JP6407683B2 - インバータ制御装置、インバータ装置、およびインバータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明はインバータ制御装置に関し、特に車載用のインバータ制御装置に関する。

本技術分野の背景技術として、特開２００１−１９７７２５号公報（特許文献１）がある。この公報には、「演算手段により一定周期で演算される複数の出力電圧指令（以下、基準電圧指令という）を複数の出力電圧指令（以下、補間電圧指令という）により補間し、これらの補間電圧指令をキャリアと比較してＰＷＭパルスを発生させるＰＷＭパルスの発生方法において、前回演算した基準電圧指令と今回演算した基準電圧指令とを直線近似してその間の複数の補間電圧指令を生成する」と記載されている。これにより、マイコンの演算負荷を低減することができるため、マイコンのタスク管理を複雑化することなく、モータのトルクリプルや回転むらを抑制することができる。

特開２００１−１９７７２５号公報

しかしながら、特許文献１に記載の方法では、補間電圧指令を生成している期間において、電流フィードバック制御は停止しているため、補間電圧指令を生成している期間に、ｄ−ｑ軸電流指令やｄ−ｑ軸電流が変化した場合には、ｄ−ｑ軸電流指令やｄ−ｑ軸電流の変化分を補償するようにインバータの電圧指令を生成することができない。したがって、補間電圧指令を生成している期間に、ｄ−ｑ軸電流指令やｄ−ｑ軸電流が変化した場合には、モータのトルクリプルが増大する場合がある。

本発明の目的は、マイコンのタスク管理を複雑化することなく、モータのトルクリプル低減することである。

上記課題を解決するために、例えば特許請求の範囲に記載の構成を採用する。本願は上記課題を解決する手段を複数含んでいるが、その一例を挙げるならば、「インバータ回路を構成するスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭパルスを生成するインバータ制御装置であって、インバータ回路の各スイッチング周期においてＰＷＭパルス演算処理を一度実行するとともに、インバータ回路から交流回転電機に出力される交流電流をインバータ回路のスイッチング周期よりも長い周期で検出することにより、交流電流を検出するスイッチング周期と、交流電流を検出しないスイッチング周期とを設け、交流電流を検出したスイッチング周期内においては、検出された当該期間の交流電流値を電流指令値に一致させるようにＰＷＭパルスを演算し、交流電流を検出しないスイッチング周期内においては、推定される当該期間の交流電流値を電流指令値に一致させるようにＰＷＭパルスを演算すること」を特徴とする。

本発明に係るインバータ制御装置によれば、マイコンのタスク管理を複雑化することなく、モータのトルクリプルを低減することができる。

車両システム及びインバータ制御装置の構成を説明する図である。 インバータ制御装置１６０のカウンタ２７０の処理手順を説明する図である。 カウンタ２７０で生成したカウント値ＣＮＴ₁とＣＮＴ₂の波形を説明する図である。 インバータのスイッチング周期よりも長い周期で電流検出する処理を説明する図である。 図４に示したステップｂ₆の処理を説明する図である。 Ｕ相上下アームのスイッチング信号Ｓ_up、Ｓ_unの生成手順を説明する図である。 Ｖ相上下アームのスイッチング信号Ｓ_vp、Ｓ_vnの生成手順を説明する図である。 Ｗ相上下アームのスイッチング信号Ｓ_wp、Ｓ_wnの生成手順を説明する図である。 スイッチング信号と３相交流電流の波形とを説明する図である。 本実施例のインバータ制御装置の処理手順についての処理期間を説明する図である。 比較例のインバータ制御装置の処理手順についての処理期間を説明する図である。

以下、図面を参照して、本発明に係るインバータ制御装置の実施の形態について説明する。なお、各図において同一要素については同一の符号を記し、重複する説明は省略する。

図１は、本実施形態にかかる車両システム及びインバータ制御装置の構成を説明する図である。図１を用いて、車両システムの構成要素について説明する。

本実施形態にかかる車両システムは、バッテリ１０と、平滑キャパシタ２０と、インバータ４０と、電流センサ５０と、モータ６０と、磁極位置センサ７０と、モータの出力軸８０と、トランスミッション９０と、クランクシャフト１００と、エンジン１１０と、プロペラシャフト１２０と、ディファレンシャルギア１３０と、ドライブシャフト１４０と、駆動輪１５０と、インバータ制御装置１６０と、を有する。

バッテリ１０は、ニッケル水素バッテリやリチウムイオンバッテリなどが用いられる。平滑キャパシタ２０は、フィルムコンデンサや電解コンデンサなどが用いられる。電流センサ５０は、ホール素子やカレントトランスなどが用いられる。モータ６０は、永久磁石同期モータや誘導機などが用いられる。磁極位置センサ７０は、レゾルバやエンコーダなどが用いられる。

インバータ４０の直流側には、バッテリ１０及び平滑キャパシタ２０が接続される。バッテリ１０は、インバータ４０に直流電圧を印加するものである。インバータ４０の交流側には、電流センサ５０を介して、モータ６０の固定子に巻かれた３相巻線６１、６２、６３が接続される。

インバータ４０は、インバータ制御装置１６０で生成されたスイッチング信号Ｓ_up、Ｓ_un、Ｓ_vp、Ｓ_vn、Ｓ_wp、Ｓ_wnに基づいて、各相上下アームのスイッチング素子４１、４２、４３、４４、４５、４６をオンもしくはオフする。これにより、インバータ４０は、バッテリ１０から印加された直流電圧を可変電圧・可変周波数の３相交流電圧に変換する。変換された３相交流電圧は、モータ６０の固定子に巻かれた３相巻線６１、６２、６３に印加される。３相巻線６１、６２、６３に印加された３３相交流電圧は、モータ６０の固定子に巻かれた３相巻線６１、６２、６３に３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1を発生させる。モータ６０は、固定子に巻かれた３相巻線６１、６２、６３に流れる３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1により回転磁界を生成する。生成された回転磁界により、回転子６４は、加速もしくは減速され、モータ６０のトルクを生成する。生成されたモータ６０のトルクは、モータ６０の出力軸８０を介して、トランスミッション９０に伝達される。

エンジン１１０は、車両制御装置（不図示）から受信したエンジン１１０のトルク指令に応じて、燃料の吸気、圧縮、爆発、排気を制御し、エンジン１１０のトルクを生成する。生成したエンジン１１０のトルクは、クランクシャフト１００を介して、トランスミッション９０に伝達される。

トランスミッション９０は、伝達されたモータ６０のトルクとエンジン１１０のトルクとを加算したトータルトルクを、プロペラシャフト１２０を介して、ディファレンシャルギア１３０に伝達する。
ディファレンシャルギア１３０は、トランスミッション９０から伝達されたトータルトルクを、駆動軸トルクに変換し、ドライブシャフト１４０に伝達する。ドライブシャフト１４０は、伝達された駆動軸トルクにより、車両の駆動輪１５０の回転を加速もしくは減速させ、車両（不図示）を加速もしくは減速させる。

また、モータ６０は、トランスミッション９０を介して、モータ６０の出力軸８０に伝達されたエンジン１１０のトルクを電力に変換する。変換された電力は、インバータ４０を介してバッテリ１０に充電することができる。また、モータ６０は、ドライブシャフト１４０とディファレンシャルギア１３０とプロペラシャフト１２０とトランスミッション９０を順に介して、モータ６０の出力軸８０に伝達された駆動輪１５０の回転エネルギーを電力に変換する。変換された電力は、インバータ４０を介してバッテリ１０に充電することができる。

ここで、インバータ４０を介して、バッテリ１０からモータ６０に電力を供給するモードを力行モードと定義する。そして、インバータ４０を介して、モータ６０で発電した電力をバッテリ１０に充電するモードを回生モードと定義する。ハイブリッド自動車は、低燃費化を実現するために、車両の発進時や加速時に、力行モードを最大限に利用し、車両の減速時には回生モードを最大限に利用する。

本実施形態にかかるインバータ４０の主回路は、Ｕ相上アームのスイッチング素子４１と、Ｕ相下アームのスイッチング素子４２と、Ｖ相上アームのスイッチング素子４３と、Ｖ相下アームのスイッチング素子４４と、Ｗ相上アームのスイッチング素子４５と、Ｗ相下アームのスイッチング素子４６を有する。

スイッチング素子４１、４２、４３、４４、４５、４６は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）や金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）などと、ダイオードを組み合わせて構成されている。例えば、スイッチング素子４１、４２、４３、４４、４５、４６に、ＩＧＢＴとダイオードを用いるならば、スイッチング素子４１、４２、４３、４４、４５、４６は、ＩＧＢＴのコレクタ側とダイオードのカソード側を接続し、ＩＧＢＴのエミッタ側とダイオードのアノード側を接続して構成される。本実施形態では、ＩＧＢＴとダイオードを用いる構成で説明する。

インバータ４０の主回路は、スイッチング素子４１と４２からなるＵ相直列回路と、スイッチング素子４３と４４からなるＶ層直列回路と、スイッチング素子４５と４６からなるＷ相直列回路と、を並列に接続した構成である。

スイッチング素子４１のＩＧＢＴは、スイッチング信号Ｓ_upに基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子４２のＩＧＢＴは、スイッチング信号Ｓ_unに基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子４３のＩＧＢＴは、スイッチング信号Ｓ_vpに基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子４４のＩＧＢＴは、スイッチング信号Ｓ_vnに基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子４５のＩＧＢＴは、スイッチング信号Ｓ_wpに基づいて、オンまたはオフする。スイッチング素子４６のＩＧＢＴは、スイッチング信号Ｓ_wnに基づいて、オンまたはオフする。

本実施形態にかかるインバータ制御装置１６０は、電流検出部１７０、３相／ｄ−ｑ軸変換部１８０、磁極位置検出部１９０、磁極位置推定部２００、モータ回転速度演算部２１０、ｄ−ｑ軸電流推定部２２０、ｄ−ｑ軸電流制御部２４０、ｄ−ｑ軸／３相変換部２５０、スイッチング信号生成部２６０、カウンタ２７０を有する。

インバータ制御装置１６０は、カウンタ２７０において、予め定められたマイコンのクロック周波数でカウントアップするカウント値ＣＮＴ₁を生成する。そして、インバータ制御装置１６０は、カウンタ２７０において、生成したカウント値ＣＮＴ₁が予め定められた中間値Ｍｉｄ₁と一致したときに、カウントアップするカウント値ＣＮＴ₂を生成する。

電流検出部１７０には、電流センサ５０で得られた３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1が入力される。電流検出部１７０は、インバータ４０のスイッチング周期Ｔ_swの複数回に１回の頻度で、３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1を検出する。電流検出部１７０は、相交流電流の検出値ｉ_u2、ｉ_v2、ｉ_w2を出力する。

３相／ｄ−ｑ軸変換部１８０には、電流検出部１７０で検出された相交流電流の検出値ｉ_u2、ｉ_v2、ｉ_w2が入力される。また、３相／ｄ−ｑ軸変換部１８０には、後述する磁極位置検出部１９０から出力された回転子６４の磁極位置の検出値θ_e2と、後述する磁極位置推定部２００から出力された回転子６４の磁極位置の推定値θ_e3とが入力される。３相／ｄ−ｑ軸変換部１８０は、モータ６０のｄ−ｑ軸電流ｉ_d2、ｉ_q2を算出する。

磁極位置検出部１９０には、磁極位置センサ７０で得られた回転子６４の磁極位置θ_e1が入力される。磁極位置検出部１９０は、インバータ４０のスイッチング周期Ｔ_swの複数回に１回の頻度で、回転子６４の磁極位置θ_e1を検出する。磁極位置検出部１９０は、回転子６４の磁極位置の検出値θ_e2を出力する。

磁極位置推定部２００には、磁極位置検出部１９０から出力された回転子６４の磁極位置の検出値θ_e2が入力される。磁極位置推定部２００は、磁極位置検出部１９０で既に検出した検出値θｅ２の過去値に基づいて、回転子６４の磁極位置の推定値θ_e3を算出する。なお、磁極位置検出部１９０で既に検出した検出値θｅ２の過去値ではなく、磁極位置推定部２００で既に算出した推定値θｅ３の過去値に基づいて、回転子６４の磁極位置の推定値θ_e3を算出する構成としてもよい。

モータ回転速度演算部２１０には、磁極位置検出部１９０から出力された検出値θ_e2と、磁極位置推定部２００で算出された推定値θ_e3と、が入力される。モータ回転速度演算部２１０は、回転子６４の電気角速度ω_eを算出する。

ｄ−ｑ軸電流推定部２２０には、３相／ｄ−ｑ軸変換部１８０で算出されたｄ−ｑ軸電流ｉ_d2、ｉ_q2と、モータ回転速度演算部２１０で算出された電気角速度ω_eと、が入力される。また、ｄ−ｑ軸電流推定部２２０には、後述するｄ−ｑ軸電流制御部２４０で既に生成されたｄ−ｑ軸電圧指令ｖ_d ^*、ｖ_q ^*の過去値が入力される。ｄ−ｑ軸電流推定部２２０は、ｄ−ｑ軸電流ｉ_d2、ｉ_q2の過去値、電気角速度ω_e、ｄ−ｑ軸電圧指令ｖ_d ^*、ｖ_q ^*の過去値、およびモータ６０の固定子に巻かれた３相巻線６１、６２、６３の抵抗値やインダクタンス等のモータパラメータに基づいて、ｄ−ｑ軸電流の推定値ｉ_d3、ｉ_q3を算出する。なお、３相／ｄ−ｑ軸変換部１８０で既に算出したｄ−ｑ軸電流ｉ_d2、ｉ_q2の過去値ではなく、ｄ−ｑ軸電流推定部２２０で既に算出したｄ−ｑ軸電流の推定値ｉ_d3、ｉ_q3の過去値に基づいて、ｄ−ｑ軸電流の推定値ｉ_d3、ｉ_q3を算出する構成としてもよい。

ｄ−ｑ軸電流制御部２４０には、３相／ｄ−ｑ軸変換部１８０で算出されたｄ−ｑ軸電流ｉ_d2、ｉ_q2と、ｄ−ｑ軸電流推定部２２０で算出されたｄ−ｑ軸電流の推定値ｉ_d3、ｉ_q3と、ｄ−ｑ軸電流指令ｉ_d ^*、ｉ_q ^*と、が入力される。ｄ−ｑ軸電流制御部２４０は、モータ６０に印加するｄ−ｑ軸電圧指令ｖ_d ^*、ｖ_q ^*を算出する。

ｄ−ｑ軸／３相変換部２５０には、ｄ−ｑ軸電流制御部２４０で算出されたｄ−ｑ軸電圧指令ｖ_d ^*、ｖ_q ^*と、磁極位置検出部１９０で検出された磁極位置の検出値θ_e2と、磁極位置推定部２００で算出された磁極位置の推定値θ_e3と、が入力される。ｄ−ｑ軸／３相変換部２５０は、モータ６０の固定子に巻かれた３相巻線６１、６２、６３に印加する３相交流電圧指令ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出する。

スイッチング信号生成部２６０には、ｄ−ｑ軸／３相変換部２５０で算出した３相交流電圧指令ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*が入力される。スイッチング信号生成部２６０は、スイッチング信号Ｓ_up、Ｓ_un、Ｓ_vp、Ｓ_vn、Ｓ_wp、Ｓ_wnを生成する。スイッチング信号Ｓ_up、Ｓ_un、Ｓ_vp、Ｓ_vn、Ｓ_wp、Ｓ_wnは、前述の通り、スイッチング素子４１、４２、４３、４４、４５、４６を構成するＩＧＢＴのオンとオフを制御する。

図２は、本実施形態に係るインバータ制御装置１６０のカウンタ２７０の処理手順を説明する図である。図２が説明する処理は、クロック信号に基づいて、後述する図３に示すようなカウント値ＣＮＴ₁及びＣＮＴ₂の波形を求めるための手順である。

ステップａ₁において、カウンタ２７０は、マイコンのクロック信号がＨｉｇｈからＬｏｗに変化したか否かを判定する。マイコンのクロック信号がＨｉｇｈからＬｏｗに変化した場合には、カウンタ２７０は、ステップａ₂を実行する。マイコンのクロック信号がＨｉｇｈからＬｏｗに変化していない場合は、カウンタ２７０は、ステップａ₁に戻る。

ステップａ₂において、カウンタ２７０は、現在のカウント値ＣＮＴ₁に正の所定値Ｘ₁を加算する（カウント値ＣＮＴ₁をカウントアップする）。続いて、カウンタ２７０は、ステップａ₃を実行する。

ステップａ₃において、カウンタ２７０は、ステップａ₂で算出したカウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁よりも大きいか否かを判定する。カウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁よりも大きい場合には、カウンタ２７０は、ステップａ₄を実行する。カウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁よりも大きくない場合には、カウンタ２７０は、ステップａ₅を実行する。

ステップａ₄において、カウンタ２７０は、カウント値ＣＮＴ₁を所定のボトム値Ｂｏｔ₁に設定する。続いて、カウンタ２７０は、ステップａ₅を実行する。

ステップａ₅において、カウンタ２７０は、カウント値ＣＮＴ₁が所定の中間値であるＭｉｄ₁に一致したか否かを判定する。ここで、所定の中間値Ｍｉｄ₁とは、所定のピーク値Ｐｋ₁と所定のボトム値Ｂｏｔ₁の中間値である。所定の中間値Ｍｉｄ₁は、（１）式を用いて予め設定されている。

カウント値ＣＮＴ₁が所定の中間値であるＭｉｄ₁に一致した場合には、カウンタ２７０は、ステップａ₆を実行する。カウント値ＣＮＴ₁が所定の中間値であるＭｉｄ₁に一致していない場合には、カウンタ２７０は、ステップａ₁に戻る。

ステップａ₆において、カウンタ２７０は、現在のカウント値ＣＮＴ₂に正の所定値Ｘ₂を加算する（カウント値ＣＮＴ₂をカウントアップする）。続いて、カウンタ２７０は、ステップａ₇を実行する。

ステップａ₇において、カウンタ２７０は、ステップａ₆で算出されたカウント値ＣＮＴ₂が所定のピーク値Ｐｋ₂よりも大きいか否かを判定する。ステップａ₆で算出されたカウント値ＣＮＴ₂が所定のピーク値Ｐｋ₂よりも大きい場合には、カウンタ２７０は、ステップａ₈を実行する。ステップａ₆で算出されたカウント値ＣＮＴ₂が所定のピーク値Ｐｋ₂よりも大きくない場合には、カウンタ２７０は、ステップａ₁に戻る。

ステップａ₈において、カウンタ２７０は、カウント値ＣＮＴ₂を所定のボトム値Ｂｏｔ２に設定する。続いて、カウンタ２７０は、ステップａ₁に戻る。

なお、上述した本実施例におけるカウンタ２７０では、ステップａ₁において、マイコンのクロック信号がＨｉｇｈからＬｏｗに変化した場合に、ステップａ₂以降の処理を実行するようにしたが、マイコンのクロック信号がＬｏｗからＨｉｇｈに変化した場合に、ステップａ₂以降の処理を実行するようにしてもよい。

所定のピーク値Ｐｋ₁、正の所定値Ｘ₁、所定のボトム値Ｂｏｔ₁は、インバータ４０のスイッチング周期Ｔ_swとカウント値ＣＮＴ₁の周期とが一致するように、（２）式で予め設定されている。なお、（２）式中のＴ_clkは、マイコンのクロック信号の周期である。

所定のピーク値Ｐｋ₂、正の所定値Ｘ₂、所定のボトム値Ｂｏｔ₂は、カウント値ＣＮＴ₁の周期に対するカウント値ＣＮＴ₂の周期が所定の倍数Ｍｕｌ₁となるように、（３）式で予め設定されている。

図３は、本実施形態に係るインバータ制御装置１６０のカウンタ２７０で生成したカウント値ＣＮＴ₁とＣＮＴ₂の波形を説明する図である。

上述したように、カウント値ＣＮＴ₁は、マイコンのクロック信号の立下りでカウントアップされる。そして、カウント値ＣＮＴ₁は、所定のピーク値Ｐｋ₁よりも大きくなったときに、所定のボトム値Ｂｏｔ₁にリセットされる。このように生成されたカウント値ＣＮＴ₁の周期は、インバータ４０のスイッチング周期Ｔ_swと一致する。

カウント値ＣＮＴ₂は、カウント値ＣＮＴ₁が所定の中間値Ｍｉｄ₁と一致したときにカウントアップされる。そして、カウント値ＣＮＴ₂は、所定のピーク値Ｐｋ₂よりも大きくなったときに、所定のボトム値Ｂｏｔ₂にリセットされている。このように生成されたカウント値ＣＮＴ₂の周期は、カウント値ＣＮＴ₁の周期に対して所定の倍数Ｍｕｌ₁になる。

本実施例では、所定の倍数Ｍｕｌ₁を３に設定したときのカウント値ＣＮＴ₂の波形を説明したが、所定の倍数Ｍｕｌ₁は３に限らず、２以上の整数であれば問題ない。

図４は、本実施形態に係るインバータ制御装置１６０の全体の処理手順を説明する図である。図４が示す処理は、Ｕ、Ｖ、Ｗの三相交流電流を検出する処理を、インバータ回路のスイッチング周期よりも長い周期であるカウント値ＣＮＴ₂の周期ごとに実行するための処理を表す。本実施例では、カウント値ＣＮＴ₂の値が所定のピーク値Ｐｋ₂から所定のボトム値Ｂｏｔ₂に変化したタイミングで、三相交流電流検出処理を行う（後述する図１０参照）。以下、処理手順を順番に説明する。

ステップｂ₁において、インバータ制御装置１６０は、カウンタ２７０で生成したカウント値ＣＮＴ₂が所定のピーク値Ｐｋ₂から所定のボトム値Ｂｏｔ₂に変化したか否かを判定する。カウント値ＣＮＴ₂がＰｋ₂からＢｏｔ₂に変化した場合には、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ₂を実行する。カウント値ＣＮＴ₂がＰｋ₂からＢｏｔ₂に変化していない場合には、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ₆を実行する。

ステップｂ₂において、インバータ制御装置１６０の電流検出部１７０は、電流センサ５０から出力されたＵ相交流電流ｉ_u1を検出する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ₃を実行する。

ステップｂ₃において、インバータ制御装置１６０の電流検出部１７０は、電流センサ５０から出力されたＶ相交流電流ｉ_v1を検出する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ₄を実行する。

ステップｂ₄において、インバータ制御装置１６０の電流検出部１７０は、電流センサ５０から出力されたＷ相交流電流ｉ_w1を検出する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ₅を実行する。なお、上述したステップｂ₂からｂ₄は、順番を入れ替えても問題ない。

ステップｂ₅において、インバータ制御装置１６０の磁極位置検出部１９０は、磁極位置センサ７０から出力された回転子６４の磁極位置θ_e1を検出する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ₁に戻る。

ステップｂ₆において、インバータ制御装置１６０は、後述する図５に示す処理を実行する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ₁に戻る。

ここで、カウンタ２７０で生成したカウント値ＣＮＴ₂が所定のピーク値Ｐｋ₂から所定のボトム値Ｂｏｔ₂に変化した場合には、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ₆よりも優先的に、ステップｂ₂からｂ₅を実施する。すなわち、インバータ制御装置１６０は、後述する図５に示す処理を実行している最中であっても、カウント値ＣＮＴ₂がＰｋ₂からＢｏｔ₂に変化した場合には、図５に示す処理を停止し、ステップｂ₂からｂ₅を優先的に実行する。そして、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ₂からｂ₅を終了させた後に、図５に示す処理を再開する。

このように、ステップｂ₂からｂ₅をステップｂ₆よりも優先的に実行することにより、カウント値ＣＮＴ₂が所定のピーク値Ｐｋ₂から所定のボトム値Ｂｏｔ₂に変化した場合には必ず、３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1と、磁極位置θ_e1を検出することができる。

また、カウント値ＣＮＴ₂がＰｋ₂からＢｏｔ₂に変化した場合に３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1と磁極位置θ_e1を検出することにより、３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1と磁極位置θ_e1の検出頻度を、インバータ４０のスイッチング周期Ｔ_swの複数回に１回の頻度に低減することができる。例えば、所定の倍数Ｍｕｌ₁を予め３に設定した場合には、インバータ４０のスイッチング周期Ｔ_swの３回に１回の頻度で、３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1と磁極位置θ_e1を検出することができる。

また、インバータ制御装置１６０のスイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ₁からｂ₆と同時に、ステップｂ₇において、インバータ４０の各相上下アームのスイッチング素子４１〜４６を構成するＩＧＢＴのスイッチング信号Ｓ_up、Ｓ_un、Ｓ_vp、Ｓ_vn、Ｓ_wp、Ｓ_wnを生成する。ステップｂ₇におけるスイッチング信号を生成する詳細な手順は、図６乃至図８にて後述する。

図５は、図４に示したステップｂ₆の処理を説明する図である。図５が表す処理は、三相交流電流を検出しない期間におけるインバータ制御装置１６０の処理手順を示すものである。本実施例では、インバータ制御装置１６０は、インバータ回路のスイッチング周期と同じ周期で、デューティ設定処理を実行し、そして三相交流電流を検出しない期間において磁極位置推定処理及び電流推定処理を実行する動作を基本とする（後述する図１０参照）。以下、処理手順を順番に説明する。

ステップｂ_6-1において、インバータ制御装置１６０は、カウンタ２７０で生成したカウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁から所定のボトム値Ｂｏｔ₁に変化したか否かを判定する。カウント値ＣＮＴ₁がＰｋ₁からＢｏｔ₁に変化した場合には、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-2を実行する。

ステップｂ_6-2において、インバータ制御装置１６０は、後述するステップｂ_6-7により演算した閾値Ｕ_onof、Ｕ_ofon、Ｖ_onof、Ｖ_ofon、Ｗ_onof、Ｗ_ofonを、デューティとして設定する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-3を実行する。

ここで、閾値Ｕ_onof、Ｖ_onof、Ｗ_onofは、インバータ４０の各相上アームのスイッチング素子４１、４３、４５を構成するＩＧＢＴのスイッチング状態をオンにするとともに、インバータ４０の各相下アームのスイッチング素子４２、４４、４６を構成するＩＧＢＴのスイッチング状態をオフにするための閾値である。また、閾値Ｕ_ofon、Ｖ_ofon、Ｗ_ofonは、インバータ４０の各相上アームのスイッチング素子４１、４３、４５を構成するＩＧＢＴのスイッチング状態をオフにするとともに、インバータ４０の各相下アームのスイッチング素子４２、４４、４６を構成するＩＧＢＴのスイッチング状態をオンにするための閾値である。

上述した図４のステップｂ７において、インバータ制御装置１６０のスイッチング信号生成部２６０は、閾値Ｕ_onofに基づいて、スイッチング信号Ｓ_upをオンに設定するとともに、スイッチング信号Ｓ_unをオフに設定する。また、閾値Ｕ_ofonに基づいて、スイッチング信号Ｓ_upをオフに設定するとともに、スイッチング信号Ｓ_unをオンに設定する。同様にして、閾値Ｖ_onof、Ｖ_ofonに基づいて、スイッチング信号Ｓ_vp、Ｓ_vnのオン・オフを設定し、閾値Ｗ_onof、Ｗ_ofonに基づいて、スイッチング信号Ｓ_wp、Ｓ_wnのオン・オフを設定する。

ステップｂ_6-3において、インバータ制御装置１６０は、カウンタ２７０で生成したカウント値ＣＮＴ₂が所定のボトム値Ｂｏｔ₂に一致しているか否かを判定する。カウント値ＣＮＴ₂が所定のボトム値Ｂｏｔ₂に一致している場合には、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-4を実行する。カウント値ＣＮＴ₂が所定のボトム値Ｂｏｔ₂に一致していない場合には、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-9を実行する。

ステップｂ_6-4において、インバータ制御装置１６０の３相／ｄ−ｑ軸変換部１８０は、上述した図４のステップｂ₂からｂ₅で検出した、３相交流電流の検出値ｉ_u2、ｉ_v2、ｉ_w2と、磁極位置の検出値θ_e2を（４）式に代入し、モータ６０のｄ−ｑ軸電流ｉ_d2、ｉ_q2を算出する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-5を実行する。

ステップｂ_6-5において、インバータ制御装置１６０のｄ−ｑ軸電流制御部２４０は、ｄ−ｑ軸電流指令ｉ_d ^*、ｉ_q ^*と、ステップｂ_6-4で算出したｄ−ｑ軸電流ｉ_d2、ｉ_q2を（５）式に代入し、ｄ−ｑ軸電流偏差Δｉ_d2、Δｉ_q2を算出する。

また、ステップｂ_6-5において、インバータ制御装置１６０のｄ−ｑ軸電流制御部２４０は、（５）式で算出したｄ−ｑ軸電流偏差Δｉ_d2、Δｉ_q2と、所定のｄ−ｑ軸比例ゲインＧ_pd、Ｇ_pqと、所定のｄ−ｑ軸積分ゲインＧ_id、Ｇ_iqとを（６）式に代入し、ｄ−ｑ軸電圧指令ｖ_d ^*、ｖ_q ^*を算出する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-6を実行する。ここで、インバータ制御装置１６０に用いる数式は、離散系で表した方が望ましいが、説明を簡単化するために、本実施例では、連続系の数式を用いて説明する。

ステップｂ_6-6において、インバータ制御装置１６０のｄ−ｑ軸／３相変換部２５０は、ステップｂ_6-5で算出したｄ−ｑ軸電圧指令ｖ_d ^*、ｖ_q ^*と、上述した図４のステップｂ₅で検出した回転子６４の磁極位置の検出値θ_e2を（７）式に代入し、３相交流電圧指令ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-7を実行する。

ステップｂ_6-7において、インバータ制御装置１６０のスイッチング信号生成部２６０は、所定の中間値Ｍｉｄ₁と、インバータ４０の入力電圧Ｖ_dcと、ステップｂ_6-6で算出した３相交流電圧指令ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*と、所定のピーク値Ｐｋ₁と、所定のボトム値Ｂｏｔ₁とを（８）式に代入し、閾値Ｕ_ofon、Ｖ_ofon、Ｗ_ofonを算出する。

また、ステップｂ_6-7において、インバータ制御装置１６０のスイッチング信号生成部２６０は、（８）式と同様に、（９）式に基づいて、閾値Ｕ_onof、Ｖ_onof、Ｗ_onofを算出する。続いて、ンバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-8を実行する。

ステップｂ_6-8において、インバータ制御装置１６０は、フェールセーフなどのその他の処理を実行する。その後、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-1に戻って処理を実行する。

ステップｂ_6-9において、インバータ制御装置１６０の磁極位置推定部２００は、カウンタ２７０で生成したカウント値ＣＮＴ₂が所定のボトム値Ｂｏｔ₂に正の所定値Ｘ₂を加算した値と等しいか否かを判定する。カウント値ＣＮＴ₂がＢｏｔ₂にＸ₂を加算した値と等しい場合には、磁極位置推定部２００は、図４のステップｂ₅により既に検出した磁極位置の検出値θ_e2の中の最新値θ_e2old1と、本ステップ（ステップｂ_6-9）により既に算出した磁極位置の推定値θ_e3の中の最新値θ_e3old1を（１０）式に代入し、モータ６０の回転子６４の磁極位置の推定値θ_e3を算出する。これは、カウント値ＣＮＴ₂がＢｏｔ₂にＸ₂を加算した値と等しい場合は、カウント値ＣＮＴ₂が最後にＰｋ₂からＢｏｔ₂に変化した後、最初に磁極位置推定処理を実行することになるため、磁極位置の推定値θ_e3より磁極位置の検出値θ_e2の方が最新の値であるからである。

一方、ステップｂ_6-9において、カウント値ＣＮＴ₂がＢｏｔ₂にＸ₂を加算した値と等しくない場合には、磁極位置推定部２００は、カウント値ＣＮＴ₂がＢｏｔ₂に正の所定値Ｘ₂の２倍の値を加算した値と等しいか否かを判定する。カウント値ＣＮＴ₂がＢｏｔ₂にＸ₂の２倍の値を加算した値と等しい場合には、磁極位置推定部２００は、図４のステップｂ₅により既に検出した磁極位置の検出値θ_e2の中の最新値θ_e2old1と、本ステップ（ステップｂ_6-9）により既に算出した磁極位置の推定値θ_e3の中の最新値θ_e3old1を（１１）式に代入し、モータ６０の回転子６４の磁極位置の推定値θ_e3を算出する。

カウント値ＣＮＴ₂がＢｏｔ₂にＸ₂の２倍の値を加算した値と等しくない場合には、磁極位置推定部２００は、本ステップ（ステップｂ_6-9）により既に算出した磁極位置の推定値θ_e3の中の最新値θ_e3old1と、本ステップにより既に算出した磁極位置の推定値θ_e3の中の２番目に新しい値θ_e3old2を（１２）式に代入し、磁極位置の推定値θ_e3を算出する。

以上説明したように、ステップｂ_6-9において、インバータ制御装置１６０の磁極位置推定部２００は、カウンタ２７０で生成したカウント値ＣＮＴ₂の状態に応じて、上述した（１０）式から（１２）式のいずれかを用いて、モータ６０の回転子６４の磁極位置の推定値θ_e3を算出する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-10を実行する。

ステップｂ_6-10において、インバータ制御装置１６０のモータ回転速度演算部２１０は、ステップｂ_6-9により算出した回転子６４の磁極位置の推定値θ_e3を（１３）式に代入し、回転子６４の電気角速度ω_eを算出する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-11を実行する。

ステップｂ_6-11において、インバータ制御装置１６０のｄ−ｑ軸電流推定部２２０は、カウンタ２７０で生成したカウント値ＣＮＴ₂が所定のボトム値Ｂｏｔ₂に正の所定値Ｘ₂を加算した値と等しいか否かを判定する。カウント値ＣＮＴ₂がＢｏｔ₂にＸ₂を加算した値と等しい場合には、ｄ−ｑ軸電流推定部２２０は、ステップｂ_6-4により既に演算したｄ−ｑ軸電流ｉ_d2、ｉ_q2の中の最新値ｉ_d2old1、ｉ_q2old1と、ステップｂ_6-10により算出した回転子６４の電気角速度ω_eと、ステップｂ_6-5により既に算出したｄ−ｑ軸電圧指令ｖ_d ^*、ｖ_q ^*の中の最新値ｖ_dold1 ^*、ｖ_qold1 ^*と、あらかじめインバータ制御装置のメモリ（不図示）に記憶させておいたモータ６０の３相巻線６１、６２、６３の抵抗値Ｒと、ｄ−ｑ軸インダクタンスＬ_d、Ｌ_qと、誘起電圧定数Ｋ_eとを（１４）式に代入し、ｄ−ｑ軸電流の推定値_id3、ｉ_q3を算出する。

一方、カウント値ＣＮＴ₂がＢｏｔ₂にＸ₂を加算した値と等しくない場合には、ｄ−ｑ軸電流推定部２２０は、本ステップ（ステップｂ_6-11）により既に算出したｄ−ｑ軸電流の推定値ｉ_d3、ｉ_q3の中の最新値ｉ_d3old1、ｉ_q3old1と、ステップｂ_6-10により算出した回転子６４の電気角速度ω_eと、ステップｂ_6-5により既に算出したｄ−ｑ軸電圧指令ｖ_d ^*、ｖ_q ^*の中の最新値ｖ_dold1 ^*、ｖ_qold1 ^*と、あらかじめインバータ制御装置のメモリ（不図示）に記憶させておいたモータ６０の３相巻線６１、６２、６３の抵抗値Ｒと、ｄ−ｑ軸インダクタンスＬ_d、Ｌ_qと、誘起電圧定数Ｋ_eを（１５）式に代入し、ｄ−ｑ軸電流の推定値ｉ_d3、ｉ_q3を算出する。

また、上記の（１４）式および（１５）式に代入するモータ６０の３相巻線６１、６２、６３の抵抗値Ｒと、ｄ−ｑ軸インダクタンスＬ_d、Ｌ_qは、モータ６０の固定子の温度に対応させて予めインバータ制御装置のメモリ（不図示）に記憶させておき、サーミスタなどで検出したモータ６０の固定子の温度に対応した値を代入することとしても良い。

また、３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1を検出しない期間のｄ−ｑ軸電流を推定することができれば、（１４）式および（１５）式に限らず、他のｄ−ｑ軸電流推定式を用いても問題ない。

ステップｂ_6-11においてｄ−ｑ軸電流を推定した後、ｄ−ｑ軸電流制御部２４０は、ステップｂ_6-5において、ｄ−ｑ軸電流偏差Δｉ_d3、Δｉ_q3を算出する。ｄ−ｑ軸電流偏差Δｉ_d3、Δｉ_q3は、ｄ−ｑ軸電流指令ｉ_d ^*、ｉ_q ^*と、ステップｂ_6-11で算出したｄ−ｑ軸電流の推定値ｉ_d3、ｉ_q3を（１６）式に代入して算出する。

また、ステップｂ_6-5において、ｄ−ｑ軸電流制御部２４０は、（１６）式で算出したｄ−ｑ軸電流偏差Δｉ_d3、Δｉ_q3と、所定のｄ−ｑ軸比例ゲインＧ_pd、Ｇ_pqと、所定のｄ−ｑ軸積分ゲインＧ_id、Ｇ_iqを（１７）式に代入し、ｄ−ｑ軸電圧指令ｖ_d ^*、ｖ_q ^*を算出する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-6を実行する。

ステップｂ_6-6において、ｄ−ｑ軸／３相変換部２５０は、ステップｂ_6-5により算出したｄ−ｑ軸電圧指令ｖ_d ^*、ｖ_q ^*と、ステップｂ_6-9により算出した回転子６４の磁極位置の推定値θ_e3を（１８）式に代入し、３相交流電圧指令ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*を算出する。続いて、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-7を実行する。

ステップｂ_6-7において、スイッチング信号生成部２６０は、上述したように、（８）式および（９）式に基づいて閾値Ｕ_ofon、Ｖ_ofon、Ｗ_ofon、Ｕ_onof、Ｖ_onof、Ｗ_onofを算出する。そして、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-8において、上述したように、フェールセーフなどのその他の処理を実行する。その後、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ６−１に戻って処理を実行する。

図６は、図４に示したステップｂ₇の処理において、インバータ４０のＵ相上下アームのスイッチング信号Ｓ_up、Ｓ_unの生成手順を説明する図である。図６に示される処理は、後述する図９の波形に示されるように、カウント値ＣＮＴ１と閾値Ｕ_ofon及びＵ_onofを比較して、スイッチング信号Ｓ_up及びＳ_unの波形を算出する処理である。

インバータ４０のＵ相上下アームのスイッチング素子４１、４２のＩＧＢＴの上下アーム短絡を防止するためには、スイッチング信号Ｓ_upとスイッチング信号Ｓ_unにデッドタイムを設定することが望ましいが、本実施例では、デッドタイムを省略して説明する。

ステップｂ_7-1において、インバータ制御装置１６０のスイッチング信号生成部２６０は、上述した図５のステップｂ_6-7において演算した閾値Ｕ_ofonが、（１）式により設定した所定の中間値Ｍｉｄ₁よりも大きいか否かを判定する。閾値Ｕ_ofonが所定の中間値Ｍｉｄ₁よりも大きい場合には、スイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ_7-2を実行する。閾値Ｕ_ofonが所定の中間値Ｍｉｄ₁よりも大きくない場合には、スイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ_7-11を実行する。

ステップｂ_7-2において、スイッチング信号生成部２６０は、図５のステップｂ_6-7において演算した閾値Ｕ_onofが、（１）式により設定した所定の中間値Ｍｉｄ₁よりも小さいか否かを判定する。閾値Ｕ_onofが所定の中間値Ｍｉｄ₁よりも小さい場合には、スイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ_7-3を実行する。閾値Ｕ_onofが所定の中間値Ｍｉｄ₁よりも小さくない場合には、スイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ_7-9を実行する。

ステップｂ_7-3において、スイッチング信号生成部２６０は、カウンタ２７０で生成したカウント値ＣＮＴ₁が、閾値Ｕ_ofon以上であるか否かを判定する。カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｕ_ofon以上である場合には、スイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ_7-4を実行する。カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｕ_ofon以上ではない場合には、スイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ_7-6を実行する。

ステップｂ_7-4において、スイッチング信号生成部２６０は、インバータ４０のＵ相上アームのスイッチング素子４１を構成するＩＧＢＴのスイッチング信号Ｓ_upをオフに設定する。続いて、スイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ_7-5において、インバータ４０のＵ相下アームのスイッチング素子４２を構成するＩＧＢＴのスイッチング信号Ｓ_unをオンに設定する。その後、インバータ制御装置１６０は、処理がステップｂ_7-1に戻る。

ステップｂ_7-6において、スイッチング信号生成部２６０は、カウンタ２７０で生成したカウント値ＣＮＴ₁が、閾値Ｕ_onof以上であるか否かを判定する。カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｕ_onof以上である場合には、スイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ_7-7を実行する。カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｕ_onof以上ではない場合には、スイッチング信号生成部２６０は、処理がステップｂ_7-1に戻る。

ステップｂ_7-7において、スイッチング信号生成部２６０は、インバータ４０のＵ相下アームのスイッチング素子４２を構成するＩＧＢＴのスイッチング信号Ｓ_unをオフに設定する。続いて、スイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ_7-8において、インバータ４０のＵ相上アームのスイッチング素子４１を構成するＩＧＢＴのスイッチング信号Ｓ_upをオンに設定する。その後、インバータ制御装置１６０は、処理がステップｂ_7-1に戻る。

ステップｂ_7-9において、スイッチング信号生成部２６０は、インバータ４０のＵ相上アームのスイッチング素子４１を構成するＩＧＢＴのスイッチング信号Ｓ_upをオフに設定する。続いて、スイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ_7-10において、インバータ４０のＵ相下アームのスイッチング素子４２を構成するＩＧＢＴのスイッチング信号Ｓ_unをオンに設定する。その後、インバータ制御装置１６０は、処理がステップｂ_7-1に戻る。

ステップｂ_7-11において、スイッチング信号生成部２６０は、インバータ４０のＵ相上アームのスイッチング素子４１を構成するＩＧＢＴのスイッチング信号Ｓ_upをオフに設定する。続いて、スイッチング信号生成部２６０は、ステップｂ_7-12において、インバータ４０のＵ相下アームのスイッチング素子４２を構成するＩＧＢＴのスイッチング信号Ｓ_unをオンに設定する。その後、インバータ制御装置１６０は、処理がステップｂ_7-1に戻る。

図７は、図４に示したステップｂ₇の処理において、インバータ４０のＶ相上下アームのスイッチング信号Ｓ_vp、Ｓ_vnの生成手順を説明する図である。図７に示される手順は、図６においてインバータ４０のＵ相上下アームのスイッチング信号Ｓ_up、Ｓ_unの生成手順と同様にして説明されるため、詳細な説明は省略する。

図８は、図４に示したステップｂ₇の処理において、インバータ４０のＷ相上下アームのスイッチング信号Ｓ_wp、Ｓ_wnの生成手順を説明する図である。図８に示される手順は、図６においてインバータ４０のＵ相上下アームのスイッチング信号Ｓ_up、Ｓ_unの生成手順と同様にして説明されるため、詳細な説明は省略する。

図９は、図６から図８に示した手順に基づいて生成したスイッチング信号Ｓ_up、Ｓ_un、Ｓ_vp、Ｓ_vn、Ｓ_wp、Ｓ_wnと、３相巻線６１、６２、６３に流れる３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1の波形とを説明する図である。

スイッチング信号Ｓ_upのスイッチング状態は、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｕ_onof以上になった瞬間にオフからオンに変化し、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｕ_ofon以上になった瞬間にオンからオフに変化する。スイッチング信号Ｓ_unのスイッチング状態は、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｕ_onof以上になった瞬間にオンからオフに変化し、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｕ_ofon以上になった瞬間にオフからオンに変化する。

スイッチング信号Ｓ_vpのスイッチング状態は、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｖ_onof以上になった瞬間にオフからオンに変化し、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｖ_ofon以上になった瞬間にオンからオフに変化する。スイッチング信号Ｓ_vnのスイッチング状態は、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｖ_onof以上になった瞬間にオンからオフに変化し、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｖ_ofon以上になった瞬間にオフからオンに変化する。

スイッチング信号Ｓ_wpのスイッチング状態は、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｗ_onof以上になった瞬間にオフからオンに変化し、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｗ_ofon以上になった瞬間にオンからオフに変化する。スイッチング信号Ｓ_wnのスイッチング状態は、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｗ_onof以上になった瞬間にオンからオフに変化し、カウント値ＣＮＴ₁が閾値Ｗ_ofon以上になった瞬間にオフからオンに変化する。

スイッチング信号Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐを上述のように生成することにより、スイッチング信号Ｓ_up、Ｓ_vp、Ｓ_wpの全てがオン状態となる期間の中間の時刻ｔ₂において、カウント値ＣＮＴ₁は、所定の中間値Ｍｉｄ₁と一致する。

ここで、Ｓ_up、Ｓ_vp、Ｓ_wpの全てがオン状態となる時刻は、図中のｔ₁であり、その後いずれかのスイッチング信号がオフ状態となる時刻は、図中のｔ₃である。時刻ｔ₂は、時刻ｔ₁と時刻ｔ₃の中間の時刻である。また、モータ６０の固定子に巻かれたＵ相巻線６１に流れるＵ相交流電流ｉ_u1と、Ｖ相巻線６２に流れるＶ相交流電流ｉ_v1とは、電流が順方向に流れ、Ｗ相巻線６３に流れるＷ相交流電流ｉ_w1は、電流が逆方向に流れている状態とする。

Ｕ相交流電流ｉ_u1は、時刻ｔ₁から低下し始め、時刻ｔ₃で上昇し始める。また、Ｕ相交流電流ｉ_u1は、時刻ｔ₂において、時刻ｔ₁で得られるＵ相交流電流ｉ_u1の電流値と、時刻ｔ₃で得られるＵ相交流電流ｉ_u1の電流値との平均値となる。

本実施例では、図４で示したように、カウント値ＣＮＴ₂が所定のピーク値Ｐｋ₂から所定のボトム値Ｂｏｔ₂に変化した時に、Ｕ相交流電流ｉ_u1を検出している。すなわち、カウント値ＣＮＴ₁が所定の中間値Ｍｉｄ₁と一致した時に、Ｕ相交流電流ｉ_u1の平均値を検出している。これにより、Ｕ相交流電流ｉ_u1の脈動に影響されることなく、Ｕ相交流電流ｉ_u1の基本波成分を制御することができる。

また、Ｖ相交流電流ｉ_v1は、時刻ｔ₁から低下し始め、時刻ｔ₃で上昇し始める。Ｖ相交流電流ｉ_v1は、時刻ｔ₂において、時刻ｔ₁で得られるＶ相交流電流ｉ_v1の電流値と、時刻ｔ₃で得られるＶ相交流電流ｉ_v1の電流値との平均値となる。

本実施例では、図４で示したように、カウント値ＣＮＴ₂が所定のピーク値Ｐｋ₂から所定のボトム値Ｂｏｔ₂に変化した時に、Ｖ相交流電流ｉ_v1を検出している。すなわち、カウント値ＣＮＴ₁が所定の中間値Ｍｉｄ₁と一致した時に、Ｖ相交流電流ｉ_v1の平均値を検出している。これにより、Ｖ相交流電流ｉ_v1の脈動に影響されることなく、Ｖ相交流電流ｉ_v1の基本波成分を制御することができる。

また、Ｗ相交流電流ｉ_w1は、時刻ｔ１から上昇し始め、時刻ｔ３で下降し始める。Ｗ相交流電流ｉ_w1は、時刻ｔ₂において、時刻ｔ₁で得られるＷ相交流電流ｉ_w1の電流値と、時刻ｔ₃で得られるＷ相交流電流ｉ_w1電流値との平均値となる。

本実施例では、図４で示したように、カウント値ＣＮＴ₂が所定のピーク値Ｐｋ₂から所定のボトム値Ｂｏｔ₂に変化した時に、Ｗ相交流電流ｉ_w1を検出している。すなわち、カウント値ＣＮＴ₁が所定の中間値Ｍｉｄ₁と一致した時に、Ｗ相交流電流ｉ_w1の平均値を検出している。これにより、Ｗ相交流電流ｉ_w1の脈動に影響されることなく、Ｗ相交流電流ｉ_w1の基本波成分を制御することができる。

本実施例では、インバータ４０のスイッチング１周期における、３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1の平均値を検出する方法として、スイッチング信号Ｓ_up、Ｓ_vp、Ｓ_wpが全てオンになった瞬間から何れかのスイッチング信号がオフになるまでの中間点で３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1を検出する方法を説明した。しかし、３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1の平均値を検出する方法はこれに限られず、例えば、スイッチング信号Ｓ_un、Ｓ_vn、Ｓ_wnが全てオンになった瞬間から何れかのスイッチング信号がオフになるまでの中間点で３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1を検出する方法としてもよい。

図１０は、図４から図９に示した本実施形態に係るインバータ制御装置１６０の処理手順について、それぞれの処理期間を説明する図である。ここでは、便宜上、期間Ａ₁、Ｂ₁、Ｃ₁、Ｄ₁と分けて説明をする。期間Ａ₁ないしＤ₁は、インバータ４０のスイッチング周期Ｔ_swと同じ周期の期間である。図１０には、カウント値ＣＮＴ₁及びＣＮＴ₂の波形と、３相交流電流の検出期間、磁極位置の検出期間、磁極位置推定処理期間、モータ回転速度演算処理期間、ｄ−ｑ軸電流推定処理期間、３相／ｄ−ｑ軸変換処理期間、ｄ−ｑ軸電流制御処理期間、ｄ−ｑ軸／３相変換処理期間、デューティ演算処理期間、その他の演算処理期間、デューティの設定期間が図示されている。これらについて、期間Ａ₁から期間Ｂ₁へ切り替わった時刻から順番に説明する。

まず、インバータ制御装置１６０は、カウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁から所定のボトム値Ｂｏｔ₁に変化した瞬間において、図５のステップｂ_6-2に基づき、デューティ設定処理を実行する。そして、カウント値ＣＮＴ₂が所定のボトム値Ｂｏｔ₂であるため、インバータ制御装置１６０は、ステップ_6-4に基づき、３相／ｄ−ｑ軸変換処理を実行する。その後は、図５に示されるように、ｄ−ｑ軸電流制御処理（ステップｂ_6-5）、ｄ−ｑ軸／３相変換処理（ステップｂ_6-6）、デューティ演算処理（ステップｂ_6-7）、フェールセーフ等のその他の処理（ステップｂ_6-8）を順次実行していく。

次に、カウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁から所定のボトム値Ｂｏｔ₁に変化して、期間Ｂ₁から期間Ｃ₁へと移行する。インバータ制御装置１６０は、カウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁から所定のボトム値Ｂｏｔ₁に変化した瞬間において、図５のステップｂ_6-2に基づき、デューティ設定処理を実行する。

カウント値ＣＮＴ₂が所定のボトム値Ｂｏｔ₂と一致しないので、インバータ制御装置１６０は、次はステップｂ_6-9を実行する。カウント値ＣＮＴ₂がＢｏｔ₂にＸ₂を加算した値と等しいので、インバータ制御装置１６０は、ステップｂ_6-9では、（１０）式に基づいてモータ６０の回転子６４の磁極位置の推定値θ_e3を算出する。その後、インバータ制御装置１６０は、モータ回転速度演算処理（ステップｂ_6-10）を実行し、（１４）式に基づいてｄ−ｑ軸電流推定処理（ステップｂ_6-11）を実行する。ステップｂ_6-11における（１４）式の演算では、期間Ｂ₁における３相／ｄ−ｑ軸変換処理（ステップｂ_6-4）により既に演算したｄ−ｑ軸電流の最新値ｉ_d2old1、ｉ_q2old1と、期間Ｂ₁におけるｄ−ｑ軸電流推定処理（ステップｂ_6-5）により既に算出したｄ−ｑ軸電圧指令の最新値ｖ_dold1 ^*、ｖ_qold1 ^*と、が用いられる。

そして、インバータ制御装置１６０は、ｄ−ｑ軸電流制御処理（ステップｂ_6-5）、ｄ−ｑ軸／３相変換処理（ステップｂ_6-6）、デューティ演算処理（ステップｂ_6-7）、フェールセーフ等のその他の処理（ステップｂ_6-8）を順次実行していく。

次に、カウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁から所定のボトム値Ｂｏｔ₁に変化して、期間Ｃ₁から期間Ｄ₁へと移行する。なお、図１０に示した期間Ｄ₁と期間Ａ₁とは、同じ処理である。インバータ制御装置１６０は、カウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁から所定のボトム値Ｂｏｔ₁に変化した瞬間において、図５のステップｂ_6-2に基づき、デューティ設定処理を実行する。

続いてインバータ制御装置１６０は、期間Ｃ₁と同様にして、磁極位置推定処理（ステップｂ_6-9）から順次ステップを実行していく。期間Ｄ₁においては、磁極位置推定処理（ステップｂ_6-9）は（１１）式に基づき実行され、ｄ−ｑ軸電流推定処理（ステップｂ_6-11）は（１５）式に基づいて実行される。

しかし、期間Ｄ₁（Ａ₁）では、ｄ−ｑ軸電流制御処理（ステップｂ_6-5）を実行した後、ステップｂ_6-6に基づいてｄ−ｑ軸／３相変換処理を実行しようとするが、カウント値ＣＮＴ₂が所定のピーク値Ｐｋ₂から所定のボトム値Ｂｏｔ₂に変化したため、３相交流電流検出処理を実行する（図４のステップｂ₂〜ｂ₄）。そしてインバータ制御装置１６０は、磁極位置検出処理（ステップｂ₅）を実行する。

磁極位置検出処理（ステップｂ₅）を実行した後は、インバータ制御装置１６０は、図５のステップｂ_6-6に移行し、ｄ−ｑ軸／３相変換処理を実行する。その後は順次、デューティ演算処理（ステップｂ_6-7）を実行し、フェールセーフ等のその他の処理（ステップｂ_6-8）を実行しようとする。しかし、カウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁から所定のボトム値Ｂｏｔ₁に変化した（期間Ａ₁から期間Ｂ₁に切り替わった）ため、フェールセーフ等のその他の処理（ステップｂ_6-8）を実行せず、デューティ設定処理を実行している（ステップｂ_6-2）。

その後は、インバータ制御装置１６０は、期間Ｂ₁について上述した処理と同様にして、処理を繰り返すため、説明を省略する。

続いて、比較例として、カウント値ＣＮＴ₁と所定の中間値Ｍｉｄ₁が一致する毎に、３相交流電流と磁極位置を検出した場合のインバータ制御装置１６０の演算処理について説明する。

図１１は、インバータ制御装置１６０の処理手順の比較例について、それぞれの処理期間を説明する図である。図１１には、カウント値ＣＮＴ₁の波形と、３相交流電流の検出期間、磁極位置の検出期間、３相／ｄ−ｑ軸変換処理期間、ｄ−ｑ軸電流制御処理期間、ｄ−ｑ軸／３相変換処理期間、デューティ演算処理期間、その他の演算処理期間、デューティの設定期間が図示されている。これらについて、期間Ａ₂から期間Ｂ₂へ切り替わった時刻から順番に説明する。

まず、インバータ制御装置１６０は、カウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁から所定のボトム値Ｂｏｔ₁に変化した瞬間において、デューティ設定処理を実行する。そして、本実施系他のインバータ制御装置１６０（図１０）と同様に、３相／ｄ−ｑ軸変換処理、ｄ−ｑ軸電流制御処理、ｄ−ｑ軸／３相変換処理、デューティ演算処理を順次実行していく。

続いて、カウント値ＣＮＴ₁と所定の中間値Ｍｉｄ₁が一致したため、３相交流電流検出処理と、磁極位置検出処理を実行する。そしてその後、インバータ制御装置１６０は、フェールセーフ等のその他の処理を実行する。

そして、インバータ制御装置１６０は、カウント値ＣＮＴ₁が所定のピーク値Ｐｋ₁から所定のボトム値Ｂｏｔ₁に変化した瞬間に、その他の処理を中断し、デューティ設定処理の実行に移行する。図１１に示した期間Ａ₂と期間Ｃ₂と期間Ｄ₂は、期間Ｂ₂と同じ処理であるため、説明を省略する。

このように、カウント値ＣＮＴ₁と所定の中間値Ｍｉｄ₁が一致する毎に、３相交流電流と磁極位置を検出する方法では、カウント値ＣＮＴ₁の１周期内において、その他の演算処理のために確保できる時間が短くなる。このため、フェールセーフなどの信頼性にかかわる重要な処理を、カウント値ＣＮＴ₁の１周期内で処理しきれない場合があり、信頼性を著しく低下させる問題がある。

また、フェールセーフなどの信頼性にかかわる重要な処理を、カウント値ＣＮＴ₁の１周期内で処理しきれない場合には、カウント値ＣＮＴ₁の複数周期に跨って処理を分割する方法もあるが、演算処理手順や演算タイミングなどのタスク管理が複雑化するとともに、各期間の演算内容を把握することが困難となり、やはり、安全性および信頼性を著しく低下させる問題がある。

一方で、本実施形態に係るインバータ制御装置１６０では、上述したような処理を実行することにより、フェールセーフ等のその他の演算処理を実行するための時間を十分に確保することができる。特に、３相交流電流および磁極位置を検出した期間（Ａ₁）の次の期間である期間（Ｂ₁）において、フェールセーフ等のその他の演算処理を実行するための時間を十分に確保することができる。したがって、フェールセーフなどの信頼性にかかわる重要な処理を期間Ｂ₁で実行することにより、カウント値ＣＮＴ₁の１周期内で演算処理を完了させることができるため、安全性および信頼性を向上することができる。

また、３相交流電流ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1および磁極位置θ_e1を検出しない期間である期間Ｂ₁や期間Ｃ₁におけるｄ−ｑ軸電流と磁極位置を推定することにより、期間Ｂ₁や期間Ｃ₁においてｄ−ｑ軸電流指令やｄ−ｑ軸電流が変化した場合においても、ｄ−ｑ軸電流指令やｄ−ｑ軸電流の変化分を補償するようにインバータの電圧指令を生成することができる。これにより、３相交流電流および磁極位置を検出しない期間に、ｄ−ｑ軸電流指令やｄ−ｑ軸電流が変化した場合においても、モータのトルクリプルを抑制することができる。

本実施形態にかかるインバータ制御装置１６０は、上述したように、インバータのスイッチング周期よりも長い周期でモータ電流と磁極位置を検出する。そして、モータ電流を検出しない期間ではモータ電流を推定し、推定したモータ電流を電流指令値に一致させるようにスイッチング信号Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎを生成する。したがって、本実施形態にかかるインバータ制御装置１６０は、インバータ４０のスイッチング１周期内において、マイコンに搭載されているＡ／Ｄコンバータへの供給電圧が変動していない状態（すなわち、インバータ制御装置１６０の磁極位置検出部１９０および電流検出部１７０が停止している状態）であっても、モータ電流の振幅や周波数が変化したときに、その変化分を補償するようにインバータ４０の出力電圧指令を生成する。そのため、マイコンに搭載されているＡ／Ｄコンバータへの供給電圧が変動していない状態であっても、モータ電流の振幅や周波数の変化分に応じて、スイッチング信号のオンおよびオフする時間が変化する。

本実施例では、カウンタ２７０で生成するカウント値ＣＮＴ₂の周期を、カウント値ＣＮＴ₁の周期に対して３倍に設定した状態で説明した。しかし、実施の形態としてはこれに限られるものではなく、カウンタ２７０で生成するカウント値ＣＮＴ₂の周期を、カウント値ＣＮＴ₁の周期に対して２倍以上に設定すれば問題ない。

１０・・・バッテリ
２０・・・平滑キャパシタ
４０・・・インバータ
４１・・・インバータ４０のＵ相上アームのスイッチング素子
４２・・・インバータ４０のＵ相下アームのスイッチング素子
４３・・・インバータ４０のＶ相上アームのスイッチング素子
４４・・・インバータ４０のＶ相下アームのスイッチング素子
４５・・・インバータ４０のＷ相上アームのスイッチング素子
４６・・・インバータ４０のＷ相下アームのスイッチング素子
５０・・・電流センサ
６０・・・モータ
６１・・・モータ６０の固定子に巻かれたＵ相巻線
６２・・・モータ６０の固定子に巻かれたＶ相巻線
６３・・・モータ６０の固定子に巻かれたＷ相巻線
６４・・・モータ６０の回転子
７０・・・磁極位置センサ
８０・・・モータ６０の出力軸
９０・・・トランスミッション
１００・・・クランクシャフト
１１０・・・エンジン
１２０・・・プロペラシャフト
１３０・・・ディファレンシャルギア
１４０・・・ドライブシャフト
１５０・・・駆動輪
１６０・・・インバータ制御装置
１７０・・・電流検出部
１８０・・・３相／ｄ−ｑ軸変換部
１９０・・・磁極位置検出部
２００・・・磁極位置推定部
２１０・・・モータ回転速度演算部
２２０・・・ｄ−ｑ軸電流推定部
２４０・・・ｄ−ｑ軸電流制御部
２５０・・・ｄ−ｑ軸／３相変換部
２６０・・・スイッチング信号生成部
２７０・・・カウンタ
Ｒ・・・モータ６０の３相巻線６１、６２、６３の抵抗値
Ｌ_d、Ｌ_q・・・モータ６０のｄ軸、ｑ軸インダクタンス
Ｋ_e・・・モータ６０の誘起電圧定数
ω_e・・・モータ６０の回転子６４の電気角速度
Ｘ₁、Ｘ₂・・・正の所定値
ｉ_u1、ｉ_v1、ｉ_w1・・・電流センサ５０から出力されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相交流電流
ｉ_u2、ｉ_v2、ｉ_w2・・・電流検出部１７０で検出したＵ相、Ｖ相、Ｗ相交流電流の検出値
ｉ_d2、ｉ_q2・・・モータ６０のｄ軸、ｑ軸電流
ｉ_d3、ｉ_q3・・・ｄ−ｑ軸電流推定部２２０で算出したモータ６０のｄ軸、ｑ軸電流の推定値
ｉ_d ^*、ｉ_q ^*・・・ｄ軸、ｑ軸電流指令
ｖ_u ^*、ｖ_v ^*、ｖ_w ^*・・・Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相交流電圧指令
ｖ_d ^*、ｖ_q ^*・・・ｄ軸、ｑ軸電圧指令
Ｖ_dc・・・インバータ４０の入力電圧
θ_e1・・・磁極位置センサ７０から出力された回転子６４の磁極位置
θ_e2・・・磁極位置検出部１９０で検出した回転子６４の磁極位置の検出値
θ_e3・・・磁極位置推定部２００で算出した回転子６４の磁極位置の推定値
Ｓ_up、Ｓ_un、Ｓ_vp、Ｓ_vn、Ｓ_wp、Ｓ_wn・・・スイッチング素子４１〜４６のスイッチング信号
Ｇ_pd、Ｇ_pq・・・所定のｄ軸、ｑ軸比例ゲイン
Ｇ_id、Ｇ_iq・・・所定のｄ軸、ｑ軸積分ゲイン
Ｔ_sw・・・インバータ４０のスイッチング周期
Ｐ_k1、Ｐ_k2・・・所定のピーク値
Δｉ_d2、Δｉ_q2・・・ｄ軸、ｑ軸電流偏差
Δｉ_d3、Δｉ_q3・・・ｄ軸、ｑ軸電流偏差
ＣＮＴ₁、ＣＮＴ₂・・・カウント値
Ｔ_clk・・・マイコンのクロック信号の周期
Ｍｉｄ₁・・・所定のピーク値Ｐｋ１と所定のボトム値Ｂｏｔ１の中間値
Ｂｏｔ₁、Ｂｏｔ₂・・・所定のボトム値
Ｍｕｌ₁・・・所定の倍数
Ｕ_onof、Ｕ_ofon、Ｖ_onof、Ｖ_ofon、Ｗ_onof、Ｗ_ofon・・・閾値
ｉ_d2old1・・・３相／ｄ−ｑ軸変換部１８０で既に演算したｄ軸電流の最新値
ｉ_q2old1・・・３相／ｄ−ｑ軸変換部１８０で既に演算したｑ軸電流の最新値
ｉ_d3old1・・・ｄ−ｑ軸電流推定部２２０で既に算出したｄ軸電流の推定値の最新値
ｉ_q3old1・・・ｄ−ｑ軸電流推定部２２０で既に算出したｑ軸電流の推定値の最新値
ｖ_dold1 ^*・・・ｄ−ｑ軸電流制御部２４０で既に算出したｄ軸電圧指令の最新値
ｖ_qold1 ^*・・・ｄ−ｑ軸電流制御部２４０で既に算出したｑ軸電圧指令の最新値
θ_e2old1・・・磁極位置検出部１９０で既に検出した磁極位置の検出値の最新値
θ_e3old1・・・磁極位置推定部２００で既に推定した磁極位置の推定値の最新値
θ_e3old1・・・磁極位置推定部２００で既に推定した磁極位置の推定値の２番目に新しい値

Claims (11)

1. インバータ回路を構成するスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭパルスを生成するインバータ制御装置であって、
   前記インバータ回路の各スイッチング周期においてＰＷＭパルス演算処理を一度実行するとともに、
   前記インバータ回路から交流回転電機に出力される交流電流を前記インバータ回路のスイッチング周期よりも長い周期で検出することにより、前記交流電流を検出する前記スイッチング周期と、前記交流電流を検出しない前記スイッチング周期とを設け、
   前記交流電流を検出した前記スイッチング周期内においては、検出された当該期間の交流電流値を電流指令値に一致させるように前記ＰＷＭパルスを演算し、
   前記交流電流を検出しない前記スイッチング周期内においては、推定される当該期間の交流電流値を電流指令値に一致させるように前記ＰＷＭパルスを演算するインバータ制御装置。
2. 請求項１に記載のインバータ制御装置であって、
   過去に検出した交流電流値に基づいて、前記交流電流を検出しない期間における交流電流値を推定するインバータ制御装置。
3. 請求項２に記載のインバータ制御装置であって、
   過去に推定した交流電流値に基づいて、前記交流電流を検出しない期間における交流電流値を推定するインバータ制御装置。
4. 請求項１ないし３のいずれかに記載のインバータ制御装置であって、
   前記交流回転電機の磁極位置を前記スイッチング周期よりも長い周期で検出するとともに、前記磁極位置を検出しない期間においては、当該期間の磁極位置を過去に推定した前記交流回転電機の磁極位置に基づいて推定するインバータ制御装置。
5. 請求項１ないし４のいずれかに記載のインバータ制御装置であって、
   前記交流電流は、前記スイッチング周期に対して２以上の整数倍の周期ごとに検出されるインバータ制御装置。
6. 請求項１ないし５のいずれかに記載のインバータ制御装置であって、
   前記インバータ回路の各相上アームを構成するスイッチング素子又は各相下アームを構成するスイッチング素子がすべてオンとなったタイミングから、当該スイッチング素子のいずれかがオフとなるタイミングまでの中間タイミングにおいて、前記交流電流を検出するインバータ制御装置。
7. 請求項１ないし６のいずれかに記載のインバータ制御装置と、
   前記インバータ制御装置が生成したＰＷＭパルスに基づいて駆動するスイッチング素子と、を備え、
   前記交流回転電機に交流電流を出力するインバータ装置。
8. インバータ回路から交流回転電機に出力される交流電流を検出する電流検出処理と、
   検出した電流値を電流指令値に一致させるように、前記インバータ回路を構成するスイッチング素子を駆動するためのＰＷＭパルスを演算するデューティ演算処理と、を含むインバータ制御方法であって、
   前記インバータ回路の各スイッチング周期においてＰＷＭパルス演算処理を一度実行し、
   前記電流検出処理は、前記インバータ回路のスイッチング周期よりも長い周期で前記交流電流を検出することにより、前記電流検出処理を実行する前記スイッチング周期と、前記電流検出処理を実行しない前記スイッチング周期とを設ける処理であり、
   前記デューティ演算処理は、前記交流回転電機に出力される交流電流を推定する電流推定処理を含み、
   前記電流検出処理を実行した前記スイッチング周期内においては、検出された当該期間の交流電流値を電流指令値に一致させるように前記ＰＷＭパルスを演算し、
   前記電流検出処理を実行しない前記スイッチング周期内においては、前記電流推定処理により算出した当該期間の交流電流値を電流指令値に一致させるように前記ＰＷＭパルスを演算するインバータ制御方法。
9. 請求項８に記載のインバータ制御方法であって、
   前記電流推定処理は、過去に検出した交流電流値に基づいて交流電流値を推定する処理であるインバータ制御方法。
10. 請求項９に記載のインバータ制御方法であって、
    前記電流推定処理は、過去に推定した交流電流値に基づいて交流電流値を推定する処理であるインバータ制御方法。
11. 請求項８ないし１０のいずれかに記載のインバータ制御方法であって、
    前記インバータ回路のスイッチング周期よりも長い周期で前記交流回転電機の磁極位置を検出する磁極位置検出処理と、
    前記磁極位置検出処理を実行しない期間において、前記交流回転電機の磁極位置を推定する磁極位置推定処理と、をさらに含むインバータ制御方法。