JP2007033287A - パルス波レーダー装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】
本発明では、受信回路の高速化を図ることなく、対象物の距離分解能を向上させることが可能なパルス波レーダー装置を提供することを目的とする。
【解決手段】
上記目的を達成するため、本願発明は、周期的な送信パルス及び前記送信パルスの周期の有理数倍で前記送信パルスの周期と異なる周期のゲートパルスを出力するパルス出力回路と、前記パルス出力回路からの送信パルスを基に送信パルス波を生成して送出する送信回路と、前記送信回路からの送信パルス波を放射する送信アンテナと、前記送信アンテナからの送信パルス波のうち対象物で反射した受信パルス波を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナからの受信パルス波を復調して受信パルスを出力する受信回路と、前記受信回路からの受信パルスのうち前記パルス出力回路からのゲートパルスのタイミングに一致する受信パルスを抽出して出力する抽出回路と、を備えるパルス波レーダー装置である。
【選択図】図１

Description

本発明は、ミリ波、又は準ミリ波帯を用いたパルス波レーダー装置に関する。特に、近距離での対象物からの反射波に対して、距離分解能を向上させたパルス波レーダー装置に関する。
近年、衝突防止やオートクルーズを目的としてパルス波レーダー装置が使用される。パルス波レーダー装置は、対象物までの往復距離が、送信パルス波を放射してから対象物で反射した受信パルス波を受信する迄の時間に光速を積算することにより求められることから、送信パルス波を放射してから対象物からの受信パルス波を受信する迄の時間を測定し、対象物までの距離を算出するものである。
このようなパルス波レーダー装置では、送信パルス波の放射後、至近距離にある対象物で反射した受信パルス波を受ける用意を行う。衝突防止やオートクルーズを目的とするパルス波レーダー装置では、数十ｃｍから数十ｍまでの広い範囲で対象物の位置を正確に検知する必要がある。
そして、互いに近接する２以上の対象物の位置を検出する場合、異なる対象物からの反射波は略同時にパルス波レーダー装置に到達する。そのため、異なる対象物の位置を検出する従来の方法では、送信パルス波のパルス幅を短パルスとして、異なる対象物からの受信パルス波の重なりをなくして対象物の距離分解能を高めている（例えば、特許文献１参照）。
特開平６−２４９９４３号公報。
しかし、短パルスを適用して距離分解能を高くする方法では、例えば、１ｍ離れた２つの障害物を検出するためには、３ｎｓｅｃ以下のパルス幅とする必要がある。つまり、２つの障害物によってそれぞれ送信パルスが反射されることになるため、その反射波の間隔は３ｎｓｅｃ以下となる。従って、３ｎｓｅｃという短い時間間隔のうちに続けてそれぞれの受信パルスを信号処理（例えば、Ａ／Ｄ（アナログ−デジタル）変換の信号処理をする場合。）しなければならず、高速回路が必要で、信号処理回路負荷が大きくなる。
また、パルス幅を短くすると、電気的性能は向上するが、復調後の信号帯域幅が広くなり、中間周波段の所要帯域幅の広い増幅器が必要となる。広帯域の増幅器は、設計が難しく、パルス状の波形を扱う場合には郡遅延特性を平坦とすることが必要であり高価となる。
従って、パルス幅を短くすることによって距離分解能を高めるには限界がある。
そこで、本発明では、受信回路の高速化を図ることなく、対象物の距離分解能を向上させることが可能なパルス波レーダー装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するため、送信パルスの周期の有理数倍で送信パルスの周期と異なる周期のゲートパルスに同期して受信パルスを抽出することとした。
具体的には、本願発明は、周期的な送信パルス及び前記送信パルスの周期の有理数倍で前記送信パルスの周期と異なる周期のゲートパルスを出力するパルス出力回路と、前記パルス出力回路からの送信パルスを基に送信パルス波を生成して送出する送信回路と、前記送信回路からの送信パルス波を放射する送信アンテナと、前記送信アンテナからの送信パルス波のうち対象物で反射した受信パルス波を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナからの受信パルス波を復調して受信パルスを出力する受信回路と、前記受信回路からの受信パルスのうち前記パルス出力回路からのゲートパルスのタイミングに一致する受信パルスを抽出して出力する抽出回路と、を備えるパルス波レーダー装置である。
送信パルスの周期の有理数倍で送信パルスの周期と異なる周期のゲートパルスに一致する受信パルスを抽出することにより、受信回路の高速化を図ることなく、時間軸を延伸して対象物の距離分解能を向上させることができる。
上記パルス波レーダー装置において、前記パルス出力回路は、前記送信パルスの周期と前記ゲートパルスの周期との比率を変化させることができることが望ましい。
これにより、時間軸の延伸率を可変させることができる。従って、対象物の距離分解能を自由に選択できる。
また、上記パルス波レーダー装置において、前記送信パルスと前記ゲートパルスとの相対的な位相を変化させることができることが望ましい。
これにより、特定の位置の受信パルスを抽出することが可能となる。そのため、送信パルスの周期とゲートパルスの周期との比率を変化させ、及び送信パルスとゲートパルスとの相対的な位相を変化させることにより、時間軸をずらすことができる。従って、特定の位置の受信パルスを抽出することができ、対象物の時間軸上での検出位置を自由に選択できる。
また、上記パルス波レーダー装置において、前記抽出回路の抽出する受信パルスの直前の送信パルスが前記パルス出力回路から出力されてから前記抽出回路の抽出する受信パルスが前記抽出回路から出力されるまでの時間に基づいて前記対象物までの距離を算出する距離算出回路をさらに備えることが望ましい。
これにより、対象物までの距離を算出することができる。
また、上記パルス波レーダー装置において、前記パルス出力回路の出力する送信パルスが前記パルス出力回路から出力されてから前記抽出回路の抽出する受信パルスが前記抽出回路から出力されるまでの時間、前記パルス出力回路から出力される送信パルスの位相及び前記受信パルスが前記抽出回路から出力されたときの前記送信パルスの周期に基づいて、前記対象物までの距離を算出する距離算出回路をさらに備えることが望ましい。
これにより、対象物までの距離を算出することができる。
また、上記パルス波レーダー装置において、前記抽出回路は、前記パルス出力回路からの前記ゲートパルスの入力をバランス入力とし、前記ゲートパルスの入力と前記受信回路からの受信パルスの入力との積算をするシングルバランスドミキサーであることが望ましい。
これにより、ゲートパルスの信号漏れを防止することができる。従って、対象物の検出精度を向上させることができる。
また、上記パルス波レーダー装置において、前記抽出回路は、前記パルス出力回路からの前記ゲートパルスの入力及び前記受信回路からの前記受信パルスの入力をそれぞれバランス入力とし、前記ゲートパルスの入力と前記受信回路からの受信パルスの入力との積算をするダブルバランスドミキサーであることが望ましい。
これにより、ゲートパルス及び受信パルスの信号漏れを防止することができる。従って、対象物の検出精度をより向上させることができる。
本発明では、受信回路の高速化を図ることなく、対象物の距離分解能を向上させることが可能なパルス波レーダー装置を提供することができる。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、本発明は、以下に示す実施形態に限定されるものではない。
図１は、本発明に係るパルス波レーダー装置の実施形態の一例を説明するブロック図であって、パルス波レーダー装置の構成を説明するブロック図である。図１において、１２は所定の周期の送信パルス及び送信パルスの周期の有理数倍で送信パルスの周期と異なる周期のゲートパルスを出力するパルス出力回路、１３は変調周波数で発振する発振器、１４は送信パルスを基に送信パルス波を生成する変調回路、１５は送信パルス波を放射する送信アンテナ、２１は対象物からの受信パルス波を受信する受信アンテナ、２２は受信パルス波を増幅するローノイズアンプ、２３は受信パルス波を復調する復調回路、２４は復調回路から出力される受信パルスを増幅するＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）アンプ、２５は受信パルスのうちゲートパルスのタイミングに一致する受信パルスを抽出する抽出回路、２６は受信パルスをＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換するＡ／Ｄ変換回路、２７は対象物までの距離を算出する距離算出回路である。
送信回路には、発振器１３及び変調回路１４が含まれる。受信回路には、ローノイズアンプ２２、発振器１３、復調回路２３及びＩＦアンプ２４が含まれる。
まず、図１において、パルス波レーダー装置１００の送信系の構成を説明する。パルス出力回路１２は、所定の発生間隔で送信パルスを発生する。送信パルスの発生間隔は、パルス波レーダー装置１００の最大検出距離に対応する電波の伝搬往復時間よりも長く設定することが好ましい。また、パルス出力回路１２は、送信パルスの周期の有理数倍で送信パルスの周期と異なる周期のゲートパルスを出力する。このゲートパルスは、後述する抽出回路２５に入力される。この際、パルス出力回路１２は、送信パルスの周期とゲートパルスの周期との比率を変化させることができ、及び送信パルスとゲートパルスとの相対的な位相を変化させることができる。さらに、パルス出力回路１２は、送信パルスに同期する同期パルスを出力して、後述する距離算出回路２７において対象物までの距離を算出する際にスタートトリガとして使用する。
変調回路１４は、パルス出力回路１２からの送信パルスと発振器１３からの変調波を混合して、送信パルス波を出力する。
送信アンテナ１５は、変調回路１４からの送信パルス波を放射する。送信アンテナ１５は複数のアンテナから構成されるものでもよい。
次に、図１において、パルス波レーダー装置１００の受信系の構成を説明する。受信アンテナ２１は、対象物で反射した受信パルス波を受信する。受信アンテナ２１も複数のアンテナから構成されるものでもよい。また、送受兼用アンテナであってもよい。
復調回路２３は、ローノイズアンプ２２で増幅された受信パルス波を復調して受信パルスを出力する。復調に際しては、例えば、同期検波や包洛線検波等の非同期検波の通常の技術で実現できる検波方式を適用することができる。本実施形態では、パルス波レーダー装置１００の使用する周波数帯のローカル信号を発振器１３で発生させ、発生させたローカル信号に基づいて同期検波することとした。
抽出回路２５は、復調回路２３で復調されＩＦアンプ２４で増幅された受信パルスのうち、パルス出力回路１２からのゲートパルスのタイミングに一致する受信パルスを抽出して距離算出回路２７に向けて出力する。ここで、抽出回路２５は、パルス出力回路１２からのゲートパルスの入力をバランス入力とするシングルバランスドミキサーであることが望ましい。また、抽出回路２５は、パルス出力回路１２からのゲートパルスの入力及び復調回路２３からの受信パルスの入力をそれぞれバランス入力とするダブルバランスドミキサーであることがより望ましい。シングルバランスドミキサーは、後述するように、ゲートパルスの信号漏れを防止することができる。また、ダブルバランスドミキサーは、後述するように、ゲートパルス及び受信パルスの信号漏れを防止することができる。
ここで、図４を用いてシングルバランスドミキサーの具体的な構成の一例を説明する。図４において、３０はゲートパルスが入力される入力ポート、３１は復調回路からの受信パルスが入力される入力ポート、３２はゲートパルスのタイミングに合わせて受信パルスを出力する出力ポート、４１はゲートパルスの入力により電流を誘導させるトロイダルコア、４２及び４３はゲートパルスの入力により導通を切替えるダイオードである。
シングルバランスドミキサー５０では、入力ポート３０へのゲートパルスの入力によりダイオード４２、４３が導通するため、入力ポート３１に入力された受信パルスのうちゲートパルスのタイミングに合った受信パルスを出力ポート３２から出力することができる。つまり、シングルバランスドミキサー５０では、入力ポート３０へのゲートパルスの入力と入力ポート３１への受信パルスの入力との積算をして、入力ポート３１に入力された受信パルスのうち、入力ポート３０に入力されるゲートパルスのタイミングに一致する受信パルスを抽出して出力ポート３２から出力することができる。
一方、出力ポート３２がトロイダルコア４１の中点に該当するため、入力ポート３０に入力されるゲートパルスの電位は出力ポート３２に電位を生じさせない。そのため、シングルバランスドミキサー５０では、ゲートパルスをバランスさせて出力ポート３２へのゲートパルスの信号漏れを防止することができる。従って、対象物の検出精度を向上させることができる。
次に、図５を用いてダブルバランスドミキサーの具体的な構成の一例を説明する。図５において、３３はゲートパルスが入力される入力ポート、３４は復調回路からの受信パルスが入力される入力ポート、３５はゲートパルスのタイミングに合わせて受信パルスを出力する出力ポート、４４はゲートパルスの入力により電流を誘導させるトロイダルコア、４５は受信パルスの入力により電流を誘導させるトロイダルコア、４６から４９はゲートパルスの入力をスイッチングするダイオードである。
ダブルバランスドミキサー５１では、入力ポート３３へのゲートパルスの入力によりダイオード４６、４７及びダイオード４８、４９が交互に導通する。また、入力ポート３４への受信パルスの入力によりダイオード４６、４７及びダイオード４８、４９が交互に導通する。そのため、ダブルバランスドミキサー５１では、入力ポート３３に入力されたゲートパルスのタイミングと入力ポート３４に入力された受信パルスのタイミングが一致したときにだけ出力ポート３５に出力を生じさせる。つまり、ダブルバランスドミキサー５１では、入力ポート３３へのゲートパルスの入力と入力ポート３４への受信パルスの入力との積算をして、入力ポート３４に入力された受信パルスのうち、入力ポート３３に入力されるゲートパルスのタイミングに一致する受信パルスを抽出して出力ポート３５から出力することができる。
一方、出力ポート３５がトロイダルコア４４、４５の中点に該当するため、入力ポート３３に入力されるゲートパルス及び入力ポート３４に入力される受信パルスは、共に出力ポート３５に電位を生じさせない。そのため、ダブルバランスドミキサー５１では、ゲートパルス及び受信パルスを共にバランスさせて出力ポート３５へのゲートパルス及び受信パルスの信号漏れを防止することができる。従って、対象物の検出精度をより向上させることができる。
図１に示す距離算出回路２７は、抽出回路２５から出力されＡ／Ｄ変換回路２６でＡ／Ｄ変換された受信パルス、及びパルス出力回路１２からのスタートトリガに基づいてパルス波レーダー装置１００から対象物までの距離を算出する。
ここで、図２を用いて、抽出回路２５及び距離算出回路２７の動作について説明する。図２において、（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）及び（Ｅ）は、図１に示すＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ及びＥの点における信号波形のタイミングの一例を示す。なお、図２では、各信号のパルス幅を省略して示している。また、図２では、実線は元の信号を、破線は送信パルス及びゲートパルスの位相及び比率を変化させた信号を、それぞれ示している。以下、図１に示した符号を適宜用いて説明する。
図２（Ａ）は、パルス出力回路１２が変調回路１４に向けて出力する送信パルスである。送信パルスの送信間隔は、前述のようにパルス波レーダー装置１００の最大検出距離に対応する伝搬往復時間よりも長く設定する。また、送信パルスのパルス幅は、対象物に対する距離分解能に相当する時間よりも短くすることが好ましい。また、図２（Ｂ）は、パルス出力回路１２が距離算出回路２７に向けて出力するスタートトリガである。このスタートトリガは、送信パルスに同期させる。図２に示す形態では、（Ａ）に示す送信パルスと同一の周期のスタートトリガを出力することとした。
また、図２（Ｃ）は、復調回路２３から出力される受信パルスである。この受信パルスは、パルス波レーダー装置１００から出力され対象物で反射して受信されたものであるため、（Ａ）に示す送信パルスのタイミングに遅れて出力される。図２に示す形態では、対象物が２つの場合を示している。また、理解のし易さのため、パルス波レーダー装置１００に近い側の対象物からの受信パルスを図面下向きに、遠い側の対象物からの受信パルスを図面上向きに示した。
また、図２（Ｄ）は、パルス出力回路１２から抽出回路２５に向けて出力するゲートパルスである。ゲートパルスの周期は、（Ａ）に示す送信パルスの周期の有理数倍で送信パルスの周期と異なる。本実施形態では、元信号について、送信パルスの周期を４、ゲートパルスの周期を３にそれぞれ設定した。つまり、送信パルスとゲートパルスとのタイミングが揃ってから次に両者が揃うのは、送信パルスが３つ出力され、ゲートパルスが４つ出力されたときとなる。また、図２（Ｅ）は、抽出回路２５で抽出され出力される受信パルスである。
ここで、図２（Ａ）に示す送信パルスの有理数倍で送信パルスの周期と異なるゲートパルスを出力すると、復調回路２３から出力される受信パルスにはゲートパルスのタイミングに一致するものが含まれる場合があるため、抽出回路２５は、前述のようにバランスドミキサーを適用して、（Ｄ）に示すゲートパルスと（Ｃ）に示す受信パルスとの積を演算することにより、ゲートパルスのタイミングに一致した受信パルスのみを周期的に抽出することができる。そして、ゲートパルスのタイミングに一致した受信パルスのみを周期的に抽出することにより、（Ｃ）に示す受信パルスの周期を周期Ｂ１から、（Ｅ）に示すように周期Ｂ１´に引き伸ばすことができる。また、２つの対象物からの受信パルスの時間差も同様に、時間差Ａから時間差Ａ´に引き伸ばすことができる。このように、ゲートパルスに一致した受信パルスを抽出することにより、近接した異なる対象物を検出する際に、受信回路の高速化を図ることなく、時間軸を延伸して分解能を向上させることができる。
本実施形態では、図２（Ａ）に示す送信パルスと（Ｄ）に示すゲートパルスとの周期の比率が４：３であるため、（Ａ）に示す送信パルスの周期をＢ１とすると、（Ｅ）に示す受信パルスの周期Ｂ１´は、周期Ｂ１の３倍に引き伸ばされることとなる。また、２つの対象物からの受信パルスの時間差Ａ´は、同様に時間差Ａの３倍に引き伸ばされることとなる。本実施形態では、送信パルスの周期Ｂ１とゲートパルスの周期Ｇ１との比を４：３（送信パルスとゲートパルスとの周期の比率が３／４で３３％）としたが、送信パルスとゲートパルスとの周期の比をα：β（但し、αとβは互いに素の正整数である。）（送信パルスとゲートパルスとの周期の比率がβ／α）とした場合には、受信パルスの周期及び２つの対象物からの受信パルスの時間差は、それぞれ本来の信号のβ倍に引き伸ばされることとなる。
次に、図２（Ａ）に示す送信パルスの周期を周期Ｂ１から周期Ｂ２に、位相を時間に換算した時間差ｔφ１だけ送信パルスの位相をシフトさせ、（Ｄ）に示すゲートパルスの周期を周期Ｇ１から周期Ｇ２に、位相を時間に換算した時間差ｔφ２だけゲートパルスの位相をシフトさせた場合について説明する。
図２（Ａ）に示す送信パルスの周期を変化させ、及び送信パルスの位相をシフトさせると、それに伴って、（Ｃ）に示すように受信パルスの周期が周期Ｂ１から周期Ｂ２に変化し及び受信パルスの位相が時間差ｔφ１だけシフトする。なお、２つの対象物からの受信パルスの間隔は変化しない。この場合においても、（Ａ）に示す送信パルスの有理数倍で送信パルスの周期と異なるゲートパルスをパルス出力回路１２から出力すると、復調回路２３から出力される受信パルスにはゲートパルスのタイミングに一致するものが含まれる場合があるため、（Ｄ）に示すゲートパルスのタイミングに一致した受信パルスのみを周期的に抽出することができる。そして、（Ｃ）に示す受信パルスの周期を周期Ｂ２から、（Ｅ）に示すように周期Ｂ２´に引き伸ばすことができる。また、２つの対象物からの受信パルスの時間差も同様に、時間差Ａから時間差Ａ´´に引き伸ばすことができる。
このように、受信パルスの周期Ｂ２は、図２（Ａ）に示す送信パルスと（Ｄ）に示すゲートパルスとの周期の比率によって決まるため、送信パルスの周期とゲートパルスの周期との比率を変化させることにより、時間軸の延伸率を可変させることができる。そのため対象物の距離分解能を自由に選択できる。
一方、（Ａ）に示す送信パルスの位相と（Ｄ）に示すゲートパルスの相対的な位相を変化させると、位相を変化させる前と異なる位置で（Ｃ）に示す受信パルスのいずれかを抽出することができるため、時間軸をずらすことができる。従って、特定の位置の受信パルスを抽出することができ、対象物の時間軸上での検出位置を自由に選択できる。
さらに、（Ａ）に示す送信パルスの周期と（Ｄ）に示すゲートパルスの周期との比率を変化させ、及び送信パルスの位相と（Ｄ）に示すゲートパルスの相対的な位相を変化させると、特定の位置の時間軸を延伸させて距離分解能を自由に選択できると共に、選択した距離分解能を維持しつつ時間軸をずらして特定の位置の受信パルスを抽出することで対象物の時間軸上での検出位置を自由に選択できる。なお、前述したように、送信パルスの周期とゲートパルスの周期との比率は、パルス出力回路１２内において変化させることができる。また、送信パルスとゲートパルスの相対的な位相は、パルス出力回路１２内において変化させることができる。また、送信パルスの周期とゲートパルスの周期との比率は、例えば、パルス出力回路１２の外部に逓倍回路（不図示）や分周回路（不図示）を設けて、送信パルス又はゲートパルスの一方を逓倍回路や分周回路に入力することにより変化させることもできる。また、送信パルスとゲートパルスの相対的な位相は、例えば、パルス出力回路１２の外部に遅延回路（不図示）を設けて、送信パルス又はゲートパルスの一方を遅延回路に入力することにより変化させることもできる。
また、距離算出回路２７は、抽出回路２５の抽出する受信パルスの直前の送信パルスがパルス出力回路１２から出力されてから受信パルスが抽出回路２５から出力されるまでの時間（時間差Δｔ）に基づいて対象物までの距離を算出する。この時間は、パルス波レーダー装置１００から送出される送信パルス波の伝搬往復時間ｔに対応する。この場合、距離算出回路２７において、（Ｂ）に示すスタートトリガを逐次メモリ（不図示）に更新して記憶させることとし、抽出回路２５から受信パルスが出力されたときに、メモリに記憶されたスタートトリガのタイミングと受信パルスの出力タイミングとの時間差Δｔを計測して対象物までの距離に換算する。この場合、時間差Δｔに光速を掛けて２で除算すれば、対象物までの距離を算出することができる。
なお、対象物までの距離の算出に当たっては、パルス波レーダー装置１００内部の送信回路や受信回路での遅延時間を考慮して抽出回路２５から出力される受信パルスの取得時間を距離算出回路２７内で補正してもよい。
次に、図３を用いて、抽出回路２５及び距離算出回路２７の動作の別形態について説明する。図３において、（Ａ）、（Ｂ）、（Ｃ）、（Ｄ）及び（Ｅ）は、図１に示すＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄ及びＥの点における信号波形のタイミングの一例を示す。なお、図３では、各信号のパルス幅を省略して示している。また、図３では、実線は元の信号を、破線は送信パルス及びゲートパルスの位相及び比率を変化させた信号を、それぞれ示している。以下、図１に示した符号を適宜用いて説明する。本実施形態では、図３（Ｂ）に示すスタートトリガのタイミングが異なる他は、図２で説明した信号と同様である。そのため、距離算出回路２７の動作が異なり、抽出回路２５の動作は、図２で説明した動作と同様である。そのため、以下に、距離算出回路２７の動作のみについて説明する。
図３（Ｂ）に示すスタートトリガは、送信パルスに同期させる。図３に示す形態では、（Ａ）に示す送信パルスの４倍の周期のスタートトリガをパルス出力回路１２から出力させることとした。なお、スタートトリガの周期は、送信パルスの周期と異なれば送信パルスの周期の何倍であってもよい。
本実施形態では、図３（Ｂ）に示すようにスタートトリガの周期を（Ａ）に示す送信パルスの周期と異なるものとしたため、距離算出回路２７で計測する時間差Δｔは、本来計測すべき伝搬往復時間ｔと異なる。そして、時間差Δｔは、（Ｂ）に示すスタートトリガのタイミングから（Ｅ）に示す受信パルスを抽出するタイミングまでに含まれる送信パルスのパルス数と、その間の送信パルスの位相のシフト量と、に依存して計測される。そのため、距離算出回路２７は、（Ａ）に示す送信パルスがパルス出力回路１２から出力されてから（Ｅ）に示す受信パルスが抽出回路２５から出力されるまでの時間（時間差Δｔ）、パルス出力回路１２から出力される送信パルスの位相及び抽出回路２５が受信パルスを出力したときの送信パルスの周期Ｂ２に基づいて、対象物までの距離を算出することができる。この場合、送信パルスの位相のシフト量及び送信パルスの周期の情報をパルス出力回路１２から別途、距離算出回路２７に入力する。
時間差Δｔを計測する場合、距離算出回路２７において、（Ｂ）に示すスタートトリガを逐次メモリ（不図示）に更新して記憶させることとし、抽出回路２５から受信パルスが出力されたらメモリに記憶させたスタートトリガのタイミングと受信パルスの出力タイミングとの時間差Δｔを計測する。伝搬往復時間ｔは、図３に示す形態では、距離算出回路２７において時間差Δｔから送信パルスの位相のシフト量を時間に換算した時間差ｔφ１を引いて、送信パルスの周期Ｂ２で除算した「あまり」として算出することができる。この場合、時間差Δｔに光速を掛けて２で除算すれば、対象物までの距離を算出することができる。
なお、対象物までの距離の算出に当たっては、パルス波レーダー装置１００内部の送信回路や受信回路での遅延時間を考慮して抽出回路２５から出力される受信パルスの取得時間を距離算出回路２７内で補正してもよい。
本発明のパルス波レーダー装置は、車両の衝突防止やオートクルーズを目的とした車載用装置に適用することができるほか、固定のパルス波レーダー装置としても使用することができる。
本発明に係るパルス波レーダー装置の実施形態の例を説明するブロック図である。 本発明に係るパルス波レーダー装置の動作の一例を説明する図である。 本発明に係るパルス波レーダー装置の動作の別の例を説明する図である。 シングルバランスドミキサーの構成の例を説明するブロック図である。 ダブルバランスドミキサーの構成の例を説明するブロック図である。
符号の説明
１２：パルス出力回路、１３：発振器、１４：変調回路、１５：送信アンテナ、
２１：受信アンテナ、２２：ローノイズアンプ、２３：復調回路、２４：ＩＦアンプ、
２５：抽出回路、２６：Ａ／Ｄ変換回路、２７：距離算出回路、
３０：入力ポート、３１：入力ポート、３２：出力ポート、３３：入力ポート、３４：入力ポート、３５：出力ポート、
４１：トロイダルコア、４２：ダイオード、４３：ダイオード、４４：トロイダルコア、４５：トロイダルコア、４６：ダイオード、４７：ダイオード、４８：ダイオード、４９：ダイオード、
５０：シングルバランスドミキサー、５１：ダブルバランスドミキサー、
１００：パルス波レーダー装置

Claims (7)

  1. 周期的な送信パルス及び前記送信パルスの周期の有理数倍で前記送信パルスの周期と異なる周期のゲートパルスを出力するパルス出力回路と、
    前記パルス出力回路からの送信パルスを基に送信パルス波を生成して送出する送信回路と、
    前記送信回路からの送信パルス波を放射する送信アンテナと、
    前記送信アンテナからの送信パルス波のうち対象物で反射した受信パルス波を受信する受信アンテナと、
    前記受信アンテナからの受信パルス波を復調して受信パルスを出力する受信回路と、
    前記受信回路からの受信パルスのうち前記パルス出力回路からのゲートパルスのタイミングに一致する受信パルスを抽出して出力する抽出回路と、
    を備えるパルス波レーダー装置。
  2. 前記パルス出力回路は、
    前記送信パルスの周期と前記ゲートパルスの周期との比率を変化させることができることを特徴とする請求項１に記載のパルス波レーダー装置。
  3. 前記パルス出力回路は、
    前記送信パルスと前記ゲートパルスとの相対的な位相を変化させることができることを特徴とする請求項１又は２に記載のパルス波レーダー装置。
  4. 前記抽出回路の抽出する受信パルスの直前の送信パルスが前記パルス出力回路から出力されてから前記抽出回路の抽出する受信パルスが前記抽出回路から出力されるまでの時間に基づいて前記対象物までの距離を算出する距離算出回路をさらに備えることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のパルス波レーダー装置。
  5. 前記パルス出力回路の出力する送信パルスが前記パルス出力回路から出力されてから前記抽出回路の抽出する受信パルスが前記抽出回路から出力されるまでの時間、前記パルス出力回路から出力される送信パルスの位相及び前記受信パルスが前記抽出回路から出力されたときの前記送信パルスの周期に基づいて、前記対象物までの距離を算出する距離算出回路をさらに備えることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載のパルス波レーダー装置。
  6. 前記抽出回路は、前記パルス出力回路からの前記ゲートパルスの入力をバランス入力とし、前記ゲートパルスの入力と前記受信回路からの受信パルスの入力との積算をするシングルバランスドミキサーであることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のパルス波レーダー装置。
  7. 前記抽出回路は、前記パルス出力回路からの前記ゲートパルスの入力及び前記受信回路からの前記受信パルスの入力をそれぞれバランス入力とし、前記ゲートパルスの入力と前記受信回路からの受信パルスの入力との積算をするダブルバランスドミキサーであることを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のパルス波レーダー装置。

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