JP6435956B2 - Power converter - Google Patents

Description

この発明は、電力変換装置に関し、特に、ｄ軸電流の制御に関する。   The present invention relates to a power converter, and more particularly to control of a d-axis current.

従来より、コンバータ回路と直流リンク部とインバータ回路とを備え、入力交流電圧を所定の出力交流電圧に変換してモータに供給する電力変換装置が知られている。また、このような電力変換装置の一例として、特許文献１には、直流リンク部に比較的小容量のコンデンサが設けられた電力変換装置（所謂、コンデンサレスインバータ）が開示されている。特許文献１の電力変換装置では、直流リンク部の直流電圧（直流リンク電圧）の脈動に応じてモータ電流を脈動させることにより、コンバータ回路と直流リンク部との間に発生する入力電流の導通幅を広くして力率を改善している。   2. Description of the Related Art Conventionally, there is known a power conversion device that includes a converter circuit, a DC link unit, and an inverter circuit, converts an input AC voltage into a predetermined output AC voltage, and supplies the converted AC voltage to a motor. As an example of such a power conversion device, Patent Document 1 discloses a power conversion device (so-called capacitor-less inverter) in which a relatively small-capacitance capacitor is provided in a DC link portion. In the power converter of Patent Document 1, the conduction width of the input current generated between the converter circuit and the DC link unit is caused by pulsating the motor current according to the pulsation of the DC voltage (DC link voltage) of the DC link unit. To improve the power factor.

また、特許文献２には、入力電流の高調波成分が抑制されるように入力電流と直流電圧とに基づいて補償電流指令値を求め、その補償電流指令値に基づいてモータ電流を制御することが開示されている。この例では、モータのｄ軸電流およびｑ軸電流は、電源電圧のゼロクロス近傍においてゼロとなるように制御される。   Patent Document 2 discloses that a compensation current command value is obtained based on an input current and a DC voltage so that a harmonic component of the input current is suppressed, and the motor current is controlled based on the compensation current command value. Is disclosed. In this example, the d-axis current and the q-axis current of the motor are controlled to be zero near the zero cross of the power supply voltage.

さらに、特許文献３には、電源電圧（交流電源の出力電圧）のゼロクロス近傍において進み位相角が大きくなるように電源電圧の位相に応じて進み位相角を変化させることが開示されている。この例では、モータのｄ軸電流は、その電流量（絶対値）が電源電圧のゼロクロス近傍において大きくなるように制御される。   Further, Patent Document 3 discloses that the advance phase angle is changed in accordance with the phase of the power supply voltage so that the advance phase angle becomes large in the vicinity of the zero cross of the power supply voltage (output voltage of the AC power supply). In this example, the d-axis current of the motor is controlled so that the amount of current (absolute value) increases in the vicinity of the zero cross of the power supply voltage.

特開２００２−５１５８９号公報JP 2002-51589 A 特開２０１２−１５１９６８号公報JP 2012-151968 A 特許第３５５５２７４号公報Japanese Patent No. 3555274

ところで、上記のような電力変換装置では、電源電圧の周波数に応じて直流リンク部の直流電圧が脈動するので、ゼロクロス近傍期間（電源電圧がゼロクロスとなる時点を含む期間）においてインバータ回路の出力が不足してモータを正常に駆動させることが困難となる（すなわち、モータの制御が破綻してしまう）おそれがある。モータの制御が破綻すると、モータ電流が異常な電流量となって銅損が増加してしまうおそれがある。ここで、インバータ回路の出力不足を抑制するために、モータのｄ軸電流の電流量（絶対値）を増加させてモータの誘起電圧を低下させることが考えられるが、ｄ軸電流の電流量が増加するとモータ電流が増加して銅損が増加してしまう。   By the way, in the power converter as described above, the DC voltage of the DC link section pulsates according to the frequency of the power supply voltage. There is a risk that it becomes difficult to drive the motor normally due to a shortage (that is, the control of the motor fails). If the motor control fails, the motor current may become an abnormal amount of current and the copper loss may increase. Here, in order to suppress the output shortage of the inverter circuit, it is conceivable to increase the current amount (absolute value) of the d-axis current of the motor to lower the induced voltage of the motor. If it increases, the motor current increases and the copper loss increases.

そこで、この発明は、適切なｄ軸電流量でモータの制御破綻を抑制しつつ銅損を低減することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a power converter that can reduce copper loss while suppressing motor control failure with an appropriate d-axis current amount.

第１の発明は、入力交流電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（11）と、上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する直流電圧（V_dc）を生成する直流リンク部（12）と、上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、少なくとも上記入力交流電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点を含むゼロクロス近傍期間（P0）において、上記モータ（30）のｄ軸電流（i_d）をｉ_ｄとし、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数をωとし、上記モータ（30）の誘起電圧係数をΦ_ａとし、上記モータ（30）のｄ軸インダクタンスをＬ_ｄとし、上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）の電圧値をＶ_ｄｃ０とした場合に下記の式１が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備えていることを特徴とする電力変換装置である。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a converter circuit (11) for full-wave rectification of an input AC voltage (V _in ) and an output of the converter circuit (11) according to the frequency of the input AC voltage (V _in ). DC link unit that generates a pulsating DC voltage (V _dc) and (12), motor (30 converts the DC voltage generated by the DC link section (12) to (V _dc) to the output AC voltage by a switching operation ) And the q-axis current (i _q ) of the motor (30) pulsates according to the frequency of the input AC voltage (V _in ) and at least the input AC voltage (V _in) in near zero cross period (P0) including a time point when the zero-crossing, d-axis current of the motor (30) to (i _d) and i _d, a rotation angle frequency of the electrical angle of the motor (30) and ω , the induced voltage coefficient of the motor (30) and [Phi _a, above The d-axis inductance of the motor (30) and L _d, the following formula 1 when the voltage value was set to V _dc0 DC voltage of the DC link part (12) in the near zero cross period (P0) (V _dc) is A power conversion device comprising a control unit (40) for controlling the switching operation of the inverter circuit (13) so as to be established.

上記第１の発明では、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１が成立するようにモータ（30）のｄ軸電流（i_d）を制限することにより、ｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）が小さくなり過ぎてモータ（30）の誘起電圧（V_o）が過剰に上昇してしまうこと（具体的には、誘起電圧（V_o）がインバータ回路（13）の出力を上回ってしまうこと）を抑制することができる。すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（V_o）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量を制限することができる。 In the first aspect of the invention, the d-axis current (i _d ) amount of current is limited by limiting the d-axis current (i _d ) of the motor (30) so that Formula 1 is satisfied at least in the zero-cross vicinity period (P0). (Absolute value) becomes too small and the induced voltage (V _o ) of the motor (30) increases excessively (specifically, the induced voltage (V _o ) exceeds the output of the inverter circuit (13)). Can be suppressed. That is, the minimum current amount of the d-axis current (i _d ) is limited so that the output shortage of the inverter circuit (13) due to the increase of the induced voltage (V _o ) can be suppressed in the near zero crossing period (P0). be able to.

第２の発明は、上記第１の発明において、上記制御部（40）が、上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、少なくとも上記ゼロクロス近傍期間（P0）において上記式１および下記の式２が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。 In a second aspect based on the first aspect, the controller (40) causes the q-axis current (i _q ) of the motor (30) to pulsate in accordance with the frequency of the input AC voltage (V _in ). In addition, the power conversion device controls the switching operation of the inverter circuit (13) so that the formula 1 and the formula 2 below are satisfied at least in the zero crossing vicinity period (P0).

上記第２の発明では、少なくとも上記ゼロクロス近傍期間（P0）において式２が成立するようにモータ（30）のｄ軸電流（i_d）を制限することにより、ｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）が大きくなり過ぎて直流電圧（V_dc）が過剰に低下してしまうこと（具体的には、直流電圧（V_dc）のゼロクロスの発生）を抑制することができる。すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0）において、直流電圧（V_dc）のゼロクロスの発生を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最大電流量を制限することができる。 In the second invention, by limiting the d-axis current (i _d) of the motor (30) so that Equation 2 is satisfied at least the near zero cross period (P0), the current of the d-axis current (i _d) It is possible to suppress the amount (absolute value) of the DC voltage (V _dc ) from excessively decreasing (specifically, the occurrence of zero crossing of the DC voltage (V _dc )). That is, the maximum current amount of the d-axis current (i _d ) can be limited so that the occurrence of zero crossing of the DC voltage (V _dc ) can be suppressed in the zero crossing vicinity period (P0).

第３の発明は、上記第２の発明において、上記制御部（40）が、上記ｄ軸電流（i_d）が上記式２の右辺の値よりも大きい下側電流閾値（i_th2）を下回ると、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数が低下するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。 In a third aspect based on the second aspect, the control unit (40) causes the d-axis current (i _d ) to fall below a lower current threshold value (i _th2 ) that is greater than the value on the right side of the equation (2). And the switching operation of the inverter circuit (13) is controlled so that the rotational angular frequency of the electrical angle of the motor (30) is lowered.

上記第３の発明では、ｄ軸電流（i_d）が下側電流閾値（i_th2）を下回る場合にモータ（30）の電気角の回転角周波数を低下させることにより、モータ（30）を回転させるために必要となるｑ軸電流（i_q）の電流量（絶対値）およびｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）を小さくすることができる。そのため、ｄ軸電流（i_d）の電流量を小さくする（すなわち、ｄ軸電流（i_d）を高くする）ことができ、式２を成立させることができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、直流電圧（V_dc）のゼロクロスの発生を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最大電流量を制限することができる。 In the third aspect of the invention, when the d-axis current (i _d ) is lower than the lower current threshold value (i _th2 ), the motor (30) is rotated by reducing the rotation angular frequency of the electrical angle of the motor (30). It is possible to reduce the amount of current (absolute value) of the q-axis current (i _q ) and the amount of current (absolute value) of the d-axis current (i _d ) required for the above. Therefore, to reduce the current amount of the d-axis current (i _d) (i.e., increasing the d-axis current (i _d)) that it can, can establish a formula 2. As a result, the maximum amount of d-axis current (i _d ) can be limited so that the occurrence of zero crossing of the DC voltage (V _dc ) can be suppressed in the zero-cross vicinity period (P0).

第４の発明は、上記第１〜第３の発明のいずれか１つにおいて、上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）の電圧値（V_dc0）が、上記コンバータ回路（11）と上記直流リンク部（12）との間を流れる入力電流（i_in）の導通幅が予め定められた許容導通幅となるように設定されることを特徴とする電力変換装置である。 According to a fourth invention, in any one of the first to third inventions, a voltage value (V _dc0 ) of a DC voltage (V _dc ) of the DC link part (12) in the zero crossing vicinity period (P0). Is set such that the conduction width of the input current (i _in ) flowing between the converter circuit (11) and the DC link section (12) is a predetermined allowable conduction width. It is a power converter.

上記第４の発明では、入力電流（i_in）の導通幅の制約に応じてゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（以下、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）と表記）が設定される。なお、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）が高くなるほど、入力交流電圧（V_in）の絶対値が直流電圧（V_dc）よりも大きくなる期間（すなわち、入力電流（i_in）の導通幅に相当する期間）が短くなって入力電流（i_in）の高調波成分が増加してしまう傾向にある。このように、入力電流（i_in）の導通幅は、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）に依存している。そのため、入力電流（i_in）の導通幅の制約に応じて直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）を設定することにより、入力電流（i_in）の導通幅を確保することができる。 In the fourth aspect of the present invention, the voltage value of the DC voltage at the near zero cross period (P0) according to constraints of the conduction width of the input current _{(i in) (V dc)} ( hereinafter, the zero-cross voltage value of the DC voltage (V _dc) ( _{Indicated as} (V _dc0 )). The period during which the absolute value of the input AC voltage (V _in ) is greater than the DC voltage (V _dc ) as the zero cross voltage value (V _dc0 ) of the DC voltage (V _dc ) increases (that is, the input current (i _in )), The harmonic component of the input current (i _in ) tends to increase. Thus, the conduction width of the input current (i _in ) depends on the zero cross voltage value (V _dc0 ) of the DC voltage (V _dc ). Therefore, by setting the input current zero-cross voltage value (i _in) direct current voltage in accordance with the constraints of the conduction width _{(V dc) (V dc0)} , to ensure the continuity width of the input current (i _in) it can.

第５の発明は、上記第１〜第４の発明のいずれか１つにおいて、上記制御部（40）が、上記ゼロクロス近傍期間（P0）において上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）がゼロとなるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。 According to a fifth invention, in any one of the first to fourth inventions, the control unit (40) controls the q-axis current (i _q ) of the motor (30) in the near zero cross period (P0). The power conversion device is characterized in that the switching operation of the inverter circuit (13) is controlled so that becomes zero.

上記第５の発明では、ゼロクロス近傍期間（P0）においてモータ（30）のｑ軸電流（i_q）をゼロにすることにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、ｑ軸電流（i_q）の変動に起因するモータ（30）の誘起電圧（V_o）の変動（具体的には、誘起電圧（V_o）のｑ軸成分の変動）を防止することができる。 In the fifth aspect of the invention, the q-axis current (i _q ) fluctuates in the zero-cross vicinity period (P0) by setting the q-axis current (i _q ) of the motor (30) to zero in the zero-cross vicinity period (P0). It is possible to prevent fluctuations in the induced voltage (V _o ) of the motor (30) caused by the above (specifically, fluctuations in the q-axis component of the induced voltage (V _o )).

第６の発明は、上記第１〜第４の発明のいずれか１つにおいて、上記制御部（40）が、予め定められた回生動作期間（P1）において、上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することを特徴とする電力変換装置である。 According to a sixth invention, in any one of the first to fourth inventions, the control unit (40) causes the q-axis current of the motor (30) during a predetermined regeneration operation period (P1). The magnetic energy accumulated in the inductance component of the motor (30) is regenerated to the DC link unit (12) via the inverter circuit (13) by reducing the current amount of (i _q ). It is a power converter characterized by controlling the switching operation of the inverter circuit (13).

上記第６の発明では、回生動作期間（P1）においてモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われることにより、モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギを利用して直流電圧（V_dc）を上昇させることができる。 In the sixth aspect of the invention, magnetic energy stored in the inductance component of the motor (30) is obtained by regenerating magnetic energy from the motor (30) to the DC link unit (12) during the regenerative operation period (P1). Can be used to increase the DC voltage (V _dc ).

第１の発明によれば、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（V_o）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量を制限することができるので、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損を低減することができる。 According to the first aspect of the invention, the d-axis current (i _d ) of the d-axis current (i _d ) can be suppressed so that the output shortage of the inverter circuit (13) due to the rise of the induced voltage (V _o ) can be suppressed in the near zero crossing period (P0). Since the minimum amount of current can be limited, the copper loss can be reduced while suppressing the control failure of the motor (30).

第２および第３の発明によれば、ゼロクロス近傍期間（P0）において、直流電圧（V_dc）のゼロクロスの発生を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最大電流量を制限することができるので、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる。 According to the second and third inventions, the maximum amount of d-axis current (i _d ) is set so that the occurrence of zero crossing of the DC voltage (V _dc ) can be suppressed in the zero crossing vicinity period (P0). Since it can restrict | limit, generation | occurrence | production of the resonance phenomenon in a DC link part (12) can be suppressed.

第４の発明によれば、入力電流（i_in）の導通幅の制約に応じて直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）を設定することにより、入力電流（i_in）の導通幅を確保することができるので、入力電流（i_in）の高調波成分の増加を抑制することができる。 According to the fourth aspect, by setting the DC voltage in accordance with the constraints of the conduction width of the input current (i _in) zero-cross voltage value _{(V dc) (V dc0)} , conduction of the input current (i _in) Since the width can be secured, an increase _in the harmonic component of the input current (i _in ) can be suppressed.

第５の発明によれば、ゼロクロス近傍期間（P0）において、ｑ軸電流（i_q）の変動に起因するモータの誘起電圧（V_o）の変動を防止することができるので、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（V_o）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を確実に抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量を制限することができる。 According to the fifth aspect, in the near zero cross period (P0), fluctuations in the induced voltage (V _o ) of the motor due to fluctuations in the q-axis current (i _q ) can be prevented. In P0), the minimum amount of d-axis current (i _d ) can be limited so that the output shortage of the inverter circuit (13) due to the increase of the induced voltage (V _o ) can be reliably suppressed.

第６の発明によれば、モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギを利用して直流電圧（V_dc）を上昇させることができるので、直流電圧（V_dc）の低下を抑制することができる。また、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）を上昇させることができるので、式１を成立させることができるｄ軸電流（i_d）の電流量をさらにゼロに近づけることができ、その結果、銅損をさらに低減することができる。 According to the sixth invention, it is possible to utilize the magnetic energy stored in the inductance component of the motor (30) increases the DC voltage (V _dc), suppressing the decrease of the DC voltage (V _dc) be able to. Further, since the zero cross voltage value (V _dc0 ) of the DC voltage (V _dc ) can be increased by regenerative magnetic energy from the motor (30) to the DC link unit (12), Formula 1 can be established. The amount of d-axis current (i _d ) can be made closer to zero, and as a result, copper loss can be further reduced.

実施形態１による電力変換装置の構成例を示す回路図。FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the power conversion device according to the first embodiment. 実施形態１における制御部の構成例を示すブロック図。FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of a control unit according to the first embodiment. 実施形態１による電力変換装置の動作を説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating operation | movement of the power converter device by Embodiment 1. FIG. 実施形態２における制御部の構成例を示す回路図。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a control unit according to the second embodiment. 実施形態２による電力変換装置の動作を説明するための波形図。The wave form diagram for demonstrating operation | movement of the power converter device by Embodiment 2. FIG. 実施形態３における制御部の構成例を示す回路図。FIG. 6 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a control unit according to a third embodiment. 電力変換装置のその他の変形例について説明するための回路図。The circuit diagram for demonstrating the other modification of a power converter device.

以下、実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。   Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals, and description thereof will not be repeated.

〔実施形態１〕
図１は、実施形態１による電力変換装置（10）の構成例を示している。電力変換装置（10）は、入力交流電圧（この例では、単相の交流電源（20）から供給された電源電圧（V_in））を所定の出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するものであり、コンバータ回路（11）と、直流リンク部（12）と、インバータ回路（13）と、制御部（40）とを備えている。例えば、モータ（30）は、ＩＰＭモータ（Interior Permanent MagnetMotor）によって構成され、空気調和機の圧縮機（図示を省略）を駆動する。 Embodiment 1
FIG. 1 shows a configuration example of the power conversion device (10) according to the first embodiment. The power converter (10) converts the input AC voltage (in this example, the power supply voltage (V _in ) supplied from the single-phase AC power source (20)) into a predetermined output AC voltage and converts it to the motor (30). It supplies, and includes a converter circuit (11), a DC link unit (12), an inverter circuit (13), and a control unit (40). For example, the motor (30) is configured by an IPM motor (Interior Permanent Magnet Motor) and drives a compressor (not shown) of an air conditioner.

〈コンバータ回路〉
コンバータ回路（11）は、リアクトル（L）を介して交流電源（20）に接続され、交流電源（20）からの電源電圧（V_in）を全波整流する。この例では、コンバータ回路（11）は、ブリッジ状に結線された４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）を備えている。すなわち、コンバータ回路（11）は、ダイオードブリッジ回路によって構成されている。 <Converter circuit>
The converter circuit (11) is connected to the AC power supply (20) via the reactor (L), and full-wave rectifies the power supply voltage (V _in ) from the AC power supply (20). In this example, the converter circuit (11) includes four diodes (D1, D2, D3, D4) connected in a bridge shape. That is, the converter circuit (11) is constituted by a diode bridge circuit.

〈直流リンク部〉
直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の一対の出力ノードの間に接続されたコンデンサ（C）を有し、コンバータ回路（11）の出力（すなわち、全波整流された電源電圧（V_in））を入力して直流電圧（V_dc）を生成する。直流電圧（V_dc）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する。 <DC link part>
The DC link unit (12) includes a capacitor (C) connected between a pair of output nodes of the converter circuit (11), and outputs the converter circuit (11) (that is, a full-wave rectified power supply voltage ( V _in )) is input to generate a DC voltage (V _dc ). The DC voltage (V _dc ) pulsates according to the frequency of the power supply voltage (V _in ).

ここで、電源電圧（V_in）の周波数に応じた脈動成分が直流電圧（V_dc）に含まれている理由について説明する。直流リンク部（12）のコンデンサ（C）の容量値は、コンバータ回路（11）の出力をほとんど平滑化することができない一方で、インバータ回路（13）のスイッチング動作に起因するリプル電圧（スイッチング周波数に応じた電圧変動）を抑制することができるように、設定されている。具体的には、コンデンサ（C）は、一般的な電力変換装置においてコンバータ回路（11）の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値（例えば、数十μＦ程度）を有する小容量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）によって構成されている。このようにコンデンサ（C）が構成されているので、直流リンク部（12）においてコンバータ回路（11）の出力がほとんど平滑化されず、その結果、電源電圧（V_in）の周波数に応じた脈動成分（この例では、電源電圧（V_in）の周波数の２倍の周波数を有する脈動成分）が直流電圧（V_dc）に残留することになる。例えば、直流電圧（V_dc）は、その最大値がその最小値の２倍以上になるように脈動している。 Here, the reason why the pulsation component corresponding to the frequency of the power supply voltage (V _in ) is included in the DC voltage (V _dc ) will be described. The capacitance value of the capacitor (C) in the DC link section (12) can hardly smooth the output of the converter circuit (11), while the ripple voltage (switching frequency) caused by the switching operation of the inverter circuit (13). Is set so that voltage fluctuations according to Specifically, the capacitor (C) has a capacitance of about 0.01 times the capacitance value of a smoothing capacitor (for example, an electrolytic capacitor) used for smoothing the output of the converter circuit (11) in a general power converter. It is constituted by a small-capacitance capacitor (for example, a film capacitor) having a value (for example, about several tens of μF). Since the capacitor (C) is configured in this way, the output of the converter circuit (11) is hardly smoothed in the DC link unit (12), and as a result, pulsation according to the frequency of the power supply voltage (V _in ) The component (in this example, a pulsating component having a frequency twice the frequency of the power supply voltage (V _in )) remains in the DC voltage (V _dc ). For example, the DC voltage (V _dc ) pulsates so that the maximum value is twice or more the minimum value.

〈インバータ回路〉
インバータ回路（13）は、その一対の入力ノードが直流リンク部（12）のコンデンサ（C）の両端に接続され、直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給する。この例では、インバータ回路（13）は、三相の出力交流電圧をモータ（30）に供給するために、ブリッジ結線された６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）と、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）とを有している。詳しく説明すると、インバータ回路（13）は、２つのスイッチング素子を互いに直列に接続してなる３つのスイッチングレグを備え、３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、モータ（30）の各相のコイル（ｕ相，ｖ相，ｗ相のコイル）にそれぞれ接続されている。また、６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）がそれぞれ逆並列に接続されている。 <Inverter circuit>
The inverter circuit (13) has a pair of input nodes connected to both ends of the capacitor (C) of the DC link unit (12), and switches the DC voltage (V _dc ) generated by the DC link unit (12). It is converted into output AC voltage and supplied to the motor (30). In this example, the inverter circuit (13) includes six switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) connected in a bridge to supply a three-phase output AC voltage to the motor (30). And six free-wheeling diodes (Du, Dv, Dw, Dx, Dy, Dz). More specifically, the inverter circuit (13) includes three switching legs formed by connecting two switching elements in series with each other. In each of the three switching legs, the upper arm switching elements (Su, Sv, Sw) And the midpoints of the switching elements (Sx, Sy, Sz) of the lower arm are respectively connected to coils (u-phase, v-phase, w-phase coils) of each phase of the motor (30). Also, six freewheeling diodes (Du, Dv, Dw, Dx, Dy, Dz) are connected in antiparallel to the six switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz).

〈各種検出部〉
また、この例では、電力変換装置（10）は、電源位相検出部（51）と、直流電圧検出部（52）と、モータ電流検出部（61）と、モータ角周波数検出部（62）と、モータ位相検出部（63）とをさらに備えている。 <Various detectors>
In this example, the power converter (10) includes a power supply phase detector (51), a DC voltage detector (52), a motor current detector (61), and a motor angular frequency detector (62). And a motor phase detector (63).

電源位相検出部（51）は、電源電圧（V_in）の位相角（電源位相（θ_in））を検出する。直流電圧検出部（52）は、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）の電圧値を検出する。モータ電流検出部（61）は、モータ（30）の各相に流れるモータ電流（ｕ相電流（i_u），ｖ相電流（i_v），ｗ相電流（i_w））の電流量を検出する。モータ角周波数検出部（62）は、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））を検出する。モータ位相検出部（63）は、モータ（30）の回転子（図示を省略）の電気角（モータ位相（θ_m））を検出する。 The power supply phase detector (51) detects the phase angle (power supply phase (θ _in )) of the power supply voltage (V _in ). The DC voltage detection unit (52) detects the voltage value of the DC voltage (V _dc ) of the DC link unit (12). The motor current detector (61) detects the amount of motor current (u-phase current (i _u ), v-phase current (i _v ), w-phase current (i _w )) that flows in each phase of the motor (30). To do. The motor angular frequency detector (62) detects the rotational angular frequency (motor angular frequency (ω)) of the electrical angle of the motor (30). The motor phase detector (63) detects the electrical angle (motor phase (θ _m )) of the rotor (not shown) of the motor (30).

〈制御部〉
制御部（40）は、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））が予め定められたモータ（30）の電気角の回転角周波数の指令値（角周波数指令値（ω^*））となるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御してインバータ回路（13）の出力（出力交流電圧）を制御する。これにより、モータ（30）の駆動が制御される。この例では、制御部（40）は、電流ベクトル制御（より詳しくは、弱め磁束制御）によりモータ（30）を制御する。具体的には、制御部（40）は、モータ（30）のｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）に基づいて、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。また、この例では、制御部（40）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じてモータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において下記の式１および式２が成立するように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。ゼロクロス近傍期間（P0）は、電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点を含む期間であり、直流電圧（V_dc）の脈動波形の谷間に相当する期間である。 <Control part>
The control unit (40) is a command value (angular frequency command value) of the rotational angle frequency of the electrical angle of the motor (30) in which the rotational angular frequency (motor angular frequency (ω)) of the electrical angle of the motor (30) is predetermined. (Ω ^* )) is controlled to control the switching operation of the inverter circuit (13) to control the output (output AC voltage) of the inverter circuit (13). Thereby, the drive of the motor (30) is controlled. In this example, the control unit (40) controls the motor (30) by current vector control (more specifically, flux-weakening control). Specifically, the control unit (40) controls the switching operation of the inverter circuit (13) based on the d-axis current (i _d ) and the q-axis current (i _q ) of the motor (30). Further, in this example, the control unit (40) causes the q-axis current (i _q ) of the motor (30) to pulsate according to the frequency of the power supply voltage (V _in ), and at least in the near zero crossing period (P0). The switching operation of the inverter circuit (13) is controlled so that the following Expression 1 and Expression 2 are established. The zero-cross vicinity period (P0) is a period including a time point when the power supply voltage (V _in ) becomes zero-cross, and is a period corresponding to the valley of the pulsating waveform of the DC voltage (V _dc ).

なお、“ｉ_ｄ”は、モータ（30）のｄ軸電流に相当し、“Ｖ_ｄｃ０”は、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（以下、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）と表記、この例では、電源電圧（V_in）ゼロクロスとなる時点における直流電圧（V_dc）の電圧値）に相当し、“ω”は、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数）に相当し、“Φ_ａ”は、誘起電圧係数（モータ（30）の回転子の永久磁石による鎖交磁束）に相当し、“Ｌ_ｄ”は、モータ（30）のｄ軸インダクタンスに相当する。 Incidentally, _{"i d"} corresponds to a d-axis current of the motor _{(30), "V dc0",} the voltage value of the DC voltage (V _dc) at near zero cross period (P0) (hereinafter, the DC voltage (V _dc ) _Is represented as zero cross voltage value (V _dc0 ), in this example, it corresponds to the power supply voltage (V _in ) DC voltage (V _dc ) value at the time of zero crossing, and “ω” is the motor (30) “Φ _a ” corresponds to the induced voltage coefficient (linkage magnetic flux by the permanent magnet of the rotor of the motor (30)), and “L _d ” This corresponds to the d-axis inductance of the motor (30).

〈制御部の構成〉
図２に示すように、制御部（40）は、ｄ軸電流指令演算部（41）と、ｑ軸電流指令演算部（42）と、座標変換部（43）と、ｄｑ軸電流制御部（44）と、ＰＷＭ演算部（45）とを備えている。 <Configuration of control unit>
As shown in FIG. 2, the control unit (40) includes a d-axis current command calculation unit (41), a q-axis current command calculation unit (42), a coordinate conversion unit (43), and a dq-axis current control unit ( 44) and a PWM calculation unit (45).

《ｄ軸電流指令演算部》
ｄ軸電流指令演算部（41）は、ゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0 ^*）と、モータ角周波数（ω）と、誘起電圧係数（Φ_ａ）と、ｄ軸インダクタンス（Ｌ_ｄ）とに基づいて、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）が下記の式３で示される第１制限電流値以下となるとともに下記の式４で示される第２制限電流値よりも高くなるように、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）を導出する。 << d-axis current command calculation unit >>
The d-axis current command calculation unit (41) is based on the zero cross DC voltage target value (V _dc0 ^* ), the motor angular frequency (ω), the induced voltage coefficient (Φ _a ), and the d-axis inductance (L _d ). Thus, the d-axis current command value (i _d ^* ) is equal to or lower than the first limit current value represented by the following expression 3 and higher than the second limit current value represented by the following expression 4. The current command value (i _d ^* ) is derived.

なお、ゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0 ^*）は、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）に対して予め定められた目標値（指令値）である。モータ角周波数（ω）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（すなわち、モータ角周波数検出部（62）によって検出されたモータ（30）の電気角の回転角周波数）である。誘起電圧定数（Φ_a）およびｄ軸インダクタンス（L_d）は、モータ（30）の磁気的特性に基づいて同定された同定値（機器定数）である。 Note that the zero-cross DC voltage target value (V _dc0 ^* ) is a target value (command value) determined in advance for the zero-cross voltage value (V _dc0 ) of the DC voltage (V _dc ). The motor angular frequency (ω) is a detection value of the motor angular frequency detector (62) (that is, the rotational angular frequency of the electrical angle of the motor (30) detected by the motor angular frequency detector (62)). The induced voltage constant (Φ _a ) and the d-axis inductance (L _d ) are identification values (equipment constants) identified based on the magnetic characteristics of the motor (30).

《ｑ軸電流指令演算部》
ｑ軸電流指令演算部（42）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（すなわち、モータ角周波数（ω））と予め定められた角周波数指令値（ω^*）との差が小さくなり、ｑ軸電流指令値（i_q ^*）が電源電圧（V_in）の周波数に応じて脈動するように、ｑ軸電流指令値（i_q ^*）を導出する。なお、ｑ軸電流指令値（i_q ^*）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように導出される。この例では、ｑ軸電流指令演算部（42）は、速度制御部（401）と、脈動指令演算部（402）と、乗算部（403）とを備えている。 << q-axis current command calculation unit >>
The q-axis current command calculation unit (42) has a small difference between the detection value of the motor angular frequency detection unit (62) (that is, the motor angular frequency (ω)) and the predetermined angular frequency command value (ω ^* ). It becomes, so that the pulsation according to the frequency of the q-axis current command value (i _q ^*) is the supply voltage (V _in), and derives the q-axis current command value (i _q ^*). The q-axis current command value (i _q ^* ) is derived so as to be zero in the zero crossing vicinity period (P0). In this example, the q-axis current command calculation unit (42) includes a speed control unit (401), a pulsation command calculation unit (402), and a multiplication unit (403).

速度制御部（401）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（すなわち、モータ角周波数（ω））と予め定められた電気角の指令値（すなわち、角周波数指令値（ω^*））とに基づいて、モータ角周波数（ω）と角周波数指令値（ω^*）との偏差を求め、その偏差を比例積分演算（ＰＩ演算）してトルク指令値（i_T ^*）を導出する。 The speed control unit (401) includes a detection value of the motor angular frequency detection unit (62) (ie, motor angular frequency (ω)) and a predetermined electrical angle command value (ie, angular frequency command value (ω ^* )). ) To determine the deviation between the motor angular frequency (ω) and the angular frequency command value (ω ^* ), and derive the torque command value (i _T ^* ) by proportional-integral calculation (PI calculation) of the deviation. .

脈動指令演算部（402）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）に基づいて、電源電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する脈動指令値（i_P ^*）を導出する。例えば、脈動指令演算部（402）は、電源位相（θ_in）の正弦値の絶対値（|sinθ_in|）に基づいて脈動指令値（i_P ^*）を導出する。なお、脈動指令値（i_P ^*）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように導出される。 The pulsation command calculation unit (402) pulsates according to the frequency of the power supply voltage (V _in ) based on the power supply phase (θ _in ) detected by the power supply phase detection unit (51) (i _P ^* ) Is derived. For example, the pulsation command calculation unit (402) derives the pulsation command value (i _P ^* ) based on the absolute value (| sin θ _in |) of the sine value of the power supply phase (θ _in ). The pulsation command value (i _P ^* ) is derived so as to be zero in the zero cross vicinity period (P0).

乗算部（403）は、速度制御部（401）によって導出されたトルク指令値（i_T ^*）に、脈動指令演算部（402）によって導出された脈動指令値を乗算してｑ軸電流指令値（i_q ^*）を導出する。 The multiplication unit (403) multiplies the torque command value (i _T ^* ) derived by the speed control unit (401) by the pulsation command value derived by the pulsation command calculation unit (402), and generates a q-axis current command value. (I _q ^* ) is derived.

《座標変換部》
座標変換部（43）は、モータ電流検出部（61）によって検出されたモータ電流（i_u,i_v,i_w）と、モータ位相検出部（63）によって検出されたモータ位相（θ_m）とに基づいて、モータ（30）のｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）を導出する。 《Coordinate transformation unit》
The coordinate conversion unit (43) includes a motor current (i _u , i _v , i _w ) detected by the motor current detection unit (61) and a motor phase (θ _m ) detected by the motor phase detection unit (63). And d-axis current (i _d ) and q-axis current (i _q ) of the motor (30) are derived.

《ｄｑ軸電流制御部》
ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令演算部（41）によって導出されたｄ軸電流指令値（i_d ^*）と、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q ^*）と、座標変換部（43）によって導出されたｄ軸電流（i_d）およびｑ軸電流（i_q）とに基づいて、ｄ軸電圧指令値（V_d ^*）およびｑ軸電圧指令値（V_q ^*）を導出する。具体的には、ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）とｄ軸電流（i_d）との偏差およびｑ軸電流指令値（i_q ^*）とｑ軸電流（i_q）との偏差がそれぞれ小さくなるように、ｄ軸電圧指令値（V_d ^*）およびｑ軸電圧指令値（V_q ^*）を導出する。 << dq axis current controller >>
The dq-axis current control unit (44) includes a d-axis current command value (i _d ^* ) derived by the d-axis current command calculation unit (41) and a q-axis derived by the q-axis current command calculation unit (42). Based on the current command value (i _q ^* ), the d-axis current (i _d ) and the q-axis current (i _q ) derived by the coordinate conversion unit (43), the d-axis voltage command value (V _d ^* ) And the q-axis voltage command value (V _q ^* ) is derived. Specifically, the dq-axis current control unit (44) calculates the deviation between the d-axis current command value (i _d ^* ) and the d-axis current (i _d ) and the q-axis current command value (i _q ^* ) and the q-axis. The d-axis voltage command value (V _d ^* ) and the q-axis voltage command value (V _q ^* ) are derived so that the deviation from the current (i _q ) becomes small.

《ＰＷＭ演算部》
ＰＷＭ演算部（45）は、モータ位相検出部（63）によって検出されたモータ位相（θ_m）と、直流電圧検出部（52）によって検出された直流電圧（V_dc）と、ｄｑ軸電流制御部（44）によって導出されたｄ軸電圧（V_d）およびｑ軸電圧（V_q）とに基づいて、インバータ回路（13）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオン/オフを制御するための制御信号（G）を生成する。具体的には、ＰＷＭ演算部（45）は、これらの値に基づいてスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の各々に供給される制御信号（G）のデューティー比を設定する。スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、ＰＷＭ演算部（45）によって設定されたデューティ比でスイッチング動作（オンオフ動作）を行う。このようにして制御信号（G）が周期的に更新され、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。 << PWM operation unit >>
The PWM calculation unit (45) includes a motor phase (θ _m ) detected by the motor phase detection unit (63), a DC voltage (V _dc ) detected by the DC voltage detection unit (52), and dq axis current control. Based on the d-axis voltage (V _d ) and the q-axis voltage (V _q ) derived by the unit (44), the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) of the inverter circuit (13) A control signal (G) for controlling on / off is generated. Specifically, the PWM calculation unit (45) sets the duty ratio of the control signal (G) supplied to each of the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) based on these values. To do. The switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) perform a switching operation (on / off operation) at a duty ratio set by the PWM calculation unit (45). In this way, the control signal (G) is periodically updated, and the switching operation of the inverter circuit (13) is controlled.

〈電力変換装置による動作〉
次に、図３を参照して、電力変換装置（10）による動作について説明する。 <Operation by power converter>
Next, with reference to FIG. 3, operation | movement by a power converter device (10) is demonstrated.

コンバータ回路（11）は、電源電圧（V_in）を全波整流して直流リンク部（12）へ出力し、直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の出力を入力して、電源電圧（V_in）の周波数の２倍の周波数で脈動する直流電圧（V_dc）を生成する。なお、直流電圧（V_dc）は、ゼロクロス近傍期間（P0）において一定値（すなわち、ゼロクロス電圧値（V_dc0））となっているとみなすことができる。ゼロクロス近傍期間（P0）は、電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点（図３では、時刻（t0））を含む期間であり、直流電圧（V_dc）の脈動波形の谷間に相当する期間である。 The converter circuit (11) performs full-wave rectification of the power supply voltage (V _in ) and outputs it to the DC link unit (12). The DC link unit (12) inputs the output of the converter circuit (11) to supply power. generating a voltage DC voltage pulsating at twice the frequency of the _{(V in) (V dc)} . Note that the DC voltage (V _dc ) can be regarded as a constant value (that is, the zero cross voltage value (V _dc0 )) in the zero-cross vicinity period (P0). The near zero crossing period (P0) is a period including a time point (in FIG. 3, time (t0)) when the power supply voltage (V _in ) becomes zero crossing, and corresponds to a valley of the pulsation waveform of the DC voltage (V _dc ). It is.

また、ｄ軸電流指令演算部（41）は、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）が予め定められた電流値（具体的には、式３で示される第１制限電流値以下であり式４で示される第２制限電流値よりも高い電流値、好ましくは、第１制限電流値）に維持されるようにｄ軸電流指令値（i_d ^*）を導出し、ｑ軸電流指令演算部（42）は、電源電圧（V_in）の２倍の周波数でｑ軸電流指令値（i_q ^*）が脈動するようにｑ軸電流指令値（i_q ^*）を導出する。その結果、ｄ軸電流（i_d）が予め定められた電流量（具体的には、式１および式２を成立させることができる電流量、好ましくは、式１の等号が成立するときの電流量）に維持される一方で、ｑ軸電流（i_q）が電源電圧（V_in）の周波数の２倍の周波数で脈動するように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。これにより、インバータ回路（13）の出力を電源電圧（V_in）の周波数の２倍の周波数で脈動させることができる。なお、ｑ軸電流（i_q）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように制御される。 In addition, the d-axis current command calculation unit (41) is configured so that the d-axis current command value (i _d ^* ) is equal to or less than a predetermined current value (specifically, the first limit current value represented by Expression 3). A d-axis current command value (i _d ^* ) is derived so as to be maintained at a current value higher than the second limit current value indicated by 4, preferably the first limit current value, and a q-axis current command calculation unit (42) derives the supply voltage q-axis current command value at twice the frequency (V _in) (i _q ^*) q-axis current command value to pulsation (i _q ^*). As a result, the d-axis current (i _d ) is a predetermined amount of current (specifically, the amount of current that can satisfy Equation 1 and Equation 2, preferably when the equality of Equation 1 is satisfied). On the other hand, the switching operation of the inverter circuit (13) is controlled so that the q-axis current (i _q ) pulsates at a frequency twice the frequency of the power supply voltage (V _in ). As a result, the output of the inverter circuit (13) can be pulsated at a frequency twice the frequency of the power supply voltage (V _in ). Note that the q-axis current (i _q ) is controlled to be zero in the zero-cross vicinity period (P0).

このように、直流電圧（V_dc）の脈動に応じてインバータ回路（13）の出力を脈動させる（具体的には、インバータ回路（13）の出力の脈動を直流電圧（V_dc）の脈動と同期させる）ことにより、コンバータ回路（11）と直流リンク部（12）との間を流れる入力電流（i_in）の導通幅を広くすることができ、その結果、力率を改善することができる。なお、入力電流（i_in）は、直流電圧（V_dc）がゼロクロス電圧値（V_dc0）となっている期間（すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0））においてゼロとなっている。 In this way, the output of the inverter circuit (13) is pulsated in accordance with the pulsation of the DC voltage (V _dc ) (specifically, the pulsation of the output of the inverter circuit (13) is changed to the pulsation of the DC voltage (V _dc )). Synchronization) can widen the conduction width of the input current (i _in ) flowing between the converter circuit (11) and the DC link part (12), and as a result, the power factor can be improved. . The input current (i _in ) is zero during the period in which the DC voltage (V _dc ) is the zero cross voltage value (V _dc0 ) (that is, the period near the zero cross (P0)).

〈モータの制御安定性〉
次に、モータ（30）の制御安定性について説明する。モータ（30）の制御安定性は、インバータ回路（13）の出力とモータ（30）の誘起電圧（V_o）とに依存している。すなわち、インバータ回路（13）の出力が誘起電圧（V_o）を下回っている場合（すなわち、インバータ回路（13）の出力が不足している場合）、モータ電流（i_u,i_v,i_w）を所望量に制御することが困難となるので、モータ（30）を正常に駆動させることができなくなる（すなわち、モータ（30）の制御が破綻してしまう）おそれがある。そして、モータ（30）の制御が破綻すると、モータ電流（i_u,i_v,i_w）が異常な電流量となって銅損が増加してしまうおそれがある。一方、インバータ回路（13）の出力が誘起電圧（V_o）を下回っていない場合では、モータ電流（i_u,i_v,i_w）を所望量に制御することができ、モータ（30）を正常に駆動させることができる。また、インバータ回路（13）の最大出力は、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）に依存している。したがって、インバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる条件は、次の式１１のように表現される。 <Motor control stability>
Next, control stability of the motor (30) will be described. The control stability of the motor (30) depends on the output of the inverter circuit (13) and the induced voltage (V _o ) of the motor (30). That is, when the output of the inverter circuit (13) is lower than the induced voltage (V _o ) (that is, when the output of the inverter circuit (13) is insufficient), the motor current (i _u , i _v , i _w ) May be difficult to control to a desired amount, and the motor (30) may not be driven normally (that is, control of the motor (30) may fail). When the control of the motor (30) fails, the motor current (i _u , i _v , i _w ) may become an abnormal current amount and copper loss may increase. On the other hand, when the output of the inverter circuit (13) is not lower than the induced voltage (V _o ), the motor current (i _u , i _v , i _w ) can be controlled to a desired amount, and the motor (30) It can be driven normally. The maximum output of the inverter circuit (13) depends on the DC voltage (V _dc ) of the DC link unit (12). Therefore, the condition that can suppress the output shortage of the inverter circuit (13) is expressed as the following Expression 11.

誘起電圧（V_o）は、モータ（30）の電圧方程式から導出することができる。モータ（30）の電圧方程式は、次の式１２のように表現される。 The induced voltage (V _o ) can be derived from the voltage equation of the motor (30). The voltage equation of the motor (30) is expressed as the following Expression 12.

なお、“Ｖ_ｄ”はｄ軸電圧、“Ｖ_ｑ”はｑ軸電圧、“Ｒ_ａ”は巻線抵抗、“ω”はモータ（30）の電気角の回転角周波数、“Φ_ａ”は誘起電圧係数（モータ（30）の回転子の永久磁石による鎖交磁束）に相当する。“ｐ”は微分演算子である。 “V _d ” is the d-axis voltage, “V _q ” is the q-axis voltage, “R _a ” is the winding resistance, “ω” is the rotational angular frequency of the electrical angle of the motor (30), and “Φ _a ” is It corresponds to the induced voltage coefficient (linkage magnetic flux by the permanent magnet of the rotor of the motor (30)). “P” is a differential operator.

ここで、Ｒ_ａ＝０，ｐＬ_ｄｉ_ｄ＝０，ｐＬ_ｑｉ_ｑ＝０とすると、式１２は、次の式１３のように表現される。すなわち、式１３の右辺には、誘起電圧（V_o）に対応する項が残っている。 Here, when R _a = 0, pL _d i _d = 0, and pL _q i _q = 0, Expression 12 is expressed as Expression 13 below. That is, a term corresponding to the induced voltage (V _o ) remains on the right side of Equation 13.

式１３に示されたｄ軸電圧（V_d）およびｑ軸電圧（V_q）は、誘起電圧（V_o）のｄ軸成分およびｑ軸成分にそれぞれ対応している。したがって、式１３より、誘起電圧（V_o）は、次の式１４のように表現される。 The d-axis voltage (V _d ) and the q-axis voltage (V _q ) shown in Expression 13 correspond to the d-axis component and the q-axis component of the induced voltage (V _o ), respectively. Therefore, from the equation 13, the induced voltage (V _o ) is expressed as the following equation 14.

式１４を式１１に代入すると、次の式１５が導出される。   Substituting equation 14 into equation 11, the following equation 15 is derived.

なお、直流電圧（V_dc）は、ゼロクロス近傍期間（P0）において一定値となっているとみなすことができる。また、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（V_dc0））は、ゼロクロス近傍期間（P0）を除いた他の期間（例えば、電源電圧（V_in）が最小値または最大値となる時点を含む極値近傍期間）における直流電圧（V_dc）の電圧値よりも低くなっている。したがって、ゼロクロス近傍期間（P0）では、インバータ回路（13）の出力がモータ（30）の誘起電圧（V_o）を下回る可能性が高くなっている。また、一般的に、ｑ軸電流（i_q）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように制御される。 Note that the DC voltage (V _dc ) can be considered to be a constant value in the zero-cross vicinity period (P0). In addition, the voltage value of the DC voltage (V _dc ) in the zero-cross vicinity period (P0) (that is, the zero-cross voltage value (V _dc0 )) is a period other than the zero-cross vicinity period (P0) (for example, the power supply voltage (V _in ) is lower than the voltage value of the DC voltage (V _dc ) in the extreme value period including the time when the minimum value or the maximum value is reached. Therefore, there is a high possibility that the output of the inverter circuit (13) falls below the induced voltage (V _o ) of the motor (30) in the near zero crossing period (P0). In general, the q-axis current (i _q ) is controlled to be zero in the zero-cross vicinity period (P0).

ここで、式１５に、Ｖ_ｄｃ＝Ｖ_ｄｃ０，ｉ_ｑ＝０を代入すると、次の式１６が導出される。すなわち、式１６は、インバータ回路（13）の出力が誘起電圧（V_o）を下回る可能性が高くなっているゼロクロス近傍期間（P0）において、インバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる条件であるといえる。 Here, when V _dc = V _dc0 , i _q = 0 is substituted into Expression 15, the following Expression 16 is derived. That is, Equation 16 suppresses the shortage of output of the inverter circuit (13) in the zero crossing period (P0) in which the possibility that the output of the inverter circuit (13) falls below the induced voltage (V _o ) is high. It can be said that this is a possible condition.

そして、式１６を整理すると、式１が導出される。   Then, by rearranging Equation 16, Equation 1 is derived.

したがって、式１を成立させることにより、インバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる条件（式１１）を成立させることができる。   Therefore, by satisfying Expression 1, the condition (Expression 11) that can suppress the shortage of output of the inverter circuit (13) can be satisfied.

〈直流リンク部における共振現象〉
なお、ゼロクロス近傍期間（P0）においてモータ（30）の誘起電圧（V_o）が低下してゼロとなると、直流電圧（V_dc）のゼロクロスが発生するようになり、その結果、直流リンク部（12）において共振現象（ＬＣ共振）が発生するおそれがある。また、ゼロクロス近傍期間（P0）では、誘起電圧（V_o）は、モータ（30）のｄ軸電流（i_d）に依存している。したがって、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる条件は、次の式１７のように表現される。 <Resonance phenomenon in DC link part>
In addition, when the induced voltage (V _o ) of the motor (30) decreases to zero in the period near the zero cross (P0), a zero cross of the DC voltage (V _dc ) occurs, and as a result, the DC link ( There is a possibility that a resonance phenomenon (LC resonance) occurs in 12). Further, in the near zero crossing period (P0), the induced voltage (V _o ) depends on the d-axis current (i _d ) of the motor (30). Therefore, the condition that can suppress the occurrence of the resonance phenomenon in the DC link unit (12) is expressed as the following Expression 17.

そして、式１７を整理すると、式２が導出される。   Then, when formula 17 is arranged, formula 2 is derived.

したがって、式２を成立させることにより、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる条件（式１７）を成立させることができる。   Therefore, by satisfying Expression 2, the condition (Expression 17) that can suppress the occurrence of the resonance phenomenon in the DC link portion (12) can be satisfied.

〈実施形態１による効果〉
以上のように、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１が成立するようにモータ（30）のｄ軸電流（i_d）を制限することにより、ｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）が小さくなり過ぎてモータ（30）の誘起電圧（V_o）が過剰に上昇してしまうこと（具体的には、誘起電圧（V_o）がインバータ回路（13）の出力を上回ってしまうこと）を抑制することができる。すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（V_o）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量を制限することができる。これにより、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損（具体的には、ゼロクロス近傍期間（P0）における銅損）を低減することができる。例えば、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１の等号が成立するようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損を最小にすることができる。 <Effects of Embodiment 1>
As described above, by limiting the d-axis current (i _d ) of the motor (30) so that the formula 1 is satisfied at least in the period near the zero crossing (P0), the current amount of the d-axis current (i _d ) (absolute Value) becomes too small and the induced voltage (V _o ) of the motor (30) increases excessively (specifically, the induced voltage (V _o ) exceeds the output of the inverter circuit (13)) Can be suppressed. That is, the minimum current amount of the d-axis current (i _d ) is limited so that the output shortage of the inverter circuit (13) due to the increase of the induced voltage (V _o ) can be suppressed in the near zero crossing period (P0). be able to. Thereby, it is possible to reduce the copper loss (specifically, the copper loss in the zero-cross vicinity period (P0)) while suppressing the control failure of the motor (30). For example, by controlling the switching operation of the inverter circuit (13) so that the equal sign of Equation 1 is satisfied at least in the period near the zero crossing (P0), the copper loss is minimized while suppressing the control failure of the motor (30). can do.

また、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式２が成立するようにモータ（30）のｄ軸電流（i_d）を制限することにより、ｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）が大きくなり過ぎて直流電圧（V_dc）が過剰に低下してしまうこと（具体的には、直流電圧（V_dc）のゼロクロスの発生）を抑制することができる。すなわち、ゼロクロス近傍期間（P0）において、直流電圧（V_dc）のゼロクロスの発生を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最大電流量を制限することができる。これにより、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる。 Further, by limiting the d-axis current (i _d ) of the motor (30) so that Equation 2 is satisfied at least in the period near the zero crossing (P0), the current amount (absolute value) of the d-axis current (i _d ) is reduced. It can be suppressed that the direct current voltage (V _dc ) is excessively decreased due to an excessive increase (specifically, the occurrence of zero crossing of the direct current voltage (V _dc )). That is, the maximum current amount of the d-axis current (i _d ) can be limited so that the occurrence of zero crossing of the DC voltage (V _dc ) can be suppressed in the zero crossing vicinity period (P0). Thereby, generation | occurrence | production of the resonance phenomenon in a DC link part (12) can be suppressed.

また、ゼロクロス近傍期間（P0）においてｑ軸電流（i_q）がゼロとなるようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、ｑ軸電流（i_q）の変動に起因するモータの誘起電圧（V_o）の変動（具体的には、誘起電圧（V_o）のｑ軸成分の変動）を防止することができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（V_o）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を確実に抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量を制限することができる。 Further, by controlling the switching operation of the inverter circuit (13) so that the q-axis current (i _q ) becomes zero in the zero-cross vicinity period (P0), the q-axis current (i _{q in the} zero-cross vicinity period (P0) is controlled. (the variation (specifically V _o), the induced voltage (V _o) the induced voltage of the motor due to variations in) the variation of the q-axis component of) can be prevented. As a result, in the period near the zero crossing (P0), the minimum amount of d-axis current (i _d ) can be reliably suppressed so that the output shortage of the inverter circuit (13) due to the increase of the induced voltage (V _o ) can be suppressed. Can be limited.

〈直流電圧のゼロクロス電圧値の設定〉
なお、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）が高くなるほど、式１を成立させることができるｄ軸電流（i_d）の電流量をゼロに近づけることができるので、ゼロクロス近傍期間（P0）における銅損を小さくすることができる。しかしながら、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）が高くなるほど、電源電圧（V_in）の絶対値が直流電圧（V_dc）よりも大きくなる期間（すなわち、入力電流（i_in）の導通幅に相当する期間）が短くなって入力電流（i_in）の高調波成分が増加してしまう傾向にある。このように、入力電流（i_in）の導通幅は、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）に依存している。 <Setting of DC voltage zero cross voltage value>
As the zero-cross voltage value (V _dc0 ) of the DC voltage (V _dc ) increases, the amount of d-axis current (i _d ) that can establish Equation 1 can be made closer to zero. Copper loss in (P0) can be reduced. However, as the zero-cross voltage value of the DC voltage (V _dc) (V _dc0) is higher, the absolute value of the DC voltage (V _dc) larger period than the power supply voltage (V _in) (i.e., the input current (i _in) The period corresponding to the conduction width of the input current (i _in ) tends to increase and the harmonic component of the input current (i _in ) tends to increase. Thus, the conduction width of the input current (i _in ) depends on the zero cross voltage value (V _dc0 ) of the DC voltage (V _dc ).

そのため、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）は、入力電流（i_in）の導通幅が予め定められた許容導通幅（具体的には、入力電流（i_in）に対する高調波規制を満たすことができる導通幅）となるように設定されていることが好ましい。例えば、ゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0 ^*）を、入力電流（i_in）の導通幅が許容導通幅となるときの直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）に設定することにより、直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）を上記のように設定することができる。 Therefore, the zero-cross voltage value of the DC voltage (V _dc) (V _dc0) is harmonic with respect to the conduction width of the input current (i _in) is predetermined allowable conducting width (specifically, the input current (i _in) It is preferable that the width is set so as to satisfy the regulation. For example, by _setting the zero cross DC voltage target value (V _dc0 ^* ) to the zero cross voltage value (V _dc0 ) of the DC voltage (V _dc ) when the conduction width of the input current (i _in ) is the allowable conduction width The zero cross voltage value (V _dc0 ) of the DC voltage (V _dc ) can be set as described above.

以上のように、入力電流（i_in）の導通幅の制約に応じて直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）を設定することにより、入力電流（i_in）の導通幅を確保することができる。これにより、入力電流（i_in）の高調波成分の増加を抑制することができる。 As described above, by setting the DC voltage in accordance with the constraints of the conduction width of the input current (i _in) zero-cross voltage value _{(V dc) (V dc0)} , ensuring the continuity width of the input current (i _in) can do. Thereby, the increase _in the harmonic component of the input current (i _in ) can be suppressed.

〔実施形態２〕
実施形態２による電力変換装置（10）は、実施形態１による電力変換装置（10）とは制御部（40）の構成が異なっている。その他の構成は、実施形態１による電力変換装置（10）の構成（図１）と同様となっている。 [Embodiment 2]
The power converter (10) according to the second embodiment is different from the power converter (10) according to the first embodiment in the configuration of the control unit (40). Other configurations are the same as the configuration of the power conversion device (10) according to the first embodiment (FIG. 1).

〈制御部〉
図４は、実施形態２における制御部（40）の構成例を示している。実施形態２では、制御部（40）は、実施形態１における制御部（40）による制御動作に加えて、予め定められた回生動作期間（P1）においてモータ（30）のｑ軸電流（i_q）の電流量が減少してモータ（30）のインダクタンス成分（詳しくは、ｑ軸インダクタンス）に蓄積された磁気エネルギがインバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）のコンデンサ（C）へ回生されるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。すなわち、実施形態２では、制御部（40）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じてｑ軸電流（i_q）が脈動し、式１および式２が成立し、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（i_q）の電流量が減少してモータ（30）から直流リンク部（12）へ磁気エネルギが回生されるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。具体的には、回生動作期間（P1）が開始すると、ｑ軸電流（i_q）が予め定められたｑ軸制限電流量（本来の電流量よりも小さい電流量またはゼロ）となるようにｑ軸電流（i_q）が制限され、回生動作期間（P1）が終了すると、ｑ軸電流（i_q）の制限が解除される。 <Control part>
FIG. 4 shows a configuration example of the control unit (40) in the second embodiment. In the second embodiment, the control unit (40) performs the q-axis current (i _q of the motor (30) in the predetermined regenerative operation period (P1) in addition to the control operation by the control unit (40) in the first embodiment. ), The magnetic energy stored in the inductance component (more specifically, q-axis inductance) of the motor (30) passes through the inverter circuit (13) and the capacitor (C) of the DC link unit (12). The switching operation of the inverter circuit (13) is controlled so as to be regenerated. That is, in the second embodiment, the control unit (40) causes the q-axis current (i _q ) to pulsate according to the frequency of the power supply voltage (V _in ), and the expressions 1 and 2 are established, and the regenerative operation period (P1 ), The switching operation of the inverter circuit (13) is controlled so that the amount of current of the q-axis current (i _q ) decreases and magnetic energy is regenerated from the motor (30) to the DC link unit (12). Specifically, when the regenerative operation period (P1) is started, q q-axis current (i _q ) is set to a predetermined q-axis limit current amount (current amount smaller than the original current amount or zero). When the axial current (i _q ) is limited and the regenerative operation period (P1) ends, the limitation on the q-axis current (i _q ) is released.

実施形態２では、制御部（40）は、実施形態１における制御部（40）の構成（図２）に加えて、ｑ軸回生制御部（46）を備えている。ｑ軸回生制御部（46）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）に基づいて、ｑ軸電流指令値（i_q ^*）の制限を行う。 In the second embodiment, the control unit (40) includes a q-axis regeneration control unit (46) in addition to the configuration (FIG. 2) of the control unit (40) in the first embodiment. The q-axis regeneration control unit (46) limits the q-axis current command value (i _q ^* ) based on the power supply phase (θ _in ) detected by the power supply phase detection unit (51).

《ｑ軸回生制御部》
ｑ軸回生制御部（46）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）に基づいて、ｑ軸電流指令値（i_q ^*）の制限の実行および解除を行う。 <Q-axis regeneration control unit>
The q-axis regeneration control unit (46) executes and cancels the restriction of the q-axis current command value (i _q ^* ) based on the power supply phase (θ _in ) detected by the power supply phase detection unit (51).

具体的には、ｑ軸回生制御部（46）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）が予め定められた開始位相（回生動作期間（P1）の開始時点に対応する位相）となると、ｑ軸電流指令値（i_q ^*）が予め定められたｑ軸制限電流量（この例では、ゼロ）となるように、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q ^*）を制限し、その制限されたｑ軸電流指令値（i_q ^*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。なお、ｑ軸制限電流量は、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されるｑ軸電流指令値（すなわち、トルク指令値（i_T ^*）に脈動指令値（i_P ^*）を乗算して導出されるｑ軸電流（i_q）の目標電流量）よりも小さい電流量またはゼロに設定されている。 Specifically, the q-axis regeneration control unit (46) sets the power supply phase (θ _in ) detected by the power supply phase detection unit (51) at a predetermined start phase (regeneration operation period (P1) start time). Q-axis current command calculation unit (42) so that the q-axis current command value (i _q ^* ) becomes a predetermined q-axis current limit (zero in this example). The q-axis current command value (i _q ^* ) is limited, and the limited q-axis current command value (i _q ^* ) is supplied to the dq-axis current control unit (44). The q-axis limit current amount is calculated by adding the pulsation command value (i.e., the torque command value (i _T ^* ) to the q-axis current command value (i.e., the torque command value (i _T ^* )) derived in the regenerative operation period (P1). The current amount is smaller than the target current amount of the q-axis current (i _q ) derived by multiplying i _P ^* ) or zero.

また、ｑ軸回生制御部（46）は、電源位相検出部（51）によって検出された電源位相（θ_in）が予め定められた終了位相（回生動作期間（P1）の終了時点に対応する位相）となると、ｑ軸電流指令値（i_q ^*）の制限を解除し、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q ^*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。 Further, the q-axis regeneration control unit (46) is configured so that the power supply phase (θ _in ) detected by the power supply phase detection unit (51) corresponds to a predetermined end phase (end point of the regenerative operation period (P1)). ) and it becomes cancels the q-axis current command value (i _q ^*) limit, the q-axis current command value derived by the q-axis current command calculating unit (42) (i _q ^*) dq axis current control part ( 44).

《回生動作期間》
なお、回生動作期間（P1）は、直流電圧（V_dc）が最大値となる時点よりも後に開始して直流電圧（V_dc）が次に最大値となる時点よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。この例では、電源電圧（V_in）が極値（最小値または最大値）となる時点（換言すると、全波整流された電源電圧（V_in）が最大値となる時点）において、直流電源（V_in）が最大値となるとみなすことができる。すなわち、この例では、回生動作期間（P1）は、電源電圧（V_in）が極値となる時点（換言すると、全波整流された電源電圧（V_in）が最大値となる時点）よりも後に開始して電源電圧（V_in）が次に極値となる時点（換言すると、全波整流された電源電圧（V_in）が次に最大値となる時点）よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。具体的には、ｑ軸回生制御部（46）において、開始位相は、電源電圧（V_in）が極値となる位相（例えば、90°）よりも後の位相に設定され、終了位相は、電源電圧（V_in）が次に極値となる位相（例えば、270°）よりも前の位相に設定されていることが好ましい。その理由については、後で詳しく説明する。 《Regenerative operation period》
Note that the regenerative operation period (P1) during a period ending prior to the time when the DC voltage (V _dc) is the maximum value the DC voltage (V _dc) is then started later than the time when the maximum value It is preferable that it is set. In this example, when the power supply voltage (V _in ) reaches an extreme value (minimum value or maximum value) (in other words, when the full-wave rectified power supply voltage (V _in ) reaches the maximum value), the DC power supply ( V _in ) can be considered to be the maximum value. In other words, in this example, the regenerative operation period (P1) is longer than the time when the power supply voltage (V _in ) becomes an extreme value (in other words, the time when the full-wave rectified power supply voltage (V _in ) becomes the maximum value). In a period starting after the power supply voltage (V _in ) reaches the next extreme value (in other words, before the full-wave rectified power supply voltage (V _in ) next reaches the maximum value) It is preferable that it is set. Specifically, in the q-axis regeneration control unit (46), the start phase is set to a phase after the phase (eg, 90 °) at which the power supply voltage (V _in ) is an extreme value, and the end phase is It is preferable that the power supply voltage (V _in ) is set to a phase before the phase where the power supply voltage (V _in ) is the next extreme value (for example, 270 °). The reason will be described in detail later.

〈電力変換装置による動作（回生制御）〉
次に、図５を参照して、実施形態２による電力変換装置（10）による動作について説明する。ここでは、ｑ軸回生制御部（46）の動作（すなわち、磁気エネルギを回生させるための回生制御）に着目して説明する。なお、図５において破線で示された各信号の波形は、回生制御が行われない場合の各信号の波形に相当する。また、この例では、開始位相（回生動作期間（P1）の開始時点に相当する位相）は、時刻（t1）に相当する位相に設定され、終了位相（回生動作期間（P1）の終了時点に相当する位相）は、時刻（t2）に相当する位相に設定されている。 <Operation by power converter (regenerative control)>
Next, with reference to FIG. 5, operation | movement by the power converter device (10) by Embodiment 2 is demonstrated. Here, description will be given focusing on the operation of the q-axis regeneration control unit (46) (that is, regeneration control for regenerating magnetic energy). In addition, the waveform of each signal shown with the broken line in FIG. 5 is corresponded to the waveform of each signal when regeneration control is not performed. In this example, the start phase (the phase corresponding to the start time of the regenerative operation period (P1)) is set to the phase corresponding to the time (t1), and the end phase (the end time of the regenerative operation period (P1)) (Corresponding phase) is set to a phase corresponding to time (t2).

時刻（t1）になると、電源位相（θ_in）が開始位相となる。ｑ軸回生制御部（46）は、ｑ軸電流指令値（i_q ^*）がゼロとなるようにｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q ^*）を制限し、その制限されたｑ軸電流指令値（すなわち、ゼロを示したｑ軸電流指令値（i_q ^*））をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。これにより、ｑ軸電流（i_q）の電流量が減少してゼロとなるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作が制御される。その結果、モータ（30）のインダクタンス成分（詳しくは、ｑ軸インダクタンス）に蓄積された磁気エネルギがインバータ回路（13）を経由して直流リンク部（12）のコンデンサ（C）に回生される。この磁気エネルギの回生により、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）が上昇する。そして、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が完了すると（例えば、モータ（30）のｑ軸インダクタンスに蓄積された磁気エネルギが全て回生されると）直流電圧（V_dc）の上昇が停止する。このように、磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）が上昇して直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）が高くなる。 At time (t1), the power supply phase (θ _in ) becomes the start phase. q-axis regeneration control unit (46) is, q-axis current command value (i _q ^*) is the q-axis current command value derived by the q-axis current instruction operation section so as to zero (42) (i _q ^*) The limited q-axis current command value (that is, the q-axis current command value (i _q ^* ) indicating zero) is supplied to the dq-axis current control unit (44). As a result, the switching operation of the inverter circuit (13) is controlled so that the amount of the q-axis current (i _q ) decreases to zero. As a result, the magnetic energy accumulated in the inductance component (more specifically, q-axis inductance) of the motor (30) is regenerated to the capacitor (C) of the DC link unit (12) via the inverter circuit (13). Due to the regeneration of the magnetic energy, the DC voltage (V _dc ) of the DC link section (12) rises. When the regeneration of the magnetic energy from the motor (30) to the DC link unit (12) is completed (for example, when all the magnetic energy accumulated in the q-axis inductance of the motor (30) is regenerated), the DC voltage (V _dc ) stops rising. Thus, the DC voltage (V _dc ) increases due to the regeneration of the magnetic energy, and the zero cross voltage value (V _dc0 ) of the DC voltage (V _dc ) increases.

時刻（t2）になると、電源位相（θ_in）が終了位相となる。ｑ軸回生制御部（46）は、ｑ軸電流指令値（i_q ^*）の制限を解除し、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されたｑ軸電流指令値（i_q ^*）をｄｑ軸電流制御部（44）に供給する。また、ｑ軸電流指令演算部（42）によって導出されるｑ軸電流指令値（i_q ^*）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じた脈動波形となるように次第に増加していく。したがって、ｑ軸電流（i_q）も、電源電圧（V_in）の周波数に応じた脈動波形となるように次第に増加していく。 At time (t2), the power supply phase (θ _in ) becomes the end phase. q-axis regeneration control unit (46), q-axis current command value (i _q ^*) to release the restriction, q-axis current command value derived by the q-axis current command calculating unit (42) and (i _q ^*) This is supplied to the dq axis current controller (44). Further, the q-axis current command value (i _q ^* ) derived by the q-axis current command calculation unit (42) gradually increases so as to have a pulsation waveform corresponding to the frequency of the power supply voltage (V _in ). Therefore, the q-axis current (i _q ) also gradually increases so as to have a pulsation waveform corresponding to the frequency of the power supply voltage (V _in ).

このように、回生動作期間（P1）の開始時点においてｑ軸電流指令値（i_q ^*）をゼロに制限し、その後、回生動作期間（P1）の終了時点においてｑ軸電流指令値（i_q ^*）の制限を解除することにより、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（i_q）をゼロに制限することができる。 Thus, q-axis current command value at the start of the regenerative operation period (P1) and (i _q ^*) is limited to zero, then, q-axis current command value at the end of the regeneration operation period (P1) (i _q ^* ) By removing the restriction, the q-axis current (i _q ) can be restricted to zero in the regenerative operation period (P1).

〈実施形態２による効果〉
以上のように、回生動作期間（P1）においてモータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生が行われることにより、モータ（30）のインダクタンス成分（詳しくは、ｑ軸インダクタンス）に蓄積された磁気エネルギを利用して直流電圧（V_dc）を上昇させることができる。これにより、直流電圧（V_dc）の低下を抑制することができる。したがって、直流電圧（V_dc）の低下に起因するインバータ回路（13）の出力不足を抑制することができる。 <Effects of Embodiment 2>
As described above, the magnetic energy is regenerated from the motor (30) to the DC link unit (12) during the regenerative operation period (P1), so that the inductance component of the motor (30) (specifically, the q-axis inductance) The DC voltage (V _dc ) can be raised using the magnetic energy stored in the. Thereby, the fall of direct-current voltage ( _Vdc ) can be suppressed. Accordingly, it is possible to suppress an output shortage of the inverter circuit (13) due to a drop in the DC voltage (V _dc ).

また、回生動作期間（P1）においてｑ軸電流（i_q）をゼロに制限することにより、回生動作期間（P1）におけるｑ軸電流（i_q）の電流量の設定（すなわち、磁気エネルギの回生が行われるようにｑ軸電流（i_q）の電流量を設定すること）を容易にすることができる。これにより、ｑ軸電流（i_q）の制限のための演算処理を容易にすることができる。 Further, by limiting the q-axis current (i _q ) to zero in the regenerative operation period (P1), the setting of the current amount of the q-axis current (i _q ) in the regenerative operation period (P1) (that is, the regeneration of magnetic energy). The amount of q-axis current (i _q ) can be set easily so as to be performed. Thereby, the arithmetic processing for limiting the q-axis current (i _q ) can be facilitated.

なお、この例では、回生動作期間（P1）は、その一部がゼロクロス近傍期間（P0）の全部と重複している。すなわち、ｑ軸電流（i_q）は、ゼロクロス近傍期間（P0）においてゼロとなるように制御される。このように、ゼロクロス近傍期間（P0）においてｑ軸電流（i_q）をゼロにすることにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、ｑ軸電流（i_q）の変動に起因するモータの誘起電圧（V_o）の変動（具体的には、誘起電圧（V_o）のｑ軸成分の変動）を防止することができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、誘起電圧（V_o）の上昇によるインバータ回路（13）の出力不足を確実に抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量を制限することができる。 In this example, a part of the regenerative operation period (P1) overlaps with the entire zero cross vicinity period (P0). That is, the q-axis current (i _q ) is controlled to be zero in the zero crossing vicinity period (P0). In this way, by setting the q-axis current (i _q ) to zero in the zero-cross vicinity period (P0), the induced voltage (i _q ) of the motor caused by the fluctuation of the q-axis current (i _q ) in the zero-cross vicinity period (P0). Variation of V _o ) (specifically, variation of the q-axis component of the induced voltage (V _o )) can be prevented. As a result, in the period near the zero crossing (P0), the minimum amount of d-axis current (i _d ) can be reliably suppressed so that the output shortage of the inverter circuit (13) due to the increase of the induced voltage (V _o ) can be suppressed. Can be limited.

また、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）のゼロクロス電圧値（V_dc0）を上昇させることができるので、式１を成立させることができるｄ軸電流（i_d）の電流量（すなわち、ｄ軸電流（i_d）の最小電流量）をさらにゼロに近づけることができる。例えば、回生制御を行わない場合よりもゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0 ^*）を高い値に設定することができるので、式３で示される第１制限電流値（すなわち、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）の最小電流量（最小絶対値））をゼロに近づけることができ、その結果、ｄ軸電流（i_d）の電流量をゼロに近づけることができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）における銅損をさらに低減することができる。 Further, since the zero cross voltage value (V _dc0 ) of the DC voltage (V _dc ) can be increased by regenerative magnetic energy from the motor (30) to the DC link unit (12), Formula 1 can be established. The amount of d-axis current (i _d ) (that is, the minimum amount of d-axis current (i _d )) can be made closer to zero. For example, since the zero-crossing DC voltage target value (V _dc0 ^* ) can be set higher than when the regenerative control is not performed, the first limit current value (that is, the d-axis current command value ( The minimum current amount (minimum absolute value) of i _d ^* ) can be made close to zero, and as a result, the current amount of the d-axis current (i _d ) can be made close to zero. Thereby, the copper loss in the zero cross vicinity period (P0) can be further reduced.

なお、この例（図５）では、回生動作期間（P1）の開始時点および回生動作期間（P1）の終了後における直流電圧（V_dc）の電圧値は、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（V_dc0））よりも低くなっている。しかしながら、回生動作期間（P1）の開始時点では、モータ（30）から直流リンク部（12）のコンデンサ（C）へ磁気エネルギが瞬時的に回生されるので、磁気エネルギの回生が行われている期間は、ゼロクロス近傍期間（P0）よりも非常に短くなっている。したがって、磁気エネルギの回生が行われている期間においてインバータ回路（13）の出力不足が発生していたとしても、その出力不足がモータ（30）の制御に及ぼす影響は非常に少ないので、モータ（30）の制御は破綻しにくい。これと同様に、回生動作期間（P1）の終了後において直流電圧（V_dc）がゼロクロス電圧値（V_dc0）よりも低くなっている期間は、ゼロクロス近傍期間（P0）よりも非常に短くなっているので、この期間においてインバータ回路（13）の出力不足が発生していたとしても、モータ（30）の制御は破綻しにくい。 In this example (FIG. 5), the voltage value of the DC voltage (V _dc ) at the start of the regenerative operation period (P1) and after the end of the regenerative operation period (P1) is the DC voltage in the near zero crossing period (P0). It is lower than the voltage value of (V _dc ) (that is, zero cross voltage value (V _dc0 )). However, at the start of the regenerative operation period (P1), magnetic energy is instantaneously regenerated from the motor (30) to the capacitor (C) of the DC link unit (12), so magnetic energy is regenerated. The period is much shorter than the zero-cross vicinity period (P0). Therefore, even if the output of the inverter circuit (13) is insufficient during the period when the magnetic energy is being regenerated, the influence of the output shortage on the control of the motor (30) is very small. The control of 30) is unlikely to fail. Similarly, the period when the DC voltage (V _dc ) is lower than the zero cross voltage value (V _dc0 ) after the end of the regenerative operation period (P1) is much shorter than the near zero cross period (P0). Therefore, even if the output of the inverter circuit (13) is insufficient during this period, the control of the motor (30) is unlikely to fail.

〈回生動作期間の開始および終了〉
なお、回生動作期間（P1）では、モータ（30）から直流リンク部（12）への磁気エネルギの回生により直流電圧（V_dc）が上昇する。したがって、回生動作期間（P1）が直流電圧（V_dc）が最大値となる時点を含んでいる場合（この例では、回生動作期間（P1）が電源電圧（V_in）が極値となる時点を含んでいる場合）、電源電圧（V_in）の絶対値が直流電圧（V_dc）よりも大きくなる期間（すなわち、入力電流（i_in）の導通幅に相当する期間）が短くなって入力電流（i_in）の高調波成分が増加してしまうおそれがある。 <Start and end of regenerative operation period>
In the regenerative operation period (P1), the DC voltage (V _dc ) increases due to the regeneration of magnetic energy from the motor (30) to the DC link unit (12). Therefore, when the regenerative operation period (P1) includes a time point when the DC voltage (V _dc ) becomes the maximum value (in this example, the regenerative operation period (P1) time point when the power supply voltage (V _in ) becomes an extreme value. Input period when the absolute value of the power supply voltage (V _in ) is larger than the DC voltage (V _dc ) (that is, the period corresponding to the conduction width of the input current (i _in )). The harmonic component of the current (i _in ) may increase.

そのため、回生動作期間（P1）に直流電圧（V_dc）が最大値となる時点（この例では、電源電圧（V_in）が極値となる時点、換言すると、全波整流された電源電圧（V_in）が最大値となる時点）が含まれていないことが好ましい。具体的には、回生動作期間（P1）は、直流電圧（V_dc）が最大値となる時点よりも後に開始して次に直流電圧（V_dc）が最大値となる時点よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。 Therefore, when the DC voltage (V _dc ) reaches its maximum value during the regenerative operation period (P1) (in this example, when the power supply voltage (V _in ) reaches an extreme value, in other words, the full-wave rectified power supply voltage ( It is preferable that V _in ) is not included. Specifically, the regenerative operation period (P1) is ended before the time when the DC voltage (V _dc) is then a DC voltage to start later than the time when the maximum value (V _dc) is the maximum value It is preferable that the period is set.

以上のように、直流電圧（V_dc）が最大値となる時点（この例では、電源電圧（V_in）が極値となる時点）を避けて磁気エネルギの回生を行うことにより、磁気エネルギの回生に起因して入力電流（i_in）の導通幅が短くなってしまうことを抑制することができる。これにより、磁気エネルギの回生に起因する入力電流（i_in）の高調波成分の増加を抑制することができる。 As described above, the magnetic energy is regenerated by avoiding the time when the DC voltage (V _dc ) becomes the maximum value (in this example, the time when the power supply voltage (V _in ) becomes the extreme value). It can be suppressed that the conduction width of the input current (i _in ) is shortened due to regeneration. Thereby, the increase _in the harmonic component of the input current (i _in ) due to the regeneration of magnetic energy can be suppressed.

また、この例（図５）では、回生動作期間（P1）は、電源電圧（V_in）が極値となる時点よりも後であって電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点よりも前に開始し、電源電圧（V_in）が次に極値となる時点よりも前に終了する期間に設定されていることが好ましい。このように設定することにより、電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点よりも前に磁気エネルギを利用して直流電圧（V_dc）を上昇させることができるので、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（V_dc0））を効果的に上昇させることができる。 In this example (FIG. 5), the regenerative operation period (P1) is after the time when the power supply voltage (V _in ) becomes an extreme value and before the time when the power supply voltage (V _in ) becomes zero crossing. Preferably, the period is set to a period that ends before the next time when the power supply voltage (V _in ) reaches the extreme value. By setting in this way, the DC voltage (V _dc ) can be increased using the magnetic energy before the time when the power supply voltage (V _in ) reaches the zero cross, so in the period near the zero cross (P0) The voltage value of the DC voltage (V _dc ) (that is, the zero cross voltage value (V _dc0 )) can be effectively increased.

〔実施形態３〕
実施形態３による電力変換装置（10）は、実施形態１による電力変換装置（10）とは制御部（40）の構成が異なっている。その他の構成は、実施形態１による電力変換装置（10）の構成（図１）と同様となっている。 [Embodiment 3]
The power converter (10) according to the third embodiment is different from the power converter (10) according to the first embodiment in the configuration of the control unit (40). Other configurations are the same as the configuration of the power conversion device (10) according to the first embodiment (FIG. 1).

〈制御部〉
図６は、実施形態３における制御部（40）の構成例を示している。実施形態３では、制御部（40）は、電源電圧（V_in）の周波数に応じてモータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）においてｄ軸電流（i_d）が上側電流閾値（i_th1）を上回らず且つ下側電流閾値（i_th2）を下回らないようにｄ軸電流（i_d）が制限され、ｄ軸電流（i_d）が下側電流閾値（i_th2）に制限されている期間（電流制限期間）においてモータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））が低下するように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。なお、上側電流閾値（i_th1）は、式１の右辺の値と同一の値に設定され、下側電流閾値（i_th2）は、式２の右辺の値よりも大きい値に設定されている。 <Control part>
FIG. 6 shows a configuration example of the control unit (40) in the third embodiment. In the third embodiment, the control unit (40) causes the q-axis current (i _q ) of the motor (30) to pulsate according to the frequency of the power supply voltage (V _in ), and d at least in the near zero crossing period (P0). axis current (i _d) an upper current threshold (i _th1) not exceed and lower current threshold (i _th2) so as not to fall below the d-axis current (i _d) is limited, d-axis current (i _d) is Inverter circuit (13) so that the rotational angular frequency (motor angular frequency (ω)) of the electrical angle of the motor (30) decreases during the period (current limiting period) limited to the lower current threshold (i _th2 ). Controls the switching operation. The upper current threshold (i _th1 ) is set to the same value as the value on the right side of Equation 1, and the lower current threshold (i _th2 ) is set to a value larger than the value on the right side of Equation 2. .

さらに、この例では、制御部（40）は、電流制限期間におけるｄ軸電流（i_d）の電流制限量（すなわち、下側電流閾値（i_th2）を下回らないように制限されていないｄ軸電流（i_d）の電流値と下側電流閾値（i_th2）との差分値）が大きくなるほど、電流制限期間におけるモータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））の低下量が大きくなるように、インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する。 Further, in this example, the control unit (40) does not limit the d-axis current (i _d ) in the current limit period so that it does not fall below the current limit amount (that is, the lower current threshold (i _th2 )). The larger the difference between the current value of the current (i _d ) and the lower current threshold value (i _th2 )), the rotation angular frequency (motor angular frequency (ω)) of the electrical angle of the motor (30) during the current limit period The switching operation of the inverter circuit (13) is controlled so that the amount of decrease is large.

〈制御部の構成〉
図６に示すように、実施形態３における制御部（40）は、実施形態１における制御部（40）とはｄ軸電流指令演算部（41）およびｑ軸電流指令演算部（42）の構成が異なっている。その他の構成は、実施形態１における制御部（40）の構成（図２）と同様となっている。 <Configuration of control unit>
As shown in FIG. 6, the control unit (40) in the third embodiment is different from the control unit (40) in the first embodiment in the configuration of the d-axis current command calculation unit (41) and the q-axis current command calculation unit (42). Are different. Other configurations are the same as the configuration of the control unit (40) in the first embodiment (FIG. 2).

《ｄ軸電流指令演算部》
ｄ軸電流指令演算部（41）は、ｄ軸電流指令生成部（41a）と、ｄ軸電流閾値生成部（41b）と、判定部（41c）と、指令値選択部（41d）と、速度補正値生成部（41e）と、補正値選択部（41f）とを備えている。 << d-axis current command calculation unit >>
The d-axis current command calculation unit (41) includes a d-axis current command generation unit (41a), a d-axis current threshold generation unit (41b), a determination unit (41c), a command value selection unit (41d), a speed A correction value generation unit (41e) and a correction value selection unit (41f) are provided.

ｄ軸電流指令生成部（41a）は、モータ（30）の運転状態（この例では、ｑ軸電流指令値（i_q ^*））に基づいてｄ軸電流指令値（i_d ^**）を生成する。 The d-axis current command generator (41a) generates a d-axis current command value (i _d ^** ) based on the operating state of the motor (30) (in this example, the q-axis current command value (i _q ^* )). To do.

ｄ軸電流閾値生成部（41b）は、ゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0 ^*）とモータ角周波数（ω）と誘起電圧係数（Φ_ａ）とｄ軸インダクタンス（Ｌ_ｄ）とに基づいて、上側電流閾値（i_th1 ^*）および下側電流閾値（i_th2 ^*）を生成する。例えば、ｄ軸電流閾値生成部（41b）は、式１の右辺にゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0 ^*）とモータ角周波数（ω）と誘起電圧係数（Φ_ａ）とｄ軸インダクタンス（Ｌ_ｄ）とを代入することにより上側電流閾値（i_th1 ^*）を求める。また、ｄ軸電流閾値生成部（41b）は、式２の右辺に誘起電圧係数（Φ_ａ）とｄ軸インダクタンス（Ｌ_ｄ）とを代入して得られる値に予め設定された定数（１よりも小さい正数、例えば、０．９）を乗算することにより下側電流閾値（i_th2 ^*）を求める。 The d-axis current threshold generation unit (41b) generates an upper side based on the zero-crossing DC voltage target value (V _dc0 ^* ), the motor angular frequency (ω), the induced voltage coefficient (Φ _a ), and the d-axis inductance (L _d ). A current threshold (i _th1 ^* ) and a lower current threshold (i _th2 ^* ) are generated. For example, the d-axis current threshold generation unit (41b) sets the zero cross DC voltage target value (V _dc0 ^* ), the motor angular frequency (ω), the induced voltage coefficient (Φ _a ), and the d-axis inductance (L _d ) on the right side of Equation 1. ) To obtain the upper current threshold (i _th1 ^* ). The d-axis current threshold value generator (41b) is a constant (from 1) set in advance to a value obtained by substituting the induced voltage coefficient (Φ _a ) and d-axis inductance (L _d ) into the right side of Equation 2. Is multiplied by a smaller positive number (for example, 0.9) to obtain the lower current threshold (i _th2 ^* ).

判定部（41c）は、ｄ軸電流指令生成部（41a）からのｄ軸電流指令値（i_d ^**）とｄ軸電流閾値生成部（41b）からの上側電流閾値（i_th1 ^*）および下側電流閾値（i_th2 ^*）とを比較し、ｄ軸電流指令値（i_d ^**）と上側電流閾値（i_th1 ^*）との大小関係およびｄ軸電流指令値（i_d ^**）と下側電流閾値（i_th2 ^*）との大小関係を判定する。 The determination unit (41c) includes a d-axis current command value (i _d ^** ) from the d-axis current command generation unit (41a), an upper current threshold value (i _th1 ^* ) from the d-axis current threshold generation unit (41b), and The lower current threshold (i _th2 ^* ) is compared, the magnitude relationship between the d-axis current command value (i _d ^** ) and the upper current threshold (i _th1 ^* ), and the d-axis current command value (i _d ^** ) And the lower current threshold (i _th2 ^* ) are determined.

指令値選択部（41d）は、判定部（41c）による判定結果に基づいて、ｄ軸電流指令値（i_d ^**）と上側電流閾値（i_th1 ^*）と下側電流閾値（i_th2 ^*）の中からいずれか１つをｄ軸電流指令値（i_d ^*）として選択し、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）をｄｑ軸電流制御部（40）に供給する。具体的には、指令値選択部（41d）は、判定部（41c）においてｄ軸電流指令値（i_d ^**）が上側電流閾値（i_th1 ^*）を上回ると判定された場合に、上側電流閾値（i_th1 ^*）をｄ軸電流指令値（i_d ^*）として選択し、判定部（41c）においてｄ軸電流指令値（i_d ^**）が下側電流閾値（i_th2 ^*）を下回ると判定された場合に、下側電流閾値（i_th2 ^*）をｄ軸電流指令値（i_d ^*）として選択する。また、指令値選択部（41d）は、判定部（41c）においてｄ軸電流指令値（i_d ^**）が上側電流閾値（i_th1 ^*）を上回らず且つ下側電流閾値（i_th2 ^*）を下回らないと判定された場合に、ｄ軸電流指令値（i_d ^**）をｄ軸電流指令値（i_d ^*）として選択する。 The command value selection unit (41d), based on the determination result by the determination unit (41c), the d-axis current command value (i _d ^** ), the upper current threshold (i _th1 ^* ), and the lower current threshold (i _th2 ^*) one or out of) selected as d-axis current command value (i _d ^*), and supplies the d-axis current command value (i _d ^*) in the dq-axis current control unit (40). Specifically, the command value selection unit (41d) determines that the determination unit (41c) determines that the d-axis current command value (i _d ^** ) exceeds the upper current threshold value (i _th1 ^* ). The current threshold (i _th1 ^* ) is selected as the d-axis current command value (i _d ^* ), and the d-axis current command value (i _d ^** ) is set to the lower current threshold (i _th2 ^* ) in the determination unit (41c). When it is determined that the value is lower, the lower current threshold value (i _th2 ^* ) is selected as the d-axis current command value (i _d ^* ). In addition, the command value selection unit (41d) determines that the d-axis current command value (i _d ^** ) does not exceed the upper current threshold value (i _th1 ^* ) and the lower current threshold value (i _th2 ^* ) in the determination unit (41c). When it is determined that the value does not fall below, the d-axis current command value (i _d ^** ) is selected as the d-axis current command value (i _d ^* ).

速度補正値生成部（41e）は、ｄ軸電流指令生成部（41a）からのｄ軸電流指令値（i_d ^**）とｄ軸電流閾値生成部（41b）からの下側電流閾値（i_th2 ^*）との差分に基づいて速度補正値（ω_c ^**）を生成する。具体的には、速度補正値生成部（41e）は、ｄ軸電流指令値（i_d ^**）と下側電流閾値（i_th2 ^*）との差分が大きくなるほど速度補正値（ω_c ^**）が大きくなるように、速度補正値（ω_c ^**）を生成する。例えば、速度補正値生成部（41e）は、下側電流閾値（i_th2 ^*）からｄ軸電流指令値（i_d ^**）を減算して得られる値に予め設定された定数（任意の正数）を乗算することにより速度補正値（ω_c ^**）を求める。 The speed correction value generation unit (41e) includes a d-axis current command value (i _d ^** ) from the d-axis current command generation unit (41a) and a lower current threshold value (i) from the d-axis current threshold generation unit (41b). _A speed correction value (ω _c ^** ) is generated based on the difference from _th2 ^* ). Specifically, the speed correction value generation unit (41e) increases the speed correction value (ω _c ^** ) as the difference between the d-axis current command value (i _d ^** ) and the lower current threshold value (i _th2 ^* ) increases. ) Is increased so that the speed correction value (ω _c ^** ) is generated. For example, the speed correction value generation unit (41e) sets a constant (arbitrary positive value) to a value obtained by subtracting the d-axis current command value (i _d ^** ) from the lower current threshold value (i _th2 ^* ). The speed correction value (ω _c ^** ) is obtained by multiplying the number).

補正値選択部（41f）は、判定部（41c）による判定結果に基づいて、速度補正値生成部（41e）からの速度補正値（ω_c ^**）とゼロの中からいずれか１つを速度補正値（ω_c ^*）として選択し、速度補正値（ω_c ^*）をｑ軸電流指令演算部（42）に供給する。具体的には、補正値選択部（41f）は、判定部（41c）においてｄ軸電流指令値（i_d ^**）が下側電流閾値（i_th2 ^*）を下回ると判定された場合に、速度補正値（ω_c ^**）を速度補正値（ω_c ^*）として選択し、ｄ軸電流指令値（i_d ^**）が下側電流閾値（i_th2 ^*）を下回らないと判定された場合に、ゼロを速度補正値（ω_c ^*）として選択する。 Based on the determination result by the determination unit (41c), the correction value selection unit (41f) selects either one of the speed correction value (ω _c ^** ) from the speed correction value generation unit (41e) and zero. The speed correction value (ω _c ^* ) is selected as the speed correction value (ω _c ^* ), and the speed correction value (ω _c ^* ) is supplied to the q-axis current command calculation unit (42). Specifically, the correction value selection unit (41f) determines that the d-axis current command value (i _d ^** ) is below the lower current threshold (i _th2 ^* ) in the determination unit (41c). The speed correction value (ω _c ^** ) is selected as the speed correction value (ω _c ^* ), and it is determined that the d-axis current command value (i _d ^** ) does not fall below the lower current threshold value (i _th2 ^* ). In this case, zero is selected as the speed correction value (ω _c ^* ).

《ｑ軸電流指令演算部》
ｑ軸電流指令演算部（42）は、図２に示した構成（速度制御部（400）と脈動指令演算部（402）と乗算部（403））に加えて、速度指令補正部（400）を備えている。速度指令補正部（400）は、ｄ軸電流指令演算部（41）から供給された速度補正値（ω_c ^*）に基づいて角周波数指令値（ω^*）を補正（減算）する。具体的には、速度指令補正部（400）は、角周波数指令値（ω^*）から速度補正値（ω_c ^*）を減算することによって角周波数指令値（ω^*）を補正し、補正後の角周波数指令値（ω^*）を速度制御部（400）に供給する。速度制御部（400）は、モータ角周波数（ω）と速度指令補正部（400）から供給された角周波数指令値（ω^*）との偏差を求め、その偏差を比例積分演算（ＰＩ）してトルク指令値（i_T ^*）を導出する。 << q-axis current command calculation unit >>
The q-axis current command calculation unit (42) includes a speed command correction unit (400) in addition to the configuration shown in FIG. 2 (speed control unit (400), pulsation command calculation unit (402), and multiplication unit (403)). It has. The speed command correction unit (400) corrects (subtracts) the angular frequency command value (ω ^* ) based on the speed correction value (ω _c ^* ) supplied from the d-axis current command calculation unit (41). Specifically, the speed command correction unit (400), the angular frequency command value (omega ^*) is corrected by subtracting from the angular frequency command value (omega ^*) velocity correction value (omega _c ^*), corrected The angular frequency command value (ω ^* ) is supplied to the speed control unit (400). The speed control unit (400) calculates a deviation between the motor angular frequency (ω) and the angular frequency command value (ω ^* ) supplied from the speed command correction unit (400), and performs a proportional integral calculation (PI) on the deviation. To derive the torque command value (i _T ^* ).

〈制御部における各部の動作〉
ｄ軸電流指令生成部（41a）において生成されたｄ軸電流指令値（i_d ^**）が上側電流閾値（i_th1 ^*）を上回ると、指令値選択部（41d）では、上側電流閾値（i_th1 ^*）がｄ軸電流指令値（i_d ^*）として選択されてｄｑ軸電流制御部（40）に供給される。このようにして、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）が上側電流閾値（i_th1 ^*）に制限される。これにより、ｄ軸電流（i_d）が上側電流閾値（i_th1）を上回らないようにｄ軸電流（i_d）を制限することができる。また、ｄ軸電流指令値（i_d ^**）が下側電流閾値（i_th2 ^*）を下回っていないので、補正値選択部（41f）では、ゼロが速度補正値（ω_c ^*）として選択されてｑ軸電流指令演算部（42）の速度指令補正部（400）に供給される。したがって、ｑ軸電流指令演算部（42）に供給された角周波数指令値（ω^*）は、速度指令補正部（400）において変更されることなく速度制御部（400）に供給される。 <Operation of each part in the control part>
When the d-axis current command value (i _d ^** ) generated in the d-axis current command generation unit (41a) exceeds the upper current threshold (i _th1 ^* ), the command value selection unit (41d) i _th1 ^* ) is selected as the d-axis current command value (i _d ^* ) and supplied to the dq-axis current control unit (40). In this way, the d-axis current command value (i _d ^* ) is limited to the upper current threshold value (i _th1 ^* ). As a result, the d-axis current (i _d ) can be limited so that the d-axis current (i _d ) does not exceed the upper current threshold (i _th1 ). Also, since the d-axis current command value (i _d ^** ) is not lower than the lower current threshold value (i _th2 ^* ), zero is selected as the speed correction value (ω _c ^* ) in the correction value selection unit (41f). Then, it is supplied to the speed command correction unit (400) of the q-axis current command calculation unit (42). Therefore, the angular frequency command value (ω ^* ) supplied to the q-axis current command calculation unit (42) is supplied to the speed control unit (400) without being changed in the speed command correction unit (400).

また、ｄ軸電流指令生成部（41a）において生成されたｄ軸電流指令値（i_d ^**）が上側電流閾値（i_th1 ^*）を上回らず且つ下側電流閾値（i_th2 ^*）を下回らないようになると、指令値選択部（41d）では、ｄ軸電流指令値（i_d ^**）がｄ軸電流指令値（i_d ^*）として選択されてｄｑ軸電流制御部（40）に供給される。このようにして、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）の制限が解除される。また、ｄ軸電流指令値（i_d ^**）が下側電流閾値（i_th2 ^*）を下回っていないので、補正値選択部（41f）では、ゼロが速度補正値（ω_c ^*）として選択されてｑ軸電流指令演算部（42）の速度指令補正部（400）に供給される。したがって、ｑ軸電流指令演算部（42）に供給された角周波数指令値（ω^*）は、速度指令補正部（400）において変更されることなく速度制御部（400）に供給される。 In addition, the d-axis current command value (i _d ^** ) generated by the d-axis current command generation unit (41a) does not exceed the upper current threshold (i _th1 ^* ) and falls below the lower current threshold (i _th2 ^* ). If no more, the command value selection unit (41d) selects the d-axis current command value (i _d ^** ) as the d-axis current command value (i _d ^* ) and supplies it to the dq-axis current control unit (40). Is done. In this way, the restriction on the d-axis current command value (i _d ^* ) is released. Also, since the d-axis current command value (i _d ^** ) is not lower than the lower current threshold value (i _th2 ^* ), zero is selected as the speed correction value (ω _c ^* ) in the correction value selection unit (41f). Then, it is supplied to the speed command correction unit (400) of the q-axis current command calculation unit (42). Therefore, the angular frequency command value (ω ^* ) supplied to the q-axis current command calculation unit (42) is supplied to the speed control unit (400) without being changed in the speed command correction unit (400).

また、ｄ軸電流指令生成部（41a）において生成されたｄ軸電流指令値（i_d ^**）が下側電流閾値（i_th2 ^*）を下回ると、指令値選択部（41d）では、下側電流閾値（i_th2 ^*）がｄ軸電流指令値（i_d ^*）として選択されてｄｑ軸電流制御部（40）に供給される。このようにして、ｄ軸電流指令値（i_d ^*）が下側電流閾値（i_th2 ^*）に制限される。これにより、ｄ軸電流（i_d）が下側電流閾値（i_th2）を下回らないようにｄ軸電流（i_d）を制限することができる。また、ｄ軸電流指令値（i_d ^**）が下側電流閾値（i_th2 ^*）を下回っているので、補正値選択部（41f）では、速度補正値生成部（41e）において生成された速度補正値（ω_c ^**）が速度補正値（ω_c ^*）として選択されてｑ軸電流指令演算部（42）の速度指令補正部（400）に供給される。したがって、ｑ軸電流指令演算部（42）に供給された角周波数指令値（ω^*）は、速度指令補正部（400）において補正（減算）された後に速度制御部（400）に供給される。このように、速度制御部（400）に供給される角周波数指令値（ω^*）が減少すると、モータ（30）の電気角の回転角周波数（モータ角周波数（ω））が低下し、モータ（30）を回転させるために必要となるｑ軸電流（i_q）の電流量（絶対値）およびｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）が小さくなる。そのため、ｄ軸電流指令生成部（41a）において生成されるｄ軸電流指令値（i_d ^**）の絶対値を小さくする（すなわち、ｄ軸電流指令値（i_d ^**）を高くする）ことができるので、ｄ軸電流指令値（i_d ^**）が下側電流閾値（i_th2 ^*）を下回らないようにｄ軸電流指令値（i_d ^**）を高くすることができる。これにより、ｄ軸電流（i_d）が下側電流閾値（i_th2）を下回らないようにｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）を小さくする（すなわち、ｄ軸電流（i_d）を高くする）ことができる。 When the d-axis current command value (i _d ^** ) generated by the d-axis current command generation unit (41a) falls below the lower current threshold (i _th2 ^* ), the command value selection unit (41d) The side current threshold (i _th2 ^* ) is selected as the d-axis current command value (i _d ^* ) and supplied to the dq-axis current control unit (40). In this way, the d-axis current command value (i _d ^* ) is limited to the lower current threshold value (i _th2 ^* ). As a result, the d-axis current (i _d ) can be limited so that the d-axis current (i _d ) does not fall below the lower current threshold value (i _th2 ). Further, since the d-axis current command value (i _d ^** ) is lower than the lower current threshold value (i _th2 ^* ), the correction value selection unit (41f) generates the speed correction value generation unit (41e). The speed correction value (ω _c ^** ) is selected as the speed correction value (ω _c ^* ) and supplied to the speed command correction unit (400) of the q-axis current command calculation unit (42). Therefore, the angular frequency command value (ω ^* ) supplied to the q-axis current command calculation unit (42) is corrected (subtracted) by the speed command correction unit (400) and then supplied to the speed control unit (400). . Thus, when the angular frequency command value (ω ^* ) supplied to the speed controller (400) decreases, the rotational angular frequency (motor angular frequency (ω)) of the electrical angle of the motor (30) decreases, and the motor The current amount (absolute value) of the q-axis current (i _q ) and the current amount (absolute value) of the d-axis current (i _d ) required for rotating (30) are reduced. Therefore, to reduce the absolute value of the d-axis current command generation unit (41a) d-axis current command value generated in the (i _d ^**) (i.e., higher d-axis current command value (i _d ^**)) it is possible, it can be increased d-axis current command value (i _d ^**) is d-axis current command value so as not to fall below the lower current threshold (i _th2 ^*) to (i _d ^**). Thus, d-axis current (i _d) is to reduce the amount of current of d-axis current (i _d) so as not to fall below the lower current threshold (i _th2) (absolute value) (i.e., d-axis current (i _d ) Can be increased).

〈実施形態３による効果〉
以上のように、ｄ軸電流（i_d）が上側電流閾値（i_th1）を上回らないようにｄ軸電流（i_d）を制限することにより、式１を成立させることができる。また、ｄ軸電流（i_d）が下側電流閾値（i_th2）を下回らないようにｄ軸電流（i_d）を制限することにより、式２を成立させることができる。 <Effects of Embodiment 3>
As described above, by the d-axis current (i _d) is to limit the d-axis current (i _d) so as not to exceed the upper current threshold (i _th1), it is possible to establish the equation 1. Further, by the d-axis current (i _d) is to limit the d-axis current (i _d) so as not to fall below the lower current threshold (i _th2), it is possible to establish the equation 2.

また、ｄ軸電流（i_d）が下側電流閾値（i_th2）を下回る場合にモータ（30）の電気角の回転角周波数を低下させることにより、モータ（30）を回転させるために必要となるｑ軸電流（i_q）の電流量（絶対値）およびｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）を小さくすることができる。そのため、ｄ軸電流（i_d）の電流量を小さくする（すなわち、ｄ軸電流（i_d）を高くする）ことができ、式２を成立させることができる。これにより、ゼロクロス近傍期間（P0）において、直流電圧（V_dc）のゼロクロスの発生を抑制することができるように、ｄ軸電流（i_d）の最大電流量を制限することができ、その結果、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる。 Further, when the d-axis current (i _d ) is lower than the lower current threshold value (i _th2 ), it is necessary to rotate the motor (30) by reducing the rotation angle frequency of the electric angle of the motor (30). Thus, the current amount (absolute value) of the q-axis current (i _q ) and the current amount (absolute value) of the d-axis current (i _d ) can be reduced. Therefore, to reduce the current amount of the d-axis current (i _d) (i.e., increasing the d-axis current (i _d)) that it can, can establish a formula 2. As a result, the maximum amount of d-axis current (i _d ) can be limited so that the occurrence of zero crossing of the DC voltage (V _dc ) can be suppressed in the zero crossing vicinity period (P0). The occurrence of a resonance phenomenon in the DC link part (12) can be suppressed.

また、電流制限期間においてｄ軸電流指令値（i_d ^**）と下側電流閾値（i_th2 ^*）との差分が大きくなるほど速度補正値（ω_c ^**）が大きくなるように、電流制限期間における速度補正値（ω_c ^**）を生成することにより、電流制限期間においてｄ軸電流（i_d）の電流制限量が大きくなるほどモータ角周波数（ω）の低下量が大きくなるように、電流制限期間におけるモータ角周波数（ω）の低下量を設定することができる。これにより、電流制限期間においてモータ（30）を回転させるために必要となるｑ軸電流（i_q）の電流量（絶対値）およびｄ軸電流（i_d）の電流量（絶対値）を適切に小さくすることができるので、式２が成立するようにｄ軸電流（i_d）の電流量を適切に小さくする（すなわち、ｄ軸電流（i_d）を適切に高くする）ことができる。 In addition, the current limit is set such that the speed correction value (ω _c ^** ) increases as the difference between the d-axis current command value (i _d ^** ) and the lower current threshold value (i _th2 ^* ) increases during the current limit period. By generating the speed correction value (ω _c ^** ) in the period, the reduction amount of the motor angular frequency (ω) increases as the current limit amount of the d-axis current (i _d ) increases in the current limit period. A reduction amount of the motor angular frequency (ω) during the current limiting period can be set. As a result, the current amount (absolute value) of the q-axis current (i _q ) and the current amount (absolute value) of the d-axis current (i _d ) necessary for rotating the motor (30) in the current limiting period are appropriately set. it is possible to reduce the, appropriately reduce the current amount of d-axis current (i _d) to equation 2 is satisfied (i.e., properly increase the d-axis current (i _d)) can.

〔その他の実施形態〕
以上の説明では、ｄ軸電流（i_d）が予め定められた電流量（具体的には、式１および式２を成立させることができる電流量）に維持される場合を例に挙げたが、制御部（40）は、ｄ軸電流（i_d）が変動する（例えば、電源電圧（V_in）の周波数に応じてｄ軸電流（i_d）が脈動する）ようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御してもよい。このようにｄ軸電流（i_d）が変動（例えば、脈動）する場合も、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式１が成立するようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、モータ（30）の制御破綻を抑制しつつ銅損を低減することができ、少なくともゼロクロス近傍期間（P0）において式２が成立するようにインバータ回路（13）のスイッチング動作を制御することにより、直流リンク部（12）における共振現象の発生を抑制することができる。 [Other Embodiments]
In the above description, the case where the d-axis current (i _d ) is maintained at a predetermined amount of current (specifically, the amount of current that can establish Equation 1 and Equation 2) has been described as an example. The control unit (40) has an inverter circuit (13) so that the d-axis current (i _d ) varies (for example, the d-axis current (i _d ) pulsates according to the frequency of the power supply voltage (V _in )). The switching operation may be controlled. Even when the d-axis current (i _d ) fluctuates (for example, pulsation) in this way, by controlling the switching operation of the inverter circuit (13) so that Equation 1 is satisfied at least in the zero-cross vicinity period (P0), By controlling the switching operation of the inverter circuit (13) so that the formula (2) is satisfied at least in the period near the zero crossing (P0), it is possible to reduce the copper loss while suppressing the control failure of the motor (30). The occurrence of a resonance phenomenon in the link part (12) can be suppressed.

なお、直流電圧（V_dc）の脈動が安定している場合、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧検出部（52）の検出値（直流電圧（V_dc）の電圧値）は、ゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0 ^*）と同一であるとみなすことができる。したがって、ｄ軸電流指令演算部（41）は、ゼロクロス直流電圧目標値（V_dc0 ^*）の代わりに、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧検出部（52）の検出値（例えば、電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点における直流電圧検出部（52）の検出値）に基づいてｄ軸電流指令値（i_d ^*）を導出するように構成されていてもよい。このように構成した場合も、式１が成立するようにｄ軸電流（i_d）を制御することができる。 When the pulsation of the DC voltage (V _dc ) is stable, the detected value of the DC voltage detector (52) (voltage value of the DC voltage (V _dc ) in the near zero cross period (P0) is the zero cross DC voltage. It can be considered to be the same as the target value (V _dc0 ^* ). Therefore, the d-axis current command calculation unit (41) _{replaces the} zero cross DC voltage target value (V _dc0 ^* ) with the detection value (for example, the power supply voltage (52) of the DC voltage detection unit (52) in the zero cross vicinity period (P0). The d-axis current command value (i _d ^* ) may be derived based on the detected value of the DC voltage detection unit (52) at the time when V _in ) reaches zero crossing. Even in this configuration, the d-axis current (i _d ) can be controlled so that Equation 1 is satisfied.

また、モータ（30）の回転速度が安定している場合、角周波数指令値（ω^*）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値（モータ角周波数（ω））と同一であるとみなすことができる。したがって、ｄ軸電流指令演算部（41）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値の代わりに、角周波数指令値（ω^*）に基づいてｄ軸電流指令値（i_d ^*）を導出するように構成されていてもよい。または、ｄ軸電流指令演算部（41）は、モータ角周波数検出部（62）の検出値の代わりに、直流電圧検出部（52）の検出値やモータ電流検出部（61）の検出値（モータ電流（i_u,i_v,i_w））などに基づいてモータ角周波数（ω）を導出し、そのモータ角周波数（ω）に基づいてｄ軸電流指令値（i_d ^*）を導出するように構成されていてもよい。このように構成した場合も、式１が成立するようにｄ軸電流（i_d）を制御することができる。 When the rotational speed of the motor (30) is stable, the angular frequency command value (ω ^* ) is the same as the detected value (motor angular frequency (ω)) of the motor angular frequency detector (62). Can be considered. Therefore, the d-axis current command calculation unit (41) calculates the d-axis current command value (i _d ^* ) based on the angular frequency command value (ω ^* ) instead of the detection value of the motor angular frequency detection unit (62). It may be configured to derive. Alternatively, the d-axis current command calculation unit (41) can detect the detection value of the DC voltage detection unit (52) or the detection value of the motor current detection unit (61) (instead of the detection value of the motor angular frequency detection unit (62)). The motor angular frequency (ω) is derived based on the motor current (i _u , i _v , i _w )) and the d-axis current command value (i _d ^* ) is derived based on the motor angular frequency (ω). It may be configured as follows. Even in this configuration, the d-axis current (i _d ) can be controlled so that Equation 1 is satisfied.

また、以上の説明では、電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点における直流電圧（V_dc）の電圧値を、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の電圧値（すなわち、ゼロクロス電圧値（V_dc0））とみなして処理を行う場合を例に挙げたが、ゼロクロス近傍期間（P0）内の任意の時点における直流電圧（V_dc）の電圧値（例えば、ゼロクロス近傍期間（P0）における直流電圧（V_dc）の最小値）を、ゼロクロス電圧値（V_dc0）とみなして処理を行うように構成されていてもよい。 In the above description, the voltage value of the DC voltage (V _dc) at the time the power supply voltage (V _in) is a zero-cross voltage value of the DC voltage (V _dc) at near zero cross period (P0) (i.e., zero-crossing Although the case where processing is performed with the voltage value (V _dc0 ) considered as an example, the voltage value of the direct-current voltage (V _dc ) at an arbitrary point in the zero-cross vicinity period (P0) (for example, the zero-cross vicinity period (P0)) The minimum value of the DC voltage (V _dc ) in () may be regarded as the zero cross voltage value (V _dc0 ) and the process may be performed.

また、実施形態２では、回生動作期間（P1）の一部がゼロクロス近傍期間（P0）の全部と重複している場合を例に挙げたが、回生動作期間（P1）は、その一部または全部がゼロクロス近傍期間（P0）の一部または全部と重複する期間であってもよいし、ゼロクロス近傍期間（P0）と重複しない期間であってもよい。また、電源電圧（V_in）が極値（最小値または最大値）となる時点から電源電圧（V_in）が次に極値（最大値または最小値）となる時点までの期間（すなわち、直流電源（V_dc）が最大値となる時点から直流電圧（V_dc）が次に最大値となる時点までの期間）において、複数の回生動作期間（P1）が含まれていてもよい。例えば、第１回目の回生動作期間（P1）が電源電圧（V_in）が極値となる時点よりも後に開始して電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点よりも前に終了し、第２回目の回生動作期間（P2）が電源電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点よりも後に開始して電源電圧（V_in）が次に極値となる時点よりも前に終了するように構成されていてもよい。 In the second embodiment, a case where a part of the regenerative operation period (P1) overlaps with the whole zero crossing vicinity period (P0) is taken as an example. However, the regenerative operation period (P1) The whole period may overlap with part or all of the zero-cross vicinity period (P0), or the period may not overlap with the zero-cross vicinity period (P0). In addition, the period from the time when the power supply voltage (V _in ) becomes the extreme value (minimum value or maximum value) to the time when the power supply voltage (V _in ) becomes the extreme value (maximum value or minimum value) (ie, DC A plurality of regenerative operation periods (P1) may be included in the period from the time when the power source (V _dc ) becomes the maximum value to the time when the DC voltage (V _dc ) becomes the next maximum value. For example, the first regenerative operation period (P1) starts after the power supply voltage (V _in ) reaches an extreme value and ends before the power supply voltage (V _in ) reaches zero crossing. The second regenerative operation period (P2) starts after the power supply voltage (V _in ) reaches zero crossing and ends before the power supply voltage (V _in ) reaches the next extreme value. May be.

なお、以上の説明では、交流電源（20）が単相交流電源によって構成されている場合を例に挙げたが、図７に示すように、交流電源（20）は、三相交流電源によって構成されていてもよい。この例では、コンバータ回路（11）は、６個のダイオード（D1,D2,D3,D4,D5,D6）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路によって構成されている。そして、この例では、直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）は、電源電圧（V_in）の周波数の６倍の周波数で脈動する。このように構成した場合も、上述の電力変換装置（10）と同様の効果を得ることができる。 In the above description, the case where the AC power source (20) is configured by a single-phase AC power source is taken as an example. However, as shown in FIG. 7, the AC power source (20) is configured by a three-phase AC power source. May be. In this example, the converter circuit (11) is constituted by a diode bridge circuit in which six diodes (D1, D2, D3, D4, D5, D6) are connected in a bridge shape. In this example, the DC voltage (V _dc ) of the DC link section (12) pulsates at a frequency six times the frequency of the power supply voltage (V _in ). Also when comprised in this way, the effect similar to the above-mentioned power converter device (10) can be acquired.

また、以上の実施形態および変形例を適宜組み合わせて実施してもよい。以上の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、この発明、その適用物、あるいは、その用途の範囲を制限することを意図するものではない。   Moreover, you may implement combining the above embodiment and modification suitably. The above embodiments are essentially preferable examples, and are not intended to limit the scope of the present invention, its application, or its application.

以上説明したように、上述の電力変換装置（10）は、入力交流電圧を所定の出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給する電力変換装置として有用である。   As described above, the power conversion device (10) described above is useful as a power conversion device that converts an input AC voltage into a predetermined output AC voltage and supplies it to the motor (30).

１０ 電力変換装置
２０ 交流電源
３０ モータ
１１ コンバータ回路
１２ 直流リンク部
１３ インバータ回路
４０ 制御部
４１ ｄ軸電流指令演算部
４２ ｑ軸電流指令演算部
４３ 座標変換部
４４ ｄｑ軸電流制御部
４５ ＰＷＭ演算部
４６ ｑ軸回生制御部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Power converter 20 AC power supply 30 Motor 11 Converter circuit 12 DC link part 13 Inverter circuit 40 Control part 41 d-axis current command calculating part 42 q-axis current command calculating part 43 Coordinate converting part 44 dq-axis current control part 45 PWM calculating part 46 q-axis regeneration controller

Claims (6)

入力交流電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（11）と、
上記コンバータ回路（11）の出力を入力して上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて脈動する直流電圧（V_dc）を生成する直流リンク部（12）と、
上記直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（V_dc）をスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ（30）に供給するインバータ回路（13）と、
上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、少なくとも上記入力交流電圧（V_in）がゼロクロスとなる時点を含むゼロクロス近傍期間（P0）において、上記モータ（30）のｄ軸電流（i_d）をｉ_ｄとし、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数をωとし、上記モータ（30）の誘起電圧係数をΦ_ａとし、上記モータ（30）のｄ軸インダクタンスをＬ_ｄとし、上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）の電圧値をＶ_ｄｃ０とした場合に下記の式１が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する制御部（40）とを備えている
ことを特徴とする電力変換装置。

A converter circuit (11) for full-wave rectification of the input AC voltage (V _in );
A DC link unit (12) that inputs the output of the converter circuit (11) and generates a DC voltage (V _dc ) that pulsates according to the frequency of the input AC voltage (V _in );
An inverter circuit (13) that converts the DC voltage (V _dc ) generated by the DC link unit (12) into an output AC voltage by a switching operation and supplies the output AC voltage to the motor (30);
Near the zero cross including the time when the q-axis current (i _q ) of the motor (30) pulsates according to the frequency of the input AC voltage (V _in ) and at least the input AC voltage (V _in ) becomes zero cross in the period (P0), d-axis current of the motor (30) to (i _d) and i _d, a rotation angle frequency of the electrical angle of the motor (30) and omega, the induced voltage coefficient of the motor (30) and [Phi _a, the d-axis inductance of the motor (30) and L _d, the DC link section in the near zero cross period (P0) the voltage value of the DC voltage (V _dc) of (12) in the case of the V _dc0 A power conversion device comprising: a control unit (40) that controls a switching operation of the inverter circuit (13) so that the following formula 1 is satisfied.

請求項１において、
上記制御部（40）は、上記入力交流電圧（V_in）の周波数に応じて上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）が脈動し、且つ、少なくとも上記ゼロクロス近傍期間（P0）において上記式１および下記の式２が成立するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。

In claim 1,
The control unit (40) pulsates the q-axis current (i _q ) of the motor (30) in accordance with the frequency of the input AC voltage (V _in ), and at least during the zero-cross vicinity period (P0). A power converter that controls a switching operation of the inverter circuit (13) so that Formula 1 and Formula 2 below are satisfied.

請求項２において、
上記制御部（40）は、上記ｄ軸電流（i_d）が上記式２の右辺の値よりも大きい下側電流閾値（i_th2）を下回ると、上記モータ（30）の電気角の回転角周波数が低下するように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。 In claim 2,
When the d-axis current (i _d ) falls below a lower current threshold value (i _th2 ) that is larger than the value on the right side of Equation 2, the control unit (40) rotates the electrical angle of the motor (30). A power converter, wherein the switching operation of the inverter circuit (13) is controlled so that the frequency decreases. 請求項１〜３のいずれか１項において、
上記ゼロクロス近傍期間（P0）における上記直流リンク部（12）の直流電圧（V_dc）の電圧値（V_dc0）は、上記コンバータ回路（11）と上記直流リンク部（12）との間を流れる入力電流（i_in）の導通幅が予め定められた許容導通幅となるように設定される
ことを特徴とする電力変換装置。 In any one of Claims 1-3,
The voltage value (V _dc0 ) of the DC voltage (V _dc ) of the DC link (12) in the zero crossing period (P0) flows between the converter circuit (11) and the DC link (12). A power conversion device, wherein a conduction width of an input current (i _in ) is set to be a predetermined allowable conduction width. 請求項１〜４のいずれか１項において、
上記制御部（40）は、上記ゼロクロス近傍期間（P0）において上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）がゼロとなるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。 In any one of Claims 1-4,
The control unit (40) controls the switching operation of the inverter circuit (13) so that the q-axis current (i _q ) of the motor (30) becomes zero in the near zero crossing period (P0). A power conversion device. 請求項１〜４のいずれか１項において、
上記制御部（40）は、予め定められた回生動作期間（P1）において、上記モータ（30）のｑ軸電流（i_q）の電流量が減少して上記モータ（30）のインダクタンス成分に蓄積された磁気エネルギが上記インバータ回路（13）を経由して上記直流リンク部（12）へ回生されるように、上記インバータ回路（13）のスイッチング動作を制御する
ことを特徴とする電力変換装置。 In any one of Claims 1-4,
In the predetermined regenerative operation period (P1), the controller (40) reduces the amount of q-axis current (i _q ) of the motor (30) and accumulates it in the inductance component of the motor (30). The power conversion device, wherein the switching operation of the inverter circuit (13) is controlled so that the generated magnetic energy is regenerated to the DC link unit (12) via the inverter circuit (13).

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