JP2010273518A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】複数相の電流検出器の出力を並列ではなく逐次にサンプリングする構成の交流電動機制御において、電流検出誤差による制御上の悪影響を抑制する。
【解決手段】Ｖ相およびＷ相に設けられた電流センサの出力は、共通のサンプリング指示に対して、並列にではなく逐次にサンプリングされるので、相間でサンプリングタイミングに所定時間Ｔｓｐの遅れが不可避に発生する。各サンプリング指示に対する複数相間の電流サンプリング順序は固定されない。具体的には、いずれかの相の電流が極値となる電気角に対応するタイミングでは当該相が一番先にサンプリングされるように、１周期（電気角３６０度）内で電流サンプリング順序が適宜変更される。
【選択図】図１０

Description

この発明は、交流電動機の制御装置に関し、より特定的には、複数相に設けられた電流センサのサンプリング値に基づく電動機制御に関する。

従来より、交流電動機の制御に、インバータを用いた駆動システムが採用されている。たとえば、電気自動車やハイブリッド自動車、燃料電池自動車等の電動車両では、インバータによって走行用の交流電動機の出力トルクが制御されることが一般的である。このような交流電動機の制御においては、電動機の駆動電流を電流センサによって検出し、この検出値に基づく電流制御が一般的に適用される。

このような電流検出に基づく電動機制御では、電流検出誤差を除去することが、制御精度を確保する上で重要である。たとえば、特開２００１−２９８９９２号公報（特許文献１）には、交流電動機の駆動時における駆動電流のオフセット量を算出するとともに、このオフセット量に基づいて駆動信号のデューティ比を補正する制御構成が記載されている。

また、特開２００８−２７８５７３号公報（特許文献２）には、電流検出手段（電流センサ）のオフセットを正確に測定するための手法が記載されている。具体的には、三相モータを動作させるインバータ装置において、三相のうちの一相を非導通とし、電流検出手段を備える二相に電流を流すように制御した上で、その際の電流検出値に基づいてオフセット量を求めることが記載されている。

また、特開２００４−３２９１７号公報（特許文献３）、特開２００４−１２０８１４号公報（特許文献４）および、特開２００６−２７１０４５号公報（特許文献５）には、三相モータに代表される複数相のモータ制御において、相間でのばらつきに着目してモータ制御を高度化するための手法が記載されている。

特開２００１−２９８９９２号公報 特開２００８−２７８５７３号公報 特開２００４−３２９１７号公報 特開２００４−１２０８１４号公報 特開２００６−２７１０４５号公報

上記のような電流検出に基づく電動機制御では、所定の制御周期毎に電流センサ出力をサンプリングするとともに、サンプリングされた出力値をアナログ／デジタル変換（Ａ／Ｄ変換）することによって、電流フィードバック制御に代表される制御演算に使用する電流検出値が取得される。

一方で、三相交流電動機に代表される多相交流電動機では、各相の電流検出値を取得するためには複数相に電流センサを配置する必要が生じる。たとえば、三相交流電動機では、最低限２相に電流センサを配置する必要がある。さらに、各制御周期において複数相の電流センサの出力をサンプリングする必要がある。この際に、複数相の電流を同時にサンプリングすることが理論的には好ましい。

しかしながら、このような並列サンプリング処理を実現するためには、入力ポートを複数相に対応して設けるともに、各相でのサンプリングを並列に処理する必要がある。かかる構成の実現には、Ａ／Ｄコンバータや演算処理装置（ＣＰＵ）の高度化が要求されるため、制御装置のコストが上昇する。

このため、コスト面からは、複数相の電流センサの出力を順番に逐次サンプリング処理することによって、各相の電流検出値を取得する構成が好ましい。その一方で、このようにサンプリングを逐次処理する場合には、同一タイミングに対応する各相の電流検出値の間に、サンプリングタイミングの差に起因する誤差が含まれる。このため、かかる誤差に起因して制御に悪影響が発生しないように考慮する必要がある。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、複数相の電流検出器の出力を並列ではなく逐次にサンプリングする構成の交流電動機制御において、電流検出誤差による制御上の悪影響を抑制することである。

この発明による交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、複数の電流検出器と、電動機制御部と、サンプリングタイミング指示部と、サンプリング処理部と、サンプリング順序指定部とを備える。複数の電流検出器は、交流電動機の複数相にそれぞれ設けられ、複数相の相電流をそれぞれ検出するように構成される。サンプリングタイミング指示部は、所定の制御周期に従って電流サンプリング指示を発生するように構成される。サンプリング処理部は、電流サンプリング指示に応答して、複数の電流検出器のそれぞれによる検出値を１つずつ逐次にサンプリングするように構成される。電動機制御部は、サンプリング処理部によってサンプリングされた相電流を用いた制御演算に従って、交流電動機を制御するように構成される。サンプリング順序指定部は、電流サンプリング指示のタイミングが、複数相のうちの第１の相で相電流が極値をとるタイミングに対応する場合に、複数の電流検出器のうちの第１の相に対応する電流検出器の検出値が一番先にサンプリングされるように、サンプリング処理部におけるサンプリングの順序を指定するように構成される。

上記交流電動機の制御装置によれば、相電流が極値をとるタイミングにおいて相電流の振幅が検出される点に着目して、複数相の電流検出器の出力を並列ではなく逐次にサンプリングする構成においても、各相の電流振幅を等位相でサンプリングするようにサンプリングの順序を指定することができる。これにより、相電流にリップル電流が重畳されている場合にも、逐次サンプリング処理による複数相間でのサンプリングタイミングの差に起因して、電流振幅の検出値に相間でオフセットが生じることを防止できる。この結果、複数相の電流検出器の出力を１つずつ順番にサンプリングする構成としても、電流検出誤差によって制御に悪影響が生じることを回避できる。

好ましくは、サンプリング順序指定部は、電流サンプリング指示のタイミングにおける交流電動機の電気角に基づいて、サンプリングの順序を指定するように構成される。

このようにすると、代表的には交流電動機の回転角センサ（レゾルバ等）によって検知可能である交流電動機の電気角に基づいて、相電流が極値（極大値または極小値）となる相（第１の相）が存在する場合に、当該相の電流を一番先にサンプリングするように複数相の間でのサンプリング順序を決定することができる。

また好ましくは、サンプリング順序指定部は、過去の電流サンプリング指示における複数相の相電流のサンプリング値の比較に基づいて、今回の電流サンプリング指示におけるサンプリングの順序を指定するように構成される。

このようにすると、電気角を用いることなく、電流検出器の過去の出力に基づいて、相電流が極値（極大値または極小値）となる相（第１の相）が存在する場合に、当該相の電流を一番先にサンプリングするように複数相の間でのサンプリング順序を決定することができる。

さらに好ましくは、電動機制御部は、演算部と、ＰＷＭ変調部と、搬送波制御部とを含む。演算部は、制御演算に従って交流電動機の各相の電圧指令を生成するように構成される。ＰＷＭ変調部は、電圧指令と搬送波との電圧比較に基づいてインバータから交流電動機に印加される各相のパルス幅変調電圧を制御するように構成される。搬送波制御部は、電圧指令の周波数のｋ倍（ｋ：２以上の整数）の周波数で搬送波を発生する。

このようにすると、搬送波周波数が低く制御周期が長いため、サンプリング回数が少なくなる第１のモード（同期ＰＷＭ）において、逐次サンプリング処理による電流位相のずれに起因した各相電流の振幅の検出誤差を抑制するように、サンプリング順序を適切に指定することができる。

さらに好ましくは、搬送波制御部は、第１のモードの選択時に、電圧指令のｋ倍の周波数で搬送波を発生する一方で、第２のモードの選択時には、第１のモードの選択時における搬送波周波数よりも高い所定周波数で搬送波を発生するように構成される。そして、サンプリング順序指定部は、第２のモードの選択時には、電流サンプリング指示のタイミングに関係なく、サンプリング処理部におけるサンプリングの順序を所定順序に固定する。

このようにすると、搬送波周波数が高く制御周期が短い第２のモード（非同期ＰＷＭ）では、サンプリング順序に起因する電流検出誤差（振幅誤差）が小さいことを考慮して、サンプリング順序を指定するための演算処理を非実行とできる。この結果、制御周期が短い第２のモードにおける制御装置の演算負荷を軽減することができる。

好ましくは、交流電動機は、三相交流電動機である。そして、複数の電流検出器は、三相にそれぞれ配置される。あるいは、複数の電流検出器は、三相のうちの二相にそれぞれ配置される。

このようにすると、各相あるいは２相のそれぞれに複数の電流検出器を配置した三相交流電動機に制御において、複数の電流検出器の出力を順番にサンプリングする構成としても、相電流の振幅検出の誤差に起因して制御精度が低下することを防止できる。

この発明によれば、複数相の電流検出器の出力を順番にサンプリングする構成の交流電動機制御において、電流検出誤差による制御上の悪影響を抑制することができる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 ＰＷＭ制御の基本動作を説明する波形図である。 同期ＰＷＭでの搬送波を説明する波形図である。 本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置によるＰＷＭ制御の構成を説明する機能ブロック図である。 図４に示された電流サンプリング部の構成を説明する機能ブロック図である。 順次サンプリング処理による問題点を説明する第１の波形図である。 順次サンプリング処理による問題点を説明する第２の波形図である。 本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置による電流サンプリング処理の第１の例を説明する概念図である。 本実施の形態による電流サンプリング処理の第１の例の処理手順を示すフローチャートである。 本実施の形態による交流電動機の制御装置による順次サンプリング処理を説明する概念図である。 本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置による電流サンプリング処理の第１の例の変形例を説明する概念図である。 本実施の形態による電流サンプリング処理の第１の例の変形例の処理手順を示すフローチャートである。 本実施の形態による電流サンプリング処理の第２の例の処理手順を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置による電流サンプリング処理の第２の例を説明する概念図である。 本実施の形態による電流サンプリング処理の第２の例の変形例の処理手順を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置による電流サンプリング処理の第２の例の変形例を説明する概念図である。

以下では、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ１およびＳＧ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポ
ーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオ
ンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置してもよい。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度および回転周波数ωｅを算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

次に、図２および図３を用いて、ＰＷＭ制御の動作について説明する。
図２を参照して、ＰＷＭ制御では、搬送波１６０と、電圧指令１７０との電圧比較に基づき、インバータ１４の各相のスイッチング素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧１８０が印加される。搬送波１６０は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成することができる。以下では、三角波を例示する。

非同期ＰＷＭでは、搬送波１６０の周波数（以下、搬送波周波数と称する）は、交流電動機Ｍ１の回転速度（回転周波数）に同期して変化することなく、電磁騒音が感知され難い比較的高い所定周波数に固定される。

一方で、図３に示されるように、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の回転速度（回転周波数）に同期させて、交流電動機Ｍ１の回転周波数のｋ倍（ｋ：２以上の整数）となるように、搬送波周波数が制御される。この結果、同期ＰＷＭでは、交流電動機Ｍ１の電気角３６０度（１周期）に含まれる搬送波１６０のキャリア数は一定値ｋに制御される。なお、本実施の形態では、交流電動機Ｍ１の回転周波数に同期させて正負１パルスの矩形波電圧が印加される、いわゆる矩形波電圧制御とは区別して同期ＰＷＭを適用するため、上記のようにｋ≧２としている。

相電圧指令１７０も、交流電動機Ｍ１の回転周波数に同期するので、この結果、搬送波
１６０および相電圧指令１７０の周波数比もｋ：１となる。

同期ＰＷＭでは、電気角１周期（３６０度）あたりのキャリア数を少なくしてもパルス幅変調電圧１８０（図２）の正負対称性が確保できる。このため、同期ＰＷＭの適用により、制御安定性を損なうことなく搬送波周波数を非同期ＰＷＭよりも低く設定することができるので、インバータ１４の各スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数を低減させることにより、スイッチング損失（電力損失）を低下することができる。したがって、同期ＰＷＭの適用により、インバータ１４での電力変換効率の向上により電動車両の燃費改善や、インバータ１４の各スイッチング素子の温度上昇の抑制を図ることができる。

図４は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置によるＰＷＭ制御の構成を説明する機能ブロック図である。なお、図４に示された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路（ハードウェア）で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０（ＥＣＵ）がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。

図４を参照して、電流サンプリング部３００は、Ｖ相およびＷ相の電流センサ２４の出力値ｉｖｓ，ｉｗｓをサンプリングすることによって、Ｖ相およびＷ相の電流検出値ＩｖおよびＩｗを発生する。電流サンプリング部３００の詳細な構成については後ほど説明する。

ＰＷＭ制御部２００は、電流サンプリング部３００によってサンプリングされた相電流に従う電流検出値Ｉｖ，Ｉｗを用いた後述の制御演算に従って、交流電動機Ｍ１を制御するように構成される。

ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０と、搬送波制御部２７０と、ＰＷＭモード選択部２８０と、回転周波数演算部２９０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流サンプリング部３００からの電流検出値Ｉｖ，Ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

ＰＷＭモード選択部２８０は、交流電動機Ｍ１の動作状態（回転速度、出力トルク、温度等）および／またはインバータ１４の動作状態（スイッチング素子の温度等）に基づいて、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの一方を選択し、選択結果を示すモード信号ＭＤを生成する。

回転周波数演算部２９０は、回転角センサ２５の出力（回転角θ）に基づいて、交流電動機Ｍ１の回転周波数ωｅを演算する。

搬送波制御部２７０は、ＰＷＭモード選択部２８０からのモード信号ＭＤ、回転周波数演算部２９０によって演算された回転周波数ωｅおよび、予め設定された同期ＰＷＭでの
キャリア数ｋに基づいて、搬送波周波数ｆｃを設定する。なお、キャリア数ｋについては、固定値としてもよいが、交流電動機Ｍ１および／またはインバータ１４の動作状態に応じて可変に設定してもよい。

搬送波制御部２７０は、非同期ＰＷＭが選択されている場合には、搬送波周波数ｆｃを所定周波数に設定する。上述のように、この所定周波数は、可聴周波数帯を考慮して、相対的に電磁騒音が感知され難い周波数に設定される。なお、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、搬送波周波数ｆｃを変化させてもよい。ただし、このような変化において、搬送波と交流電動機の回転との間での同期は確保されない。

一方、搬送波制御部２７０は、同期ＰＷＭが選択されている場合には、定められたキャリア数ｋと、演算された回転周波数ωｅとに基づいて搬送波周波数ｆｃを設定する。図３で説明したように、同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃは、ｆｃ＝ｋ・ωｅに設定される。キャリア数ｋは、同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃが非同期ＰＷＭでの搬送波周波数ｆｃよりも低くなるように設定される。交流電動機Ｍ１として三相モータを使用する場合には、ｋは３の倍数とされるので、一例としてｋ＝６に設定されるものとする。

ＰＷＭ変調部２６０は、搬送波制御部２７０によって設定された搬送波周波数ｆｃに従って搬送波１６０（図２，３）を発生するとともに、座標変換部２５０からの各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（図２，３での相電圧指令１７０に相当）と、搬送波１６０との電圧比較に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成する。スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に従って、インバータ１４の各相上下アーム素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に、図２のパルス幅変調電圧１８０に相当する疑似正弦波電圧が印加される。

なお、ＰＷＭ変調における搬送波１６０の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。ただし、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅について、Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づく本来の振幅値をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波１６０の振幅を固定できる。

次に、図５を用いて、電流サンプリング部３００の構成を説明する。
図５を参照して、電流サンプリング部３００は、サンプリングタイミング指定部３１０と、サンプリング順序指定部３２０と、サンプリング処理部３３０とを含む。

サンプリングタイミング指定部３１０は、ＰＷＭ制御部２００の制御周期に従って、サンプリング処理部３３０によるサンプリングタイミングを指定する信号Ｆｓｐを生成する。すなわち、信号Ｆｓｐは、「電流サンプリング指示」に対応する。

サンプリングタイミング指定部３１０は、モード信号ＭＤに従って、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの間では、異なったタイミングで信号Ｆｓｐを生成する。非同期ＰＷＭが選択されている場合には、サンプリングタイミング指定部３１０は、図示しないクロック信号等に従って、制御周期に対応する一定の時間間隔で信号Ｆｓｐを生成する。

一方で、サンプリングタイミング指定部３１０は、同期ＰＷＭが選択されている場合には、基本的には、搬送波１６０と同期させて信号Ｆｓｐを生成する。同期ＰＷＭでは、同期数ｋが予めわかっているため、搬送波１６０の周期（位相）と対応付けることにより、回転角θの所定間隔毎にサンプリング周期指示を発することができる。以下では、搬送波１６０の半周期毎に、電流サンプリング指示Ｆｓｐを発生することとする。あるいは、回転角センサ２５によって検出された回転角θに従って、サンプリングを指示する信号Ｆｓｐを生成してもよい。

サンプリング処理部３３０は、サンプリングタイミング指定部３１０からの信号Ｆｓｐに応答して、サンプリング順序指定部３２０によって指定された順序に従って、Ｕ相およびＷ相の電流センサ２４の出力値ｉｖｓ，ｉｗｓを順次サンプリングする。すなわち、サンプリング処理部３３０は、複数相に設けられた電流センサ２４のそれぞれによる検出値を１つずつ順番にサンプリングするように構成される。したがって、複数相の電流センサ２４による検出値を同時並列にサンプリングする構成と比較して、サンプリング処理部３３０のコストが低減できる。

さらに、サンプリング処理部３３０は、サンプリングされた出力値ｉｖｓ，ｉｗｓに従って、電流検出値Ｉｖ，Ｉｗを生成して、ＰＷＭ制御部２００の座標変換部２２０へ送出する。座標変換部２２０では、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０に従って、ｕ相電流Ｉｕについても求めることができる。

サンプリング順序指定部３２０は、複数相間のサンプリング順序を指示する信号Ｆｏｒを生成する。信号Ｆｏｒは、サンプリング処理部３３０へ送出される。

図４の例では、信号Ｆｏｒは、Ｖ相およびＷ相の電流のいずれを先にサンプリングするかを指定する。仮に図４の構成において、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相に電流センサ２４が設けられている場合には、信号Ｆｏｒによって、これら３つの相についての電流サンプリング順序が指定される。

ここで、図６および図７を用いて、複数相の電流を順次にサンプリングする際に生じる問題点について説明する。

図６には、Ｖ相およびＷ相の電流センサ２４の出力値ｉｖｓ，ｉｗｓの推移が示されている。これらの出力値ｉｖｓ，ｉｗｓは、電気角３６０度を１周期とする正弦波状の電流に、高周波のリップル電流が重畳された波形を有する。リップル電流は、交流電動機Ｍ１の巻線等のインダクタンスに起因して、インバータ１４でのスイッチングに応じて発生する。

図６には、搬送波１６０の半周期毎に生成される電流サンプリング指示（信号Ｆｓｐ）に応答して，固定的にＶ相電流を先にサンプリング（Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５，Ｓ７）し、その後にＷ相電流をサンプリング（Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６，Ｓ８）したときの動作が示される。

順次サンプリング処理では、同一の電流サンプリング指示に対して、Ｖ相電流のサンプリングタイミングとＷ相電流のサンプリングタイミングとの間には、固定的な時間差Ｔｓｐが生じる。図６の例では、Ｗ相電流のサンプリングタイミングは、固定的に、Ｖ相電流のサンプリングタイミングよりも所定時間Ｔｓｐ遅れる。所定時間Ｔｓｐは、出力値の取込処理やＡ／Ｄ変換に要する時間に相当するので、制御装置３０の能力によって決まる。

サンプリング点Ｓ１、Ｓ５は、Ｖ相電流が極値をとるタイミングに対応し、サンプリング点Ｓ４、Ｓ８は、Ｗ相電流が極値をとるタイミングに対応する。各相電流が極値をとるタイミングは、電流振幅の検出タイミングに対応する。

しかしながら、図６での、サンプリング点Ｓ１およびＳ４の比較、ならびに、サンプリング点Ｓ５およびＳ８の比較から理解されるように、リップル電流による電流変化および固定的なサンプリング時間差Ｔｓｐの組合せによって、電流振幅に対応する電流サンプリング値について、Ｖ相およびＷ相の間でオフセット的な電流差が発生する虞がある。

一般的には、ローパスフィルタを通過させた電流サンプリング値に従って、ＰＷＭ制御に使用される電流検出値（Ｉｖ，Ｉｗ）が生成される。したがって、上述のような相間の検出電流差は、ＰＷＭ制御による電流制御に対してオフセット誤差を与える。

具体的には、図７に示すように、ＰＷＭ制御部２００による電流フィードバック制御は、サンプリング点Ｓ１およびＳ４の間の電流差、ならびに、サンプリング点Ｓ５およびＳ
８の間の電流差を解消するように作用される。この結果、Ｗ相電流には、オフセット誤差Ｉｏｆが直流分として重畳されてしまう。

したがって、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置では、複数相の電流センサからの出力値を順次サンプリング処理しても、図６および図７に示したような問題が発生しないように、複数相間の電流サンプリング順序を適切に変化させる。

なお、上記の問題は、交流電動機Ｍ１の電気角３６０度毎の制御回数（すなわち、電流サンプリング回数）が少なくなる同期ＰＷＭの適用時に顕著となる。このため、以下では、ｋ＝６の同期ＰＷＭでの電流サンプリング処理について例示する。

図８は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置による電流サンプリング処理の第１の例を説明する概念図である。

図８を参照して、ｋ＝６の同期ＰＷＭでは、搬送波１６０の半周期毎、すなわち、電気角３０度毎に電流サンプリング指示（図５の信号Ｆｓｐ）が発生される。したがって、同期ＰＷＭでは、搬送波１６０のキャリア数のカウントおよび位相から今回の電流サンプリング指示に対応する電気角を求めることができる。一方、非同期ＰＷＭにおいても、回転角センサ２５の出力（回転角θ）等に基づいて、発生された電流サンプリング指示に対応する電気角を求めることが可能である。

図８に示されるように、各相電流は、電気角１２０度ずつ位相がずれた関係であるので、いずれの電気角で極値（極大値または極小値）となるかは決まっている。具体的には、Ｗ相電流（Ｉｗ）は、電気角１５０度および３３０度でそれぞれ極小値および極大値をとり、Ｖ相電流（Ｉｖ）は、電気角３０度および２１０度でそれぞれ極小値および極大値をとる。すなわち、電流サンプリング指示に対応する電気角を求めることによって、当該サンプリングタイミングにおいて、相電流が極値となる相の有無を判断するとともに、相電流が極値となる相を特定することが可能である。

本実施の形態による電流サンプリング処理では、複数相間の電流サンプリング順序を固定することなく、いずれかの相の電流が極値（極大値または極小値）となる電気角に対応するタイミングでは当該相が一番先にサンプリングされるように、１周期（電気角３６０度）内で電流サンプリング順序を変更する。

図９は、本実施の形態による電流サンプリング処理の第１の例の処理手順を示すフローチャートである。図９に示すフローチャートに従う制御処理は、電流サンプリング指示が発生される毎に制御装置３０によって実行される。

図９を参照して、制御装置３０は、電流サンプリング指示の発生に応答して、ステップＳ１１０により、電気角を求める。上述のように、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭのいずれにおいても、電気角を求めることができる。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、ステップＳ１１０で求めた電気角が、Ｗ相電流が極値となる電気角であるか、すなわち、電気角が１５０度または３３０度であるか否かを判定する。

そして、ステップＳ１２０のＹＥＳ判定時には、制御装置３０は、Ｗ相電流が極値となるタイミングでの電流サンプリングであるため、ステップＳ１３０に処理を進めて、Ｗ相電流（すなわち、Ｗ相の電流センサ２４の出力値ｉｗｓ）を先にサンプリングする。その後、制御装置３０は、ステップＳ１３２により、残りのＶ相電流（すなわち、Ｖ相の電流センサ２４の出力値ｉｖｓ）をサンプリングする。

制御装置３０は、ステップＳ２１０のＮＯ判定時には、ステップＳ１４０に処理を進めて、Ｖ相電流を先にサンプリングする。その後、制御装置３０は、ステップＳ１４２により、残りのＷ相電流をサンプリングする。これにより、電気角３０度および２１０度に対応するサンプリングタイミングでは、極値をとるＶ相電流を先にサンプリングすることができる。

なお、Ｖ相電流およびＷ相電流のいずれも極値をとらない電気角（３０度、１５０度、２１０度、３３０度以外の電気角）では、サンプリング順序は任意とすることができる。図９では処理の簡略化のため、電気角が１５０度または３３０度でないとき（Ｓ１２０のＮＯ判定時）における処理を一定としているものである。

図１０には、図９の処理手順に従った電流サンプリング処理が、図６と対比するように示される。

図１０では、図６とは異なり、Ｗ相電流が極値をとるサンプリング点Ｓ４，Ｓ８は、同一の電流サンプリング指示に対応する、Ｖ相電流のサンプリング点Ｓ３，Ｓ６よりも先に設けられる。この結果、サンプリング点Ｓ１，Ｓ５にてサンプリングされるＶ相電流（極大値）と、サンプリング点Ｓ４，Ｓ８にてサンプリングされるＷ相電流（極大値）との間で、リップル電流による影響を揃えることができる。

したがって、逐次サンプリング処理によってＶ相およびＷ相の間でサンプリングに時間差（Ｔｓｐ）が発生しても、図６で指摘したような、電流振幅の検出タイミングにおける相間の検出誤差が発生することを防止できる。この結果、図７に示したような、電流の検出誤差が電流フィードバック制御に反映される不具合を回避できる。

すなわち、複数相に配置された電流センサ２４を逐次サンプリングする構成としても、電流検出誤差によって電動機制御に悪影響が生じることを回避できる。

なお、図４では、Ｖ相およびＷ相に電流センサ２４が配置された構成を例示したが、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各々に電流センサ２４を配置する構成としても、同様の電流サンプリング処理を実行することができる。この際の処理を、図８および図９による電流サンプリング処理（第１の例）の変形例として、図１１および図１２を用いて説明する。

図１１には、図６に示したＶ相およびＷ相電流に加えて、Ｕ相電流（Ｉｕ）がさらに示される。各相の電流位相は、電気角で１２０度ずれているので、Ｕ相電流は、電気角９０度で極大値をとる一方で、電気角２７０度で極小値をとる。なお、Ｖ相電流およびＷ相電流が極値をとる電気角については、図８で説明したとおりである。

図１２を参照して、制御装置３０は、電流サンプリング指示の発生に応答して、図９と同様に、ステップＳ１１０により電気角を求めるとともに、ステップＳ１２０により、Ｗ相電流が極値をとる電気角（１５０度または３３０度）であるか否かを判定する。

制御装置３０は、ステップＳ１２０のＹＥＳ判定時には、図９と同様のステップＳ１３０により、極値となるタイミングであるＷ相電流を一番先にサンプリングする。さらに、制御装置３０は、ステップＳ１３２，Ｓ１３４により、Ｗ相電流のサンプリングの完了後に、Ｕ相電流およびＷ相電流を順次サンプリングする。ステップＳ１３２およびＳ１３４の順序は入換可能である。

制御装置３０は、ステップＳ１２０のＮＯ判定時には、ステップＳ１２５により、Ｖ相電流が極値をとる電気角（３０度または２１０度）であるか否かを判定する。

制御装置３０は、ステップＳ１２５のＹＥＳ判定時には、ステップＳ１４０により、極値となるタイミングであるＶ相電流を一番先にサンプリングする。さらに、制御装置３０は、ステップＳ１４２，Ｓ１４４により、Ｗ相電流のサンプリングの完了後に、Ｗ相電流およびＵ相電流を順次サンプリングする。ステップＳ１４２およびＳ１４４の順序は入換可能である。

制御装置３０は、ステップＳ１２５のＮＯ判定時には、ステップＳ１５０に処理を進めて、Ｕ相電流を一番先にサンプリングする。したがって、電気角９０度および２７０度に対応するサンプリングタイミングでは、極値をとるＵ相電流を一番先にサンプリングすることができる。その後、制御装置３０は、ステップＳ１５２，Ｓ１５４により、残りのＶ相電流およびＷ相電流を順次サンプリングする。ステップＳ１５２およびＳ１５４の順序は入換可能である。

また、電流センサ２４が配置されたＵ相電流、Ｖ相電流およびＷ相電流のいずれも極値をとらない電気角（３０度、９０度、１５０度、２１０度、２７０度、３３０度以外の電気角）では、サンプリング順序は任意とすることができる。図１２では処理の簡略化のため、電気角が３０度、１５０度、２１０度、および３３０度のいずれでもでないとき（Ｓ１２０およびＳ１２５のＮＯ判定時）の処理を一定としているものである。

このようにすると、各相に電流センサ２４が配置された構成においても、逐次サンプリング処理によって相間で実際のサンプリングタイムミングに時間差が生じていても、相間での電流検出誤差を抑制できる。すなわち、図８〜図１０で説明したのと同様に、複数相に配置された電流センサ２４を逐次サンプリングする構成としても、電流検出誤差によって電動機制御に悪影響が生じることを回避できる。

なお、上記では、電流検出誤差の影響が大きくなる同期ＰＷＭを中心に説明したが、非同期ＰＷＭ制御においても、電気角に基づいて同様の電流サンプリング処理を適用可能である点について、確認的に記載する。また、図４のＰＷＭ制御部についても、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択可能な構成を例示したが、同期ＰＷＭまたは非同期ＰＷＭの一方を固定的に用いる場合にも、本実施の形態による電流サンプリング処理を適用可能である。

さらに、図４に例示した、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択可能な構成では、同期ＰＷＭの適用時のみに上述の電流サンプリング処理を適用する一方で、非同期ＰＷＭの適用時には、電流サンプリング指示のタイミング（電気角）に関係なく、電流サンプリング順序を固定してもよい。このようにすると、制御周期が相対的に短い一方で、電流サンプリング回数が多いためサンプリング順序に起因する電流検出誤差が比較的小さくなる非同期ＰＷＭにおいて、制御装置３０の処理負荷を軽減できる。

次に、本実施の形態による電流サンプリングの第２の例として、電気角を求めることなく、電流検出値のみに基づいて、第１の例と同様のサンプリング順序を指定するための制御処理手順を説明する。

図１３は、本実施の形態による電流サンプリング処理の第２の例の処理手順を示すフローチャートである。図１３では、Ｖ相およびＷ相に電流センサ２４が配置された構成における処理手順が示される。図１３に示すフローチャートに従う制御処理は、電流サンプリング指示が発生される毎に制御装置３０によって実行される。

図１３を参照して、制御装置３０は、電流サンプリング指示の発生に応答して、ステップＳ２１０およびＳ２１２より、前回の電流サンプリング時におけるＶ相電流値およびＷ相電流値をそれぞれ読込む。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２２０では、Ｗ相電流（Ｉｗ）とＶ相電流（Ｉｖ）との間で絶対値を比較する。ステップＳ２２０では、｜Ｉｗ｜＞｜Ｉｖ｜＋αが成立するか否かが判定される。したがって、｜Ｉｗ｜＝｜Ｉｖ｜のときは、Ｓ２２０はＮＯ判定とされる。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２２０のＹＥＳ判定時には、ステップＳ２３０に処理を進めて、Ｗ相電流（すなわち、Ｗ相の電流センサ２４の出力値ｉｗｓ）を先にサンプリングする。その後、制御装置３０は、ステップＳ２３２により、残りのＶ相電流（すなわち、Ｖ相の電流センサ２４の出力値ｉｖｓ）をサンプリングする。

反対に、ステップＳ２２０のＮＯ判定時には、制御装置３０は、ステップＳ２４０に処理を進めて、Ｖ相電流（すなわち、Ｖ相の電流センサ２４の出力値ｉｖｓ）を先にサンプリングする。その後、制御装置３０は、ステップＳ２４２により、残りのＷ相電流（すなわち、Ｗ相の電流センサ２４の出力値ｉｗｓ）をサンプリングする。

このようにすると、Ｖ相電流およびＷ相電流の推移と、Ｖ相およびＷ相の電流サンプリング順序は、図１４に示すようになる。

図１４を参照して、位相が１２０度ずれたＶ相電流およびＷ相電流は、電気角が０度、９０度、１８０度、２７０度および３６０度で絶対値が等しくなる。ステップＳ２２０での判定式にマージン値αを設けたことから、電気角０度、９０度、１８０度、２７０度および３６０度では、ステップＳ２２０はＮＯ判定とされる。

この結果、電気角０度（３６０度）〜９０度の期間および１８０度〜２７０度の期間では、Ｖ相電流が先にサンプリングされる一方で、電気角１２０度、１５０度、３００度および３３０度のときには、Ｗ相電流が先にサンプリングされる。

この結果、Ｖ相電流が極値をとる電気角３０度および２１０度では、Ｖ相電流を先にサンプリングすることができる。さらに、Ｗ相電流が極値をとる電気角１５０度および３３０度ではＷ相電流を先にサンプリングすることができる。

なお、いずれの相でも電流が極値とならない電気角では、サンプリング順序は任意とすることができるが、図１３では処理の簡略化のため、これらのケースでは、共通にステップＳ２４０、Ｓ２４２に従った順序で電流がサンプリングされるものとしている。

このように、電流センサ２４による検出値のみを用いても、上述した電流サンプリング処理の第１の例と同様に、いずれかの相の電流が極値（極大値または極小値）となる電気角に対応するタイミングでは、当該相が一番先にサンプリングされるように、１周期（電気角３６０度）内で電流サンプリング順序を決定することができる。

次に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各々に電流センサ２４を配置する構成に対して、図１３および図１４による電流サンプリング処理（第２の例）を適用するための制御処理手順を、図１５および図１６を用いて説明する。

図１５を参照して、制御装置３０は、図１３と同様に、ステップＳ２１０およびＳ２１２により、前回の電流サンプリング時におけるＶ相電流値およびＷ相電流値をそれぞれ読込む。さらに、制御装置３０は、ステップＳ２１４により、前回の電流サンプリング時におけるＵ相電流値を読込む。

そして、制御装置３０は、図１３と同様に、ステップＳ２２０により、｜Ｉｗ｜＞｜Ｉｖ｜＋αであるか否かを判定する。さらに、図１３と同様に、ステップＳ２２０のＹＥＳ判定時には、制御装置３０は、ステップＳ２３０に処理を進めて、Ｗ相電流を一番先にサンプリングする。その後、制御装置３０は、ステップＳ２３２，Ｓ２３４により、残りのＵ相電流およびＶ相電流を順次サンプリングする。ステップＳ２３２およびＳ２３４の順序は入換可能である。

一方で、ステップＳ２２０のＮＯ判定時には、制御装置３０は、ステップＳ２２５により、｜Ｉｖ｜＞｜Ｉｕ｜＋αであるか否かを判定する。そして、制御装置３０は、ステップＳ２２０のＹＥＳ判定時には、ステップＳ２４０に処理を進めて、Ｖ相電流を一番先にサンプリングする。その後、制御装置３０は、ステップＳ２４２，Ｓ２４４により、残りのＷ相電流およびＵ相電流を順次サンプリングする。ステップＳ２４２およびＳ２４４の順序は入換可能である。

また、制御装置３０は、ステップＳ２２５のＮＯ判定時には、ステップＳ２５０に処理を進めて、Ｕ相電流を一番先にサンプリングする。その後、制御装置３０は、ステップＳ２５２，Ｓ２５４により、残りのＶ相電流およびＷ相電流を順次サンプリングする。ステップＳ２５２およびＳ２５４の順序は入換可能である。

図１６を参照して、図１３と同様の｜Ｉｗ｜および｜Ｉｖ｜の比較に基づいて、Ｗ相電流が極値をとる電気角１５０度および３３０度では、ステップＳ２３０〜Ｓ２３４の処理により、Ｗ相電流が一番先にサンプリングされる。

また、Ｖ相電流が極値をとる電気角３０度および２１０度では、前回の電流サンプリング時（電気角０度および１８０度）において｜Ｉｕ｜＝０であるので、ステップＳ２２５がＹＥＳ判定とされる。したがって、ステップＳ２４０〜Ｓ２４４の処理により、Ｖ相電流が一番先にサンプリングされる。

さらに、Ｕ相電流が極値をとる電気角９０度および２７０度では、前回の電流サンプリング時（電気角６０度および２４０度）において｜Ｉｕ｜＝｜Ｉｖ｜であるので、ステップＳ２２５がＮＯ判定とされる。したがって、ステップＳ２５０〜Ｓ２５４の処理により、Ｕ相電流が一番先にサンプリングされる。

このように、各相に電流センサ２４を配置した構成においても、図１３および図１４と同様の電流サンプリング処理（第２の例）が実現できる。すなわち、電流検出値のみに基づいて、いずれかの相の電流が極値（極大値または極小値）となる電気角に対応するタイミングでは、当該相が一番先にサンプリングされるように、１周期（電気角３６０度）内で電流サンプリング順序を決定することができる。

なお、図１３〜図１６で説明した電流サンプリング処理の第２の例についても、ステップＳ２２０，Ｓ２２５でのマージン値αを適切に設定することによって、非同期ＰＷＭにも適用することが可能である。また、非同期ＰＷＭでは、前回の電流サンプリング時のみならず、それより以前の電流サンプリング時の検出値（あるいは、複数回の電流検出値の平均値やフィルタ処理値）に基づいて、ステップＳ２２０，Ｓ２２５の比較判定を行ってもよい。

さらに、図４に例示した、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択可能な構成の他に、同期ＰＷＭまたは非同期ＰＷＭの一方を固定的に用いる場合にも、上述した電流サンプリング処理の第２の例を適用可能である点を確認的に記載する。

また、電流サンプリング処理の第２の例についても、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択可能な構成では、同期ＰＷＭの適用時のみに上述の電流サンプリング処理を適用する一方で、非同期ＰＷＭの適用時には、電流サンプリング指示のタイミング（電気角）に関係なく、電流サンプリング順序を固定してもよい。

以上説明したように、本実施の形態に従う交流電動機の制御装置による電流サンプリング処理（第１および第２の例の各々）によれば、複数相に配置された電流センサ２４を逐次サンプリングする構成としても、電流検出誤差によって電動機制御に悪影響が生じることを回避できる。

なお、本実施の形態では、交流電動機Ｍ１として三相電動機を例示したが、三相以外の多相電動機に対しても本発明による電流サンプリング処理を適用することができる。

また、図１では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。すなわち、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、複数相に設けられた電流センサのサンプリング値に基づく電動機制御に適用することができる。

５ アース線、６、７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ駆動制御システム、１６０ 搬送波、１７０ 電圧指令、１８０ パルス幅変調電圧、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、２７０ 搬送波制御部、２８０ モード選択部、２９０ 回転周波数演算部、３００ 電流サンプリング部、３１０ サンプリングタイミング指定部、３２０ サンプリング順序指定部、３３０ サンプリング処理部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、ｆｃ 搬送波周波数、Ｆｏｒ 信号（サンプリング順序）、Ｆｓｐ 信号（電流サンプリング指示）、Ｉｂ 直流電流、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ ｄ軸電流指令値、Ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｑｃｏｍ ｑ軸電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流（交流電動機）、Ｉｖ，Ｉｗ 電流検出値、ｉｖｓ，ｉｗｓ 電流センサ出力値、ｋ キャリア数（同期ＰＷＭ）、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、ＭＤ モード信号（同期ＰＷＭ／非同期ＰＷＭ）、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ 電流サンプリング点、ＳＧ１〜ＳＧ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、Ｔｓｐ サンプリング時間差（相間）、Ｖｄ♯ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ システム電圧（直流電圧）、ＶＬ 直流電圧、Ｖｕ，Ｖｖ．Ｖｗ 各相電圧指令、Ｖｑ♯ ｑ軸電圧指令値、ΔＩｄ ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ ｑ軸電流偏差、θ 回転角、ωｅ 回転周波数。

Claims (7)

1. インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、
   前記交流電動機の複数相にそれぞれ設けられ、前記複数相の相電流をそれぞれ検出するように構成された複数の電流検出器と、
   所定の制御周期に従って電流サンプリング指示を発生するように構成されたサンプリングタイミング指示部と、
   前記電流サンプリング指示に応答して、前記複数の電流検出器のそれぞれによる検出値を１つずつ逐次にサンプリングするように構成されたサンプリング処理部と、
   前記サンプリング処理部によってサンプリングされた相電流を用いた制御演算に従って、前記交流電動機を制御するように構成された電動機制御部と、
   前記電流サンプリング指示のタイミングが、前記複数相のうちの第１の相で前記相電流が極値をとるタイミングに対応する場合に、前記複数の電流検出器のうちの前記第１の相に対応する電流検出器の検出値が一番先にサンプリングされるように、前記サンプリング処理部におけるサンプリングの順序を指定するように構成されたサンプリング順序指定部とを備える、交流電動機の制御装置。
2. 前記サンプリング順序指定部は、前記電流サンプリング指示のタイミングにおける前記交流電動機の電気角に基づいて、サンプリングの順序を指定するように構成される、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記サンプリング順序指定部は、過去の前記電流サンプリング指示における前記複数相の相電流のサンプリング値の比較に基づいて、今回の前記電流サンプリング指示におけるサンプリングの順序を指定するように構成される、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記電動機制御部は、
   前記制御演算に従って前記交流電動機の各相の電圧指令を生成するように構成された演算部と、
   前記電圧指令と搬送波との電圧比較に基づいて前記インバータから前記交流電動機に印加される各相のパルス幅変調電圧を制御するように構成されたＰＷＭ変調部と、
   前記電圧指令の周波数のｋ倍（ｋ：２以上の整数）の周波数で前記搬送波を発生するための搬送波制御部とを含む、請求項１〜３のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記搬送波制御部は、第１のモードの選択時に、前記電圧指令のｋ倍の周波数で前記搬送波を発生する一方で、第２のモードの選択時には、前記第１のモードの選択時における搬送波周波数よりも高い所定周波数で前記搬送波を発生するように構成され、
   前記サンプリング順序指定部は、前記第２のモードの選択時には、前記電流サンプリング指示のタイミングに関係なく、前記サンプリング処理部におけるサンプリングの順序を所定順序に固定する、請求項４記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記交流電動機は、三相交流電動機であり、
   前記複数の電流検出器は、三相にそれぞれ配置される、請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記交流電動機は、三相交流電動機であり、
   前記複数の電流検出器は、三相のうちの二相にそれぞれ配置される、請求項１〜５のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。

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