JP6375250B2 - レーダ装置 - Google Patents

Description

本開示は、レーダ装置に関する。

近年、マイクロ波、又はミリ波を用いた高分解能なレーダが検討されている。また、屋外での安全性向上のため、車に限らず歩行者も検知する広角レーダの開発が求められている。

車両及び歩行者を検知する広角パルスレーダは、近距離ターゲット（例えば、車両）及び遠距離ターゲット（例えば、人）からの複数の反射波が混合された信号を受信する。このため、広角パルスレーダは、低レンジサイドローブ特性を有するパルス波又はパルス変調波を送信するレーダ送信部を必要とする。また、広角パルスレーダは、広い受信ダイナミックレンジを有するレーダ受信部を必要とする。

従来の広角パルスレーダは、パルス波又はパルス変調波として、Ｂａｒｋｅｒ符号、Ｍ系列符号、相補符号を用いたパルス圧縮レーダが提案されている。ここで、相補符号の生成方法は、非特許文献１に開示されている。

相補符号は、例えば、以下のように生成される。すなわち、相補符号は、要素１または−１を含む相補性を有する符号系列ａ＝［１ １］，符号系列ｂ＝［１ −１］を基に、Ｌ＝４，８，１６，３２，〜，２^Ｐの符号長の相補符号として順次生成される。一般的なパルス符号を用いた広角パルスレーダは、符号長が長いほど所要受信ダイナミックレンジが拡大するが、相補符号を用いた広角パルスレーダは、より短い符号長によってピークサイドローブ比（ＰＳＲ：Peak Sidelobe Ratio）を低くすることができる。

このため、従来の広角パルスレーダは、近距離のターゲットと遠距離のターゲットからの複数の反射波が混合された場合でも、受信に必要となるダイナミックレンジを低減することができる。一方、従来の広角パルスレーダは、Ｍ系列符号を用いる場合、ＰＳＲは２０ｌｏｇ（１／Ｌ）となるため、低レンジサイドローブを得るには、相補符号よりも長い符号長Ｌの符号が必要（例えば、ＰＳＲ＝６０ｄＢでは、Ｌ＝１０２４）となる。

ここで、従来の広角パルスレーダは、パルス符号の送信中（以下、「符号送信区間」と呼ぶ）であって、ターゲットからの反射波を受信する区間において、複数の相補符号の並び順を工夫した符号（以下、「スパノ符号」とよぶ）が提案されている（非特許文献２参照）。また、スパノ符号を用いたレーダ装置が特許文献１に開示されている。

特開２００２−２１４３３１号公報

BUDISIN, s.z.:‘New complementary pairs of sequences’, Electron. Lett., 1990, 26, (13), pp.881-883 "Sequences of complementary codes for the optimum decoding of truncated ranges and high sidelobe suppression factors for ST/MST radar systems"：Spano,E. and O.Ghebrebrhan、IEEE Transactions on Geoscience and Remote Sensing Vol.34, pp. 330-345,1996

しかしながら、従来のレーダ装置は、送信アンテナと受信アンテナ間のアイソレーションの確保が不十分である場合、送信アンテナからパルス符号を送信する時間区間（符号送信区間）において、受信アンテナに漏れこむ送信信号の信号成分（送信リーク信号）が大きくなる。また、従来のレーダ装置は、レーダ装置と極めて近接した距離に、車両に代表される強い反射を行うターゲット（強反射体）が存在する場合、強反射体からの反射信号成分が大きくなる。

これらの場合において、従来のレーダ装置は、受信ＲＦ回路から出力される受信ベースバンド信号の振幅が、Ａ／Ｄ変換器のダイナミックレンジを超えることにより、クリッピングによる非線形な歪みが発生する。または、従来のレーダ装置は、受信ＲＦ回路でのＬＮＡ（Low Noise Amplifier）への入力が、飽和領域の入力レベルになると非線形歪みが発生する。

従来のレーダ装置は、非線形歪み成分が発生する場合、強反射体からの反射波又は送信リーク信号が到来するタイミングにおいて、反射波又は送信リーク信号のパルス符号幅に相当する時間区間において、非線形歪み成分の影響によりレンジサイドローブが大きくなる。そのため、従来のレーダ装置は、上記時間区間では弱反射体からの反射波の検出性能が劣化する可能性ある。

本開示の目的は、極めて近接した距離または符号送信区間におけるターゲットの検出性能を高めるレーダ装置を提供することである。

本開示の一態様に係るレーダ装置は、符号長Ｌの複数の相補符号を含む符号系列をレーダ送信信号として送信周期毎に送信する送信手段と、反射体によって反射された前記レーダ送信信号である反射波を受信する受信手段と、受信信号をアナログ信号から離散サンプルであるデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記離散サンプルと、前記送信手段が送信する前記符号系列との第１の相関演算、及び、前記離散サンプルと、前記送信手段が送信する前記符号系列の最後尾から符号長Ｌ−Ｑ（Ｌ＞Ｑ≧２）を取り出した部分的な符号系列との第２の相関演算を行い、第１の相関演算結果または第２の相関演算結果のいずれかを出力する演算手段と、を具備する構成を採る。

本開示によれば、極めて近接した距離または符号送信区間におけるターゲットの検出性能を高めることができる。

本開示の実施の形態１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 レーダ送信周期毎に送信するレーダ送信信号を示す図 図１の演算部の動作を説明するための図 強反射体からの反射波を受信した場合の演算部の動作を説明するための図 本開示の実施の形態２に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 図５の演算部の動作を説明するための図 ２つの部分的な符号を用いた相関演算を行う演算部の動作を説明するための図 符号長Ｌの送信符号の先頭からＭビット取り出した部分符号によるスライディング相関処理を行う演算部の動作を説明するための図 本開示の実施の形態４に係るレーダ装置の構成を示すブロック図 離散サンプルをゼロ埋めした場合の相関演算部の動作を説明するための図 本開示の変形例に係るレーダ送信信号生成部の内部構成を示すブロック図

以下、本開示の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。ただし、実施の形態において、同一機能を有する構成には、同一符号を付し、重複する説明は省略する。

（実施の形態１）
図１は、本開示の実施の形態１に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。レーダ装置１０は、レーダ送信部２０、レーダ受信部３０、基準信号生成部１１を備える。

まず、レーダ送信部２０の構成について説明する。

レーダ送信部２０は、レーダ送信信号生成部２１、送信無線部２５及び送信アンテナ２６を備える。レーダ送信信号生成部２１は、符号生成部２２、変調部２３及び帯域制限フィルタ（図中、「ＬＰＦ：Low Pass Filter」と記し、以下「ＬＰＦ」という）２４を備える。また、レーダ送信信号生成部２１は、基準信号生成部１１からのリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、タイミングクロックを基にベースバンドのレーダ送信信号ｒ（ｎ、Ｍ）＝Ｉ（ｎ、Ｍ）＋ｊＱ（ｎ、Ｍ）を、所定のレーダ送信周期Ｔｒにて繰り返し出力する。なお、ｊは虚数単位、ｎは離散時刻、Ｍはレーダ送信周期の序数を表す。

符号生成部２２は、所定のレーダ送信周期Ｔｒ毎に、符号長Ｌのスパノ符号系列の符号を生成して、変調部２３に出力する。ここで、第Ｍ番目のレーダ送信周期におけるパルス圧縮符号をａ（Ｍ）_ｎと記載する。ただし、ｎ＝１，〜，Ｌである。すなわち、符号生成部２２は、符号長Ｌの場合、Ｌ個の１，−１，ｊ，−ｊのいずれかの要素を持つ符号列Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝を生成する。ｊは虚数単位を示す。また、スパノ符号系列は、符号長Ｌの場合、２Ｌの周期で符号を繰り返す。すなわち、符号生成部２２は、符号列Ａ（１）〜Ａ（２Ｌ）を一つの符号セットの単位として、符号セットを繰り返し生成する。

符号生成部２２が生成する、符号長Ｌ＝４，８の場合のスパノ符号系列の一例を以下に示す。

Ｌ＝４の場合、次式（１）の符号系列を生成する。

ただし、符号列Ａ，Ｂは符号長Ｌ＝４の相補符号であり、符号列Ａと符号列Ｂとはペアの符号列である。なお、ペアの符号列とは、符号列Ａの自己相関によって現れるサイドローブと、符号列Ｂの自己相関によって得られるサイドローブとが、互いに打ち消しあう関係である場合、符号列Ａ，Ｂは、ペアの符号列であると定義される。符号列Ａ’は、符号列Ａの順番を反転させたものであり、￣（オーバーライン）は、全ての論理を反転論理にしたもの（要素和がゼロでない場合は、￣を用いる）である。

また、Ｌ＝８の場合、次式（２）の符号系列を生成する。

ただし、符号列Ａ，符号列Ｂは符号長８のペアの相補符号、符号列Ｃ，符号列Ｄは符号長８のペアの相補符号である。

ここで、レーダ装置１０が用いるスパノ符号が有する自己相関特性について説明する。レーダ送信部２０が送信するスパノ符号系列は、符号長Ｌのパルス符号列Ａ（ｍ）＝｛ａ（ｍ）_１、ａ（ｍ）_２、〜、ａ（ｍ）_Ｌ｝である。

パルス符号Ａ（ｍ）うち、Ｓ_１番目からＳ_２番目の部分的な（Ｓ_２−Ｓ_１＋１）個の符号を抜き出した符号列｛ａ（ｍ）_S1、〜、ａ（ｍ）_S2｝を用いて、相関結果Ｒ_S1:S2（τ,Ａ（ｍ））を計算する。なお、ラグτは相関演算時の遅れを表す。

加算相関結果RS_S1:S2（τ,Ａ（１）,Ａ（２Ｌ））は、式（３）の相関結果Ｒ_S1:S2（τ,Ａ（ｍ））を２Ｌ個のスパノ符号系列Ａ（１）、〜、Ａ（２Ｌ）にわたり加算した値である。

式（５）に示すように、ラグτ＝０では、式（４）による加算相関結果RS_S1:S2（τ,Ａ（１）,Ａ（２Ｌ））は、正値（２Ｌ×（Ｓ_２−Ｓ_１＋１））となり、ラグτ≠０では、式（４）による加算相関結果RS_S1:S2（τ,Ａ（１）,Ａ（２Ｌ））は、０となるため、サイドローブがゼロとなる特性を有する符号である。（ここで、Ｓ_２−Ｓ_１＋１≧２、Ｓ_２＞Ｓ_１）

本実施の形態における以下の説明では、送信符号よりも短い部分的な符号を用いて相関処理してもサイドローブがゼロとなる特性が得られる符号として、スパノ符号系列を用いる。ただし、本実施の形態は、スパノ符号に限定されず、上記の特性を有する他の符号系列を用いることができる。

変調部２３は、符号生成部２２から出力された符号系列に対し、パルス変調（振幅変調、ＡＳＫ、パルスシフトキーイング）または位相変調（ＰＳＫ）を行って、ＬＰＦ２４に出力する。

ＬＰＦ２４は、変調部２３から出力された変調信号を所定の帯域内に制限し、帯域を制限したベースバンドのレーダ送信信号として送信無線部２５に出力する。

送信無線部２５は、レーダ送信信号生成部２１から出力されたベースバンドのレーダ送信信号を、周波数変換によりキャリア周波数（ＲＦ：Radio Frequency）帯に変換する。また、送信無線部２５は、キャリア周波数帯のレーダ送信信号を送信増幅器により所定の送信電力Ｐ［ｄＢ］に増幅して送信アンテナ２６に出力する。

送信アンテナ２６は、送信無線部２５から出力されたレーダ送信信号を空間に放射する。

図２は、レーダ送信周期毎に送信するレーダ送信信号を示す。レーダ送信信号は、レーダ送信周期Ｔｒのうち、それぞれ符号送信区間Ｔｗにおいて送信され、それぞれ残りの（Ｔｒ−Ｔｗ）区間は無信号区間となる。また、符号送信区間Ｔｗ内には、パルス符号長Ｌのパルス符号系列が含まれるが、１つのパルス符号あたり、Ｎｏのサンプルを用いた変調を施すことにより、符号送信区間Ｔｗ内には、それぞれＮｒ＝Ｎｏ×Ｌサンプルの信号が含まれる。また、レーダ送信周期における無信号区間（Ｔｒ−Ｔｗ）には、Ｎｕサンプルが含まれる。

次に、レーダ受信部３０の構成について説明する。

レーダ受信部３０は、受信アンテナ３１、受信無線部３２及び信号処理部３６を備える。

受信アンテナ３１は、レーダ送信部２０から送信されたレーダ送信信号がターゲットを含む反射体により反射された信号（反射波）を受信する。受信アンテナ３１が受信したレーダ受信信号（反射波）は、受信無線部３２に出力される。

受信無線部３２は、増幅器３３、周波数変換部３４及び直交検波部３５を備える。

増幅器３３は、受信アンテナ３２によって受信されたレーダ受信信号に対し、信号増幅を行い、周波数変換部３４に出力する。

周波数変換部３４は、増幅器３３から出力された高周波のレーダ受信信号をベースバンド信号に変換し、ベースバンド信号を直交検波部３５に出力する。

直交検波部３５は、周波数変換部３４から出力されたベースバンド信号を直交検波し、ベースバンド信号を構成するＩ信号及びＱ信号に変換する。Ｉ信号は信号処理部３６のＡ／Ｄ変換部３７ａに出力され、Ｑ信号は信号処理部３６のＡ／Ｄ変換部３７ｂに出力される。なお、ベースバンド信号を構成するＩ信号及びＱ信号に対する信号処理部３６のタイミングクロック信号は、レーダ送信信号生成部２１と同じく、基準信号生成部１１からのリファレンス信号を用いて、所定数倍のタイミングクロックとして生成される。

信号処理部３６は、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂ、演算部３８、加算部４２、ドップラー周波数解析部４３を備える。

Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂは、直交検波部３５から出力されたベースバンド信号を構成するＩ信号、Ｑ信号に対し、離散時刻でのサンプリングを行い、デジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂは、変換したデジタルデータを演算部３８に出力する。ここで、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂのサンプリングレートは、レーダ送信信号における１つのパルス時間Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたり、Ｎｓ個の離散サンプリングを行う。すなわち、１パルス当たりのオーバーサンプル数Ｎｓとなる。

なお、以下では、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂによってサンプリングされた、Ｍ番目のレーダ送信周期における離散時刻ｋのＩ信号、Ｑ信号それぞれを、ベースバンド信号Ｉｒ（ｋ、Ｍ）、Ｑｒ(ｋ、Ｍ)として表す。また、ベースバンド信号Ｉｒ（ｋ、Ｍ）、Ｑｒ(ｋ、Ｍ)を用いて、複素数の離散サンプルｘ（ｋ、Ｍ）＝Ｉｒ(ｋ、Ｍ)＋ｊＱｒ（ｋ、Ｍ）を表す。なお、ｊは虚数単位である。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期Ｔｒの開始するタイミングを基準（ｋ＝１）とし、レーダ送信周期Ｔｒが終了する前までのサンプル点であるｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏまでの計測を周期的に行うことを意味する。すなわち、ｋ＝１,〜,（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏである。

演算部３８は、第１相関演算部３９、第２相関演算部４０及び出力切替部４１を備える。

第１相関演算部３９は、レーダ送信周期Ｔｒ毎にＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂから出力された離散サンプルｘ（ｋ、Ｍ）と、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）との相関演算を行い、演算結果を出力切替部４１に出力する。第Ｍ番目のレーダ送信周期におけるスライディング相関演算は、例えば、次式（６）に基づいて算出される。

式（６）において、ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、Ｍ番目のレーダ送信周期における離散時刻ｋの相関演算値を示す。アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。また、ＡＣ（ｋ、Ｍ）の演算は、ｋ＝Ｕ＋１，〜，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏの期間にわたり演算した結果である。

第２相関演算部４０は、レーダ送信周期Ｔｒ毎にＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂから出力された離散サンプルｘ（ｋ、Ｍ）と、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［Ｌ−Ｑ＋１：Ｌ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_{Ｌ−Ｑ＋１}、ａ（Ｍ）_{Ｌ−Ｑ＋２}、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果を出力切替部４１に出力する。ただし、Ｌ＞Ｑ≧２である。

第Ｍ番目のレーダ送信周期におけるスライディング相関演算は、例えば、次式（７）に基づいて算出される。

式（７）において、ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｍ）は、Ｍ番目のレーダ送信周期における離散時刻ｋの相関演算値を示す。アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。また、ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ、Ｍ）の演算は、ｋ＝１，〜,Ｕの期間にわたる演算である。

なお、第１相関演算部３９の出力と同等な雑音レベルとするために、次式（８）を用いてもよい。

出力切替部４１は、離散時刻ｋに応じて、第１相関演算部３９または第２相関演算部４０のいずれかと択一的に接続するように切り替えて、接続した第１相関演算部３９または第２相関演算部４０から出力された演算結果を加算部４２に出力する。すなわち、出力切替部４１は、離散時刻ｋ＝１，〜，Ｕの期間では、第２相関演算部４０の演算結果ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｍ）を出力し、離散時刻ｋ＝Ｕ＋１，〜，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏの期間では、第１相関演算部３９の演算結果ＡＣ（ｋ，Ｍ）を出力する。

ここで、Ｕ＝Ｎｓ×Ｌに設定することにより、ｋ＝Ｕ＋１以降において、出力切替部４１は、第１相関演算部３９と接続し、送信アンテナ２６からパルス符号を送信する時間区間（符号送信区間）において、受信アンテナ３１に送信信号が漏れこむ信号成分（以下、「送信リーク信号」という）の影響を抑制できる。一方、ｋ＝１，〜，Ｕにおける出力切替部４１は、第２相関演算部４０と接続し、送信アンテナ２６からパルス符号を送信する時間区間（符号送信区間）において、送信リーク信号の影響を受けるのは離散時刻ｋ＝１，〜，Ｎｓ×Ｑの範囲であり、離散時刻ｋ＝Ｎｓ×Ｑ＋１，〜，Ｕの範囲は、送信アンテナ２６からパルス符号を送信する時間区間（符号送信区間）において、送信リーク信号の影響を抑制できる。

加算部４２は、出力切替部４１から出力された第１相関演算部３９または第２相関演算部４０による演算結果である離散時刻ｋ毎の相関演算値に基づいて、レーダ送信周期Ｔｒの複数回Ｎｐの期間（Ｔｒ×Ｎｐ）にわたる加算数Ｎｐの加算（コヒーレント積分）を次式（９）に従って行う。

式（９）において、加算数Ｎｐは２以上の整数値である。すなわち、加算部４２は、レーダ送信周期Ｔｒを単位に得られた演算部３８の出力を一つの単位として、複数Ｎｐ回の加算を行う。すなわち、ｋ≦Ｕの場合、ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｎｐ（ｍ−１）＋１）〜ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｎｐ×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングをそろえて加算した相関値ＣＩ（ｋ，ｍ）を、離散時刻ｋ毎に算出する。

また、ｋ＞Ｕの場合、ＡＣ（ｋ，Ｎｐ（ｍ−１）＋１）〜ＡＣ（ｋ，Ｎｐ×ｍ）を単位として、離散時刻ｋのタイミングをそろえて加算した相関値ＣＩ（ｋ，ｍ）を、離散時刻ｋ毎に算出する。なお、ｍは自然数であり、加算部４２におけるｍ番目の出力を表す。

これにより、レーダ受信部３０は、Ｎｐ回にわたる加算を行う時間範囲において、ターゲットからの反射波の受信信号が高い相関を有する範囲において、加算の効果により、ＳＮＲを高めることができ、ターゲットの到来距離の推定に関する測定性能を向上させることができる。

レーダ受信部３０は、理想的な加算利得を得るためには、加算区間にわたり位相成分がある程度の範囲で揃う条件が必要であり、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度を基に適用する加算回数を設定する。ターゲットの想定最大速度が大きいほど、ターゲットからの反射波に含まれるドップラー周波数変動の影響によって時間相関の高い時間期間が短くなる。このため、レーダ受信部３０は、加算数Ｎｐが小さい値となり、加算による利得向上効果が小さくなる。

ドップラー周波数解析部４３は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部４２のＮｃ個の出力であるＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１）〜ＣＩ（ｋ，Ｎｃ×ｗ）を一つの単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えて、次式（１０）に従って、２Ｎｆ個の異なるドップラー周波数ｆｓΔΦに応じた位相変動Φ（ｆｓ）＝２πｆｓ（Ｔｒ×Ｎｐ）ΔΦを補正した上で、コヒーレント積分を行う。

式（１０）において、ＦＴ＿ＣＩ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラー周波数解析部４３で第ｗ番目の出力であり、離散時刻ｋにおけるドップラー周波数ｆｓΔΦのコヒーレント積分結果を示す。なお、ｆｓ＝−Ｎｆ＋１、〜、０、〜、Ｎｆであり、ｋ＝１、〜、（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏであり、ｗは自然数であり、ΔΦは位相回転単位である。これにより、離散時刻ｋ毎の２Ｎｆ個のドップラー周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるＦＴ＿ＣＩ（ｋ，−Ｎｆ＋１，ｗ）、〜、ＦＴ＿ＣＩ（ｋ,Ｎｆ−１，ｗ）が、レーダ送信周期Ｔｒの複数回Ｎｐ×Ｎｃの期間（Ｔｒ×Ｎｐ×Ｎｃ）毎に得られる。

ドップラー周波数解析部４３は、算出した第ｗ番目のドップラー解析結果に基づいて、所定値以上の電力値となる、離散時刻ｋ、ドップラー周波数ｆｓΔΦを、レーダ測位結果として出力する。

ここで、レーダ送信部２０は、送信する符号系列が、式（３）、（４）及び（５）の特性を有するため、レーダ送信周期Ｔｒの複数回（Ｎｐ×Ｎｃ）を、２Ｌの整数倍に設定する必要がある。また、レーダ受信部３０は、加算数Ｎｐに関しても、２Ｌの整数倍に設定することが望ましい。

なお、ドップラー周波数解析部４３は、時刻情報を距離情報に変換して出力してもよい。時刻情報ｋを距離情報Ｒ（ｋ）に変換する際には、次式（１１）を用いる。

式（１１）において、Ｔｗは符号送信区間、Ｌはパルス符号長、Ｃ０は光速度を表す。

また、ドップラー周波数解析部４３は、ドップラー周波数情報を相対速度成分に変換して出力してもよい。ドップラー周波数ｆｓΔΦを相対速度成分ｖｄ（ｆｓ）に変換するためには、次式（１２）を用いる。

式（１２）において、λは送信無線部２５から出力される送信信号のキャリア周波数の波長である。

次に、上述した演算部３８の動作について、図３を用いて説明する。図３は、Ｎｓ＝１、Ｌ＝８、Ｑ＝４、Ｕ＝Ｎｓ×Ｌ＝８の場合における演算部３８の動作を示す。

図３（ａ）は、レーダ装置１０の送信信号を示し、図３（ｂ）は、レーダ装置１０の受信信号として、送信リーク信号を受信中に、更に遅延時間τ＝５のレーダ反射波を受信するケース（Ｃａｓｅ１）を示す。

図３（ｃ）は、第Ｍ番目の送信周期におけるＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（ｋ）を示す。ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）までのＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力は、送信リーク信号の成分が含まれる出力である。ｘ（５），ｘ（６），〜，ｘ（１２）までのＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力は、遅延時間ｋ＝５のレーダ反射波の信号成分が含まれる出力である。

また、図３（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）はそれぞれ、ｋ＝１，５，９における第１相関演算部３９の入力及び出力の関係を示す。図中の乗算係数ｈ_ｎは、ａ（Ｍ）_ｎ ^*を表す。また、図３（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）はそれぞれ、ｋ＝１，５，８における第２相関演算部４０の入力及び出力の関係を示す。図中の乗算係数ｈ_ｎは、ａ（Ｍ）_ｎ ^*を表す。

ここで、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生する場合は、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）は、非線形な歪み成分を含む。このため、非線形な歪みを含む信号成分が入力される演算部３８の出力は、非線形な歪み成分の影響によりレンジサイドローブレベルが大きく上昇する。

第１相関演算部３９の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）において、ｋ＝１，〜，Ｕ（＝８）までの出力は、送信リーク信号を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）を含む。例えば、図３（ｄ）では、第１相関演算部３９は、ｘ（１），〜，ｘ（８）を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（１，Ｍ）を出力する。

同様に、図３（ｅ）では、第１相関演算部３９は、ｘ（５），〜，ｘ（１２）を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（５，Ｍ）を出力する。

このように、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生する場合、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）は、非線形な歪み成分を含む。このため、演算部３８の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）、ｋ＝１，〜，Ｕ（＝８）は、非線形な歪み成分の影響によりレンジサイドローブレベルが大きく上昇する。

一方、第１相関演算部３９の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）において、ｋ＝Ｕ＋１（＝８＋１＝９）以降の出力は、送信リーク信号を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）を含まない。例えば、図３（ｆ）では、第１相関演算部３９は、ｘ（９），〜，ｘ（１６）を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（９，Ｍ）を出力する。

このように、第１相関演算部３９の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）、ｋ＝Ｕ＋１（＝９）以降の出力において、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生している場合でも、非線形な歪み成分の影響を受けず、レンジサイドローブレベルの上昇の影響を回避することができる。

次に、第２相関演算部４０の出力ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｍ）において、ｋ＝１，〜，Ｎｓ×Ｑ（＝４）までの出力は、送信リーク信号を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）を含む。

例えば、図３（ｇ）では、第２相関演算部４０は、離散時間ｋ＝１から演算を開始するため、ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）のうち、ｘ（５），〜，ｘ（８）を入力とし、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［Ｌ−Ｑ＋１：Ｌ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_５、ａ（Ｍ）_６、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（１，Ｍ）を出力する。

このように、第２相関演算部４０の出力ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｍ）、ｋ＝１，〜，Ｎｓ×Ｑ（＝４）までの出力において、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生する場合、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）には、非線形な歪み成分を含む。このため、非線形な歪みを含む信号成分を入力とする演算部３８の出力は、非線形な歪み成分の影響によりレンジサイドローブレベルが大きく上昇する。

一方、第２相関演算部４０の出力ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｍ）は、離散時刻ｋ＝Ｎｓ×Ｑ＋１（＝４＋１＝５）以降において、送信リーク信号を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）を含まない。

例えば、図３（ｈ）では、第２相関演算部４０は、離散時刻ｋ＝５から演算を開始するため、ｘ（５），ｘ（６），〜，ｘ（１２）のうち、ｘ（９），〜，ｘ（１２）を入力とし、レーダ送信部２０から送信される符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［Ｌ−Ｑ＋１：Ｌ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_５、ａ（Ｍ）_６、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（５，Ｍ）を出力する。

同様に、図３（ｉ）では、第２相関演算部４０は、離散時刻ｋ＝８から演算を開始するため、ｘ（８），ｘ（９），〜，ｘ（１５）のうち、ｘ（１２），〜，ｘ（１５）を入力とし、レーダ送信部２０から送信される符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ個の符号を取り出した（Ｌ−Ｑ）個の部分的な符号Ａ_{［Ｌ−Ｑ＋１：Ｌ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_５、ａ（Ｍ）_６、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（８，Ｍ）を出力する。

このように、第２相関演算部４０の出力ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｍ）、ｋ＝Ｎｓ×Ｑ＋１（＝４＋１＝５）以降の出力において、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生している場合でも、レーダ送信部２０から送信される符号系列は、式（３）、（４）及び（５）の特性を利用することで、非線形な歪み成分の影響を抑制し、レンジサイドローブレベルの上昇の影響を抑制することができる。

このような第１相関演算部３９、第２相関演算部４０の出力に対し、出力切替部４１は、離散時刻ｋ＝１，〜，Ｕの期間は、第２相関演算部４０の演算結果ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｍ）を出力し、離散時刻ｋ≧Ｕ＋１の期間は、第１相関演算部３９の演算結果ＡＣ（ｋ，Ｍ）を出力する。

これにより、レーダ受信部３０は、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生している場合でも、離散時刻ｋ≧Ｎｓ×Ｑ＋１の時間範囲で、非線形な歪み成分の影響を受けないため、レンジサイドローブレベルの上昇の影響を回避し、弱反射体からの反射波が存在するときの検出性能を改善することができる。

レーダ受信部３０は、Ｌ＞Ｑより、Ｕ＞Ｎｓ×Ｑの関係が成り立ち、第２相関演算部４０を用いない場合に比べ、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生している場合に、より小さい離散時刻ｋの範囲でも、レンジサイドローブレベルが大きく上昇せずに、信号レベルの低いレーダ反射波を検出できる。

例えば、図３（ｂ）に示すように、レーダ装置１０は、受信信号として、送信リーク信号を受信中に、更に遅延時間ｋ＝Ｑ＋１（＝４＋１＝５）のレーダ反射波を受信するケース（Ｃａｓｅ１）において、上記のような第１相関演算部３９、第２相関演算部４０及び出力切替部４１の動作を行うことにより、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生する場合でも、遅延時間ｋ＝Ｎｓ×Ｑ＋１（＝４＋１＝５）以降では、非線形な歪み成分の影響を受けないため、レンジサイドローブレベルの上昇の影響を回避し、レーダ反射波を検出することが可能となる。

なお、レーダ装置１０は、部分符号長Ｑを短くすることによって、パルス圧縮利得が低減するが、受信アンテナ３１に漏れこむ送信信号（送信リーク信号）の影響をより少なくできる。このため、レーダ装置１０は、ターゲットからの反射波の遅延時間τが部分符号長Ｑの符号長に相当する時間幅以上であれば、送信リークによる非線形な歪み成分の影響でサイドローブが上昇する場合でも、マスクされることなく信号レベルの低い反射波が検出可能となる。

レーダ装置１０は、部分符号を用いることによって、符号による加算利得が本来の符号長Ｌに対し、Ｑ／Ｌに低減する。このため、非線形な歪みが発生しなくなる所定の遅延時間以上、すなわち、ｋ＝Ｕ＋１以降では、出力切替部４１は、第１相関演算部３９の出力とすることにより、レーダ装置１０は、本来の符号長Ｌを用いた加算利得が得られる。

なお、上記のように、送信アンテナ２６からパルス符号を送信する時間区間（符号送信区間）において、送信リーク信号により、非線形歪みが発生しない場合は、Ｕ＝Ｎｓ×Ｌ以下に設定してもよい。

また、レーダ装置１０と近接した距離に、車両に代表される強い反射を行うターゲット（強反射体）が存在する場合、レーダ装置１０が受信する強反射体からの反射波の受信信号成分は、大きい。このため、受信無線部３２から出力される受信ベースバンド信号の振幅が、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂのダイナミックレンジを超えた場合、クリッピングによる非線形な歪みが発生する。または、受信無線部３２でのＬＮＡ（Low Noise Amplifier）への入力が、飽和領域の入力レベルになる場合、非線形歪みが発生する。

このような強反射体からの反射波が到来する離散時刻ｋ＝τに対し、出力切替部４１は、Ｕ＝Ｎｓ×Ｌ＋τ−１を設定することにより、離散時刻ｋ＝Ｕ＋１＝Ｎｓ×Ｌ＋τ以降の出力切替部４１は、第１相関演算部３９と接続し、非線形歪み成分が発生する強反射体からの反射波の信号成分の影響を抑制できる。

一方、離散時刻ｋ＝１，〜，Ｕにおいて、出力切替部４１は、第２相関演算部４０を出力するため、レーダ装置１０は、強反射体からの反射波の信号成分の影響を受ける範囲を離散時刻ｋ＝１，〜，Ｎｓ×Ｑ＋τ−１の範囲に狭めることができる。また、レーダ装置１０は、離散時刻ｋ＝Ｎｓ×Ｑ＋τ，〜，Ｕの範囲において、強反射体からの反射波の信号成分の影響を回避することができ、弱反射体からの反射波の検出性能を改善できる。

このように、レーダ装置１０は、動作環境において、強反射体からの反射波が到来する最大の遅延時間ｋ＝τを見積もり、出力切替部４１に対して、Ｕ＝Ｎｓ×Ｌ＋τ−１を設定することにより、離散時刻ｋ≧Ｎｓ×Ｑ＋τの時間範囲で強反射体からの反射波の信号成分の影響を回避することができる。このため、レーダ装置１０は、弱反射体からの反射波が存在するときの検出性能を改善できる。

次に、上述した強反射体からの反射波を受信した受信部３０における演算部３８の動作について、図４を用いて説明する。図４は、Ｎｓ＝１、Ｌ＝８、Ｑ＝４、Ｕ＝Ｎｓ×Ｌ＝８における演算部３８の動作を示す。また、強反射体からの反射波が到来する時刻（遅延時間）は、離散時刻ｋ＝τである。

図４（ａ）は、レーダ装置１０の送信信号を示し、図４（ｂ）は、レーダ装置１０の受信信号として、離散時刻ｋ＝２（遅延時間τ＝２）から強反射体からの反射波の受信を開始し、更に離散時刻ｋ＝６（遅延時間τ＝６）からレーダ反射波の受信を開始するケース（Ｃａｓｅ２）を示す。

図４（ｃ）は、第Ｍ番目の送信周期におけるＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（ｋ）を示す。ｘ（２），ｘ（３），〜，ｘ（９）までのＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力は、強反射体からの反射波の信号成分が含まれる出力である。ｘ（６），ｘ（７），〜，ｘ（１３）までのＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力には、遅延時間τ＝６のレーダ反射波の信号成分が含まれる。

また、図４（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）はそれぞれ、離散時刻ｋ＝１，６，１０から演算を開始した第１相関演算部３９の入力及び出力の関係を示す。図中の乗算係数ｈ_ｎは、ａ（Ｍ）_ｎ ^*を表す。また、図４（ｇ）、（ｈ）、（ｉ）はそれぞれ、離散時刻ｋ＝１，６，９から演算を開始した第２相関演算部４０の入力及び出力の関係を示す。図中の乗算係数ｈ_ｎは、ａ（Ｍ）_ｎ ^*を表す。

ここで、レーダ受信部３０は、強反射体からの反射波の信号成分を受信するため、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（２），ｘ（３），〜，ｘ（９）は、非線形な歪み成分を含む。非線形な歪み成分を入力とする演算部３８の出力は、非線形な歪み成分の影響によりレンジサイドローブレベルが大きく上昇する。

第１相関演算部３９の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）において、離散時刻ｋ＝１，〜，Ｕ（＝Ｎｓ×Ｌ＋τ−１＝８＋２−１＝９）までの出力は、強反射体からの反射波の信号成分を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（２），ｘ（３），〜，ｘ（９）を含む。例えば、図４（ｄ）では、第１相関演算部３９がｘ（１），〜、ｘ（８）を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（１，Ｍ）を出力する。同様に、図４（ｅ）では、第１相関演算部３９がｘ（６），〜、ｘ（１３）を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（６，Ｍ）を出力する。

強反射体からの反射波の信号成分を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（２），ｘ（３），〜、ｘ（９）には、非線形な歪み成分が含まれるため、第１相関演算部３９の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）、ｋ＝１，〜，Ｕ（＝９）までの出力は、非線形な歪み成分の影響によりレンジサイドローブレベルが上昇する。

一方、第１相関演算部３９の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）、ｋ＝Ｕ＋１（＝Ｎｓ×Ｌ＋τ−１＝１０）以降の出力には、強反射体からの反射波の信号成分を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（２），ｘ（３），〜、ｘ（９）を含まない。

例えば、図４（ｆ）では、第１相関演算部３９がｘ（１０），〜，ｘ（１７）を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（１０，Ｍ）を出力する。

このため、非線形歪み成分が発生する強反射体からの反射波の信号成分を受信している場合でも、第１相関演算部３９に入力されるｘ（１０），〜，ｘ（１７）が非線形な歪み成分を含まないため、第１相関演算部３９の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）、ｋ＝Ｕ＋１（＝１０）以降の出力は、レンジサイドローブレベルへの影響を回避できる。

次に、第２相関演算部４０について説明する。Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（２），ｘ（３），〜、ｘ（９）は、強反射体からの反射波の信号成分を受信している区間であるため、例えば、図４（ｇ）では、第２相関演算部４０は、ｘ（２），〜，ｘ（９）のうち、ｘ（５），〜，ｘ（８）を入力とし、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［Ｌ−Ｑ＋１：Ｌ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_５，ａ（Ｍ）_６，〜，ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（１，Ｍ）を出力する。

このように、第２相関演算部４０の出力ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｍ）、ｋ＝１，〜、Ｎｓ×Ｑ＋τ−１（＝５）までの出力には、強反射体からの反射波の信号成分を受信するＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（２），ｘ（３），〜、ｘ（５）を含み、非線形な歪み成分が含まれる。この信号成分を入力とする演算部３８の出力は、非線形な歪み成分の影響によりレンジサイドローブレベルが上昇する。

一方、第２相関演算部４０の出力ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｍ）、ｋ＝Ｎｓ×Ｑ＋τ（＝６）以降の出力は、送信リーク信号を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（２），ｘ（３），〜、ｘ（９）を含まない。例えば、図４（ｈ）では、第２相関演算部４０は、出力ｘ（２），ｘ（３），〜、ｘ（９）を含まないｘ（１０），〜，ｘ（１３）を入力とし、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［Ｌ−Ｑ＋１：Ｌ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_５，ａ（Ｍ）_６，〜，ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（６，Ｍ）を出力する。

また、図４（ｉ）では、第２相関演算部４０は、ｘ（１３），〜，ｘ（１６）を入力とし、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［Ｌ−Ｑ＋１：Ｌ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_５，ａ（Ｍ）_６，〜，ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（９，Ｍ）を出力する。

つまり、演算開始時刻ｋ＝６において、第１相関演算部３９は、非線形な歪み成分の影響を受けていたが、第２相関演算部４０は、非線形な歪み成分の影響を受けていない。

このように、第２相関演算部４０の出力ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｍ）、ｋ＝Ｎｓ×Ｑ＋τ（＝６）以降の出力は、強反射体からの反射波の信号成分を含む場合でも、レーダ送信部２０から送信される符号系列の、式（３）、（４）及び（５）の特性を利用することで、符号長の短い部分的な符号を用いることで、非線形な歪み成分の影響を受けず、レンジサイドローブレベルの上昇を防ぐことができ、信号レベルの低いレーダ反射波を検出できる。

このような第１相関演算部３９、第２相関演算部４０の出力に対し、出力切替部４１は、離散時刻ｋ＝１，〜，Ｕの期間は、第２相関演算部４０の演算結果ＡＣ_{ｓｕｂｃｏｄｅ}（ｋ，Ｍ）を出力し、離散時刻ｋ≧Ｕ＋１＝Ｎｓ×Ｌ＋τの期間は、第１相関演算部３９の演算結果ＡＣ（ｋ，Ｍ）を出力する。

これにより、離散時刻ｋ＝τに強反射体からの反射波の信号成分を受信している場合でも、離散時刻ｋ≧Ｎｓ×Ｑ＋τの時間範囲では、非線形な歪み成分の影響を受けないため、レンジサイドローブレベルの上昇を抑制し、弱反射体からの反射波の検出性能を改善できる。

レーダ受信部３０において、離散時刻ｋ＝τに強反射体からの反射波の信号成分を受信し、非線形な歪みが発生している場合でも、レーダ送信部２０が、Ｌ＞Ｑより、Ｕ＞Ｎｓ×Ｑの関係を満たす送信符号を送信し、レーダ受信部３０が、第１相関演算部３９及び第２相関演算部４０を用いて相関演算を行うことによって、Ｕより小さい離散時刻ｋの範囲において、レンジサイドローブレベルの上昇を抑制し、信号レベルの低いレーダ反射波を検出できる。

このように、実施の形態１のレーダ装置１０では、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）との相関演算を行う第１相関演算部３９と、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［Ｌ−Ｑ＋１：Ｌ］}（Ｍ）との相関演算を行う第２相関演算部４０との出力を、出力切替部４１により切り替える。これにより、送信アンテナ２６からパルス符号を送信する時間区間（符号送信区間）において、レーダ受信部３０が、送信リーク信号の影響を受け、Ａ／Ｄ変換部３７において非線形な歪み成分を発生する場合でも、反射波の遅延時間τが部分符号長Ｑの符号長に相当する時間以上であれば、送信リーク信号のサイドローブにマスクされることなく検出できる。

また、レーダ装置１０と近接した距離に強反射体が存在することに起因して、非線形歪み成分が発生する場合でも、強反射体からの反射波の遅延時間が部分符号長のサブパルス幅以上の時間区間であれば、非線形歪み成分が発生しても、レンジサイドローブの上昇を抑制することができ、弱反射体からの反射波の検出性能を改善することができる。

（実施の形態２）
図５は、本開示の実施の形態２に係るレーダ装置５０の構成を示すブロック図である。図５が図１と異なる点は、演算部３８の構成とは異なる演算部５１を用いる点である。演算部５１は、相関演算部５２と係数制御部５３とを備える。

相関演算部５２は、レーダ送信周期Ｔｒ毎に、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂから出力された離散サンプルｘ（ｋ、Ｍ）と、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）との相関演算、または送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［Ｌ−Ｑ＋１：Ｌ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_{Ｌ−Ｑ＋１}，ａ（Ｍ）_{Ｌ−Ｑ＋２}，〜，ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算の結果を切り替えて出力する。相関演算部５２は、以下の処理を行う。

相関演算部５２は、レーダ送信周期Ｔｒ毎に、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂから出力された離散サンプルｘ（ｋ、Ｍ）に対し、次式（１３）に従って、送信する符号長Ｌに等しい乗算係数ｈ_ｎとの相関演算を行う。

式（１３）において、ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、離散時刻ｋの相関演算値を示す。また、乗算係数ｈ_ｎは係数制御部５３により、離散時刻ｋの相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）の演算タイミング毎に可変制御される。また、ｎ＝１，〜，Ｌであり、ｋ＝Ｕ＋１，〜，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏである。

なお、相関演算部５２の出力と同等な雑音レベルとするために、次式（１４）を用いてもよい。

式（１４）において、Ｎ_Ｈ（ｋ）はＬ個の乗算係数のうち、ゼロでない係数の個数を示す。また、ｎ＝１，〜，Ｌである。

係数制御部５３は、離散時刻ｋ毎の相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）の演算タイミングにおいて、乗算係数ｈ_ｎを可変制御する。すなわち、係数制御部５３は、離散時刻ｋ＝１，〜，Ｕの期間において、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［Ｌ−Ｑ＋１：Ｌ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_{Ｌ−Ｑ＋１}、ａ（Ｍ）_{Ｌ−Ｑ＋２}、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行うため、次式（１５）に従って、乗算係数ｈ_ｎを設定する。ただし、Ｌ＞Ｑ≧２である。

また、係数制御部５３は、離散時刻ｋ≧Ｕ＋１の期間において、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）との相関演算を行うため、次式（１６）に従って、乗算係数ｈ_ｎを設定する。

次に、上述した演算部５１の動作について、図６を用いて説明する。図６は、Ｎｓ＝１、Ｌ＝８、Ｑ＝４、Ｕ＝Ｎｓ×Ｌ＝８における演算部５１の動作を示す。

図６（ａ）は、レーダ装置５０の送信信号を示し、図６（ｂ）は、レーダ装置５０の受信信号として、送信リーク信号を受信中に、更に遅延時間ｋ＝５のレーダ反射波を受信するケース（Ｃａｓｅ１）を示す。

図６（ｃ）は、第Ｍ番目の送信周期におけるＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（ｋ）を示す。ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）までのＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力は、送信リーク信号の成分が含まれる出力である。ｘ（５），ｘ（６），〜，ｘ（１２）までのＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力は、遅延時間ｋ＝５のレーダ反射波の信号成分が含まれる出力である。

また、図６（ｄ）〜（ｈ）はそれぞれ、ｋ＝１，２，８，９，１０における相関演算部５２の入力及び出力の関係を示す。

図６（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）では、離散時刻ｋ＝１，〜，Ｕ（＝８）までの期間において、係数制御部５３は、次式（１７）の通り、乗算係数ｈ_ｎを設定する。

なお、図６（ｅ）、（ｆ）においてｋ＝９以降は、図６（ｇ）、（ｈ）と同様に、乗算係数ｈ_ｎを設定する。

図６（ｇ）、（ｈ）では、離散時刻ｋ≧Ｕ＋１（＝９）の期間において、係数制御部５３は、次式（１８）の通り、乗算係数ｈ_ｎを設定する。

以上のように、レーダ装置５０は、係数制御部５３が相関演算部５２における相関係数を可変制御することにより、複数の相関器を用いることなく、部分符号を用いた相関演算を実現でき、実施の形態１と同様な効果が得られる。また、レーダ装置５０は、併せて、回路構成を簡易化できる。

なお、上記のように、レーダ装置５０は、送信アンテナからパルス符号を送信する時間区間（符号送信区間）において、送信リーク信号により、非線形歪みが発生しない場合は、係数制御部５３における乗算係数ｈ_ｎを可変制御する符号係数切替タイミングを表すパラメータであるＵを、Ｕ＝Ｎｓ×Ｌ以下に設定してもよい。

また、本実施の形態のレーダ装置５０は、複数の部分的な符号を用いた相関演算を行えるように、係数制御部５３を動作させてもよい。この場合、非線形な歪みの影響により、レンジサイドローブレベルが大きく上昇する時間範囲をより小さくし、符号による加算利得が損なわれる時間範囲をより短い時間範囲に収めることができる。

次に、２つの部分的な符号を用いた相関演算を行う係数制御部５３の動作について説明する。

係数制御部５３は、離散時刻ｋ＝１，〜，Ｕ^（１）の期間において、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ^（１）個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_［Ｌ−Ｑ ^（１） _{＋１：Ｌ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_Ｌ−Ｑ ^（１） _＋１、ａ（Ｍ）_Ｌ−Ｑ ^（１） _＋２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行うため、次式（１９）に従って、乗算係数ｈ_ｎを設定する。ただし、Ｌ＞Ｑ^（１）≧２である。

また、係数制御部５３は、離散時刻ｋ＝Ｕ^（１）＋１，〜，Ｕ^（２）の期間において、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ^（２）個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_［Ｌ−Ｑ ^（２） _{＋１：Ｌ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_Ｌ−Ｑ ^（２） _＋１、ａ（Ｍ）_Ｌ−Ｑ ^（２） _＋２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行ため、次式（２０）に従って、乗算係数ｈ_ｎを設定する。ただし、Ｌ＞Ｑ^（２）＞Ｑ^（１）≧２である。

また、係数制御部５３は、離散時刻ｋ≧Ｕ^（２）＋１の期間において、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）との相関演算を行うため、次式（２１）に従って、乗算係数ｈ_ｎを設定する。

ここで、レーダ装置５０は、Ｕ^（１）＝Ｎｓ×Ｑ^（２），Ｕ^（２）＝Ｎｓ×Ｌに設定することにより、送信アンテナ２６からパルス符号を送信する時間区間（符号送信区間）において、ｋ＝Ｕ^（１）＋１以降の相関演算部５２の出力が、送信リーク信号から受ける影響を回避できる。

一方、レーダ装置５０は、送信アンテナ２６からパルス符号を送信する時間区間（符号送信区間）において、ｋ＝１，〜，Ｕ^（１）の相関演算部５２の出力が、受信アンテナ３１に送信信号が漏れこむ信号成分からの影響を受けるのは離散時刻ｋ＝１，〜，Ｎｓ×Ｑ^（１）の範囲であり、離散時刻ｋ＝Ｎｓ×Ｑ^（１）＋１，〜，Ｕ^（１）の範囲では、送信リーク信号の影響を回避できる。

次に、２つの部分的な符号を用いた相関演算を行う演算部５１の動作について、図７を用いて説明する。図７は、Ｎｓ＝１、Ｌ＝８、Ｑ^（１）＝２、Ｑ^（２）＝４、Ｕ^（１）＝Ｎｓ×Ｑ^（２）＝４、Ｕ^（２）＝Ｎｓ×Ｌ＝８における演算部５１の動作を示す。

図７（ａ）は、レーダ装置５０の送信信号を示し、図７（ｂ）は、レーダ装置５０の受信信号として、送信リーク信号を受信中に、更に遅延時間ｋ＝５のレーダ反射波を受信するケース（Ｃａｓｅ１）を示す。

図７（ｃ）は、第Ｍ番目の送信周期におけるＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（ｋ）を示す。ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）までのＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力は、送信リーク信号の成分を含む。ｘ（５），ｘ（６），〜，ｘ（１２）までのＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力は、送信リーク信号の成分及び遅延時間τ＝５のレーダ反射波の信号成分が含まれる。

また、図７（ｄ）〜（ｇ）はそれぞれ、離散時刻ｋ＝１，３，５，９における相関演算部５２の入力及び出力の関係を示す。

離散時刻ｋ＝１，〜，Ｕ^（１）＝４までの期間において、係数制御部５３は、次式（２２）の通り、乗算係数ｈ_ｎを設定する。

これにより、相関演算部５２の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、離散時刻ｋ＝１，〜，Ｎｓ×Ｑ^（１）＝１，〜，２までは、送信リーク信号を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）の一部を含む。

例えば、図７（ｄ）では、相関演算部５２は、ｘ（１），〜，ｘ（８）を入力とするが、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ^（１）個の符号を取り出した部分的な符号との相関演算を行うため、相関演算結果に反映されるものはｘ（７）及びｘ（８）となり、演算結果としてＡＣ（１，Ｍ）を出力する。

一方、相関演算部５２の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、離散時刻ｋ＝Ｎｓ×Ｑ^（１）＋１，〜，Ｕ^（１）＝３，〜，４までは、送信リーク信号を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）は、相関演算結果に反映されない範囲となる。

例えば、図７（ｅ）では、相関演算部５２は、ｘ（３），〜，ｘ（１０）を入力とするが、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ^（１）個の符号を取り出した部分的な符号との相関演算を行うため、相関演算結果に反映されるものはｘ（９）及びｘ（１０）のみとなり、演算結果としてＡＣ（３，Ｍ）を出力する。

次に、離散時刻ｋ＝Ｕ^（１）＋１，〜，Ｕ^（２）＝５，〜，８までの期間において、係数制御部５３は、次式（２３）に従い、乗算係数ｈ_ｎを設定する。

これにより、相関演算部５２は、ｋ＝Ｕ^（１）＋１，〜，Ｕ^（２）＝５，〜，８の期間では、送信リーク信号を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）は、相関演算結果に反映されない範囲となる。

例えば、図７（ｆ）では、相関演算部５２は、ｘ（５），〜，ｘ（１２）を入力とするが、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾からＱ^（２）（＝４）個の符号を取り出した部分的な符号との相関演算を行うため、相関演算結果に反映されるものはｘ（９）〜ｘ（１２）の範囲であり、演算結果としてＡＣ（５，Ｍ）を出力する。

このように、離散時刻ｋ＝Ｕ^（１）＋１，〜，Ｕ^（２）＝５，〜，８に対する相関演算部５２からの出力は、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生している場合でも、相関演算結果に反映されるものはｘ（９）以降の範囲であり、非線形な歪み成分の影響を受けないため、レンジサイドローブレベルの上昇の影響を回避できる。

ここで、離散時刻ｋ＝Ｕ^（１）＋１，〜，Ｕ^（２）において、Ｑ^（１）より長い部分的な符号長であるＱ^（２）を用いることで、符号による加算利得が損なわれる範囲をより狭めることができる。

離散時刻ｋ≧Ｕ^（２）＋１（＝９）の期間において、係数制御部５３は、次式（２４）に従い、乗算係数ｈ_ｎを設定する。

ｋ≧Ｕ^（２）＋１（＝９）以降の出力は、送信リーク信号を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）を含まない。例えば、図７（ｇ）は、相関演算部５２における出力ＡＣ（９，Ｍ）を示すが、ｘ（９），〜，ｘ（１６）を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（９，Ｍ）を出力する。

このように、相関演算部５２の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）において、ｋ≧Ｕ^（２）＋１（＝９）以降の出力は、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生している場合でも、非線形な歪み成分の影響を受けないため、Ｑ^（１）より長い部分的な符号長であるＱ^（２）を用いても、レンジサイドローブレベルの上昇の影響を回避できる。

以上のように、レーダ装置５０は、係数制御部５３が相関演算部５２における相関係数を可変制御することにより、複数の相関器を用いることなく、符号長の異なる複数の部分的な符号を用いた相関演算を実現でき、実施の形態１と同様な効果が得られる。また、レーダ装置５０は、併せて、回路構成を簡易化できる。

なお、レーダ装置５０と近接した距離に強反射体が存在する場合、レーダ装置５０が受信する強反射体からの反射波の受信信号成分は大きい。このため、受信無線部３２から出力される受信ベースバンド信号の振幅がＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂのダイナミックレンジを超える場合、レーダ装置５０は、クリッピングによる非線形な歪みが発生する。または、受信無線部３２でのＬＮＡへの入力が、飽和領域の入力レベルとなる場合、非線形歪みが発生する。

このような非線形歪み成分が発生する強反射体からの反射波が到来する離散時刻ｋ＝τに対し、係数制御部５３は、Ｕ^（１）＝Ｎｓ×Ｑ^（２）＋τ−１，Ｕ^（２）＝Ｎｓ×Ｌ＋τ−１を設定し、相関演算部５２における相関係数を可変制御することにより、ｋ＝Ｎｓ×Ｑ^（１）＋τ以降の相関演算部５２の出力は、強反射体からの反射波の信号成分の影響を抑制できる。

（実施の形態３）
到来遅延が大きいレーダ受信波は、後続する送信周期の送信リーク信号の影響を受けて、レンジサイドローブ特性が劣化する。そこで、本開示の実施の形態３に係るレーダ装置は、符号長Ｌの送信符号の先頭からＭビット取り出した部分符号によるスライディング相関処理を行う。本開示の実施の形態３に係るレーダ装置の構成は、実施の形態２で説明した図５と同様の構成であるため、図５を援用して説明する。

相関演算部５２は、レーダ送信周期Ｔｒ毎に、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂから出力された離散サンプルｘ（ｋ、Ｍ）と、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）との相関演算、または、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最前部からＱ_ｅｎｄ個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［１：Ｑｅｎｄ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｑｅｎｄ]｝との相関演算の結果を切り替えて出力する。相関演算部５２は以下の動作を行う。

相関演算部５２は、レーダ送信周期Ｔｒ毎に、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂからの離散サンプルｘ（ｋ、Ｍ）に対し、次式（２５）に従って、送信する符号長Ｌに等しい乗算係数ｈ_ｎとの相関演算を行う。

ここで、ＡＣ（ｋ，Ｍ）は、離散時刻ｋの相関演算値を示す。

なお、相関演算部５２の出力と同等な雑音レベルとするために、次式（２６）を用いてもよい。

式（２６）において、Ｎ_Ｈ（ｋ）はＬ個の乗算係数のうち、ゼロではない係数の個数を示す。ここで、ｎ＝１，〜，Ｌである。

係数制御部５３は、離散時刻ｋ毎の相関演算値ＡＣ（ｋ，Ｍ）の演算タイミングにおいて、乗算係数ｈ_ｎを可変制御する。すなわち、係数制御部５３は、離散時刻ｋ＝Ｕ_ｅｎｄ＋１，〜，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏの期間において、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最前部からＱ_ｅｎｄ個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［１：Ｑｅｎｄ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｑｅｎｄ｝との相関演算を行うため、次式（２７）に従って、乗算係数ｈ_ｎを設定する。ただし、Ｌ＞Ｑ_ｅｎｄ≧２である。

次に、符号長Ｌの送信符号の先頭からＭビット取り出した部分符号によるスライディング相関処理を行う演算部５１の動作について、図８を用いて説明する。図８では、Ｎｓ＝１、Ｌ＝８、Ｑ_ｅｎｄ＝４、ｋ＝１，〜，９０，Ｕ_ｅｎｄ＝８３における演算部５１の動作を示す。

図８（ａ）は、レーダ装置５０の送信信号を示し、図８（ｂ）は、レーダ装置５０の受信信号として、送信リーク信号を受信中に、更に遅延時間ｋ＝８７のレーダ反射波を受信するケース（Ｃａｓｅ３）を示す。

図８（ｃ）は、第Ｍ番目の送信周期の最後部及び第Ｍ＋１番目の送信周期における最前部のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（ｋ）を示し、ｘ（８２），ｘ（８３），〜，ｘ（９０）までは第Ｍ番目の送信周期の最後部のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力であり、ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）は、第Ｍ＋１番目の送信周期における最前部のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力を示し、また、第Ｍ＋１番目の送信周期における送信リーク信号の成分が含まれる出力である。ｘ（８７），〜，ｘ（９０），ｘ（１），〜，ｘ（４）までのＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力は、遅延時間τ＝８７のレーダ反射波の信号成分が含まれる。

また、図８（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）はそれぞれ、離散時刻ｋ＝８２，８４，８７における相関演算部５２の入力及び出力の関係を示す。

図８（ｄ）では、離散時刻ｋ＝１，〜，Ｕ_ｅｎｄ（＝８３）までの期間において、係数制御部５３が、次式（２８）の通り、乗算係数ｈ_ｎを設定する。なお、Ｕ_ｅｎｄ＝８３であるのは、相関演算時に、次の送信リーク信号を含むＡ／Ｄ出力ｘ（１）が含まれない限界のタイミングであるためである。

図８（ｅ）、（ｆ）に示すように、離散時刻ｋ＝Ｕ_ｅｎｄ＋１，〜，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏ＝８４，〜，９０までの期間は、係数制御部５３は、次式（２９）のように、乗算係数ｈ_ｎを設定する。

送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生する場合、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）は、非線形な歪み成分を含む。歪み成分を入力とする相関演算部５２の出力は、非線形な歪み成分の影響によりレンジサイドローブレベルが上昇する。

図８（ｅ)では、相関演算部５２は、ｘ（８４），〜，ｘ（９０），ｘ（１）を入力とし、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最前部からＱ_ｅｎｄ＝４個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［１：Ｑｅｎｄ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｑｅｎｄ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（８４，Ｍ）を出力する。ｘ（１）は、非線形な歪み成分の影響を含むため、ｘ（８７）、・・・、ｘ（９０）、ｘ（１）は係数を０とする。

また、図８（ｆ）では、相関演算部５２は、ｘ（８７），〜，ｘ（９０），ｘ（１），〜，ｘ（４）を入力とし、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最前部からＱ_ｅｎｄ＝４個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［１：Ｑｅｎｄ］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｑｅｎｄ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（８７，Ｍ）を出力する。

このように、相関演算部５２の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）、ｋ＝Ｕ_ｅｎｄ＋１，〜，Ｕ_ｅｎｄ＋Ｑ_ｅｎｄ＝８４，〜，８７の出力は、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生している場合でも、非線形な歪み成分の影響を受けないため、レンジサイドローブレベルが上昇する影響を回避することができる。

（実施の形態４）
図９は、本開示の実施の形態４に係るレーダ装置６０の構成を示すブロック図である。図９が図１と異なる点は、ゼロ埋めタイミング制御部６１及びゼロ埋め部６２を追加し、演算部３８を相関演算部６３に変更した点である。

ゼロ埋めタイミング制御部６１は、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂから出力された離散サンプルｘ（ｋ、Ｍ）に対し、特定の離散サンプル範囲［ｋ_ｍｉｎ，ｋ_ｍａｘ］のサンプル値をゼロに変更するタイミングをゼロ埋め部６２に指示する。

ゼロ埋め部６２は、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂから出力された離散サンプルｘ（ｋ、Ｍ）に対し、ゼロ埋めタイミング制御部６１からの指示に基づいて、特定の離散サンプル範囲［ｋ_ｍｉｎ，ｋ_ｍａｘ］のサンプル値をゼロとして出力する。すなわち、ゼロ埋め部６２は、次式（３０）に従って、Ｚ（ｋ，Ｍ）を出力する。

相関演算部６３は、レーダ送信周期Ｔｒ毎に、ゼロ埋め部６２から出力されたＺ（ｋ、Ｍ）と、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）との相関演算を行う。すなわち、第Ｍ番目のレーダ送信周期における相関演算は、例えば、以下の式（３１）に従って算出される。

式（３１）において、ＡＣ（ｋ，Ｍ）は離散時刻ｋの相関演算値を示す。アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。また、ＡＣ（ｋ、Ｍ）の演算は、ｋ＝Ｕ＋１，〜，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏの期間にわたり演算する。

なお、ゼロ埋め部６２から出力されたＺ（ｋ、Ｍ）は、相関演算部６３の出力の雑音レベルを揃えるため、次式（３２）を用いてもよい。

式（３２）において、Ｎ_Ｚ（ｋ）は、ＡＣ（ｋ、Ｍ）を求める場合に、ゼロ埋め部６２からの出力Ｚ（ｋ、Ｍ）のうち、Ｚ（ｋ、Ｍ）＝０となるデータの個数を示す。

レーダ装置６０は、ゼロ埋めタイミング制御部６１が、特定の離散サンプル範囲［ｋ_ｍｉｎ，ｋ_ｍａｘ］として、送信リーク信号を受信する離散サンプル範囲［１，Ｎｓ×Ｌ］を設定し、ゼロ埋め部６２が、特定の離散サンプル範囲［ｋ_ｍｉｎ，ｋ_ｍａｘ］において、送信リーク信号を受信する離散サンプルｘ（ｋ、Ｍ）をゼロに変更することにより、相関演算部６３の乗算係数をゼロに変更する処理と同様な効果が得られる。

つまり、実施の形態３までは、相関係数をゼロにすることで、送信リークが含まれるＡ／Ｄ変換出力を含めないように制御した。本実施の形態は、相関係数ではなく、データをゼロにすることで、非線形な歪みの影響を抑制する。

このため、レーダ装置６０は、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生している場合でも、離散時刻［１，Ｎｓ×Ｌ］の時間範囲において、非線形な歪み成分の影響を抑制できるため、レンジサイドローブレベルが大きく上昇する影響を回避し、弱反射体からの反射波の検出性能を改善できる。

なお、レーダ装置６０は、送信リーク信号を用いて、ＲＦ回路やアンテナのキャリブレーションを行う場合は、ゼロ埋めタイミング制御部６１が指示する特定の離散サンプル範囲［ｋ_ｍｉｎ，ｋ_ｍａｘ］として、送信リーク信号を受信する離散サンプル範囲［α，Ｎｓ×Ｌ］に設定することにより、送信リーク信号の一部を取り出すことができる。ここで、α＝１〜４程度に設定する。

次に、離散サンプルをゼロ埋めした場合の相関演算部６３の動作について、図１０を用いて説明する。図１０では、Ｎｓ＝１、Ｌ＝８、［ｋ_ｍｉｎ，ｋ_ｍａｘ］＝［１，Ｎｓ×Ｌ］＝［１，８］における相関演算部６３の動作を示す。

図１０（ａ）は、レーダ装置６０の送信信号を示し、図１０（ｂ）は、レーダ装置６０の受信信号として、送信リーク信号を受信中に、更に遅延時間ｋ＝５のレーダ反射波を受信するケース（Ｃａｓｅ１）を示す。

図１０（ｃ）は、第Ｍ番目の送信周期におけるＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（ｋ）を示す。Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）は、送信リーク信号の成分が含まれる。Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（５），ｘ（６），〜，ｘ（１２）は、遅延時間ｋ＝５のレーダ反射波の信号成分を含む。

図１０（ｄ）では、第Ｍ番目の送信周期におけるゼロ埋め部６２の出力Ｚ（ｋ，Ｍ）の値を示し、ゼロ埋め部６２は、特定の離散サンプル範囲［ｋ_ｍｉｎ，ｋ_ｍａｘ］＝［１，８］の範囲において、ゼロを出力し、それ以外の離散サンプル範囲では、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（９），ｘ（１０），〜，ｘ（１７）を出力する。

また、図１０（ｅ）〜（ｉ）はそれぞれ、離散時刻ｋ＝１，２，３，５，９における相関演算部６３の入力及び出力の関係を示す。図中の乗算係数ｈ_ｎはａ（Ｍ）_ｎ ^＊を表す。

ここで、送信リーク信号の入力レベルが大きく、非線形な歪みが発生する場合は、Ａ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）は、非線形な歪み成分を含む。歪み成分を入力とする相関演算部６３の出力は、非線形な歪み成分の影響によりレンジサイドローブレベルが大きく上昇する。

相関演算部６３の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）、ｋ＝１，〜，８までの出力は、送信リーク信号を受信している区間のＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂの出力ｘ（１），ｘ（２），〜，ｘ（８）が、ゼロ埋め部６２により、ゼロに変更された出力を含む。例えば、図１０（ｄ）では、相関演算部６３は、全てゼロの信号を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（１，Ｍ）＝０を出力する。

また、図１０（ｆ）では、相関演算部６３は、ゼロ埋めされたｘ（２）からｘ（８）とｘ（９）を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（２，Ｍ）を出力する。すなわち、相関演算部６３は、ａ（Ｍ）_１＝ａ（Ｍ）_２＝〜＝ａ（Ｍ）_７＝０とした演算結果と同じ出力が得られる。このため、相関演算部６３は、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾から１個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［８：８］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算と同じ出力が得られる。

また、図１０（ｇ）では、相関演算部６３は、ゼロ埋めされたｘ（３）からｘ（８）とｘ（９），ｘ（１０）を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（３，Ｍ）を出力する。すなわち、相関演算部６３は、ａ（Ｍ）_１＝ａ（Ｍ）_２＝〜＝ａ（Ｍ）_６＝０とした演算結果と同じ出力が得られる。このため、相関演算部６３は、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾から２個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［７：８］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_７、ａ（Ｍ）_８｝との相関演算と同じ出力が得られる。

また、図１０（ｈ）では、相関演算部６３は、ゼロ埋めされたｘ（５）からｘ（８）とｘ（９），ｘ（１０），ｘ（１１），ｘ（１２）を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（５，Ｍ）を出力する。すなわち、相関演算部６３は、ａ（Ｍ）_１＝ａ（Ｍ）_２＝〜＝ａ（Ｍ）_４＝０とした演算結果と同じ出力が得られる。このため、相関演算部６３は、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾から４個の符号を取り出した部分的な符号Ａ_{［５：８］}（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_５、ａ（Ｍ）_６、ａ（Ｍ）_７、ａ（Ｍ）_８｝との相関演算と同じ出力が得られる。

また、図１０（ｉ）では、相関演算部６３は、ｘ（９）〜ｘ（１６）を入力とし、それぞれ符号長Ｌの送信符号Ａ（Ｍ）＝｛ａ（Ｍ）_１、ａ（Ｍ）_２、〜、ａ（Ｍ）_Ｌ｝との相関演算を行い、演算結果としてＡＣ（９，Ｍ）を出力する。すなわち、相関演算部６３は、送信する符号長Ｌとの相関演算を出力する。

このように、送信リーク信号の入力レベルが大きく、Ａ／Ｄ変換部３７において非線形な歪みが発生している場合でも、相関演算部６３の出力ＡＣ（ｋ，Ｍ）、ｋ＝３，〜，８の出力は、送信する符号長Ｌのパルス圧縮符号Ａ（Ｍ）の最後尾から、２個以上の符号であって符号長Ｌ未満の符号を取り出した部分的な符号との相関演算となるため、非線形な歪み成分の影響を受けずに、レンジサイドローブレベルが大きく上昇する影響を回避できる。そのため、レーダ装置６０は、弱反射体からの反射波の検出性能を改善できる。

なお、図１０（ｈ）は、４個の符号に対応し、図１０（ｉ）は、８個の符号に対応する。

なお、レーダ装置６０と近接した距離に強反射体が存在する場合、レーダ装置６０が受信する強反射体からの反射波の受信信号成分は大きい。このため、受信無線部３２から出力される受信ベースバンド信号の振幅がＡ／Ｄ変換部３７ａ、３７ｂのダイナミックレンジを超える場合、レーダ装置６０は、クリッピングによる非線形な歪みが発生する。または、受信無線部３２でのＬＮＡへの入力が、飽和領域の入力レベルとなる場合、レーダ装置６０は、非線形歪みが発生する。

このような非線形歪み成分が発生する強反射体からの反射波が到来する離散時刻ｋ＝τに対し、レーダ装置６０は、ゼロ埋めタイミング制御部６１が、特定の離散サンプル範囲［ｋ_ｍｉｎ，ｋ_ｍａｘ］として、非線形歪みが発生する強い反射波の信号を受信する離散サンプル範囲［τ,τ＋Ｎｓ×Ｌ］を設定し、ゼロ埋め部６２が、非線形歪みが発生する強い反射波の信号を含む離散サンプルｘ（ｋ、Ｍ）をゼロに変更することにより、相関演算部６３の乗算係数をゼロに変更する処理と同様な効果が得られ、実施の形態１で説明した部分的な符号を用いた相関演算と等価な処理となる。これにより、レーダ装置６０は、離散時刻［τ,τ＋Ｎｓ×Ｌ］の時間範囲において、非線形な歪み成分の影響を受けないため、レンジサイドローブレベルが大きく上昇する影響を回避し、弱反射体からの反射波の検出性能を改善できる。

このように、実施の形態４では、部分符号を用いるための、相関器の回路構成の増加なく、実施の形態１〜３で説明したものと同様な効果を得ることができる。

（変形例）
レーダ送信信号生成部２１は、図１に示す構成に限らず、図１１に示す構成であってもよい。図１１のレーダ送信信号生成部２１は、符号記憶部７１及びＤ／Ａ変換部７２を備える。符号記憶部７１は、符号系列を予め記憶し、基準信号生成部１１から出力されたリファレンス信号に基づいて、記憶した符号系列を読み出して、Ｄ／Ａ変換部７２に出力する。

Ｄ／Ａ変換部７２は、符号記憶部７１から出力されたデジタル信号をアナログのベースバンド信号に変換して、送信無線部２５に出力する。

本開示にかかるレーダ装置は、車両を含む移動体等に適用できる。

１０、５０、６０ レーダ装置
１１ 基準信号生成部
２０ レーダ送信部
２１ レーダ送信信号生成部
２２ 符号生成部
２３ 変調部
２４ ＬＰＦ
２５ 送信無線部
２６ 送信アンテナ
３０ レーダ受信部
３１ 受信アンテナ
３２ 受信無線部
３３ 増幅器
３４ 周波数変換部
３５ 直交検波部
３６ 信号処理部
３７ａ、３７ｂ Ａ／Ｄ変換部
３８、５１ 演算部
３９ 第１相関演算部
４０ 第２相関演算部
４１ 出力切替部
４２ 加算部
４３ ドップラー周波数解析部
５２、６３ 相関演算部
５３ 係数制御部
６１ ゼロ埋めタイミング制御部
６２ ゼロ埋め部
７１ 符号記憶部
７２ Ｄ／Ａ変換部

Claims (6)

1. 符号長Ｌの複数の相補符号を含む符号系列をレーダ送信信号として送信周期毎に送信する送信手段と、
   反射体によって反射された前記レーダ送信信号である反射波を受信する受信手段と、
   受信信号をアナログ信号から離散サンプルであるデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、
   前記離散サンプルと、前記送信手段が送信する前記符号系列との第１の相関演算、及び、前記離散サンプルと、前記送信手段が送信する前記符号系列の最後尾から符号長Ｌ−Ｑ（Ｌ＞Ｑ≧２）を取り出した部分的な符号系列との第２の相関演算を行い、第１の相関演算結果または第２の相関演算結果のいずれかを出力する演算手段と、
   を具備するレーダ装置。
2. 前記符号系列は、２Ｌ個の相補符号を含み、
   前記送信手段は、前記２Ｌ個の相補符号を、所定の回数の送信周期の間、送信する、
   請求項１に記載のレーダ装置。
3. 前記符号系列は、式（１）、式（２）を満たす、
   請求項１に記載のレーダ装置。
   

   

   

   ここで、第ｍ番目の符号系列は、符号長Ｌの符号系列Ａ（ｍ）＝｛ａ（ｍ）_１、ａ（ｍ）_２、〜、ａ（ｍ）_Ｌ｝であり、ｍ＝１、〜、２Ｌであり、Ｓ_２−Ｓ_１＋１≧２、Ｌ＞Ｓ_２＞Ｓ_１であり、τは相関演算時の遅れを表す。
4. 前記符号系列は、スパノ符号系列であることを特徴とする請求項１に記載のレーダ装置。
5. 前記演算手段は、
   前記第１の相関演算を行う第１の相関演算手段と、
   前記第２の相関演算を行う第２の相関演算手段と、
   レーダ送信周期の開始するタイミングを基準（ｋ＝１）とした離散時刻ｋに応じて、第１の相関演算結果または第２の相関演算結果のいずれを出力するかを切り替える切替手段と、
   を具備する請求項１に記載のレーダ装置。
6. 前記演算手段は、
   前記Ａ／Ｄ変換手段によって変換された前記離散サンプルと相関演算を行う乗算係数を、レーダ送信周期の開始するタイミングを基準（ｋ＝１）とした離散時刻ｋ毎に可変制御する係数制御手段を具備する、
   請求項１に記載のレーダ装置。

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