JP6452315B2

JP6452315B2 - 増幅器

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Publication number: JP6452315B2
Application number: JP2014101616A
Authority: JP
Inventors: 内田　浩光; 浩光内田; 政毅半谷; 山中　宏治; 宏治山中; 知大水谷
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2014-05-15
Filing date: 2014-05-15
Publication date: 2019-01-16
Anticipated expiration: 2034-05-15
Also published as: JP2015220542A

Description

この発明は、トランジスタを用いた増幅器に関するものである。

従来、トランジスタの動作周波数の略整数倍の高次の周波数（いわゆる「高調波周波数」）において、トランジスタから見たインピーダンス（いわゆる「負荷インピーダンス」）の値が適切なリアクタンス成分を含む値となるように設定した高調波処理回路を有する増幅器が用いられている。高調波処理回路には、インダクタとキャパシタとを並列に接続した並列共振回路が用いられている（例えば、特許文献１参照）。

特許文献１の増幅器は、トランジスタの入力側に、ワイヤを介して分布定数線路を接続している。この分布定数線路は、トランジスタの動作周波数の略２倍の高調波周波数（以下「２倍波周波数」という）に対応する波長の４分の１長さ未満の電気的な長さ（いわゆる「電気長（ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｅｎｇｔｈ）」）を有している。分布定数線路は、２倍波周波数によってインダクタの機能を果たすものである。

分布定数線路の中央部から、間隙部を介して互いに対向した１対の櫛型電極が分岐している。この櫛型電極によって、分布定数線路に対して並列に接続されたいわゆる「インターデジタルキャパシタ」が構成されている。かかる分布定数線路及びインターデジタルキャパシタによって並列共振回路が構成されている。

並列共振回路は、動作周波数の２倍波周波数を用いることにより並列共振状態となるように設定されている。また、２倍波周波数において、ワイヤが有するインダクタンス成分（誘導成分）と並列共振回路の負荷インピーダンスとを併せた値が、トランジスタから見て適切なリアクタンス成分を含む値となるように、並列共振回路が設定されている。これより、ワイヤ及び並列共振回路が高調波処理回路の機能を果たすことで、供給電力を出力電力に変換する効率（以下「動作効率」という）を向上させている。

国際公開第２０１２／１６０８１０号

一般に、トランジスタの増幅動作の安定性を示す指標として、いわゆる「Ｋファクタ」が用いられている。トランジスタは、例えば高調波周波数において十分に高い利得を有してＫファクタの値が１未満である場合、不要な帰還成分によって局所的にマイナスの抵抗成分（いわゆる「負性抵抗」）が生じる。この負性抵抗により、トランジスタがいわゆる「反射利得」を有する状態となり、トランジスタが高調波処理回路に反射する信号の振幅（以下「反射振幅」という）が増幅される。

一方、従来の高調波処理回路は、高調波周波数の場合に負荷インピーダンスがリアクタンス成分のみを含む負荷（いわゆる「純リアクタンス負荷」）となる。このため、高調波処理回路は、反射振幅の値が１となり、トランジスタから入力された信号をすべて反射する状態（いわゆる「全反射状態」）となる。この結果、従来の増幅器は、高調波処理回路とトランジスタ間で不要な発振（いわゆる「寄生発振」）を起こす課題があった。

さらに、従来の高調波処理回路は、インダクタとキャパシタとからなるリアクティブな並列共振回路により構成されている。この並列共振回路は、負荷インピーダンスに含まれるリアクタンス成分が周波数に応じて大きく変化して、いわゆる周波数依存性が高くなる。これに伴い、並列共振回路がワイヤを介してトランジスタに反射する信号の位相（以下「反射位相」という）も周波数依存性が高くなる。この結果、狭い周波数帯域でしかトランジスタの動作効率を最大限に向上させることができない課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、より広い周波数帯域に亘ってトランジスタの動作効率を向上させることができ、かつ不要な発振を抑制することができる増幅器を提供することを目的とする。

この発明の増幅器は、入力信号を増幅する能動素子と、入力信号が入力される入力端子と能動素子との間に接続したインダクタと、インダクタに対して並列に接続したキャパシタとを有し、能動素子の動作周波数に対する高調波周波数によって並列共振状態に設定してなる並列共振回路と、キャパシタに対して直列に接続した抵抗素子と、を具備し、キャパシタは、間隙部を介して互いに対向した１対の櫛形電極からなるインターデジタルキャパシタで構成し、抵抗素子は、いずれか一方の櫛形電極に設けた薄膜抵抗で構成したものである。

この発明の増幅器によれば、より広い周波数帯域に亘ってトランジスタの動作効率を向上させることができ、かつ不要な発振を抑制することができる。

この発明の実施の形態１の増幅器の構成図である。この発明の実施の形態１の増幅器の２倍波周波数を用いた等価回路を示す説明図である。この発明の実施の形態１の増幅器及び従来の増幅器の反射位相に対する動作効率を示す特性図である。従来の増幅器の反射係数をスミスチャート上に表した説明図である。この発明の実施の形態１の増幅器の反射係数をスミスチャート上に表した説明図である。この発明の実施の形態１の増幅器及び従来の増幅器の周波数に対する反射位相を示す特性図である。この発明の実施の形態１の増幅器の基本波周波数を用いた等価回路を示す説明図である。図７に示す点Ｘ及び点Ｙからトランジスタを見たインピーダンスをスミスチャート上に表した説明図である。この発明の実施の形態１の他の増幅器の構成図である。この発明の実施の形態２の増幅器の構成図である。

実施の形態１．
図１を参照して、この発明の実施の形態１の増幅器について説明する。
図中、１はトランジスタ（能動素子）である。トランジスタ１は、例えば、ソース端子を電気的に接地した電界効果トランジスタ（Ｆｉｅｌｄｅｆｆｅｃｔｔｒａｎｓｉｓｔоｒ，ＦＥＴ）で構成されている。トランジスタ１は、ゲート端子に入力された信号の振幅を増幅して、ドレイン端子から出力する。

トランジスタ１のゲート端子は、ワイヤ２ａを介して伝送線路３ａの一端部に接続されている。伝送線路３ａは、誘電体基板４ａの表面に設けた導体箔からなるマイクロストリップ線路で構成されている。伝送線路３ａは、トランジスタ１の動作周波数の略２倍の高調波周波数（２倍波周波数）に対応する波長の４分の１長さ未満の電気長を有している。伝送線路３ａの他端部には、入力端子５が設けられている。

伝送線路３ａの中央部から、１対の櫛型電極６ａ，６ｂが分岐している。櫛型電極６ａ，６ｂは、互いの歯部６１ａ，６１ｂが間隙部を介して噛み合うように対向している。櫛型電極６ａ，６ｂによって、伝送線路３ａに対して並列に接続したインターデジタルキャパシタが構成されている。

伝送線路３ａ及びインターデジタルキャパシタによって、並列共振回路が構成されている。並列共振回路は、トランジスタ１の動作周波数の２倍波周波数からなる高調波周波数によって並列共振状態となるように設定されている。

１対の櫛型電極６ａ，６ｂのうち、トランジスタ１により近い櫛型電極６ａの背骨部６２ａの一部には、薄膜抵抗７が設けられている。ワイヤ２ａ、並列共振回路及び薄膜抵抗７によって、高調波処理回路が構成されている。

また、トランジスタ１のドレイン端子は、ワイヤ２ｂを介して伝送線路３ｂの一端部に接続されている。伝送線路３ｂは、誘電体基板４ｂの表面に設けた導体箔からなるマイクロストリップ線路で構成されている。伝送線路３ｂの他端部には、出力端子８が設けられている。このようにして、増幅器１００が構成されている。

次に、図２及び図３を参照して、増幅器１００の２倍波周波数による動作について説明する。
図２は、増幅器１００の動作周波数の２倍波周波数を用いた等価回路を示している。トランジスタ１のゲート端子と入力端子５との間に、２つのインダクタＬｗ１，Ｌ１が直列に接続されている。インダクタＬｗ１のインダクタンス成分（誘導成分）は、ワイヤ２ａのインダクタンス成分と対応している。インダクタＬ１のインダクタンス成分は、伝送線路３ａのインダクタンス成分と対応している。

インダクタＬ１に対して、キャパシタＣが並列に接続されている。キャパシタＣに対して、抵抗素子Ｒが直列に接続されている。キャパシタＣのキャパシタンス成分（容量成分）は、インターデジタルキャパシタのキャパシタンス成分と対応している。抵抗素子Ｒの抵抗成分は、薄膜抵抗７の抵抗成分と対応している。

インダクタＬｗ１とインダクタＬ１間に、キャパシタＣｐ１の一端部が接続されている。キャパシタＣｐ１の他端部は電気的に接地されている。また、インダクタＬ１と入力端子５間に、キャパシタＣｐ２の一端部が接続されている。キャパシタＣｐ２の他端部は電気的に接地されている。キャパシタＣｐ１，Ｃｐ２のキャパシタンス成分は、伝送線路３ａ及び櫛型電極６ａ，６ｂと、誘電体基板４ａの裏面に設けた導体箔との間に生じる、いわゆる「シャント（ｓｈｕｎｔ）」のキャパシタンス成分と対応している。

ここで、図２に示す抵抗素子Ｒの抵抗成分を０オーム（Ω）とした等価回路は、図１に示す薄膜抵抗７を除いた増幅器（以下「従来の増幅器」という）の等価回路を示している。

以下、トランジスタ１が高調波処理回路に反射する２倍波周波数の信号の振幅を「反射振幅｜ΓＴＲ｜」として表し、トランジスタ１が高調波処理回路に反射する２倍波周波数の信号の位相を「反射位相∠ΓＴＲ」として表す。反射係数ΓＴＲは、絶対値が反射振幅｜ΓＴＲ｜の値で表され、かつ位相角が反射位相∠ΓＴＲの角度で表される。

また、並列共振回路がワイヤ２ａを介してトランジスタ１に反射する２倍波周波数の信号の振幅を「反射振幅｜ΓＲ｜」として表し、並列共振回路がワイヤ２ａを介してトランジスタ１に反射する２倍波周波数の信号の位相を「反射位相∠ΓＲ」として表す。反射係数ΓＲは、絶対値が反射振幅｜ΓＲ｜の値で表され、かつ位相角が反射位相∠ΓＲの角度で表される。

まず、入力端子５に、トランジスタ１の動作周波数と同等の周波数（以下「基本波周波数」という）の信号を入力する。この入力信号は、並列共振回路及びワイヤ２ａを通過して、トランジスタ１のゲート端子に入力される。トランジスタ１は、入力信号の振幅を増幅してドレイン端子から出力する。

次いで、トランジスタ１は２倍波周波数の信号を反射する。この反射信号は、ワイヤ２ａを介して並列共振回路に入力される。これにより、並列共振回路は並列共振状態となる。反射係数ΓＲは電気的に略開放された状態の反射係数となり、反射位相∠ΓＲの角度が略０°となる。

ここで、キャパシタＣｐ１及びインダクタＬｗ１のリアクタンス成分により、反射位相∠ΓＲに対する反射位相∠ΓＴＲが回転する。反射位相∠ΓＴＲの角度は、１８０°よりも僅かに大きい角度（以下「効率最大位相角」という）となる。

図３は、反射位相∠ΓＴＲに対するトランジスタ１の動作効率ηを示す特性図である。横軸は反射位相∠ΓＴＲの値［°］を示しており、縦軸は動作効率ηの値［％］を示している。特性線Ｉは、図１に示す薄膜抵抗７を除くことで（すなわち図２に示す抵抗素子Ｒの抵抗成分を０Ωとすることで）、反射振幅｜ΓＴＲ｜の値を１とした従来の増幅器の動作効率ηを示すことになる。特性線ＩＩは、薄膜抵抗７を設けることで反射振幅｜ΓＴＲ｜の値を０．７とした増幅器１００の動作効率ηを示している。

一般に、ＦＥＴなどのトランジスタは、反射位相∠ΓＴＲの角度が１８０°よりも僅かに大きい角度になると、負荷インピーダンスが僅かにキャパシタンス成分（容量成分）を含むようになり、電気的に略短絡された状態となる。このため、図３に示す如く、効率最大位相角においてトランジスタ１の動作効率ηの値が最大値ηｍａｘとなる。

このとき、図１に示す薄膜抵抗７（図２に示す抵抗素子Ｒ）を設けたことにより、反射振幅｜ΓＴＲ｜の値が１未満になる。これにより、トランジスタ１が負性抵抗を有する場合にも、反射振幅｜ΓＴＲ｜に反射利得を積算した値を１未満とすることで、不要な発振を抑制することができる。

また、薄膜抵抗７を設けたことにより、反射位相∠ΓＲが周波数に対して変化しにくくなり、周波数依存性が低減される。これに伴い、反射位相∠ΓＴＲの周波数依存性も低減される。この結果、トランジスタ１の動作効率ηが向上する周波数帯域が広くなり、より広い周波数帯域に亘ってトランジスタ１の動作効率ηを向上させることができる。

次に、図４〜図６を参照して、増幅器１００の２倍波周波数による効果について説明する。
図４は、従来の増幅器の反射係数ΓＴＲ及び反射係数ΓＲをスミスチャート上に表した説明図である。ここで、抵抗素子Ｒの抵抗成分は０Ω、キャパシタＣのキャパシタンス成分は０．５６ピコファラド（ｐＦ）、インダクタＬ１のインダクタンス成分は０．２０ナノヘンリー（ｎＨ）、インダクタＬｗ１のインダクタンス成分は０．２０ｎＨ、キャパシタＣｐ１のキャパシタンス成分は０．３６ｐＦ、キャパシタＣｐ２のキャパシタンス成分は０．３７ｐＦである。また、入力信号の周波数は１４〜１６ギガヘルツ（ＧＨｚ）であり、終端抵抗は５０Ωである。

図５は、増幅器１００の反射係数ΓＴＲ及び反射係数ΓＲをスミスチャート上に表した説明図である。ここで、抵抗素子Ｒの抵抗成分は２．３Ω、キャパシタＣのキャパシタンス成分は０．５６ｐＦ、インダクタＬ１のインダクタンス成分は０．２０ｎＨ、インダクタＬｗ１のインダクタンス成分は０．２０ｎＨ、キャパシタＣｐ１のキャパシタンス成分は０．３６ｐＦ、キャパシタＣｐ２のキャパシタンス成分は０．３７ｐＦである。また、入力信号の周波数は１４〜１６ＧＨｚであり、終端抵抗は５０Ωである。

図４及び図５において、スミスチャートの中心部Ｏと反射係数ΓＴＲとの間の長さが、反射振幅｜ΓＴＲ｜の値と対応している。また、中心部Ｏと反射係数ΓＲ間の長さが、反射振幅｜ΓＲ｜の値と対応している。

図５に示す増幅器１００の反射振幅｜ΓＴＲ｜の値は、図４に示す従来の増幅器の反射振幅｜ΓＴＲ｜の値よりも低減されている。したがって、トランジスタ１が負性抵抗を有する場合も、反射振幅｜ΓＴＲ｜に反射利得を積算した値を１未満とすることで、不要な発振を抑制することができる。

図６は、入力信号の周波数に対する反射位相∠ΓＴＲを示す特性図である。横軸は周波数の値［ＧＨｚ］を示しており、縦軸は反射位相∠ΓＴＲの値［°］を示している。特性線ＩＩＩは従来の増幅器の反射位相∠ΓＴＲを示しており、特性線ＩＶは増幅器１００の反射位相∠ΓＴＲを示している。

図６に示す如く、増幅器１００の∠ΓＴＲは、従来の増幅器の∠ΓＴＲよりも周波数依存性が低減されている。したがって、より広い周波数帯域に亘ってトランジスタ１の動作効率ηを向上させることができる。

なお、図３に示す如く、ＦＥＴなどのトランジスタは、反射振幅｜ΓＴＲ｜の値が低くなるにつれて動作効率ηの最大値ηｍａｘが低くなる。しかしながら、増幅器１００は、反射位相∠ΓＴＲの周波数依存性を低減したことにより、所定の周波数帯域全体における動作効率ηの平均値が従来の増幅器よりも向上している。

また、２倍波周波数においては、櫛型電極６ａに設けた薄膜抵抗７に代えて、他方の櫛型電極６ｂに薄膜抵抗を設けたものとしても、同様の効果を得ることができる。

次に、図７を参照して、増幅器１００の基本波周波数による動作について説明する。
図７は、増幅器１００の動作周波数の基本波周波数を用いた等価回路を示している。なお、図２に示す２倍波周波数の等価回路と同様の回路素子には同一符号を付して説明を省略する。

基本波周波数においては、１対の櫛型電極６ａ，６ｂ間のキャパシタンス成分は無視することができる。このため、図２に示すキャパシタＣは除かれている。

一方、動作周波数の基本波周波数の場合、各々の櫛型電極６ａ，６ｂがいわゆる「先端開放スタブ」の機能を果たす。すなわち、インダクタＬｗ１とインダクタＬ１間の接合部ａに、抵抗素子Ｒを介してキャパシタＣｐ１’の一端部が接続されている。キャパシタＣｐ１’の他端部は電気的に接地されている。キャパシタＣｐ１’のキャパシタンス成分は、図２に示すキャパシタＣｐ１のキャパシタンス成分と、櫛型電極６ａの先端開放スタブによるキャパシタンス成分とを含むものである。

また、インダクタＬ１と入力端子５間の接合部ｂに、キャパシタＣｐ２’の一端部が接続されている。キャパシタＣｐ２’の他端部は電気的に接地されている。キャパシタＣｐ２’のキャパシタンス成分は、図２に示すキャパシタＣｐ２のキャパシタンス成分と、櫛型電極６ｂの先端開放スタブによるキャパシタンス成分とを含むものである。

次に、図７及び図８を参照して、増幅器１００の基本波周波数による効果について説明する。
図８は、図７に示すインダクタＬｗ１と接合部ａ間の点Ｘからトランジスタ１を見たインピーダンスＺｘと、接合部ｂと入力端子５間の点Ｙからトランジスタ１を見たインピーダンスＺｙとをスミスチャート上に表した説明図である。スミスチャートでは、インピーダンスに含まれる抵抗成分の値が小さいほど、スミスチャートの中央部を横切る軸（抵抗軸）の左側に表される。

一般に、トランジスタの入力インピーダンスの値は数Ω程度である。したがって、直列に接続したインダクタＬｗ１のみを介してトランジスタ１を見たインピーダンスＺｘの値は、比較的小さな値となる。図８において、インピーダンスＺｘは抵抗軸の左端部の近傍に表されている。

一方、直列に接続したインダクタＬ１，Ｌｗ１及びシャントに接続したキャパシタＣｐ１’，Ｃｐ２’を介してトランジスタ１を見たインピーダンスＺｙの値は、インピーダンスＺｘの値よりも大きくなる。図８において、インピーダンスＺｙは、インピーダンスＺｘよりもスミスチャートの中心部Ｏの近くに表されている。

このように、トランジスタ１との間に介在する回路素子が増えるにつれて、トランジスタ１を見たインピーダンスの値が大きくなる。したがって、抵抗素子Ｒをシャントに接続する回路部位をトランジスタ１から離すにつれて、抵抗素子Ｒによる影響が大きくなり、基本波周波数における高調波処理回路の通過損失が大きくなる。

これに対し、増幅器１００は、１対の櫛型電極６ａ，６ｂのうち、トランジスタ１により近い櫛型電極６ａに薄膜抵抗７を設けている。これにより、基本波周波数の等価回路において、キャパシタＣｐ２’よりもトランジスタ１に近いキャパシタＣｐ１’に対して直列に抵抗素子Ｒが接続される。この結果、他方の櫛型電極６ｂに薄膜抵抗を設けた増幅器よりも、基本波周波数における高調波処理回路の通過損失を低減して、増幅器１００の利得の低下を最小限に抑えることができる。

以上のように、この実施の形態１の増幅器１００は、並列共振回路を構成するインターデジタルキャパシタの一部に薄膜抵抗７を設けている。これにより、２倍波周波数においてトランジスタ１が負性抵抗を有する場合も、反射振幅｜ΓＴＲ｜に反射利得を積算した値を１未満とすることで、不要な発振を抑制することができる。また、反射位相∠ΓＴＲの周波数依存性が低減されることで、より広い周波数帯域に亘ってトランジスタ１の動作効率ηを向上させることができる。

また、インターデジタルキャパシタを構成する１対の櫛型電極６ａ，６ｂのうち、トランジスタ１により近い櫛型電極６ａに薄膜抵抗７を設けている。これにより、他方の櫛型電極６ｂに薄膜抵抗を設けた増幅器よりも、基本波周波数における高調波処理回路の通過損失を低減して、増幅器１００の利得の低下を最小限に抑えることができる。

なお、入力端子５及び出力端子８に、基本波周波数でインピーダンスを整合させるインピーダンス整合回路を各々接続したものとしてもよい。

また、トランジスタ１は、入力信号の振幅を増幅する能動素子であればよく、ＦＥＴに限定されるものではない。バイポーラトランジスタ、又はトランジスタと同等の機能を果たす集積回路（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄｃｉｒｃｕｉｔ，ＩＣ）を用いたものとしてもよい。

また、並列共振回路は、トランジスタ１の動作周波数の略３倍の高調波周波数、又は略ｎ倍（ｎは４以上の整数）の高調波周波数によって並列共振状態となるように設定されたものとしてもよい。

また、図９に示す如く、伝送線路３ｂの中央部から分岐した１対の櫛型電極６ｃ，６ｄと、一方の櫛型電極６ｃに設けた薄膜抵抗７ａをさらに有する増幅器１０１としてもよい。伝送線路３ｂは、高調波周波数に対応する波長の４分の１長さ未満の電気長を有するものとしてもよい。ワイヤ２ｂ、伝送線路３ｂ、櫛型電極６ｃ，６ｄ及び薄膜抵抗７ａにより構成された高調波処理回路は、ワイヤ２ａ、伝送線路３ａ、櫛型電極６ａ，６ｂ及び薄膜抵抗７により構成された高調波処理回路と同様に動作する。

実施の形態２．
図１０を参照して、実施の形態１と異なる形状の並列共振回路を用いた増幅器について説明する。なお、図１に示す実施の形態１の増幅器１００と同様の構成部材には同一符号を付して説明を省略する。

トランジスタ１のゲート端子は、ワイヤ２ａを介して伝送線路３ｃの一端部に接続されている。伝送線路３ｃは、細線状の電極を矩形波状に折り曲げてなるメアンダーライン線路で構成されている。

伝送線路３ｃの中央部に、１対の金属電極６ｅ，６ｆが接続されている。金属電極６ｅ，６ｆ間には、絶縁体層９が介在されている。金属電極６ｅ，６ｆ及び絶縁体層９によって、伝送線路３ｃに対して並列に接続された、いわゆる「金属絶縁体金属（Ｍｅｔａｌ−Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ−Ｍｅｔａｌ，ＭＩＭ）キャパシタ」が構成されている。伝送線路３ｃ及びＭＩＭキャパシタによって、並列共振回路が構成されている。

１対の金属電極６ｅ，６ｆのうち、伝送線路３ｃのトランジスタ１により近い部位に接続された金属電極６ｅと、伝送線路３ｃとの間に、薄膜抵抗７が接続されている。ワイヤ２ａ、並列共振回路及び薄膜抵抗７によって、高調波処理回路が構成されている。

また、トランジスタ１のドレイン端子は、ワイヤ２ｂを介して伝送線路３ｄの一端部に接続されている。伝送線路３ｄは、細線状の電極を矩形波状に折り曲げてなるメアンダーライン線路で構成されている。

このようにして構成された増幅器１０２は、以下のように実施の形態１の増幅器１００と同様に動作する。
すなわち、２倍波周波数においては、高調波処理回路に薄膜抵抗７を設けたことにより、反射振幅｜ΓＴＲ｜の値が１未満になる。これにより、トランジスタ１が負性抵抗を有する場合にも、反射振幅｜ΓＴＲ｜に反射利得を積算した値を１未満とすることで、不要な発振を抑制することができる。

また、高調波処理回路に薄膜抵抗７を設けたことにより、反射位相∠ΓＲが周波数に対して変化しにくくなり、周波数依存性が低減される。これに伴い、反射位相∠ΓＴＲの周波数依存性も低減される。その結果、より広い周波数帯域に亘ってトランジスタ１の動作効率ηを向上させることができる。

さらに、１対の金属電極６ｅ，６ｆのうち、トランジスタ１により近い金属電極６ｅに薄膜抵抗７を接続している。このため、基本波周波数の等価回路において、キャパシタＣｐ２’よりもトランジスタ１に近いキャパシタＣｐ１’に対して直列に抵抗素子Ｒが接続される。この結果、他方の金属電極６ｆに薄膜抵抗を接続した増幅器よりも、基本波周波数における高調波処理回路の通過損失を低減して、増幅器１０２の利得の低下を最小限に抑えることができる。

なお、薄膜抵抗７は、一方の金属電極６ｅの一部に設けたものとしても良い。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

１トランジスタ（能動素子）、２ａ，２ｂワイヤ、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ伝送線路、４ａ，４ｂ誘電体基板、５入力端子、６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ櫛型電極、６ｅ，６ｆ金属電極、７，７ａ薄膜抵抗、８出力端子、９絶縁体層、６１ａ，６１ｂ歯部、６２ａ背骨部、１００，１０１，１０２増幅器、Ｃ，Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｃｐ１’，Ｃｐ２’ キャパシタ、Ｌ１，Ｌｗ１インダクタ、Ｒ抵抗素子。

Claims

入力信号を増幅する能動素子と、
前記入力信号が入力される入力端子と前記能動素子との間に接続したインダクタと、該インダクタに対して並列に接続したキャパシタとを有し、前記能動素子の動作周波数に対する高調波周波数によって並列共振状態に設定してなる並列共振回路と、
前記キャパシタに対して直列に接続した抵抗素子と、
を具備し、
前記キャパシタは、間隙部を介して互いに対向した１対の櫛形電極からなるインターデジタルキャパシタで構成し、
前記抵抗素子は、いずれか一方の前記櫛形電極に設けた薄膜抵抗で構成したことを特徴とする増幅器。
前記薄膜抵抗は、１対の前記櫛形電極のうち前記能動素子により近い前記櫛形電極の一部に設けたことを特徴とする請求項１記載の増幅器。
入力信号を増幅する能動素子と、
前記入力信号が入力される入力端子と前記能動素子との間に接続したインダクタと、該インダクタに対して並列に接続したキャパシタとを有し、前記能動素子の動作周波数に対する高調波周波数によって並列共振状態に設定してなる並列共振回路と、
前記キャパシタに対して直列に接続した抵抗素子と、
を具備し、
前記キャパシタは、１対の金属電極間に絶縁体層を介在させてなる金属絶縁体金属キャパシタで構成し、
前記抵抗素子は、いずれか一方の前記金属電極に接続した薄膜抵抗で構成したことを特徴とする増幅器。
前記薄膜抵抗は、１対の前記金属電極のうち前記能動素子により近い前記金属電極に接続したことを特徴とする請求項３記載の増幅器。
前記インダクタは、前記高調波周波数に対応する波長の４分の１長さ未満の電気長を有する伝送線路で構成したことを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項記載の増幅器。
前記伝送線路は、細線状の電極を折り曲げてなるメアンダーライン線路で構成したことを特徴とする請求項５記載の増幅器。
前記並列共振回路は、前記動作周波数の２倍又は３倍の前記高調波周波数によって並列共振状態に設定してなることを特徴とする請求項１から請求項６のうちのいずれか１項記載の増幅器。
前記能動素子は、ソース端子を電気的に接地した電界効果トランジスタで構成し、
前記インダクタは、前記電界効果トランジスタのゲート端子に接続した
ことを特徴とする請求項１から請求項７のうちのいずれか１項記載の増幅器。