JP6263936B2 - 増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、増幅器に関する。

従来より、入力された無線信号について、基底周波数成分及び２倍波周波数成分の少なくとも一方の偶数乗積を構成する２次から２Ｎ（Ｎ≧２）次までの各次数の非線形歪成分を各々独立に制御できる歪制御手段と、無線信号と歪制御手段の出力信号とを用いて振幅変調する振幅変調手段とを有する歪補償回路がある（例えば、特許文献１参照）。

特開平１１−２８９２２７号公報

ところで、従来の歪み補償回路は、歪みを低減するために上述のような歪制御手段及び歪補償回路を含むため、回路構成が複雑であるという課題がある。

そこで、簡易な構成で歪みの小さい領域で動作可能な増幅器を提供することを目的とする。

本発明の実施の形態の増幅器は、差動形式のツートーンの送信信号が入力される一対の入力端子と、一対の出力端子と、前記一対の入力端子に両端がそれぞれ接続され、センタータップを有するコイルと、前記コイルの一端にゲートが接続されるとともに、自己の出力端子が前記一対の出力端子のうちの一方に接続される第１トランジスタと、前記コイルの他端にゲートが接続されるとともに、自己の出力端子が前記一対の出力端子のうちの他方に接続される第２トランジスタと、前記コイルのセンタータップに一端が接続されるダイオードと、前記ダイオードの他端に接続され、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタをオンにする所定のゲート電圧を出力するバイアス回路と、前記ダイオードの前記他端と、前記バイアス回路の前記所定のゲート電圧を出力する端子との間に一端が接続され、他端が基準電位点に接続されるキャパシタとを含み、前記ダイオードは、前記コイルの前記センタータップから自己の前記一端に供給される前記送信信号の２倍波の信号レベルに応じて、自己の前記一端における電圧を調整し、前記コイルのインダクタンスと、前記キャパシタのキャパシタンスとは、前記入力端子に入力される前記送信信号の２倍波の共振周波数を与える値に設定される。

簡易な構成で歪みの小さい領域で動作可能な増幅器を提供することができる。

前提技術の増幅器１０を示す図である。 前提技術の増幅器１０の出力Ｐｏｕｔ、効率η、及びＩＭ３信号の強度の関係を示す図である。 実施の形態１の増幅器を含むスマートフォン端末機５００の正面側を示す斜視図である。 実施の形態１の増幅器１００を含む送信回路２００を示す図である。 実施の形態１の増幅器１００において、トランジスタのゲート電圧を切り替えることにより、ＩＭ３信号の強度が低い領域を選択する様子を示す特性図である。 実施の形態１の増幅器１００においてＩＭ３信号の強度を検出する手法を説明するための図である。 実施の形態１の増幅器１００においてＩＭ３信号の強度を検出する手法を説明するための図である。 実施の形態１の増幅器１００を示す図である。 ダイオード１３２によって調整電圧δＶｇが生成される様子を説明する図である。 実施の形態１の増幅器１００において、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲート電圧を切り替えることにより、ＩＭ３信号の強度が低い領域を選択する特性を示す図である。 ダイオード１３２Ａによって調整電圧δＶｇが生成される様子を説明する図である。 実施の形態２の増幅器６００を示す図である。 実施の形態２の増幅器６００の２倍波通過フィルタ６６０を示す図である。

実施の形態の増幅器について説明する前に、図１及び図２を用いて、前提技術の増幅器について説明する。

図１は、前提技術の増幅器１０を示す図である。増幅器１０は、入力端子１１、入力整合回路１２、スタブ回路１３、トランジスタ１４、スタブ回路１５、出力整合回路１６、及び出力端子１７を含む。

増幅器１０は、例えば、スマートフォン端末機又は携帯電話端末機等の送信部のパワーアンプとして用いられる。入力端子１１には、スマートフォン端末機又は携帯電話端末機等のベースバンド信号処理部等から送信信号が入力される。送信信号は、所謂ツートーン形式の信号である。増幅器１０は、入力端子１１に入力される送信信号を増幅して出力端子１７から出力する。

入力整合回路１２は、入力端子１１に接続される回路とインピーダンス整合を取るための回路である。入力整合回路１２は、入力端子１１に接続される回路から入力端子１１に送信信号が入力される際に、反射による損失を低減するために設けられている。入力整合回路１２の出力側には、スタブ回路１３と、トランジスタ１４のゲートとが接続される。

スタブ回路１３は、所謂ショートスタブ形式の回路であり、インダクタ１３Ａとキャパシタ１３Ｂを有する。インダクタ１３Ａの一端は、入力整合回路１２の出力端子と、トランジスタ１４のゲートとに接続されており、インダクタ１３Ａの他端は、キャパシタ１３Ｂの一端と電源Ｖｇとに接続されている。キャパシタ１３Ｂの他端は接地されている。

電源Ｖｇは、出力電圧がＶｇの直流電源である。出力電圧Ｖｇは、トランジスタ１４のゲートにゲート電圧として供給される。スタブ回路１３は、電源Ｖｇの出力電圧Ｖｇをトランジスタ１４のゲートに入力する。

トランジスタ１４は、例えば、ＮＭＯＳ（N-channel Metal Oxide Semiconductor）トランジスタであり、ゲートが入力整合回路１２と、スタブ回路１３のインダクタ１３Ａとに接続され、ソースが接地され、ドレインがスタブ回路１５に接続される。トランジスタ１４は、ゲートに入力される電圧を増幅してドレインから出力する。

スタブ回路１５は、所謂ショートスタブ形式の回路であり、インダクタ１５Ａとキャパシタ１５Ｂを有する。インダクタ１５Ａの一端は、出力整合回路１６の入力端子と、トランジスタ１４のドレインとに接続されており、インダクタ１５Ａの他端は、キャパシタ１５Ｂの一端と電源Ｖｄとに接続されている。キャパシタ１５Ｂの他端は接地されている。

電源Ｖｄは、出力電圧がＶｄの直流電源である。出力電圧Ｖｄは、トランジスタ１４のドレインに供給される。スタブ回路１５は、電源Ｖｄの出力電圧Ｖｄをトランジスタ１４のドレインに供給する。

出力整合回路１６は、出力端子１７に接続される回路とインピーダンス整合を取るための回路である。出力整合回路１６の入力端子には、スタブ回路１５と、トランジスタ１４のドレインとが接続される。出力整合回路１６は、出力端子１７に接続される回路に送信信号を出力する際に、反射による損失を低減するために設けられている。

このような増幅器１０は、上述のように、例えば、スマートフォン端末機又は携帯電話端末機等の送信部のパワーアンプとして用いられる。

一般に、スマートフォン端末機又は携帯電話端末機等のような携帯端末機では、電池の寿命を延ばす目的で、フロントエンドに高効率の増幅器が用いられる。増幅器の効率ηは、増幅器に入力される電力をＰｉｎ、増幅器から出力される電力（増幅器の出力）をＰｏｕｔ、増幅器で消費される直流電力をＰｄｃとすると、η＝（Ｐｏｕｔ−Ｐｉｎ）／Ｐｄｃで表される。

この場合、増幅器１０を飽和出力領域により近い条件で使用する方が、Ｐｏｕｔが大きくなり、これにより上式の分子が大きくなるため、高効率化を実現できる。

しかしながら、飽和出力付近では増幅器の線形性が劣化するため、帯域外の信号が発生したり、帯域内の信号同士がミキシングされることによって歪み信号が生じ、信号の伝送品質が劣化する場合がある。

このため、携帯端末機用の増幅器では、高効率化するためには増幅器の歪み信号を低減することが必要となる。送信信号が所謂ツートーン形式の信号である場合には、Third
inter modulation（三次相互変調ひずみ）信号（以下、ＩＭ３信号と称す）という歪み信号が発生する。

次に、図２を用いて、図１に示す前提技術の増幅器１０の出力、効率、及びＩＭ３信号の強度の関係について説明する。

図２は、前提技術の増幅器１０の出力Ｐｏｕｔ、効率η、及びＩＭ３信号の強度の関係を示す図である。図２において、横軸は増幅器１０の出力を示し、左側の縦軸は増幅器１０の効率ηを示し、右側の縦軸は増幅器１０のＩＭ３信号の強度を示す。また、一点鎖線は効率ηを示し、破線と実線はＩＭ３信号の強度を示す。

ここで、増幅器１０の効率ηは、増幅器１０に入力される電力をＰｉｎ、増幅器１０から出力される電力（増幅器１０の出力）をＰｏｕｔ、増幅器１０で消費される直流電力をＰｄｃとすると、η＝（Ｐｏｕｔ−Ｐｉｎ）／Ｐｄｃで表される。

一点鎖線で示す効率ηは、出力Ｐｏｕｔの増加に伴って単調に増加し、飽和出力付近でピークを迎える。このため、増幅器１０をなるべく高出力領域で使うことが望ましい。

しかしながら、図２に破線で示すように、ＩＭ３信号の強度は、出力Ｐｏｕｔの増大に伴って増大するため、増幅器１０を飽和出力付近で使うことができない。

これは、一般に、増幅器１０で許容されるＩＭ３信号の強度の上限値が法令で定められているからである。例えば、日本国内において携帯端末機で使用する800MHz帯〜2GHz帯では、帯域内の送信信号（基本波信号）の信号強度に対してＩＭ３信号の強度を-34ｄＢｃ以下に抑えることが義務付けられている。すなわち、日本国内では、ＩＭ３信号の強度の許容上限値は-34ｄＢｃである。

ところで、ＩＭ３信号の強度は、増幅器１０のトランジスタ１４のゲート電圧Ｖｇによって変化する。図２では、一例として、ゲート電圧Ｖｇを低下させた場合のＩＭ３の信号強度の特性を実線で示す。

ゲート電圧Ｖｇを低下させると、出力Ｐｏｕｔが低い領域と中間領域でのＩＭ３信号の強度は増大するが、出力Ｐｏｕｔが高い領域では歪みが低減され、極小値が存在するようになる。

以下で説明する実施の形態では、ＩＭ３信号のゲート電圧Ｖｇへの依存性を利用することにより、ＩＭ３信号の強度が低減される動作条件を選択しつつ、増幅器の効率が高くなる飽和出力付近で駆動することのできる増幅器を提供する。

以下、本発明の増幅器を適用した実施の形態について説明する。

＜実施の形態１＞
図３は、実施の形態１の増幅器を含むスマートフォン端末機５００の正面側を示す斜視図である。

実施の形態１の増幅器を含むスマートフォン端末機５００は、正面側にタッチパネル５０１が配設され、タッチパネル５０１の下側には、ホームボタン５０２とスイッチ５０３が配設される。

図４は、実施の形態１の増幅器１００を含む送信回路２００を示す図である。送信回路２００は、ベースバンド信号制御回路２１０、ＲＦ(Radio Frequency)信号制御回路２２０、バイアス制御回路２３０、及び増幅器１００を含む。増幅器１００の出力側には、フィルタデュプレクサ３００及びアンテナ３１０が接続される。

ベースバンド信号制御回路２１０でベースバンド処理が行われた送信信号は、ＲＦ信号制御回路２２０において変調処理が行われ、増幅器１００に入力される。また、ＲＦ信号制御回路２２０からバイアス制御回路２３０に制御信号が入力され、バイアス制御回路２３０は増幅器１００の出力を制御する。ＲＦ信号制御回路２２０からバイアス制御回路２３０に入力される制御信号は、ＲＦ信号制御回路２２０が送信信号の変調処理を行ったことを表す信号であり、ＲＦ信号制御回路２２０が送信信号の変調処理を行ったときにバイアス制御回路２３０に入力される。

増幅器１００から出力される送信信号は、送信又は受信の切り替えを行うフィルタデュプレクサ３００を介してアンテナ３１０に伝送され、アンテナ３１０から放射される。

実施の形態１の増幅器１００は、送信回路２００に含まれる所謂パワーアンプとして機能する。

図５は、実施の形態１の増幅器１００において、トランジスタのゲート電圧を切り替えることにより、ＩＭ３信号の強度が低い領域を選択する様子を示す特性図である。図５において、横軸は増幅器１００の出力（出力パワー）を示し、左側の縦軸は増幅器１００の効率ηを示し、右側の縦軸は増幅器１００のＩＭ３信号の強度を示す。また、一点鎖線は効率ηを示し、４本の破線はＩＭ３信号の強度を示す。なお、図５に示すＩＭ３信号の強度は、スペクトルアナライザで測定したものである。

また、横軸のＰｏｕｔ−ｍｉｎは増幅器１００の最小出力値を表し、Ｐｏｕｔ−ｍａｘは増幅器１００の最大出力値を表す。右側の縦軸のＩＭ３ＵＬは、ＩＭ３信号の強度の許容上限値を表す。

４本の破線は、４種類のゲート電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４によって得られるＩＭ３信号の強度の増幅器１００の出力に対する特性ＩＭ３（Ｖｇ１）〜ＩＭ３（Ｖｇ４）を表す。ゲート電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ４は、Ｖｇ１からＶｇ４にかけて電圧値が低下する関係にある。すなわち、Ｖｇ１＞Ｖｇ２＞Ｖｇ３＞Ｖｇ４（＞Ｖｔｈ）の関係が成り立つ。なお、Ｖｔｈは増幅器１００に含まれるトランジスタの閾値である。

特性ＩＭ３（Ｖｇ１）〜ＩＭ３（Ｖｇ４）は、増幅器１００の出力が低い領域（おおよそ最小出力値Ｐｏｕｔ−ｍｉｎと最大出力値Ｐｏｕｔ−ｍａｘとの中間よりも低い領域）ではＩＭ３（Ｖｇ１）の強度が最も低く、ＩＭ３（Ｖｇ４）の強度が最も高い。すなわち、増幅器１００の出力が低い領域では、ＩＭ３（Ｖｇ１）、ＩＭ３（Ｖｇ２）、ＩＭ３（Ｖｇ３）、ＩＭ３（Ｖｇ４）の順にＩＭ３信号の強度が高くなる。

そして、この領域では、ＩＭ３（Ｖｇ１）とＩＭ３（Ｖｇ２）は、許容上限値ＩＭ３ＵＬより低いが、ＩＭ３（Ｖｇ３）とＩＭ３（Ｖｇ４）は、許容上限値ＩＭ３ＵＬより高い。

一方、増幅器１００の出力が高い領域では、ＩＭ３（Ｖｇ１）、ＩＭ３（Ｖｇ２）、ＩＭ３（Ｖｇ３）、ＩＭ３（Ｖｇ４）の強度は、それぞれの極小値を有し、極小値が生じる出力領域は、ＩＭ３（Ｖｇ１）、ＩＭ３（Ｖｇ２）、ＩＭ３（Ｖｇ３）、ＩＭ３（Ｖｇ４）の順に高出力側に（図５中の右側に）シフトしている。

そして、ＩＭ３（Ｖｇ１）、ＩＭ３（Ｖｇ２）、ＩＭ３（Ｖｇ３）、ＩＭ３（Ｖｇ４）の極小値の前後における信号強度は、許容上限値ＩＭ３ＵＬより低い。

このため、増幅器１００の出力が最小出力値Ｐｏｕｔ−ｍｉｎから最大出力値Ｐｏｕｔ−ｍａｘにかけて増大するときに、横軸に沿って矢印で示すようにゲート電圧をＶｇ１、Ｖｇ２、Ｖｇ３、Ｖｇ４と連続的に低下させれば、太い実線で示すように、すべての出力領域において、ＩＭ３信号の強度を許容上限値ＩＭ３ＵＬ以下にすることができる。

実施の形態１の増幅器１００は、このような原理でＩＭ３信号の強度を低減させる。

従って、簡単な構成で、すべての出力領域においてＩＭ３信号の強度が許容上限値ＩＭ３ＵＬ以下になるように、増幅器１００の内部のトランジスタのゲート電圧を調整できる機構が必要である。

次に、図６及び図７を用いて、ＩＭ３信号の強度を検出する手法について説明する。

図６及び図７は、実施の形態１においてＩＭ３信号の強度を検出する手法を説明するための図である。ここで、図６（Ａ）に示す比較用の増幅器１は、実施の形態１の増幅器１００とは異なり、内部のトランジスタのゲート電圧が一定である。

図６（Ａ）に示すように、増幅器１に、角周波数ω１、ω２のツートーン形式の信号を入力すると、増幅器１からは、図６（Ｂ）に示すように、データとしての基本波信号（ω１、ω２）の他に、ＩＭ３信号、２倍波信号、３倍波信号が出力される。２倍波信号、３倍波信号は、基本波信号（ω１、ω２）の高調波である。

ＩＭ３信号、２倍波信号、３倍波信号は、式（１）によって表されるｎ（ｎは２以上の整数）次の高次多項式で得られる各項によって表される。なお、ｎ次の高次多項式のすべての項を示すのは困難であるため、式（１）には一部の項のみを示す。

図６（Ｂ）に示すように、ＩＭ３信号の周波数は、基本波信号（ω１、ω２）の周波数に近いため、ＩＭ３信号の強度を直接的に検出することは困難である。

図７（Ａ）には、増幅器１（図６（Ａ）参照）の入力パワーに対するＩＭ３信号の強度（振幅）の例示的な特性を示す。図７（Ａ）に示すＩＭ３信号の強度は、増幅器１（図６（Ａ）参照）の入力端子に漏れ出る信号に含まれるＩＭ３信号の強度である。

図７（Ａ）に示すように、増幅器１（図６（Ａ）参照）の入力端子に漏れ出るＩＭ３信号は、入力パワーが最小値Ｐｉｎ−ｍｉｎから最大値Ｐｉｎ−ｍａｘまで増大すると、入力パワーの増大に伴って増大し、Ｐｉｎ１で極小値を取り、その後再び増大する特性を有する。

また、図７（Ｂ）には、増幅器１（図６（Ａ）参照）の入力パワーに対する基本波、２倍波、３倍波の強度（振幅）の例示的な特性を示す。基本波、２倍波、３倍波の強度は、増幅器１（図６（Ａ）参照）の入力端子に漏れ出る信号に含まれる基本波、２倍波、３倍波の強度である。

図７（Ｂ）に示すように、増幅器１（図６（Ａ）参照）の入力端子に漏れ出る基本波と３倍波は、入力パワーが最小値Ｐｉｎ−ｍｉｎから最大値Ｐｉｎ−ｍａｘまで増大すると、入力パワーの増大に伴って増大するが、Ｐｉｎ１を超えた辺りから減少する。

一方、増幅器１（図６（Ａ）参照）の入力端子に漏れ出る２倍波は、入力パワーが最小値Ｐｉｎ−ｍｉｎから最大値Ｐｉｎ−ｍａｘまで増大すると、入力パワーの増大に伴って増大し、特に、Ｐｉｎ１を超えた辺りからは増大する度合が一段と増している。

ここで、ＩＭ３信号の強度を低減したいのは、特に、増幅器１（図６（Ａ）参照）の高出力領域である。これは、図２を用いて前提技術で説明したように、高出力側で効率が改善される一方、高出力側でＩＭ３信号の強度が増大するからである。

図７（Ａ）に示すＩＭ３信号と、図７（Ｂ）に示す２倍波とは、高出力側（Ｐｉｎ１よりも高出力側）で相関があり、ともに単調的に増大する傾向を示す。このため、増幅器１（図６（Ａ）参照）の入力端子に漏れ出る２倍波信号の強度（振幅）に基づいて、ＩＭ３信号の強度（振幅）を推定することができる。

従って、実施の形態１の増幅器１００（図４参照）は、特に、図７（Ａ）、（Ｂ）に破線で示す高出力側の補償領域７０Ａ、７０Ｂにおいて、増幅器１００を駆動する。ただし、実施の形態１の増幅器１００を駆動する動作領域は、このような補償領域７０Ａ、７０Ｂに限られるものではなく、ＩＭ３信号の強度が十分に低ければ、補償領域よりも出力が低い領域において駆動してもよい。

すなわち、実施の形態１の増幅器１００は、少なくとも、図７（Ａ）、（Ｂ）に破線で示す高出力側の補償領域７０Ａ、７０Ｂを利用して、増幅器１００を駆動する。

次に、図８を用いて、実施の形態１の増幅器１００の回路構成について説明する。

図８は、実施の形態１の増幅器１００を示す図である。増幅器１００は、差動形式の送信信号を増幅して差動形式の出力信号を出力する。

増幅器１００は、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂ、出力端子１０２Ａ、１０２Ｂ、入力整合回路１１０Ａ、１１０Ｂ、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂ、ゲート電圧制御部１３０、ゲート電圧生成部１４０、及び出力整合回路１５０Ａ、１５０Ｂを含む。

実施の形態１では、増幅器１００は、一例として、スマートフォン端末機５００（図３参照）の送信回路２００（図４参照）に含まれ、パワーアンプとして用いられる。

入力端子１０１Ａ、１０１Ｂには、図４に示すＲＦ信号制御回路２２０から送信信号が入力される。送信信号は、所謂ツートーン形式で差動形式の信号である。増幅器１００は、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに入力される送信信号を増幅して出力端子１０２Ａ、１０２Ｂから出力する。

入力整合回路１１０Ａ、１１０Ｂは、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに接続されるＲＦ信号制御回路２２０とインピーダンス整合を取るための回路である。入力整合回路１１０Ａ、１１０Ｂは、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに接続されるＲＦ信号制御回路２２０から入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに送信信号が入力される際に、反射等による損失を低減するために設けられている。入力整合回路１１０Ａ、１１０Ｂの出力側には、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲートと、ゲート電圧制御部１３０とが接続される。

トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂは、例えば、ＮＭＯＳ（N-channel Metal Oxide Semiconductor）トランジスタであり、ゲートが入力整合回路１１０Ａ、１１０Ｂと、ゲート電圧制御部１３０とに接続され、ソースが接地され、ドレインが出力整合回路１５０Ａ、１５０Ｂに接続される。トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂは、ゲートに入力される電圧を増幅してドレインから出力する。

ゲート電圧制御部１３０は、ゲート電圧生成部１４０からゲート電圧制御部１３０を介してトランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲートに印加されるゲート電圧を制御するために設けられている。

ここで、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲートに印加されるゲート電圧をＶｇ、ゲート電圧制御部１３０がインダクタ１３１の両端から出力する調整分の電圧（調整電圧）をδＶｇ、ゲート電圧生成部１４０が出力し、ダイオード１３２とキャパシタ１３３との接続点に入力されるゲート電圧の初期値をＶｇ０とする。トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲートに印加されるゲート電圧Ｖｇは、次式（２）で表される。
Ｖｇ＝Ｖｇ０＋δＶｇ （２）
ゲート電圧制御部１３０は、インダクタ１３１、ダイオード１３２、及びキャパシタ１３３を有する。インダクタ１３１は、センタータップ１３１Ａを有するコイルである。インダクタ１３１の両端は、それぞれ、入力整合回路１１０Ａ、１１０Ｂと、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲートとに接続されている。また、センタータップ１３１Ａは、ダイオード１３２のアノードに接続されている。

インダクタ１３１のセンタータップ１３１Ａは、インダクタ１３１の両端の中点に位置する。また、インダクタ１３１はキャパシタ１３３とＬＣ共振回路を構築するようにインダクタンスＬが設定されている。ＬＣ共振回路の共振周波数は、２倍波の周波数(2f)に設定されている。２倍波の周波数(2f)は、基本波の周波数(f)の２倍である。

これは、インダクタ１３１のインダクタＬとキャパシタ１３３のキャパシタンスＣとを２倍波に対してインピーダンスがゼロになる（ショートする）ように選ぶことで、センタータップ１３１Ａから出力される２倍波の信号がすべてダイオード１３２の両端間に印加されるようにするためである。なお、このようなインダクタ１３１のインダクタＬとキャパシタ１３３のキャパシタンスＣとは、2f=1/2p√LCを満たす。

このため、送信信号の基本波の２倍波はセンタータップ１３１Ａからダイオード１３２に出力されるが、基本波と３倍波等の奇数次成分に対しては仮想接地点となるため、奇数次成分はセンタータップ１３１Ａから出力されない。

なお、当然ながら、トランジスタ１２０Ａ、１２０ＢのゲートからＩＭ３信号が漏れ出たとしても、センタータップ１３１Ａからは出力されない。また、４倍波以上の偶数次成分に対しては、センタータップ１３１Ａはインピーダンスがゼロ（ショート）にはならないため、センタータップ１３１Ａでは検出されない。

以上より、インダクタ１３１のセンタータップ１３１Ａからは、２倍波のみがダイオード１３２に出力される。

ダイオード１３２は、アノードがインダクタ１３１のセンタータップ１３１Ａに接続され、カソードがキャパシタ１３３の一端と、ゲート電圧生成部１４０の出力端子１４０Ａとに接続される。

ダイオード１３２は、インダクタ１３１のセンタータップ１３１Ａから出力される２倍波の強度（振幅）に応じて、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲート電圧を制御するために設けられている。ダイオード１３２の動作については、後述する。

キャパシタ１３３は、一端がダイオード１３２のカソードと、ゲート電圧生成部１４０の出力端子１４０Ａとに接続され、他端は接地される。上述したように、キャパシタ１３３はインダクタ１３１とＬＣ共振回路を構築するようにキャパシタンスＣが設定されている。

なお、ゲート電圧制御部１３０がトランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲートに出力する調整電圧δＶｇは、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに入力される送信信号の強度（振幅）が増大すると、ダイオード１３２を含むクリップ回路によってダイオード１３２の出力側の電圧が変化することによって生じる。クリップ回路は、ダイオード１３２とゲート電圧生成部１４０とを含む。

実施の形態１の増幅器１００では、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに入力される送信信号の強度（振幅）が増大すると、ゲート電圧制御部１３０がトランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲートに出力する調整電圧δＶｇは低下する。

調整電圧δＶｇは、送信信号の強度（振幅）が初期値のときにゼロ（０）になるように設定されており、送信信号の強度（振幅）が初期値から増大すると、ゲート電圧制御部１３０がトランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲートに出力する調整電圧δＶｇは負の値になる。

ゲート電圧生成部１４０は、定電流源１４１とダイオード１４２を有する。定電流源１４１の出力端子は、ダイオード１４２のアノードに接続されており、ダイオード１４２のカソードは接地されている。ゲート電圧生成部１４０の出力端子１４０Ａは、定電流源１４１の出力端子と、ダイオード１４２のアノードとの接続点である。

ゲート電圧生成部１４０は、出力端子１４０Ａから、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲート電圧の初期値Ｖｇ０を出力する。初期値Ｖｇ０の値については後述する。

出力整合回路１５０Ａ、１５０Ｂは、出力端子１０２Ａ、１０２Ｂに接続されるフィルタデュプレクサ３００とインピーダンス整合を取るための回路である。出力整合回路１５０Ａ、１５０Ｂの入力端子には、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのドレインが接続される。出力整合回路１５０Ａ、１５０Ｂは、出力端子１０２Ａ、１０２Ｂに接続されるフィルタデュプレクサ３００に送信信号を出力する際に、反射による損失を低減するために設けられている。

以上のような構成を有する増幅器１００において、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに入力される送信信号の強度が変化すると、ゲート電圧制御部１３０が出力する調整電圧δＶｇが変化し、次のような動作が実現される。ここでの説明には、図８に加えて、図９を用いる。

図９は、ダイオード１３２によって調整電圧δＶｇが生成される様子を説明する図である。図９（Ａ）は、増幅器１００を簡略化して示す構成図である。図９（Ｂ）、（Ｃ）は（Ａ）の等価回路図、図９（Ｄ）はダイオード１３２の出力側における波形を示す図である。

図９（Ａ）では、入力整合回路１１０Ａ、１１０Ｂには、送信信号を出力する信号源５０が接続されている。また、インダクタ１３１はコイルの記号で示し、トランジスタ１２０Ａ、１２０ＢはキャパシタＣｇｓとして示す。増幅器１００には、ダイオード１３２とゲート電圧生成部１４０とを有するクリップ回路が含まれる。

ゲート電圧Ｖｇが初期値Ｖｇ０よりも小さい場合（Ｖｇ＜Ｖｇ０）は、ダイオード１３２はオフになるため、増幅器１００の等価回路は図９（Ｂ）のようになる。これは、ダイオード１３２に逆バイアスがかかることにより、ダイオード１３２の入力端子よりも出力端子側がオープンに見えるからである。

一方、ゲート電圧Ｖｇが初期値Ｖｇ０よりも大きい場合（Ｖｇ＞Ｖｇ０）は、ダイオード１３２はオンになるため、増幅器１００の等価回路は図９（Ｃ）に示すようになる。すなわち、ダイオード１３２は、オン時の残留抵抗による抵抗器として扱うことができる。

図８に示す増幅器１００において、入力整合回路１１０Ａ、１１０Ｂを経た送信信号は、インダクタ１３１に入力され、２倍波成分の共振が生じる。このとき、ダイオード１３２は、インダクタ１３１のセンタータップ１３１Ａから出力される送信波の２倍波によりオンにされる。また、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂは、送信波を増幅する。

また、このとき、ダイオード１３２に入力される２倍波は、図９（Ｄ）に破線で示すように正弦波状の波形を有する。この２倍波は、ダイオード１３２を含むクリップ回路によってクリップされ、図９（Ｄ）に実線で示すように、ダイオード１３２に入力される２倍波の正の部分のうち、ダイオード１３２のオン電圧よりも高い部分がクリップされた波形になる。従って、ダイオード１３２の出力側では、２倍波の直流成分（ＤＣレベル）は、ゲート電圧生成部１４０が出力する初期値Ｖｇ０よりも調整電圧δＶｇの分だけ低下する。

また、このときダイオード１３２はオンになっているため、ダイオード１３２の出力電圧のＤＣレベルが下がると、ダイオード１３２の入力側の電圧も低下する。これにより、ダイオード１３２の入力側のＤＣレベルもδＶｇだけ低下する。なお、厳密にはダイオード１３２での電圧降下が存在するが、ここでは無視して考える。

そして、ダイオード１３２の入力側の電圧は、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに入力される送信信号の強度（振幅）が初期値から増大するほど低下する。これは、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに入力される送信信号の強度（振幅）が初期値から増大するほど、調整電圧δＶｇが低下し、調整電圧δＶｇ自体が負の値になるからである。

従って、実施の形態１の増幅器１００では、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに入力される送信信号の強度（振幅）が初期値から増大すると、ゲート電圧制御部１３０のダイオード１３２の入力側の電圧が低下し、ゲート電圧制御部１３０が出力する調整電圧δＶｇが負の値になる。

これにより、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲートに入力されるゲート電圧Ｖｇは、式（２）で表されるように、初期値Ｖｇ０よりも低下する。

ここで、送信信号の強度（振幅）が初期値から増大する場合に、調整電圧δＶｇによってゲート電圧Ｖｇが低下することにより、ＩＭ３信号の強度の許容上限値ＩＭ３ＵＬ以下になるように設定しておけば、増幅器１００を駆動するときに、ＩＭ３信号の強度が低い動作条件で増幅器１００を駆動することができる。

すなわち、調整電圧δＶｇの低下に伴って低下するゲート電圧Ｖｇを用いて、ＩＭ３信号の極小値付近の動作点でトランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂを駆動することにより、ＩＭ３信号の強度が許容上限値ＩＭ３ＵＬ以下になる動作条件で増幅器１００を駆動することができる。

調整電圧δＶｇが低下することは、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲート電圧が低下し、ＩＭ３信号の極小値が図９において右に（高出力側に）シフトすることに対応する。

増幅器１００の効率ηは、出力Ｐｏｕｔの増加に伴って単調に増加し、飽和出力付近でピークを迎えるため、なるべく高出力領域で使うことが望ましい。

しかしながら、前提技術の増幅器１０（図１参照）では出力Ｐｏｕｔの増大に伴ってＩＭ３信号の強度が増大するため、高出力領域での動作は困難である。

これに対して、実施の形態１の増幅器１００では、送信信号の２倍波を検出し、送信信号の２倍波に基づいてトランジスタ１２０Ａ，１２０Ｂのゲート電圧を調整することにより、ＩＭ３信号の強度が低い動作領域で、増幅器１００を駆動することができる。

このようにトランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲート電圧を調整することによってＩＭ３信号の強度が低い動作領域で増幅器１００を駆動することは、特に、増幅器１００を高出力領域で駆動するときに有効的である。

ここで、図１０を用いて、実施の形態１の増幅器１００の効果についてさらに詳しく説明する。

図１０は、実施の形態１の増幅器１００において、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲート電圧を切り替えることにより、ＩＭ３信号の強度が低い領域を選択する特性を示す図である。図９において、横軸は増幅器１００の出力（出力パワー）を示し、左側の縦軸は増幅器１００のＩＭ３信号の強度を示し、左側の縦軸は増幅器１００の効率ηを示す。また、一点鎖線は効率ηを示し、４本の破線はＩＭ３信号の強度を示す。左側の縦軸のＩＭ３ＵＬ（−３４ｄＢｃ）は、ＩＭ３信号の強度の許容上限値を表す。

８本の破線は、８種類のゲート電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ８４によって得られるＩＭ３信号の強度の増幅器１００の出力に対する特性を表す。ゲート電圧Ｖｇ１〜Ｖｇ８は、Ｖｇ１からＶｇ８にかけて電圧値が低下する関係にある。すなわち、Ｖｇ１＞Ｖｇ２＞Ｖｇ３＞Ｖｇ４＞Ｖｇ５＞Ｖｇ６＞Ｖｇ７＞Ｖｇ８（＞Ｖｔｈ）の関係が成り立つ。なお、Ｖｔｈはトランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂの閾値である。

従って、ダイオード１３２が図９に示す特性Ｖｇ１〜Ｖｇ８を実現するためのδＶｇを出力する順方向特性を有するようにすれば、実施の形態１の増幅器１００は、図９に示すようにＩＭ３信号を低減した特性を得ることができる。

以上、実施の形態１によれば、簡易な構成で歪みの小さい領域で動作可能な増幅器１００を提供することができる。

なお、以上では、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂが、ゲート電圧が低下するほど、ＩＭ３信号の極小値が高出力側にシフトする特性を有する形態について説明したが、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂとして用いるトランジスタの種類によっては、これとは逆の特性を有する場合もあり得る。すなわち、ゲート電圧が増大するほど、ＩＭ３信号の極小値が高出力側にシフトする特性を有する場合もあり得る。

このような場合には、ダイオード１３２を図８とは逆向きに接続して、ＩＭ３信号の強度が低減される動作条件を選択すればよい。このような場合の動作について図１１を用いて説明する。

図１１は、ダイオード１３２Ａによって調整電圧δＶｇが生成される様子を説明する図である。図１１に示す増幅器１００Ａは、図９に示すゲート電圧制御部１３０の代わりにゲート電圧制御部１３０Ａを含む点と、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂの特性とが図９に示す増幅器１００と異なる。

図１１に示すトランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂは、ゲート電圧が増大するほど、ＩＭ３信号の極小値が高出力側にシフトする特性を有する。すなわち、ゲート電圧の変化に対して、図９に示すトランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂとは逆方向にＩＭ３信号の極小値が変化する。

図１１（Ａ）は、増幅器１００Ａを簡略化して示す構成図である。図１１（Ｂ）、（Ｃ）は（Ａ）の等価回路図、図１１（Ｄ）はダイオード１３２Ａの出力側における波形を示す図である。

図１１（Ａ）に示す増幅器１００Ａでは、ダイオード１３２Ａの接続方向のみが図９（Ａ）に示す増幅器１００と異なる。

ゲート電圧Ｖｇが初期値Ｖｇ０よりも大きい場合（Ｖｇ＞Ｖｇ０）は、ダイオード１３２Ａはオフになるため、増幅器１００Ａの等価回路は図１１（Ｂ）のようになる。これは、ダイオード１３２Ａに逆バイアスがかかることにより、ダイオード１３２Ａの出力端子よりも入力端子側がオープンに見えるからである。

一方、ゲート電圧Ｖｇが初期値Ｖｇ０よりも小さい場合（Ｖｇ＜Ｖｇ０）は、ダイオード１３２Ａはオンになるため、増幅器１００Ａの等価回路は図１１（Ｃ）に示すようになる。すなわち、ダイオード１３２Ａは、オン時の残留抵抗による抵抗器として扱うことができる。

増幅器１００Ａにおいて、入力整合回路１１０Ａ、１１０Ｂを経た送信信号は、インダクタ１３１に入力され、２倍波成分の共振が生じる。また、ダイオード１３２Ａは、ゲート電圧生成部１４０によってオンにされる。また、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂは、送信波を増幅する。

また、このとき、ダイオード１３２Ａに入力される２倍波は、図１１（Ｄ）に破線で示すように正弦波状の波形を有する。この２倍波は、ダイオード１３２Ａを含むクリップ回路によってクリップされ、図１１（Ｄ）に実線で示すように、ダイオード１３２Ａに入力される２倍波の負の部分がクリップされた波形になる。なお、ダイオード１３２Ａのオン電圧の分だけ、図１１（Ｄ）では多少の負電圧が残る。従って、ダイオード１３２Ａの出力側では、２倍波の直流成分（ＤＣレベル）は、ゲート電圧生成部１４０が出力する初期値Ｖｇ０よりも調整電圧δＶｇの分だけ上昇する。なお、厳密にはダイオード１３２Ａでの電圧降下が存在するが、ここでは無視して考える。

そして、ダイオード１３２Ａの入力側の電圧は、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに入力される送信信号の強度（振幅）が初期値から増大するほど上昇する。これは、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに入力される送信信号の強度（振幅）が初期値から増大するほど、ダイオード１３２Ａの入力側の電圧のＤＣレベルが上昇するからである。

従って、実施の形態１の増幅器１００Ａでは、入力端子１０１Ａ、１０１Ｂに入力される送信信号の強度（振幅）が初期値から増大すると、ゲート電圧制御部１３０Ａのダイオード１３２Ａの入力側の電圧が増大する。

これにより、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲートに入力されるゲート電圧Ｖｇは、初期値Ｖｇ０よりも上昇する。

ここで、送信信号の強度（振幅）が初期値から増大する場合に、調整電圧δＶｇによってゲート電圧Ｖｇが上昇することにより、ＩＭ３信号の強度の許容上限値ＩＭ３ＵＬ以下になるように設定しておけば、増幅器１００Ａを駆動するときに、ＩＭ３信号の強度が低い動作条件で増幅器１００Ａを駆動することができる。

すなわち、調整電圧δＶｇの増大に伴って上昇するゲート電圧Ｖｇを用いて、ＩＭ３信号の極小値付近の動作点でトランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂを駆動することにより、ＩＭ３信号の強度が許容上限値ＩＭ３ＵＬ以下になる動作条件で増幅器１００Ａを駆動することができる。

以上のように、ゲート電圧が増大するほど、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂで増幅されるＩＭ３信号の極小値が高出力側にシフトする場合は、ダイオード１３２Ａのように、カソードを信号源５０と、トランジスタ１２０Ａ、１２０Ｂのゲートとに接続し、アノードをゲート電圧生成部１４０とキャパシタ１３３に接続すればよい。

＜実施の形態２＞
図１２は、実施の形態２の増幅器６００を示す図である。実施の形態２の増幅器６００は、シングルエンドの送信信号を増幅する点が実施の形態１の増幅器１００（図８参照）と異なる。このため、実施の形態１の増幅器１００に含まれる構成要素と同様の構成要素には、アルファベットのＡ、Ｂを取り除いた同様の符号を付し、重複説明を省略する。

増幅器６００は、入力端子１０１、出力端子１０２、入力整合回路１１０、トランジスタ１２０、ゲート電圧制御部６３０、ゲート電圧生成部１４０、及び出力整合回路１５０を含む。

実施の形態２では、増幅器６００は、一例として、スマートフォン端末機５００（図３参照）の送信回路２００（図４参照）に含まれ、パワーアンプとして用いられる。

入力端子１０１には、図４に示すＲＦ信号制御回路２２０から送信信号が入力される。送信信号は、所謂ツートーン形式のシングルエンド形式の信号である。増幅器６００は、入力端子１０１に入力される送信信号を増幅して出力端子１０２から出力する。

入力整合回路１１０の出力側には、トランジスタ１２０のゲートと、２倍波通過フィルタ６６０とが接続される。

２倍波通過フィルタ６６０は、入力整合回路１１０及びトランジスタ１２０のゲートと、ゲート電圧制御部６３０のインダクタ６３１の一端との間に設けられており、２倍波のみを通過させるフィルタである。２倍波通過フィルタ６６０は、例えば、送信信号の２倍波のみを透過するとともに、調整電圧δＶｇを通すフィルタであればよい。

２倍波通過フィルタ６６０は、例えば、図１３に示すような回路構成を有するフィルタであればよい。

図１３は、実施の形態２の増幅器６００の２倍波通過フィルタ６６０を示す図である。

２倍波通過フィルタ６６０は、例えば、図１３（Ａ）に示すように、端子６６１、６６２、インダクタ６６３、６６４、及びキャパシタ６６５を含む。

端子６６１は、入力整合回路１１０及びトランジスタ１２０のゲートに接続される。端子６６２は、インダクタ６３１に接続される。インダクタ６６３、６６４は、端子６６１、６６２の間に直列に接続される。キャパシタ６６５は、インダクタ６６３、６６４の間に一端が接続され、他端が接地される。

図１３（Ａ）に示すような２倍波通過フィルタ６６０において、送信信号の２倍波が通過できるように、インダクタ６６３、６６４のインダクタンスと、キャパシタ６６５のキャパシタンスとの組み合わせを選択すればよい。図１３（Ａ）に示す２倍波通過フィルタ６６０は、端子６６１、６６２の間に２つのインダクタ６６３、６６４が直列に接続されているため、調整電圧δＶｇは端子６６１、６６２の間を通過可能である。

また、２倍波通過フィルタ６６０は、図１３（Ｂ）に示すように、端子６６１、６６２の間に接続されるキャパシタ６６６、キャパシタ６６６と端子６６２の間に一端が接続され、他端が接地されるインダクタ６６７、及びキャパシタ６６６に並列に接続される抵抗器６６８を含む回路構成であってもよい。

この場合に、キャパシタ６６６のキャパシタンスと、インダクタ６６７のインダクタンスとを調整することにより、抵抗器６６８には直流成分のみが通過可能であるようにすればよい。

図１３（Ｂ）に示す２倍波通過フィルタ６６０によれば、端子６６１、６６２の間に、送信波の２倍波を通過させることができるとともに、調整電圧δＶｇを通過させることができる。

ゲート電圧制御部６３０は、ゲート電圧生成部１４０からゲート電圧制御部６３０を介してトランジスタ１２０のゲートに印加されるゲート電圧を２倍波通過フィルタ６６０を介して制御するために設けられている。

ゲート電圧制御部６３０は、インダクタ６３１、ダイオード１３２、及びキャパシタ１３３を有する。インダクタ６３１は、実施の形態１のインダクタ１３１のようにセンタータップ１３１Ａを有しないコイルである。インダクタ６３１の一端（図中左側の端子）は、２倍波通過フィルタ６６０に接続されている。また、インダクタ６３１の他端（図中右側の端子）は、ダイオード１３２のアノードに接続されている。

インダクタ６３１はキャパシタ１３３とＬＣ共振回路を構築するようにインダクタンスＬが設定されている。ＬＣ共振回路の共振周波数は、２倍波の周波数(2f)に設定されている。２倍波の周波数(2f)は、基本波の周波数(f)の２倍である。

これは、インダクタ６３１のインダクタＬとキャパシタ１３３のキャパシタンスＣとを２倍波に対してインピーダンスがゼロになる（ショートする）ように選ぶことで、インダクタ６３１から出力される２倍波の信号がすべてダイオード１３２の両端間に印加されるようにするためである。なお、このようなインダクタ６３１のインダクタＬとキャパシタ１３３のキャパシタンスＣとは、2f=1/2p√LCを満たす。

インダクタ６３１には、２倍波通過フィルタ６６０を介して送信信号のうちの２倍波のみが入力される。

ダイオード１３２は、アノードがインダクタ６３１の他端（図中右側の端子）に接続され、カソードがキャパシタ１３３の一端と、ゲート電圧生成部１４０の出力端子１４０Ａとに接続される。

ダイオード１３２は、インダクタ６３１から出力される２倍波の強度（振幅）に応じて、トランジスタ１２０のゲート電圧を制御するために設けられている。ダイオード１３２は、ゲート電圧生成部１４０とクリップ回路を構築する。

キャパシタ１３３は、一端がダイオード１３２のカソードと、ゲート電圧生成部１４０の出力端子１４０Ａとに接続され、他端は接地される。

なお、ゲート電圧制御部６３０がトランジスタ１２０のゲートに出力する調整電圧δＶｇは、入力端子１０１に入力される送信信号の強度（振幅）が増大すると、クリップ回路によってダイオード１３２の出力側の電圧が変化することによって生じる。

実施の形態２の増幅器６００では、入力端子１０１に入力される送信信号の強度（振幅）が増大すると、ゲート電圧制御部６３０がトランジスタ１２０のゲートに出力する調整電圧δＶｇは低下する。これは実施の形態１の増幅器１００と同様である。

以上のような構成を有する増幅器６００において、入力端子１０１に入力される送信信号の強度（振幅）が初期値から増大すると、ゲート電圧制御部６３０のダイオード１３２の入力側の電圧が低下し、ゲート電圧制御部６３０が出力する調整電圧δＶｇが負の値になる。

これにより、トランジスタ１２０のゲートに入力されるゲート電圧Ｖｇは、調整電圧δＶｇの分だけ初期値Ｖｇ０よりも低下する。

ここで、送信信号の強度（振幅）が初期値から増大する場合に、調整電圧δＶｇによってゲート電圧Ｖｇが低下することにより、ＩＭ３信号の強度の許容上限値ＩＭ３ＵＬ以下になるように設定しておけば、増幅器６００を駆動するときに、ＩＭ３信号の強度が低い動作条件で増幅器６００を駆動することができる。

従って、ダイオード１３２が図９に示す特性Ｖｇ１〜Ｖｇ８を実現するためのδＶｇを出力する順方向特性を有するようにすれば、実施の形態２の増幅器６００は、図９に示すようにＩＭ３信号を低減した特性を得ることができる。

以上、実施の形態２によれば、簡易な構成で歪みの小さい領域で動作可能な増幅器６００を提供することができる。

以上、本発明の例示的な実施の形態の増幅器について説明したが、本発明は、具体的に開示された実施の形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。
以上の実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。
（付記１）
差動形式のツートーンの送信信号が入力される一対の入力端子と、
一対の出力端子と、
前記一対の入力端子に両端がそれぞれ接続され、センタータップを有するコイルと、
前記コイルの一端にゲートが接続されるとともに、自己の出力端子が前記一対の出力端子のうちの一方に接続される第１トランジスタと、
前記コイルの他端にゲートが接続されるとともに、自己の出力端子が前記一対の出力端子のうちの他方に接続される第２トランジスタと、
前記コイルのセンタータップに一端が接続されるダイオードと、
前記ダイオードの他端に接続され、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタをオンにする所定のゲート電圧を出力するバイアス回路と
を含み、
前記ダイオードは、前記コイルの前記センタータップから自己の前記一端に供給される前記２倍波の信号レベルに応じて、自己の前記一端における電圧を調整する、増幅器。
（付記２）
前記ダイオードの前記他端と、前記バイアス回路の前記所定のゲート電圧を出力する端子との間に一端が接続され、他端が基準電位点に接続されるキャパシタをさらに含み、
前記コイルのインダクタンスと、前記キャパシタのキャパシタンスとは、前記入力端子に入力される前記送信信号の２倍波の共振周波数を与える値に設定される、付記１記載の増幅器。
（付記３）
前記ダイオードと前記バイアス回路はクリップ回路を構築し、前記クリップ回路は、前記送信信号の信号レベルの変化に対して、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタの出力に含まれる歪み成分の信号レベルが所定値以下になるように、前記コイルの前記センタータップから前記ダイオードの前記一端に供給される前記２倍波をクリップすることにより、前記ダイオードの前記一端における電圧を調整する、付記１又は２記載の増幅器。
（付記４）
前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは、ゲート電圧の低下に伴い、前記歪み成分の極小値が高出力側にシフトする特性を有しており、
前記ダイオードの前記一端はアノードであり、かつ、前記ダイオードの前記他端はカソードである、付記３記載の増幅器。
（付記５）
前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは、ゲート電圧の増大に伴い、前記歪み成分の極小値が高出力側にシフトする特性を有しており、
前記ダイオードの前記一端はカソードであり、かつ、前記ダイオードの前記他端はアノードである、付記３記載の増幅器。
（付記６）
ツートーンの送信信号が入力される入力端子と、
出力端子と、
前記入力端子に接続され、前記送信信号の２倍波を通過するフィルタと、
一端が前記フィルタの出力端子に接続されるコイルと、
前記フィルタの入力端子にゲートが接続されるとともに、自己の出力端子が前記出力端子に接続されるトランジスタと、
前記コイルの他端に自己の一端が接続されるダイオードと、
前記ダイオードの他端に接続され、前記トランジスタをオンにする所定のゲート電圧を出力するバイアス回路と、
を含み、
前記ダイオードは、前記コイルを経て自己の前記一端に供給される２倍波の信号レベルに応じて、自己の前記一端における電圧を調整する、増幅器。
（付記７）
前記ダイオードの前記他端と、前記バイアス回路の前記所定のゲート電圧を出力する端子との間に一端が接続され、他端が基準電位点に接続されるキャパシタをさらに含み、
前記コイルのインダクタンスと、前記キャパシタのキャパシタンスとは、前記入力端子に入力される基本波の２倍波の共振周波数を与える値に設定される、付記６記載の増幅器。

１００ 増幅器
１０１Ａ、１０１Ｂ 入力端子
１０２Ａ、１０２Ｂ 出力端子
１１０Ａ、１１０Ｂ 入力整合回路
１２０Ａ、１２０Ｂ トランジスタ
１３０ ゲート電圧制御部
１３１ インダクタ
１４０ ゲート電圧生成部
１５０Ａ、１５０Ｂ 出力整合回路
６００ 増幅器
６３０ ゲート電圧制御部
６３１ インダクタ
６６０ ２倍波通過フィルタ

Claims (5)

1. 差動形式のツートーンの送信信号が入力される一対の入力端子と、
   一対の出力端子と、
   前記一対の入力端子に両端がそれぞれ接続され、センタータップを有するコイルと、
   前記コイルの一端にゲートが接続されるとともに、自己の出力端子が前記一対の出力端子のうちの一方に接続される第１トランジスタと、
   前記コイルの他端にゲートが接続されるとともに、自己の出力端子が前記一対の出力端子のうちの他方に接続される第２トランジスタと、
   前記コイルのセンタータップに一端が接続されるダイオードと、
   前記ダイオードの他端に接続され、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタをオンにする所定のゲート電圧を出力するバイアス回路と、
   前記ダイオードの前記他端と、前記バイアス回路の前記所定のゲート電圧を出力する端子との間に一端が接続され、他端が基準電位点に接続されるキャパシタと
   を含み、
   前記ダイオードは、前記コイルの前記センタータップから自己の前記一端に供給される前記送信信号の２倍波の信号レベルに応じて、自己の前記一端における電圧を調整し、
   前記コイルのインダクタンスと、前記キャパシタのキャパシタンスとは、前記入力端子に入力される前記送信信号の２倍波の共振周波数を与える値に設定される、増幅器。
2. 前記ダイオードと前記バイアス回路はクリップ回路を構築し、前記クリップ回路は、前記送信信号の信号レベルの変化に対して、前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタの出力に含まれる歪み成分の信号レベルが所定値以下になるように、前記コイルの前記センタータップから前記ダイオードの前記一端に供給される前記２倍波をクリップすることにより、前記ダイオードの前記一端における電圧を調整する、請求項１記載の増幅器。
3. 前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは、ゲート電圧の低下に伴い、前記歪み成分の極小値が高出力側にシフトする特性を有しており、
   前記ダイオードの前記一端はアノードであり、かつ、前記ダイオードの前記他端はカソードである、請求項２記載の増幅器。
4. 前記第１トランジスタ及び前記第２トランジスタは、ゲート電圧の増大に伴い、前記歪み成分の極小値が高出力側にシフトする特性を有しており、
   前記ダイオードの前記一端はカソードであり、かつ、前記ダイオードの前記他端はアノードである、請求項２記載の増幅器。
5. ツートーンの送信信号が入力される入力端子と、
   出力端子と、
   前記入力端子に接続され、前記送信信号の２倍波を通過するフィルタと、
   一端が前記フィルタの出力端子に接続されるコイルと、
   前記フィルタの入力端子にゲートが接続されるとともに、自己の出力端子が前記出力端子に接続されるトランジスタと、
   前記コイルの他端に自己の一端が接続されるダイオードと、
   前記ダイオードの他端に接続され、前記トランジスタをオンにする所定のゲート電圧を出力するバイアス回路と、
   前記ダイオードの前記他端と、前記バイアス回路の前記所定のゲート電圧を出力する端子との間に一端が接続され、他端が基準電位点に接続されるキャパシタと
   を含み、
   前記ダイオードは、前記コイルを経て自己の前記一端に供給される前記送信信号の２倍波の信号レベルに応じて、自己の前記一端における電圧を調整し、
   前記コイルのインダクタンスと、前記キャパシタのキャパシタンスとは、前記入力端子に入力される前記送信信号の２倍波の共振周波数を与える値に設定される、増幅器。

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