JP6443655B2 - Motor drive device and electric tool - Google Patents
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Description
本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置及び電動工具に関し、特に、交流電源に接続して使用されるモータ駆動装置及び電動工具に関する。 The present invention relates to a motor drive device and a power tool for driving a motor, and more particularly to a motor drive device and a power tool used by being connected to an AC power source.
商用交流電源に接続して使用される従来のモータ駆動装置では、商用交流電源からの交流電力が整流回路により全波整流された後、静電容量の大きな平滑コンデンサにより平滑され、直流電力がインバータ回路に入力される。そして、インバータ回路が直流電力を交流電力に変換して、モータに駆動電力を供給する。この駆動電力に基づき、モータが駆動されることとなる。 In a conventional motor drive device used by connecting to a commercial AC power supply, the AC power from the commercial AC power supply is full-wave rectified by a rectifier circuit and then smoothed by a smoothing capacitor having a large capacitance, and the DC power is converted into an inverter. Input to the circuit. And an inverter circuit converts direct-current power into alternating current power, and supplies drive power to a motor. Based on this drive power, the motor is driven.
図９は、平滑コンデンサを有する従来のモータ駆動装置における電圧及び電流の波形を説明する図である。図９（ａ）は、商用交流電源から整流回路に入力される入力電圧Ｖａｃの時間変化を示す。また、図９（ｂ）は、整流及び平滑後、インバータ回路に入力される入力電圧Ｖｉｎｖの時間変化を示し、図９（ｃ）は、整流後、平滑コンデンサに入力される入力電流Ｉｃの時間変化を示す。 FIG. 9 is a diagram for explaining voltage and current waveforms in a conventional motor driving apparatus having a smoothing capacitor. FIG. 9A shows the time change of the input voltage Vac input from the commercial AC power source to the rectifier circuit. FIG. 9B shows the time change of the input voltage Vinv input to the inverter circuit after rectification and smoothing. FIG. 9C shows the time of the input current Ic input to the smoothing capacitor after rectification. Showing change.
上記した従来のモータ駆動装置では、図９（ｃ）に示されるように、平滑コンデンサにより電流波形に高調波歪みが生じる。そのため、インバータ回路への入力電圧と入力電流との間に位相のずれが生じ、電源力率が低下してしまうという問題があった。 In the above-described conventional motor driving apparatus, as shown in FIG. 9C, harmonic distortion occurs in the current waveform due to the smoothing capacitor. Therefore, there is a problem that a phase shift occurs between the input voltage and the input current to the inverter circuit, and the power source power factor decreases.
かかる問題を解決するため、近年、平滑コンデンサを設けないモータ駆動装置が使用されている。図１０にその一例を示す。図１０は、平滑コンデンサを設けない従来のモータ駆動装置１００の電気的構成を示す回路図である。モータ駆動装置１００は、モータ１０１、整流回路１０２、フィルムコンデンサ１０３、インバータ回路１０４、ノイズ吸収コンデンサ１０５、逆流防止ダイオード１０６を含んで構成され、商用交流電源２００に接続して使用される。
In order to solve such a problem, in recent years, a motor drive device without a smoothing capacitor has been used. An example is shown in FIG. FIG. 10 is a circuit diagram showing an electrical configuration of a conventional
モータ駆動装置１００において、整流回路１０２は、商用交流電源２００からの交流電力を全波整流して、直流電力に変換する。フィルムコンデンサ１０３は、高周波ノイズを吸収するための静電容量の小さなコンデンサである。インバータ回路１０４は、整流回路１０２からの直流電力を交流電力に変換して、モータ１０１に供給する。
In the
ノイズ吸収コンデンサ１０５及び逆流防止ダイオード１０６は互いに直列に接続され、インバータ回路１０４に並列に接続される。ノイズ吸収コンデンサ１０５は、インバータ回路１０４から出力される回生電力や外部から重畳される外来ノイズ等を吸収し、蓄積する。逆流防止ダイオード１０６は、カソードをノイズ吸収コンデンサ１０５に接続し、ノイズ吸収コンデンサ１０５に蓄積されたエネルギーがインバータ回路１０４に流れ込むことを防止する。
The
ところで、図１０に示されるモータ駆動装置１００では、静電容量の大きな平滑コンデンサを設けないため、電源力率の改善が可能となる一方、逆流防止ダイオード１０６によりノイズ吸収コンデンサ１０５からの放電方向の電流が遮断されるため、モータ１０１を長時間継続して駆動した場合、ノイズ吸収コンデンサ１０５に蓄積されるエネルギー量が大きくなってしまう。そのため、ノイズ吸収コンデンサ１０５の両端電圧が上昇し、インバータ回路１０４に損傷を与えるという問題があった。
In the
かかる問題を解決するため、下記特許文献１には、ノイズ吸収コンデンサの両端電圧が上昇した場合に、モータの回転速度を低下させて、ノイズ吸収コンデンサの電圧上昇を抑制するモータ駆動装置が開示されている。 In order to solve such a problem, the following Patent Document 1 discloses a motor driving device that reduces the rotation speed of the motor and suppresses the voltage increase of the noise absorbing capacitor when the voltage across the noise absorbing capacitor increases. ing.
しかしながら、上記特許文献１に開示されたモータ駆動装置では、モータの回転速度を低下させるため充分な出力が得られず、例えば電動工具に組み込んで使用した場合、操作性及び作業性を損なうという問題があった。また、モータの回転速度を低下させて更に駆動を継続した場合、ノイズ吸収コンデンサの電圧は、上昇速度は抑制されるものの、下降せず上昇し続けてしまう。そのため、回路の損傷を防止するためには、モータを停止させなければならなかった。 However, in the motor drive device disclosed in Patent Document 1, a sufficient output cannot be obtained because the rotational speed of the motor is reduced. For example, when incorporated in a power tool, the operability and workability are impaired. was there. Further, when the driving is continued by lowering the rotation speed of the motor, the voltage of the noise absorbing capacitor continues to rise without being lowered although the rising speed is suppressed. Therefore, in order to prevent damage to the circuit, the motor has to be stopped.
したがって、本発明は、回路の破損を防止可能なモータ駆動装置及び電動工具を提供することを目的とする。また、電源力率の低下を抑制することが可能なモータ駆動装置及び電動工具を提供することを目的とする。更に、所望の回転速度でモータを継続駆動可能なモータ駆動装置及び電動工具を提供することを目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a motor drive device and a power tool that can prevent circuit breakage. Moreover, it aims at providing the motor drive device and electric tool which can suppress the fall of a power supply power factor. Furthermore, it aims at providing the motor drive device and electric tool which can drive a motor continuously with a desired rotational speed.
上記課題を解決するために、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、インバータ回路に並列に接続され、第１回路から出力される電力が入力される第２回路であって、逆流防止手段と、逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、逆流防止手段の下流且つ電荷蓄積手段の上流に接続され、電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有する第２回路と、放電手段による放電を制御する制御手段と、電荷蓄積手段の両端電圧を検出する両端電圧検出手段と、交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、を備え、制御手段は、両端電圧が所定の上限電圧に達すると、放電手段による放電を開始させ、放電手段による放電の開始後、前記両端電圧が所定の下限電圧に達すると、放電を停止させるように構成され、電源電圧に基づき所定の下限電圧を算出する算出手段を更に備えることを特徴とする。
また、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、インバータ回路に並列に接続され、第１回路から出力される電力が入力される第２回路であって、逆流防止手段と、逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、逆流防止手段の下流且つ電荷蓄積手段の上流に接続され、電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有する第２回路と、放電手段による放電を制御する制御手段と、第１回路に入力される交流電力のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、ゼロクロスの検出からの経過時間を放電制御時間として計測する計時手段と、を備え、制御手段は、放電制御時間が第１の所定時間に達すると、放電手段による放電を開始させることを特徴とする。
更に、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、インバータ回路に並列に接続され、第１回路から出力される電力が入力される第２回路であって、逆流防止手段と、逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、逆流防止手段の下流且つ電荷蓄積手段の上流に接続され、電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有する第２回路と、放電手段による放電を制御する制御手段と、を備え、制御手段は、第１回路に入力される交流電源の入力電圧が最大値から０まで低下する間及び最小値から０まで上昇する間に放電手段による放電を開始することを特徴とする。
また、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、前記モータに供給するインバータ回路と、インバータ回路に並列に接続され、第１回路から出力される電力が入力される第２回路と、を備え、第２回路は、逆流防止手段と、逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、逆流防止手段の下流且つ電荷蓄積手段の上流に接続され、電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有することを特徴とする。
In order to solve the above problems, a motor drive device according to the present invention converts a motor, a first circuit for rectifying AC power from an AC power source, and power output from the first circuit to supply the motor to the motor. An inverter circuit that is connected to the inverter circuit in parallel, and is a second circuit to which the power output from the first circuit is input, the backflow prevention means and the charge connected in series downstream of the backflow prevention means A second circuit having a storage means, a discharge means for discharging the charge stored in the charge storage means, connected downstream of the backflow prevention means and upstream of the charge storage means, and controlling discharge by the discharge means A control means, a both-end voltage detection means for detecting a voltage across the charge storage means, and a power supply voltage detection means for detecting the power supply voltage of the AC power supply, and the control means when the both-end voltage reaches a predetermined upper limit voltage , Release Discharge means is started, and when the both-ends voltage reaches a predetermined lower limit voltage after the discharge means starts discharge, the discharge is stopped, and a calculation means for calculating the predetermined lower limit voltage based on the power supply voltage It is further provided with the feature.
A motor driving apparatus according to the present invention includes a motor, a first circuit that rectifies AC power from an AC power supply, an inverter circuit that converts power output from the first circuit, and supplies the power to the motor, and an inverter A second circuit connected in parallel to the circuit and to which the electric power output from the first circuit is input, the backflow prevention means, the charge storage means connected in series downstream of the backflow prevention means, and the backflow prevention A second circuit connected to the downstream of the means and the upstream of the charge storage means for discharging the charge stored in the charge storage means; a control means for controlling discharge by the discharge means; A zero cross detecting means for detecting a zero cross of the AC power input to the circuit, and a time measuring means for measuring an elapsed time since the detection of the zero cross as a discharge control time. When the reached the predetermined time, characterized in that to initiate the discharge by the discharge means.
Furthermore, a motor driving apparatus according to the present invention includes a motor, a first circuit that rectifies AC power from an AC power supply, an inverter circuit that converts power output from the first circuit, and supplies the power to the motor, and an inverter A second circuit connected in parallel to the circuit and to which the electric power output from the first circuit is input, the backflow prevention means, the charge storage means connected in series downstream of the backflow prevention means, and the backflow prevention A second circuit having a discharge means connected to the downstream of the means and upstream of the charge storage means for discharging the charge stored in the charge storage means; and a control means for controlling discharge by the discharge means. The control means starts discharging by the discharging means while the input voltage of the AC power source input to the first circuit decreases from the maximum value to 0 and increases from the minimum value to 0.
The motor driving device according to the present invention includes a motor, a first circuit that rectifies AC power from an AC power source, an inverter circuit that converts power output from the first circuit and supplies the power to the motor, A second circuit connected in parallel to the inverter circuit and to which the electric power output from the first circuit is input. The second circuit is connected in series to the backflow prevention means and the downstream side of the backflow prevention means. It has a charge storage means, and a discharge means connected to the downstream of the backflow prevention means and the upstream of the charge storage means for discharging the charge stored in the charge storage means.
かかる構成によれば、静電容量の大きな平滑コンデンサを設けないため、電源力率の低下を抑制可能となる。また、モータを長時間継続して駆動した場合も、電荷蓄積手段に蓄積された電荷が放電手段により放電されるため、電荷蓄積手段の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、モータの駆動を制限せずとも回路の破損を防止可能となり、所望の回転速度でモータを長時間継続して駆動できる。また、電動工具に組み込んで使用した場合、所望の出力で長時間継続して作業可能となり、操作性及び作業性が向上される。 According to such a configuration, since a smoothing capacitor having a large capacitance is not provided, it is possible to suppress a decrease in the power source power factor. Even when the motor is continuously driven for a long time, the charge accumulated in the charge accumulating means is discharged by the discharging means, so that an increase in voltage of the charge accumulating means can be suppressed. Therefore, the circuit can be prevented from being damaged without restricting the driving of the motor, and the motor can be continuously driven at a desired rotational speed for a long time. Moreover, when it is used by being incorporated in an electric tool, it becomes possible to work continuously at a desired output for a long time, and operability and workability are improved.
上記したモータ駆動装置は、放電手段による放電を制御する制御手段を更に備えることが好ましい。 The motor drive device described above preferably further includes control means for controlling discharge by the discharge means.
かかる構成によれば、電荷蓄積手段に蓄積された電荷を適切なタイミングで放電可能となるので、電荷蓄積手段の電圧上昇を抑制可能となり、回路の破損を防止できる。 According to such a configuration, the charge accumulated in the charge accumulating means can be discharged at an appropriate timing, so that an increase in voltage of the charge accumulating means can be suppressed and circuit damage can be prevented.
上記したモータ駆動装置は、電荷蓄積手段の両端電圧を検出する両端電圧検出手段を更に備えても良い。この場合、制御手段は、両端電圧が所定の上限電圧に達すると、放電手段による放電を開始させることが好ましい。 The motor driving apparatus described above may further include a both-end voltage detection unit that detects a both-end voltage of the charge storage unit. In this case, it is preferable that the control means starts discharging by the discharging means when the both-ends voltage reaches a predetermined upper limit voltage.
かかる構成によれば、電荷蓄積手段の両端電圧が所定の上限電圧以上に上昇することを確実に防止可能となるので、回路の破損を確実に防止できる。 According to such a configuration, it is possible to reliably prevent the voltage across the charge accumulating means from rising above a predetermined upper limit voltage, and thus it is possible to reliably prevent damage to the circuit.
また、制御手段は、放電手段による前記放電の開始後、両端電圧が所定の下限電圧に達すると、放電を停止させることが好ましい。 The control means preferably stops the discharge when the both-ends voltage reaches a predetermined lower limit voltage after the discharge is started by the discharge means.
かかる構成によれば、回路の破損を防止しつつ確実にノイズの吸収が可能となる。したがって、発電機に接続して使用する場合や、長いコードリールを使用する場合にも、モータの安定した駆動が可能となる。 According to this configuration, it is possible to reliably absorb noise while preventing damage to the circuit. Therefore, the motor can be driven stably even when connected to a generator and used with a long cord reel.
また、上記したモータ駆動装置は、交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、電源電圧に基づき所定の下限電圧を算出する算出手段と、を更に備えることが好ましい。 The motor drive device described above preferably further includes power supply voltage detection means for detecting the power supply voltage of the AC power supply and calculation means for calculating a predetermined lower limit voltage based on the power supply voltage.
かかる構成によれば、適切なタイミングで電荷蓄積手段の放電を停止可能になるとともに、交流電源の入力から電荷蓄積手段への突入電流の発生を防止して、回路の破損を防止可能となる。したがって、モータの安定した駆動が可能となる。 According to this configuration, it is possible to stop the discharge of the charge storage unit at an appropriate timing, and it is possible to prevent the occurrence of an inrush current from the input of the AC power source to the charge storage unit, thereby preventing the circuit from being damaged. Therefore, the motor can be driven stably.
上記したモータ駆動装置は、第１回路に入力される交流電力のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、ゼロクロスの検出からの経過時間を放電制御時間として計測する計時手段と、を更に備えても良い。この場合、制御手段は、放電制御時間が第１の所定時間に達すると、放電手段による放電を開始させることが好ましい。 The motor drive device described above may further include a zero cross detection unit that detects a zero cross of the AC power input to the first circuit, and a time measuring unit that measures an elapsed time from the detection of the zero cross as a discharge control time. . In this case, it is preferable that the control means starts discharge by the discharge means when the discharge control time reaches the first predetermined time.
かかる構成によれば、簡易な制御により放電手段による放電のタイミングを制御可能となり、電荷蓄積手段の電圧上昇を抑制して回路の破損を防止できる。 According to such a configuration, it becomes possible to control the timing of discharge by the discharge means by simple control, and it is possible to prevent the circuit from being damaged by suppressing the voltage rise of the charge storage means.
また、制御手段は、放電制御時間が第２の所定時間に達すると、放電を停止させることが好ましい。 The control means preferably stops the discharge when the discharge control time reaches the second predetermined time.
かかる構成によれば、簡易な制御により回路の破損を防止しつつノイズの確実な吸収が可能となる。 According to this configuration, it is possible to reliably absorb noise while preventing damage to the circuit by simple control.
また、上記したモータ駆動装置において、放電手段は、スイッチング素子であることが好ましい。 In the motor drive device described above, the discharge means is preferably a switching element.
かかる構成によれば、スイッチング素子をオン・オフすることにより、電荷蓄積手段に蓄積された電荷の放電制御が可能となり、電荷蓄積手段の電圧上昇の抑制及び回路の破損を防止できる。 According to such a configuration, by turning on / off the switching element, it becomes possible to control the discharge of the charge accumulated in the charge accumulating means, and it is possible to suppress the voltage rise of the charge accumulating means and prevent the circuit from being damaged.
また、放電手段は、放電抵抗であることが好ましい。 Moreover, it is preferable that a discharge means is a discharge resistance.
かかる構成によれば、整流手段側から吸収して電荷蓄積手段に蓄積された電荷が、放電抵抗により熱に変換して放出されるので、電荷蓄積手段の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、複雑な制御をせずとも、回路の破損を防止できる。 According to such a configuration, the charge absorbed from the rectifying means side and accumulated in the charge accumulating means is converted into heat by the discharge resistance and released, so that the voltage increase of the charge accumulating means can be suppressed. Therefore, damage to the circuit can be prevented without complicated control.
また、上記したモータ駆動装置において、第２回路は、放電抵抗に直列に接続され且つ電荷蓄積手段に並列に接続されるツェナーダイオードを更に有することが好ましい。 In the motor drive device described above, it is preferable that the second circuit further includes a Zener diode connected in series with the discharge resistor and connected in parallel with the charge storage unit.
かかる構成によれば、電荷蓄積手段の両端電圧が所定の電圧以上になると電荷が放電されるので、回路の破損を防止できる。 According to this configuration, since the charge is discharged when the voltage across the charge accumulating means exceeds a predetermined voltage, the circuit can be prevented from being damaged.
また、本発明に係るモータ駆動装置は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、第１回路からインバータ回路へとつながる電流経路から分岐する第２回路と、を備え、第２回路は、逆流防止素子と、逆流防止素子の下流側に直列に接続される電荷蓄積素子と、逆流防止素子の下流且つ電荷蓄積素子の上流に接続され、電荷蓄積素子に蓄積された電荷を放電するための第３回路と、を有することを特徴とする。 A motor driving device according to the present invention includes a motor, a first circuit that rectifies AC power from an AC power supply, an inverter circuit that converts power output from the first circuit and supplies the power to the motor, A second circuit that branches from a current path that leads from one circuit to the inverter circuit, the second circuit comprising a backflow prevention element, a charge storage element connected in series downstream of the backflow prevention element, and a backflow prevention And a third circuit connected to the downstream of the device and upstream of the charge storage device for discharging the charge stored in the charge storage device.
かかる構成によれば、静電容量の大きな平滑コンデンサを設けないため、電源力率の低下を抑制可能となる。また、モータを長時間継続して駆動した場合も、電荷蓄積素子に蓄積された電荷が第３回路により放電されるため、電荷蓄積素子の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、モータの駆動を制限せずとも回路の破損を防止可能となり、所望の回転速度でモータを長時間継続して駆動できる。 According to such a configuration, since a smoothing capacitor having a large capacitance is not provided, it is possible to suppress a decrease in the power source power factor. Even when the motor is continuously driven for a long time, the charge accumulated in the charge storage element is discharged by the third circuit, so that the voltage increase of the charge storage element can be suppressed. Therefore, the circuit can be prevented from being damaged without restricting the driving of the motor, and the motor can be continuously driven at a desired rotational speed for a long time.
また、本発明に係る電動工具は、上記した構成のモータ駆動装置を備えたことを特徴とする。 Moreover, the electric tool according to the present invention includes the motor driving device having the above-described configuration.
かかる構成によれば、モータを長時間継続して駆動した場合も、回路の破損を防止可能となるので、所望の出力で長時間継続して作業可能となる。したがって、操作性及び作業性が向上される。 According to such a configuration, even when the motor is continuously driven for a long time, it is possible to prevent the circuit from being damaged, so that it is possible to work continuously at a desired output for a long time. Therefore, operability and workability are improved.
更に、本発明に係る電動工具は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、インバータ回路に並列に接続され、第１回路から出力される電力が入力される第２回路と、を備え、第２回路は、逆流防止素子と、逆流防止素子の下流側に直列に接続される電荷蓄積素子と、逆流防止素子の下流且つ電荷蓄積素子の上流に接続され、電荷蓄積素子に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有することを特徴とする。 Furthermore, an electric power tool according to the present invention includes a motor, a first circuit that rectifies AC power from an AC power source, an inverter circuit that converts power output from the first circuit, and supplies the power to the motor, and an inverter circuit And a second circuit to which power output from the first circuit is input. The second circuit includes a backflow prevention element and a charge storage connected in series to the downstream side of the backflow prevention element. And a discharge means connected to the downstream of the backflow prevention element and upstream of the charge storage element for discharging the charge stored in the charge storage element.
かかる構成によれば、静電容量の大きな平滑コンデンサを設けないため、電源力率の低下を抑制可能となる。また、モータを長時間継続して駆動した場合も、電荷蓄積素子に蓄積された電荷が放電手段により放電されるため、電荷蓄積素子の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、モータの駆動を制限せずとも回路の破損を防止可能となり、所望の出力で長時間継して作業可能となり、操作性及び作業性が向上される。 According to such a configuration, since a smoothing capacitor having a large capacitance is not provided, it is possible to suppress a decrease in the power source power factor. In addition, even when the motor is continuously driven for a long time, the charge accumulated in the charge storage element is discharged by the discharge means, so that the voltage increase of the charge storage element can be suppressed. Therefore, it is possible to prevent the circuit from being damaged without restricting the driving of the motor, and work can be continued for a long time with a desired output, so that operability and workability are improved.
また、本発明に係る電動工具は、モータと、交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、第１回路から出力される電力を変換して、モータに供給するインバータ回路と、第１回路からインバータ回路への電流経路から分岐する第２回路と、を備え、第２回路は、逆流防止素子と、逆流防止素子の下流側に直列に接続される電荷蓄積素子と、逆流防止素子の下流且つ電荷蓄積素子の上流に接続され、電荷蓄積素子に蓄積された電荷を放電するための第３回路と、を有することを特徴とする。 An electric power tool according to the present invention includes a motor, a first circuit that rectifies AC power from an AC power supply, an inverter circuit that converts power output from the first circuit and supplies the power to the motor, A second circuit branched from a current path from the circuit to the inverter circuit, the second circuit comprising: a backflow prevention element; a charge storage element connected in series downstream of the backflow prevention element; and a backflow prevention element And a third circuit connected to the downstream of the charge storage element and upstream of the charge storage element for discharging the charge stored in the charge storage element.
かかる構成によれば、静電容量の大きな平滑コンデンサを設けないため、電源力率の低下を抑制可能となる。また、モータを長時間継続して駆動した場合も、電荷蓄積素子に蓄積された電荷が第３回路により放電されるため、電荷蓄積素子の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、モータの駆動を制限せずとも回路の破損を防止可能となり、所望の出力で長時間継して作業可能となり、操作性及び作業性が向上される。 According to such a configuration, since a smoothing capacitor having a large capacitance is not provided, it is possible to suppress a decrease in the power source power factor. Even when the motor is continuously driven for a long time, the charge accumulated in the charge storage element is discharged by the third circuit, so that the voltage increase of the charge storage element can be suppressed. Therefore, it is possible to prevent the circuit from being damaged without restricting the driving of the motor, and work can be continued for a long time with a desired output, so that operability and workability are improved.
本発明に係るモータ駆動装置及び電動工具によれば、電源力率を低下させることなく、回路の破損を防止可能且つ所望の回転速度でモータを継続駆動可能となる。 According to the motor driving device and the electric tool of the present invention, it is possible to prevent the circuit from being damaged and to continuously drive the motor at a desired rotation speed without reducing the power source power factor.
以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照して説明する。ここでは、本発明をインパクトドライバに適用した場合を例に、説明を行う。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. Here, the case where the present invention is applied to an impact driver will be described as an example.
図１は、本発明の実施の形態に係るインパクトドライバの断面図である。インパクトドライバ５０は、本発明の電動工具に相当し、図１に示されるように、ハウジング５２、モータ１１、ギヤ機構５４、ハンマ５５、アンビル部５６、インバータ回路部１４及び電源コード５８から主に構成される。
FIG. 1 is a cross-sectional view of an impact driver according to an embodiment of the present invention. The
ハウジング５２は、樹脂製であってインパクトドライバ５０の外郭を成しており、略筒状の胴体部５２ａと、胴体部５３ａから延出されるハンドル部５２ｂとから主に構成される。胴体部５２ａ内には、図１に示されるように、モータ１１がその軸方向が胴体部５２ａの長手方向に一致するように配置されると共に、ギヤ機構５４、ハンマ５５及びアンビル部５６が、モータ１１の軸方向一端側に向かって並んで配置されている。
The
胴体部５２ａ内の前側位置には、ハンマ５５及びアンビル部５６が内蔵される金属製のハンマケース６８が配置されている。ハンマケース６８は、前方に向かうに従って徐々に径が細くなる略漏斗形状を成しており、前端部分には開口６８ａが形成され、開口６８ａから後述する先端工具保持部６６の先端部分が露出し、その先端に開口部５５ａが形成される。また、胴体部５２ａには、後述する冷却ファン６４により胴体部５２ａ内に外気を吸入及び排出するための図示せぬ吸気口及び排気口が形成されている。当該外気により、モー１１及びインバータ回路部１４が冷却される。
A
ハンドル部５２ｂは、胴体部５２ａの前後方向略中央位置から下側に向けて延出し、胴体部５２ａと一体に構成されている。ハンドル部５２ｂの内部には、スイッチ機構５９が内蔵されると共に、その延出方向先端位置に、商用交流電源に接続可能な電源コード５８が延出している。ハンドル部５２ｂにおいて、胴体部５２ａからの根元部分であって前側位置には、作業者の操作箇所となり電子スイッチであるトリガ６０が設けられている。このトリガ６０は、スイッチ機構５９と接続しており、モータ１１への駆動電力の供給と遮断とを切り替えるために用いられる。また、ハンドル部５２ｂと胴体部５２ａとの接続部分であって、トリガ６０の直上には、モータ１１の回転方向を切り替える正逆切替スイッチ６１が設けられている。
The
モータ１１は、ブラシレスモータであり、図１に示されるように、出力軸１１ｅ及び複数の永久磁石１１ｄを備えるロータ１１ｂと、当該ロータ１１ｂと対向する位置に配置され複数のコイル１１ｃを備えるステータ１１ａとから主に構成される。出力軸１１ｅは、軸方向が前後方向と一致するように胴体部５２ａ内に配置され、ロータ１１ｂの前後に突出しており、その突出した箇所でベアリングにより胴体部５２ａに回転可能に支承されている。出力軸１１ｅにおいて、前側に突出している箇所には、出力軸１１ｅと同軸一体に回転する冷却ファン６４が設けられている。
The
ギヤ機構５４は、モータ１１の前方に配置されている。ギヤ機構５４は、複数の歯車を備える遊星歯車機構で構成される減速機構であり、出力軸１１ｅの回転を減速してハンマ５５に伝達する。ハンマ５５は、前端に一対の衝突部６５を備えている。また、ハンマ５５は、バネ５５ａにより前方に付勢され、当該付勢力に抗して後方に移動することも可能に構成されている。
The
アンビル部５６は、ハンマ５５の前方に配置されており、先端工具保持部６６と、アンビル６７とから主に構成される。アンビル６７は、先端工具保持部６６の後方に、当該先端工具保持部６６と一体に構成され、先端工具保持部６６の回転中心に対して対極に配置された一対の被衝突部６７ａを有する。ハンマ５５が回転すると、一方の衝突部６５と一方の被衝突部６７ａとが衝突すると同時に、他方の衝突部６５と他方の被衝突部６７ａとが衝突し、これによりハンマ５５の回転力がアンビル６７に伝達され、アンビル６７に打撃が与えられる。また、衝突部６５と被衝突部６７ａとの衝突後、ハンマ５５はバネ５５ａの付勢力に抗して回転しながら後退する。そして、衝突部６５が被衝突部６７ａを乗り越えると、バネ５５ａに蓄えられた弾性エネルギーが解放されてハンマ５５は前方に移動し、再び、衝突部６５と被衝突部６７ａとが衝突することとなる。なお、先端工具保持部６６の先端に形成された開口部５５ａには、先端工具が着脱可能に保持される。
The
インバータ回路部１４は、円盤状の回路基板上に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチング素子１４ａが設けられて構成される。電源コード５８は、商用交流電源と接続することにより、各部に電源を供給する。
The
次に、本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動装置について、図２乃至図４を参照して説明する。 Next, the motor drive device according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
図２は、本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０の電気的構成を示す回路図である。モータ駆動装置１０は、図１に示されるインパクトドライバ５０に組み込まれ、図２に示されるように、モータ１１、整流回路部１２、コンデンサ１３、インバータ回路部１４、コンデンサ１５、ダイオード１６、スイッチング素子１７、電源電圧検出回路部１８、コンデンサ電圧検出回路部１９、演算部２０及びゲートドライバ部２１を含んで構成される。
FIG. 2 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
モータ１１は、本実施の形態では３相のブラシレスモータから構成され、ロータ１１ｂ（図１）とステータ１１ａとを含んで構成される。ステータ１１ａは、円筒状の外形を有しており、スター結線された３相のステータ巻線Ｕ、Ｖ、Ｗからなる。
In this embodiment, the
整流回路部１２は、図示せぬ４個のダイオードをブリッジ接続して構成され、商用交流電源１から入力される交流電圧を全波整流する。整流回路部１２は、本発明の第１回路に相当する。コンデンサ１３は、本実施の形態では静電容量の小さなフィルムコンデンサであり、高周波ノイズを吸収する。
The
インバータ回路部１４は、３相ブリッジ形式に接続された６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６が基板上に搭載されて構成される。インバータ回路部１４には、整流回路部１２により全波整流された電圧が入力される。インバータ回路部１４は、この入力電圧を交流電圧に変換して、モータ１１に供給する。
The
コンデンサ１５、ダイオード１６及びスイッチング素子１７は、図２に示されるように、ダイオード１６の下流側にコンデンサ１５を直列に接続するとともに、ダイオード１６の下流且つコンデンサ１５の上流にスイッチング素子１７を接続して、整流回路部１２の出力側において、整流回路部１２からインバータ回路部１４へとつながる電流経路から分岐して、インバータ回路部１４に並列に接続される。コンデンサ１５、ダイオード１６及びスイッチング素子１７は、本発明の第２回路を構成する。
As shown in FIG. 2, the
コンデンサ１５は、インバータ回路部１４から出力される回生電力や外部から重畳される外来ノイズ等を吸収するために設けられるノイズ吸収コンデンサである。コンデンサ１５は、本実施の形態では静電容量の大きなコンデンサであり、高周波ノイズ及び低周波ノイズを何れも吸収可能である。ここで、外来ノイズとは、例えばモータ駆動装置１０を発電機に接続して使用する場合や、商用交流電源１の状態が悪い場合、長いコードリールを使用して駆動する場合等に、しばしば発生するノイズである。コンデンサ１５は、このような外来ノイズ等を吸収し、蓄積する。コンデンサ１５は、本発明の電荷蓄積手段及び電荷蓄積素子に相当する。
The
ダイオード１６は、逆流防止ダイオードであり、そのカソードはコンデンサ１５に接続され、アノードはインバータ回路部１４に接続される。ダイオード１６は、インバータ回路部１４からコンデンサ１５への電流を許容する一方、コンデンサ１５からインバータ回路部１４への電流を遮断する。ダイオード１６は、本発明の逆流防止手段及び逆流防止素子に相当する。
The
スイッチング素子１７は、例えばＭＯＳＦＥＴであり、そのソースはコンデンサ１５とダイオード１６のカソードとの間に接続され、そのドレインはダイオード１６のアノードとインバータ回路部１４との間に接続される。また、スイッチング素子１７のゲートは、演算部２０に接続される。スイッチング素子１７は、オフ状態において、ダイオード１６とともに、コンデンサ１５及びインバータ回路部１４間の電流を遮断する一方、オン状態において、コンデンサ１５からインバータ回路部１４への電流を許容する。スイッチング素子１７は、本発明の放電手段及び第３回路に相当する。
The switching
電源電圧検出回路部１８は、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃを検出するための回路であり、図２に示されるように、ダイオード１８ａ、ダイオード１８ｂ、抵抗１８ｃ及び抵抗１８ｄを備えている。ダイオード１８ａ及びダイオード１８ｂのアノードは、それぞれ、商用交流電源１及び整流回路部１２を接続するラインに接続される。ダイオード１８ａ及びダイオード１８ｂのカソードは、抵抗１８ｃ及び抵抗１８ｄを介してＧＮＤに接続される。電源電圧検出回路部１８は、抵抗１８ｃ及び抵抗１８ｄの分圧電圧を演算部２０に出力する。電源電圧検出回路部１８は、本発明の電源電圧検出手段に相当する。
The power supply voltage
コンデンサ電圧検出回路部１９は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃを検出するための回路であり、図２に示されるように、抵抗１９ａ及び抵抗１９ｂを備えている。抵抗１９ａ及び抵抗１９ｂは互いに直列に接続され、その一端はコンデンサ１５及びダイオード１６間に接続され、他端はＧＮＤに接続される。コンデンサ電圧検出回路部１９は、抵抗１９ａ及び抵抗１９ｂの分圧電圧を演算部２０に出力する。コンデンサ電圧検出回路部１９は、本発明の両端電圧検出手段に相当する。
The capacitor voltage
演算部２０は、例えばマイクロコンピュータであり、処理プログラム及びデータに基づき駆動信号を生成する機能や、処理プログラムや各種制御に必要な情報等を記憶する機能、時間を計測する機能等を有する。
The
演算部２０は、モータ１１の回転方向や回転数等を制御すべく、ステータ巻線Ｕ、Ｖ、Ｗへの通電方向及び通電時間を制御する。演算部２０は、インバータ回路部１４に搭載される６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオン・オフするための駆動信号Ｈ１〜Ｈ６を生成する。
The
また、演算部２０は、スイッチング素子１７のゲートに接続しており、スイッチング素子１７のオン・オフを制御する。演算部２０は、スイッチング素子１７をオンするための制御信号Ｖｓを生成し、所定のタイミングで、生成した制御信号Ｖｓをスイッチング素子１７のゲートに供給する。また、演算部２０は、所定のタイミングで、スイッチング素子１７のゲートへの制御信号Ｖｓの供給を停止する。演算部２０は、本発明の制御手段に相当する。
The
ゲートドライバ部２１は、図２に示されるように、インバータ回路部１４に搭載される６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の各ゲートに接続している。ゲートドライバ部２１は、演算部２０により生成された駆動信号Ｈ１〜Ｈ６を、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに供給する。
As shown in FIG. 2, the
ここで、インバータ回路部１４の６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、各ゲートがゲートドライバ部２１に接続され、各ドレイン又は各ソースは、モータ１１のステータ巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに接続される。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ゲートドライバ部２１から入力される駆動信号Ｈ１〜Ｈ６に基づきスイッチング動作を行い、商用交流電源１から整流回路部１２を介して供給された電圧を、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗとして、モータ１１のステータ巻線Ｕ、Ｖ、Ｗに駆動電力を供給する。
Here, each of the six switching elements Q1 to Q6 of the
続いて、第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０について、詳細に説明する。モータ駆動装置１０は、本実施の形態では、コンデンサ１５の両端電圧に基づき、スイッチング素子１７のオン・オフを制御する。
Next, the
演算部２０は、図２に示されるように、コンデンサ電圧検出回路部１９に接続している。演算部２０は、コンデンサ電圧検出回路部１９からの入力に基づき、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃを取得し、この両端電圧Ｖｃを監視する。
The
また、演算部２０は、予め所定の上限電圧Ｖｍａｘを記憶している。演算部２０は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが上昇し、上限電圧Ｖｍａｘに達すると、制御信号Ｖｓを生成し、当該制御信号Ｖｓをスイッチング素子１７のゲートに供給する。これにより、スイッチング素子１７はオン状態となり、コンデンサ１５からインバータ回路部１４への電流が許容される。すなわち、コンデンサ１５からの放電が可能となる。
In addition, the
ここで、演算部２０が記憶する上限電圧Ｖｍａｘは、例えば、インバータ回路部１４に搭載されるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の絶対定格値（耐圧）等に基づき予め設定される数値である。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がＩＧＢＴであり、その絶対定格値が６００Ｖの場合、上限電圧ＶｍａｘはＩＧＢＴの絶対定格値よりも小さな値、例えば絶対定格値の８０％に相当する４８０Ｖに設定される。
Here, the upper limit voltage Vmax stored by the
演算部２０は、また、商用交流電源１の電源電圧に基づいて、所定の下限電圧Ｖｍｉｎを算出する。演算部２０は、図２に示されるように、電源電圧検出回路部１８に接続している。演算部２０は、電源電圧検出回路部１８からの入力に基づき、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃを取得し、これに基づき、商用交流電源１の電源電圧実効値Ｖｅを取得する。そして、演算部２０は、下記の数式（１）に基づいて、下限電圧Ｖｍｉｎを算出する。演算部２０は、本発明の算出手段に相当する。
演算部２０は、スイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給中に、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが下降し、下限電圧Ｖｍｉｎに達すると、制御信号Ｖｓの供給を停止する。これにより、スイッチング素子１７はオフ状態となり、コンデンサ１５からの電流は遮断される。すなわち、コンデンサ１５からの放電は停止される。ここで、商用交流電源１の電源電圧実効値Ｖｅが例えば１００Ｖの場合、下限電圧Ｖｍｉｎは約１４１Ｖに設定される。
The
コンデンサ１５の下限電圧Ｖｍｉｎの設定値は、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃの最大値に相当する。コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃを商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃ以下まで低下させてしまうと、入力電圧Ｖａｃからコンデンサ１５に電圧が印加され、突入電流が流れる虞がある。そのため、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃ以下に低下することがないように、下限電圧Ｖｍｉｎを設定する。
The set value of the lower limit voltage Vmin of the
次に、第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０におけるスイッチング素子１７をオン・オフする動作について、図３に示すフローチャートに沿って説明する。図３は、本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０におけるスイッチング素子１７のオン・オフ制御動作を示すフローチャートである。
Next, the operation of turning on / off the switching
モータ駆動装置１０が商用交流電源１に接続され、商用交流電源１からの給電が開始されると、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃが、電源電圧検出回路部１８から演算部２０に入力される。この入力に基づき、演算部２０が商用交流電源１の電源電圧実効値Ｖｅを取得する（ステップＳ１０１）。
When the
続いて、演算部２０は、電源電圧実効値Ｖｅに基づき下限電圧Ｖｍｉｎを算出する。演算部２０は、数式（１）に基づいて、下限電圧Ｖｍｉｎを算出して記憶する（ステップＳ１０２）。
Subsequently, the
次に、演算部２０は、スイッチング素子１７がオン状態及びオフ状態の何れであるかを判断する（ステップＳ１０３）。商用交流電源１からの給電開始時、スイッチング素子１７のゲートには制御信号は入力されておらず、スイッチング素子１７はオフ状態である（ステップＳ１０３：ＹＥＳ）。このスイッチング素子１７のオフ状態において、演算部２０は、コンデンサ電圧検出回路部１９からの入力に基づき、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃを取得し、この両端電圧Ｖｃと上限電圧Ｖｍａｘとを比較する（ステップＳ１０４）。両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘ未満である場合（ステップＳ１０４：ＮＯ）、演算部２０は、制御信号の生成及び供給を行わず、スイッチング素子１７はオフ状態を継続する（ステップＳ１０６）。モータ駆動装置１０は、ステップＳ１０６の後、ステップＳ１０３の処理に戻る。演算部２０は、スイッチング素子１７のオフ状態において両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘに達するまで、両端電圧Ｖｃの監視を継続する（ステップＳ１０３〜Ｓ１０４、Ｓ１０６）。
Next, the
ステップＳ１０４において、両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘ以上である場合（ステップＳ１０４：ＹＥＳ）、演算部２０は、制御信号Ｖｓを生成し、スイッチング素子１７のゲートに供給する。これにより、スイッチング素子１７はオン状態となり（ステップＳ１０５）、コンデンサ１５からの放電が開始される。モータ駆動装置１０は、ステップＳ１０５の後、ステップＳ１０３の処理に戻る。
In step S104, when the both-ends voltage Vc is equal to or higher than the upper limit voltage Vmax (step S104: YES), the
スイッチング素子１７をオンした後も、演算部２０は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃの監視を継続する。演算部２０は、スイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給中、すなわち、スイッチング素子１７のオン状態において（ステップＳ１０３：ＮＯ）、両端電圧Ｖｃと下限電圧Ｖｍｉｎとを比較する（ステップＳ１０７）。両端電圧Ｖｃが下限電圧Ｖｍｉｎよりも大きい場合（ステップＳ１０７：ＮＯ）、演算部２０は、制御信号Ｖｓの供給を継続し、スイッチング素子１７はオン状態を継続する（ステップＳ１０９）。モータ駆動装置１０は、ステップＳ１０９の後、ステップＳ１０３の処理に戻る。演算部２０は、スイッチング素子１７のオン状態において両端電圧Ｖｃが下限電圧Ｖｍｉｎに達するまで、両端電圧Ｖｃの監視を継続する（ステップＳ１０３、Ｓ１０７、Ｓ１０９）。
Even after the switching
両端電圧Ｖｃが下降し、下限電圧Ｖｍｉｎ以下となると（ステップＳ１０７：ＹＥＳ）、演算部２０は、スイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給を停止する。これにより、スイッチング素子１７はオフ状態となり（ステップＳ１０８）、コンデンサ１５からの放電は停止される。モータ駆動装置１０は、ステップＳ１０８の後、ステップＳ１０３の処理に戻る。演算部２０は、両端電圧Ｖｃの監視を継続する。
When the both-ends voltage Vc falls and becomes equal to or lower than the lower limit voltage Vmin (step S107: YES), the
上記のように、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが上昇して上限電圧Ｖｍａｘに達すると、スイッチング素子１７がオンされて、コンデンサ１５に蓄積された電荷が放電される。また、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが下降して下限電圧Ｖｍｉｎに達すると、スイッチング素子１７がオフされて、コンデンサ１５からの放電が停止される。
As described above, when the voltage Vc across the
図４は、本発明の第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０における電圧、電流及び信号の波形を説明する図である。図４（ａ）は、商用交流電源１から整流回路部１２に入力される入力電圧Ｖａｃの時間変化を示す。図４（ｂ）は、インバータ回路部１４に入力される入力電圧Ｖｉｎｖの時間変化を示し、図４（ｃ）は、インバータ回路部１４に入力される入力電流Ｉｉｎｖの時間変化を示す。図４（ｄ）は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃの時間変化を示し、図４（ｅ）は、演算部２０から出力される制御信号Ｖｓの時間変化を示す。ここで、図４（ａ）〜図４（ｅ）は、商用交流電源１からモータ駆動装置１０への給電開始から一定の時間が経過した後の波形図である。
FIG. 4 is a diagram for explaining voltage, current, and signal waveforms in the
コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃは、インバータ回路部１４からの回生電力や外来ノイズ等を吸収して上昇する。そして、両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘに達すると、図４（ｄ）及び図４（ｅ）に示されるように、演算部２０から制御信号Ｖｓが出力され、スイッチング素子１７がオン状態になる。これにより、コンデンサ１５からの放電が可能となり、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃは下降する。
The voltage Vc across the
コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが下限電圧Ｖｍｉｎに達すると、図４（ｄ）及び図４（ｅ）に示されるように、制御信号Ｖｓの出力は停止され、スイッチング素子１７はオフ状態になる。これにより、コンデンサ１５からの放電は停止され、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃは再び上昇する。
When the voltage Vc across the
インバータ回路部１４への入力電圧Ｖｉｎｖの波形（図４（ｂ））は、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃ（図４（ａ））を全波整流した波形と、制御信号Ｖｓの出力期間（図４（ｅ））を除いて略相似形になる。これは、コンデンサ１５からの放電を不可とすることにより、入力電圧Ｖｉｎｖが平滑されないためである。制御信号Ｖｓの出力期間では、インバータ回路部１４の入力電圧Ｖｉｎｖは、コンデンサ１５からの放電により、入力電圧Ｖａｃを全波整流した波形と相似形になった場合と比較して、電圧値が上昇することとなる。これは、コンデンサ１５に蓄積されたエネルギーがインバータ回路部１４に印加されることを意味し、すなわち、エネルギーの利用効率の向上に繋がる。
The waveform of the input voltage Vinv to the inverter circuit unit 14 (FIG. 4B) is a waveform obtained by full-wave rectifying the input voltage Vac (FIG. 4A) from the commercial AC power supply 1 and the output period of the control signal Vs. Except for (FIG. 4 (e)), it is substantially similar. This is because the input voltage Vinv is not smoothed by disabling discharge from the
また、インバータ回路部１４の入力電圧Ｖｉｎｖの波形と入力電流Ｉｉｎｖの波形とは、図４（ｂ）及び図４（ｃ）に示されるように略相似形となる。これは、コンデンサ１５に直列にダイオード１６を接続することにより、入力電流Ｉｉｎｖに高調波歪みが生じないためであり、入力電圧Ｖｉｎｖと入力電流Ｉｉｎｖとの位相が略一致することを示す。したがって、容量の大きな平滑コンデンサを設ける場合と比較して、大幅に力率が改善されることとなる。
Further, the waveform of the input voltage Vinv and the waveform of the input current Iinv of the
以上のように、本実施の形態のモータ駆動装置１０によれば、インバータ回路部１４からの回生電力や外来ノイズ等を吸収するためのコンデンサ１５に、ダイオード１６及びスイッチング素子１７が接続され、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘに達するまでは、コンデンサ１５への入力電流は許容される一方、コンデンサ１５からの放電は不可とされる。したがって、整流後の電流における高調波歪みの発生を抑制し、大容量の平滑コンデンサを設けた場合と比較して力率の低下を抑制可能となる。
As described above, according to the
また、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃが上限電圧Ｖｍａｘに達すると、スイッチング素子１７がオン状態とされ、コンデンサ１５からの放電が可能とされるため、コンデンサ１５の過度な電圧上昇を防止可能となる。したがって、モータ１１の駆動を制限せずとも、回路の損傷を防止可能となり、モータ１１を長時間継続して駆動可能となる。このとき、コンデンサ１５から放出されたエネルギーは、インバータ回路部１４を介してモータ１１に印加されるので、エネルギーの利用効率が向上され、モータ１１の運転性能の向上が可能となる。更に、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃの上昇を抑えることができるため、上限電圧Ｖｍａｘを適宜に設定することにより、インバータ回路部１４のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をその絶対定格値（耐圧）が高いもの（例えば６００Ｖ）を使用しなくてもよくなり、安価なスイッチング素子を使用することが可能となる。
Further, when the both-ends voltage Vc of the
更に、コンデンサ１５からの放電開始後、両端電圧Ｖｃが下限電圧Ｖｍｉｎまで低下すると、スイッチング素子１７がオフ状態とされ、コンデンサ１５からの放電を再び不可とするので、突入電流の発生を防止して、モータ１１の安定した駆動が可能となる。
Further, after the discharge from the
また、モータ駆動装置１０を電動工具に組み込んで使用した場合、所望の出力で長時間継続して作業可能となり、操作性及び作業性が向上される。
Further, when the
次に、第２の実施の形態に係るモータ駆動装置について、図２、図５及び図６を参照して説明する。第２の実施の形態に係るモータ駆動装置は、図２に示す第１の実施の形態に係るモータ駆動装置１０と同様の構成を有し、本実施の形態では、後述するゼロクロスからの経過時間に基づき、スイッチング素子１７のオン・オフを制御する。
Next, a motor drive device according to a second embodiment will be described with reference to FIG. 2, FIG. 5, and FIG. The motor drive device according to the second embodiment has the same configuration as the
電源電圧検出回路部１８は、本実施の形態では、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃが０になるゼロクロスを検出する。電源電圧検出回路部１８は、本発明のゼロクロス検出手段に相当する。
In the present embodiment, the power supply voltage
また、演算部２０は、本実施の形態では、図示せぬ放電開始タイマ及び放電停止タイマを有し、放電開始時刻及び放電停止時刻までのカウントダウンを行う。演算部２０は、本発明の計時手段に相当する。
In the present embodiment, the
演算部２０は、予め所定の時間Ｔ１を記憶している。放電開始タイマは、この所定の時間Ｔ１を初期値として、カウント値ｔ１のカウントダウンを行う。演算部２０は、電源電圧検出回路部１８からの入力に基づき、各ゼロクロスの検出時刻に、放電開始タイマによるｔ１のカウントダウンを開始する。そして、カウント値ｔ１が０になる、すなわち、ゼロクロスからの経過時間が所定の時間Ｔ１に達すると、演算部２０は、放電開始時刻に達したことを検知し、コンデンサ１５からの放電を開始すべく、制御信号Ｖｓを生成し、スイッチング素子１７のゲートに供給する。これにより、スイッチング素子１７はオン状態となり、コンデンサ１５からの放電が可能となる。ここで、ゼロクロスからの経過時間は、本発明の放電制御時間に相当する。
The
また、演算部２０は、予め所定の時間Ｔ２を記憶している。放電停止タイマは、この所定の時間Ｔ２を初期値として、カウント値ｔ２のカウントダウンを行う。演算部２０は、放電開始タイマのカウント値ｔ１が０になり、放電開始時刻に達すると、放電停止タイマによるカウント値ｔ２のカウントダウンを開始する。そして、放電停止タイマのカウント値ｔ２が０になる、すなわち、放電開始時刻からの経過時間が所定の時間Ｔ２に達すると、演算部２０は、放電停止時刻に達したことを検知し、コンデンサ１５からの放電を停止すべく、スイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給を停止する。これにより、スイッチング素子１７はオフ状態となり、コンデンサ１５からの放電は遮断される。
Moreover, the calculating
ここで、所定の時間Ｔ１は、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃの半周期Ｔ／２よりも短くなるような値に設定される。また、所定の時間Ｔ２は、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃの周期Ｔから所定の時間Ｔ１の２倍を減じた値となるべく設定される。すなわち、本実施の形態では、２×Ｔ１＋Ｔ２＝Ｔの関係式が成り立つように、所定の時間Ｔ１及びＴ２が設定される。所定の時間Ｔ１は、本発明の第１の所定時間に相当する。また、所定の時間Ｔ１と所定の時間Ｔ２との和、すなわちＴ１＋Ｔ２は、本発明の第２の所定時間に相当する。
Here, the predetermined time T1 is set to a value that is shorter than the half cycle T / 2 of the input voltage Vac from the commercial AC power supply 1. The predetermined time T2 is set to be a value obtained by subtracting twice the predetermined time T1 from the period T of the input voltage Vac from the commercial AC power supply 1. That is, in the present embodiment, the predetermined times T1 and T2 are set so that the
次に、第２の実施の形態に係るモータ駆動装置１０におけるスイッチング素子１７をオン・オフする動作について、図５に示すフローチャートに沿って説明する。図５は、本発明の第２の実施の形態に係るモータ駆動装置１０におけるスイッチング素子１７のオン・オフ制御動作を示すフローチャートである。
Next, the operation of turning on / off the switching
モータ駆動装置１０が商用交流電源１に接続され、商用交流電源１からの給電が開始されると、商用交流電源１の入力電圧Ｖａｃが、電源電圧検出回路部１８から演算部２０に入力される。この入力に基づき、演算部２０は、入力電圧Ｖａｃが０になるゼロクロスを検出する（ステップＳ２０１：ＹＥＳ）。演算部２０は、ゼロクロスを検出すると、放電開始タイマをオンする（ステップＳ２０２）。放電開始タイマは、カウント値ｔ１＝Ｔ１からのカウントダウンを開始する。
When the
次に、演算部２０は、スイッチング素子１７がオン状態及びオフ状態の何れであるかを判断する（ステップＳ２０３）。商用交流電源１からの給電開始時、スイッチング素子１７のゲートには制御信号は入力されておらず、スイッチング素子１７はオフ状態である（ステップＳ２０３：ＹＥＳ）。このスイッチング素子１７のオフ状態において、演算部２０は、放電開始タイマによるカウント値を監視する。放電開始タイマがアンダフローではない、すなわちカウント値が０に達していない場合（ステップＳ２０４：ＮＯ）、演算部２０は、制御信号の生成及び供給を行わず、スイッチング素子１７はオフ状態を継続する（ステップＳ２０７）。モータ駆動装置１０は、ステップＳ２０７の後、ステップＳ２０１の処理に戻る。演算部２０は、スイッチング素子１７のオフ状態において放電開始タイマのカウント値ｔ１が０に達するまで、カウント値ｔ１の監視を継続する（ステップＳ２０１〜Ｓ２０４、Ｓ２０７）。
Next, the
ステップＳ２０４において、放電開始タイマがアンダフローである、すなわちカウント値ｔ１が０以下である場合（ステップＳ２０４：ＹＥＳ）、演算部２０は、制御信号Ｖｓを生成し、スイッチング素子１７のゲートに供給する。これにより、スイッチング素子１７はオン状態となり（ステップＳ２０５）、コンデンサ１５からの放電が開始される。また、演算部２０は、放電停止タイマをオンする（ステップＳ２０６）。放電停止タイマは、カウント値ｔ２＝Ｔ２からのカウントダウンを開始する。モータ駆動装置１０は、ステップＳ２０６の後、ステップＳ２０１の処理に戻る。
In step S204, when the discharge start timer is underflow, that is, the count value t1 is 0 or less (step S204: YES), the
スイッチング素子１７をオンした後も、演算部２０は、ゼロクロスの検出を行う。ステップＳ２０１において、ゼロクロスが検出されない場合（ステップＳ２０１：ＮＯ）、演算部２０は、スイッチング素子１７がオン状態及びオフ状態の何れであるかを判断する（ステップＳ２０３）。スイッチング素子１７がオン状態である場合（ステップＳ２０３：ＮＯ）、演算部２０は、スイッチング素子１７のオン後にカウントダウンを開始した放電停止タイマのカウント値ｔ２を監視する。放電停止タイマがアンダフローではない、すなわちカウント値ｔ２が０に達していない場合（ステップＳ２０８：ＮＯ）、演算部２０は、制御信号Ｖｓの供給を継続し、スイッチング素子１７はオン状態を継続する（ステップＳ２１０）。モータ駆動装置１０は、ステップＳ２１０の後、ステップＳ２０１の処理に戻る。演算部２０は、スイッチング素子１７のオン状態において、ゼロクロスの検出及び放電停止タイマのカウント値ｔ２の監視を継続する（ステップＳ２０１〜Ｓ２０３、Ｓ２０８、Ｓ２１０）。
Even after the switching
スイッチング素子１７のオン状態において、演算部２０が次のゼロクロスを検出する（ステップＳ２０１：ＹＥＳ）と、演算部２０は、放電開始タイマをオンする（ステップＳ２０２）。放電開始タイマは、カウント値ｔ１＝Ｔ１からのカウントダウンを開始する。このとき、放電開始タイマ及び放電停止タイマは、いずれもオン状態であり、それぞれカウント値ｔ１及びｔ２のカウントダウンを行っている。
When the
演算部２０は、スイッチング素子１７がオン状態であると判断する(ステップＳ２０３：ＮＯ)と、放電停止タイマのカウント値ｔ２を監視する。そして、放電停止タイマがアンダフローである、すなわちカウント値ｔ２が０以下である場合（ステップＳ２０８：ＹＥＳ）、演算部２０は、スイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給を停止する。これにより、スイッチング素子１７はオフ状態となり（ステップＳ２０９）、コンデンサ１５からの放電は停止される。モータ駆動装置１０は、ステップＳ２１０の後、ステップＳ２０１の処理に戻る。演算部２０は、放電開始タイマのカウント値ｔ１の監視を行う（ステップＳ２０１〜Ｓ２０４、Ｓ２０７）。
If the
上記のように、ゼロクロスの検出から所定の時間Ｔ１が経過すると、スイッチング素子１７がオンされて、コンデンサ１５に蓄積された電荷が放電される。また、スイッチング素子１７のオン後、所定の時間Ｔ２が経過すると、スイッチング素子１７がオフされて、コンデンサ１５からの放電が停止される。
As described above, when a predetermined time T1 has elapsed since the detection of the zero cross, the switching
図６は、本発明の第２の実施の形態に係るモータ駆動装置１０における電圧、タイマカウント値及び信号の波形を説明する図である。図６（ａ）は、商用交流電源１から整流回路部１２に入力される入力電圧Ｖａｃの時間変化を示し、図６（ｂ）は、インバータ回路部１４に入力される入力電圧Ｖｉｎｖの時間変化を示す。図６（ｃ）は、放電開始タイマのカウント値ｔ１の時間変化を示し、図６（ｄ）は、放電停止タイマのカウント値ｔ２の時間変化を示す。図６（ｅ）は、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃの時間変化を示し、図６（ｆ）は、演算部２０から出力される制御信号Ｖｓの時間変化を示す。ここで、図６（ａ）〜図６（ｆ）は、商用交流電源１からモータ駆動装置１０への給電開始から一定の時間が経過した後の波形図である。
FIG. 6 is a diagram for explaining a voltage, a timer count value, and a signal waveform in the
商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃが０になるゼロクロスが検出されると、図６（ａ）及び図６（ｃ）に示されるように、放電開始タイマがオンされ、カウント値ｔ１のカウントダウンが開始される。そして、ｔ１＝０になると、図６（ｃ）及び図６（ｆ）に示されるように、演算部２０から制御信号Ｖｓが出力され、スイッチング素子１７がオン状態になる。これにより、コンデンサ１５からの放電が可能となり、図６（ｅ）に示されるように、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃは下降する。また、図６（ｄ）に示されるように、放電停止タイマがオンされ、カウント値ｔ２のカウントダウンが開始される。
When the zero cross where the input voltage Vac from the commercial AC power supply 1 becomes 0 is detected, as shown in FIGS. 6A and 6C, the discharge start timer is turned on, and the count down of the count value t1 is performed. Be started. When t1 = 0, as shown in FIGS. 6C and 6F, the control signal Vs is output from the
制御信号Ｖｓの出力中に、次のゼロクロスが検出されると、図６（ａ）及び図６（ｃ）に示されるように、放電開始タイマが再度オンされ、カウント値ｔ１のカウントダウンが開始される。 When the next zero cross is detected during the output of the control signal Vs, the discharge start timer is turned on again and the count down of the count value t1 is started as shown in FIGS. 6 (a) and 6 (c). The
ｔ２＝０になると、図６（ｄ）及び図６（ｆ）に示されるように、制御信号Ｖｓの出力が停止され、スイッチング素子１７がオフ状態になる。これにより、コンデンサ１５からの放電は停止され、図６（ｅ）に示されるように、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃは再び上昇する。
When t2 = 0, as shown in FIG. 6D and FIG. 6F, the output of the control signal Vs is stopped, and the switching
インバータ回路部１４への入力電圧Ｖｉｎｖの波形（図６（ｂ））は、第１の実施の形態と同様に、商用交流電源１からの入力電圧Ｖａｃ（図６（ａ））を全波整流した波形と、制御信号Ｖｓの出力期間（図６（ｆ））を除いて略相似形になる。制御信号Ｖｓの出力期間では、インバータ回路部１４の入力電圧Ｖｉｎｖは、コンデンサ１５の放電により、コンデンサ１５に蓄積されたエネルギーがインバータ回路部１４に印加され、電圧値が上昇することとなる。ここで、放電開始タイマ及び放電停止タイマの初期値Ｔ１及びＴ２は、商用交流電源１の周期Ｔに対して２×Ｔ１＋Ｔ２＝Ｔとなるべく設定されるので、制御信号Ｖｓの出力期間は、商用交流電源１の入力電圧Ｖａｃのゼロクロスの前後の期間となる。したがって、コンデンサ１５からインバータ回路部１４にエネルギーが印加されるのは、インバータ回路部１４への入力電圧Ｖｉｎｖの値が小さくなる期間である。この期間にコンデンサ１５からの放電を行うことにより、インバータ回路部１４への入力電圧Ｖｉｎｖが大きくなりすぎて回路を損傷することを確実に防止するとともに、モータ１１にエネルギーを印加して運転効率を向上させることが可能となる。
The waveform of the input voltage Vinv to the inverter circuit unit 14 (FIG. 6B) is the full-wave rectification of the input voltage Vac (FIG. 6A) from the commercial AC power supply 1 as in the first embodiment. Except for the waveform and the output period of the control signal Vs (FIG. 6 (f)), they are substantially similar. During the output period of the control signal Vs, the energy stored in the
以上のように、本実施の形態のモータ駆動装置１０によれば、商用交流電源１のゼロクロスからの経過時間が計時され、所定の時間が経過すると、スイッチング素子１７がオン状態とされ、コンデンサ１５からの放電が可能とされる。したがって、簡易な制御により放電のタイミングを制御可能となり、コンデンサ１５の過度な電圧上昇を防止して回路の破損を防止できる。また、コンデンサ１５の放電は、ゼロクロスの前後の期間になされるため、コンデンサ１５の両端電圧Ｖｃ及びインバータ回路部１４の入力電圧Ｖｉｎｖの過度な上昇を防止して、回路の損傷を確実に防止可能となるとともに、エネルギーの利用効率及びモータ１１の運転性能の向上が可能となる。
As described above, according to the
なお、本実施の形態では、放電開始タイマによりゼロクロスの検出からの計時を行うとともに、放電停止タイマにより放電開始時刻からの計時を行ったが、本発明はこれに限定されない。例えば、放電開始時刻の後、次のゼロクロスが検出されると、放電停止タイマによる計時を行い、所定時間、すなわち本発明の第２の所定時間が経過した後に、放電を停止すべくスイッチング素子１７への制御信号Ｖｓの供給を停止することも可能である。
In the present embodiment, the time from the detection of the zero cross is measured by the discharge start timer and the time from the discharge start time is measured by the discharge stop timer. However, the present invention is not limited to this. For example, when the next zero cross is detected after the discharge start time, the time is measured by the discharge stop timer, and the switching
次に、第３の実施の形態に係るモータ駆動装置３０について、図７を参照して説明する。図７は、本発明の第３の実施の形態に係るモータ駆動装置３０の電気的構成を示す回路図である。第３の実施の形態に係るモータ駆動装置３０は、スイッチング素子１７に代えて放電抵抗３１を設けた点が、第１及び第２の実施の形態に係るモータ駆動装置１０（図２）とは異なる。以下、第１及び第２の実施の形態に係るモータ駆動装置１０と同一の構成については同一の符号で示し、これらについての詳しい説明を省略する。
Next, a
本実施の形態のモータ駆動装置３０では、コンデンサ１５、ダイオード１６及び放電抵抗３１が、図７に示されるように、ダイオード１６の下流側にコンデンサ１５を直列に接続するとともに、ダイオード１６の下流且つコンデンサ１５の上流に放電抵抗３１を接続して、整流回路部１２の出力側において、整流回路部１２からインバータ回路部１４へとつながる電流経路から分岐して、インバータ回路部１４に並列に接続される。コンデンサ１５、ダイオード１６及び放電抵抗３１は、本発明の第２回路を構成する。
In the
放電抵抗３１は、その一端をコンデンサ１５とダイオード１６のカソードとの間に接続され、他端をダイオード１６のアノードとインバータ回路部１４との間に接続される。放電抵抗３１は、本発明の放電手段及び第３回路に相当する。
The
演算部３２は、モータ１１の回転方向や回転数等を制御すべく、ステータ巻線Ｕ、Ｖ、Ｗへの通電方向を制御する。
The
上記のように、コンデンサ１５には、ダイオード１６及び放電抵抗３１の並列回路が直列に接続されるが、ダイオード１６は、放電抵抗３１に比較してインピーダンスが低いため、コンデンサ１５はダイオード１６側からノイズ等のエネルギーを吸収することとなる。そして、吸収されたエネルギーは、放電抵抗３１により熱に変換して放出される。
As described above, the parallel circuit of the
上記のように、モータ駆動装置３０を構成することにより、演算部３２によりスイッチング素子のオン・オフ制御を行わずとも、コンデンサ１５の両端電圧の上昇を抑制可能となる。
By configuring the
以上のように、本実施の形態に係るモータ駆動装置３０では、スイッチング素子に代えて放電抵抗３１が設けられ、コンデンサ１５に蓄積された電荷が放電抵抗３１により熱に変換して放出されるので、コンデンサ１５の電圧上昇を抑制可能となる。したがって、複雑な制御をせずとも、回路の破損を防止することができる。
As described above, in the
次に、第４の実施の形態に係るモータ駆動装置４０について、図８を参照して説明する。図８は、本発明の第４の実施の形態に係るモータ駆動装置４０の電気的構成を示す回路図である。第４の実施の形態に係るモータ駆動装置４０は、放電抵抗３１に加えて更にツェナーダイオード４１を設けた点が、第３の実施の形態に係るモータ駆動装置３０（図７）とは異なる。以下、第３の実施の形態に係るモータ駆動装置３０と同一の構成については同一の符号で示し、これらについての詳しい説明を省略する。
Next, a
本実施の形態のモータ駆動装置４０では、コンデンサ１５、ダイオード１６、放電抵抗３１及びツェナーダイオード４１が、図８に示されるように、ダイオード１６の下流側にコンデンサ１５を直列に接続するとともに、ダイオード１６の下流且つコンデンサ１５の上流に放電抵抗３１を接続し、更にツェナーダイオード４１を放電抵抗３１に直列且つコンデンサ１５に並列に接続して、整流回路部１２の出力側において、整流回路部１２からインバータ回路部１４へとつながる電流経路から分岐して、インバータ回路部１４に並列に接続される。コンデンサ１５、ダイオード１６、放電抵抗３１及びツェナーダイオード４１は、本発明の第２回路を構成する。また、放電抵抗３１およびツェナーダイオード４１は、本発明の第３回路を構成する。
In the
ツェナーダイオード４１は、そのカソードを放電抵抗３１、ダイオード１６及びコンデンサ１５の接続部に接続され、そのアノードをコンデンサ１５とインバータ回路部１４との間に接続される。
The
上記のように、モータ駆動装置４０を構成することにより、コンデンサ１５の両端電圧が所定の上限電圧を越えて上昇することを確実に防止可能となる。
As described above, by configuring the
以上のように、本実施の形態に係るモータ駆動装置３０では、スイッチング素子に代えて放電抵抗３１が設けられるとともに、更にコンデンサ１５に並列にツェナーダイオード４１が設けられるので、コンデンサ１５の電圧を所定の電圧に保持可能となる。したがって、複雑な制御をせずとも、回路の破損を防止することができる。
As described above, in the
１ 商用交流電源
１０、３０、４０ モータ駆動装置
１１ モータ
１２ 整流回路部
１３ コンデンサ
１４ インバータ回路部
１５ コンデンサ
１６ ダイオード
１７ スイッチング素子
１８ 電源電圧検出回路部
１９ コンデンサ電圧検出回路部
２０、３２ 演算部
３１ 放電抵抗
４１ ツェナーダイオード
５０ インパクトドライバ
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Commercial
Claims (6)
交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、
前記第１回路から出力される電力を変換して、前記モータに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路に並列に接続され、前記第１回路から出力される前記電力が入力される第２回路であって、逆流防止手段と、前記逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、前記逆流防止手段の下流且つ前記電荷蓄積手段の上流に接続され、該電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有する第２回路と、
前記放電手段による放電を制御する制御手段と、
前記電荷蓄積手段の両端電圧を検出する両端電圧検出手段と、
前記交流電源の電源電圧を検出する電源電圧検出手段と、を備え、
前記制御手段は、前記両端電圧が所定の上限電圧に達すると、前記放電手段による放電を開始させ、前記放電手段による前記放電の開始後、前記両端電圧が所定の下限電圧に達すると、前記放電を停止させるように構成され、
前記電源電圧に基づき前記所定の下限電圧を算出する算出手段を更に備えることを特徴とするモータ駆動装置。 A motor,
A first circuit for rectifying AC power from an AC power source;
An inverter circuit that converts electric power output from the first circuit and supplies the converted electric power to the motor;
A second circuit connected in parallel to the inverter circuit and to which the electric power output from the first circuit is input, the backflow prevention means, and a charge storage connected in series downstream of the backflow prevention means And a second circuit having a discharge means for discharging the charge accumulated in the charge accumulation means, connected to the downstream of the backflow prevention means and upstream of the charge accumulation means,
Control means for controlling discharge by the discharge means;
Both-end voltage detection means for detecting the both-end voltage of the charge storage means;
Power supply voltage detection means for detecting the power supply voltage of the AC power supply,
The control means starts discharge by the discharge means when the both-end voltage reaches a predetermined upper limit voltage, and after the start of the discharge by the discharge means, when the both-end voltage reaches a predetermined lower limit voltage, the discharge means Is configured to stop
The motor drive device further comprising a calculating means for calculating the predetermined lower limit voltage based on the power supply voltage.
交流電源からの交流電力を整流する第１回路と、
前記第１回路から出力される電力を変換して、前記モータに供給するインバータ回路と、
前記インバータ回路に並列に接続され、前記第１回路から出力される前記電力が入力される第２回路であって、逆流防止手段と、前記逆流防止手段の下流側に直列に接続される電荷蓄積手段と、前記逆流防止手段の下流且つ前記電荷蓄積手段の上流に接続され、該電荷蓄積手段に蓄積された電荷を放電するための放電手段と、を有する第２回路と、
前記放電手段による放電を制御する制御手段と、
前記第１回路に入力される前記交流電力のゼロクロスを検出するゼロクロス検出手段と、
前記ゼロクロスの検出からの経過時間を放電制御時間として計測する計時手段と、を備え、
前記制御手段は、前記放電制御時間が第１の所定時間に達すると、前記放電手段による放電を開始させることを特徴とするモータ駆動装置。 A motor,
A first circuit for rectifying AC power from an AC power source;
An inverter circuit that converts electric power output from the first circuit and supplies the converted electric power to the motor;
A second circuit connected in parallel to the inverter circuit and to which the electric power output from the first circuit is input, the backflow prevention means, and a charge storage connected in series downstream of the backflow prevention means And a second circuit having a discharge means for discharging the charge accumulated in the charge accumulation means, connected to the downstream of the backflow prevention means and upstream of the charge accumulation means,
Control means for controlling discharge by the discharge means;
Zero-cross detection means for detecting a zero-cross of the AC power input to the first circuit;
Time measuring means for measuring the elapsed time from the detection of the zero cross as a discharge control time,
The motor drive device according to claim 1, wherein the control means starts discharge by the discharge means when the discharge control time reaches a first predetermined time.
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