15 is reverse-biased, the diode element 15 is cut off.
  • FIG. 2A when the control signal changes from high to low, the switching element 14 is turned off. As a result, an electromotive force is generated in the coil element 16, so that the diode element 15 becomes a forward bias and becomes conductive, and current flows from the coil element 16 to the capacitor element 17.
  • the capacitor element 17 is composed of an electrolytic capacitor or the like having a capacity of several tens to several hundreds ⁇ F, a DC voltage with little voltage fluctuation appears at both ends of the capacitor element 17.
  • the same control signal as that of the switching element 14 (see FIG. 2A) is supplied to the switching element 18.
  • the control signal becomes high, the switching element 18 is turned on, and the current flowing from the capacitor element 17 to the coil element 20 gradually increases as shown in FIG.
  • the diode element 19 is reversely biased, it is in a cut-off state.
  • the control signal changes from a high state to a low state and the switching element 18 is turned off, an electromotive force is generated in the coil element 20, so that the diode element 19 becomes a forward bias and becomes conductive.
  • a current is passed to the capacitor element 22 through the resistance element 21. Since such a current decreases according to the magnetic energy accumulated in the coil element 20, the current gradually decreases as shown in FIG.
  • the capacitor element 22 accumulates the current output from the coil element 20 via the resistance element 21 as a charge, smoothes it, and outputs it as a DC voltage.
  • the LED 23 is lit by a DC voltage output from the capacitor element 22.
  • the control unit 30 detects the terminal voltage of the resistance element 21, and increases the duty ratio of the control signal when the terminal voltage decreases (when the current flowing through the resistance element 21 decreases).
  • the on-time of both the switching elements 14 and 18 increases, so that the terminal voltages of both the capacitor element 17 and the capacitor element 22 rise, and the current flowing through the LED 23 increases.
  • the duty ratio of the control signal is decreased.
  • the on-time of both the switching elements 14 and 18 is reduced, the terminal voltages of both the capacitor element 17 and the capacitor element 22 are lowered, and the current flowing through the LED 23 is reduced.
  • the current passing through the LED 23 is controlled to be constant.
  • the terminal voltage of the capacitor element 17 is substantially constant. Since the control unit 30 controls the output current of the second buck converter to be constant, the control signal supplied from the control unit 30 to the switching element 18 when the voltage of the capacitor element 17 as the input voltage is constant. The duty ratio is substantially constant. Such a control signal is also supplied to the switching element 14, and when the switching element 14 is turned on / off with a substantially constant duty ratio, a current proportional to the input voltage flows from the input terminals 10 and 11, The current is substantially sinusoidal. Thereby, a high power factor can be obtained.
  • the duty ratios of the switching elements 14 and 18 are both about 15%, if the output voltage of the diode bridge 12 is about 140V, the output voltage of the first buck converter is about 22V ( ⁇ 140 ⁇ 0.15). The output voltage of the second buck converter is about 3.2 V ( ⁇ 140 ⁇ 0.15 ⁇ 0.15).
  • the two buck converters are connected in series, and the resistance element 21 that detects current is provided on the output side of the second buck converter, and the control unit 30 is based on the detected value. Controls the switching elements 14, 18 of the two buck converters.
  • the duty ratio of each buck converter can be somewhat high, resulting in high efficiency. It becomes possible. More specifically, when the 3.2V LED 23 is turned on with a 100V commercial AC power supply, the duty ratio of each buck converter can be about 15%. Further, when the 3.2V LED 32 is turned on with a 200V commercial AC power supply, the duty ratio of each buck converter can be about 11%. For this reason, since a duty ratio can be 10% or more, it can prevent that efficiency falls.
  • the circuit configuration of the control unit 30 can be simplified.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the second embodiment.
  • the switching element 14 includes a field effect transistor 14a, resistance elements 14b to 14d, and a field effect transistor 14e.
  • the switching element 18 and the diode element 19 are constituted by field effect transistors 18a and 18b.
  • the control unit 30 is replaced with a control unit 40.
  • the field effect transistor 14a is configured by, for example, a P-channel MOS-FET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), its drain terminal is connected to one end of the resistor element 14b, and its gate terminal is one end of the resistor element 14c.
  • the source terminal is connected to the cathode terminal of the diode element 15.
  • the field effect transistor 14e is composed of, for example, an N-channel MOS-FET, its drain terminal is connected to one end of the resistance element 14d, and its gate terminal is the source terminal of the field effect transistor 18a and the drain of the field effect transistor 18b.
  • the source terminal is connected to the anode terminal of the diode element 15.
  • the field effect transistor 18a is composed of, for example, an N-channel MOS-FET, its drain terminal is connected to one end of the coil element 16, its gate terminal is connected to the control unit 40, and its source terminal is the drain of the field effect transistor 18b. Connected to the terminal.
  • the field effect transistor 18b is composed of an N-channel MOS-FET, its drain terminal is connected to the source terminal of the field effect transistor 18a, its gate terminal is connected to the control unit 40, and its source terminal is a diode element. It is connected to 15 anode terminals.
  • the control unit 40 controls the field effect transistors 18a and 18b according to the voltage appearing in the resistance element 21.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating a detailed configuration example of the control unit 40.
  • the control unit 40 includes a differential amplifier 41, a PWM (Pulse Width Modulation) control unit 42, and an FET driver 43.
  • the differential amplifier 41 amplifies and outputs the voltage appearing at the resistance element 21.
  • the PWM control unit 42 performs PWM control based on the output of the differential amplifier 41. More specifically, the PWM control unit 42 outputs a pulse signal having a duty ratio corresponding to the output voltage of the differential amplifier 41. For example, when the output of the differential amplifier 41 is large, a pulse signal with a small duty ratio is output, and when the output of the differential amplifier 41 is small, a pulse signal with a large duty ratio is output.
  • the FET driver 43 controls the field effect transistors 18a and 18b based on the pulse signal output from the PWM control unit 42. Specifically, when the control signal output from the PWM controller 42 is high, the FET driver 43 turns on the field effect transistor 18a and turns off the field effect transistor 18b. When the control signal output from the PWM control unit 42 is low, the field effect transistor 18a is turned off and the field effect transistor 18b is turned on. That is, the field effect transistor 18a performs on / off control similarly to the switching element 18 shown in FIG.
  • the field effect transistor 18b is controlled to be turned off when the field effect transistor 18a is turned on, and to be turned on when the field effect transistor 18a is turned off. Note that a circuit for inserting a dead time may be provided in order to prevent the field effect transistors 18a and 18b from being simultaneously turned on and an excessive current flowing through these field effect transistors.
  • the control unit 40 adjusts the duty ratio of the field effect transistor 18a according to the voltage appearing at both ends of the resistance element 21. Specifically, when the voltage appearing at both ends of the resistance element 21 is low (when the current flowing through the LED 23 is small), the duty ratio of the control signal output from the FET driver 43 is large, whereas when the voltage is low ( When the current flowing through the LED 23 is large), the duty ratio becomes small. When the commercial AC voltage input to the input terminals 10 and 11 is 100 V and the terminal voltage of the LED 23 is 3.2 V, the average duty ratio is 15% as shown in FIG. It will be about.
  • a control signal having a phase opposite to that of the field effect transistor 18a is supplied to the field effect transistor 18b.
  • the field effect transistor 18b is turned off when the field effect transistor 18a is turned on, and is turned on when the field effect transistor 18a is turned off.
  • the field effect transistor 18a is turned on, the field effect transistor 18b is turned off, so that the current supplied from the capacitor element 17 is supplied to the coil element 20 via the field effect transistor 18a.
  • the field effect transistor 18a is turned off and the field effect transistor 18b is turned on, the magnetic energy stored in the coil element 20 is transferred to the capacitor element 22 via the resistance element 21 and the field effect transistor 18b. Accumulated as electric charge.
  • the field effect transistor 18a when the field effect transistor 18a is turned on and the field effect transistor 18b is turned off, the drain terminal of the field effect transistor 18a becomes high, so that the gate of the field effect transistor 14e becomes high. Thus, the field effect transistor 14e is turned on. As a result, a current flows through the resistance elements 14b to 14d and the gate terminal of the field effect transistor 14a becomes high, so that the field effect transistor 14a is turned on. When the field effect transistor 14 a is turned on, a current is passed from the capacitor element 13 side to the coil element 16.
  • the field effect transistor 18a is turned off and the field effect transistor 18b is turned on, the drain terminal of the field effect transistor 18b is in a low state, so that the gate of the field effect transistor 14e is in a low state.
  • the field effect transistor 14e is turned off.
  • the field effect transistor 14a is in an off state.
  • the magnetic energy stored in the coil element 16 is stored as a charge in the capacitor element 13 via the diode element 15.
  • the field effect transistor 18a and the field effect transistor 14a are repeatedly turned on or off at the same timing according to the control of the control unit 40. As a result, a constant current flows through the LED 23.
  • FIG. 5 is a diagram showing the terminal voltages of the capacitor elements 13 and 17 shown in FIG. 3.
  • the horizontal axis shows time (mS), and the vertical axis shows voltage (V).
  • the thick line in FIG. 5 indicates the terminal voltage of the capacitor element 13, and the thin line indicates the terminal voltage of the capacitor element 17.
  • the terminal voltage of the capacitor element 13 has a substantially sine wave shape similar to the voltage waveform of the commercial power supply. Further, the terminal voltage of the capacitor element 17 is a constant voltage although there are some ripple components.
  • FIG. 6 is a diagram showing the voltage applied to the input terminals 10 and 11 and the current flowing through these input terminals 10 and 11, where the thin line indicates the voltage and the thick line indicates the current. From FIG. 6, the current flowing in from the input terminals 10 and 11 has a substantially sine wave shape and has substantially the same phase as the voltage. As is apparent from FIG. 6, a high power factor can be obtained in the second embodiment. Such power factor characteristics are the same in the first embodiment shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram showing distortion components of current flowing from the input terminals 10 and 11.
  • the horizontal axis indicates the frequency
  • the vertical axis indicates the current.
  • the current flowing in the second embodiment is mainly 50 Hz, which is the basic component, and the other harmonic components are reduced. It has been found that this distortion component ratio sufficiently corresponds to JIS C 61000-3-2 class C 25 W or more.
  • the duty ratio of each buck converter can be set to be high to some extent, and the efficiency can be prevented from decreasing. Specifically, when a 3.2V LED is lit with a 100V commercial AC power supply, the duty ratio of each buck converter can be about 15%, and a 3.2V LED with a 200V commercial AC power supply. When is turned on, the duty ratio of each buck converter can be about 11%. For this reason, since the duty ratio can be 10% or more, high conversion efficiency can be obtained even when a small number of LEDs are turned on.
  • the circuit configuration can be simplified.
  • the field effect transistor 18b is used in place of the diode element 19. Since the field effect transistor 18b has a smaller voltage drop in the ON state than the diode element 19, the power loss can be further reduced.
  • the second buck converter has a larger current (for example, about several A) than the first buck converter, the power loss due to the diode element 19 can be effectively reduced.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of the third embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals are given to the portions corresponding to those in FIG.
  • the coil element 20 is replaced with a coil element 60 having a secondary winding
  • the field effect transistor 14a is replaced with a field effect transistor 50
  • the resistance elements 51, 53, 55, bipolar transistor 52 corresponding to “discharging switching element” in the claims
  • diode element 54 are added.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • the coil element 60 functions as a choke coil similarly to the coil element 20, and outputs a voltage obtained by stepping down the voltage generated in the primary winding from the secondary winding.
  • the turn ratio of the primary winding and the secondary winding can be, for example, about 2: 1.
  • the charge between the base terminal and the emitter of the bipolar transistor 52 is generated by the charge accumulated in the capacitance of the gate terminal of the field effect transistor 50 (hereinafter referred to as “gate capacitance”). Is in the forward bias state, the bipolar transistor 52 is turned on (short circuit state). As a result, the electric charge accumulated in the gate capacitance of the field effect transistor 50 is discharged through the emitter-collector of the bipolar transistor 52.
  • FIG. 10 is a diagram showing a temporal change of the gate voltage accompanying the discharge of the charge accumulated in the gate capacitance in the circuits of FIGS. 8 and 9, and the solid line shows the change of the gate voltage of the circuit of FIG. Shows changes in the gate voltage of the circuit of FIG. As shown in FIG. 10, in the circuit of FIG. 8, the gate voltage is drastically decreased as compared with the circuit of FIG. 9, so that the charge accumulated in the gate capacitance is rapidly discharged.
  • the first buck converter is a high-side type in which the field effect transistor 50 is arranged on the plus side, but the field effect transistor 50 is arranged on the ground side as shown in FIG. It is also possible to use a low side type. More specifically, in the LED lighting device 1D shown in FIG. 11, as compared with FIG. 8, the field effect transistor 50 is connected between one end of the capacitor element 13 and the cathode of the diode element 15, and the anode and ground of the diode element 15. Has been moved between. The resistance elements 51, 53, 55, the bipolar transistor 52, and the diode element 54 are also moved together with the field effect transistor 50.
  • the coil element 16 is moved between the cathode of the diode element 15 and one end of the capacitor element 17 and between the anode of the diode element 15 and the other end of the capacitor element 17.
  • the other end of the capacitor element 13 is grounded, and the source of the field effect transistor 50 is grounded.
  • Other configurations are the same as those in FIG.
  • the coil element 60 having the secondary winding is provided, and the switching control of the first buck converter is performed based on the voltage appearing in the secondary winding.
  • the secondary winding insulated from the primary winding either the high side type circuit shown in FIG. 8 or the low side type circuit shown in FIG. 11 can be easily configured.
  • the bipolar transistor 52 is provided on the gate side of the field effect transistor 50 to discharge the charge accumulated in the gate capacitance, the switching operation can be performed at high speed.
  • the two buck converters connected in series are switched by one control signal.
  • they may be switched by separate control signals.
  • control signals having the same duty ratio and different phases.
  • the noise characteristics can be improved by shifting the switching timing.
  • a control signal generated from one circuit can be branched into two and one can be obtained by delaying by a delay circuit.
  • the duty ratios of the two buck converters may be different from each other, for example, instead of using the same duty ratio. In that case, for example, the timing of turning on may be synchronized, the timing of turning off may be synchronized, or these may not be synchronized.
  • a method for generating signals with different duty ratios can be realized, for example, by using two different reference voltages in the PWM control circuit.
  • the current flowing through the LED 23 is detected based on the voltage generated in the resistance element 21.
  • the voltage applied to the LED 23 is detected, and the current is detected based on the detected voltage.
  • the first and second buck converters may be controlled.
  • both the first and second buck converters may be a synchronous rectification type.
  • the reason why only the second buck converter is a synchronous rectification type is that, as described above, since the output voltage of the second buck converter is small, the loss due to the forward voltage of the diode element 19 cannot be ignored. This is because the first buck converter has a large output voltage, so that the loss due to the diode element can be ignored.
  • the second buck converter when the second buck converter is a synchronous rectification type, if the on-voltage of the voltage effect transistor 18b is 0.1V, the above-mentioned loss of 15.6% is 3.1% (0.1 / 3.2). ).
  • the LED lighting devices 1, 1A to 1D shown in the above embodiments can be incorporated into the casing together with the LED 23 to constitute an LED lighting device.
  • casing a light bulb type housing

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

　点灯する個数が少ない場合でも効率が高いＬＥＤ点灯装置を提供すること。　ＬＥＤ２３を点灯するＬＥＤ点灯装置１において、入力電圧を第１電圧まで降圧する第１バックコンバータ（スイッチング素子１４、ダイオード素子１５、コイル素子１６、コンデンサ素子１７）と、第１バックコンバータに直列接続され、第１バックコンバータから出力される第１電圧を、それよりも低い第２電圧まで降圧してＬＥＤ２３に供給する第２バックコンバータ（スイッチング素子１８、ダイオード素子１９、コイル素子２０、コンデンサ素子２２）と、第２バックコンバータからＬＥＤに供給される電圧または電流を検出し、検出結果に基づいて第１バックコンバータおよび第２バックコンバータの双方のスイッチング動作を制御する制御手段（制御部３０）と、を有する。

Description

ＬＥＤ点灯装置およびＬＥＤ照明装置
　本発明は、ＬＥＤ点灯装置およびＬＥＤ照明装置に関するものである。
　特許文献１には、商用交流電力を整流して得られた直流電力をＤＣ－ＤＣコンバータ回路によって降圧し、ＬＥＤを点灯するＬＥＤ点灯装置が開示されている。
特開２００８－１３０４３８号公報
　ところで、特許文献１に開示された技術では、ＤＣ－ＤＣコンバータがトランスを用いて降圧することから、トランスにおける変換損失によって効率が低下してしまう。特に、点灯させるＬＥＤの個数が少ない場合、ＬＥＤによって消費される電力に比較して、トランスにおける変換損失が無視できなくなる。
　一方、トランスの代わりにチョークコイルを使用するバックコンバータを用いることにより、効率を高くすることが考えられる。しかしながら、バックコンバータでは、効率良く動作するためにはスイッチング素子のデューティ比が１０％以上であることが望ましい。このため、例えば、商用交流電力（１００Ｖまたは２００Ｖ）を整流して得られる直流電力によって、少ない個数のＬＥＤ（例えば、単一のＬＥＤでは３Ｖ程度）を点灯する場合、バックコンバータのスイッチング素子のデューティ比が１０％未満となってしまい点灯効率が低下するという問題点がある。
　そこで、本発明は、点灯する個数が少ない場合でも効率が高いＬＥＤ点灯装置およびＬＥＤ照明装置を提供することを目的としている。
　上記課題を解決するために、本発明は、ＬＥＤを点灯するＬＥＤ点灯装置において、
　入力電圧を第１電圧まで降圧する第１バックコンバータと、前記第１バックコンバータに直列接続され、前記第１バックコンバータから出力される前記第１電圧を、それよりも低い第２電圧まで降圧して前記ＬＥＤに供給する第２バックコンバータと、前記第２バックコンバータから前記ＬＥＤに供給される電圧または電流を検出し、検出結果に基づいて前記第１バックコンバータおよび前記第２バックコンバータの双方のスイッチング動作を制御する制御手段と、を有することを特徴とする。
　このような構成によれば、点灯する個数が少ない場合でも効率が高いＬＥＤ点灯装置を提供することができる。
　また、他の発明は、上記発明に加えて、前記制御手段は、前記第１バックコンバータと前記第２バックコンバータに対して、デューティ比が同じ制御信号をそれぞれ供給してこれらのスイッチング動作を制御することを特徴とする。
　このような構成によれば、ＬＥＤに供給される電力を簡単に制御することができる。
　また、他の発明は、上記発明に加えて、前記制御手段から前記第１バックコンバータおよび前記第２バックコンバータにそれぞれ供給される前記制御信号はデューティ比および位相が等しくなるように設定されていることを特徴とする。
　このような構成によれば、同じ制御信号を第１および第２バックコンバータに供給することができるので、制御手段の構成を簡略化することができる。
　また、他の発明は、上記発明に加えて、前記第１バックコンバータは、ハイサイドスイッチがスイッチング素子によって構成されるとともにローサイドスイッチがダイオード素子によって構成され、前記第２バックコンバータは、ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの双方がスイッチング素子によって構成される、ことを特徴とする。
　このような構成によれば、出力電流が大きい第２バックコンバータのハイサイドスイッチとローサイドスイッチの双方をスイッチング素子にすることにより、電力損失を効果的に抑制することができる。
　また、他の発明は、上記発明に加えて、前記第２バックコンバータのチョークコイルには２次巻線が設けられており、前記第１バックコンバータは前記第１コンバータの２次巻線に励起される電圧によってスイッチングされることを特徴とする。
　１次巻線から絶縁された２次巻線に励起される電圧を利用することにより、回路設計を容易にすることができる。
　また、他の発明は、上記発明に加えて、前記第１バックコンバータはスイッチング素子としての電界効果トランジスタを有するとともに、前記電界効果トランジスタがオフの状態になると、オンの状態となってゲート端子の入力容量に蓄積された電荷を放電する放電用スイッチング素子を有することを特徴とする。
　このような構成によれば、電界効果トランジスタの入力容量に蓄積された電荷を急速に放電することにより、スイッチング周波数を高く設定することが可能になる。
　また、本発明は、前述したＬＥＤ点灯装置を有するＬＥＤ照明装置である。
　このような構成によれば、点灯する個数が少ない場合でも効率が高いＬＥＤ照明装置を提供することができる。
　本発明によれば、点灯する個数が少ない場合でも効率が高いＬＥＤ点灯装置およびＬＥＤ照明装置を提供することが可能となる。
本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ点灯装置の構成例を示す回路図である。 図１に示す実施形態の動作を説明するための図である。 本発明の第２実施形態に係るＬＥＤ点灯装置の構成例を示す回路図である。 図３に示す制御部の構成例を示す図である。 図３に示す第２実施形態の１段目と２段目のバックコンバータの入力波形を示す図である。 図３に示す第２実施形態の１段目のバックコンバータの入力電圧と入力電流の関係を示す図である。 図３に示す第２実施形態の１段目のバックコンバータの入力電流の高調波歪特性を示す図である。 本発明の第３実施形態に係るＬＥＤ点灯装置の構成例を示す回路図である。 図８に示す装置からバイポーラトランジスタを除外した構成例である。 図８，９に示す電界効果トランジスタのゲート電圧の変化を示す図である。 本発明の第４実施形態に係るＬＥＤ点灯装置の構成例を示す回路図である。
　次に、本発明の実施形態について説明する。
（Ａ）第１実施形態の構成の説明
　図１は、本発明の第１実施形態に係るＬＥＤ点灯装置の構成例を示す図である。この図１に示すように、ＬＥＤ点灯装置１は、入力端子１０，１１、ダイオードブリッジ１２、コンデンサ素子１３，１７，２２、スイッチング素子１４，１８、ダイオード素子１５，１９、コイル素子１６，２０、抵抗素子２１、ＬＥＤ（Light Emitting Diode（発光ダイオード））２３、および、制御部３０を有している。なお、スイッチング素子１４、ダイオード素子１５、コイル素子１６、および、コンデンサ素子１７は第１バックコンバータを構成し、スイッチング素子１８、ダイオード素子１９、コイル素子２０、および、コンデンサ素子２２は第２バックコンバータを構成する。また、第１バックコンバータにおいてスイッチング素子１４がハイサイドスイッチに該当し、ダイオード素子１５がローサイドスイッチに該当する。また、第２バックコンバータにおいてスイッチング素子１８がハイサイドスイッチに該当し、ダイオード素子１９がローサイドスイッチに該当する。
　ここで、入力端子１０，１１には、商用交流電力（例えば、１００Ｖの交流電力）が入力される。ダイオードブリッジ１２は、４つのダイオード素子によって構成され、入力端子１０，１１から入力された交流電力を全波整流して出力する。コンデンサ素子１３は、例えば、容量が百分の数μＦから十分の数μＦ程度のフィルムコンデンサまたはセラミックコンデンサ等によって構成されている。コンデンサ素子１３は、スイッチング素子１４のスイッチング動作によって発生する高調波を減衰させるためのバイパスコンデンサとして機能する。
　スイッチング素子１４は、例えば、バイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタ等によって構成され、制御部３０から供給される制御信号に応じてオンまたはオフの状態になり、入力される電流を導通または遮断する。ダイオード素子１５は、フリーホイールダイオードであり、スイッチング素子１４がオンの場合には逆方向バイアス状態となって遮断状態となり、スイッチング素子１４がオフの場合には順方向バイアス状態となって導通状態となる。
　コイル素子１６は、チョークコイルであり、スイッチング素子１４がオンの場合には流入する電流を磁気エネルギとして蓄積し、スイッチング素子１４がオフの場合には蓄積された磁気エネルギを電気エネルギとして放出する。コンデンサ素子１７は、例えば、数十～数百μＦの容量を有する電解コンデンサ等によって構成され、コイル素子１６から出力される電流を平滑化して出力する。
　スイッチング素子１８は、スイッチング素子１４と同様に、例えば、バイポーラトランジスタまたは電界効果トランジスタ等によって構成され、制御部３０から供給される制御信号に応じてオンまたはオフの状態になり、入力される電流を導通または遮断する。ダイオード素子１９は、フリーホイールダイオードであり、スイッチング素子１８がオンの場合には逆方向バイアス状態となって遮断状態となり、スイッチング素子１８がオフの場合には順方向バイアス状態となって導通状態となる。
　コイル素子２０は、チョークコイルであり、スイッチング素子１８がオンの場合には流入する電流を磁気エネルギとして蓄積し、スイッチング素子１８がオフの場合には蓄積された磁気エネルギを電気エネルギとして放出する。抵抗素子２１は、ＬＥＤ２３に流れる電流を検出するための抵抗素子であり、例えば、数～数十ｍΩの抵抗値を有している。コンデンサ素子２２は、例えば、数～数十μＦの容量を有する電解コンデンサ等によって構成され、抵抗素子２１を介してコイル素子２０から出力される電流を平滑化して出力する。
　ＬＥＤ２３は、例えば、白色光を発する順方向電圧が３～５Ｖ程度の発光ダイオードである。
　制御部３０（請求項中の「制御手段」に対応する）は、抵抗素子２１の両端に生じる電圧に基づいてスイッチング素子１４とスイッチング素子１８に同じ制御信号を供給してこれらを制御する。より詳細には、制御部３０は、ＬＥＤ２３に一定の電流が流れるように、スイッチング素子１４とスイッチング素子１８のデューティ比を調整し、抵抗素子２１に生じる電圧が所定の電圧となるように制御する。
（Ｂ）第１実施形態の動作の説明
　入力端子１０，１１から入力された交流電力（例えば、１００Ｖ）は、ダイオードブリッジ１２によって全波整流され、波高が約１４０Ｖの脈流電圧として出力される。
　スイッチング素子１４は、制御部３０から供給される制御信号に応じてオンまたはオフの状態になる。図２（Ａ）は、制御部３０からスイッチング素子１４に供給される制御信号の一例を示す図である。この図に示すように、制御信号は、例えば、一定の周期でハイまたはローの状態となる信号である。なお、制御信号がハイの状態になるとスイッチング素子１４がオンの状態となり、制御信号がローの状態になるとスイッチング素子１４がオフの状態になるものとする。図２（Ａ）の例では、制御信号がハイとなる期間と、制御信号の周期との比は、約１：６．６（デューティ比は約１５％）である。また、制御信号の繰り返し周期τは、約１～数十μｓｅｃ程度とされている。
　スイッチング素子１４がオンの状態となると、コイル素子１６に流れる電流が徐々に増加する。図２（Ｂ）は、コイル素子１６に流れる電流を示す図である。図２（Ａ）に示すように、制御信号がハイの状態になると、スイッチング素子１４がオンの状態となり、図２（Ｂ）に示すようにコイル素子１６に流れる電流が徐々に増加する。このとき、ダイオード素子１５は逆方向バイアスとなっているのでダイオード素子１５は遮断状態となる。そして、図２（Ａ）に示すように、制御信号がハイからローの状態になると、スイッチング素子１４がオフの状態となる。この結果、コイル素子１６には起電力が生じるので、ダイオード素子１５が順方向バイアスとなって導通状態となり、コイル素子１６からコンデンサ素子１７に電流が通じる。このような電流は、コイル素子１６に蓄積されている磁気エネルギに応じて減少するので、図２（Ｂ）に示すように電流は徐々に減少する。コイル素子１６から出力される電流は、コンデンサ素子１７に電荷として蓄積される。コンデンサ素子１７は、数十～数百μＦの容量を有する電解コンデンサ等によって構成されているので、コンデンサ素子１７の両端には、電圧変動が少ない直流電圧が現れる。
　スイッチング素子１８には、スイッチング素子１４と同じ制御信号（図２（Ａ）参照）が供給されている。制御信号がハイの状態になると、スイッチング素子１８がオンの状態になり、図２（Ｂ）に示すように、コンデンサ素子１７からコイル素子２０流れる電流が徐々に増加する。このとき、ダイオード素子１９は逆方向バイアスとなるので、遮断状態となる。制御信号がハイからローの状態となり、スイッチング素子１８がオフの状態になると、コイル素子２０には起電力が生じるので、ダイオード素子１９が順方向バイアスとなって導通状態になり、コイル素子２０から抵抗素子２１を介してコンデンサ素子２２に電流が通じる。このような電流は、コイル素子２０に蓄積されている磁気エネルギに応じて減少するので、図２（Ｂ）に示すように電流は徐々に減少する。
　コンデンサ素子２２は、抵抗素子２１を介してコイル素子２０から出力される電流を電荷として蓄積し、平滑化して直流電圧として出力する。ＬＥＤ２３は、コンデンサ素子２２から出力される直流電圧によって点灯する。
　ここで、制御部３０は、抵抗素子２１の端子電圧を検出しており、端子電圧が減少した場合（抵抗素子２１に流れる電流が減少した場合）には制御信号のデューティ比を増加させる。この結果、スイッチング素子１４，１８の双方のオン時間が増加するので、コンデンサ素子１７とコンデンサ素子２２の双方の端子電圧が上昇し、ＬＥＤ２３に流れる電流が増加する。一方、端子電圧が増加した場合（抵抗素子２１に流れる電流が増加した場合）には制御信号のデューティ比を減少させる。この結果、スイッチング素子１４，１８の双方のオン時間が減少するので、コンデンサ素子１７とコンデンサ素子２２の双方の端子電圧が下降し、ＬＥＤ２３に流れる電流が減少する。以上の制御により、ＬＥＤ２３に通じる電流が一定になるように制御される。
　前述したように、コンデンサ素子１７としては数十～数百μＦの容量を有する電解コンデンサが用いられているので、このコンデンサ素子１７の端子電圧は略一定となる。制御部３０は、第２バックコンバータの出力電流が一定になるように制御するため、入力電圧であるコンデンサ素子１７の電圧が一定であると、制御部３０からスイッチング素子１８に供給される制御信号は、デューティ比が略一定となる。このような制御信号は、スイッチング素子１４にも供給されており、スイッチング素子１４がデューティ比略一定でオン／オフされると、入力端子１０，１１からは入力電圧に比例した電流が流れるので、電流は略正弦波状となる。これにより、高い力率を得ることができる。
　なお、スイッチング素子１４，１８のデューティ比はともに１５％程度であるので、ダイオードブリッジ１２の出力電圧が約１４０Ｖとすると、第１バックコンバータの出力電圧は２２Ｖ程度（≒１４０×０．１５）となり、第２バックコンバータの出力電圧は約３．２Ｖ程度（≒１４０×０．１５×０．１５）となる。
　以上に説明したように、第１実施形態では、２つのバックコンバータを直列接続するとともに、第２バックコンバータの出力側に電流を検出する抵抗素子２１を設け、この検出値に基づいて制御部３０が２つのバックコンバータのスイッチング素子１４，１８を制御するようにした。このように２つのバックコンバータを直列接続することで、接続するＬＥＤの個数が少ない場合であっても、各バックコンバータのデューティ比をある程度高く設定することを可能とし、その結果、効率を高くすることが可能になる。より具体的には、１００Ｖの商用交流電源で３．２ＶのＬＥＤ２３を点灯する場合、各バックコンバータのデューティ比を１５％程度にすることができる。また、２００Ｖの商用交流電源で３．２ＶのＬＥＤ３２を点灯する場合、各バックコンバータのデューティ比を１１％程度にすることができる。このため、デューティ比を１０％以上にすることができるため、効率が低下することを防止できる。
　また、第１実施形態では、２つのバックコンバータを１つの制御部３０により、同じ制御信号によって制御するようにしたので、制御部３０の回路構成を簡略化することができる。
（Ｃ）第２実施形態の構成の説明
　図３は第２実施形態の構成例を示す図である。なお、この図において、図１と対応する部分には、同一の符号を付してあるのでその説明は省略する。図３に示すＬＥＤ点灯装置１Ａでは、図１と比較すると、スイッチング素子１４が電界効果トランジスタ１４ａ、抵抗素子１４ｂ～１４ｄ、および、電界効果トランジスタ１４ｅによって構成されている。また、スイッチング素子１８およびダイオード素子１９が電界効果トランジスタ１８ａ，１８ｂによって構成されている。また、制御部３０が制御部４０に置換されている。
　ここで、電界効果トランジスタ１４ａは、例えば、Ｐチャネル型ＭＯＳ－ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）によって構成され、そのドレイン端子は抵抗素子１４ｂの一端に接続され、ゲート端子は抵抗素子１４ｃの一端に接続され、ソース端子はダイオード素子１５のカソード端子に接続されている。また、電界効果トランジスタ１４ｅは、例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳ－ＦＥＴによって構成され、そのドレイン端子は抵抗素子１４ｄの一端に接続され、ゲート端子は電界効果トランジスタ１８ａのソース端子と電界効果トランジスタ１８ｂのドレイン端子に接続され、ソース端子はダイオード素子１５のアノード端子に接続されている。
　電界効果トランジスタ１８ａは、例えば、Ｎチャネル型ＭＯＳ－ＦＥＴによって構成され、そのドレイン端子はコイル素子１６の一端に接続され、ゲート端子は制御部４０に接続され、ソース端子は電界効果トランジスタ１８ｂのドレイン端子に接続されている。また、電界効果トランジスタ１８ｂも同様に、Ｎチャネル型ＭＯＳ－ＦＥＴによって構成され、そのドレイン端子は電界効果トランジスタ１８ａのソース端子に接続され、ゲート端子は制御部４０に接続され、ソース端子はダイオード素子１５のアノード端子に接続されている。
　制御部４０は、抵抗素子２１に現れる電圧に応じて、電界効果トランジスタ１８ａ，１８ｂを制御する。図４は、制御部４０の詳細な構成例を示す図である。この図４に破線で囲んで示すように、制御部４０は、差動アンプ４１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御部４２、および、ＦＥＴドライバ４３を有している。ここで、差動アンプ４１は、抵抗素子２１に現れる電圧を増幅して出力する。ＰＷＭ制御部４２は、差動アンプ４１の出力に基づいてＰＷＭ制御を行う。より詳細には、ＰＷＭ制御部４２は、差動アンプ４１の出力電圧に応じたデューティ比を有するパルス信号を出力する。例えば、差動アンプ４１の出力が大きい場合にはデューティ比が小さいパルス信号を出力し、差動アンプ４１の出力が小さい場合にはデューティ比が大きいパルス信号を出力する。
　ＦＥＴドライバ４３は、ＰＷＭ制御部４２から出力されるパルス信号に基づいて電界効果トランジスタ１８ａ，１８ｂを制御する。具体的には、ＦＥＴドライバ４３は、ＰＷＭ制御部４２から出力される制御信号がハイの場合には、電界効果トランジスタ１８ａをオンの状態にするとともに電界効果トランジスタ１８ｂをオフの状態にする。また、ＰＷＭ制御部４２から出力される制御信号がローの場合には、電界効果トランジスタ１８ａをオフの状態にするとともに電界効果トランジスタ１８ｂをオンの状態にする。すなわち、電界効果トランジスタ１８ａは、図１に示すスイッチング素子１８と同様にオンおよびオフの制御を行う。また、電界効果トランジスタ１８ｂは、電界効果トランジスタ１８ａがオンの場合にはオフとなるように制御するとともに電界効果トランジスタ１８ａがオフの場合にはオンとなるように制御する。なお、電界効果トランジスタ１８ａ，１８ｂが同時にオンの状態となって過大な電流がこれらの電界効果トランジスタに流れることを防止するために、デッドタイムを挿入する回路を設けるようにしてもよい。
（Ｄ）第２実施形態の動作の説明
　つぎに、第２実施形態の動作について説明する。まず、電界効果トランジスタ１８ａ，１８ｂの動作について説明する。制御部４０は、抵抗素子２１の両端に現れる電圧に応じて電界効果トランジスタ１８ａのデューティ比を調整する。具体的には、抵抗素子２１の両端に現れる電圧が低い場合（ＬＥＤ２３に流れる電流が少ない場合）にはＦＥＴドライバ４３から出力される制御信号のデューティ比が大きくなり、一方、電圧が低い場合（ＬＥＤ２３に流れる電流が多い場合）にはデューティ比が小さくなる。なお、入力端子１０，１１に入力される商用交流電圧が１００Ｖであり、ＬＥＤ２３の端子電圧が３．２Ｖである場合には、図２（Ａ）に示すように、平均のデューティ比は１５％程度となる。一方、電界効果トランジスタ１８ｂに対しては、電界効果トランジスタ１８ａとは逆相の制御信号が供給される。この結果、電界効果トランジスタ１８ｂは、電界効果トランジスタ１８ａがオンになった場合にはオフの状態とされ、オフの状態になった場合にはオンの状態に制御される。電界効果トランジスタ１８ａがオン状態になると、電界効果トランジスタ１８ｂがオフ状態になるので、コンデンサ素子１７から供給される電流は、電界効果トランジスタ１８ａを介してコイル素子２０に供給される。そして、電界効果トランジスタ１８ａがオフ状態にされ、電界効果トランジスタ１８ｂがオン状態にされると、コイル素子２０に蓄積されている磁気エネルギが抵抗素子２１および電界効果トランジスタ１８ｂを介してコンデンサ素子２２に電荷として蓄積される。
　また、電界効果トランジスタ１８ａがオン状態にされ、電界効果トランジスタ１８ｂがオフ状態にされると、電界効果トランジスタ１８ａのドレイン端子がハイの状態になるので、電界効果トランジスタ１４ｅのゲートがハイの状態になり、電界効果トランジスタ１４ｅはオンの状態になる。その結果、抵抗素子１４ｂ～１４ｄを介して電流が流れ、電界効果トランジスタ１４ａのゲート端子がハイの状態になることから、電界効果トランジスタ１４ａがオンの状態になる。電界効果トランジスタ１４ａがオンの状態になると、コンデンサ素子１３側からコイル素子１６に対して電流が通じる。続いて、電界効果トランジスタ１８ａがオフ状態にされ、電界効果トランジスタ１８ｂがオン状態にされると、電界効果トランジスタ１８ｂのドレイン端子がローの状態になるので、電界効果トランジスタ１４ｅのゲートがローの状態になり、電界効果トランジスタ１４ｅがオフの状態になる。その結果、電界効果トランジスタ１４ａのゲート端子がローの状態になることから、電界効果トランジスタ１４ａがオフの状態になる。電界効果トランジスタ１４ａがオフの状態になると、コイル素子１６に蓄えられている磁気エネルギがダイオード素子１５を介してコンデンサ素子１３に電荷として蓄積される。
　したがって、電界効果トランジスタ１８ａと電界効果トランジスタ１４ａは、制御部４０の制御に応じて同じタイミングでオンまたはオフの状態を繰り返す。これにより、ＬＥＤ２３に一定の電流が流れる。
　図５は図３に示すコンデンサ素子１３，１７の端子電圧を示す図であり、横軸は時間（ｍＳ）を示し、縦軸は電圧（Ｖ）を示している。図５の太線はコンデンサ素子１３の端子電圧を示しており、細線はコンデンサ素子１７の端子電圧を示している。コンデンサ素子１３の端子電圧は、商用電源の電圧波形と同様の略正弦波形状を有している。また、コンデンサ素子１７の端子電圧は、多少のリップル成分はあるものの、一定の電圧となっている。
　図６は、入力端子１０，１１に印加される電圧と、これらの入力端子１０，１１に流れる電流を示す図であり、細線は電圧を示し、太線は電流を示している。この図６から、入力端子１０，１１から流入する電流は、略正弦波形状を有しており、また、電圧と略同じ位相を有している。この図６から明らかなように、第２実施形態では、高い力率を得ることができる。なお、このような力率特性は、前述した図１に示す第１実施形態でも同様である。
　図７は、入力端子１０，１１から流入する電流の歪成分を示す図である。図７の横軸は周波数を示し、縦軸は電流を示している。この図に示すように、第２実施形態に流れる電流は、基本成分である５０Ｈｚが主で、それ以外の高調波成分は少なくなっている。この歪成分の割合は、ＪＩＳ　Ｃ　６１０００－３－２のクラスＣの２５Ｗ以上に十分対応していることが判明している。
　以上に説明したように、第２実施形態では、第１実施形態の場合と同様に、各バックコンバータのデューティ比をある程度高く設定することを可能とし、効率が低下することを防止できる。具体的には、１００Ｖの商用交流電源で３．２ＶのＬＥＤを点灯する場合、各バックコンバータのデューティ比を１５％程度にすることができ、また、２００Ｖの商用交流電源で３．２ＶのＬＥＤを点灯する場合、各バックコンバータのデューティ比を１１％程度にすることができる。このため、デューティ比を１０％以上にすることができるため、少ない個数のＬＥＤを点灯する場合であっても高い変換効率を得ることができる。
　また、第２実施形態では、２つのバックコンバータを１つの制御部４０で同じ制御信号によって制御するようにしたので、回路構成を簡略化することができる。また、第２実施形態では、ダイオード素子１９に代えて、電界効果トランジスタ１８ｂを用いるようにした。電界効果トランジスタ１８ｂは、オンの状態における電圧降下がダイオード素子１９に比較して小さいので、電力の損失を更に低減することができる。特に、第２バックコンバータは、第１バックコンバータに比較して流れる電流が大きい（例えば、数Ａ程度である）ので、ダイオード素子１９による電力損失を効果的に減少させることができる。
　また、第２実施形態では、力率を改善するとともに、高調波を減らすことが可能となる。
（Ｅ）第３実施形態の構成の説明
　図８は、本発明の第３実施形態の構成例を示す図である。なお、図８において図３と対応する部分には同一の符号を付しているのでその説明は省略する。図８に示すＬＥＤ点灯装置１Ｂでは図３と比較すると、コイル素子２０が２次巻線を有するコイル素子６０に置換され、電界効果トランジスタ１４ａが電界効果トランジスタ５０に置換されるとともに抵抗素子５１，５３，５５、バイポーラトランジスタ５２（請求項中の「放電用スイッチング素子」に対応する）、および、ダイオード素子５４が付加されている。なお、それ以外の構成は図３の場合と同様である。
　ここで、コイル素子６０は、コイル素子２０と同様にチョークコイルとして機能するとともに、１次巻線に生じる電圧を降圧した電圧を２次巻線から出力する。なお、１次巻線と２次巻線の巻数比は、例えば、２：１程度とすることができる。１次巻線に電圧が印加されると、２次巻線に電圧が現れ、抵抗素子５５の両端に印加される。２次巻線から電圧が印加されると、ダイオード素子５４は順方向バイアスとなってオンの状態となるので、電界効果トランジスタ５０のゲート端子がプラス、ソース端子がマイナスとなってオンの状態となる。なお、このとき、バイポーラトランジスタ５２のベース－エミッタ間は逆方向バイアス状態となるので、バイポーラトランジスタ５２はオフとなる。一方、２次巻線に電圧が現れていない場合は、電界効果トランジスタ５０のゲート端子の容量（以下、「ゲート容量」と称する）に蓄積されている電荷により、バイポーラトランジスタ５２のベース－エミッタ間が順方向バイアス状態となるので、バイポーラトランジスタ５２がオンの状態（短絡状態）となる。この結果、電界効果トランジスタ５０のゲート容量に蓄積されている電荷は、バイポーラトランジスタ５２のエミッタ－コレクタを介して放電される。
　ここで、図９に示すように、バイポーラトランジスタ５２を設けないＬＥＤ点灯装置１Ｃの場合には、ゲート容量に蓄積されている電荷は、抵抗素子５３を介して放電されるため、ＲＣ時定数に応じた分だけ放電に時間を要する。図１０は、図８，９の回路において、ゲート容量に蓄積された電荷の放電に伴うゲート電圧の時間的変化を示す図であり、実線は図８の回路のゲート電圧の変化を示し、破線は図９の回路のゲート電圧の変化を示している。この図１０に示すように、図８の回路では、図９の回路と比較して、ゲート電圧が急激に減少していることから、ゲート容量に蓄積された電荷が急激に放電されていることが分かる。このように、ゲート容量に蓄積された電荷を急激に放電させることにより、高い周波数でのスイッチング動作が可能になる。具体的には、図９の回路では、例えば、１００ｋＨｚ程度が上限である場合であっても、図８の回路によれば、例えば、５００ｋＨｚ程度での動作が可能になる。もちろん、回路定数の設定によっては、これ以下またはこれ以上の周波数で動作可能であることはいうまでもない。
　なお、図８に示す実施形態では、第１バックコンバータは、プラス側に電界効果トランジスタ５０が配置されるハイサイド型としたが、図１１に示すように、グランド側に電界効果トランジスタ５０が配置されるローサイド型とすることも可能である。より詳細には、図１１に示すＬＥＤ点灯装置１Ｄでは、図８と比較すると、電界効果トランジスタ５０がコンデンサ素子１３の一端とダイオード素子１５のカソードとの間から、ダイオード素子１５のアノードとグランドとの間に移動されている。なお、抵抗素子５１，５３，５５、バイポーラトランジスタ５２、および、ダイオード素子５４も電界効果トランジスタ５０とともに移動されている。また、コイル素子１６がダイオード素子１５のカソードとコンデンサ素子１７の一端の間から、ダイオード素子１５のアノードとコンデンサ素子１７の他端との間に移動されている。また、コンデンサ素子１３の他端が接地されるとともに、電界効果トランジスタ５０のソースが接地されている。なお、これら以外の構成は図８の場合と同様である。
　図１１に示す実施形態では、電界効果トランジスタ５０がオンの状態になると、コンデンサ素子１３の一端から流出した電流は、コンデンサ素子１７、コイル素子１６、および、電界効果トランジスタ５０を介してグランドに流入する。また、電界効果トランジスタ５０がオフの状態になると、コイル素子１６に蓄積されている磁気エネルギがダイオード素子１５を介して放出され、コンデンサ素子１７に電荷として蓄積される。なお、その他の動作は、図８の場合と同様である。このようなローサイド型の構成によっても、ハイサイド型と同様に、高速にスイッチング動作を行うことができる。
　以上に説明したように、本発明の第３実施形態によれば、２次巻線を有するコイル素子６０を設け、２次巻線に現れる電圧に基づいて、第１バックコンバータのスイッチング制御を行うようにしたので、１次巻線から絶縁された２次巻線を用いることで、図８に示すハイサイド型または図１１に示すローサイド型のいずれの回路も容易に構成することができる。
　また、第３実施形態では、電界効果トランジスタ５０のゲート側にバイポーラトランジスタ５２を設けて、ゲート容量に蓄積された電荷を放電するようにしたので、高速でスイッチング動作を行うことが可能になる。
（Ｆ）変形実施形態の説明
　以上の実施形態は一例であって、本発明が上述したような場合のみに限定されるものでないことはいうまでもない。例えば、以上の各実施形態では、１つのＬＥＤ２３を点灯するようにしたが、例えば、並列接続された複数のＬＥＤを点灯するようにしたり、あるいは、直列接続された複数のＬＥＤを点灯するようにしたりしてもよい。
　また、以上の各実施形態では、直列接続された２つのバックコンバータは、一の制御信号によってスイッチングされるようにしたが、これらを別個の制御信号によってスイッチングするようにしてもよい。具体的には、デューティ比が同じで、位相が異なる制御信号を用いるようにすることも可能である。このような構成によれば、スイッチングのタイミングをずらすことにより、ノイズ特性を改善することができる。なお、このような信号を生成する方法としては、例えば、一の回路から生成された制御信号を２つに分岐して一方は遅延回路によって遅延することで得ることができる。また、２つのバックコンバータでデューティ比を同一にするのではなく、例えば、各バックコンバータのデューティ比が異なる構成としてもよい。その場合、例えば、オンになるタイミングが同期するか、もしくは、オフになるタイミングが同期するか、または、これらが同期しない構成とすることができる。なお、デューティ比が異なる信号を生成する方法としては、例えば、ＰＷＭ制御回路において異なる２つの基準電圧を用いることで実現できる。
　また、以上の各実施形態では、ＬＥＤ２３に流れる電流を抵抗素子２１に生じる電圧に基づいて検出するようにしたが、例えば、ＬＥＤ２３に印加される電圧を検出し、検出された電圧に基づいて第１および第２バックコンバータを制御するようにしてもよい。
　また、以上の第２および第３実施形態では、第２バックコンバータのみを同期整流型としたが、第１および第２バックコンバータの双方を同期整流型としてもよい。なお、第２バックコンバータのみを同期整流型とする理由としては、前述したように、第２バックコンバータは、出力電圧が小さいことから、ダイオード素子１９の順方向電圧による損失が無視できないのに対して、第１バックコンバータは、出力電圧が大きいことから、ダイオード素子による損失が無視できるからである。より詳細には、第２バックコンバータを同期整流型としない場合、出力電圧が３．２Ｖでダイオード素子１９の順方向電圧が０．５Ｖ（ショットキーダイオードの場合）とすると１５．６％（＝０．５／３．２）が損失になるが、第１バックコンバータを同期整流型としない場合、出力電圧が約２１Ｖであるから、損失は２．４％（＝０．５／１２Ｖ）となる。一方、第２バックコンバータを同期整流型とする場合、電圧効果トランジスタ１８ｂでのオン電圧が０．１Ｖとすると、前述した１５．６％の損失を３．１％（０．１／３．２）にすることができる。
　また、以上の各実施形態に示すＬＥＤ点灯装置１，１Ａ～１ＤをＬＥＤ２３とともに筐体内に組み込んで、ＬＥＤ照明装置として構成することも可能である。なお、筐体としては、例えば、電球型の筐体を用いたり、あるいは、棒状の蛍光灯形状を有する筐体に組み込んだりすることができる。もちろん、これ以外の形状を有していてもよい。
　１，１Ａ～１Ｄ　ＬＥＤ点灯装置
　１０，１１　入力端子
　１２　ダイオードブリッジ
　１３，１７，２２　コンデンサ素子
　１４，１８　スイッチング素子
　１４ａ，１４ｅ，１８ａ，１８ｂ，５０　電界効果トランジスタ
　１５，１９　ダイオード素子
　１６，２０　コイル素子
　１４ｂ，１４ｃ，１４ｄ，２１　抵抗素子
　２３　ＬＥＤ
　３０，４０　制御部（制御手段）
　４１　差動アンプ
　４２　ＰＷＭ制御部
　４３　ＦＥＴアンプ
　５１，５３，５５　抵抗素子
　５２　バイポーラトランジスタ（放電用スイッチング素子）
　５４　ダイオード素子

Claims (7)

  1. 　ＬＥＤを点灯するＬＥＤ点灯装置において、
    　入力電圧を第１電圧まで降圧する第１バックコンバータと、
    　前記第１バックコンバータに直列接続され、前記第１バックコンバータから出力される前記第１電圧を、それよりも低い第２電圧まで降圧して前記ＬＥＤに供給する第２バックコンバータと、
    　前記第２バックコンバータから前記ＬＥＤに供給される電圧または電流を検出し、検出結果に基づいて前記第１バックコンバータおよび前記第２バックコンバータの双方のスイッチング動作を制御する制御手段と、
    　を有することを特徴とするＬＥＤ点灯装置。
  2. 　前記制御手段は、前記第１バックコンバータと前記第２バックコンバータに対して、デューティ比が同じ制御信号をそれぞれ供給してこれらのスイッチング動作を制御することを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ点灯装置。
  3. 　前記制御手段から前記第１バックコンバータおよび前記第２バックコンバータにそれぞれ供給される前記制御信号はデューティ比および位相が等しくなるように設定されていることを特徴とする請求項２に記載のＬＥＤ点灯装置。
  4. 　前記第１バックコンバータは、ハイサイドスイッチがスイッチング素子によって構成されるとともにローサイドスイッチがダイオード素子によって構成され、
    　前記第２バックコンバータは、ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチの双方がスイッチング素子によって構成される、
    　ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載のＬＥＤ点灯装置。
  5. 　前記第２バックコンバータのチョークコイルには２次巻線が設けられており、前記第１バックコンバータは前記第１コンバータの２次巻線に励起される電圧によってスイッチングされることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のＬＥＤ点灯装置。
  6. 　前記第１バックコンバータはスイッチング素子としての電界効果トランジスタを有するとともに、前記電界効果トランジスタがオフの状態になると、オンの状態となってゲート端子の入力容量に蓄積された電荷を放電する放電用スイッチング素子を有することを特徴とする請求項５に記載のＬＥＤ点灯装置。
  7. 　請求項１乃至６のいずれか１項に記載のＬＥＤ点灯装置を有するＬＥＤ照明装置。
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