JP6476374B2 - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Description

本発明は、３相ブラシレスモータの駆動をｄｑ軸回転座標系でベクトル制御すると共に、インバータのデッドタイム、モータの逆起電圧や巻線間の相互インダクタンスによる干渉電圧等の外乱を補償して滑らかなアシスト制御を可能とした電動パワーステアリング装置に関し、特にｄｑ軸に介挿したｄｑ軸外乱オブザーバと空間ベクトル変調部により、電流波形の歪みを改善し、電流制御の応答性を向上し、音や振動、リップルを抑制した高性能な電動パワーステアリング装置に関する。

車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、アクチュエータとしてのモータの駆動力を、減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ（パルス幅変調）制御のDutyの調整で行っている。

電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクＴｈを検出するトルクセンサ１０が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、バッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｓとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転センサから舵角（モータ回転角）θを得ることもできる。

コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller Area Network）４０が接続されており、車速ＶｓはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。

このような電動パワーステアリング装置において、コントロールユニット３０は主としてＣＰＵ(Central Processing Unit)（ＭＰＵ(Micro Processor Unit)やＭＣＵ(Micro Controller Unit)等を含む）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図２に示されるような構成となっている。

図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０からの操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２からの車速Ｖｓは電流指令値演算部３１に入力され、電流指令値演算部３１は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｓに基づいてアシストマップ等を用いて電流指令値Ｉｒｅｆ１を演算する。演算された電流指令値Ｉｒｅｆ１は加算部３２Ａで、特性を改善するための補償部３４からの補償信号ＣＭと加算され、加算された電流指令値Ｉｒｅｆ２が電流制限部３３で最大値を制限され、最大値を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、モータ電流検出値Ｉｍと減算される。

減算部３２Ｂでの減算結果である偏差ΔＩ（＝Ｉｒｅｆｍ−Ｉｍ）はＰＩ(Proportional-Integral)制御部３５でＰＩ等の電流制御をされ、電流制御された電圧制御指令値Ｖｒｅｆが変調信号（キャリア）ＣＦと共にＰＷＭ制御部３６に入力されてDutyを演算され、Dutyを演算されたＰＷＭ信号でインバータ３７を介してモータ２０をＰＷＭ駆動する。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂに入力されてフィードバックされる。

補償部３４は、検出若しくは推定されたセルフアライニングトルク（ＳＡＴ）を加算部３４４で慣性補償値３４２と加算し、その加算結果に更に加算部３４５で収れん性制御値３４１を加算し、その加算結果を補償信号ＣＭとして加算部３２Ａに入力し、特性改善を実施する。

近年、電動パワーステアリング装置のアクチュエータは３相ブラシレスモータが主流となっていると共に、電動パワーステアリング装置は車載製品であるため、稼動温度範囲が広く、フェールセーフの観点からモータを駆動するインバータは家電製品を代表とする一般産業用と比較して、デッドタイムを大きく（産業用機器＜ＥＰＳ）する必要がある。一般にスイッチング素子（例えばＦＥＴ(Field-Effect Transistor)）にはＯＦＦの際に遅れ時間があるため、上下アームのスイッチング素子のＯＦＦ／ＯＮ切り替えを同時に行うと、直流リンクを短絡する状況になり、これを防ぐため上下アーム両方のスイッチング素子がＯＦＦになる時間（デッドタイム）を設けている。

その結果、電流波形が歪み、電流制御の応答性や操舵感が悪化する。例えばハンドルがオンセンター付近にある状態でゆっくり操舵すると、トルクリップル等による不連続な操舵感などが生じる。また、中・高速操舵時におけるモータの逆起電圧や、巻線間の干渉電圧が電流制御に対して外乱として作用するため、転追性や切り返し操舵時の操舵感を悪化させている。

３相ブラシレスモータのロータの座標軸であるトルクを制御するｑ軸と、磁界の強さを制御するｄ軸とを独立に設定し、ｄｑ軸が９０°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流（ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値）を制御するベクトル制御方式が知られている。

図３は、ベクトル制御方式で３相ブラシレスモータ１００を駆動制御する場合の構成例を示しており、操舵トルクＴｈ、車速Ｖｓ等に基づいて電流指令値演算部（図示せず）で演算された２軸ｄｑ軸座標系のｄ軸電流指令値i_d ^*及びｑ軸電流指令値i_q ^*はそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに入力され、減算部１３１ｄ及び１３１ｑで求められた電流偏差Δi_d ^*及びΔi_q ^*はそれぞれＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑに入力される。ＰＩ制御部１２０ｄ及び１２０ｑでＰＩ制御された電圧指令値v_d及びv_qは、それぞれ減算部１２１ｄ及び加算部１２１ｑに入力され、減算部１２１ｄ及び加算部１２１ｑで求められた電圧Δv_d及びΔv_qは２相／３相変換部１５０に入力される。２相／３相変換部１５０で３相に変換された電圧指令値Vu^*，Vv^*，Vw^*はＰＷＭ制御部１６０に入力され、演算されたDutyによりインバータ１６１を介してモータ１００が駆動される。

モータ１００の３相モータ電流は電流検出器１６２で検出され、検出された３相電流i_u，i_v，i_wは３相／２相変換部１３０に入力され、３相／２相変換部１３０で変換された２相のフィードバック電流i_d及びi_qはそれぞれ減算部１３１ｄ及び１３１ｑに減算入力されると共に、ｄ−ｑ非干渉制御部１４０に入力される。また、モータ１００には回転センサ等が取り付けられており、センサ信号を処理する角度検出部１１０からモータ回転角θ及びモータ回転数（回転速度）ωが出力される。モータ回転角θは２相／３相変換部１５０及び３相／２相変換部１３０に入力され、モータ回転数ωはｄ−ｑ非干渉制御部１４０に入力される。

このようなベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置は、運転者の操舵をアシストする装置であると同時に、モータの音や振動、リップル等はハンドルを介して運転者へ力の感覚として伝達される。また、インバータは、上下アームのスイッチング素子が短絡しないようにデッドタイムを設けており、このデッドタイムは非線形であるため電流波形は歪み、制御の応答性能が悪化し、音や振動、リップルが発生する。コラム式電動パワーステアリング装置の場合、ハンドルと鋼製のコラム軸で接続されるギアボックスに直結されるモータの配置が、その構造上運転者に極めて近い位置となっているため、モータに起因する音、振動、リップル等には、下流アシスト方式の電動パワーステアリング装置に比べて、特に配慮する必要がある。

図４は一般的なｄｑ軸ベクトル制御（図３）において、ｄ軸電流指令値（基準値）に正弦波を入力した場合の結果を示しており、ｄ軸電流指令値に対して電流測定値の波形が歪んでいることが分かる。また、電動パワーステアリング装置のオンセンターからハンドルをゆっくり切った時のモータ電流を見ると、図５及び図６に示すように相電流の歪みにより、q軸電流(トルク)の振動やリップルが大きいことが分かる。図５はｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に対してＵ相〜Ｗ相のモータ電流を示しており、図６はその中のｑ軸電流指令値及びＵ相のモータ電流のみを抽出して示している。

インバータのデッドタイムを補償する手法として、従来はデッドタイムが発生するタイミングを検出して補償値を足し込んだり、電流制御におけるｄｑ軸上の外乱オブザーバによってデッドタイムを補償している。

特許第３７０６２９６号公報（特許文献１）に示される電動パワーステアリング装置の制御装置では、モータに印加する電圧とモータの現在の電流値とから、モータに生じている外乱電圧に対応する信号を出力する外乱電圧推定オブザーバを設け、インバータのデッドタイムを補償している。また、特開２００７−２５２１６３号公報（特許文献２）に示される電圧型インバータの制御装置では、インバータのデッドタイムに起因した出力電圧誤差とモータの逆起電力成分とを含む外乱電圧を推定する外乱推定オブザーバを設け、インバータのデッドタイムを補償している。

特許第３７０６２９６号公報 特開２００７−２５２１６３号公報 特許第４６８１４５３号公報 特開２０１５−１７１２５１号公報

しかしながら、特許文献１の制御装置は外乱電圧推定オブザーバによってインバータのデッドタイムを補償しているだけであり、電流制御器を別途設けているので構成が煩雑であり、実施形態によってはハイパスフィルタを設けているので、特性の劣化が問題となる。また、特許文献２の制御装置における外乱推定オブザーバはインバータのデッドタイムを補償しているだけであり、外乱推定オブザーバとは異なる論理でモータ逆起電圧を補償している。このため、外乱推定オブザーバの介挿だけでは十分な制御性能が望めない。更に、ｄｑ軸上の外乱推定オブザーバはデッドタイムを電圧外乱として推定するが、２相/３相座標変換において３次成分の信号が除去されてしまうため、効果が十分ではないといった問題がある。また、特許文献１及び２の制御装置では、モータの磁気飽和領域におけるインダクタンス変化に対して補償していないので、電流波形が歪んでしまう問題がある。

電動パワーステアリング装置は、モータの逆起電圧の影響が大きく、モータ電流のゼロクロス付近のデッドタイム発生タイミングがずれるため、特許文献１及び２のようにデッドタイム補償の効果が十分に発揮できていない。また、モータ逆起電圧の補償については、逆起電圧推定ロジックによって補償精度が決まるため、推定誤差が大きい領域においては転追性等の性能が不十分となる。モータ逆起電圧は非線形であり、モータ製造のバラツキやモータ自体の温度変化、モータの回転数が中・高速の領域では非線形要素が拡大し、また、回転数変動等により正確な逆起電圧の補償値を線形な演算式で算定することは極めて困難である。

更に、インバータのデッドタイムを補償する電動パワーステアリング装置は、例えば特許第４６８１４５３号公報（特許文献３）、特開２０１５−１７１２５１号公報（特許文献４）に開示されている。特許文献３では、モータ、インバータを含む電流制御ループのリファレンスモデル回路に電流指令値を入力して電流指令値を基にモデル電流を作成し、モデル電流を基にインバータのデッドタイムの影響を補償するデッドバンド補償回路を備えている。特許文献３はデッドタイムの補償だけであり、外乱の補償を考慮しておらず、しかも電流指令値に応じて補償量を可変にしているので、電流の歪みなどが補償量に大きく影響する問題がある。また、特許文献４では、duty指令値に対してデッドタイム補償値に基づく補正を行うデッドタイム補償部を備え、電流指令値に基づいてデッドタイム補償値の基礎値である基本補償値を演算する基本補償値演算部と、基本補償値に対してＬＰＦ(Low Pass Filter)に対応するフィルタリング処理を施すフィルタ部とを有している。特許文献４はデッドタイムの補償だけであり、外乱の補償を考慮しておらず、しかも３相duty指令値に対して補償を行い、電流指令値に応じて補償量を可変にしているので、電流の歪みなどが補償量に大きく影響する問題がある。

一般的にモータが低速、低負荷で駆動される場合、デッドタイムが複数相で同時に発生し、出力したい電圧ベクトルが異なってしまうケースがあるため、デッドタイム補償は非常に難しい。また、電流の符号検出誤差によって、補償値誤差が大きくなってしまう問題がある。

本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置において、インバータのデッドタイムを補償し、モータ逆起電圧の補償やモータ巻線間の相互インダクタンスによる干渉電圧を補償をも行い、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図り、音や振動、リップルを抑制した電動パワーステアリング装置を提供することにある。そのために、ベクトル制御の電流制御経路に、ｄｑ軸経路の外乱を補償するｄｑ軸外乱オブザーバと、２相／３相変換して３次高調波の重畳とデッドタイムの補償を行う空間ベクトル変調部とを設けている。

本発明は、少なくとも操舵トルクに基づいて演算された電流指令値により、車両の操舵機構にアシストトルクを付与する３相ブラシレスモータを駆動制御すると共に、前記電流指令値を変換したｄｑ軸指令値を３相に変換し、インバータを介してベクトル制御する電動パワーステアリング装置に関し、本発明の上記目的は、前記ｄｑ軸指令値に対して、前記インバータのデッドタイムを含む各軸外乱電圧を補償するｄｑ軸外乱オブザーバを具備することにより達成される。

また、本発明の上記目的は、前記ｄｑ軸外乱オブザーバが、ｄｑ軸各相について、モータモデルと、逆モータモデルと、ローパスフィルタとで構成された軸オブザーバ部を具備していることにより、或いは前記軸オブザーバ部が、軸電圧から軸外乱推定電圧を減算する第１の減算部と、前記第１の減算部からの電圧偏差に軸外乱要素を入れた軸電圧指令値を入力して軸電流を出力する前記モータモデルと、前記軸電流を入力する前記逆モータモデルと、前記電圧偏差を入力する前記ローパスフィルタと、前記逆モータモデルの出力から前記ローパスフィルタの出力を減算して前記軸外乱推定電圧を出力する第２の減算部とで構成されていることにより、或いは前記ｄｑ軸外乱オブザーバの補償値を前記インバータの電源電圧に応じて可変するようになっていることにより、或いは前記ｄｑ軸外乱オブザーバのインダクタンスノミナル値を前記３相ブラシレスモータの電流に感応させて可変するようになっていることにより、或いは前記ｄｑ軸外乱オブザーバの後段に、３次高調波を重畳する第１の空間ベクトル変調部が設けられていることにより、或いは前記ｄｑ軸外乱オブザーバの後段に、前記３相ブラシレスモータの３相モータ電流を入力し、前記ｄｑ軸外乱オブザーバからの補償後ｄｑ軸電圧指令値を３相に変換して、３次高調波を重畳する共に、前記インバータのデッドタイムを補償する第２の空間ベクトル変調部が設けられていることにより、或いは前記第２の空間ベクトル変調部が、前記補償後ｄｑ軸電圧指令値を３相に変換する２相／３相変換部と、前記２相／３相変換部から出力される変換後３相電圧に３次高調波を重畳して高調波重畳電圧を出力する３次高調波重畳部と、前記変換後３相電圧及び前記３相モータ電流に基づいて、前記デッドタイムを補償したデッドタイム補償後電圧を出力するデッドタイム補償部と、前記高調波重畳電圧と前記デッドタイム補償後電圧とを加算して駆動用３相電圧指令値を出力する加算部とで構成されていることにより、より効果的に達成される。

本発明の電動パワーステアリング装置によれば、ｄｑ軸制御の経路中にｄｑ軸外乱オブザーバを介挿しているので、インバータのデッドタイムを補償すると共に、他の要素を付加することなくモータ逆起電圧の補償やモータ巻線間の相互インダクタンスによる干渉電圧の補償をも行うことができる。また、ｄｑ軸２相を３相に変換して３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部を設けているので、電流波形の歪み改善と電流制御の応答性の向上を図ることができる。更に、制御が滑らかになるので、モータの音や振動、リップルを抑制することができる。

本発明では、空間ベクトル変調の電圧ベクトルに基づいてデッドタイム補償を行っているので、複数相で同時にデッドタイムが発生しても補償が可能である。また、三角波キャリアの傾きが正と負の場合で、デッドタイムのタイミングを個別に補償しているので、電流符号の検出誤差が大きい場合においても、より精確に補償が可能となる。

更に、制御が滑らかになるので、モータの音や振動、リップルを抑制することができる。

一般的な電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の制御系の構成例を示すブロック図である。 ベクトル制御方式の構成例を示すブロック図である。 従来の電流制御の特性例（基準値と電流測定値）を示す波形図である。 従来の電流制御の特性例（ｄｑ軸と３相）を示す波形図である。 従来の電流制御の特性例（ｑ軸とＵ相）を示す波形図である。 ３相ブラシレスモータの構成例を示す電気的等価図である。 本発明に係るベクトル制御系の構成例（第１実施形態）を示すブロック図である。 ２自由度制御部系の構成例を示すブロック図である。 ｄｑ軸外乱オブザーバの構成例を示すブロック図である。 空間ベクトル変調部の構成例（第１実施形態）を示すブロック図である。 モータのインダクタンスの特性例を示す特性図である。 相外乱オブザーバ（ＬＰＦ）の特性例を示す特性図である。 相外乱オブザーバ（ＬＰＦ）の特性例を示す特性図である。 インバータとモータの結線例を示す結線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示す線図である。 空間ベクトル変調部の動作例を示すタイミングチャートである。 空間ベクトル変調の効果を示す波形図である。 本発明の電流制御の特性例（基準値と電流測定値）を示す波形図である。 本発明の電流制御の特性例（ｄｑ軸と３相）を示す波形図である。 本発明の電流制御の特性例（ｑ軸とＵ相）を示す波形図である。 本発明に係るベクトル制御系の構成例（第２実施形態）を示すブロック図である。 空間ベクトル変調部の構成例（第２実施形態）を示すブロック図である。 デッドタイム補償ゲインの特性例を示す特性図である。 空間ベクトル変調部におけるデッドタイムの発生と補償の動作例を示すタイムチャートである。 デッドタイム補償値の特性例を示す特性図である。 空間ベクトル変調の効果を示す波形図である。 本発明の電流制御（ｄｑ軸外乱オブザーバと空間ベクトル変調（３次高調波重畳＋デッドタイム補償））の特性例（基準値と電流測定値）を示す波形図である。 本発明の電流制御により、オンセンターからハンドルをゆっくり切ったときの電流特性例（ｄｑ軸と３相）を示す波形図である。 図３０の波形図より、ｑ軸とＵ相を抽出して示す波形図である。

本発明は、ベクトル制御のｄｑ軸の外乱オブザーバと空間ベクトル変調(３次高調波重畳若しくは３次高調波重畳＋デッドタイム補償)を適用することにより、従来の課題を解決している。空間ベクトル変調の電圧ベクトルに従ってデッドタイム補償値を生成することにより、インバータのスイッチタイミングに合わせた高精度なデッドタイム補償を実現している。また、ｄｑ軸外乱オブザーバは、中・高速操舵時におけるモータの逆起電圧や巻線間の干渉電圧による電流位相の変化を補償し、デッドタイムのタイミングズレを低減させている。その結果、低・中速操舵時(特に低負荷で変調率が低い領域)におけるデッドタイムの補償が可能となり、電流制御応答や振動・リップルを改善することができる。また同時に、中・高速操舵時におけるモータ逆起電圧や巻線間の干渉電圧を補償し、転追性や切り返し操舵時の操舵感を向上することが可能となる。

更には、モータ電流に感応させて、ｄｑ軸外乱オブザーバのモータモデルや２自由度制御のパラメータを可変させることにより、モータの磁気飽和による電流歪みを補償している。

先ず３相（Ｕ〜Ｗ）ブラシレスモータの等価構成を図７に示して説明すると、ブラシレスモータは界磁の形成する磁束方向をｄ軸とし、ｑ軸はｄ軸に対してπ／２進んだ位相となる。ｄｑ軸の電機子電圧をv_d及びv_q、ｄｑ軸の電流をi_q及びi_q、ｑ軸に誘起される速度起電力（モータ逆起電圧）φω（鎖交磁束φ、回転数ω）、ｄｑ軸の電機子巻線抵抗をRd及びRq、ｄｑ軸の自己インダクタンスをLd及びLqとし、ラプラス演算子をsで表記すると、ｄｑ軸電圧v_d，v_qは下記数１で表される

数１で表わされるｄｑ軸電圧v_d，v_qはモータ電流i_d，i_qに対して非線形であり、線形化するためには、電機子巻線抵抗R_d，R_q及び自己インダクタンスL_d，L_qは線形要素であるため、非線形要素であるモータ逆起電圧ωφを消去すると共に、干渉インダクタンスωL_d、ωL_qを消去する必要がある。

本発明では、インバータとモータを含めた全体を制御対象と捉え、入力をモータのｄｑ軸電圧指令値v_ｄ，v_ｑからモータ電流i_d，i_qまでを線形化するために、ｄｑ軸経路にｄｑ軸外乱オブザーバを介挿し、２相／３相変換機能を有して３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部を介挿する。本発明（第１実施形態）の全体構成例を図３に対応させて図８に示す。

図８では、ｄ軸電流指令値i_d ^*及びｑ軸電流指令値i_q ^*は２自由度制御部２００に入力され、２自由度制御部２００で演算されたｄ軸電圧指令値v_d及びｑ軸電圧指令値v_qはｄｑ軸外乱オブザーバ２１０に入力される。ｄｑ軸外乱オブザーバ２１０で補償されたｄｑ軸電圧v_d ^＊及びv_q ^＊は、２相／３相変換して３次高調波を重畳する空間ベクトル変調部２２０に入力され、空間ベクトル変調部２２０で変調された電圧指令値V_u ^*，V_v ^*，V_w ^*はＰＷＭ制御部１６０に入力される。モータ１００は前述と同様にＰＷＭ制御部１６０及びインバータ１６１を介して駆動制御される。

なお、図８の実施形態では、図３におけるｄ−ｑ非干渉制御部１４０を示していないが、ｄ−ｑ非干渉制御部１４０を設けても良い。

２自由度制御部２００の構成は図９に示すように、ｄ軸電流指令値i_d ^*からｄ軸フィードバック電流i_dを減算して電流偏差Δi_d ^*を算出する減算部２０１と、ｑ軸電流指令値i_q ^*からｑ軸フィードバック電流i_qを減算して電流偏差Δi_q ^*を算出する減算部２０２と、電流偏差Δi_d ^*をＰＩ制御するＰＩ制御部２０３と、電流偏差Δi_q ^*をＰＩ制御するＰＩ制御部２０４とで構成されている。ＰＩ制御部２０３からはｄ軸電圧指令値v_dが出力され、ＰＩ制御部２０４からびｑ軸電圧指令値v_qが出力される。

ｄｑ軸外乱オブザーバ２１０は、図１０の構成となっており、ｄ軸オブザーバとｑ軸オブザーバで構成されている。ｄｑ軸について同一の構成であるので、ｑ軸オブザーバについて説明する。２自由度制御部２００からの電圧指令値v_qは減算部２１０ｑに入力され、ｑ軸外乱推定電圧V_{dis_qe}を減算された電圧偏差v_q ^*は加算部２１１ｑに入力される。加算部２１１ｑには、ｑ軸電機子巻線に誘起される誘起電圧や巻線間の相互インダクタンスによる干渉電圧などのｑ軸外乱電圧V_{dsi_q}が入力され、その加算値がインバータデッドタイム（未知モデルＸｑ）２１２ｑを経て、制御対象であり、伝達関数“１／（Lq・ｓ＋Rqi）”で表わされるモータモデル２１３ｑに入力される。モータモデル２１３ｑからのｑ軸電流i_qは、伝達関数“（Lqn・ｓ＋Rqn）／（τ_ｑ・ｓ＋１）”で表わされる逆モータモデル２１６ｑに入力され、逆モータモデル２１６ｑからの電流i_qrが減算部２１５ｄに加算入力される。なお、逆モータモデル２１６ｑ内のRqnは電機子巻線抵抗Rqのノミナル値であり、Lqnは自己インダクタンスLqのノミナル値である。また、電圧偏差v_q ^*は伝達関数“１／（τ_ｑ・ｓ＋１）”で表わされるＬＰＦ２１４ｑを経て減算部２１５ｑに減算入力され、減算部２１５ｑで算出されるｑ軸外乱推定電圧V_{dis_qe}が減算部２１０ｑに減算入力されている。

２自由度制御部２００からの電圧指令値v_ｄ，v_ｑをｄｑ軸外乱オブザーバ２１０の入力として、ｄｑ軸の外乱電圧v_{dis_ｄ}，v_{dis_ｑ}と制御対象(インバータ１６１とモータ１００を含めたモデル)のモデル化誤差をまとめて外乱推定電圧v_{dis_ｄｅ}，v_{dis_ｑｅ}として推定し、ｄｑ軸の電圧指令値v_d，v_qからそれぞれ減算することで、ロバストな制御が可能となる。モデル化誤差には、巻線抵抗誤差ΔR_ｄ、ΔR_ｑ、自己インダクタンス誤差ΔL_ｄ、ΔL_ｑ、デッドタイムによる未知モデル（誤差）X_ｄ，X_ｑが含まれる。詳細は後述する。

また、空間ベクトル変調部２２０の構成は図１１に示すように、ｄｑ軸２相の電圧v_d ^＊及びv_q ^＊を３相電圧V_ua，V_va，V_waに変換する２相／３相変換部２２１と、３相電圧V_ua，V_va，V_waに３次高調波を重畳し、電圧指令値V_u ^*，V_v ^*，V_w ^*を出力する３次高調波重畳部２２２とで構成されている。２相／３相変換部２２１にはモータ回転角θが入力され、３次高調波重畳部２２２には３相電流i_u，i_v，i_wが入力されている。空間ベクトル変調部２２０の詳細は後述する。

ｄｑ軸の電機子巻線抵抗のノミナル値をR_dn，R_qnとし、自己インダクタンスのノミナル値をL_dn，L_qnとし、誤差値をそれぞれΔR_d，ΔR_q，ΔL_d，ΔL_qとすると、制御対象となるモータパラメータは下記数２となる。

また、dq軸外乱オブザーバ２１０による電圧方程式（ｑ軸のみ記述）は、下記数３〜数５となる。フィルタ時定数をτ_ｑとし、伝達関数“１／（τ_ｑ・ｓ＋１）”を有するＬＰＦ２１４ｑは外乱オブザーバ２１０の帯域制限をするＬＰＦであり、ＬＰＦ２１４ｑのカットオフ周波数より低い周波数領域において、外乱オブザーバ２１０の性能が発揮される。カットオフ周波数より低い周波数領域のみに限定して電圧方程式を解くと、数２〜数４から数６が導かれる。

上記数２及び数５〜数６より、下記数７が成立する。

数７は電圧指令値v_ｑから電流値i_ｑまでを線形化できたことを示している。このように、ｄｑ軸外乱オブザーバ２１０と空間ベクトル変調部２２０を利用することにより、電機子電流の誘起電圧、相互インダクタンスによる干渉電圧、モータの巻線抵抗や自己インダクタンスのモデル化誤差、インバータの未知となる誤差X_u，X_v，X_wを低減することが可能となり、３相ブラシレスモータの回路方程式は見かけ上、前述の数１から下記数８へ変換される。

図１２に示すように、モータの自己インダクタンスＬ_ｄ，Ｌ_ｑはモータ電流が増加すると、磁気飽和の影響により徐々に低下する。本発明のｄｑ軸外乱オブザーバ２１０は、モータ逆モデル２１６ｄ、２１６ｑのインダクタンスLdn，Lqnをモータ電流に感応して可変させ、電流歪みを低減させることが可能である。インダクタンスLdn，Lqnを可変せず、固定値としても良い。

ここで、ｄｑ軸外乱オブザーバが外乱電圧やインバータデッドタイムの影響を受けないことを説明する。ここでは、ｑ軸について説明するが、ｄ軸についても同様である。また、Ｌ_ｄｎ＝Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑｎ＝Ｌ_ｑ，Ｒ_ｄｎ＝Ｒ_ｄ，Ｒ_ｑｎ＝Ｒ_ｑとして説明する。

モータモデル２１３ｑの出力であるモータ電流i_qは、下記数９で表される。

また、ｄｑ軸オブザーバの減算部２１５ｑから出力されるｑ軸外乱推定値V_{dis_qe}は、下記数１０で表される。

つまり、モータ電流i_qが逆モータモデル２１８ｑを経ることにより、その出力i_qrは下記数１１となる。
（数１１）
i_qr＝（ｖ_ｑ ^*−V_{dis_ｑe}＋V_{dis_ｑ}・X_ｑ）／（τ_ｑ・ｓ＋１）

ＬＰＦ２１４ｑの入力は“v_q ^*＝v_q−V_{dis_qe}”であり、その出力i_qfは下記数１２である。
（数１２）
i_uf＝（V_q ^*−V_{dis_qe}）/（τ_q・ｓ＋1）

よって、減算部２１３ｑの出力であるｑ軸外乱推定電圧V_{dis_qe}は上記数１１となる。
ここで、数１０を数１１に代入すると、下記数１３が成立する。

ただし、時定数τ＝Ｌａ／Ｒａである。

ここで、図１３は伝達関数“１／（１＋ｓ・τ）”の角周波数特性（τはモータ巻線の時定数）を示しており、図１４は伝達関数“ｓ・τ_１／（１＋ｓ・τ_ｑ）”の角周波数特性を示している。図１４の伝達関数“Ｇ_Ｈ（ｓ）＝ｓ・τ_ｑ／（１＋ｓ・τ_ｑ）”において、各周波数ωが遮断周波数ωＨより十分小さい、即ちω＜＜ωＨの関係が成り立つ場合、下記数１４と近似できる。

この関係を数１４に適用すると、下記数１５となり、出力電流i_qはｑ軸外乱V_{dis_q}及びデッドタイムＸｑの影響を受けない。

なお、モータ巻線の時定数τとｑ軸オブザーバのフィルタ時定数τ_ｑとは、

の関係、即ち、

の関係を満足する必要がある。

次に、空間ベクトル変調について説明する。空間ベクトル変調部２２０は図１１に示すように、ｄｑ軸の２相電圧（v_d ^*，v_q ^*）を３相電圧（Vu a，Vva，Vwa）に変換し、３相電圧（Vua，Vva，Vwa）に３次高調波を重畳する機能を有していれば良く、例えば本出願人による特開２０１７−７００６６、特願２０１５−２３９８９８等で提案している空間ベクトル変調の手法を用いても良い。

即ち、空間ベクトル変調は、ｄ軸の補償後電圧v_d ^*、ｑ軸の補償後電圧v_q ^*、モータ回転角θ及びセクター番号ｎ（＃１〜＃６）に基づいて、以下に示すような座標変換を行い、図１５に示すようなブリッジ構成のインバータ（インバータ印加電圧ＶＲ）のスイッチング素子（例えばＦＥＴ）（上側アームのＦＥＴＱ１、Ｑ３、Ｑ５、下側アームのＱ２、Ｑ４、Ｑ６）のＯＮ／ＯＦＦを制御する、セクター＃１〜＃６に対応したスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６をモータに供給することによって、モータの回転を制御する機能を有する。座標変換については、空間ベクトル変調において、電圧v_d ^*及びv_q ^*は、数１８に基づいて、α−β座標系における電圧ベクトルＶα及びＶβに座標変換が行われる。この座標変換に用いる座標軸及びモータ回転角θの関係については、図１６に示す。

そして、ｄ−ｑ座標系における目標電圧ベクトルとα−β座標系における目標電圧ベクトルとの間には、数１９のような関係が存在し、目標電圧ベクトルＶの絶対値は保存される。

空間ベクトル制御におけるスイッチングパターンでは、インバータの出力電圧をスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ６）のスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６に応じて、図１７の空間ベクトル図に示す８種類の離散的な基準電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７（π／３［ｒａｄ］ずつ位相の異なる非零電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６と零電圧ベクトルＶ０，Ｖ７）で定義する。そして、それら基準出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の選択とその発生時間を制御するようにしている。また、隣接する基準出力電圧ベクトルによって挟まれた６つの領域を用いて、空間ベクトルを６つのセクター＃１〜＃６に分割することができ、目標電圧ベクトルＶは、セクター＃１〜＃６のいずれか１つに属し、セクター番号を割り当てることができる。Ｖα及びＶβの合成ベクトルである目標電圧ベクトルＶが、α−β空間において正６角形に区切られた図１７に示されたようなセクター内のいずれに存在するかは、目標電圧ベクトルＶのα−β座標系における回転角γに基づいて求めることができる。また、回転角γはモータの回転角θとｄ−ｑ座標系における電圧v_d ^*及びv_q ^*の関係から得られる位相δの和として、γ＝θ＋δで決定される。

図１８は、空間ベクトル制御におけるインバータのスイッチングパターンＳ１、Ｓ３，Ｓ５によるディジタル制御で、インバータから目標電圧ベクトルＶを出力させるために、スイッチング素子に対するＯＮ／ＯＦＦ信号Ｓ１〜Ｓ６（スイッチングパターン）におけるスイッチングパルス幅とそのタイミングを決定する基本的なタイミングチャートを示す。空間ベクトル変調は、規定されたサンプリング期間Ｔｓ毎に演算などをサンプリング期間Ｔｓ内で行い、その演算結果を次のサンプリング期間Ｔｓにて、スイッチングパターンＳ１〜Ｓ６における各スイッチングパルス幅とそのタイミングに変換して出力する。

空間ベクトル変調は、目標電圧ベクトルＶに基づいて求められたセクター番号に応じたスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６を生成する。図１８には、セクター番号＃１（ｎ＝１）の場合における、インバータのスイッチング素子のスイッチングパターンＳ１〜Ｓ６の一例が示されている。信号Ｓ１、Ｓ３及びＳ５は、上側アームに対応するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のゲート信号を示している。横軸は時間を示しており、Ｔｓはスイッチング周期に対応し、８期間に分割され、Ｔ０／４、Ｔ１／２、Ｔ２／２、Ｔ０／４、Ｔ０／４、Ｔ２／２、Ｔ１／２及びＴ０／４で構成される期間である。また、期間Ｔ１及びＴ２は、それぞれセクター番号ｎ及び回転角γに依存する時間である。

空間ベクトル変調がない場合、本発明のデッドタイム補償をｄｑ軸上に適用し、デッドタイム補償値のみｄｑ軸／３相変換したデッドタイム補償値波形（Ｕ相波形）は、図１９の破線のような３次成分が除去された波形となってしまう。Ｖ相及びＷ相についても同様である。ｄｑ軸／３相変換の代わりに空間ベクトル変調を適用することにより、３相信号に３次高調波を重畳させることが可能となり、３相変換によって欠損してしまう３次成分を補うことができ、図１９の実線のような理想的なデッドタイム補償波形を生成することが可能となる。

図２０はdq軸外乱オブザーバと空間ベクトル変調を動作させた場合において、d軸電流指令値に正弦波を入力した時の結果である。dq軸外乱オブザーバがない場合と比較して、d軸電流値や３相電流値の波形歪みが低減している。殆ど誤差が生じていない。また、電動パワーステアリング装置のオンセンターからハンドルをゆっくり切った時のモータ電流を見ると、図２１及び図２２に示すように相電流の歪が改善され、q軸電流(トルク)の振動やリップルが低減していることが分かる。

次に、本発明の第２実施形態を、図８に対応させて図２３に示す。第２実施形態は、前述の第１実施形態と比較して空間ベクトル変調部２２０Ａのみが相違しており、他の構成及び動作は同一である。

空間ベクトル変調部２２０Ａの構成は図２４に示すように、ｄｑ軸外乱オブザーバ２１０からの２相の補償後ｄｑ軸電圧指令値v_d ^＊及びv_q ^＊を、モータ回転角θに応じて３相電圧V_ua，V_va，V_waに変換する２相／３相変換部２２１と、３相モータ電流i_u，i_v，i_w を入力し、３相電圧V_ua，V_va，V_waに３次高調波を重畳し、高調波重畳電圧V_ub，V_vb，V_wbを出力する３次高調波重畳部２２２と、３相モータ電流i_u，i_v，i_w及び３相電圧V_ua，V_va，V_waを入力して、インバータのスイッチンッグデッドタイムを補償してデッドタイム補償後電圧V_uc，V_vc，V_wcを出力するデッドタイム補償部２２３と、デッドタイム補償部２２３からの電圧V_uc，V_vc，V_wcを、インバータ印加電圧ＶＲに応じて補償ゲインを乗算するインバータ印加電圧感応ゲイン部２２５と、高調波重畳電圧V_ub，V_vb，V_wbとインバータ印加電圧感応ゲイン部２２５からの補償電圧V_ud，V_vd，V_wdをそれぞれ加算して駆動用３相電圧指令値V_u ^*，V_v ^*，V_w ^*を出力する加算部２２４u，２２４v、２２４ｗとで構成されている。

インバータ印加電圧感応ゲイン部２２５の特性は、例えば図２５に示すようになっている。即ち、インバータ印加電圧VR1までは１．０より小さい一定ゲインであり、インバータ印加電圧VR1以上でインバータ印加電圧VR２（＞VR1）まで徐々に増加し、インバータ印加電圧VR２以上で１．０より大きい一定ゲインである。

本発明における空間ベクトル部２２０Ａのデッドタイム補償の役割は、複数相で同時にデッドタイムが発生する場合の対策であり、ｄｑ軸外乱オブザーバ２１０は逆起電圧とｄｑ干渉電圧による補償である。特に逆起電圧の補償が上手くいかない場合、デッドタイム補償のタイミングがずれて補償できなくなるので、この意味で、ｄｑ軸外乱オブザーバ２１０はデッドタイム補償をより精確に行うとも言える。

ｄｑ軸外乱オブザーバ２１０の動作は前述と同一であり、空間ベクトル変調部２２０Ａ（３次高調波重畳＋デッドタイム補償）内の２相／３相変換部２２１及び３次高調波重畳部２２２は第１実施形態と同一の構成及び動作であるので、空間ベクトル変調によるデッドタイム補償について説明する。

一般的に空間ベクトル変調はインバータのスイッチングモードをV1からV8の8つの電圧ベクトルで表し、電圧指令値v_d ^**，v_q ^**とモータ回転角（電気角）θから電圧ベクトルの組合せを決め、スイッチング制御する。インバータの上側ＦＥＴがＯＮとなった時を“１”、下側ＦＥＴがＯＮとなった時を“０”として、電圧ベクトルを表すと、下記数２０となる。
（数２０）
V0(000)，V1(100)，V2(110)，V3(010)，V4(011)，V5(001)，V6(101)，V7(111)
()内の数字組合せは、Ｕ，Ｖ，Ｗの順でＦＥＴのスイッチ状態を示している。電圧ベクトルV0及びV7は、図１７に示すように零ベクトルである。

空間ベクトル変調は電圧指令値v_d ^*，v_q ^*とモータ回転角θから電圧ベクトルのセクターを判定し、８つの電圧ベクトルの合成により電圧を制御する。図１７の電圧ベクトルＶを例にとると、セクター＃１となるので、電圧ベクトル“V1，V2，V0，V7”の組合せとなる。それぞれの電圧ベクトルの大きさに比例して、スイッチング時間を割り当て、電圧を制御している。図２６（Ａ）及び（Ｄ）に示すように、Ｕ相電圧Vuが三角波キャリアCFと交差する時点、Ｖ相電圧Vvが三角波キャリアCFと交差する時点、Ｗ相電圧Vwが三角波キャリアCFと交差する時点に対応して電圧ベクトル“V1，V2，V0，V7”が設定される。理想的な電圧ベクトルは図２６（Ｄ）であるが、実際には図２６（Ｅ）の電圧ベクトルとなる。即ち、電圧ベクトルV0→V1に遷移する場合、デッドタイム（Du）が発生することにより、実際の電圧ベクトル（補正前）は理想的な電圧ベクトルより遅れて遷移してしまう。補正後の電圧ベクトルでは、その遅れ分を予測して電圧ベクトルV0→V1へ早く切り換えてしまう。その結果、補正後の電圧ベクトルは理想的な電圧ベクトルになる。

しかしながら、インバータのデッドタイムがあるので、図２６（Ｃ）に示すように電圧誤差が生じてしまう。そこで、本発明はスイッチング時間を割り当てる際、図２６（Ｆ）に示すようにデッドタイムが発生する区間の電圧を補償している。

空間ベクトル変調部２２０Ａは、入力となるｄｑ電圧指令値v_d ^*，v_q ^*から理想的な電圧ベクトル（図２６（Ｄ））を算出する。また、電圧ベクトルから各相インバータ電圧指令値（図２６（Ａ））やＰＷＭ信号（図２６（Ｃ））が決まる。三角波キャリアCFと各相インバータ電圧指令値V_u，V_v，V_wの交点において、電圧ベクトルが遷移するが、デッドタイムが発生する箇所において、電圧ベクトルの遷移が大きく遅れてしまう（図２６（Ｅ）の補正前電圧ベクトル）。そこで、デッドタイムが発生する箇所を予測して、電圧ベクトルを早く切り換えてしまう（図２６（Ｆ）の補正後電圧ベクトル）。その結果、図２６（Ｄ）に示す理想的な電圧ベクトルになる。

以下の例で説明すると、図２６（Ａ）に示す三角波キャリアCFの傾きが負の場合は、図２６（Ｂ）に示す電流符号が正となるＵ相において、デッドタイムとＦＥＴのスイッチオン時間が生じ、スイッチ切り換えが大きく遅れる(遅れ時間T_Lとする)。Ｖ相及びＷ相はＦＥＴのスイッチオフ時間のみとなるので、遅れは小さい(遅れ時間T_Sとする)。

先ず始めに、遅れ時間T_Lを補償するために、元々の電圧ベクトルV0の時間T1から遅れ時間T_Lを減算し、時間T1’に補正する。
（数２１）
T1’＝T1−T_L

次に、電圧ベクトルV1の時間T2は遅れ時間T_Lを加算し、電圧ベクトルV2への遅れ時間T_Sを減算して、時間T2’に補正する。
（数２２）
T2’＝T2＋T_L−T_S

電圧ベクトルV2の時間T3は電圧ベクトルV1から電圧ベクトルV2への遅れ時間T_Sを加算し、電圧ベクトルV7への遅れ時間T_Sを減算するので、補正無しとする。
（数２３）
T3’＝T3＋T_S−T_S＝T3

電圧ベクトルV7の時間T4は遅れ時間T_Sを加算し、時間T4’に補正する。
（数２４）
T4’＝T4＋T_S

一方、図２６（Ａ）に示す三角波キャリアCFの傾きが正の場合は、図２６（Ｂ）に示す電流符号が負となるＷ相において、デッドタイムとＦＥＴのスイッチオン時間が生じ、スイッチ切り替えが大きく遅れる(遅れ時間T_Lとする)。Ｕ相及びＶ相はＦＥＴのスイッチオフ時間のみとなるので、遅れは小さい(遅れ時間T_Sとする)。上述と同様に、遅れ時間T_Lを補償するために、元々の電圧ベクトルV7の時間T5から遅れ時間T_Lを減算し、時間T5’に補正する。
（数２５）
T5’＝T5−T_L
次に、電圧ベクトルV2の時間T6は遅れ時間T_Lを加算し、電圧ベクトルV1への遅れ時間T_Sを減算して、時間T6’に補正する。
（数２６）
T6’＝T6＋T_L−T_S

電圧ベクトルV1の時間T7は電圧ベクトルV2から電圧ベクトルV1への遅れ時間T_Sを加算し、電圧ベクトルV0への遅れ時間T_Sを減算するので、補正無しとする。
（数２７）
T7’＝T7＋T_S−T_S＝T7

電圧ベクトルV0の時間T8は遅れ時間T_Sを加算し、時間T8’に補正する。
（数２８）
T8’＝T8＋T_S

以上がデッドタイムの補償例であるが、出力電圧誤差パターンは、各相モータ電流（i_u，i_v，i_w）の符号、三角波キャリアCFの傾き、電圧ベクトルのセクター＃１〜＃６の組み合わせにより決定される。組み合わせ表を下記に示す。三角波キャリアCFの傾きが正の場合の出力電圧誤差パターンは、下記表１である（図２６参照）。

また、三角波キャリアCFの傾きが負の場合の出力電圧誤差パターンは、下記表２である（図２６参照）。数２５〜数２８については、数２１〜数２４と同様なので、表２に対する同様な表記を割愛している。

上記の組み合せ表より、出力電圧誤差パターンP1〜P6が決定したら、下記の表３に従って、出力電圧誤差パターンによる補償値を計算する。補償前の各電圧ベクトルの出力時間をT1〜T4とし、補償後の各電圧ベクトルの出力時間をT1’〜T4’としている。また、遅れ時間T_Lは、デッドタイムT_DとＦＥＴのスイッチオン時間T_ONにより演算される。デッドタイムT_Dはモータ電流に感応させて可変とさせたマップにしており、マップはインバータのデッドタイム特性試験をすることにより、作成できる。一方、T_SはＦＥＴのスイッチオフ時間T_OFFとなる。スイッチオン時間T_ONとスイッチオフ時間T_OFFは、各メーカーのＦＥＴ特性データシートに記載されている。
（数２９）
T_L＝T_D−T_ON
T_S＝T_OFF

なお、デッドタイムの補償を図２７のような特性に従って、モータ電流に応じてデッドタイム補償値を可変しても良い。

３次高調波重畳部２２２からの高調波重畳電圧Vub，Vvb，Vwbはそれぞれ加算部２２４u，２２４ｖ，２２４ｗに入力され、デッドタイム補償部２２３からのデッドタイム補償後電圧Vuc，Vvc，Vwcはインバータ印加電圧感応ゲイン部２２５で補償ゲインを乗算され、インバータ印加電圧感応ゲイン部２２５からの補償電圧V_ud，V_vd，V_wdはそれぞれ加算部２２４u，２２４ｖ，２２４ｗに入力され、加算部２２４u，２２４ｖ，２２４ｗから両者の加算結果である駆動用３相電圧指令値Vu^*，Vv^*，Vw^*が出力される。

空間ベクトル変調がない場合、本発明のデッドタイム補償をｄｑ軸上に適用し、デッドタイム補償値のみｄｑ軸／３相変換したデッドタイム補償値波形（Ｕ相波形）は、図２８の破線のような３次成分が除去された波形となってしまう。Ｖ相及びＷ相についても同様である。ｄｑ軸／３相変換の代わりに空間ベクトル変調を適用することにより、３相信号に３次高調波を重畳させることが可能となり、３相変換によって欠損してしまう３次成分を補うことができ、図２８の実線のような理想的なデッドタイム補償波形を生成することが可能となる。

また、図２９は、ｄｑ軸外乱オブザーバと空間ベクトル変調（３次高調波重畳及びデッドタイム補償）を動作させた場合において、ｄ軸電流指令値に正弦波を入力した時の結果である。ｄｑ軸外乱オブザーバがない場合と比較して、ｄ軸電流値や３相電流値の波形歪みが低減している。殆ど誤差が生じていない。また、電動パワーステアリング装置のオンセンターからハンドルをゆっくり切った時のモータ電流を見ると、図３０及び図３１に示すように相電流の歪が改善され、ｑ軸電流(トルク)の振動やリップルが低減していることが分かる。

モータの自動モデル同定アルゴリズムを搭載し、dq軸の外乱オブザーバのモータ規範モデルを変更することにより、多品種のモータを同一制御で動作することが可能となる。また、dq軸の外乱オブザーバのモータ規範モデルや２自由度制御のパラメータをモータ電流に感応して可変させることも可能である。モータは電流が増加すると、磁気飽和現象によってモータのインダクタンスLqが変化する。外乱オブザーバによるインダクタンスノミナル値Lqnを上述では固定値として扱っているが、モータのインダクタンスに合わせてオブザーバのインダクタンスノミナル値Lqnも変化させないと波形が歪み、リップルとなる。そこで、モータ電流に感応してオブザーバのインダクタンスノミナル値Lqnを可変すれば、波形の歪みやリップルを改善することが可能である。

また、モータ電流制御の３相外乱オブザーバの補償値のリミット値を、インバータの電源電圧に感応して可変させることも可能である。外乱オブザーバは、逆起電圧やデッドタイム等の全ての外乱を補償するので、過補償となる領域がある。例えば、電動パワーステアリングの場合は逆起電圧が大きいので、外乱オブザーバの過補償が増加し、dutyが飽和し、音や振動となる。インバータの電源電圧が高い場合はdutyが飽和し難いので、補償後のリミット値を大きくすることができるが、電圧が低い場合はリミット値を小さくする必要がある。

１ ハンドル
２ コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０ トルクセンサ
１２ 車速センサ
１３ バッテリ
２０、１００ モータ
３０ コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１ 電流指令値演算部
３５、２０３、２０４ ＰＩ制御部
３６、１６０ ＰＷＭ制御部
３７，１６１ インバータ
１１０ 角度検出部
１３０ ３相／２相変換部
１４０ ｄ−ｑ非干渉制御部
２００ ２自由度制御部
２１０ ｄｑ軸外乱オブザーバ
２２０，２２０Ａ 空間ベクトル変調部
２２１ ２相／３相変換部
２２２ ３次高調波重畳部

Claims (10)

1. 少なくとも操舵トルクに基づいて演算された電流指令値により、車両の操舵機構にアシストトルクを付与する３相ブラシレスモータを駆動制御すると共に、前記電流指令値を変換したｄｑ軸指令値を３相に変換し、インバータを介してベクトル制御する電動パワーステアリング装置において、
   前記ｄｑ軸指令値に対して、前記インバータのデッドタイムを含む各軸外乱電圧を補償するｄｑ軸外乱オブザーバを具備し、
   前記ｄｑ軸外乱オブザーバが、ｄｑ軸各相について、モータモデルと、逆モータモデルと、ローパスフィルタとで構成された軸オブザーバ部を具備しており、
   前記軸オブザーバ部のそれぞれが、
   軸電圧から軸外乱推定電圧を減算する第１の減算部と、
   前記第１の減算部からの電圧偏差に軸外乱要素を入れた軸電圧指令値を入力して軸電流を出力する前記モータモデルと、
   前記軸電流を入力する前記逆モータモデルと、
   前記電圧偏差を入力する前記ローパスフィルタと、
   前記逆モータモデルの出力から前記ローパスフィルタの出力を減算して前記軸外乱推定電圧を出力する第２の減算部と、
   で構成されていることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
2. 前記ｄｑ軸外乱オブザーバの補償値を前記インバータの電源電圧に応じて可変するようになっている請求項１に記載の電動パワーステアリング装置。
3. 前記ｄｑ軸外乱オブザーバのインダクタンスノミナル値を前記３相ブラシレスモータの電流に感応させて可変するようになっている請求項１又は４に記載の電動パワーステアリング装置。
4. 前記ｄｑ軸外乱オブザーバの後段に、３次高調波を重畳する第１の空間ベクトル変調部が設けられている請求項１、４、５のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
5. 前記ｄｑ軸外乱オブザーバの後段に、
   前記３相ブラシレスモータの３相モータ電流を入力し、前記ｄｑ軸外乱オブザーバからの補償後ｄｑ軸電圧指令値を３相に変換して、３次高調波を重畳すると共に、前記インバータのデッドタイムを補償する第２の空間ベクトル変調部が設けられている請求項１、４、５のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
6. 前記第２の空間ベクトル変調部が、
   前記補償後ｄｑ軸電圧指令値を３相に変換する２相／３相変換部と、
   前記２相／３相変換部から出力される変換後３相電圧に３次高調波を重畳して高調波重畳電圧を出力する３次高調波重畳部と、
   前記変換後３相電圧及び前記３相モータ電流に基づいて、前記デッドタイムを補償したデッドタイム補償後電圧を出力するデッドタイム補償部と、
   前記高調波重畳電圧と前記デッドタイム補償後電圧とを加算して駆動用３相電圧指令値を出力する加算部と、
   で構成されている請求項７に記載の電動パワーステアリング装置。
7. 前記ｄｑ軸外乱オブザーバが、
   ｄｑ軸各相について、モータモデルと、逆モータモデルと、ローパスフィルタとで構成された軸オブザーバ部を具備している請求項７又は８に記載の電動パワーステアリング装置。
8. 前記軸オブザーバ部のそれぞれが、
   軸電圧から軸外乱推定電圧を減算する第１の減算部と、
   前記第１の減算部からの電圧偏差に軸外乱要素を入れた軸電圧指令値を入力して軸電流を出力する前記モータモデルと、
   前記軸電流を入力する前記逆モータモデルと、
   前記電圧偏差を入力する前記ローパスフィルタと、
   前記逆モータモデルの出力から前記ローパスフィルタの出力を減算して前記軸外乱推定電圧を出力する第２の減算部と、
   で構成されている請求項９に記載の電動パワーステアリング装置。
9. 前記ｄｑ軸外乱オブザーバの補償値を前記インバータの電源電圧に応じて可変するようになっている請求項７乃至１０のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。
10. 前記ｄｑ軸外乱オブザーバのインダクタンスノミナル値を前記３相ブラシレスモータの電流に感応させて可変するようになっている請求項８乃至１１のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置。

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