JP6330572B2

JP6330572B2 - Power converter

Info

Publication number: JP6330572B2
Application number: JP2014167254A
Authority: JP
Inventors: 康弘寺西; 関本　守満; 守満関本; 河野　雅樹; 雅樹河野
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2014-08-20
Filing date: 2014-08-20
Publication date: 2018-05-30
Anticipated expiration: 2034-08-20
Also published as: JP2016046848A

Description

本発明は、モータに電力を供給する電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power converter that supplies electric power to a motor.

空気調和装置では、圧縮機のモータに電力を供給するために電力変換装置が用いられることが多い。このような電力変換装置としては、交流を直流に変換するコンバータ回路と、コンバータ回路の出力を平滑化する電解コンデンサと、直流を交流に変換するインバータ回路とを有したものが知られている。 In an air conditioner, a power converter is often used to supply power to a motor of a compressor. As such a power conversion device, one having a converter circuit that converts alternating current into direct current, an electrolytic capacitor that smoothes the output of the converter circuit, and an inverter circuit that converts direct current into alternating current is known.

また、コンバータ回路とインバータ回路を有した電力変換装置には、コンバータ回路とインバータ回路の間に比較的小容量のコンデンサを設けてインバータ回路への入力電圧を脈動させつつ、入力電圧の脈動に同期させて負荷（例えばＩＰＭモータ）の電流を脈動させることで、入力電流の導通幅を広げて力率改善を実現しているものがある（例えば特許文献１を参照）。 In addition, in a power converter having a converter circuit and an inverter circuit, a relatively small capacitor is provided between the converter circuit and the inverter circuit to pulsate the input voltage to the inverter circuit and to synchronize with the pulsation of the input voltage. In some cases, the current of the load (for example, IPM motor) is pulsated to widen the conduction range of the input current and improve the power factor (see, for example, Patent Document 1).

特開２００２−５１５８９号公報JP 2002-51589 A

ところで、特許文献１の電力変換装置によってモータに電力を供給すると、インバータ回路への入力電圧の脈動がモータのトルクの脈動を引き起こすこととなる。そして、このようにトルクの脈動を生ずるモータで、より大きなトルクを得るには、インバータ回路への入力電圧（直流電圧）が高い期間（ここでは平均電圧より高い期間とする。）に、なるべく大きな電流が流れるようにすることが考えられる。 By the way, when electric power is supplied to the motor by the power conversion device of Patent Document 1, the pulsation of the input voltage to the inverter circuit causes the pulsation of the torque of the motor. In order to obtain a larger torque with a motor that generates torque pulsation in this way, it is as large as possible during a period when the input voltage (DC voltage) to the inverter circuit is high (here, a period higher than the average voltage). It can be considered that a current flows.

しかしながら、このような電流の増大は、モータにおける銅損の増大に繋がることになる。 However, such an increase in current leads to an increase in copper loss in the motor.

また、コンバータ回路の出力を平滑化する電解コンデンサが設けられた電力変換装置であっても、平滑化後の直流電圧には若干の電圧変化が存在する。そのため、モータを一定トルクで運転すると、電圧が低い期間に電流が増大することになり、コンバータ回路の出力を平滑化する電解コンデンサが設けられた電力変換装置であっても、やはり、銅損の改善の余地がある。 Even in a power conversion device provided with an electrolytic capacitor that smoothes the output of the converter circuit, there is a slight voltage change in the smoothed DC voltage. Therefore, when the motor is operated at a constant torque, the current increases during a period when the voltage is low. Even in the power conversion device provided with the electrolytic capacitor for smoothing the output of the converter circuit, the copper loss is still reduced. There is room for improvement.

本発明は上記の問題に着目してなされたものであり、モータに電力を供給する電力変換装置において、モータの銅損を低減できるようにすることを目的としている。 The present invention has been made paying attention to the above problem, and an object of the present invention is to reduce the copper loss of a motor in a power converter that supplies electric power to the motor.

上記の課題を解決するため、第１の発明は、
交流を整流して直流を出力する直流電源部（11,12）と、
複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、上記直流電源部（11,12）からの直流を交流に変換してモータ（20）に供給するインバータ回路（13）と、
上記モータ（20）をｄ-ｑ軸ベクトル制御する場合におけるｄ軸電流（id）のベクトルとｑ軸電流（iq）のベクトルの合成ベクトルであるモータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が、上記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）における電流の制約値よりも小さく設定された定数値である振幅目標値（Im^*）に近づくように、上記モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）の進み遅れを制御しつつ上記スイッチング動作の制御を行う制御部（14）と、
を備えたことを特徴とする。 In order to solve the above problems, the first invention is
DC power supply (11,12) that rectifies AC and outputs DC,
Inverter circuit that converts DC from the DC power supply (11, 12) to AC and supplies it to the motor (20) by switching operation of multiple switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) 13)
When the motor (20) is dq-axis vector controlled, the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia), which is a combined vector of the d-axis current (id) vector and the q-axis current (iq) vector, The motor current vector (Ia) so as to approach the amplitude target value (Im ^* ), which is a constant value set smaller than the current limit value in the switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). A control unit (14) for controlling the switching operation while controlling the advance and delay of the phase (β) of
It is provided with.

この構成では、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が、振幅目標値（Im^*）に近づくように、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）が制御されて、インバータ回路（13）における相電流（iu,iv,iw）の振幅が一定になる。その結果、モータ（20）が出力すべきトルクが平均化される。 In this configuration, the phase (β) of the motor current vector (Ia) is controlled so that the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) approaches the amplitude target value (Im ^* ), and the inverter circuit (13) The amplitude of the phase current (iu, iv, iw) at becomes constant. As a result, the torque to be output by the motor (20) is averaged.

また、第２の発明は、
第１の発明において、
上記制御部（14）は、
前記モータ（20）の速度（ω）とその目標値（ω^*）との偏差に基づいて、上記モータ電流ベクトル（Ia）の大きさを指示するモータ電流指令値（Ia^*）を求める速度制御部（14a）と、
上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が上記振幅目標値（Im^*）よりも大きい場合には、上記位相（β）がより小さくなるように、上記位相（β）の指令値である電流位相指令（β^*）を生成し、上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が上記振幅目標値（Im^*）以下の場合には上記位相（β）がより大きくなるように、上記電流位相指令（β^*）を生成する電流位相指令生成部（14b）と、
上記電流位相指令（β^*）の正弦と上記モータ電流指令値（Ia^*）との積から上記ｄ軸電流（id）の指令値（id^*）を生成し、該電流位相指令（β^*）の余弦と上記モータ電流指令値（Ia^*）との積からｑ軸電流（iq）の指令値（iq^*）を生成する電流指令生成部（14c）と、
を備えたことを特徴とする。 In addition, the second invention,
In the first invention,
The control unit (14)
Speed control for obtaining a motor current command value (Ia ^* ) indicating the magnitude of the motor current vector (Ia) based on the deviation between the speed (ω) of the motor (20) and its target value (ω ^* ) Part (14a),
When the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is larger than the amplitude target value (Im ^* ), the command value of the phase (β) is set so that the phase (β) becomes smaller. When the current phase command (β ^* ) is generated and the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is equal to or smaller than the amplitude target value (Im ^* ), the phase (β) is increased. A current phase command generator (14b) that generates a current phase command (β ^* );
A command value (id ^* ) of the d-axis current (id) is generated from the product of the sine of the current phase command (β ^* ) and the motor current command value (Ia ^* ), and the current phase command (β ^* ) A current command generator (14c) that generates a command value (iq ^* ) of the q-axis current (iq) from the product of the cosine of the motor and the motor current command value (Ia ^* ),
It is provided with.

この構成では、より効率よくトルクを発生する方向に位相（β）がシフトさせられる。 In this configuration, the phase (β) is shifted in the direction of generating torque more efficiently.

また、第３の発明は、
第２の発明において、
上記電流位相指令生成部（14b）は、上記直流電源部（11,12）の電圧（vdc）が、上記ｑ軸電流（iq）がゼロの場合における上記モータ（20）の誘起電圧よりも低い場合には、上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）に関わらず、上記ｑ軸電流（iq）がゼロとなるように、上記電流位相指令（β^*）を生成することを特徴とする。 In addition, the third invention,
In the second invention,
In the current phase command generator (14b), the voltage (vdc) of the DC power supply (11, 12) is lower than the induced voltage of the motor (20) when the q-axis current (iq) is zero. In this case, the current phase command (β ^* ) is generated so that the q-axis current (iq) becomes zero regardless of the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia). .

この構成では、直流電源部（11,12）の出力が脈動して、電圧が比較的低くなった際にも、モータ（20）においてトルクを発生できる。 With this configuration, torque can be generated in the motor (20) even when the output of the DC power supply (11, 12) pulsates and the voltage becomes relatively low.

第１の発明や第２の発明によれば、モータ（20）が出力すべきトルクが平均化されるので、電流のピーク値を低減することができ、その結果、モータの銅損を低減することが可能になる。 According to the first and second inventions, since the torque that the motor (20) should output is averaged, the peak value of the current can be reduced, and as a result, the copper loss of the motor is reduced. It becomes possible.

また、第３の発明によれば、モータ（20）のトルクをより確実に平均化できる。 Further, according to the third invention, the torque of the motor (20) can be averaged more reliably.

図１は、実施形態１の電力変換装置の構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the power conversion device according to the first embodiment. 図２は、交流電源からの電流、電圧、及びコンデンサ電圧の波形を例示する。FIG. 2 illustrates waveforms of current, voltage, and capacitor voltage from an AC power source. 図３は、制御部の構成例を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of the control unit. 図４は、電流位相指令生成部の動作を説明するフローチャートである。FIG. 4 is a flowchart for explaining the operation of the current phase command generator. 図５は、実施形態１における相電流、ｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値の波形を例示する。FIG. 5 illustrates waveforms of the phase current, the d-axis current command value, and the q-axis current command value in the first embodiment. 図６は、モータ電流ベクトルの位相を例示する。FIG. 6 illustrates the phase of the motor current vector. 図７は、従来例のインバータ回路における相電流、ｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値の一例を示す。FIG. 7 shows an example of a phase current, a d-axis current command value, and a q-axis current command value in a conventional inverter circuit. 図８は、電流位相指令生成部の動作を説明するフローチャートである。FIG. 8 is a flowchart for explaining the operation of the current phase command generator. 図９は、従来の電力変換装置における、コンデンサ電圧、ｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値の波形を例示する。FIG. 9 illustrates waveforms of capacitor voltage, d-axis current command value, and q-axis current command value in a conventional power converter. 図１０は、実施形態２における、コンデンサ電圧、ｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値の波形を例示する。FIG. 10 illustrates waveforms of capacitor voltage, d-axis current command value, and q-axis current command value in the second embodiment. 図１１は、実施形態２におけるＵ相電流と従来例のＵ相電流とを比較する図である。FIG. 11 is a diagram comparing the U-phase current in the second embodiment and the U-phase current of the conventional example.

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The following embodiments are essentially preferable examples, and are not intended to limit the scope of the present invention, its application, or its use.

《発明の実施形態１》
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置（10）の構成を示すブロック図である。この電力変換装置（10）は、例えば、空気調和装置の圧縮機（図示は省略）を駆動するモータ等に電力を供給するために用いる。 Embodiment 1 of the Invention
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a power conversion device (10) according to Embodiment 1 of the present invention. This power converter (10) is used, for example, to supply power to a motor or the like that drives a compressor (not shown) of the air conditioner.

電力変換装置（10）は、図１に示すように、コンバータ回路（11）、コンデンサ（12）、インバータ回路（13）、及び制御部（14）を備え、単相の交流電源（30）から供給された交流電力を所定の周波数、電圧の交流電力に変換して、モータ（20）に供給する。モータ（20）には、例えば、いわゆるＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）モータを採用する。 As shown in FIG. 1, the power conversion device (10) includes a converter circuit (11), a capacitor (12), an inverter circuit (13), and a control unit (14), and includes a single-phase AC power source (30). The supplied AC power is converted into AC power having a predetermined frequency and voltage and supplied to the motor (20). As the motor (20), for example, a so-called IPM (Interior Permanent Magnet) motor is employed.

〈コンバータ回路〉
コンバータ回路（11）は、リアクトル（L1）を介して交流電源（30）に接続され、交流電源（30）からの交流を直流に整流する。この例では、コンバータ回路（11）は、４つのダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1〜D4）によって、交流電源（30）の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。 <Converter circuit>
The converter circuit (11) is connected to the AC power supply (30) via the reactor (L1), and rectifies the AC from the AC power supply (30) into a DC. In this example, the converter circuit (11) is a diode bridge circuit in which four diodes (D1 to D4) are connected in a bridge shape. By these diodes (D1 to D4), the AC voltage of the AC power supply (30) is full-wave rectified and converted to a DC voltage.

〈コンデンサ〉
コンデンサ（12）は、コンバータ回路（11）の正及び負の出力ノードの間に接続され、このコンデンサ（12）の両端に生じた直流電圧(以下、コンデンサ電圧（vdc））がインバータ回路（13）の入力ノードに印加されている。この例では、コンデンサ（12）は、コンバータ回路（11）の正極側の出力ノードには、リアクトル（L2）を介して接続されている。このコンデンサ（12）とコンバータ回路（11）とで、本発明の直流電源部の一例を構成している。 <Capacitor>
The capacitor (12) is connected between the positive and negative output nodes of the converter circuit (11), and a DC voltage (hereinafter, capacitor voltage (vdc)) generated across the capacitor (12) is converted into an inverter circuit (13 ) Is applied to the input node. In this example, the capacitor (12) is connected to the output node on the positive electrode side of the converter circuit (11) via a reactor (L2). The capacitor (12) and the converter circuit (11) constitute an example of the DC power supply unit of the present invention.

このコンデンサ（12）は、インバータ回路（13）のスイッチング素子（後述）がスイッチング動作する際に生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（12）は、コンバータ回路（11）によって整流された電圧（電源電圧に応じて変動する電圧）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。 The capacitor (12) has a capacitance capable of smoothing only a ripple voltage (voltage fluctuation) generated when a switching element (described later) of the inverter circuit (13) performs a switching operation. That is, the capacitor (12) is a small-capacitance capacitor that does not have a capacitance that smoothes the voltage rectified by the converter circuit (11) (a voltage that varies according to the power supply voltage).

したがって、コンデンサ電圧（vdc）は、電源電圧の２倍の周波数で脈動している。具体的に、コンデンサ電圧（vdc）は、その最大値（Vmax）がその最小値（Vmin）の２倍以上となるような大きな脈動を有している。図２は、交流電源（30）からの電流（電源電流（is））、交流電源（30）の電圧（vs）、及びコンデンサ電圧（vdc）の波形を例示する。なお、本実施形態では、コンデンサ（12）は、フィルムコンデンサを採用している。勿論、コンデンサの種類は、これに限定されない。 Therefore, the capacitor voltage (vdc) pulsates at a frequency twice that of the power supply voltage. Specifically, the capacitor voltage (vdc) has a large pulsation such that the maximum value (Vmax) is twice or more the minimum value (Vmin). FIG. 2 illustrates waveforms of current from the AC power supply (30) (power supply current (is)), voltage (vs) of the AC power supply (30), and capacitor voltage (vdc). In the present embodiment, the capacitor (12) is a film capacitor. Of course, the type of capacitor is not limited to this.

〈インバータ回路〉
インバータ回路（13）は、入力ノードがコンデンサ（12）に接続され、脈動する直流電圧（コンデンサ電圧（vdc））が供給されている。インバータ回路（13）は、供給された直流をスイッチングして三相交流（U,V,W）に変換し、モータ（20）に供給する。 <Inverter circuit>
The inverter circuit (13) has an input node connected to the capacitor (12) and is supplied with a pulsating DC voltage (capacitor voltage (vdc)). The inverter circuit (13) switches the supplied direct current to convert it into three-phase alternating current (U, V, W) and supplies it to the motor (20).

本実施形態のインバータ回路（13）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（13）は、三相交流をモータ（20）に出力するために、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続した３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおける上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれモータ（20）の各相のコイル（後述）に接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列接続されている。 The inverter circuit (13) of the present embodiment is configured by a plurality of switching elements being bridge-connected. The inverter circuit (13) includes six switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) in order to output a three-phase alternating current to the motor (20). Specifically, the inverter circuit (13) includes three switching legs in which two switching elements are connected in series with each other, and the switching element (Su, Sv, Sw) of the upper arm and the switching element (Sx of the lower arm) in each switching leg. , Sy, Sz) are connected to coils (described later) of the respective phases of the motor (20). In addition, a free-wheeling diode (Du, Dv, Dw, Dx, Dy, Dz) is connected in reverse parallel to each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz).

インバータ回路（13）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、供給された直流をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（20）へ供給する。このスイッチング動作の制御は制御部（14）が行う。 The inverter circuit (13) switches the supplied direct current by the switching operation of these switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) and converts it into a three-phase alternating current voltage to the motor (20). Supply. This switching operation is controlled by the control unit (14).

〈制御部〉
制御部（14）は、マイクロコンピュータ（図示は省略）とそれを動作させるプログラムを格納したメモリデバイス（マイクロコンピュータに内蔵してもよい）を含み、インバータ回路（13）の出力を制御して、モータ（20）の駆動を制御する。具体的に、制御部（14）は、モータ（20）の駆動の制御に、ｄ−ｑ軸ベクトル制御を用いる。また、制御部（14）は、後に詳述するように、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に流れる電流がその許容値以下（例えばインバータ回路（13）の定格電流値の√２倍以下）で、且つインバータ回路（13）における相電流（iu,iv,iw）の振幅が一定となるように、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）の大きさ（進み及び遅れ）を制御する。なお、モータ電流ベクトル（Ia）とは、モータ（20）をｄ−ｑ軸ベクトル制御する場合におけるｄ軸電流（id）のベクトルとｑ軸電流（iq）のベクトルの合成ベクトルである。 <Control part>
The control unit (14) includes a microcomputer (not shown) and a memory device (which may be built in the microcomputer) storing a program for operating the microcomputer, and controls the output of the inverter circuit (13). Controls the drive of the motor (20). Specifically, the control unit (14) uses dq axis vector control to control the drive of the motor (20). Further, as will be described in detail later, the control unit (14) allows the current flowing through the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) to be less than the allowable value (for example, the rated current value of the inverter circuit (13)). Of the phase (β) of the motor current vector (Ia) so that the amplitude of the phase current (iu, iv, iw) in the inverter circuit (13) is constant. Delay). The motor current vector (Ia) is a combined vector of the d-axis current (id) vector and the q-axis current (iq) vector when the motor (20) is dq-axis vector controlled.

図３は、制御部（14）の構成例を示すブロック図である。図３に示すように、制御部（14）は、速度制御部（14a）、電流位相指令生成部（14b）、電流指令生成部（14c）、電圧指令生成部（14d）、出力電圧演算部（14e）、及びＰＷＭ演算部（14f）を備えている。 FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of the control unit (14). As shown in FIG. 3, the control unit (14) includes a speed control unit (14a), a current phase command generation unit (14b), a current command generation unit (14c), a voltage command generation unit (14d), and an output voltage calculation unit. (14e) and a PWM calculation unit (14f).

−速度制御部（14a）−
速度制御部（14a）は、モータ（20）の速度を制御する操作量を求める。具体的にこの実施形態では、速度制御部（14a）には、モータ（20）の機械角速度（ω）と、機械角速度（ω）の目標値（速度指令値（ω^*））との偏差が入力され、速度制御部（14a）は、この偏差に対して、比例・積分演算（以下、ＰＩ演算）を行うことによって、上記操作量として、モータ電流ベクトル（Ia）の大きさを指示するモータ電流指令値（Ia^*）を出力している。 -Speed controller (14a)-
The speed control unit (14a) obtains an operation amount for controlling the speed of the motor (20). Specifically, in this embodiment, the speed controller (14a) has a deviation between the mechanical angular velocity (ω) of the motor (20) and the target value (speed command value (ω ^* )) of the mechanical angular velocity (ω). The motor that indicates the magnitude of the motor current vector (Ia) as the manipulated variable by performing proportional / integral calculation (hereinafter referred to as PI calculation) on the deviation. The current command value (Ia ^* ) is output.

−電流位相指令生成部（14b）−
電流位相指令生成部（14b）は、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）がスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）における電流の制約値より小さく、且つインバータ回路（13）における相電流（iu,iv,iw）の振幅が一定となるように、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）の指令値である電流位相指令（β^*）を生成する。 -Current phase command generator (14b)-
The current phase command generator (14b) has an amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) smaller than the current limit value in the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz), and an inverter circuit (13 ), A current phase command (β ^* ) that is a command value of the phase (β) of the motor current vector (Ia) is generated so that the amplitude of the phase current (iu, iv, iw) is constant.

このとき、電流位相指令生成部（14b）は、コンデンサ電圧（vdc）が低下したときにも、モータ（20）において所定のトルクを発生できるように、インバータ回路（13）の出力電圧がモータ（20）の誘起電圧（後述の式（１）における右辺の値）を下回らないように電流位相指令（β^*）を求める。具体的には、電流位相指令生成部（14b）は、コンデンサ（12）の電圧（vdc）が、ｑ軸電流（iq）がゼロの場合におけるモータ（20）の誘起電圧よりも低いという条件（以下、条件１とする）が成立する場合には、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）に関わらず、ｑ軸電流（iq）がゼロとなるように、電流位相指令（β^*）を生成する。より具体的には、β^*＝９０°とする。なお、条件１は、次の式（１）のように表せる。 At this time, the current phase command generator (14b) outputs the output voltage of the inverter circuit (13) to the motor (20) so that a predetermined torque can be generated in the motor (20) even when the capacitor voltage (vdc) decreases. The current phase command (β ^* ) is determined so as not to fall below the induced voltage of 20) (the value on the right side in equation (1) described later). Specifically, the current phase command generator (14b) determines that the voltage (vdc) of the capacitor (12) is lower than the induced voltage of the motor (20) when the q-axis current (iq) is zero ( (Condition 1 below) is satisfied, the current phase command (β ^* ) is set so that the q-axis current (iq) becomes zero regardless of the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia). Generate. More specifically, β ^* = 90 °. Condition 1 can be expressed as the following equation (1).

式（１）において、Ｖｄｃは、コンデンサ（12）の電圧である。また、ωeはモータ（20）の電気角速度、Ldはモータ（20）のｄ軸インダクタンス、idはモータ（20）のｄ軸電流、φは、モータ（20）の永久磁石（図示は省略）による鎖交磁束である。 In equation (1), Vdc is the voltage of the capacitor (12). Ωe is the electrical angular velocity of the motor (20), Ld is the d-axis inductance of the motor (20), id is the d-axis current of the motor (20), and φ is a permanent magnet (not shown) of the motor (20). The flux linkage.

そして、電流位相指令生成部（14b）は、上記条件１が不成立の場合（すなわち、コンデンサ電圧（vdc）が十分に高い場合）には、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）と、所定の振幅目標値（Im^*）との大小関係に応じて電流位相指令（β^*）を定める。具体的に、電流位相指令生成部（14b）は、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が、振幅目標値（Im^*）よりも大きいという条件（以下、条件２とする）が成立する場合には、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）がより小さくなるように、電流位相指令（β^*）を生成し、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が振幅目標値（Im^*）以下の場合には位相（β）がより大きくなるように、電流位相指令（β^*）を生成する。ここで、振幅目標値（Im^*）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）における電流の制約値よりも小さく設定された定数値である。振幅目標値（Im^*）は、一例として、インバータ回路（13）の定格電流値の√２倍以下の値に設定することが考えられる。 Then, the current phase command generator (14b) determines the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) and a predetermined value when the condition 1 is not satisfied (that is, when the capacitor voltage (vdc) is sufficiently high). The current phase command (β ^* ) is determined according to the magnitude relationship with the amplitude target value (Im ^* ). Specifically, the current phase command generator (14b) satisfies the condition that the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is larger than the amplitude target value (Im ^* ) (hereinafter referred to as condition 2). In this case, a current phase command (β ^* ) is generated so that the phase (β) of the motor current vector (Ia) becomes smaller, and the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) becomes the amplitude target value (Im ^* ) In the following cases, a current phase command (β ^* ) is generated so that the phase (β) becomes larger. Here, the amplitude target value (Im ^* ) is a constant value set smaller than the current constraint value in the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). As an example, the target amplitude value (Im ^* ) may be set to a value that is not more than √2 times the rated current value of the inverter circuit (13).

電流位相指令生成部（14b）の動作により、効率よくトルクを発生する方向に位相（β）がシフトさせられる。この例では、βの具体的な変更量を定めるためにＰＩ演算を利用する。具体的には、電流位相指令生成部（14b）は、振幅（Im）と振幅目標値（Im^*）との偏差を求め、その偏差に対してＰＩ演算を行って、電流位相指令（β^*）を生成し、電流指令生成部（14c）に出力する。 The phase (β) is shifted in the direction of efficiently generating torque by the operation of the current phase command generator (14b). In this example, PI calculation is used to determine a specific change amount of β. Specifically, the current phase command generation unit (14b) obtains a deviation between the amplitude (Im) and the amplitude target value (Im ^* ), performs a PI operation on the deviation, and obtains a current phase command (β ^*). ) And output to the current command generator (14c).

−電流指令生成部（14c）−
電流指令生成部（14c）は、電流位相指令（β^*）の正弦に−１を乗じた値（−sinβ^*）と、モータ電流指令値（Ia^*）との積からｄ軸電流（id）の指令値（ｄ軸電流指令値（id^*））を生成する。また、電流指令生成部（14c）は、電流位相指令（β^*）の余弦（cosβ^*）とモータ電流指令値（Ia^*）との積からｑ軸電流（iq）の指令値（ｑ軸電流指令値（iq^*））を生成する。したがって、電流位相指令（β^*）が９０°の場合には、ｑ軸電流（iq）はゼロとなる。 -Current command generator (14c)-
The current command generator (14c) calculates the d-axis current (id) from the product of the value (−sinβ ^* ) obtained by multiplying the sine of the current phase command (β ^* ) by −1 and the motor current command value (Ia ^* ). Command value (d-axis current command value (id ^* )) is generated. The current command generation section (14c), the current phase command (beta ^*) of the cosine (cos .beta ^*) and the motor current command value (Ia ^*) and the command value of q-axis current (iq) from the product of the (q-axis current Command value (iq ^* )) is generated. Therefore, when the current phase command (β ^* ) is 90 °, the q-axis current (iq) is zero.

−電圧指令生成部（14d）−
電圧指令生成部（14d）は、ｑ軸電流（iq）とｑ軸電流指令値（iq^*）との偏差に対してＰＩ演算を行って、モータ（20）のｑ軸電圧（vq）の指令値（ｑ軸電圧指令値（vq^*））を生成する。また、電圧指令生成部（14d）は、ｄ軸電流（id）とｄ軸電流指令値（id^*）との偏差に対してＰＩ演算を行って、モータ（20）のｄ軸電圧（vd）の指令値（ｄ軸電圧指令値（vd^*））を生成する。 −Voltage command generator (14d) −
The voltage command generator (14d) performs a PI operation on the deviation between the q-axis current (iq) and the q-axis current command value (iq ^* ), and commands the q-axis voltage (vq) of the motor (20). A value (q-axis voltage command value (vq ^* )) is generated. The voltage command generator (14d) performs a PI operation on the deviation between the d-axis current (id) and the d-axis current command value (id ^* ) to obtain the d-axis voltage (vd) of the motor (20). Command value (d-axis voltage command value (vd ^* )) is generated.

−出力電圧演算部（14e）、ＰＷＭ演算部（14f）−
出力電圧演算部（14e）は、電圧指令生成部（14d）が出力した、ｑ軸電圧指令値（vq^*）とｄ軸電圧指令値（vd^*）に対して座標変換を行って、インバータ回路（13）が出力すべき３相分の相電圧（Vu,Vv,Vw）の指令値（相電圧指令値（Vu^*,Vv^*,Vw^*））を求める。 -Output voltage calculator (14e), PWM calculator (14f)-
The output voltage calculation unit (14e) performs coordinate conversion on the q-axis voltage command value (vq ^* ) and the d-axis voltage command value (vd ^* ) output from the voltage command generation unit (14d), and generates an inverter circuit. (13) obtains the command value (phase voltage command value (Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* )) of the phase voltage (Vu, Vv, Vw) for three phases to be output.

ＰＷＭ演算部（14f）は、相電圧指令値（Vu^*,Vv^*,Vw^*）に基づいて、インバータ回路（13）の各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）をオン（或いはオフ）にする時間を決定し、その時間に対応した制御信号（G）をそれぞれのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の駆動回路（図示は省略）に出力する。 The PWM calculation unit (14f) turns on each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) of the inverter circuit (13) based on the phase voltage command value (Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* ) (Or off) time is determined, and a control signal (G) corresponding to the time is output to the drive circuit (not shown) of each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) .

〈電力変換装置の動作〉
例えば、モータ（20）が空気調和装置の圧縮機用のモータであるとすると、モータ（20）の機械角速度（ω）は、冷房や暖房の負荷に応じて所望の値、すなわち速度指令値（ω^*）が定まる。 <Operation of power converter>
For example, when the motor (20) is a motor for a compressor of an air conditioner, the mechanical angular velocity (ω) of the motor (20) is set to a desired value, that is, a speed command value ( ω ^* ) is determined.

速度指令値（ω^*）が定まると、機械角速度（ω）と速度指令値（ω^*）との偏差が求められ、速度制御部（14a）は、この偏差に対して、ＰＩ演算を行ってモータ電流指令値（Ia^*）を出力する。 When the speed command value (ω ^* ) is determined, a deviation between the mechanical angular velocity (ω) and the speed command value (ω ^* ) is obtained, and the speed control unit (14a) performs PI calculation on this deviation. The motor current command value (Ia ^* ) is output.

一方、電流位相指令生成部（14b）は、電流位相指令（β^*）を求める。図４は、電流位相指令生成部（14b）の動作を説明するフローチャートである。この例では、ステップ（S01）において、電流位相指令生成部（14b）は、上記条件１の成立、不成立を判定する。条件１が成立していた場合には、ステップ（S02）の処理に移行し、不成立の場合にはステップ（S03）の処理に移行する。例えば、ステップ（S02）に移行した場合は、電流位相指令生成部（14b）は、位相（β）の目標値として、電流位相指令（β^*）＝９０°を電流指令生成部（14c）に出力する。 On the other hand, the current phase command generator (14b) obtains a current phase command (β ^* ). FIG. 4 is a flowchart for explaining the operation of the current phase command generator (14b). In this example, in step (S01), the current phase command generator (14b) determines whether or not the condition 1 is satisfied. If condition 1 is satisfied, the process proceeds to step (S02). If not satisfied, the process proceeds to step (S03). For example, when the process proceeds to step (S02), the current phase command generation unit (14b) sets the current phase command (β ^* ) = 90 ° to the current command generation unit (14c) as the target value of the phase (β). Output.

また、ステップ（S03）に移行した場合には、電流位相指令生成部（14b）は、条件２の成立、不成立を判定する。条件２が成立した場合には、ステップ（S04）に進んで、βが小さくなるように（βを遅らせるように）電流位相指令（β^*）を生成する。条件２が不成立の場合には、ステップ（S05）に進んで、βが大きくなるように（βを進めるように）電流位相指令（β^*）を生成する。ステップ（S03）〜ステップ（S05）は、既述の通り、一例としてＰＩ演算で実現できる。このように電流位相指令（β^*）を定めると、コンデンサ電圧（vdc）の変化に応じて位相（β）が調整され、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が、一定値である振幅目標値（Im^*）に近づくように制御されることになる。 When the process proceeds to step (S03), the current phase command generator (14b) determines whether or not the condition 2 is satisfied. When the condition 2 is satisfied, the process proceeds to step (S04), and a current phase command (β ^* ) is generated so that β becomes small (so that β is delayed). When the condition 2 is not satisfied, the process proceeds to step (S05), and a current phase command (β ^* ) is generated so that β is increased (to advance β). Step (S03) to step (S05) can be realized by PI calculation as an example, as described above. When the current phase command (β ^* ) is determined in this way, the phase (β) is adjusted according to the change in the capacitor voltage (vdc), and the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is a constant value. Control is performed so as to approach the target value (Im ^* ).

上記のようにして、モータ電流指令値（Ia^*）と電流位相指令（β^*）が求められると、電流指令生成部（14c）がｄ軸電流指令値（id^*）とｑ軸電流指令値（iq^*）を生成する。例えば、条件１が成立していた場合には、β^*＝９０°となり、ｑ軸電流（iq）がゼロに制御される（いわゆる弱め磁束制御が行われる）。一方、条件１が不成立であった場合には、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が振幅目標値（Im^*）に近づくように、ｄ軸電流指令値（id^*）及びｑ軸電流指令値（iq^*）が定められる。 When the motor current command value (Ia ^* ) and the current phase command (β ^* ) are obtained as described above, the current command generation unit (14c) performs the d-axis current command value (id ^* ) and the q-axis current command value. (Iq ^* ) is generated. For example, if Condition 1 is satisfied, β ^* = 90 °, and the q-axis current (iq) is controlled to zero (so-called weakening magnetic flux control is performed). On the other hand, when the condition 1 is not satisfied, the d-axis current command value (id ^* ) and the q-axis current are set so that the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) approaches the amplitude target value (Im ^* ). Command value (iq ^* ) is determined.

その後、電圧指令生成部（14d）によるｄ軸電圧指令値（vd^*）及びｑ軸電圧指令値（vq^*）の生成、出力電圧演算部（14e）による相電圧指令値（Vu^*,Vv^*,Vw^*）の生成、ＰＷＭ演算部（14f）による制御信号（G）の生成が行われる。それにより、インバータ回路（13）では、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作が行われ、所望の電力がモータ（20）に供給される。 Thereafter, the d-axis voltage command value (vd ^* ) and the q-axis voltage command value (vq ^* ) are generated by the voltage command generator (14d), and the phase voltage command values (Vu ^* , Vv ^* ) are output by the output voltage calculator (14e) ^. , Vw ^* ) and the control signal (G) are generated by the PWM calculation unit (14f). Thus, in the inverter circuit (13), the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) are turned on and off, and desired power is supplied to the motor (20).

〈本実施形態における効果〉
図５は、実施形態１における相電流、ｄ軸電流指令値（id^*）、及びｑ軸電流指令値（iq^*）の波形を例示する。図５では、（Ａ）が相電流（iu,iv,iw）であり、（Ｂ）がｄ軸電流指令値（id^*）、及びｑ軸電流指令値（iq^*）である。図６は、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）を例示する。また、図７は、従来例のインバータ回路における相電流、ｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値の一例を示す。図７では、（Ａ）が相電流であり、（Ｂ）がｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値である。ここでは従来例として、コンバータ回路とインバータ回路の間に比較的小容量のコンデンサを設けた電力変換装置において、所定の平均トルクを得るために、インバータ回路への入力電圧（直流電圧）が高い期間に電流がなるべく大きく流れるように制御する電力変換装置を想定している。 <Effect in this embodiment>
FIG. 5 illustrates waveforms of the phase current, the d-axis current command value (id ^* ), and the q-axis current command value (iq ^* ) in the first embodiment. In FIG. 5, (A) is a phase current (iu, iv, iw), and (B) is a d-axis current command value (id ^* ) and a q-axis current command value (iq ^* ). FIG. 6 illustrates the phase (β) of the motor current vector (Ia). FIG. 7 shows an example of a phase current, a d-axis current command value, and a q-axis current command value in a conventional inverter circuit. In FIG. 7, (A) is the phase current, and (B) is the d-axis current command value and the q-axis current command value. Here, as a conventional example, in a power converter provided with a relatively small capacitor between a converter circuit and an inverter circuit, a period during which the input voltage (DC voltage) to the inverter circuit is high in order to obtain a predetermined average torque It is assumed that the power converter is controlled so that the current flows as much as possible.

従来例では、コンデンサ電圧が比較的高い期間にモータにトルクを発生させるので、交流のゼロクロスである時刻ｔ＝Ｔ１やｔ＝Ｔ２の近傍のようにコンデンサ電圧（vdc）が比較的低い期間には相電流の振幅が低下し、コンデンサ電圧（vdc）が比較的高い期間には、相電流の振幅を増加させるように、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値が生成されている。 In the conventional example, torque is generated in the motor during a period in which the capacitor voltage is relatively high. Therefore, during a period in which the capacitor voltage (vdc) is relatively low, such as near the time t = T1 or t = T2, which is an AC zero cross. The d-axis current command value and the q-axis current command value are generated so as to increase the amplitude of the phase current during a period in which the amplitude of the phase current is reduced and the capacitor voltage (vdc) is relatively high.

一方、本実施形態の電力変換装置（10）では、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が振幅目標値（Im^*）に近づくように、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）の進み遅れを制御することによって、ｄ軸電流指令値（id^*）及びｑ軸電流指令値（iq^*）を生成する。その結果、本実施形態では、図５に示すように各相の電流（iu,iv,iw）の振幅が概ね一定となる。すなわち、本実施形態では、モータ（20）が出力すべきトルクを分散化（平均化）し、相電流の振幅の最大値を抑えているのである。なお、一般的な電力変換装置では、モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）は定数である。 On the other hand, in the power conversion device (10) of the present embodiment, the phase (β) of the motor current vector (Ia) is adjusted so that the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) approaches the amplitude target value (Im ^* ). By controlling the advance / delay, a d-axis current command value (id ^* ) and a q-axis current command value (iq ^* ) are generated. As a result, in the present embodiment, as shown in FIG. 5, the amplitude of the current (iu, iv, iw) of each phase is substantially constant. That is, in this embodiment, the torque to be output by the motor (20) is dispersed (averaged) to suppress the maximum value of the phase current amplitude. In the general power converter, the phase (β) of the motor current vector (Ia) is a constant.

そして、単位時間（例えば交流電源（30）の周期）あたりの平均トルクを同じにして本実施形態の相電流と従来例の相電流の振幅を比較すると、相電流の最大振幅は、従来例の方が本実施形態よりも大きくなる。つまり、単位時間あたりの平均トルクが同じであれば、本実施形態の電力変換装置（10）によってモータ（20）を駆動する方が、従来例の電力変換装置によってモータ（20）を駆動するよりも、モータ（20）における銅損が低減する。 Then, when the average torque per unit time (for example, the cycle of the AC power supply (30)) is made the same and the amplitude of the phase current of this embodiment and the phase current of the conventional example is compared, the maximum amplitude of the phase current is It becomes larger than this embodiment. In other words, if the average torque per unit time is the same, driving the motor (20) by the power conversion device (10) of the present embodiment rather than driving the motor (20) by the conventional power conversion device. In addition, the copper loss in the motor (20) is reduced.

また、相電流の最大振幅が、従来例の方が本実施形態よりも大きいということは、従来例の方が、本実施形態よりも大容量のスイッチング素子がインバータ回路に必要になるということである。換言すれば、本実施形態では、スイッチング素子等の大容量化を避けつつ、モータのトルクを確保できるのである。 Further, the maximum amplitude of the phase current is larger in the conventional example than in the present embodiment, which means that the conventional example requires a switching element having a larger capacity than the present embodiment in the inverter circuit. is there. In other words, in this embodiment, the torque of the motor can be ensured while avoiding an increase in capacity of the switching element or the like.

しかも、本実施形態では、振幅目標値（Im^*）がスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）における電流の制約値よりも小さく設定されているので、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に過大な電流が流れることがない。 In addition, in the present embodiment, the amplitude target value (Im ^* ) is set smaller than the current constraint value in the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) does not flow excessive current.

《発明の実施形態２》
実施形態２では、コンデンサ（12）として、コンバータ回路（11）の出力を平滑化する電解コンデンサを用いた電力変換装置（10）の例を説明する。本実施形態の電力変換装置（10）もコンバータ回路（11）、コンデンサ（12）、インバータ回路（13）、及び制御部（14）を備えている。本実施形態のコンバータ回路（11）、及びインバータ回路（13）の構成は実施形態１と同じである。また、コンデンサ（12）は、コンバータ回路（11）の出力（直流）を平滑化できるように大きな容量（例えば３０００μＦ）のコンデンサを用いている。なお、本実施形態では、コンデンサ（12）には、電解コンデンサを採用している。勿論、コンデンサの種類は、これに限定されない。 << Embodiment 2 of the Invention >>
Embodiment 2 demonstrates the example of the power converter device (10) using the electrolytic capacitor which smoothes the output of a converter circuit (11) as a capacitor | condenser (12). The power conversion device (10) of this embodiment also includes a converter circuit (11), a capacitor (12), an inverter circuit (13), and a control unit (14). The configurations of the converter circuit (11) and the inverter circuit (13) of the present embodiment are the same as those of the first embodiment. The capacitor (12) is a capacitor having a large capacity (for example, 3000 μF) so that the output (direct current) of the converter circuit (11) can be smoothed. In the present embodiment, an electrolytic capacitor is used as the capacitor (12). Of course, the type of capacitor is not limited to this.

制御部（14）も実施形態１と同じものを用いることは可能であるが本実施形態では、制御部（14）には変更を加えてある。 The same control unit (14) as that of the first embodiment can be used, but in this embodiment, the control unit (14) is modified.

上記のように、十分に大きな容量のコンデンサをコンデンサ（12）として用いると、条件１（実施形態１を参照）は常に成立すると考えられるので、制御部（14）では、条件１の成否を判断するステップ（S01）及びステップ（S02）の処理機能を省略することが可能である。そのため、本実施形態では、制御部（14）は、実施形態１で説明したステップ（S03）〜ステップ（S05）の処理機能は有しているが、ステップ（S01）及びステップ（S02）の処理機能は有していない。 As described above, if a capacitor having a sufficiently large capacity is used as the capacitor (12), it is considered that the condition 1 (see Embodiment 1) is always satisfied, so the control unit (14) determines whether the condition 1 is satisfied. The processing functions of step (S01) and step (S02) can be omitted. Therefore, in this embodiment, the control unit (14) has the processing functions of step (S03) to step (S05) described in the first embodiment, but the processing of step (S01) and step (S02). Has no function.

なお、振幅目標値（Im^*）は実施形態1と同様にインバータ回路（13）の定格電流値の√２倍としている。 The amplitude target value (Im ^* ) is set to √2 times the rated current value of the inverter circuit (13) as in the first embodiment.

〈電力変換装置の動作〉
本実施形態でも速度制御部（14a）は、実施形態１と同様にモータ電流指令値（Ia^*）を出力する。一方、電流位相指令生成部（14b）は、電流位相指令（β^*）を求める。図８は、電流位相指令生成部（14b）の動作を説明するフローチャートである。 <Operation of power converter>
Also in this embodiment, the speed controller (14a) outputs the motor current command value (Ia ^* ) as in the first embodiment. On the other hand, the current phase command generator (14b) obtains a current phase command (β ^* ). FIG. 8 is a flowchart for explaining the operation of the current phase command generator (14b).

まず、ステップ（S03）では、電流位相指令生成部（14b）は、条件２（実施形態１を参照）の成立、不成立を判定する。条件２が成立した場合には、ステップ（S04）に進んで、βが小さくなるように電流位相指令（β^*）を生成する。条件２が不成立の場合には、ステップ（S05）に進んで、βが大きくなるように電流位相指令（β^*）を生成する。ステップ（S03）〜ステップ（S05）は、一例としてＰＩ演算で実現できる。このように電流位相指令（β^*）を定めると、コンデンサ電圧（vdc）の変化に応じて位相（β）が調整され、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が、一定値である振幅目標値（Im^*）に近づくように制御されることになる。 First, in step (S03), the current phase command generation unit (14b) determines whether Condition 2 (see Embodiment 1) is satisfied or not. When the condition 2 is satisfied, the process proceeds to step (S04), and a current phase command (β ^* ) is generated so that β becomes small. When the condition 2 is not satisfied, the process proceeds to step (S05), and a current phase command (β ^* ) is generated so that β is increased. Step (S03) to step (S05) can be realized by PI calculation as an example. When the current phase command (β ^* ) is determined in this way, the phase (β) is adjusted according to the change in the capacitor voltage (vdc), and the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is a constant value. Control is performed so as to approach the target value (Im ^* ).

上記のようにして、モータ電流指令値（Ia^*）と電流位相指令（β^*）が求められると、電流指令生成部（14c）がｄ軸電流指令値（id^*）とｑ軸電流指令値（iq^*）を生成する。その後、電圧指令生成部（14d）によるｄ軸電圧指令値（vd^*）及びｑ軸電圧指令値（vq^*）の生成、出力電圧演算部（14e）による相電圧指令値（Vu^*,Vv^*,Vw^*）の生成、ＰＷＭ演算部（14f）による制御信号（G）の生成が行われる。それにより、インバータ回路（13）では、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作が行われ、所望の電力がモータ（20）に供給される。 When the motor current command value (Ia ^* ) and the current phase command (β ^* ) are obtained as described above, the current command generation unit (14c) performs the d-axis current command value (id ^* ) and the q-axis current command value. (Iq ^* ) is generated. Thereafter, the d-axis voltage command value (vd ^* ) and the q-axis voltage command value (vq ^* ) are generated by the voltage command generator (14d), and the phase voltage command values (Vu ^* , Vv ^* ) are output by the output voltage calculator (14e) ^. , Vw ^* ) and the control signal (G) are generated by the PWM calculation unit (14f). Thus, in the inverter circuit (13), the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) are turned on and off, and desired power is supplied to the motor (20).

〈本実施形態における効果〉
図９は、従来の電力変換装置における、コンデンサ電圧、ｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値の波形を例示する。詳しくは、図９では（Ａ）はコンデンサ電圧を示し、（Ｂ）はｄ軸電流指令値、及びｑ軸電流指令値の波形を示し、（Ｃ）は相電流を示している。ここでは従来例として、コンバータ回路とインバータ回路との間に、コンバータ回路の出力の平滑化用に電解コンデンサを設けた電力変換装置を想定している。このように、コンバータ回路の出力に電解コンデンサを設けた場合であっても、図９の（Ａ）に示すように、インバータ回路に入力される直流の電圧（コンデンサ電圧）は、脈動とまでは言えないが若干の電圧変化がある。 <Effect in this embodiment>
FIG. 9 illustrates waveforms of capacitor voltage, d-axis current command value, and q-axis current command value in a conventional power converter. Specifically, in FIG. 9, (A) shows the capacitor voltage, (B) shows the waveforms of the d-axis current command value and the q-axis current command value, and (C) shows the phase current. Here, as a conventional example, a power conversion device is assumed in which an electrolytic capacitor is provided between the converter circuit and the inverter circuit for smoothing the output of the converter circuit. Thus, even when an electrolytic capacitor is provided at the output of the converter circuit, as shown in FIG. 9A, the DC voltage (capacitor voltage) input to the inverter circuit does not reach the pulsation. There is a slight voltage change.

また、図９に示した従来の電力変換装置では、インバータ回路に入力される直流電圧の変化がスイッチングの制御において考慮されることはなく、例えばモータを一定トルクで運転させる場合には、図９の（Ｂ）に示すように、ｄ軸電流及びｑ軸電流が一定値である。そのため、コンデンサ電圧が低い期間は、コンデンサ電圧が高い期間に比べて相電流は大きくなる。なお、この従来例では、位相（β）は４０°（一定値）である。 Further, in the conventional power converter shown in FIG. 9, the change of the DC voltage input to the inverter circuit is not considered in the switching control. For example, when the motor is operated at a constant torque, FIG. As shown in (B), the d-axis current and the q-axis current are constant values. Therefore, the phase current is larger in the period when the capacitor voltage is low than in the period where the capacitor voltage is high. In this conventional example, the phase (β) is 40 ° (constant value).

図１０は、実施形態２におけるコンデンサ電圧（vdc）、ｄ軸電流指令値（id^*）、及びｑ軸電流指令値（iq^*）の波形を例示する。図１０では（Ａ）はコンデンサの電圧（vdc）を示し、（Ｂ）はｄ軸電流指令値（id^*）、及びｑ軸電流指令値（iq^*）の波形を示し、（Ｃ）は相電流（iu,iv,iw）を示している。 FIG. 10 illustrates waveforms of the capacitor voltage (vdc), the d-axis current command value (id ^* ), and the q-axis current command value (iq ^* ) in the second embodiment. In FIG. 10, (A) shows the voltage (vdc) of the capacitor, (B) shows the waveforms of the d-axis current command value (id ^* ) and the q-axis current command value (iq ^* ), and (C) shows the phase. Current (iu, iv, iw) is shown.

この実施形態では、コンデンサ電圧（vdc）の変化は、図９に示した従来の電力変換装置のコンデンサ電圧と同様である。一方、ｄ軸電流指令値（id^*）及びｑ軸電流指令値（iq^*）は、従来例とは異なり、コンデンサ電圧（vdc）の変動に応じて変化している。この例では、モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が振幅目標値（Im^*）に近づくようにモータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）値が制御される過程において、ｄ軸電流指令値（id^*）及びｑ軸電流指令値（iq^*）は、コンデンサ電圧（vdc）が低下すると減少し、コンデンサ電圧（vdc）が増大すると増大している。 In this embodiment, the change in the capacitor voltage (vdc) is the same as the capacitor voltage of the conventional power converter shown in FIG. On the other hand, unlike the conventional example, the d-axis current command value (id ^* ) and the q-axis current command value (iq ^* ) change according to the fluctuation of the capacitor voltage (vdc). In this example, in the process of controlling the phase (β) value of the motor current vector (Ia) so that the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) approaches the amplitude target value (Im ^* ), the d-axis current command The value (id ^* ) and the q-axis current command value (iq ^* ) decrease when the capacitor voltage (vdc) decreases and increase when the capacitor voltage (vdc) increases.

そして、図１１は、実施形態２におけるＵ相の電流と従来例のＵ相の電流とを比較する図である。図１１では、単位時間あたりの平均トルクを同じにして本実施形態と従来例の相電流の振幅を比較している。図１１に示すように、本実施形態では、相電流（iu）のピーク値が従来例よりも低減している。したがって、単位時間あたりの平均トルクが同じであれば、本実施形態の電力変換装置（10）によってモータ（20）を駆動する方が、従来例の電力変換装置によってモータ（20）を駆動するよりも、モータ（20）における銅損が低減する。 FIG. 11 is a diagram comparing the U-phase current in the second embodiment and the U-phase current in the conventional example. In FIG. 11, the average torque per unit time is made the same, and the amplitudes of the phase currents of this embodiment and the conventional example are compared. As shown in FIG. 11, in this embodiment, the peak value of the phase current (iu) is reduced as compared with the conventional example. Therefore, if the average torque per unit time is the same, the motor (20) is driven by the power converter (10) of the present embodiment rather than the motor (20) is driven by the conventional power converter. In addition, the copper loss in the motor (20) is reduced.

《その他の実施形態》
なお、交流電源（30）には、三相交流電源を採用してもよい。 << Other Embodiments >>
Note that a three-phase AC power source may be adopted as the AC power source (30).

本発明は、モータに電力を供給する電力変換装置として有用である。 The present invention is useful as a power converter that supplies electric power to a motor.

１０電力変換装置
１１コンバータ回路（直流電源部）
１２コンデンサ（直流電源部）
１３インバータ回路
１４制御部
１４ａ速度制御部
１４ｂ電流位相指令生成部
１４ｃ電流指令生成部
２０モータ 10 Power Converter 11 Converter Circuit (DC Power Supply Unit)
12 Capacitor (DC power supply)
13 Inverter circuit 14 Control unit 14a Speed control unit 14b Current phase command generation unit 14c Current command generation unit 20 Motor

Claims

交流を整流して直流を出力する直流電源部（11,12）と、
複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、上記直流電源部（11,12）からの直流を交流に変換してモータ（20）に供給するインバータ回路（13）と、
上記モータ（20）をｄ-ｑ軸ベクトル制御する場合におけるｄ軸電流（id）のベクトルとｑ軸電流（iq）のベクトルの合成ベクトルであるモータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が、上記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）における電流の制約値よりも小さく設定された定数値である振幅目標値（Im^*）に近づくように、上記モータ電流ベクトル（Ia）の位相（β）の進み遅れを制御しつつ上記スイッチング動作の制御を行う制御部（14）と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。 DC power supply (11,12) that rectifies AC and outputs DC,
Inverter circuit that converts DC from the DC power supply (11, 12) to AC and supplies it to the motor (20) by switching operation of multiple switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) 13)
When the motor (20) is dq-axis vector controlled, the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia), which is a combined vector of the d-axis current (id) vector and the q-axis current (iq) vector, The motor current vector (Ia) so as to approach the amplitude target value (Im ^* ), which is a constant value set smaller than the current limit value in the switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). A control unit (14) for controlling the switching operation while controlling the advance and delay of the phase (β) of
A power conversion device comprising:

請求項１において、
上記制御部（14）は、
前記モータ（20）の速度（ω）とその目標値（ω^*）との偏差に基づいて、上記モータ電流ベクトル（Ia）の大きさを指示するモータ電流指令値（Ia^*）を求める速度制御部（14a）と、
上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が上記振幅目標値（Im^*）よりも大きい場合には、上記位相（β）がより小さくなるように、上記位相（β）の指令値である電流位相指令（β^*）を生成し、上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）が上記振幅目標値（Im^*）以下の場合には上記位相（β）がより大きくなるように、上記電流位相指令（β^*）を生成する電流位相指令生成部（14b）と、
上記電流位相指令（β^*）の正弦と上記モータ電流指令値（Ia^*）との積から上記ｄ軸電流（id）の指令値（id^*）を生成し、該電流位相指令（β^*）の余弦と上記モータ電流指令値（Ia^*）との積からｑ軸電流（iq）の指令値（iq^*）を生成する電流指令生成部（14c）と、
を備えたことを特徴とする電力変換装置。 In claim 1,
The control unit (14)
Speed control for obtaining a motor current command value (Ia ^* ) indicating the magnitude of the motor current vector (Ia) based on the deviation between the speed (ω) of the motor (20) and its target value (ω ^* ) Part (14a),
When the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is larger than the amplitude target value (Im ^* ), the command value of the phase (β) is set so that the phase (β) becomes smaller. When the current phase command (β ^* ) is generated and the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia) is equal to or smaller than the amplitude target value (Im ^* ), the phase (β) is increased. A current phase command generator (14b) that generates a current phase command (β ^* );
A command value (id ^* ) of the d-axis current (id) is generated from the product of the sine of the current phase command (β ^* ) and the motor current command value (Ia ^* ), and the current phase command (β ^* ) A current command generator (14c) that generates a command value (iq ^* ) of the q-axis current (iq) from the product of the cosine of the motor and the motor current command value (Ia ^* ),
A power conversion device comprising:

請求項２において、
上記電流位相指令生成部（14b）は、上記直流電源部（11,12）の電圧（vdc）が、上記ｑ軸電流（iq）がゼロの場合における上記モータ（20）の誘起電圧よりも低い場合には、上記モータ電流ベクトル（Ia）の振幅（Im）に関わらず、上記ｑ軸電流（iq）がゼロとなるように、上記電流位相指令（β^*）を生成することを特徴とする電力変換装置。 In claim 2,
In the current phase command generator (14b), the voltage (vdc) of the DC power supply (11, 12) is lower than the induced voltage of the motor (20) when the q-axis current (iq) is zero. In this case, the current phase command (β ^* ) is generated so that the q-axis current (iq) becomes zero regardless of the amplitude (Im) of the motor current vector (Ia). Power conversion device.