JP5923873B2

JP5923873B2 - Inverter control circuit

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Publication number: JP5923873B2
Application number: JP2011126018A
Authority: JP
Inventors: 河野　雅樹; 雅樹河野; 小林　直人; 直人小林; 伸起北野
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2011-06-06
Filing date: 2011-06-06
Publication date: 2016-05-25
Anticipated expiration: 2031-06-06
Also published as: JP2012253956A

Description

本発明は、インバータの電圧利用率を改善する技術に関する。 The present invention relates to a technique for improving the voltage utilization factor of an inverter.

従来、交流電力を整流して直流電力を得て、当該直流に対してスイッチングを施して可変電圧、可変周波数の交流電力に変換する電力変換装置が広く利用されている。当該電力変換装置は、例えば変換後の交流電力で三相交流回転機を可変速制御することに資する。 2. Description of the Related Art Conventionally, power converters that rectify AC power to obtain DC power, perform switching on the DC, and convert it into AC power of variable voltage and variable frequency are widely used. The said power converter device contributes to variable-speed control of a three-phase alternating current rotating machine with the alternating current power after conversion, for example.

このような電力変換装置の一種として、一対の直流母線で相互に接続されたコンバータ及びインバータを備え、かつ当該一対の直流母線の間にコンデンサが接続される構成が知られている。 As one type of such a power converter, a configuration is known in which a converter and an inverter are connected to each other via a pair of DC buses, and a capacitor is connected between the pair of DC buses.

コンバータは交流電圧、例えば商用電源から供給される三相交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。当該コンバータとしては例えばダイオードブリッジが採用される。 The converter performs full-wave rectification on an AC voltage, for example, a three-phase AC voltage supplied from a commercial power source, and converts it into a DC voltage. For example, a diode bridge is employed as the converter.

インバータは、コンバータで得られた直流電圧をスイッチングして三相交流電圧に変換する。当該三相交流電圧は、負荷である三相の交流回転機に供給される。 The inverter switches the DC voltage obtained by the converter and converts it into a three-phase AC voltage. The three-phase AC voltage is supplied to a three-phase AC rotating machine that is a load.

インバータはスイッチング素子を有しており、スイッチング素子の動作が制御されることにより、その出力端子から所望の周波数の三相交流電圧を負荷へ出力する。 The inverter has a switching element. By controlling the operation of the switching element, the inverter outputs a three-phase AC voltage having a desired frequency to the load.

上記コンデンサは、これが平滑回路あるいはその一部として採用される場合には、交流回転機の駆動性能の向上を図るために、静電容量が大きいことが要求される。かかる静電容量の大きなコンデンサを得るには電解コンデンサが適しているが、そのリップル電流の耐量による制限からも大きな静電容量が望まれる。 When the capacitor is employed as a smoothing circuit or a part thereof, the capacitor is required to have a large capacitance in order to improve the driving performance of the AC rotating machine. An electrolytic capacitor is suitable for obtaining a capacitor having such a large capacitance, but a large capacitance is also desired because of the limitation due to the withstand capability of the ripple current.

しかしながら、このような大容量のコンデンサの採用は、電力変換装置が大きくなることや製作コストを増大させる課題がある。 However, the use of such a large-capacity capacitor has problems that the power conversion device becomes large and the manufacturing cost increases.

他方、当該コンデンサとして平滑機能を優先せず、数十μＦ程度の小容量のコンデンサを使用する技術があり、下掲の非特許文献１において開示されている。 On the other hand, there is a technique that uses a capacitor with a small capacity of about several tens of μF without giving priority to the smoothing function, and is disclosed in Non-Patent Document 1 below.

コンデンサの容量が小さいと、インバータに供給される直流電圧には大きな脈動が含まれる。かかる直流電圧を単にインバータでスイッチングしてしまうと、インバータが出力する交流電圧も脈動を含む。かかる交流電圧で駆動される交流回転機のトルクやこれに流れる電流も、直流電圧の脈動成分で脈動してしまう。 When the capacity of the capacitor is small, the DC voltage supplied to the inverter includes a large pulsation. If such a DC voltage is simply switched by an inverter, the AC voltage output from the inverter also includes pulsation. The torque of the AC rotating machine driven by such AC voltage and the current flowing therethrough also pulsate due to the pulsating component of the DC voltage.

特許文献１では、交流回転機のトルクやこれに流れる電流に対して、直流電圧の脈動成分が影響を与えないように、脈動を含む直流電圧の値を検出し、その値を基にインバータを構成するスイッチング素子に与えるパルス幅変調（以下「ＰＷＭ変調」と称す）のためのタイミング信号に補正を加える。これにより、交流回転機には振幅が一定の三相交流電圧が供給されている。 In Patent Document 1, the value of a DC voltage including pulsation is detected so that the pulsation component of the DC voltage does not affect the torque of the AC rotating machine and the current flowing therethrough, and the inverter is turned on based on that value. Correction is applied to a timing signal for pulse width modulation (hereinafter referred to as “PWM modulation”) to be applied to the switching element to be configured. As a result, a three-phase AC voltage having a constant amplitude is supplied to the AC rotating machine.

特開昭５６−４９６９３号公報JP 56-49893 A

高橋勲・伊東洋一「コンデンサレスインバータの制御法」昭和63年電気学会全国大会、Vol.5，No.527、p624Isao Takahashi and Yoichi Ito "Control Method of Capacitorless Inverter" National Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, Vol.5, No.527, p624

しかしながら、三相交流電圧を全波整流して得られる直流電圧は、その最大値を１とすると最小値は√３／２となる。よってこのように脈動する直流電圧を入力してＰＷＭ変調を行うインバータでは、いわゆる電圧利用率は、√３／２以下に留まる。この電圧利用率は、インバータが出力する線間電圧の基本波のピーク値の、インバータに入力する直流電圧に対する比として求められ、直流電圧の利用率を示す。 However, the DC voltage obtained by full-wave rectification of the three-phase AC voltage has a minimum value of √3 / 2 when the maximum value is 1. Therefore, in the inverter that performs PWM modulation by inputting the pulsating DC voltage in this way, the so-called voltage utilization rate remains at √3 / 2 or less. This voltage utilization rate is obtained as a ratio of the peak value of the fundamental wave of the line voltage output from the inverter to the direct current voltage input to the inverter, and indicates the utilization rate of the direct current voltage.

すなわち、電力変換回路においてコンデンサの容量を小さくすると、電圧利用率が小さくなってしまう。特に電源インピーダンスのインダクタンスが大きい場合などの電源側条件に依存して直流電圧の脈動が大きくなり、顕著に電圧利用率が下がる可能性がある。 That is, when the capacitance of the capacitor is reduced in the power conversion circuit, the voltage utilization rate is reduced. In particular, the pulsation of the DC voltage increases depending on the power supply side condition such as when the inductance of the power supply impedance is large, and there is a possibility that the voltage utilization rate is significantly reduced.

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、電力変換装置においてコンデンサの静電容量が小さくて直流電圧が脈動しても、出力される交流電流の脈動を抑制しつつ電圧利用率を向上することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and suppresses the pulsation of the output alternating current even if the capacitance of the capacitor is small and the DC voltage pulsates in the power converter. However, it aims at improving a voltage utilization factor.

この発明にかかるインバータ制御回路（４；９，１０）は、一対の直流母線（７０，７１）を介してコンバータ（５）と接続されるインバータ（２）を制御する制御信号（Ｖ＊）を生成する回路である。そしてその第１の態様は前記一対の直流母線の間の直流電圧（Ｖｄｃ）の最大値（Ｖｄｃｍ）と最小値（Ｖｄｃｓ）との間の値を採る制限値（Ｖｄｃｔ，Ｖｄｃｐ）で、前記直流電圧の下限をクリップして補正直流電圧（Ｖｄｃｖ）を生成する直流電圧補正回路（１０；１０ａ，１０ｂ）と、前記補正直流電圧（Ｖｄｃｖ）に基づいて前記制御信号を求める制御信号生成回路（９）とを備える。 The inverter control circuit (4; 9, 10) according to the present invention provides a control signal (V *) for controlling the inverter (2) connected to the converter (5) via a pair of DC buses (70, 71). This is a circuit to be generated. The first mode is a limit value (Vdct, Vdcp) that takes a value between the maximum value (Vdcm) and the minimum value (Vdcs) of the DC voltage (Vdc) between the pair of DC buses. A DC voltage correction circuit (10; 10a, 10b) that clips a lower limit of the voltage to generate a corrected DC voltage (Vdcv), and a control signal generation circuit (9) that obtains the control signal based on the corrected DC voltage (Vdcv) ).

この発明にかかるインバータ制御回路の第２の態様は、その第１の態様であって、前記制限値（Ｖｄｃｔ）は固定値である。 A second aspect of the inverter control circuit according to the present invention is the first aspect, and the limit value (Vdct) is a fixed value.

この発明にかかるインバータ制御回路の第３の態様は、その第１の態様であって、前記制限値（Ｖｄｃｐ）は前記直流電圧に対して一次遅れ処理が施された値である。 A third aspect of the inverter control circuit according to the present invention is the first aspect, wherein the limit value (Vdcp) is a value obtained by performing a first-order lag process on the DC voltage.

この発明にかかるインバータ制御回路の第１の態様によれば、直流電圧を、その最大値と最小値の間の値を採る制限値で下限をクリップすることで、補正直流電圧が生成される。当該下限は増大する方向に補正される。当該下限は電圧利用率の上限を規定するので、補正直流電圧で変調率を設定することにより電圧利用率が向上する。 According to the first aspect of the inverter control circuit of the present invention, the corrected DC voltage is generated by clipping the lower limit of the DC voltage with a limit value that takes a value between the maximum value and the minimum value. The lower limit is corrected in an increasing direction. Since the lower limit defines the upper limit of the voltage utilization factor, the voltage utilization factor is improved by setting the modulation factor with the corrected DC voltage.

この発明にかかるインバータ制御回路の第２の態様によれば、電圧利用率が簡易に制御される。 According to the second aspect of the inverter control circuit of the present invention, the voltage utilization rate is easily controlled.

この発明にかかるインバータ制御回路の第３の態様によれば、コンバータに入力する交流電圧の変動に対応して制限値が変動しても、電圧利用率が制御される。 According to the third aspect of the inverter control circuit of the present invention, the voltage utilization rate is controlled even if the limit value varies corresponding to the variation of the AC voltage input to the converter.

この発明の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図The circuit diagram which illustrates the composition of the power converter concerning an embodiment of this invention 電圧指令生成回路の構成を例示するブロック図Block diagram illustrating the configuration of the voltage command generation circuit 直流電圧補正回路の動作を例示する波形図Waveform diagram illustrating operation of DC voltage correction circuit 直流電圧補正回路の構成を例示するブロック図Block diagram illustrating the configuration of a DC voltage correction circuit 直流電圧補正回路の構成を例示するブロック図Block diagram illustrating the configuration of a DC voltage correction circuit 直流電圧補正回路の動作を例示する波形図Waveform diagram illustrating operation of DC voltage correction circuit 電力変換装置の出力電圧と交流回転機の回転速度との関係を示すグラフGraph showing the relationship between the output voltage of the power converter and the rotational speed of the AC rotating machine

図１は第１の実施の形態にかかるインバータ制御回路４が適用される電力変換装置の構成を例示する。当該電力変換装置は、コンバータ５と、インバータ２と、コンバータ５とインバータ２とを接続する直流リンク部７とを備えている。 FIG. 1 illustrates the configuration of a power converter to which the inverter control circuit 4 according to the first embodiment is applied. The power conversion apparatus includes a converter 5, an inverter 2, and a DC link unit 7 that connects the converter 5 and the inverter 2.

直流リンク部７は一対の直流母線７０，７１を有しており、直流母線７１は直流母線７０よりも高電位が印加される。直流母線７０，７１はコンバータ５とインバータ２とを接続する。つまり本実施の形態においてインバータ制御回路４の制御対象は、一対の直流母線７０，７１を介してコンバータ５と接続されるインバータ２である、と把握できる。 The DC link unit 7 has a pair of DC buses 70 and 71, and the DC bus 71 is applied with a higher potential than the DC bus 70. DC buses 70 and 71 connect converter 5 and inverter 2. That is, in the present embodiment, it can be understood that the control target of the inverter control circuit 4 is the inverter 2 connected to the converter 5 via the pair of DC buses 70 and 71.

コンバータ５は交流電源６（ここでは三相交流電源）から得られる交流電圧を整流して直流電圧に変換する。ここではコンバータ５として三相の全波整流ダイオードブリッジが採用されているが、他の整流回路を採用することもできる。 Converter 5 rectifies an AC voltage obtained from AC power supply 6 (here, a three-phase AC power supply) and converts it into a DC voltage. Here, a three-phase full-wave rectifier diode bridge is employed as the converter 5, but other rectifier circuits may also be employed.

直流母線７０，７１の間にはコンデンサ７２が接続されている。直流母線７０，７１の間には、従ってコンデンサ７２の両端には、直流電圧Ｖｄｃが印加される。 A capacitor 72 is connected between the DC buses 70 and 71. A DC voltage Vdc is applied between the DC buses 70 and 71, and thus across the capacitor 72.

コンデンサ７２としては、上記非特許文献１で示されるような、平滑回路として要求される静電容量よりも小さな、例えば数十μＦ程度の静電容量のコンデンサが採用される。 As the capacitor 72, a capacitor having a capacitance of, for example, about several tens of μF, which is smaller than the capacitance required as a smoothing circuit, as shown in Non-Patent Document 1, is employed.

インバータ２は直流電圧Ｖｄｃをスイッチングすることにより、所望の周波数の交流電圧、ここでは三相交流電圧を出力する。そして当該交流電圧は負荷１（ここでは交流回転機）に印加される。 The inverter 2 outputs an alternating voltage having a desired frequency, here, a three-phase alternating voltage by switching the direct current voltage Vdc. The AC voltage is applied to the load 1 (AC rotating machine here).

なお、説明の簡単のため、インバータ２としては上記スイッチングを行うスイッチング素子の他、当該スイッチングを制御するスイッチング信号を生成する回路も含めて把握している。例えば後述する電圧指令Ｖ＊を受け、これをキャリアと比較してＰＷＭ変調のためのスイッチング信号を生成する処理も、インバータ２に含まれる。 For the sake of simplicity of explanation, the inverter 2 includes a switching element that performs the switching as well as a circuit that generates a switching signal that controls the switching. For example, the inverter 2 includes a process of receiving a voltage command V * described later and generating a switching signal for PWM modulation by comparing it with a carrier.

インバータ制御回路４は、直流電圧補正回路１０と、制御信号生成回路たる電圧指令生成回路９とを備える。直流電圧補正回路１０は、直流電圧Ｖｄｃの最大値と最小値との間の値を採る制限値で、直流電圧の下限をクリップして補正直流電圧Ｖｄｃｖを生成する。 The inverter control circuit 4 includes a DC voltage correction circuit 10 and a voltage command generation circuit 9 which is a control signal generation circuit. The DC voltage correction circuit 10 generates a corrected DC voltage Vdcv by clipping the lower limit of the DC voltage with a limit value that takes a value between the maximum value and the minimum value of the DC voltage Vdc.

制御信号生成回路は、補正直流電圧Ｖｄｃｖに基づいて、インバータ２を制御する制御信号を求める。ここでは制御信号生成回路として、上記制御信号たる電圧指令Ｖ＊を生成する電圧指令生成回路９を例示している。 The control signal generation circuit obtains a control signal for controlling the inverter 2 based on the corrected DC voltage Vdcv. Here, as the control signal generation circuit, a voltage command generation circuit 9 that generates the voltage command V * as the control signal is illustrated.

図２は電圧指令生成回路９の構成を例示するブロック図である。電圧指令生成回路９に備えられた直流電圧／相電圧変換係数部１１は、補正直流電圧Ｖｄｃｖを相電圧Ｖｐに換算し出力する。 FIG. 2 is a block diagram illustrating the configuration of the voltage command generation circuit 9. The DC voltage / phase voltage conversion coefficient unit 11 provided in the voltage command generation circuit 9 converts the corrected DC voltage Vdcv into the phase voltage Vp and outputs it.

上記の相電圧Ｖｐで後述する電圧値Ｖｆを除して変調率Ｋを求めるために、逆数変換部１２によって相電圧の逆数（１／Ｖｐ）が求められ、これが乗算器１３ａに与えられる。 In order to obtain the modulation factor K by dividing the voltage value Vf described later by the phase voltage Vp, the reciprocal conversion unit 12 obtains the reciprocal (1 / Vp) of the phase voltage, which is supplied to the multiplier 13a.

周波数指令設定部１４は、交流回転機１の回転数を規定する周波数指令ｆ＊を設定する。周波数指令ｆ＊は、電圧／周波数指令部１５によって電圧値Ｖｆに換算される。電圧値Ｖｆは乗算器１３ａに与えられ、上記の相電圧の逆数（１／Ｖｐ）と乗算されることにより、インバータ２のＰＷＭ変調の変調率Ｋが求められる。 The frequency command setting unit 14 sets a frequency command f * that defines the rotational speed of the AC rotating machine 1. The frequency command f * is converted into a voltage value Vf by the voltage / frequency command unit 15. The voltage value Vf is given to the multiplier 13a, and is multiplied by the reciprocal (1 / Vp) of the phase voltage, whereby the PWM modulation rate K of the inverter 2 is obtained.

周波数指令ｆ＊に応じて三相電圧指令となる正弦波Ｗｆが生成される。具体的には乗算器１３ｃにより周波数指令ｆ＊を２π倍した値２π・ｆ＊が求められ、当該値を積分器１６によって積分して位相φを求める。三相電圧指令正弦波発生器１７が、位相φに従った正弦波Ｗｆを作成する。 A sine wave Wf serving as a three-phase voltage command is generated according to the frequency command f *. Specifically, a value 2π · f * obtained by multiplying the frequency command f * by 2π is obtained by the multiplier 13c, and the value φ is integrated by the integrator 16 to obtain the phase φ. A three-phase voltage command sine wave generator 17 creates a sine wave Wf according to the phase φ.

上記変調率Ｋで正弦波Ｗｆを変調すべく、乗算器１３ｂで両者の乗算が行われ、三相の電圧指令Ｖ＊が得られる。つまり変調率Ｋによって、電力変換装置の出力電圧の脈動を低減すべく、電力変換装置の出力電圧の指令値を変調率Ｋによって補正する。 In order to modulate the sine wave Wf with the modulation factor K, the multiplier 13b multiplies both to obtain a three-phase voltage command V *. In other words, the command value of the output voltage of the power converter is corrected by the modulation factor K so as to reduce the pulsation of the output voltage of the power converter by the modulation factor K.

図３は直流電圧補正回路１０の動作を示す。横軸には交流電源６から得られる三相交流電圧の位相を採っている。直流電圧Ｖｄｃは三相交流電圧を全波整流しているため、６０度周期の波形が示されている。図３では、直流電圧Ｖｄｃとして、コンデンサ７２の静電容量Ｃがほぼ零となる場合を示しており、従って、その最大値Ｖｄｃｍと最小値Ｖｄｃｓとの間にはＶｄｃｓ＝√３・Ｖｄｃｍ／２の関係がある。 FIG. 3 shows the operation of the DC voltage correction circuit 10. The horizontal axis shows the phase of the three-phase AC voltage obtained from the AC power source 6. Since the DC voltage Vdc is full-wave rectified from the three-phase AC voltage, a waveform with a period of 60 degrees is shown. FIG. 3 shows a case where the capacitance C of the capacitor 72 is substantially zero as the DC voltage Vdc. Therefore, Vdcs = √3 · Vdcm / 2 between the maximum value Vdcm and the minimum value Vdcs. There is a relationship.

インバータ２の電圧利用率は、上述の定義に基づいて直流電圧Ｖｄｃに反比例するので、直流電圧Ｖｄｃの下限、ここでは最小値Ｖｄｃｓは電圧利用率の上限を規定することになる。例えば静電容量Ｃを零とすると、電圧利用率は√３／２に留まる。 Since the voltage usage rate of the inverter 2 is inversely proportional to the DC voltage Vdc based on the above definition, the lower limit of the DC voltage Vdc, here the minimum value Vdcs, defines the upper limit of the voltage usage rate. For example, when the capacitance C is zero, the voltage utilization rate remains at √3 / 2.

他方、静電容量Ｃを大きくすると直流電圧Ｖｄｃは平滑化され、脈動が殆ど無い電圧Ｖｄｃｒとなる。しかし上述のように静電容量Ｃは小さくする要求がある。 On the other hand, when the electrostatic capacitance C is increased, the DC voltage Vdc is smoothed and becomes a voltage Vdcr with almost no pulsation. However, there is a demand for reducing the capacitance C as described above.

そこで、制御信号Ｖ＊を生成する電圧指令生成回路９には直流電圧Ｖｄｃではなく、下限値が増大した補正直流電圧Ｖｄｃｖで変調率Ｋを求めることにより、電圧利用率を向上させる。 Accordingly, the voltage command generation circuit 9 for generating the control signal V * obtains the modulation factor K not by the DC voltage Vdc but by the corrected DC voltage Vdcv having an increased lower limit value, thereby improving the voltage utilization rate.

具体的に、補正直流電圧Ｖｄｃｖは、直流電圧Ｖｄｃの下限をクリップして得られる。図３ではこのクリップする電圧値として制限値Ｖｄｃｔが示されている。制限値Ｖｄｃｔは最大値Ｖｄｃｍと最小値Ｖｄｃｓとの間の値を採る。即ち、補正直流電圧Ｖｄｃｖは制限値Ｖｄｃｔ以上において直流電圧Ｖｄｃと一致するが、制限値Ｖｄｃｔ未満の値は採らない。 Specifically, the corrected DC voltage Vdcv is obtained by clipping the lower limit of the DC voltage Vdc. In FIG. 3, a limit value Vdct is shown as the voltage value to be clipped. The limit value Vdct takes a value between the maximum value Vdcm and the minimum value Vdcs. That is, the corrected DC voltage Vdcv is equal to the DC voltage Vdc at the limit value Vdct or higher but does not take a value less than the limit value Vdct.

もちろん、補正直流電圧Ｖｄｃｖに基づいて得られる変調率Ｋは、直流電圧Ｖｄｃに基づいて得られる変調率Ｋと比較して、直流電圧Ｖｄｃの脈動分を小さく見積もって計算されていることになる。よって本実施の形態に従って得られる電圧指令Ｖ＊に基づいて制御されるインバータ２から出力される電流は、補正直流電圧Ｖｄｃｖの代わりに直流電圧Ｖｄｃを用いて得られる電圧指令Ｖ＊に基づいて制御されるインバータ２から出力される電流と比較して、脈動成分は大きくなる。しかし、全く脈動を抑制できないのではなく、脈動の抑制と電圧利用率の向上とを、トレードオフの関係はあるものの、併存させるという効果は招来される。 Of course, the modulation factor K obtained based on the corrected DC voltage Vdcv is calculated by estimating the pulsation of the DC voltage Vdc smaller than the modulation factor K obtained based on the DC voltage Vdc. Therefore, the current output from inverter 2 controlled based on voltage command V * obtained according to the present embodiment is controlled based on voltage command V * obtained using DC voltage Vdc instead of corrected DC voltage Vdcv. Compared with the current output from the inverter 2, the pulsation component becomes large. However, it is not possible to suppress pulsation at all, and although there is a trade-off relationship between suppression of pulsation and improvement of voltage utilization rate, an effect of coexisting is brought about.

上述の直流電圧補正回路１０として、図４に構成が示された直流電圧補正回路１０ａや、図５に構成が示された直流電圧補正回路１０ｂを採用することができる。 As the DC voltage correction circuit 10 described above, the DC voltage correction circuit 10a whose configuration is shown in FIG. 4 or the DC voltage correction circuit 10b whose configuration is shown in FIG. 5 can be adopted.

図４を参照して、直流電圧補正回路１０ａは、減算器１０１、リミッタ１０２、加算器１０３及び所定定数設定部１０４を備えている。所定定数設定部１０４は制限値Ｖｄｃｔとなる所定定数を設定し、これを減算器１０１に与える。減算器１０１は直流電圧Ｖｄｃと制限値Ｖｄｃｔを入力し、減算結果（Ｖｄｃ−Ｖｄｃｔ）を出力する。リミッタ１０２は減算結果（Ｖｄｃ−Ｖｄｃｔ）の零以下の値を零に制限する。これにより得られる値の波形は、図３に示される補正直流電圧Ｖｄｃｖから制限値Ｖｄｃｔを減じて得られる波形となる。よって加算器１０３によってリミッタ１０２の出力と制限値Ｖｄｃｔを加算することにより、加算器１０３から補正直流電圧Ｖｄｃｖが得られる。例えば制限値Ｖｄｃｔは固定値である。 Referring to FIG. 4, the DC voltage correction circuit 10 a includes a subtracter 101, a limiter 102, an adder 103, and a predetermined constant setting unit 104. The predetermined constant setting unit 104 sets a predetermined constant that becomes the limit value Vdct, and supplies this to the subtractor 101. The subtractor 101 receives the DC voltage Vdc and the limit value Vdct, and outputs a subtraction result (Vdc−Vdct). The limiter 102 limits a value less than or equal to zero of the subtraction result (Vdc−Vdct) to zero. The waveform of the value obtained by this is a waveform obtained by subtracting the limit value Vdct from the corrected DC voltage Vdcv shown in FIG. Therefore, by adding the output of the limiter 102 and the limit value Vdct by the adder 103, the corrected DC voltage Vdcv is obtained from the adder 103. For example, the limit value Vdct is a fixed value.

図５を参照して、直流電圧補正回路１０ｂは、直流電圧補正回路１０ａの所定定数設定部１０４に代えて、一次遅れ要素１０５を備えている。一次遅れ要素１０５は直流電圧Ｖｄｃに対して一次遅れの処理を施して制限値Ｖｄｃｐを出力する。直流電圧補正回路１０ｂにおいて制限値Ｖｄｃｐは、直流電圧補正回路１０ａにおける制限値Ｖｄｃｔと同様に、減算器１０１及び加算器１０３に与えられる。一次遅れ要素１０５の特性を適宜に設定することにより、制限値Ｖｄｃｐに最大値Ｖｄｃｍと最小値Ｖｄｃｓとの間の値を採らせることができる。 Referring to FIG. 5, the DC voltage correction circuit 10b includes a first-order lag element 105 instead of the predetermined constant setting unit 104 of the DC voltage correction circuit 10a. First-order lag element 105 performs first-order lag processing on DC voltage Vdc and outputs limit value Vdcp. In the DC voltage correction circuit 10b, the limit value Vdcp is given to the subtracter 101 and the adder 103 in the same manner as the limit value Vdct in the DC voltage correction circuit 10a. By appropriately setting the characteristics of the first-order lag element 105, the limit value Vdcp can have a value between the maximum value Vdcm and the minimum value Vdcs.

補正直流電圧Ｖｄｃｖを得るに際して、制限値Ｖｄｃｐを採用することは、制限値Ｖｄｃｔを採用する場合と比較して、静電容量Ｃが小さいことに依存する脈動のみならず、交流電源６から得られる交流電圧の脈動にも対応して、電圧利用率を向上する観点で望ましい。当該交流電圧の脈動は最大値Ｖｄｃｍ及び最小値Ｖｄｃｓも変動させるので、かかる変動に応答して一次遅れ要素１０５も変動し、当該脈動に適した制限値Ｖｄｃｐが得られる。 When the corrected DC voltage Vdcv is obtained, the use of the limit value Vdcp is obtained not only from the pulsation depending on the capacitance C being smaller than the case where the limit value Vdct is used, but also from the AC power source 6. It is desirable from the viewpoint of improving the voltage utilization factor corresponding to the pulsation of the AC voltage. Since the pulsation of the AC voltage also fluctuates the maximum value Vdcm and the minimum value Vdcs, the first-order lag element 105 also fluctuates in response to the fluctuation, and a limit value Vdcp suitable for the pulsation is obtained.

図６は、直流電圧補正回路１０として直流電圧補正回路１０ｂを採用した場合の直流電圧Ｖｄｃ及び補正直流電圧Ｖｄｃｖの波形を示す。直流電圧Ｖｄｃの最大値は２００×√２＝２８３（Ｖ）程度であり、静電容量Ｃが小さいことから、最小値は２００×√２×√３／２＝２４５（Ｖ）近くまで低下している。他方、補正直流電圧Ｖｄｃｖの下限値は制限値Ｖｄｃｐ（図示せず）によって２６０（Ｖ）程度となっている。 FIG. 6 shows waveforms of the DC voltage Vdc and the corrected DC voltage Vdcv when the DC voltage correction circuit 10b is adopted as the DC voltage correction circuit 10. The maximum value of the DC voltage Vdc is about 200 × √2 = 283 (V), and since the capacitance C is small, the minimum value decreases to nearly 200 × √2 × √3 / 2 = 245 (V). ing. On the other hand, the lower limit value of the corrected DC voltage Vdcv is about 260 (V) due to a limit value Vdcp (not shown).

図７には交流回転機の回転速度に対するインバータ２の出力電圧（実効値）の関係を示す。グラフＧは直流電圧Ｖｄｃを用いて電圧指令Ｖ＊を得た場合を、グラフＪは制限値Ｖｄｃｐに基づく補正直流電圧Ｖｄｃｖを用いて電圧指令Ｖ＊を得た場合を、それぞれ示している。白丸及び白三角は、それぞれグラフＧ，Ｊに対応した、実測値を示す。 FIG. 7 shows the relationship of the output voltage (effective value) of the inverter 2 with respect to the rotational speed of the AC rotating machine. Graph G shows the case where voltage command V * is obtained using DC voltage Vdc, and graph J shows the case where voltage command V * is obtained using corrected DC voltage Vdcv based on limit value Vdcp. White circles and white triangles indicate measured values corresponding to the graphs G and J, respectively.

回転速度が大きいほど、出力電圧は高くなるが、グラフＪはグラフＧよりも高い値を得ていることが示されている。つまり、直流電圧Ｖｄｃを用いて電圧指令Ｖ＊を得た場合よりも、補正直流電圧Ｖｄｃｖを用いて電圧指令Ｖ＊を得た場合の方が、電圧利用率が高まっていることが解る。 It is shown that the output voltage increases as the rotation speed increases, but the graph J obtains a higher value than the graph G. That is, it can be seen that the voltage utilization rate is higher when the voltage command V * is obtained using the corrected DC voltage Vdcv than when the voltage command V * is obtained using the DC voltage Vdc.

なお、図７ではグラフＧの最大値を√３／２としており、この場合にはグラフＪの最大値は０．９を越えている。このことから、グラフＪで示される場合には、電圧利用率が０．９を越えることが解る。 In FIG. 7, the maximum value of the graph G is √3 / 2, and in this case, the maximum value of the graph J exceeds 0.9. From this, it can be seen that in the case of graph J, the voltage utilization rate exceeds 0.9.

以上より本実施の形態によれば、コンデンサ７２の静電容量Ｃが小さい電力変換装置において直流電圧Ｖｄｃが脈動しても、電圧利用率を向上させることができる。この際、交流回転機１が出力するトルクが直流電圧Ｖｄｃの脈動成分で脈動することや、交流回転機１に流れる電流が脈動することの低減を伴うことができる。 As described above, according to the present embodiment, even if the DC voltage Vdc pulsates in the power converter having a small capacitance C of the capacitor 72, the voltage utilization rate can be improved. At this time, the torque output from the AC rotating machine 1 can be pulsated by the pulsating component of the DC voltage Vdc, and the current flowing through the AC rotating machine 1 can be reduced.

電圧利用率を向上させることができることより、交流回転機１が出力するトルク及び消費電力が一定であれば、電力変換装置及び交流回転機１に流れる電流を小さくできる。ひいては電力変換装置を構成するスイッチング素子の容量を小さくできる。よって使用する交流回転機が同じ仕様であれば、スイッチング素子の電流容量を下げることができる。これはランクが低いスイッチング素子を使用できることとなり、コスト低減にも資する。 Since the voltage utilization factor can be improved, the current flowing through the power converter and the AC rotating machine 1 can be reduced if the torque and power consumption output by the AC rotating machine 1 are constant. As a result, the capacity | capacitance of the switching element which comprises a power converter device can be made small. Therefore, if the AC rotating machine to be used has the same specification, the current capacity of the switching element can be reduced. This means that a switching element with a low rank can be used, which contributes to cost reduction.

なお、本実施の形態では、一例として、電圧指令Ｖ＊を出力する電圧指令生成回路９を用い、インバータ２は電圧指令Ｖ＊とキャリアとの比較に基づいてスイッチングする場合を示した。しかし、電圧指令生成回路９に代えて、補正直流電圧Ｖｄｃｖを用いてベクトル制御など高性能な他の方法に資する制御信号生成回路を用いる時も、本発明の同様の効果が得られる。 In the present embodiment, as an example, the voltage command generation circuit 9 that outputs the voltage command V * is used, and the inverter 2 is switched based on the comparison between the voltage command V * and the carrier. However, the same effect of the present invention can be obtained when a control signal generation circuit that contributes to another high-performance method such as vector control using the corrected DC voltage Vdcv instead of the voltage command generation circuit 9 is used.

２インバータ
５コンバータ
９電圧指令生成回路（制御信号生成回路）
１０，１０ａ，１０ｂ直流電圧補正回路
７０，７１直流母線
７２コンデンサ
Ｖｄｃ直流電圧
Ｖｄｃｔ，Ｖｄｃｐ制限値
Ｖｄｃｍ（直流電圧の）最大値
Ｖｄｃｓ（直流電圧の）最小値
Ｖｄｃｖ補正直流電圧 2 Inverter 5 Converter 9 Voltage command generation circuit (control signal generation circuit)
10, 10a, 10b DC voltage correction circuit 70, 71 DC bus 72 Capacitor Vdc DC voltage Vdct, Vdcp Limit value Vdcm (DC voltage) Maximum value Vdcs (DC voltage) Minimum value Vdcv Correction DC voltage

Claims

一対の直流母線（７０，７１）を介してコンバータ（５）と接続されるインバータ（２）を制御する制御信号（Ｖ＊）を生成する回路であって、
前記一対の直流母線の間の直流電圧（Ｖｄｃ）の最大値（Ｖｄｃｍ）と最小値（Ｖｄｃｓ）との間の値を採る制限値（Ｖｄｃｔ，Ｖｄｃｐ）で、前記直流電圧の下限をクリップして補正直流電圧（Ｖｄｃｖ）を生成する直流電圧補正回路（１０；１０ａ，１０ｂ）と、
前記補正直流電圧（Ｖｄｃｖ）に基づいて前記制御信号を求める制御信号生成回路（９）と
を備えるインバータ制御回路（４；９，１０）。 A circuit for generating a control signal (V *) for controlling an inverter (2) connected to a converter (5) via a pair of DC buses (70, 71),
The lower limit of the DC voltage is clipped with a limit value (Vdct, Vdcp) that takes a value between the maximum value (Vdcm) and the minimum value (Vdcs) of the DC voltage (Vdc) between the pair of DC buses. A DC voltage correction circuit (10; 10a, 10b) for generating a corrected DC voltage (Vdcv);
An inverter control circuit (4; 9, 10) comprising a control signal generation circuit (9) for obtaining the control signal based on the corrected DC voltage (Vdcv).

前記制限値（Ｖｄｃｔ）は固定値である、請求項１記載のインバータ制御回路（４）。 The inverter control circuit (4) according to claim 1, wherein the limit value (Vdct) is a fixed value.

前記制限値（Ｖｄｃｐ）は前記直流電圧に対して一次遅れ処理が施された値である、請求項１記載のインバータ制御回路（４）。 The inverter control circuit (4) according to claim 1, wherein the limit value (Vdcp) is a value obtained by performing a first-order lag process on the DC voltage.