JP6336137B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、モータを駆動する電力変換装置としては、整流回路、昇圧回路、及び平滑コンデンサを用いたものが知られている。例えば、特許文献１には、昇圧回路のスイッチング動作によって、交流電源電圧を任意の直流電圧に昇圧可能な電力変換装置が記載されている。特許文献２には、直流端子を介して高圧電源装置に接続された平滑コンデンサを有する電力変換装置が記載されている。特許文献３には、リアクタとスイッチング素子とを備える昇圧回路と、平滑コンデンサとを有する電力変換装置が記載されている。特許文献１〜３に記載のような電力変換装置では、平滑された直流電圧が交流電源から生成され、直流母線電圧によってインバータ回路が駆動される。

特開２０１３−１２１２２２号公報 国際公開第１１／１３５６２１号 特開２０１４−１３９０３８号公報

しかしながら、特許文献１〜３に記載のような電力変換装置では、昇圧動作停止時には、交流電源電圧を整流回路で整流したものが直に平滑コンデンサに印加される。したがって、昇圧動作停止時に、例えば、電源の瞬間停止等により交流電源電圧の不均衡が生じた場合、平滑コンデンサに流れ込むリプル電流が増大するため、平滑コンデンサが故障し、電力変換装置の耐久性が確保できないという問題があった。

本発明は、上述の問題を解決するためになされたものであり、電力変換装置の平滑コンデンサに流れるリプル電流を低減し、電力変換装置の耐久性を確保することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、交流電源からの電圧を整流する整流器と、前記整流器の出力側に並列接続され、前記整流器で整流された電圧を昇圧する昇圧回路部と、前記昇圧回路部の出力側に並列接続され、前記昇圧回路部で昇圧された電圧を平滑化する第１コンデンサと、前記第１コンデンサに並列接続され、前記第１コンデンサで平滑化された電圧を交流電圧に変換するインバータ回路部と、少なくとも、前記昇圧回路部及び前記インバータ回路部の動作及び停止を制御する制御部とを備え、前記昇圧回路部は、前記整流器の陽極側に直列接続されるリアクタと、前記リアクタに順方向に直列接続される第１ダイオードと、前記第１ダイオードに順方向に直列接続され、前記インバータ回路部の陽極側に接続される第２ダイオードと、前記リアクタと前記第１ダイオードの間から分岐接続される第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子に直列接続され、前記整流器の陰極側と前記インバータ回路部の陰極側との間に分岐接続される第２スイッチング素子と、前記第１ダイオードと前記第２ダイオードとの間から、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との間に分岐接続される第２コンデンサとを有し、前記制御部は、前記インバータ回路部が動作し、かつ、前記昇圧回路部における昇圧がない場合に、前記第２スイッチング素子を駆動させ、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとを並列接続させるものである。

本発明によれば、第２スイッチング素子を駆動させることにより、第１コンデンサ（平滑コンデンサ）に流れるリプル電流を低減することができるため、第１コンデンサの故障を回避することができる。

本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１の一例を示す概略的な回路図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１の一部を拡大した概略的な回路図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１の図２で示した回路の等価回路の一例を示す回路図である。 本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１の制御処理の一例を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態２に係る電力変換装置１の制御処理の一例を示すフローチャートである。

実施の形態１．
本発明の実施の形態１に係る電力変換装置１について説明する。図１は、本実施の形態１の電力変換装置１の一例を示す概略的な回路図である。なお、図１を含む以下の図面では各構成部材の寸法の関係及び形状が、実際のものとは異なる場合がある。また、以下の図面では、同一の又は類似する部材又は部分には、同一の符号を付すか、又は符号を付すことを省略している。

図１に示すように、本実施の形態１に係る電力変換装置１は、整流器２と、昇圧回路部３と、第１コンデンサ４と、インバータ回路部５と、制御部６とを備える。整流器２は、交流電源７からの電圧を整流するものである。昇圧回路部３は、整流器２で整流された電圧Ｖｄｃを昇圧するものであり、整流器２の出力側に並列接続されている。第１コンデンサ４は、昇圧回路部３で昇圧された電圧を平滑化するものであり、昇圧回路部３の出力側に並列接続されている。インバータ回路部５は、第１コンデンサ４で平滑化された電圧Ｖｄｃ１を交流電圧に変換するものであり、第１コンデンサ４に並列接続されている。制御部６は、少なくとも、昇圧回路部３及びインバータ回路部５の動作及び停止を制御するものである。

整流器２は、例えば、６個の整流ダイオードをブリッジ接続して構成された三相全波整流器である。なお、整流器２に交流電圧を供給する交流電源７は、例えばＡＣ２００Ｖ又はＡＣ４００Ｖの商用の三相交流電源である。

昇圧回路部３は、例えば、整流器２で整流された電圧Ｖｄｃ（母線電圧）を昇圧する昇圧コンバータ回路（マルチレベルチョッパ回路）である。昇圧回路部３は、例えばＡＣ２００Ｖの交流電源７から供給され、整流器２で整流された電圧をＤＣ３５０Ｖ等に昇圧する。

昇圧回路部３は、昇圧用のリアクタ３１と、第１ダイオード３２と、第２ダイオード３３と、第１スイッチング素子３４（上アーム）と、第２スイッチング素子３５（下アーム）とを有している。リアクタ３１は、整流器２の陽極側に直列接続されている。第１ダイオード３２は、リアクタ３１に順方向に直列接続されている。第２ダイオード３３は、第１ダイオード３２に順方向に直列接続され、インバータ回路部５の陽極側に接続されている。第１スイッチング素子３４は、リアクタ３１と第１ダイオード３２の間から分岐接続されている。第２スイッチング素子３５は、第１スイッチング素子３４に直列接続され、整流器２の陰極側とインバータ回路部５の陰極側との間に分岐接続されている。第２コンデンサ３６は、第１ダイオード３２と第２ダイオード３３との間から、第１スイッチング素子３４と第２スイッチング素子３５との間に分岐接続されている。

リアクタ３１は、誘導性リアクタンスを利用して整流器２で整流された電圧Ｖｄｃを昇圧するものである。

第１ダイオード３２及び第２ダイオード３３は、電流の逆流を防止する整流素子（以降、「逆流防止素子」と称する。）として用いられる。第１ダイオード３２及び第２ダイオード３３は、例えば、シリコン（Ｓｉ）素子よりもバンドギャップが大きい炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子、窒化ガリウム（ＧａＮ）素子、又はダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体としてもよい。また、第１ダイオード３２及び第２ダイオード３３は、ファストリカバリダイオードとしてもよい。

第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５は、予め定められたデューティ比の駆動信号が制御部６から入力されることによって、整流器２で整流された電圧Ｖｄｃを昇圧するものである。第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５は、例えばトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、又はＩＧＢＴ等の半導体素子とすることができるが、これらの半導体素子に限られない。例えば、第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５は、シリコン（Ｓｉ）素子よりバンドギャップが大きい炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子、窒化ガリウム（ＧａＮ）素子、又はダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体としてもよい。

また、第１スイッチング素子３４の陽極と陰極の間には、逆流防止素子として第３ダイオード３７が逆方向に並列接続されていてもよい。同様に、第２スイッチング素子３５の陽極と陰極の間には、逆流防止素子として第４ダイオード３８が逆方向に並列接続されていてもよい。

第２コンデンサ３６は、第１スイッチング素子３４が停止状態（すなわち、オフ状態）にあり、第２スイッチング素子３５が駆動状態（すなわち、オン状態）の場合に、電圧が印加される構成となっている。

第１コンデンサ４は、昇圧回路部３で昇圧された電圧を平滑化する平滑コンデンサとして動作するとともに、昇圧回路部３で昇圧された電力を充電するものである。

インバータ回路部５は、第１コンデンサ４によって平滑された電圧Ｖｄｃ１（直流母線電圧）を、例えば、三相交流電力に変換し、モータ８（例えば、三相モータのＵ相、Ｖ相、及びＷ相）に供給するものである。インバータ回路部５は、例えば、三相ブリッジ接続されたインバータ用スイッチング素子５１ａ、５２ａ、５３ａ、５４ａ、５５ａ、５６ａを備える。また、各々のインバータ用スイッチング素子５１ａ、５２ａ、５３ａ、５４ａ、５５ａ、５６ａの両端には、逆向きに流れるモータ電流を環流させ、逆向きに流れるモータ電流からインバータ用スイッチング素子５１ａ、５２ａ、５３ａ、５４ａ、５５ａ、５６ａを保護するためのインバータ用逆流防止素子５１ｂ、５２ｂ、５３ｂ、５４ｂ、５５ｂ、５６ｂ（例えば、整流ダイオード、ショットキーバリアダイオード等のフライホイールダイオード）がそれぞれ並列接続されている。モータ８は、単相モータであってもよく、ＤＣブラシレスモーターとして構成してもよい。

インバータ用スイッチング素子５１ａ、５２ａ、５３ａ、５４ａ、５５ａ、５６ａは、例えばＩＧＢＴ等の半導体素子とすることができる。例えば、第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５は、シリコン（Ｓｉ）素子よりバンドギャップが大きい炭化ケイ素（ＳｉＣ）素子、窒化ガリウム（ＧａＮ）素子、又はダイヤモンド素子等のワイドバンドギャップ半導体としてもよい。

制御部６は、ＣＰＵ、メモリ（例えば、ＲＯＭ、ＲＡＭ等）、Ｉ／Ｏポート等を備えたマイクロコンピュータを有している。制御部６は、昇圧回路部３を制御するコンバータ制御部６１と、インバータ回路部５を制御するインバータ制御部６２とを備える。コンバータ制御部６１及びインバータ制御部６２は、相互にデータ通信を行うことができるように構成してもよい。

コンバータ制御部６１は、整流器２の出力側に配置された電流検出部９が検出したリアクタ電流Ｉｄｃ１と、出力電圧検出部１０が検出した第１コンデンサ４の両端の電圧Ｖｄｃ１とから、第１スイッチング素子３４を駆動するためのパルス信号Ｃｐ及び第２スイッチング素子３５を駆動するためのパルス信号Ｃｎを生成し、出力するものである。

インバータ制御部６２は、モータ電流検出部１１によって検出された交流電流（例えば、三相モータのＵ相に流れるモータ電流Ｉｕ、三相モータのＷ相に流れるモータ電流Ｉｗ）から、インバータ回路部５を駆動するためのパルス信号を生成するものである。例えば、インバータ制御部６２は、インバータ用スイッチング素子５１ａを駆動するためのパルス信号Ｕｐと、インバータ用スイッチング素子５２ａを駆動するためのパルス信号Ｕｎと、インバータ用スイッチング素子５３ａを駆動するためのパルス信号Ｖｐと、インバータ用スイッチング素子５４ａを駆動するためのパルス信号Ｖｎと、インバータ用スイッチング素子５５ａを駆動するためのパルス信号Ｗｐと、インバータ用スイッチング素子５６ａを駆動するパルス信号Ｗｎとを生成し、出力するものである。インバータ制御部６２は、パルス信号によって、インバータ回路部５からモータ８に出力される交流電力の周波数を制御するものである。

次に、本実施の形態１に係る電力変換装置１の動作を説明する。

交流電源７から供給される交流電圧は、整流器２で整流され、昇圧回路部３に出力される。整流器２で整流された電圧Ｖｄｃは、昇圧回路部３において、第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５のスイッチング動作によって昇圧される。第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５のスイッチング動作は、コンバータ制御部６１によって制御される。

第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５が駆動状態の場合（すなわち、第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５がオン状態である場合）、第１ダイオード３２及び第２ダイオード３３には電流が流れない。したがって、整流器２によって整流された電圧はリアクタ３１のみに印加される。

一方、第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５が停止状態の場合（すなわち、第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５がオフ状態である場合）、第１ダイオード３２及び第２ダイオード３３に電流が流れる。したがって、リアクタ３１には、第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５が駆動状態である場合に印加される電圧と逆向きの電圧が誘導される。

第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５が駆動状態から停止状態に切り替わるときに、リアクタ３１に蓄積されたエネルギーが第１コンデンサ４に移送され、電圧Ｖｄｃの昇圧が行われる。よって、第１スイッチング素子３４及び第２スイッチング素子３５のオンデューティ（パルスオンオフのタイミング）を制御することによって、昇圧回路部３の出力電圧を制御することができる。

昇圧回路部３で昇圧された電圧は、第１コンデンサ４で平滑化されるとともに充電される。第１コンデンサ４によって平滑された電圧Ｖｄｃ１は、インバータ回路部５で、モータ８が必要とする周波数の交流電流に変換される。インバータ回路部５の動作は、インバータ制御部６２によって制御され、インバータ制御部６２が出力する駆動信号に応じて、インバータ回路部５から負荷に出力される電力の周波数が制御されている。

ここで、第１スイッチング素子３４を停止状態に、第２スイッチング素子３５を駆動状態にした場合の電力変換装置１を図２、３を用いて説明する。

図２は、本実施の形態１に係る電力変換装置１の一部を拡大した概略的な回路図である。図２の回路図では、昇圧回路部３と第１コンデンサ４の接続関係を示している。

図３は、本実施の形態１に係る電力変換装置１の図２で示した回路の等価回路の一例を示す回路図である。図３は、第１スイッチング素子３４を停止状態に、第２スイッチング素子３５を駆動状態にした場合の図２の回路の等価回路である。

第１スイッチング素子３４を停止状態に、第２スイッチング素子３５を駆動状態にした場合、図２に示した回路は、昇圧回路部３の第２コンデンサ３６と第１コンデンサ４とを並列接続した回路と等価となる。ここで、リアクタ３１のインダクタンスをＬ、第１コンデンサ４のキャパシタンス（静電容量）をＣ１、第２コンデンサ３６のキャパシタンスをＣ２とする。図２の回路は、図３のような等価回路で示されるものとなり、昇圧回路部３で昇圧された電圧が印加されるコンデンサのキャパシタンスがＣ１からＣ１＋Ｃ２に増加する。

次に、コンバータ制御部６１における第２スイッチング素子３５を駆動状態にする制御処理を図４を用いて説明する。

図４は、本実施の形態１に係る電力変換装置１の制御処理の一例を示すフローチャートである。図４の制御処理は、常時又は電源の不均衡（例えば、電源の瞬間停止等）を検出した場合に行うようにしてもよい。

ステップＳ１１において、コンバータ制御部６１は、インバータ回路部５が動作中か否かを判定する。インバータ回路部５が停止中であれば、制御処理は終了する。

インバータ回路部５が動作中である場合、ステップＳ１２において、コンバータ制御部６１は、昇圧回路部３が昇圧中か否かを判定する。

昇圧回路部３が昇圧中である場合、昇圧回路部３において、リアクタ３１に流れる電流が一定となるように制御されているため、第１コンデンサ４に対するリプル電流による影響はほとんどない。したがって、コンバータ制御部６１は、ステップＳ１３において、第２スイッチング素子３５が停止状態（オフ状態）となるように第２スイッチング素子３５に出力するパルスを制御し、制御処理を終了する。

昇圧回路部３が昇圧中でない場合、ステップＳ１４において、コンバータ制御部６１は、第２スイッチング素子３５が駆動状態（オン状態）となるように第２スイッチング素子３５に出力するパルスを制御し、制御処理を終了する。

以上に記載のとおり、本実施の形態１に係る電力変換装置１の昇圧回路部３は、リアクタ３１と、第１ダイオード３２と、第２ダイオード３３と、第１スイッチング素子３４と、第２スイッチング素子３５と、第２コンデンサ３６とを有している。第２コンデンサ３６は、第１スイッチング素子３４と第２スイッチング素子３５との間に分岐接続されており、第１スイッチング素子３４が停止状態であり、第２スイッチング素子３５が駆動状態である場合に、第１コンデンサ４と並列接続される。制御部６は、インバータ回路部５が動作し、かつ、昇圧回路部３における昇圧がない場合に、第２スイッチング素子３５を駆動させるものである。

本実施の形態１によれば、第１スイッチング素子３４を停止状態とし、第２スイッチング素子３５を駆動状態とすることによって、昇圧回路部３で昇圧された電圧が印加されるコンデンサのキャパシタンスがＣ１からＣ１＋Ｃ２に増加する。すなわち、交流電源７の電圧の不平衡により第１コンデンサ４に流れるリプル電流が、第２コンデンサ３６にも流れるため、第１コンデンサ４に流れるリプル電流を低減することができる。したがって、リプル電流の増大による第１コンデンサ４の故障を回避することができ、電力変換装置１の耐久性を向上させることができる。

従来、大容量のインバータ装置を備える電力変換装置では、三相全波整流回路によりインバータ駆動用の直流母線電圧を生成する方式が用いられていた。例えば、大容量のインバータ装置は、空気調和装置の圧縮機及びファン等のモータを駆動するのに用いられている。空気調和装置では、電力変換装置は、更に定格冷房運転又は定格暖房運転時のエネルギー消費効率（ＣＯＰ）、及び通年エネルギー消費効率（ＡＰＦ）を高めるように設計される。例えば、圧縮機用のモータで用いる場合、電力変換装置は、空気調和装置の定格運転で用いるモータ回転数付近での誘起電圧（逆起電力）が、交流電源電圧と同程度となるように設計されることがある。

このような設計のモータを用いて、空気調和装置の定格運転で用いる回転数以上で運転しようとした場合、インバータ装置は交流電源電圧以上の電圧を出力できないため、出力電流が増加する。よって、電力損失が増加し、エネルギー消費効率が低下することとなる。また、電流等の制約により運転範囲が狭くなる場合もある。

上述の問題を解決するために、従来、空気調和装置では、ＡＰＦ及び電力損失等を考慮した上で、必要に応じて整流後の母線電圧を昇圧回路を動作させて昇圧し、その他の場合は昇圧を停止状態にするチョッパ等を有する電力変換装置が用いられてきた。

しかしながら、このような昇圧回路を有する電力変換装置では、昇圧回路が動作しない場合は、不平衡の交流電源電圧を三相全波整流回路で整流したものが母線電圧となる場合があるため、平滑コンデンサに流れ込むリプル電流が増大し、平滑コンデンサの破壊の要因となるという問題があった。

本実施の形態１によれば、昇圧回路部３が昇圧中である場合、第２スイッチング素子３５が停止状態となるように制御される。一方、昇圧回路部３が昇圧中でない場合、第２スイッチング素子３５が駆動状態となるように制御される。したがって、本実施の形態１によれば、リプル電流の抑制制御を第２スイッチング素子３５によって効率良く行うことができる。

また、第１ダイオード３２、第２ダイオード３３、第１スイッチング素子３４、及び第２スイッチング素子３５は、ワイドバンドギャップ半導体素子とすることにより、シリコン系半導体素子と比較して、電力損失の低減を図ることができるため、エネルギー消費量を削減可能な電力変換装置１を提供できる。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２に係る電力変換装置１の制御処理について図５を用いて説明する。

図５は、本実施の形態２に係る電力変換装置１の制御処理の一例を示すフローチャートである。図５の制御処理は、図４の制御処理と同様に、常時又は電源の不均衡（例えば、電源の瞬間停止等）を検出した場合に行うようにしてもよい。なお、電力変換装置１の構造及び動作は、上述の実施の形態１のものと同一であるため説明は省略する。

ステップＳ２１において、コンバータ制御部６１は、インバータ回路部５が動作中か否かを判定する。インバータ回路部５が停止中であれば、制御処理は終了する。ステップＳ２１は、図４のステップＳ１１と同一の制御処理である。

インバータ回路部５が動作中である場合、ステップＳ２２において、コンバータ制御部６１は、昇圧回路部３が昇圧中か否かを判定する。ステップＳ２２は、図４のステップＳ１２と同一の制御処理である。

昇圧回路部３が昇圧中である場合、第１コンデンサ４に対するリプル電流による影響はほとんどない。したがって、コンバータ制御部６１は、ステップＳ２３において、第２スイッチング素子３５が停止状態（オフ状態）となるように第２スイッチング素子３５に出力するパルスを制御し、制御処理を終了する。ステップＳ２３は、図４のステップＳ１３と同一の制御処理である。

昇圧回路部３が昇圧中でない場合、ステップＳ２４において、交流電源７の電源周波数ｆ０が以下の式（１）

の条件を満たすか否かが判定される。ここで、リアクタ３１のインダクタンスをＬ、第１コンデンサ４のキャパシタンス（静電容量）をＣ１、第２コンデンサ３６のキャパシタンスをＣ２とする。交流電源７の電源周波数ｆ０が、式（１）の条件を満たす場合は、ステップＳ２５において、コンバータ制御部６１は、第２スイッチング素子３５が駆動状態（オン状態）となるように第２スイッチング素子３５に出力するパルスを制御し、制御処理を終了する。式（１）の条件を満たさない場合は、ステップＳ２３において、第２スイッチング素子３５が停止状態（オフ状態）となるように、第２スイッチング素子３５に出力するパルスを制御し、制御処理を終了する。

本実施の形態２は、交流電源７の電圧の不平衡によるリプル電流の増加が、交流電源７の電源周波数ｆ０の２倍の周波数成分と、リアクタ３１と第１コンデンサ４との共振周波数が、近づくほど大きくなるという現象に基づいている。本実施の形態２では、交流電源７の電源周波数ｆ０が、上述の式（１）の関係を満たす場合に、第２スイッチング素子３５を駆動状態にする制御を行うものである。したがって、本実施の形態２では、リプル電流の増加が大きい場合に、第１コンデンサ４に流れるリプル電流を効率良く低減することができる。

その他の実施の形態．
上述の実施の形態に限らず種々の変形が可能である。例えば、上述の実施の形態は、例示した空気調和装置のみならず、ショーケース、冷凍機、冷蔵庫等のヒートポンプ装置にも用いることができる。

また、上述の実施の形態は互いに組み合わせて用いることが可能である。

１ 電力変換装置、２ 整流器、３ 昇圧回路部、４ 第１コンデンサ、５ インバータ回路部、６ 制御部、７ 交流電源、８ モータ、９ 電流検出部、１０ 出力電圧検出部、１１ モータ電流検出部、３１ リアクタ、３２ 第１ダイオード、３３ 第２ダイオード、３４ 第１スイッチング素子、３５ 第２スイッチング素子、３６ 第２コンデンサ、３７ 第３ダイオード、３８ 第４ダイオード、５１ａ、５２ａ、５３ａ、５４ａ、５５ａ、５６ａ インバータ用スイッチング素子、５１ｂ、５２ｂ、５３ｂ、５４ｂ、５５ｂ、５６ｂ インバータ用逆流防止素子、６１ コンバータ制御部、６２ インバータ制御部。

Claims (3)

1. 交流電源からの電圧を整流する整流器と、
   前記整流器の出力側に並列接続され、前記整流器で整流された電圧を昇圧する昇圧回路部と、
   前記昇圧回路部の出力側に並列接続され、前記昇圧回路部で昇圧された電圧を平滑化する第１コンデンサと、
   前記第１コンデンサに並列接続され、前記第１コンデンサで平滑化された電圧を交流電圧に変換するインバータ回路部と、
   少なくとも、前記昇圧回路部及び前記インバータ回路部の動作及び停止を制御する制御部と
   を備え、
   前記昇圧回路部は、
   前記整流器の陽極側に直列接続されるリアクタと、
   前記リアクタに順方向に直列接続される第１ダイオードと、
   前記第１ダイオードに順方向に直列接続され、前記インバータ回路部の陽極側に接続される第２ダイオードと、
   前記リアクタと前記第１ダイオードの間から分岐接続される第１スイッチング素子と、
   前記第１スイッチング素子に直列接続され、前記整流器の陰極側と前記インバータ回路部の陰極側との間に分岐接続される第２スイッチング素子と、
   前記第１ダイオードと前記第２ダイオードとの間から、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との間に分岐接続される第２コンデンサと
   を有し、
   前記制御部は、
   前記インバータ回路部が動作し、かつ、前記昇圧回路部における昇圧がない場合に、前記第２スイッチング素子を駆動させ、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとを並列接続させるものである
   電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記交流電源の電源周波数に応じて、前記第２スイッチング素子の駆動を制御するものである
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１ダイオード、前記第２ダイオード、前記第１スイッチング素子、及び前記第２スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体素子である
   請求項１又は２に記載の電力変換装置。

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