JP6278331B2 - 誘導加熱用商用周波−高周波コンバータおよびその制御方法 - Google Patents
誘導加熱用商用周波−高周波コンバータおよびその制御方法 Download PDFInfo
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Description
本発明は、単相商用周波数交流を昇圧し、力率改善を行うと同時に、誘導加熱（ＩＨ）負荷へ共振状の高周波電流を供給することができるダイレクト方式の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータに関するものである。
家電、民生用及び業務用誘導加熱（ＩＨ）機器には、商用周波交流（ＵＦＡＣ）電源から高周波交流（ＨＦＡＣ）の誘導加熱（ＩＨ）負荷へと高効率に電力変換を行うプロセスが不可欠である。既に実用化されている従来のＩＨ用電源装置として、フルブリッジ（ＦＢ）ダイオード整流回路と力率改善回路（ＰＦＣコンバータ；Power Factor Correction Converter）から、高周波インバータを介してＩＨ負荷へ電力を供給する３段階式の回路（図２２を参照）をベースに、ＰＦＣ回路とハーフブリッジ高周波インバータを一体化させて２段式としたブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）のＡＣ−ＡＣコンバータが知られている（図２３を参照）。
しかしながら、ＢＨＢのＡＣ−ＡＣコンバータの場合、ＵＦＡＣ電源を全波整流するためＦＢダイオード整流回路が不可欠であり、それによる電力変換効率の低下と冷却部を含めた装置の小型化の問題がある。
しかしながら、ＢＨＢのＡＣ−ＡＣコンバータの場合、ＵＦＡＣ電源を全波整流するためＦＢダイオード整流回路が不可欠であり、それによる電力変換効率の低下と冷却部を含めた装置の小型化の問題がある。
また、ＦＢダイオード整流回路を用いず、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換できる１段式ＡＣ−ＡＣコンバータが提案されている（図２４を参照）。１段式ＡＣ−ＡＣコンバータ場合、非平滑ＤＣリンク部を介して、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換することから、ＦＢダイオード整流回路を除去できると同時に、力率改善（ＰＦＣ）も実現できる。
しかしながら、１段式ＡＣ−ＡＣコンバータ場合、回路構造上、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より高出力を要するＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題点がある。
しかしながら、１段式ＡＣ−ＡＣコンバータ場合、回路構造上、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より高出力を要するＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題点がある。
また、誘導加熱調理器の誘導加熱コイルに高周波電流を供給する電力供給回路において、誘導加熱コイルの一端を交流電源と接続し、それぞれ誘導加熱コイルの他端と交流電源を接続する第１及び第２の電路を設け、第１及び第２の電路にそれぞれスイッチング素子と、キャパシタとを介設し、それぞれ第１及び第２の電路のスイッチング素子を迂回して、誘導加熱コイルの他端側とキャパシタ側を接続する整流素子を介設した迂回電路を設けると共に、交流電源の極性に応じて、一方のスイッチング素子を駆動する駆動回路を設けたＩＨ調理器用の電力供給回路が知られている（特許文献１を参照）。
特許文献１に開示された電力供給回路は、ダイオード等の整流素子でブリッジを構成した整流回路を備えていないため、発熱量が低減され、また整流回路がない分、部品点数が低減されるという利点がある。
しかしながら、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より強い火力を要するＩＨ調理器など比較的電流容量の大きいＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題がある。
特許文献１に開示された電力供給回路は、ダイオード等の整流素子でブリッジを構成した整流回路を備えていないため、発熱量が低減され、また整流回路がない分、部品点数が低減されるという利点がある。
しかしながら、電源電圧に対する昇圧機能を持ち得ず、その結果、より強い火力を要するＩＨ調理器など比較的電流容量の大きいＩＨ負荷への応用が困難であるといった問題がある。
上記状況に鑑みて、本発明は、入力となる単相商用周波電源から高周波出力まで１段の回路構成にて直接電力変換可能で、かつ、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要な誘導加熱用商用周波−高周波コンバータを提供することを目的とする。
上記目的を達成すべく、本発明者らは、鋭意研究の結果、ＦＢダイオード整流回路を持たない上で昇圧機能を有するブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）インバータ構造を備え、商用周波交流（ＵＦＡＣ）から高周波交流（ＨＦＡＣ）へダイレクトに電力変換できる１段式ＡＣ−ＡＣコンバータを完成した。
すなわち、本発明の第１の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、下記１）〜７）を備える。
１）交流電源
２）ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグ
３）ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタとハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタが直列接続され、インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニット
４）第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続された、被加熱物を誘導加熱するワークコイル
５）第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続されたリアクトル
６）第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタ
７）ワークコイルに並列接続されたキャパシタ
１）交流電源
２）ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグ
３）ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタとハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタが直列接続され、インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニット
４）第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続された、被加熱物を誘導加熱するワークコイル
５）第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続されたリアクトル
６）第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタ
７）ワークコイルに並列接続されたキャパシタ
そして、上記４）のワークコイルと上記６）の共振キャパシタが直列接続され、上記５）のリアクトルと上記１）の交流電源の一端が直列接続され、交流電源の他端から分岐して半波整流用の第１ダイオードを介して上記２）のインバータレッグの第１スイッチ側と接続され、交流電源の他端から分岐して半波整流用の第２ダイオードを介して上記２）のインバータレッグの第２スイッチ側と接続される。
上記構成によれば、第１スイッチおよび第２スイッチのオン／オフ切り替え時、すなわち転流時に、共振電流が第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタおよび共振キャパシタを通過しないため、各キャパシタの移動電荷量が低減する。その結果、第１スイッチおよび第２スイッチの高周波駆動時に対して、第１キャパシタと第２キャパシタおよび共振キャパシタの耐熱定格が抑えられるため、より高効率化の効果が得られる。
上記構成によれば、単相商用周波数電源に基づいて、半波整流用ダイオードとリアクトル（インダクタ）に加えて自励式パワー半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ，パワーＭＯＳＦＥＴなど）を使用したハーフブリッジ回路を高速にオン／オフ動作（スイッチング動作）させて、誘導加熱負荷（ワークコイル）に高周波の電流を供給できる。
上記構成によれば、入力となる単相商用周波電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要とできる。また、高効率かつ装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。また、パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。さらに、各相制御による三相電源システムへも拡張が可能である。
上記構成によれば、単相商用周波数電源に基づいて、半波整流用ダイオードとリアクトル（インダクタ）に加えて自励式パワー半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ，パワーＭＯＳＦＥＴなど）を使用したハーフブリッジ回路を高速にオン／オフ動作（スイッチング動作）させて、誘導加熱負荷（ワークコイル）に高周波の電流を供給できる。
上記構成によれば、入力となる単相商用周波電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要とできる。また、高効率かつ装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。また、パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。さらに、各相制御による三相電源システムへも拡張が可能である。
本発明の第２の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、下記１´）〜７´）を備える。
１´）交流電源
２´）ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグ
３´）ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタとハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタが直列接続され、インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニット
４´）第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続された、被加熱物を誘導加熱するワークコイル
５´）交流電源の一端と直列接続されたリアクトル
６´）第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタ
７´）ワークコイルに並列接続されたキャパシタ
１´）交流電源
２´）ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグ
３´）ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタとハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタが直列接続され、インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニット
４´）第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続された、被加熱物を誘導加熱するワークコイル
５´）交流電源の一端と直列接続されたリアクトル
６´）第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタ
７´）ワークコイルに並列接続されたキャパシタ
そして、上記４´）のワークコイルと上記６´）の共振キャパシタが直列接続され、上記１´）の交流電源の他端が第１スイッチと第２スイッチの接続中点に接続され、上記５´）のリアクトルの他端から分岐して半波整流用の第２ダイオードを介して上記２）のインバータレッグの第２スイッチ側と接続され、リアクトルの他端から分岐して半波整流用の第１ダイオードを介して上記２）のインバータレッグの第１スイッチ側と接続される。
第２の観点の構成によれば、第１の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータと同様に、単相商用周波数電源に基づいて、半波整流用ダイオードとリアクトル（インダクタ）に加えて自励式パワー半導体スイッチ（例えば、ＩＧＢＴ，パワーＭＯＳＦＥＴなど）を使用したハーフブリッジ回路を高速にオン／オフ動作（スイッチング動作）させて、誘導加熱負荷（ワークコイル）に高周波の電流を供給できる。入力となる単相商用周波電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要となる。パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、これにより高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
第２の観点の構成によれば、第１の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータよりも、各相制御による三相電源システムへも拡張に有利である。
第２の観点の構成によれば、第１の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータよりも、各相制御による三相電源システムへも拡張に有利である。
本発明の第３の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、第１の観点又は第２の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータのインバータレッグにおいて、ワークコイルにキャパシタが並列接続される替わりに、ワークコイルと共振キャパシタとの直列接続部の２節点間に並列にキャパシタが接続される構成を成す。
第３の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータによれば、第１スイッチおよび第２スイッチのオン／オフ切り替え時、すなわち転流時に、共振電流が第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタを通過しないため、各キャパシタの移動電荷量が低減する。その結果、第１スイッチおよび第２スイッチの高周波駆動時に対して、第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの耐熱定格が抑えられるため、第1および第２の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータに準じたより高効率化の効果が得られる。また、電圧クランプ動作がより効果的となり、ＺＶＳ動作を確保しやくなる。
第３の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータによれば、第１スイッチおよび第２スイッチのオン／オフ切り替え時、すなわち転流時に、共振電流が第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタを通過しないため、各キャパシタの移動電荷量が低減する。その結果、第１スイッチおよび第２スイッチの高周波駆動時に対して、第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの耐熱定格が抑えられるため、第1および第２の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータに準じたより高効率化の効果が得られる。また、電圧クランプ動作がより効果的となり、ＺＶＳ動作を確保しやくなる。
本発明の第４の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、第１の観点又は第２の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータのキャパシタユニットにおいて、ハイサイドもしくはローサイドの非平滑ＤＣリンクキャパシタが除去される構成を成す。
第４の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、キャパシタユニットのキャパシタを１つにし、すなわち、非平滑（脈動）リンクキャパシタを１つにまとめ、回路構造上の簡単化を図るものである。なお、かかる構成の場合、共振キャパシタが直流成分を持つことから、ＩＨ負荷と直列の共振キャパシタ容量は若干増加する。
第４の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、キャパシタユニットのキャパシタを１つにし、すなわち、非平滑（脈動）リンクキャパシタを１つにまとめ、回路構造上の簡単化を図るものである。なお、かかる構成の場合、共振キャパシタが直流成分を持つことから、ＩＨ負荷と直列の共振キャパシタ容量は若干増加する。
ここで、本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、第１スイッチと第２スイッチのパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により、リアクトルを介して、電源電圧に対してキャパシタユニットの電圧（脈動ＤＣリンク電圧）を昇圧することが好ましい。
本発明の第５の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、第１の観点又は第２の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータのインバータレッグにおいて、ワークコイルにキャパシタが並列接続される替わりに、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ或は一方に一括して並列にゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続される構成を成す。
次に、本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの制御方法について説明する。
本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの制御方法は、本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの制御方法であって、下記ａ）〜ｃ）のステップを備える。
ａ）第１スイッチと第２スイッチの非対称パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行うステップ
ｂ）正の半サイクルの時は第１スイッチのオン時比率ならびに負の半サイクルの時は第２スイッチのオン時比率によって、キャパシタユニットの昇圧比を決定するステップ
ｃ）交流電源の電圧極性に応じて非対称パルス幅変調制御のパルスパターンが入れ替わるように制御を行うステップ
本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの制御方法は、本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの制御方法であって、下記ａ）〜ｃ）のステップを備える。
ａ）第１スイッチと第２スイッチの非対称パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行うステップ
ｂ）正の半サイクルの時は第１スイッチのオン時比率ならびに負の半サイクルの時は第２スイッチのオン時比率によって、キャパシタユニットの昇圧比を決定するステップ
ｃ）交流電源の電圧極性に応じて非対称パルス幅変調制御のパルスパターンが入れ替わるように制御を行うステップ
本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータによれば、入力となる単相商用周波電源から高周波出力まで１段の回路にて直接電力変換可能で、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要できるといった効果がある。
また、本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータによれば、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要であるため、高効率化が図れ、また装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。
さらに、パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
また、本発明の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータによれば、ダイオード整流回路と力率改善昇圧コンバータが不要であるため、高効率化が図れ、また装置の小型軽量化、低コスト化を図ることができる。
さらに、パワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングが実現可能で、高出力から低出力まで低スイッチング損失と低電磁ノイズを実現できる。
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
なお、実施例１〜５は、それぞれ上述の説明の第１の観点〜第５の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータに相当する。
なお、実施例１〜５は、それぞれ上述の説明の第１の観点〜第５の観点の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータに相当する。
（回路構成）
図１に、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を示す。図１に示す回路において、ｖｉｎは商用周波交流（ＵＦＡＣ）電源、Ｌｂは昇圧用入力リアクトル、Ｄ３とＤ４は逆流阻止用ダイオード、Ｑ１とＱ２はそれぞれローサイドの第１スイッチ（アクティブスイッチ）とハイサイドの第２スイッチ（アクティブスイッチ）、Ｃ１とＣ２はそれぞれローサイドの第１キャパシタ（非平滑ＤＣリンクキャパシタ）とハイサイドの第２キャパシタ（非平滑ＤＣリンクキャパシタ）、Ｃ０は共振キャパシタ、Ｒ０−Ｌ０は等価実効抵抗Ｒ０および等価実効インダクタンスＬ０の直列回路として表されるＩＨ負荷である。ここで、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）とにより、ＡＣ昇圧部を形成する。これと同時に、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）とＲ０−Ｌ０で表されるＩＨ負荷およびその力率改善と直列共振を兼ねた共振キャパシタＣ０から成るブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）の高周波共振形（ＨＦ−Ｒ）インバータを形成する。また、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と、Ｒ０−Ｌ０で表されるＩＨ負荷に並列接続されたキャパシタＣｒを用いたゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を達成する。
図１に、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を示す。図１に示す回路において、ｖｉｎは商用周波交流（ＵＦＡＣ）電源、Ｌｂは昇圧用入力リアクトル、Ｄ３とＤ４は逆流阻止用ダイオード、Ｑ１とＱ２はそれぞれローサイドの第１スイッチ（アクティブスイッチ）とハイサイドの第２スイッチ（アクティブスイッチ）、Ｃ１とＣ２はそれぞれローサイドの第１キャパシタ（非平滑ＤＣリンクキャパシタ）とハイサイドの第２キャパシタ（非平滑ＤＣリンクキャパシタ）、Ｃ０は共振キャパシタ、Ｒ０−Ｌ０は等価実効抵抗Ｒ０および等価実効インダクタンスＬ０の直列回路として表されるＩＨ負荷である。ここで、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）とにより、ＡＣ昇圧部を形成する。これと同時に、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）とＲ０−Ｌ０で表されるＩＨ負荷およびその力率改善と直列共振を兼ねた共振キャパシタＣ０から成るブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）の高周波共振形（ＨＦ−Ｒ）インバータを形成する。また、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と、Ｒ０−Ｌ０で表されるＩＨ負荷に並列接続されたキャパシタＣｒを用いたゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を達成する。
２つのアクティプスイッチＱ１とＱ２の非対称ＰＷＭパターンに基づく高周彼スイッチングにより、入力リアクトルＬｂを介して商用交流電源ｖｉｎを非平滑ＤＣリンク部(ｖｄ)で昇圧する。そのため、Ｃ１とＣ２の電庄は、図２に示すように、それぞれ商用交流周波の半波整流の包絡線に沿って変動する。
また同時に、Ｃ１，Ｃ２およびＣ０はＬ０と直列共振を得て、Ｃ１−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｑ１及びＣ２−Ｑ２−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０のネットワークにおけるＨＦ−Ｒインバータ動作を行う。ここで、回路の動作周波数ｆｓを、ＨＦ−Ｒインバータの負荷共振周波数ｆｒより高い誘導性負荷領域に設定することにより、各アクティプスイッチＱ１とＱ２は、ＺＶＳターンオフおよびゼロ電圧・ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
また同時に、Ｃ１，Ｃ２およびＣ０はＬ０と直列共振を得て、Ｃ１−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｑ１及びＣ２−Ｑ２−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０のネットワークにおけるＨＦ−Ｒインバータ動作を行う。ここで、回路の動作周波数ｆｓを、ＨＦ−Ｒインバータの負荷共振周波数ｆｒより高い誘導性負荷領域に設定することにより、各アクティプスイッチＱ１とＱ２は、ＺＶＳターンオフおよびゼロ電圧・ゼロ電流ソフトスイッチング（ＺＶＺＣＳ）ターンオンを実現する。
実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、ＦＢダイオード整流回路を除去したブリッジレスかつ昇圧機能を有しているため、高効率かつＰＦＣ機能をよりシンプルな回路構造で実現することができる。
ＩＨ負荷での高周波電力制御として、Ｑ１とＱ２の非対称ＰＷＭを適用する。ここで、ｖｉｎ＞０の正の半サイクルではＱ１、ｖｉｎ＜０の負の半サイクルではＱ２のオン時比率により脈動リンク部ｖｄの昇圧比は決定される。そのため、図３に示すように商用電源の極性に応じて、Ｑ１とＱ２のスイッチゲート駆動パルスパターンを相互に切り替える必要がある。
この時、回路動作（高周波スイッチングサイクル）１周期ＴSにおける主スイッチのオン期間をＴｏｎと定義すると、そのオン時の比率Ｄは下記数式（１）で表すことができる。
ＩＨ負荷での高周波電力制御として、Ｑ１とＱ２の非対称ＰＷＭを適用する。ここで、ｖｉｎ＞０の正の半サイクルではＱ１、ｖｉｎ＜０の負の半サイクルではＱ２のオン時比率により脈動リンク部ｖｄの昇圧比は決定される。そのため、図３に示すように商用電源の極性に応じて、Ｑ１とＱ２のスイッチゲート駆動パルスパターンを相互に切り替える必要がある。
この時、回路動作（高周波スイッチングサイクル）１周期ＴSにおける主スイッチのオン期間をＴｏｎと定義すると、そのオン時の比率Ｄは下記数式（１）で表すことができる。
（回路動作）
次に、図１に示す回路構成の回路動作について図４〜１２を参照して説明する。
図４に、電源電圧が正の半サイクルｖｉｎ＞０における実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの理論動作波形を示す。電源電圧が正の半サイクルｖｉｎ＞０において、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの動作は、以下に述べる６つの動作モードから成る。実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、図４に示すように、時間の経過に従い、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）をそれぞれのゲートトリガ信号によってオン・オフ制御することによって、ｔ０〜ｔ６の区間において高周波電力変換を行う。
以下、ｔ０〜ｔ６の各区間（ｔｎ〜ｔｎ＋１；ｎ＝０〜５）における実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの６つの動作モードについて説明する。なお、図５は６つの動作モードのモード遷移図を示している。
次に、図１に示す回路構成の回路動作について図４〜１２を参照して説明する。
図４に、電源電圧が正の半サイクルｖｉｎ＞０における実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの理論動作波形を示す。電源電圧が正の半サイクルｖｉｎ＞０において、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの動作は、以下に述べる６つの動作モードから成る。実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータは、図４に示すように、時間の経過に従い、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）をそれぞれのゲートトリガ信号によってオン・オフ制御することによって、ｔ０〜ｔ６の区間において高周波電力変換を行う。
以下、ｔ０〜ｔ６の各区間（ｔｎ〜ｔｎ＋１；ｎ＝０〜５）における実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの６つの動作モードについて説明する。なお、図５は６つの動作モードのモード遷移図を示している。
＜Ｍｏｄｅ１：区間ｔ０〜ｔ１＞
モード１は、ローサイドスイッチ複流モードである。図６に示すように、ローサイドスイッチＱ１がオン状態であり、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｌｂ−Ｓ１−Ｄ３の経路で流れて、入力リアクトルＬｂにエネルギーが蓄えられる。一方、ＨＦ−Ｒインバータ部では、Ｃ１−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｓ１の経路で電流が流れており、アクティブスイッチＱ１がターンオフするまで継続する。
モード１は、ローサイドスイッチ複流モードである。図６に示すように、ローサイドスイッチＱ１がオン状態であり、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｌｂ−Ｓ１−Ｄ３の経路で流れて、入力リアクトルＬｂにエネルギーが蓄えられる。一方、ＨＦ−Ｒインバータ部では、Ｃ１−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｓ１の経路で電流が流れており、アクティブスイッチＱ１がターンオフするまで継続する。
＜Ｍｏｄｅ２：区間ｔ１〜ｔ２＞
モード２は、部分共振ＺＶＳモードである。図７に示すように、時刻ｔ１にてスイッチＳ１のゲート信号を取り除くと、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｌｂ−Ｃｒ−Ｃ０−Ｃ１−Ｄ３の経路を流れる。同時に、ＨＦ−Ｒインバータ部ではＩＨ負荷および並列キャパシタＣｒの経路からなる直列共振回路を形成するため、Ｑ１の端子電圧ｖＱ１はゼロ電圧の状熊から傾きを持ちながら上昇し、ＺＶＳターンオフ動作を開始するとともに、Ｑ２の端子電圧ｖＱ２は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降し始める。
モード２は、部分共振ＺＶＳモードである。図７に示すように、時刻ｔ１にてスイッチＳ１のゲート信号を取り除くと、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｌｂ−Ｃｒ−Ｃ０−Ｃ１−Ｄ３の経路を流れる。同時に、ＨＦ−Ｒインバータ部ではＩＨ負荷および並列キャパシタＣｒの経路からなる直列共振回路を形成するため、Ｑ１の端子電圧ｖＱ１はゼロ電圧の状熊から傾きを持ちながら上昇し、ＺＶＳターンオフ動作を開始するとともに、Ｑ２の端子電圧ｖＱ２は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降し始める。
＜Ｍｏｄｅ３：区間ｔ２〜ｔ３＞
モード３は、ハイサイドスイッチ複流モードである。図８に示すように、時刻ｔ2にてｖＱ１がｖｄまで達して、Ｑ１のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ｖＱ２がゼロまで下降するとＩＨ負荷電流と電源電流ｉｉｎが合わさり逆並列ダイオードＤ２へ転流し、Ｃ２―Ｃ0―Ｌ０―Ｒ０―Ｄ2の経路で電流が流れる。この間にＳ２にゲート駆動パスルを供給し、Ｑ２のＺＶＺＣＳターンオンを実現する。
モード３は、ハイサイドスイッチ複流モードである。図８に示すように、時刻ｔ2にてｖＱ１がｖｄまで達して、Ｑ１のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ｖＱ２がゼロまで下降するとＩＨ負荷電流と電源電流ｉｉｎが合わさり逆並列ダイオードＤ２へ転流し、Ｃ２―Ｃ0―Ｌ０―Ｒ０―Ｄ2の経路で電流が流れる。この間にＳ２にゲート駆動パスルを供給し、Ｑ２のＺＶＺＣＳターンオンを実現する。
＜Ｍｏｄｅ４：区間ｔ３〜ｔ４＞
モード４は、ハイサイドスイッチ単流モードである。図９に示すように、時刻ｔ3にてＱ２を流れる電流ｉＱ２がＤ２ からＳ２へ転流すると、Ｃ２からＩＨ負荷へ電力が供給されるモードとなり、Ｃ２−Ｓ2−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０の経路で電流が流れる。一方、電源電流ｉｉｎは、Ｖｉｎ−Ｌｂ−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０−Ｃ１−Ｄ３の経路で流れ、電源からもＩＨ負荷へ電力を供給する状態となる。
モード４は、ハイサイドスイッチ単流モードである。図９に示すように、時刻ｔ3にてＱ２を流れる電流ｉＱ２がＤ２ からＳ２へ転流すると、Ｃ２からＩＨ負荷へ電力が供給されるモードとなり、Ｃ２−Ｓ2−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０の経路で電流が流れる。一方、電源電流ｉｉｎは、Ｖｉｎ−Ｌｂ−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０−Ｃ１−Ｄ３の経路で流れ、電源からもＩＨ負荷へ電力を供給する状態となる。
＜Ｍｏｄｅ５：区間ｔ４〜ｔ５＞
モード５は、部分共振ＺＶＳモードである。図１０に示すように、時刻ｔ4にてＳ２へのゲート信号を除去すると、Ｒ０−Ｌ０−Ｃrの直列共振が起こり、ｖＱ２はゼロ電圧の状態から緩やかに上昇し、Ｑ２のＺＶＳターンオフ動作を開始する。一方、Ｃr端子電圧の緩やか変化とともにｖＱ１は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降する区間となる。
モード５は、部分共振ＺＶＳモードである。図１０に示すように、時刻ｔ4にてＳ２へのゲート信号を除去すると、Ｒ０−Ｌ０−Ｃrの直列共振が起こり、ｖＱ２はゼロ電圧の状態から緩やかに上昇し、Ｑ２のＺＶＳターンオフ動作を開始する。一方、Ｃr端子電圧の緩やか変化とともにｖＱ１は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降する区間となる。
＜Ｍｏｄｅ６：区間ｔ５〜ｔ６＞
モード６は、ローサイドスイッチ単流モードである。図１１に示すように、時刻ｔ５にてｖＱ２がｖｄに達して、Ｑ２のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時にｖＱ１がゼロまで降下し、Ｑ１の逆並列ダイオードＤ１が順バイアスとなり導通する。この間、スイッチＳ１ヘゲート駆動パルスを供給すると、Ｑ１はＺＶＺＣＳターンオン動作を得る。
モード６は、ローサイドスイッチ単流モードである。図１１に示すように、時刻ｔ５にてｖＱ２がｖｄに達して、Ｑ２のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時にｖＱ１がゼロまで降下し、Ｑ１の逆並列ダイオードＤ１が順バイアスとなり導通する。この間、スイッチＳ１ヘゲート駆動パルスを供給すると、Ｑ１はＺＶＺＣＳターンオン動作を得る。
次に、電源電圧が負の半サイクルｖｉｎ＜０において、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの動作は、以下に述べる６つの動作モードから成る。図１２に、電源電圧が負の半サイクルｖｉｎ＜０における実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの６つの動作モードのモード遷移図を示す。
以下、ｔ０’〜ｔ６ ’の各区間における実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの６つの動作モードについて説明する。
なお、ｖｉｎ＜０の負の半サイクルでは、Ｑ１とＱ２，Ｄ３とＤ４，Ｃ１とＣ２での転流現象が入れ替わり、Ｖｉｎ＞０と同様の動作モード遷移を示す。
以下、ｔ０’〜ｔ６ ’の各区間における実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの６つの動作モードについて説明する。
なお、ｖｉｎ＜０の負の半サイクルでは、Ｑ１とＱ２，Ｄ３とＤ４，Ｃ１とＣ２での転流現象が入れ替わり、Ｖｉｎ＞０と同様の動作モード遷移を示す。
＜Ｍｏｄｅ１’：区間ｔ０’〜ｔ１ ’＞
モード１’は、ハイサイドスイッチ複流モードである。ハイサイドスイッチＱ２がオン状態であり、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｄ４−Ｓ２−Ｌｂの経路で流れて、入力リアクトルＬｂにエネルギーが蓄えられる。一方、ＨＦ−Ｒインバータ部では、Ｃ２−Ｓ２−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０の経路で電流が流れており、アクティブスイッチＱ２がターンオフするまで継続する。
モード１’は、ハイサイドスイッチ複流モードである。ハイサイドスイッチＱ２がオン状態であり、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｄ４−Ｓ２−Ｌｂの経路で流れて、入力リアクトルＬｂにエネルギーが蓄えられる。一方、ＨＦ−Ｒインバータ部では、Ｃ２−Ｓ２−Ｒ０−Ｌ０−Ｃ０の経路で電流が流れており、アクティブスイッチＱ２がターンオフするまで継続する。
＜Ｍｏｄｅ２’：区間ｔ１’〜ｔ２ ’＞
モード２’は、部分共振ＺＶＳモードである。時刻ｔ１’にてスイッチＳ２のゲート信号を取り除くと、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｄ４−Ｃ２−Ｃ０−Ｃｒ−Ｌｂの経路を流れる。これと同時に、ＨＦ−Ｒインバータ部ではＩＨ負荷および並列キャパシタＣｒの経路からなる直列共振回路を形成するため、Ｑ２の端子電圧ｖＱ２はゼロ電圧の状熊から傾きを持ちながら上昇し、ＺＶＳターンオフ動作を開始するとともに、Ｑ１の端子電圧ｖＱ１は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降し始める。
モード２’は、部分共振ＺＶＳモードである。時刻ｔ１’にてスイッチＳ２のゲート信号を取り除くと、電源電流ｉｉｎはｖｉｎ−Ｄ４−Ｃ２−Ｃ０−Ｃｒ−Ｌｂの経路を流れる。これと同時に、ＨＦ−Ｒインバータ部ではＩＨ負荷および並列キャパシタＣｒの経路からなる直列共振回路を形成するため、Ｑ２の端子電圧ｖＱ２はゼロ電圧の状熊から傾きを持ちながら上昇し、ＺＶＳターンオフ動作を開始するとともに、Ｑ１の端子電圧ｖＱ１は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降し始める。
＜Ｍｏｄｅ３’：区間ｔ２’〜ｔ３ ’＞
モード３’は、ローサイドスイッチ複流モードである。時刻ｔ２’にてｖＱ２がｖｄまで達して、Ｑ２のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ｖＱ１がゼロまで下降するとＩＨ負荷電流と電源電流ｉｉｎが合わさり逆並列ダイオードＤ１へ転流し、Ｃ１―Ｄ１―Ｒ０―Ｌ０―Ｃ0の経路で電流が流れる。この間にＳ１へゲート駆動パスルを供給し、Ｑ１のＺＶＺＣＳターンオンを実現する。
モード３’は、ローサイドスイッチ複流モードである。時刻ｔ２’にてｖＱ２がｖｄまで達して、Ｑ２のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時に、ｖＱ１がゼロまで下降するとＩＨ負荷電流と電源電流ｉｉｎが合わさり逆並列ダイオードＤ１へ転流し、Ｃ１―Ｄ１―Ｒ０―Ｌ０―Ｃ0の経路で電流が流れる。この間にＳ１へゲート駆動パスルを供給し、Ｑ１のＺＶＺＣＳターンオンを実現する。
＜Ｍｏｄｅ４’：区間ｔ３’〜ｔ４ ’＞
モード４’は、ローサイドスイッチ単流モードである。時刻ｔ３’にてＱ１を流れる電流ｉＱ１がＤ１ からＳ１へ転流すると、Ｃ１からＩＨ負荷へ電力が供給されるモードとなり、Ｃ１−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｓ１の経路で電流が流れる。一方、電源電流ｉｉｎは、Ｖｉｎ−Ｄ４−Ｃ２−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｌｂの経路で流れ、電源からもＩＨ負荷へ電力を供給する状態となる。
モード４’は、ローサイドスイッチ単流モードである。時刻ｔ３’にてＱ１を流れる電流ｉＱ１がＤ１ からＳ１へ転流すると、Ｃ１からＩＨ負荷へ電力が供給されるモードとなり、Ｃ１−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｓ１の経路で電流が流れる。一方、電源電流ｉｉｎは、Ｖｉｎ−Ｄ４−Ｃ２−Ｃ０−Ｌ０−Ｒ０−Ｌｂの経路で流れ、電源からもＩＨ負荷へ電力を供給する状態となる。
＜Ｍｏｄｅ５’：区間ｔ４’〜ｔ５ ’＞
モード５’は、部分共振ＺＶＳモードである。時刻ｔ４’にてＳ１へのゲート信号を除去すると、ＨＦ−Ｒインバータ部ではＩＨ負荷および並列キャパシタＣｒの経路からなる直列共振回路を形成するため、ｖＱ１はゼロ電圧の状態から緩やかに上昇し、Ｑ１のＺＶＳターンオフ動作を開始する。一方、Ｃr端子電圧の緩やか変化とともに、ｖＱ２は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降する区間となる。
モード５’は、部分共振ＺＶＳモードである。時刻ｔ４’にてＳ１へのゲート信号を除去すると、ＨＦ−Ｒインバータ部ではＩＨ負荷および並列キャパシタＣｒの経路からなる直列共振回路を形成するため、ｖＱ１はゼロ電圧の状態から緩やかに上昇し、Ｑ１のＺＶＳターンオフ動作を開始する。一方、Ｃr端子電圧の緩やか変化とともに、ｖＱ２は脈動リンク電圧ｖｄから緩やかに下降する区間となる。
＜Ｍｏｄｅ６’：区間ｔ５’〜ｔ６ ’＞
モード６’は、ハイサイドスイッチ単流モードである。時刻ｔ５’にてｖＱ１がｖｄに達して、Ｑ１のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時にｖＱ２がゼロまで降下し、Ｑ２の逆並列ダイオードＤ２が順バイアスとなり導通する。この間、スイッチＳ２ヘゲート駆動パルスを供給すると、Ｑ２はＺＶＺＣＳターンオン動作を得る。
モード６’は、ハイサイドスイッチ単流モードである。時刻ｔ５’にてｖＱ１がｖｄに達して、Ｑ１のＺＶＳターンオフ動作が完了する。これと同時にｖＱ２がゼロまで降下し、Ｑ２の逆並列ダイオードＤ２が順バイアスとなり導通する。この間、スイッチＳ２ヘゲート駆動パルスを供給すると、Ｑ２はＺＶＺＣＳターンオン動作を得る。
比較例として、従来の２段階式ブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）のＡＣ−ＡＣコンバータと、実施例１の商用周波−高周波コンバータにおける、導通素子とその経路を下記表１に示す。２段階式ブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）のＡＣ−ＡＣコンバータでは、ＵＦＡＣ−ＤＣ変換により、常時２つのダイオードと１つのアクティブスイッチまたは環流用として働く逆並列ダイオードを加えた３素子となる。これに対して、実施例１の商用周波−高周波コンバータでは、逆流阻止用の１ダイオードと１つのアクティブスイッチまたは環流用として働く逆並列ダイオードを加えた２素子となる。これにより、回路の導通損失を低減することが可能となり、電力変換効率の向上できる。また、使用するパワー半導体スイッチ数の低減から低コスト化も期待できる。
実施例１の商用周波−高周波コンバータの基本動作特性について、下記表２に示す回路パラメータに基づきシミユレーションにより検証した結果を説明する。
ローサイドスイッチＱ１のオン時比率Ｄ＝０．５におけるシミユレーション波形を図１３および図１４に示す。図１３より電源電圧ｖｉｎおよび電源電流ｉｉｎの波形からＰＦＣ動作が確認でき、また脈動リンク電圧ｖｄの波形より電源電圧ｖｉｎの昇圧動作が確認できる。
加えて、図１４より２つのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）は、ターンオン時にＺＶＺＣＳ、ターンオフ時にＺＶＳ動作をそれぞれ達成していることが確認でき、ＩＨ負荷へ高周波共振電流を供給する様子がわかる。
加えて、図１４より２つのアクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）は、ターンオン時にＺＶＺＣＳ、ターンオフ時にＺＶＳ動作をそれぞれ達成していることが確認でき、ＩＨ負荷へ高周波共振電流を供給する様子がわかる。
なお、電源電圧ｖｉｎのゼロクロスに付近（ｖｉｎ＝１０Ｖ）におけるＱ１とＱ２のスイッチング波形を調べると、電源からの供給電力が極めて小さい領域であることから、部分共振によるＺＶＳ動作に必要な磁気エネルギーがＨＦ−Ｒインバータで確保できず、その結果、完全なＺＶＳ動作から外れることがわかった。しかしながら、この共振崩れに起因するスイッチ転流時の電力損失は小さく、回路全体の性能へはさしたる影響はないと考える。
実施例１の商用周波−高周波コンバータの高周波ＺＶＳ動作を確認するため、上記表２の回路パラメータに基づいた試作器により評価した。試作器は，高周波リッツ線（撚り数１０５）による平面型ＩＨワークコイル（ターン数２３）を適用し、絶縁体(アクリル樹脂板) を介して磁性ステンレス鍋を実負荷として使用した。
図１５および図１６に、Ｄ＝０．４時におけるＱ１とＱ２のスイッチング波形を示す。図より、ローサイド／ハイサイドの両スイッチともに、ＺＶＺＣＳターンオン、ＺＶＳターンオフ動作をそれぞれ達成していることが確認できる。
図１５および図１６に、Ｄ＝０．４時におけるＱ１とＱ２のスイッチング波形を示す。図より、ローサイド／ハイサイドの両スイッチともに、ＺＶＺＣＳターンオン、ＺＶＳターンオフ動作をそれぞれ達成していることが確認できる。
また、図１７に非対称ＰＷＭに基づく電力特性を示す。定格出力２．８ｋＷから最小０．１ｋＷまで非対称ＰＷＭにより連続的に高周波電力制御を実現できていることから、例として家庭用ＩＨ調理器に適した電力レギュレーション機能を備えることがわかる。なお、実測電力変換効率として、Ｐ０＝２．２ｋＷにて９５．３％ の最高効率を確認できた。
図１８は、実施例２の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を示している。実施例２の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータと比べ、交流電源をローサイドではなくハイサイドに配置した回路構成となっている。
電源をハイサイドに配置することにより、三相電源システムへの拡張に有利となる。
なお、後述する実施例３〜５の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成において、交流電源をローサイドではなくハイサイドに配置した回路構成にしても構わない。電源をハイサイドに配置することにより、三相電源システムへの拡張に有利となる。
電源をハイサイドに配置することにより、三相電源システムへの拡張に有利となる。
なお、後述する実施例３〜５の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成において、交流電源をローサイドではなくハイサイドに配置した回路構成にしても構わない。電源をハイサイドに配置することにより、三相電源システムへの拡張に有利となる。
三相電源システムへの拡張に有利となるのは、三相電源の中性点（例えば、星形結線）が対地に対して同電位となり安定化するため、対地容量を経由して漏洩電流が軽減され、トリップ現象や伝導性ノイズが抑制されるからである。
また、実施例２の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータのようなローサイドタイプにおける導通経路と、電源極性との対応が逆になる。すなわち、ハイサイドタイプにおける電源が正の半サイクルの電流経路は、ローサイドタイプにおける電源が負の半サイクルの電流経路に対応している。また反対に、ハイサイドタイプにおける電源が負の半サイクルの電流経路は、ローサイドタイプにおける電源が正の半サイクルの電流経路に対応する。
また、実施例２の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータのようなローサイドタイプにおける導通経路と、電源極性との対応が逆になる。すなわち、ハイサイドタイプにおける電源が正の半サイクルの電流経路は、ローサイドタイプにおける電源が負の半サイクルの電流経路に対応している。また反対に、ハイサイドタイプにおける電源が負の半サイクルの電流経路は、ローサイドタイプにおける電源が正の半サイクルの電流経路に対応する。
図１９は、実施例３の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を示している。実施例３の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータと比べ、インバータレッグにおいて、ワークコイルにキャパシタＣｒが並列接続される替わりに、Ｒ０−Ｌ０で表されるＩＨ負荷とＣ０で表される共振キャパシタとの直列接続部の２節点間に並列にキャパシタＣｒが接続された回路構成である。
図１９に示すように、ＩＨ負荷と直列に接続された共振キャパシタＣ０との間を内包するように、ａ−ｂ端子間にダイレクトに並列キャパシタＣｒを結線する方が、より効果的にＺＶＳ動作を確保しやくなる。
図１９に示すように、ＩＨ負荷と直列に接続された共振キャパシタＣ０との間を内包するように、ａ−ｂ端子間にダイレクトに並列キャパシタＣｒを結線する方が、より効果的にＺＶＳ動作を確保しやくなる。
図２０は、実施例４の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を示している。実施例４の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータでは、実施例１の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータと比べ、キャパシタユニットにおいて、ローサイドの第１非平滑ＤＣリンクキャパシタが除去されたシングルエンドプッシュプル型回路構成である。
図２１に、実施例５の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの回路構成図を示す。図２１に示す回路において、ｖｉｎは商用周波交流（ＵＦＡＣ）電源、Ｌｂは昇圧用入力リアクトル、Ｄ３とＤ４は逆流阻止用ダイオード、Ｑ１とＱ２はそれぞれローサイドの第１スイッチ（アクティブスイッチ）とハイサイドの第２スイッチ（アクティブスイッチ）、Ｃ１とＣ２はそれぞれローサイドの第１キャパシタ（非平滑ＤＣリンクキャパシタ）とハイサイドの第２キャパシタ（非平滑ＤＣリンクキャパシタ）、Ｃ０は共振キャパシタ、Ｒ０−Ｌ０は等価実効抵抗Ｒ０および等価実効インダクタンスＬ０の直列回路として表されるＩＨ負荷である。ここで、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と非平滑ＤＣリンクキャパシタ（Ｃ１，Ｃ２）とにより、ＡＣ昇圧部を形成する。これと同時に、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）とＲ０−Ｌ０で表されるＩＨ負荷およびその力率改善と直列共振を兼ねた共振キャパシタＣ０から成るブーストハーフブリッジ（ＢＨＢ）の高周波共振形（ＨＦ−Ｒ）インバータを形成し、アクティブスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）それぞれに或は一方に一括して並列接続されるロスレススナバキャパシタ（ＣＳ１，ＣＳ２）を用いたゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を達成する。
本発明の誘導加熱用高周波インバータは、電磁調理器（誘導加熱調理器）、水蒸気を含む流体加熱装置、動力的強力超音波発生装置（超音波洗浄機，超音波ホモジナイザーなど）、超音波溶接機、レーザープリンタなど、高周波交流電流を要する電気機器や電気設備に有用である。
ｖｉｎ 商用交流電源
ｉｉｎ 電源電流
Ｑ１，Ｑ２ アクティブスイッチ
Ｄ１，Ｄ２ 逆並列ダイオード
Ｄ３〜Ｄ６ 逆流阻止／整流ダイオード
Ｃ１，Ｃ２ 非平滑ＤＣリンクキャパシタ
Ｌｂ 昇圧用リアクトル
Ｒ０ ＩＨ負荷等価実効抵抗
Ｌ０ ＩＨ負荷等価実効インダクタンス
Ｃ０ 直列共振キャパシタ
Ｃｒ 並列キャパシタ
ＣＳ１，ＣＳ２ ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタ
ｉｉｎ 電源電流
Ｑ１，Ｑ２ アクティブスイッチ
Ｄ１，Ｄ２ 逆並列ダイオード
Ｄ３〜Ｄ６ 逆流阻止／整流ダイオード
Ｃ１，Ｃ２ 非平滑ＤＣリンクキャパシタ
Ｌｂ 昇圧用リアクトル
Ｒ０ ＩＨ負荷等価実効抵抗
Ｌ０ ＩＨ負荷等価実効インダクタンス
Ｃ０ 直列共振キャパシタ
Ｃｒ 並列キャパシタ
ＣＳ１，ＣＳ２ ＺＶＳ用ロスレススナバキャパシタ
Claims (8)
- 交流電源と、
ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグと、
ローサイドの第１非平滑直流（ＤＣ）リンクキャパシタとハイサイドの第２非平滑ＤＣリンクキャパシタが直列接続され、前記インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニットと、
第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続された、被加熱物を誘導加熱するワークコイルと、
第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続されたリアクトルと、
第１キャパシタと第２キャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタと、
を備え、
前記ワークコイルと前記共振キャパシタが直列接続され、
前記ワークコイルにキャパシタが並列接続され、
前記リアクトルと前記交流電源の一端が直列接続され、
前記交流電源の他端から分岐して半波整流用の第１ダイオードを介して前記インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、
前記交流電源の他端から分岐して半波整流用の第２ダイオードを介して前記インバータレッグの第２スイッチ側と接続された、
ことを特徴とする誘導加熱用商用周波−高周波コンバータ。 - 交流電源と、
ローサイドの第１スイッチとハイサイドの第２スイッチが直列接続され、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されたインバータレッグと、
ローサイドの第１キャパシタとハイサイドの第２キャパシタが直列接続され、前記インバータレッグに並列に設けられたキャパシタユニットと、
第１スイッチと第２スイッチの接続中点から分岐して接続された、被加熱物を誘導加熱するワークコイルと、
前記交流電源の一端と直列接続されたリアクトルと、
第１非平滑ＤＣリンクキャパシタと第２非平滑ＤＣリンクキャパシタの接続中点から分岐して接続された共振キャパシタと、
を備え、
前記ワークコイルと前記共振キャパシタが直列接続され、
前記ワークコイルにキャパシタが並列接続され、
前記交流電源の他端が第１スイッチと第２スイッチの接続中点に接続され、
前記リアクトルの他端から分岐して半波整流用の第１ダイオードを介して前記インバータレッグの第１スイッチ側と接続され、
前記リアクトルの他端から分岐して半波整流用の第２ダイオードを介して前記インバータレッグの第２スイッチ側と接続された、
ことを特徴とする誘導加熱用商用周波−高周波コンバータ。 - 前記インバータレッグにおいて、前記ワークコイルにキャパシタが並列接続される替わりに、前記ワークコイルと前記共振キャパシタとの直列接続部の２節点間に並列にキャパシタが接続されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータ。
- 前記キャパシタユニットにおいて、ローサイドの第１キャパシタが除去されたことを特徴とするシングルエンドプッシュプル型の請求項１又は２に記載の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータ。
- 前記インバータレッグにおいて、前記ワークコイルにキャパシタが並列接続される替わりに、第１スイッチと第２スイッチにそれぞれ或は一方に一括して並列にゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）用ロスレススナバキャパシタが接続されたことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータ。
- 第１スイッチと第２スイッチのパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により、前記リアクトルを介して、電源電圧に対して前記キャパシタユニットの電圧（非平滑ＤＣリンク電圧）を昇圧し得る、ことを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の誘導加熱用商用周波−高周波コンバータ。
- 請求項１〜６の何れかの誘導加熱用商用周波−高周波コンバータを備える誘導加熱調理器。
- 請求項１〜６の何れかの誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの制御方法であって、
第１スイッチと第２スイッチの非対称パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を行うステップと、
正の半サイクルの時は第１スイッチのオン時比率ならびに負の半サイクルの時は第２スイッチのオン時比率によって、前記キャパシタユニットの昇圧比を決定するステップと、
前記交流電源の電圧極性に応じて非対称パルス幅変調制御のパルスパターンが入れ替わるように制御を行うステップ、
を備えたことを特徴とする誘導加熱用商用周波−高周波コンバータの制御方法。
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