JP6233641B2 - 位置センサ - Google Patents

Description

本発明は、電磁結合を利用してターゲットの位置を検知する位置センサに関するものである。

従来から、正弦コイル及び余弦コイルに正弦波及び余弦波を入力し、受波コイルから得られる出力に基いて、ターゲットの位置を検知する位置センサが知られている（例えば特許文献１及び特許文献２参照）。この位置センサは、正弦コイル及び余弦コイルに正弦波及び余弦波を入力すると、受波コイルの出力信号の位相がターゲットの位置によって異なることから、受波コイルの出力信号の位相を計測することで、ターゲットの位置を検知するものである。

この位置センサは、高周波信号を変調することによって正弦波及び余弦波を生成し、この高周波信号を変調して生成した正弦波及び余弦波を正弦コイル及び余弦コイルに入力するようになっている。そして、受波コイルの出力信号を復調し、この復調した信号の位相を計測するようになっている。

また、この位置センサは、第１のモードにおいて、第１の位相関係にある正弦波及び余弦波を正弦コイル及び余弦コイルに入力し、第２のモードにおいて、第２の位相関係にある正弦波及び余弦波を正弦コイル及び余弦コイルに入力するようになっている。そして、第１のモードでの受波コイルの出力信号の位相と第２のモードでの受波コイルの出力信号の位相を計測し、これらの位相に基いて、ターゲットの位置に対応する位相成分を求めるようになっている。

特表２０１１−５１５６７４号公報 特表２００５−５０７４９６号公報

ところで、上述した従来の位置センサにおいては、正弦コイル及び余弦コイルに入力する正弦波及び余弦波を生成するための変調回路が必要であり、また、受波コイルの出力信号を復調するための復調回路が必要である。このため、回路が複雑である。

また、従来の位置センサにおいては、受波コイルの出力信号を復調するためにローパスフィルタを使用している。従って、位相の計測は、ローパスフィルタの出力波形が落ち着くまで待たなければならない。ローパスフィルタは、ゆっくりした波を取り出すためのものなので、時定数が大きく、ローパスフィルタの出力波形が落ち着くまでの時間が長い。このため、位相の計測に要する時間が長くなり、ターゲットの位置の検知に要する時間が長くなる。

また、従来の位置センサにおいては、ローパスフィルタを使用しているために、第１のモードから第２のモードに替わるときに、ローパスフィルタによる悪影響が生じる。すなわち、第１のモードから第２のモードに替わるときに、ローパスフィルタの影響によって、位相計測値が変化する。そこで、このローパスフィルタによる悪影響を回避するために、第１のモードから第２のモードに替わるときに、位相のギャップが生じないように（波形が連続するように）、第２のモードの初期位相を調整している。すなわち、第２のモードにおいて正弦コイル及び余弦コイルに入力する正弦波及び余弦波の位相を調整している。この調整は、前回の位相の計測値をフィードバックし、前回の位相の計測値に基いて、位相のギャップが生じないようにするには第２のモードの初期位相をどのようにすればよいのかを計算して行っている。このため、第２のモードの初期位相を調整するための回路（前回の位相の計測値をフィードバックする回路や第２のモードの初期位相を計算する回路など）が必要であり、回路が複雑である。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、回路を簡素化することができる位置センサを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明の位置センサは、電磁波を送波するための第１の所定の形状の第１の送波コイルと、電磁波を送波するための第１の所定の形状と異なる第２の所定の形状の第２の送波コイルと、第１の送波コイル及び第２の送波コイルから送波される電磁波を受波するための受波コイルと、第１の送波コイル及び第２の送波コイルに互いに同じ周波数で互いに異なる位相の入力波を入力する送波波形生成部と、送波波形生成部が第１の送波コイル及び第２の送波コイルに入力波を入力することにより受波コイルから得られる出力に基いて、第１及び第２の送波コイルと受波コイルに対して移動可能に設けられるターゲットの位置を検知する位置検知部とを備え、位置検知部は、受波コイルから得られる出力を入力波の半周期の整数倍とは異なる周期で少なくとも２回サンプリングし、この少なくとも２回サンプリングした値に基いて、ターゲットの位置を検知する、ものである。

本発明の位置センサにおいて、位置検知部は、受波コイルから得られる出力を入力波の半周期の整数倍とは異なる周期で少なくとも３回サンプリングし、この少なくとも３回サンプリングした値に基いて、ターゲットの位置を検知する、ことが好ましい。

また、本発明の位置センサにおいて、位置検知部は、Ｎを３以上の整数とし、ＲをＮより大きくＮの整数倍でない整数とした場合、受波コイルから得られる出力を入力波の周期をＲ倍した時間をＮ等分する周期でＮ回サンプリングし、このＮ回サンプリングした値に基いて、ターゲットの位置を検知する、ことが好ましい。

また、本発明の位置センサにおいて、位置検知部は、Ｎ回のサンプリングを１周期分のサンプリングとした場合、複数周期分のサンプリングをし、この複数周期分のサンプリングした値に基いて、ターゲットの位置を検知する、ことが好ましい。

また、本発明の位置センサにおいて、送波波形生成部は、互いの位相関係が第１の所定の位相関係にある入力波を第１の送波コイル及び第２の送波コイルに入力する第１のモードと、互いの位相関係が第１の所定の位相関係とは異なる第２の所定の位相関係にある入力波を第１の送波コイル及び第２の送波コイルに入力する第２のモードとを有し、位置検知部は、第１のモードにおいてサンプリングした値、及び第２のモードにおいてサンプリングした値に基いて、受波コイルから得られる出力信号の位相に含まれる、ターゲットの位置に対応する位相成分を求める位相計測部と、位相計測部により計測したターゲットの位置に対応する位相成分をターゲットの位置に変換する出力変換部とを有する、ことが好ましい。

また、本発明の位置センサにおいて、位相計測部は、第１のモードにおいてサンプリングした値に基いて、第１のモードにおいて受波コイルから得られる第１の出力信号の位相を計測し、第２のモードにおいてサンプリングした値に基いて、第２のモードにおいて受波コイルから得られる第２の出力信号の位相を計測し、これら第１の出力信号の位相及び第２の出力信号の位相に基いて、ターゲットの位置に対応する位相成分を求める、ことが好ましい。

また、本発明の位置センサにおいて、送波波形生成部は、互いの位相関係が第１の所定の位相関係にある入力波を第１の送波コイル及び第２の送波コイルに入力する第１のモードと、互いの位相関係が第１の所定の位相関係とは異なる第２の所定の位相関係にある入力波を第１の送波コイル及び第２の送波コイルに入力する第２のモードとを有し、位置検知部は、第１のモードにおいてサンプリングした値に基いて、第１のモードにおいて受波コイルから得られる第１の出力信号の位相を計測し、第２のモードにおいてサンプリングした値に基いて、第２のモードにおいて受波コイルから得られる第２の出力信号の位相を計測する位相計測部と、位相計測部により計測した第１の出力信号の位相及び第２の出力信号の位相に基いて、これらの出力信号の位相に含まれる位相オフセット成分を求め、第１の出力信号の位相及び第２の出力信号の位相に含まれるターゲットの位置に対応する位相成分を、位相オフセット成分に基いて調整して求める位相調整部と、位相調整部により求めたターゲットの位置に対応する位相成分をターゲットの位置に変換する出力変換部とを有する、ことが好ましい。

また、本発明の位置センサにおいて、受波コイルから得られる出力の大きさを調整する出力調整部をさらに備える、ことが好ましい。

また、本発明の位置センサにおいて、第１の送波コイル、第２の送波コイル、及び受波コイルのうちの少なくとも一つと共振回路を構成するコンデンサをさらに備え、送波波形生成部は、入力波として、共振回路の共振周波数と同じ周波数の矩形波を入力する、ことが好ましい。

本発明によれば、受波コイルから得られる出力をサンプリングして、そのサンプリングした値に基いてターゲットの位置を検知することにより、従来の位置センサと比較して、回路を簡素化することができる。

（ａ）は本発明の第１の実施形態に係る位置センサの構成を示す斜視図、（ｂ）は同平面図。 同位置センサの構成を示す電気的ブロック構成図。 同位置センサの正弦コイル及び余弦コイルに入力する矩形波と、受波コイルの出力信号を示す波形図。 （ａ）は同位置センサの、受波コイルの出力信号の位相オフセットが正の値の場合の、ターゲットの位置と出力信号の位相との関係を示す図、（ｂ）は同位相オフセットが負の値の場合の、ターゲットの位置と出力信号の位相との関係を示す図。 同位置センサのＡＤタイミング生成部及びＡＤ変換部による受波コイルの出力信号のサンプリングを説明する図。 （ａ）は同位置センサの、受波コイルの出力信号の位相オフセットが正の値の場合の、受波コイルの出力信号に含まれるターゲットの位置に対応する位相成分の計測値を示す図、（ｂ）は同位相オフセットが負の値の場合の、受波コイルの出力信号に含まれるターゲットの位置に対応する位相成分の計測値を示す図。 本発明の第２の実施形態に係る位置センサのＡＤタイミング生成部及びＡＤ変換部による受波コイルの出力信号のサンプリングを説明する図。 本発明の第3の実施形態に係る位置センサのＡＤタイミング生成部及びＡＤ変換部による受波コイルの出力信号のサンプリングを説明する図。 本発明の第４の実施形態に係る位置センサの構成を示す電気的ブロック構成図。 （ａ）は同位置センサの第１の入力モードで正弦コイル及び余弦コイルに入力する入力波と、受波コイルの出力信号を示す波形図、（ｂ）は同第２の入力モードで正弦コイル及び余弦コイルに入力する入力波と、受波コイルの出力信号を示す波形図。 同位置センサの、第１の出力信号の位相オフセットと第２の出力信号の位相オフセットが互いに等しい場合の、ターゲットの位置と第１の出力信号の位相及び第２の出力信号の位相との関係を示す図。 同位置センサの受波コイルの出力信号に含まれるターゲットの位置に対応する位相成分の計測値を示す図。 本発明の第５の実施形態に係る位置センサの構成を示す電気的ブロック構成図。 同位置センサの位相調整部における位相調整処理を示すフローチャート。 （ａ）は同位置センサの位相オフセットが正の値の場合の調整前の位相計測値を示す図、（ｂ）は同調整後の位相計測値を示す図。 （ａ）は同位置センサの位相オフセットが負の値の場合の調整前の位相計測値を示す図、（ｂ）は同調整後の位相計測値を示す図。 同位置センサの受波コイルの出力信号に含まれるターゲットの位置に対応する位相成分の計測値を示す図。 同位置センサの位相調整部における別の位相調整処理を示すフローチャート。 本発明の第６の実施形態に係る位置センサの構成を示す電気的ブロック構成図。 同位置センサの出力調整部の構成を示す図。 本発明の第７の実施形態に係る位置センサの構成を示す電気的ブロック構成図。 （ａ）は共振回路を構成していない場合の受波コイルの出力信号を示す波形図、（ｂ）は本発明の位置センサにおける共振回路を構成している場合の受波コイルの出力信号を示す波形図。 同位置センサの別の構成を示す電気的ブロック構成図。 同位置センサのさらに別の構成を示す電気的ブロック構成図。

以下、本発明を具体化した実施形態による位置センサについて図面を参照して説明する。
＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態による位置センサの構成を示す。位置センサ１は、検知対象である金属性（導体）のターゲット２と、ターゲット２の位置を検知するための正弦コイル（第１の送波コイル）３、余弦コイル（第２の送波コイル）４、受波コイル５、及び処理回路部６とを備える。位置センサ１は、ターゲット２の位置によって正弦コイル３及び余弦コイル４と受波コイル５との電磁結合が異なることを利用して、ターゲット２の位置を検知するものである。

正弦コイル３、余弦コイル４、受波コイル５、及び処理回路部６は、回路基板７に設けられている。回路基板７は、多層基板であり、回路基板７の表層に正弦コイル３及び受波コイル５が形成され、回路基板７の内層に余弦コイル４が形成されている。正弦コイル３と余弦コイル４は、回路基板７の表面に垂直な方向に互いに重なるように形成されており、受波コイル５は、正弦コイル３及び余弦コイル４を囲うように形成されている。正弦コイル３、余弦コイル４、及び受波コイル５は、処理回路部６に接続されている。

ターゲット２は、金属性（導体）であり、可動体８の先端に設けられている。可動体８は、非金属性（絶縁体）である。可動体８は、不図示の支持体によって、回路基板７に対して、直線状に往復移動可能に支持されている。つまり、ターゲット２は、正弦コイル３、余弦コイル４、及び受波コイル５に対して、直線状に往復移動可能に設けられている。また、ターゲット２は、回路基板７の表面に隣接した場所を、回路基板７の表面と平行に移動可能に設けられている。

正弦コイル３及び余弦コイル４は、電磁波を送波（電磁場を励起）するためのコイルであり、受波コイル５は、正弦コイル３及び余弦コイル４から送波される電磁波を受波する（励起される電磁場を受ける）ためのコイルである。処理回路部６は、正弦コイル３及び余弦コイル４を駆動し、受波コイル５の出力に基いてターゲット２の位置を検知するための回路である。

正弦コイル３にある周波数で変化する電圧を入力すると、電磁誘導によって、その周波数と同じ周波数で変化する電圧が受波コイル５から出力される。このときの受波コイル５から出力される電圧の振幅は、正弦コイル３の形状によって、また、ターゲット２の位置によって、異なる。これは、正弦コイル３の形状によって、また、ターゲット２の位置によって、正弦コイル３と受波コイル５との電磁結合が異なるためである。

正弦コイル３は、第１の所定の形状をしている。正弦コイル３にある周波数で変化する電圧を入力したときの受波コイル５の出力信号の振幅をＡ_１とする。第１の所定の形状は、振幅Ａ_１をターゲット２の位置Ｘによって正弦関数（検知領域の所定の位置を原点０とし、検知領域の長さＬを周期とする正弦関数）に従って異らせる形状である。すなわち、第１の所定の形状は、振幅Ａ_１をｓｉｎ（（２π／Ｌ）Ｘ）にする形状である。本実施形態では、検知領域の中央の位置をターゲット２の位置Ｘの原点０としている。

具体的には、第１の所定の形状は、ターゲット２の移動経路に平行な線分に対して線対称な形状であって、長さが検知領域の長さＬと同じで、長さの１／２の位置で１８０度捻られ、両端が検知領域の両端に（中央が検知領域の原点０に）合わせられた形状である。１８０度捻られた部分は、繋がっておらず、絶縁体又は空間を介して立体的に交差している。このような形状の正弦コイル３にある周波数で変化する電圧を入力すると、そのときの受波コイル５の出力信号の振幅Ａ_１は、ｓｉｎ（（２π／Ｌ）Ｘ）となる。つまり、正弦コイル３は、振幅Ａ_１がｓｉｎ（（２π／Ｌ）Ｘ）となるように構成されたコイルである。

また、余弦コイル４にある周波数で変化する電圧を入力すると、電磁誘導によって、その周波数と同じ周波数で変化する電圧が受波コイル５から出力される。このときの受波コイル５から出力される電圧の振幅は、余弦コイル４の形状によって、また、ターゲット２の位置によって、異なる。これは、余弦コイル４の形状によって、また、ターゲット２の位置によって、余弦コイル４と受波コイル５との電磁結合が異なるためである。

余弦コイル４は、第２の所定の形状をしている。余弦コイル４にある周波数で変化する電圧を入力したときの受波コイル５の出力信号の振幅をＡ_２とする。第２の所定の形状は、振幅Ａ_２をターゲット２の位置Ｘによって余弦関数（検知領域の所定の位置を原点０とし、検知領域の長さＬを周期とする余弦関数）に従って異らせる形状である。すなわち、第２の所定の形状は、振幅Ａ_２をｃｏｓ（２πＸ／Ｌ）にする形状である。

具体的には、第２の所定の形状は、ターゲット２の移動経路に平行な線分に対して線対称な形状であって、長さが検知領域の長さＬと同じで、長さの１／４の位置と３／４の位置の各々で１８０度捻られ、両端が検知領域の両端に合わせられた形状である。１８０度捻られた部分は、繋がっておらず、絶縁体又は空間を介して立体的に交差している。このような形状の余弦コイル４にある周波数で変化する電圧を入力すると、そのときの受波コイル５の出力信号の振幅Ａ_２は、ｃｏｓ（（２π／Ｌ）Ｘ）となる。つまり、余弦コイル４は、振幅Ａ_２がｃｏｓ（（２π／Ｌ）Ｘ）となるように構成されたコイルである。

図２は、位置センサ１の電気的ブロック構成を示す。処理回路部６は、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力波を入力する送波波形生成部２１と、受波コイル５から得られる出力に基いてターゲット２の位置を検知する位置検知部２２とを備える。

位置検知部２２は、ターゲット２の位置Ｘの検知において必要な各種タイミングを示す信号を生成する基準タイミング生成部３１を有する。また、位置検知部２２は、受波コイル５から得られる出力信号を増幅する増幅部３２と、増幅部３２の出力すなわち受波コイル５の出力信号をサンプリングするためのＡＤタイミング生成部３３及びＡＤ変換部３４を有する。また、位置検知部２２は、受波コイル５の出力信号に含まれる、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを計測する位相計測部３５と、各種の計測値を一時的に記憶する計測値記憶部３６と、位相成分θ_Ｘを位置Ｘに変換する出力変換部３７と、を有する。

基準タイミング生成部３１は、送波波形生成部２１に送波開始信号を送信する。送波開始信号は、入力波の入力の開始タイミングであることを示す（入力波の入力の開始を指示する）信号である。また、基準タイミング生成部３１は、送波開始信号を送信した後、位相計測部３５に基準時刻信号を送信する。基準時刻信号は、位相の計測の基準となるタイミングであることを示す（位相を計測するための動作の開始を指示する）信号である。

基準タイミング生成部３１は、これら送波開始信号の送信及び基準時刻信号の送信を所定の動作周期で繰返す。基準タイミング生成部３１は、これらの信号の送信において、送波開始信号を送信したときから遅延時間ｔａ経過した時点で、基準時刻信号を送信し、基準時刻信号を送信したときから計測動作時間ｔｂ経過後に、送波開始信号を送信する。遅延時間ｔａは、位相計測部３５の後述する位相計測動作における待機時間ｔｗよりも短い一定の時間である。計測動作時間ｔｂは、待機時間ｔｗよりも長い時間であり、位相計測部３５の位相計測動作に要する時間である。

図３は、送波波形生成部２１が正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波と、そのときに受波コイル５から得られる出力信号を示す。

送波波形生成部２１は、正弦コイル３及び余弦コイル４に、互いに同じ基本周波数ｆで互いに異なる位相の入力波を入力する。このとき、送波波形生成部２１は、互いの位相関係が所定の位相関係にある入力波を正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する。本実施形態では、所定の位相関係は、正弦コイル３に入力する入力波の位相に対して、余弦コイル４に入力する入力波の位相が３π／２遅れた位相関係である。また、本実施形態では、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波は、正弦波である。また、本実施形態では、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波の基本周波数ｆは、２［ＭＨｚ］である。送波波形生成部２１は、基準タイミング生成部３１から送波開始信号が入力されることにより、正弦コイル３及び余弦コイル４への入力波の入力を開始する。

入力波の入力は、以下のようにして行われる。すなわち、図３に示すように、送波開始信号の入力時点ＴｉでＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになる、基本周波数ｆの入力波（正弦波）１を生成する。Ｅは、入力波の電圧であり、Ｅｃは、入力波の振幅の中心電圧である。また、送波開始信号の入力時点Ｔｉから（１／ｆ）×（３／４）遅れた時点でＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになる、基本周波数ｆの入力波（正弦波）２を生成する。入力波１の基本周波数ｆと入力波２の基本周波数は、互いに同じ周波数である。そして、入力波１を正弦コイル３に入力し、入力波２を余弦コイル４に入力する。

正弦コイル３に入力する入力波１は、ある基準時点Ｔｃを基準にした位相遅れ量がγ（γ＞０）の入力波であり、余弦コイル４に入力する入力波２は、ある基準時点Ｔｃを基準にした位相遅れ量がγ＋３π／２の入力波である。基準時点Ｔｃは、任意に定めることが可能であり、γは、基準時点Ｔｃの選び方によって生じる位相オフセット成分である。入力波１がＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになる時点（例えば、送波開始信号の入力時点Ｔｉ）を基準時点Ｔｃに定めれば、γ＝０となり、入力波１の位相は０となり、入力波２の位相は３π／２となる。入力波１と入力波２の位相関係は、入力波１の位相に対して、入力波２の位相が３π／２遅れた位相関係になっている。

このように入力波１、２を入力すると、受波コイル５から信号が出力される。この出力信号は、入力波１、２の基本周波数ｆと同じ基本周波数ｆで変化し、入力波１に対してＳの位相差を有する。

送波波形生成部２１が正弦コイル３及び余弦コイル４に入力波を入力しているとき（入力波１、２を入力しているとき）に受波コイル５から得られる出力信号（電圧）をＶとする。出力信号Ｖは、以下の式（１）で表される。

ここで、α＝γ＋δ−π／２であり、位相オフセットである。γは、基準時点Ｔｃの選び方によって生じる位相オフセット成分であり、基準時点Ｔｃを基準にした入力波１の位相（位相遅れ量）に対応する成分である。δは、温度などの要因によって生じる位相オフセット成分（位相遅れ）である。ｔは、時間である。

出力信号Ｖがこのようになるのは、以下の理由による。すなわち、出力信号Ｖは、正弦コイル３に入力波１が入力されることにより受波コイル５から出力される信号と、余弦コイル４に入力波２が入力されることにより受波コイル５から出力される信号との重ね合わせにより得られる信号である。

正弦コイル３に入力波１が入力されることにより受波コイル５から出力される信号は、温度などの要因によって生じるδの位相遅れが加わり、以下の式（２）で表される信号となる。

余弦コイル４に入力波２が入力されることにより受波コイル５から出力される信号は、温度などの要因によって生じるδの位相遅れが加わり、以下の式（３）で表される信号となる。

式（２）で表される信号と式（３）で表される信号の重ね合わせ（足し合わせ）により得られる信号が出力信号Ｖであり、式（２）と式（３）を足し合わせると、式（１）となる。従って、出力信号Ｖは、式（１）で表される信号となる。

式（１）から明らかなように、出力信号Ｖは、入力波１、２の基本周波数ｆと同じ基本周波数ｆで変化する信号である。また、出力信号Ｖの位相をθとすると、θ＝（２π／Ｌ）Ｘ＋δ−π／２＋γである。θは、基準時点Ｔｃを基準にした位相であり、θ＞０のとき、基準時点Ｔｃを基準にした位相遅れ量である。すなわち、出力信号Ｖは、入力波１に対して、位相差Ｓ＝（２π／Ｌ）Ｘ＋δ−π／２を有している。

位相θは、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘ＝（２π／Ｌ）Ｘと、位相オフセット成分α＝δ＋γ−π／２とを含んでいる。位相θをθ_Ｘ、αを用いて表すと、θ＝θ_Ｘ＋αとなる。位相θは、ターゲット２の位置Ｘによって異なる値となる。

図４（ａ）（ｂ）は、ターゲット２の位置Ｘと位相θとの関係を示す。位相成分θ_Ｘは、ターゲット２の位置Ｘに比例した値となり、ターゲット２の位置Ｘが検知領域の左端（−Ｌ／２）から右端（Ｌ／２）の範囲で−πからπまで増加する。位相θは、θ_Ｘにαを足し合わせた値となる。従って、αが正の値の場合、図４（ａ）に示すように、位相θは、ターゲット２の位置Ｘが検知領域の左端から周期点Ｐの範囲で−π＋αからπまで増加し、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐから検知領域の右端の範囲で−πから−π＋αまで増加する。また、αが負の値の場合、図４（ｂ）に示すように、位相θは、ターゲット２の位置Ｘが検知領域の左端から周期点Ｐの範囲でπ＋αからπまで増加し、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐから検知領域の右端の範囲で−πからπ＋αまで増加する。

なお、周期点Ｐは、αが正の値の場合は、Ｐ＝Ｌ／２−（Ｌ／２π）×αであり、αが負の値の場合は、Ｐ＝−Ｌ／２−（Ｌ／２π）×αである。周期点Ｐは、位相オフセット成分αが小さい（０に近い）ほど、αの正負によってＬ／２（検知領域の右端）又は−Ｌ／２（検知領域の左端）に近づく。

θ＝θ_Ｘ＋αなので、位相θと位相オフセット成分αが判れば、θ＝θ_Ｘ＋αの関係からθ_Ｘを求めることができ、θ_Ｘ＝（２π／Ｌ）Ｘの関係からターゲット２の位置Ｘを求めることができる。

ＡＤタイミング生成部３３は、ＡＤ変換部３４にＡＤタイミング信号を送信する。ＡＤタイミング信号は、受波コイル５の出力信号（増幅部３２の出力）をサンプリング（ＡＤ変換）するタイミングを示す信号である。ＡＤ変換部３４は、ＡＤタイミング生成部３３からＡＤタイミング信号が入力されると、そのタイミングで受波コイル５の出力信号の電位値ｙをサンプリングして、その電位値ｙを位相計測部３５に出力する。

図５は、ＡＤタイミング生成部３３及びＡＤ変換部３４による受波コイル５の出力信号のサンプリングの様子を示す。ＡＤタイミング生成部３３は、所定のサンプリング周期ｔｓで、ＡＤ変換部３４にＡＤタイミング信号を送信する。サンプリング周期ｔｓは、正弦コイル３及余弦コイル４に入力する入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期である。すなわち、入力波１、２の周期は１／ｆであり、入力波１、２の半周期は（１／ｆ）／２であるので、サンプリング周期ｔｓは、ｔｓ≠（（１／ｆ）／２）×ｉである。ｉは、任意の自然数（正の整数）である。別の表現をすれば、ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌである。Ｌは、２以上の任意の自然数であり、ｈは、０又は任意の自然数であり、Ｗは、Ｌ−１までの任意の自然数である。Ｌｈ＋Ｗは、Ｌの整数倍ではないので、（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌは、整数でない。従って、ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌは、入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期である。

すなわち、ＡＤタイミング生成部３３は、サンプリング周期ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌの周期で、ＡＤ変換部３４にＡＤタイミング信号を送信する。これにより、ＡＤ変換部３４は、このＡＤタイミング信号に基いて、サンプリング周期ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌの周期（入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期）で、受波コイル５の出力信号の電位値ｙをサンプリングする。そして、ＡＤ変換部３４は、それらサンプリングした電位値ｙを位相計測部３５に出力する。本実施形態では、Ｌ＝３、ｈ＝０、Ｗ＝１であり、ｔｓ＝（１／ｆ）／６（位相で表現すると６０度）である。

位相計測部３５は、ＡＤ変換部３４の出力に基いて、すなわち、受波コイル５から得られる出力信号に基いて、受波コイル５から得られる出力信号の位相に含まれる、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを計測する。

受波コイル５の出力の電位値ｙは、波形に歪などが生じないとすれば、時間ｔの関数としてｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ−θ）＋Ｂと表せる。ここで、Ａは振幅であり、Ｂは振動の中心電圧であり、θは位相（θ＞のとき、位相遅れ）である。振動の中心電圧Ｂは、回路の設計によって任意に設定可能な値である。本実施形態では、Ｂは、既知であり、Ｂ＝０であるとする。従って、本実施形態では、受波コイル５の出力の電位値ｙは、ｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ−θ）＋Ｂと表せる。

電位値ｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ−θ）は、Ａ、θの２つの未知の係数を含んでいる。従って、（ｔ、ｙ）の２つの異なる組（ｔ_０、ｙ_０）、（ｔ_１、ｙ_１）の値からＡ、θの値を求めることができる。すなわち、以下の式（４）に示す連立方程式から、Ａ、θの値を求めることができる。

但し、ｔ_１≠ｔ_０＋（（１／ｆ）／２）×ｉ（ｉは任意の整数）であるとする。つまり、ｔ_０とｔ_１との時間間隔ｔ_１−ｔ_０が（（１／ｆ）／２）×ｉ（入力波１、２の半周期の整数倍）とは異なる時間間隔とする。これは、ｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ−θ）＋Ｂが１／ｆの周期性を有していることを考慮し、（ｔ_０、ｙ_０）、（ｔ_１、ｙ_１）が（ｔ、ｙ）の２つの異なる組の値である必要性のためである。ＡＤ変換部３４は、サンプリング周期ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌの周期（入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期）で電位値ｙをサンプリングする。従って、ＡＤ変換部３４による電位値ｙのサンプリングタイミングは、このようなｔ_０、ｔ_１となる。

このようなｔ_０、ｔ_１における電位値ｙ_０、ｙ_１を計測することにより、（ｔ、ｙ）の２つの異なる組（ｔ_０、ｙ_０）、（ｔ_１、ｙ_１）の値を得ることができる。そして、それらの値を用いて式（４）の連立方程式を解くことにより、θの値を求めることができる。式（４）の連立方程式を解くと、θは、以下の式（５）となる。

式（５）により求められるθは、ｔ_０、ｔ_１の基準時刻（時刻０）を基準（位相の基準時点Ｔｃ）にした受波コイル５の出力信号の位相θとなる。

なお、式（５）は、以下のようにして導出される。すなわち、式（４）の第２式
より、以下の式（６）を得る。

式（４）の第１式と式（６）より、以下の式（７）を得る。

式（７）より、以下の式（８）を得る。

従って、式（８）より、式（５）となる。なお、θは、以下の式（９）によっても表せる。

位相計測部３５は、ＡＤ変換部３４の出力に基いて、すなわち、受波コイル５から得られる出力信号に基いて、受波コイル５から得られる出力信号の位相θに含まれる、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを計測する。

位相計測部３５は、基準タイミング生成部３１から基準時刻信号が入力されることにより、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを計測するための位相計測動作を行う。位相計測動作において、位相計測部３５は、ＡＤ変換部３４の出力に基いて、受波コイル５から得られる出力信号の位相θを計測し、その計測した値を位相θの計測値θ^＊として、計測値記憶部３６に記憶する。そして、位相計測動作において、位相計測部３５は、その計測値θ^＊及び位相オフセット成分αの基準値α_０に基いて、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを算出する。すなわち、計測値θ_Ｘ ^＊＝θ^＊−α_０を位相成分θ_Ｘとして算出する。基準値α_０は、ターゲット２の位置Ｘが０のとき（ターゲット２が検知領域の中心に位置しているとき）に計測した位相θの値であり、例えば、位置センサ１の製造過程において計測されて位相計測部３５に記憶されている。

位相計測部３５は、位相θの計測を以下のようにして行う。位相計測部３５は、ＡＤ変換部３４によりサンプリングされた（ＡＤ変換部３４から出力された）受波コイル５の出力信号の電位値ｙを取得し、その取得した電位値ｙを順に番号付けして計測値記憶部３６に記憶する。但し、基準時刻信号の入力時点Ｔｏから所定の待機時間ｔｗに達するまでは、位相計測部３５は、受波コイル５の出力信号の電位値ｙを取得しない。これは、受波コイル５の出力信号が安定していない状態での誤検出を防ぐためである。待機時間ｔｗは、受波コイル５の出力信号の振幅が安定するまで待機するための時間であり、予め設定された一定の時間である。待機時間ｔｗの終了時点は、ＡＤ変換部３４による電位値ｙのサンプリングタイミングに一致している。

このとき、位相計測部３５は、ＡＤ変換部３４によりサンプリングされた２回分の電位値ｙを計測値記憶部３６に格納する。つまり、位相計測部３５は、基準時刻信号の入力時点Ｔｏから待機時間ｔｗが経った時点でサンプリングされた電位値ｙをｙ_０として計測値記憶部３６に格納し、その次にサンプリングされた電位値ｙをｙ_１として計測値記憶部３６に格納する。これにより、計測値記憶部３６には、ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌの周期（入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期）で２回サンプリングした電位値ｙ_０、ｙ_１が格納される。

そして、位相計測部３５は、それら計測値記憶部３６に格納した２個の電位値ｙ_０、ｙ_１に基いて、受波コイル５の出力信号の位相θを求める。すなわち、位相計測部３５は、上記の式（５）によって、位相θを求める。

この場合、ｔ_０、ｔ_１は、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準時刻（時刻０）とした時刻である。ｙ_０、ｙ_１は、時刻ｔ_０、ｔ_１における電位値ｙである。このようにして求める位相θは、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準（位相の基準時点Ｔｃ）にした受波コイル５の出力信号の位相θとなる。位相計測部３５は、このようにして求めた位相θを受波コイル５の出力信号の位相の計測値θ^＊とする。なお、上記位相オフセットαの基準値α_０は、これと同じ方法によって求めた値である。

基準時刻信号の入力時点Ｔｏが位相θの基準時点Ｔｃであり、送波開始信号の入力時点Ｔｉと基準時刻信号の入力時点Ｔｏとの時間差が毎回の計測において一定（遅延時間ｔａ）であるので、γは、毎回の計測において一定である。すなわち、δが温度などの要因によって変動していなければ、位相オフセットα（ターゲット２の位置Ｘが０のときの位相θ）は、一定であり、α＝α_０である。従って、位相計測動作で算出する計測値θ_Ｘ ^＊＝θ^＊−α_０は、δが温度などの要因によって変動しないとする条件のもと、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘである。

出力変換部３７は、位相計測部３５により計測した位相成分θ_Ｘ（計測値θ_Ｘ ^＊）をターゲット２の位置Ｘに変換する。すなわち、θ_Ｘ＝（２π／Ｌ）Ｘの関係から、θ_Ｘ ^＊×（Ｌ／２π）をターゲット２の位置Ｘとして算出する。そして、出力変換部３７は、この算出したターゲット２の位置Ｘを出力する。

位置検知部２２の全体で捉えると、位置検知部２２は、受波コイル５から得られる出力を入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期で２回サンプリングし、この２回サンプリングした電位値ｙに基いて、受波コイル５から得られる出力の位相θを計測する。そして、位置検知部２２は、この位相θ及び位相オフセットαの基準値α_０に基いて、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを求めて、ターゲット２の位置Ｘを検知する。

次に、位置センサ１の全体的な動作について説明する。まず、基準タイミング生成部３１は、送波波形生成部２１に送波開始信号を送信する。これにより、送波波形生成部２１は、送波開始信号が入力され、正弦コイル３及び余弦コイル４への入力波（入力波１及び入力波２）の入力を開始する。これにより、受波コイル５から出力信号Ｖが出力される。

また、基準タイミング生成部３１は、位相計測部３５に基準時刻信号を送信する。これにより、位相計測部３５は、基準時刻信号が入力され、位相計測動作を開始し、位相θを計測して、その計測値θ^＊を計測値記憶部３６に記憶する。そして、位相計測部３５は、計測値記憶部３６に記憶している位相θの計測値θ^＊及び位相オフセットαの基準値α_０に基いて、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘ ^＊をθ^＊−α_０によって算出する。そして、出力変換部３７は、ターゲット２の位置Ｘをθ_Ｘ ^＊×（Ｌ／２π）によって算出して出力する。

その後も、基準タイミング生成部３１は、送波波形生成部２１への送波開始信号の送信、及び位相計測部３５への基準時刻信号の送信を繰り返し行う。これにより、上記の動作が繰り返され、ターゲット２の位置Ｘが継続的に算出されて出力される。

図６（ａ）（ｂ）は、ターゲット２の位置Ｘと、位相成分θ_Ｘの計測値θ_Ｘ ^＊との関係を示す。αが正の値の場合、図６（ａ）に示すように、計測値θ_Ｘ ^＊は、ターゲット２の位置Ｘが検知領域の左端（−Ｌ／２）から周期点Ｐの範囲にあるとき、ターゲット２の位置Ｘに比例した値となり、検知領域の左端から周期点Ｐの範囲で−πからπ−αまで増加する。また、αが正の値の場合、計測値θ_Ｘ ^＊は、周期点Ｐから検知領域の右端（Ｌ／２）の範囲で−π−αから−πまで増加する。すなわち、αが正の値の場合、計測値θ_Ｘ ^＊は、検知領域の左端から周期点Ｐの範囲において、実際の位相成分θ_Ｘ（図４のθ_Ｘ参照）と同じ値となり、それ以外の範囲においては、実際の位相成分θ_Ｘから２πだけずれた値となる。また、αが負の値の場合、図６（ｂ）に示すように、計測値θ_Ｘ ^＊は、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐから検知領域の右端（Ｌ／２）の範囲にあるとき、ターゲット２の位置Ｘに比例した値となり、周期点Ｐから検知領域の右端の範囲で−π−αからπまで増加する。また、αが負の値の場合、計測値θ_Ｘ ^＊は、検知領域の左端（−Ｌ／２）から周期点Ｐの範囲でπからπ−αまで増加する。すなわち、αが負の値の場合、計測値θ_Ｘ ^＊は、周期点Ｐから検知領域の右端の範囲において、実際の位相成分θ_Ｘと同じ値となり、それ以外の範囲においては、実際の位相成分θ_Ｘから２πだけずれた値となる。

例えば、ターゲット２の移動範囲をαが正の値の場合の周期点Ｐからαが負の値の場合の周期点Ｐの範囲に制限して、この範囲の計測値θ_Ｘ ^＊だけを算出することにより、この範囲において、ターゲット２の位置Ｘを検知して出力することができる。

また、例えば、θ_Ｘ ^＊＞πの場合及びθ_Ｘ ^＊＜−πの場合に、θ_Ｘ ^＊を２πだけ補正すればよい。すなわち、θ_Ｘ ^＊＞πの場合、θ_Ｘ ^＊をθ_Ｘ ^＊−２πに補正し、θ_Ｘ ^＊＜−πの場合、θ_Ｘ ^＊をθ_Ｘ ^＊＋２πに補正すればよい。このようにして求める計測値θ_Ｘ ^＊は、位相オフセットαが（δが）温度などの要因によって基準値α_０から変動していなければ、−Ｌ／２からＬ／２の範囲（検知領域の全ての範囲）において、実際の位相成分θ_Ｘと同じ値になる。従って、−Ｌ／２からＬ／２の範囲において、ターゲット２の位置Ｘを検知して出力することができる。

本実施形態の位置センサ１によれば、受波コイル５の出力をサンプリングし、そのサンプリングした電位値ｙに基いて、受波コイル５の出力の位相θを計測する。そして、その計測した位相θに基いて、ターゲット２の位置Ｘを検知する。これにより、受波コイル５の出力が小さくても、その受波コイル５の出力に基いてターゲット２の位置Ｘを検知することができる。

従って、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波の生成において、高周波を変調するための変調回路が不要であり、また、受波コイル５の出力に基くターゲット２の位置Ｘの検知において、受波コイル５の出力を復調するための復調回路が不要である。つまり、これらの変調回路及び復調回路を必要とせずに、ターゲット２の位置Ｘを検知することができる。これにより、回路を簡素化することができる。

また、本実施形態の位置センサ１によれば、受波コイル５の出力を復調しないので、復調のためのローパスフィルタが不要であり、ローパスフィルタを使用していない。従って、従来のようにローパスフィルタの出力波形が落ち着くまで位相の計測を待たなければならない、ということがない。これにより、位相の計測に要する時間を短くすることができ、ターゲットの位置の検知に要する時間を短くすることができる。また、従来のようにローパスフィルタの影響によって第１のモードから第２のモードに替わるときに位相計測値が変化する、ということがない。つまり、第２のモードの初期位相を調整する必要がなく、第２のモードの初期位相を調整するための回路（前回の位相の計測値をフィードバックする回路や第２のモードの初期位相を計算する回路など）が不要である。これにより、回路を簡素化することができる。

また、本実施形態の位置センサ１によれば、位相θの計測精度を落とさずに、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波の基本周波数ｆ（駆動周波数）を従来の構成よりも高くすることができる。

これは、以下の理由による。すなわち、従来の構成と本実施形態とで、受波コイル５の出力波形が同じであり、かつ、位相計測部３５の時間分解能が同じであるとする。すると、従来の構成の電圧値の符号が変わるまでの時間計測による位相計測よりも、本実施形態の電圧値のサンプリング（その時刻での電圧値計測）による位相計測の方が高分解能になるためである。つまり、時間計測の分解能により生じる位相計測の誤差よりも、電圧値計測の分解能により生じる位相計測の誤差の方が小さいためである。例えば、従来の構成において、入力波の基本周波数ｆを２［ＭＨｚ］とし、時間分解能を２４［ＭＨｚ］として、時間計測により位相θを計測すると、位相θの計測分解能は３０度となる。これに対し、本実施形態において、同じ時間分解能２４［ＭＨｚ］で、電圧値分解能を振幅に対して１／３０以下として、電圧値のサンプリングにより位相θを計測すると、位相θの計測分解能は従来の構成よりも高くなる。本実施形態によれば、このことによって、従来の構成よりも高い分解能で位相θを計測することができる。

このように、本実施形態によれば、従来の構成よりも高い分解能で位相θを計測することができる。従って、本実施形態によれば、位相θの計測精度を落とさずに、入力波の基本周波数ｆ（駆動周波数）を従来の構成よりも高くすることができる。

入力波の基本周波数ｆを高くすると、電圧の変化速度が速くなることにより、受波コイル５の出力は、振幅が大きくなり、Ｓ／Ｎ比も大きくなる。従って、入力波の基本周波数ｆを高くすることにより、振幅及びＳ／Ｎ比の大きい受波コイル５の出力を得ることができる。つまり、入力波の基本周波数ｆを高くした場合、受波コイル５の出力の振幅及びＳ／Ｎ比が大きくなるので、位相θの計測精度を保ちつつ又は位相θの計測精度を高めつつ、入力波の基本周波数ｆを高くすることができる。しかも、入力波の基本周波数ｆを高くすることにより、位相θの計測時間を短くすることができる。また、位相θの計測時間が短くなることで、消費電流を減らすことができる。

なお、本実施形態において、ターゲット２は、金属性（導体）に限られず、誘電体、磁性体、ＬＣ共振器であってもよい。また、可動体８は、非金属性（絶縁体）に限られず、金属性（導体）、誘電体、磁性体、ＬＣ共振器であってもよく、ターゲット２と一体的に形成されていてもよい。

また、本実施形態において、基準タイミング生成部３１は、基準時刻信号と送波開始信号を同時に送信してもよいし、基準時刻信号を送信した後に送波開始信号を送信してもよい。基準時刻信号を送信した後に送波開始信号を送信する場合には、基準時刻信号を送信したときから一定時間経過した時点で、送波開始信号を送信すればよい。このようにしても、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを位相の基準にすると、γは毎回の計測において一定であり、δが温度などの要因によって変動していなければ、αは一定（α_０）である。従って、このようにしても、上記実施形態と同じようにしてθ_Ｘを算出することができる。

また、本実施形態において、送波波形生成部２１は、送波開始信号の入力時点Ｔｉからある時間が経過した時点でＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになる入力波１を生成するようにしてもよい。但し、送波開始信号の入力時点Ｔｉから入力波１がＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになるまでの時間は、毎回の計測において一定である。このようにしても、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを位相の基準にすると、γは毎回の計測において一定であり、δが温度などの要因によって変動していなければ、αは一定（α_０）である。従って、このようにしても、上記実施形態と同じようにしてθ_Ｘを算出することができる。

また、本実施形態において、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波１、２の位相関係は、正弦コイル３に入力する入力波１の位相に対して、余弦コイル４に入力する入力波２の位相がπ／２遅れた位相関係であってもよい。この場合、受波コイル５から得られる出力信号Ｖは、以下の式（１０）で表される。

従って、この場合、θ＝−θ_Ｘ＋αとなるので、θ_Ｘ ^＊＝−θ^＊＋α_０を位相成分θ_Ｘとして算出すればよい。なお、この場合に、出力信号Ｖがこのようになるのは、上記実施形態において出力信号Ｖが式（１）になるのと同様の理由である。すなわち、正弦コイル３に入力波１が入力されることにより受波コイル５から出力される信号と、余弦コイル４に入力波２が入力されることにより受波コイル５から出力される信号とを重ね合わせると、式（１０）で表される信号となる。

また、本実施形態において、サンプリング周期ｔｓは、（１／ｆ）／２（入力波１、２の半周期）より長くてもよい。すなわち、ｈは、１以上であってもよい。また、Ｗは、１に限られず、他の整数（Ｌ−１までの整数）であってもよい。例えば、Ｌが３の場合、Ｗは、２であってもよい。また、待機時間ｔｗの終了時点は、電位値ｙのサンプリングタイミングに一致していなくてもよい。

＜第２の実施形態＞
図７は、第２の実施形態による位置センサ１の受波コイル５の出力信号のサンプリングの様子を示す。本実施形態の位置センサ１は、受波コイル５の出力信号のサンプリング方法及び受波コイル５の出力信号の位相θの計測方法が上記第１の実施形態と異なっている。すなわち、本実施形態の位置センサ１は、位置検知部２２のＡＤタイミング生成部３３、ＡＤ変換部３４、及び位相計測部３５が上記第１の実施形態と異なっている。本実施形態における他の構成については、上記第１の実施形態と同様である。

ＡＤタイミング生成部３３は、上記第１の実施形態と同様に、サンプリング周期ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌの周期（入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期）で、ＡＤタイミング信号を送信する。ＡＤ変換部３４は、上記第１の実施形態と同様に、このサンプリング周期ｔｓで、受波コイル５の出力信号の電位値ｙをサンプリングし、それらサンプリングした電位値ｙを位相計測部３５に出力する。但し、本実施形態では、上記第１の実施形態とは異なり、Ｌ＝３、ｈ＝２、Ｗ＝１であり、サンプリング周期ｔｓ＝（１／ｆ）×（７／６）である。

受波コイル５の出力の電位値ｙは、上記第１の実施形態で説明したように、時間ｔの関数としてｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ−θ）＋Ｂと表せる。ここで、Ａは振幅であり、Ｂは振動の中心電圧であり、θは位相（θ＞のとき、位相遅れ）である。本実施形態では、上記第１の実施形態とは異なり、Ｂは、未知であるとする。

電位値ｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ−θ）＋Ｂは、Ａ、Ｂ、θの３つの未知の係数を含んでいる。従って、（ｔ、ｙ）の３つの異なる組（ｔ_０、ｙ_０）、（ｔ_１、ｙ_１）、（ｔ_２、ｙ_２）の値からＡ、Ｂ、θの値を求めることができる。すなわち、以下の式（１１）に示す連立方程式を解くことにより、Ａ、Ｂ、θの値を求めることができる。

但し、ｔ_１≠ｔ_０＋（（１／ｆ）／２）×ｉ、ｔ_２≠ｔ_０＋（（１／ｆ）／２）×ｉ、ｔ_２≠ｔ_１＋（（１／ｆ）／２）×ｉ（ｉは任意の整数）であるとする。つまり、ｔ_０とｔ_１との時間間隔ｔ_１−ｔ_０、ｔ_１とｔ_２との時間間隔ｔ_２−ｔ_１、ｔ_０とｔ_２との時間間隔ｔ_２−ｔ_０が、いずれも、（（１／ｆ）／２）×ｉ（入力波１、２の半周期の整数倍）とは異なる時間間隔とする。これは、ｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ−θ）＋Ｂが１／ｆの周期性を有していることを考慮し、（ｔ_０、ｙ_０）、（ｔ_１、ｙ_１）、（ｔ_２、ｙ_２）が（ｔ、ｙ）の３つの異なる組の値である必要性のためである。ＡＤ変換部３４は、サンプリング周期ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌの周期（入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期）で電位値ｙをサンプリングする。従って、ＡＤ変換部３４による電位値ｙのサンプリングタイミングは、このようなｔ_０、ｔ_１、ｔ_２となる。

このようなｔ_０、ｔ_１、ｔ_２における電位値ｙ_０、ｙ_１、ｙ_２を計測することにより、（ｔ、ｙ）の３つの異なる組（ｔ_０、ｙ_０）、（ｔ_１、ｙ_１）、（ｔ_２、ｙ_２）の値を得ることができる。そして、それらの値を用いて式（１１）の連立方程式を解くことにより、θの値を求めることができる。式（１１）の連立方程式を解くと、θは、以下の式（１２）となる。

式（１２）により求められるθは、ｔ_０、ｔ_１、ｔ_２の基準時刻（時刻０）を基準（位相の基準時点Ｔｃ）にした受波コイル５の出力信号の位相θとなる。

なお、式（１２）は、以下のようにして導出される。すなわち、式（１１）の第１式、第２より、以下の式（１３）を得る。

式（１３）より、以下の式（１４）を得る。

また、式（１１）の第１式、第３式より、同様にして、以下の式（１５）を得る。

式（１４）（１５）より、以下の式（１６）（１７）を得る。

式（１６）（１７）は、上記第１の実施形態の式（４）と同じ形をしている。従って、式（１６）（１７）より、上記第１の実施形態の式（６）（７）（８）と同様の過程を経て、以下の式（１８）を得る。

式（１６）（１７）においてθ’＝Ｇ_１−θである。従って、θ＝Ｇ_１−θ’及び式（１８）より、式（１２）となる。なお、θは、以下の式（１９）によっても表せる。

位相計測部３５は、上記第１の実施形態と同様に、ＡＤ変換部３４の出力に基いて、受波コイル５から得られる出力信号の位相θに含まれる、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを計測する。すなわち、位相計測動作において、上記第１の実施形態と同様に、ＡＤ変換部３４の出力に基いて、受波コイル５の出力信号の位相θを計測し、その計測値θ^＊及び位相オフセットαの基準値α_０に基いて、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを算出する。つまり、計測値θ_Ｘ ^＊＝θ^＊−α_０を位相成分θ_Ｘとして算出する。但し、本実施形態では、位相θの計測方法が上記第１の実施形態とは異なっている。

すなわち、位相計測部３５は、位相θの計測を以下のようにして行う。位相計測部３５は、上記第１の実施形態とは異なり、ＡＤ変換部３４によりサンプリングされた３回分の電位値ｙを計測値記憶部３６に格納する。つまり、位相計測部３５は、基準時刻信号の入力時点Ｔｏから待機時間ｔｗが経った時点でサンプリングされた電位値ｙをｙ_０として計測値記憶部３６に格納し、それ以降にサンプリングされた電位値ｙを順にｙ_１、ｙ_２として計測値記憶部３６に格納する。これにより、計測値記憶部３６には、ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌの周期（入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期）で３回サンプリングした電位値ｙ_０、ｙ_１、ｙ_２が格納される。

そして、位相計測部３５は、それら計測値記憶部３６に格納した３個の電位値ｙ_０、ｙ_１、ｙ_２に基いて、受波コイル５の出力信号の位相θを求める。すなわち、位相計測部３５は、上記の式（１２）によって、位相θを求める。

この場合、ｔ_０、ｔ_１、ｔ_２は、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準時刻（時刻０）とした時刻である。ｙ_０、ｙ_１、ｙ_２は、時刻ｔ_０、ｔ_１、ｔ_２における電位値ｙである。このようにして求める位相θは、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準（位相の基準時点Ｔｃ）にした受波コイル５の出力信号の位相θとなる。位相計測部３５は、このようにして求めた位相θを受波コイル５の出力信号の位相の計測値θ^＊とする。本実施形態では、位相計測部３５は、このようにして位相θを計測する。

位置検知部２２の全体で捉えると、位置検知部２２は、受波コイル５から得られる出力を入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期で３回サンプリングし、この３回サンプリングした電位値ｙに基いて、受波コイル５から得られる出力の位相θを計測する。そして、位置検知部２２は、この位相θ及び位相オフセットαの基準値α_０に基いて、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを求めて、ターゲット２の位置Ｘを検知する。

本実施形態の位置センサ１によれば、３回以上（Ｎ回）のサンプリングを行って位相θを求めることで、温度変化等に伴う受波コイル５の出力の振動の中心電圧Ｂの変化の影響を受けることなく、位相θを算出して、ターゲット２の位置を検知することができる。

なお、本実施形態において、サンプリング周期ｔｓは、（１／ｆ）（入力波１、２の周期）より短くてもよく、また、（１／ｆ）／２（入力波１、２の半周期）より短くてもよい。すなわち、ｈは、１であってもよく、また、０であってもよい。また、Ｗは、１に限られず、他の整数（Ｌ−１までの整数）であってもよい。例えば、Ｌが３の場合、Ｗは、２であってもよい。また、待機時間ｔｗの終了時点は、電位値ｙのサンプリングタイミングに一致していなくてもよい。

なお、本実施形態において、受波コイル５の出力波形が歪などを含んでいたり、電位値ｙの計測値が誤差を含んでいたりすることを考慮し、上記の式（１２）に代えて、最小自乗法の手法によって、位相θを求めてもよい。最小自乗法の手法によって、位相θを求めると、以下の式（２０）となる。

この場合、ｔ_ｎは、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準時刻（時刻０）とした時刻である。ｙ_ｎは、時刻ｔ_ｎにおける電位値ｙである。このようにして求める位相θは、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準（位相の基準時点Ｔｃ）にした受波コイル５の出力信号の位相θとなる。

なお、式（２０）は、以下のようにして導出される。すなわち、最小自乗法によって求めるθは、電位値ｙ_ｎ（ｎ＝０、１、２、・・・、Ｎ^＊−１）の誤差の自乗和が最小値をとるときのθである。電位値ｙ_ｎは、ｎ＋１番目にサンプリングした電位値ｙであり、Ｎ^＊は、サンプリングした電位値ｙの個数である。

電位値ｙ_ｎの誤差の自乗和をＤとすると、この自乗和Ｄは、以下の式（２１）で表される。

ここで、ｕ＝Ａｃｏｓθ、ｖ＝Ａｓｉｎθとおく。すると、自乗和Ｄは、以下の式（２２）となる。

自乗和Ｄが最小値を取るときの条件は、Ｄをｕで偏微分した導関数∂Ｄ／∂ｕ、Ｄをｖで偏微分した導関数∂Ｄ／∂ｖ、ＤをＢで偏微分した導関数∂Ｄ／∂Ｂが、それぞれ、０となるときである。すなわち、∂Ｄ／∂ｕ＝０、∂Ｄ／∂ｖ＝０、∂Ｄ／∂Ｂ＝０を満たすときのθが、自乗和Ｄが最小値を取るときのθであって、最小自乗法によって求めるθである。

∂Ｄ／∂ｕ、∂Ｄ／∂ｖ、∂Ｄ／∂Ｂは、式（２２）をｕ、ｖ、Ｂのそれぞれで偏微分することにより得られ、以下の式（２３）（２４）（２５）となる。

∂Ｄ／∂ｕ＝０、∂Ｄ／∂ｖ＝０、∂Ｄ／∂Ｂ＝０から（∂Ｄ／∂ｕ＝０、∂Ｄ／∂ｖ＝０、∂Ｄ／∂Ｂ＝０を展開して、ｕ、ｖ、Ｂについて整理すると）、以下の式（２６）が得られる。

ｖ／ｕ＝（Ａｓｉｎθ）／（Ａｃｏｓθ）＝ｔａｎθである。従って、θ＝ｔａｎ^−１（ｖ／ｕ）であり、上記の式（２０）が得られる。

＜第３の実施形態＞
図８は、第３の実施形態による位置センサ１の受波コイル５の出力信号のサンプリングの様子を示す。本実施形態の位置センサ１は、受波コイル５の出力信号のサンプリング方法及び受波コイル５の出力信号の位相θの計測方法が上記第１の実施形態と異なっている。すなわち、本実施形態の位置センサ１は、位置検知部２２のＡＤタイミング生成部３３、ＡＤ変換部３４、及び位相計測部３５が上記第１の実施形態と異なっている。本実施形態における他の構成については、上記第１の実施形態と同様である。

ＡＤタイミング生成部３３は、上記第１の実施形態と同様に、サンプリング周期ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌの周期（入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期）で、ＡＤタイミング信号を送信する。

但し、本実施形態では、サンプリング周期ｔｓは、Ｎを３以上の整数とし、ＲをＮより大きくＮの整数倍でない整数とした場合、入力波１、２の周期をＲ倍した時間をＮ等分する周期である。すなわち、サンプリング周期ｔｓは、ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｎｋ＋Ｚ）／Ｎである。Ｎは、３以上の任意の自然数であり、ｋは、任意の自然数であり、Ｚは、Ｎ−１までの任意の自然数である。Ｎｋ＋Ｚは、Ｎより大きくＮの整数倍でない整数である。従って、ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｎｋ＋Ｚ）／Ｎは、入力波１、２の周期１／ｆをＲ（Ｎより大きくＮの整数倍でない整数）倍した時間をＮ等分する周期である。

ｔｓ＝（１／ｆ）×（Ｎｋ＋Ｚ）／Ｎ＝（（１／ｆ）／２）×（２Ｎｋ＋２Ｚ）／Ｎである。２Ｚ＜Ｎの場合は、２Ｚ＝Ｗ、２ｋ＝ｈとして、ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌと表せる。また、２Ｚ≧Ｎの場合は、２Ｚ＝Ｎ＋Ｗ、２ｋ＋１＝ｈとして、ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌと表せる。従って、サンプリング周期Ｔｓは、上記第１の実施形態と同様に、入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期である。また、ｋ≧１、Ｚ≧１であることから、（Ｎｋ＋Ｚ）／Ｎは、１よりも大きい。従って、サンプリング周期ｔｓは、入力波１、２の周期よりも長い周期である。また、Ｎｋ＋Ｚは、整数であり、Ｎは、３以上の自然数である。従って、サンプリング周期ｔｓは、入力波１、２の周期を整数倍した時間を３等分以上に等分（Ｎ等分）する周期である。

つまり、サンプリング周期ｔｓは、入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期であって、かつ、入力波１、２の周期よりも長く、入力波１、２の周期の整数倍の時間を３等分以上に等分する周期である。

ＡＤ変換部３４は、このサンプリング周期ｔｓ＝（１／ｆ）×（Ｎｋ＋Ｚ）／Ｎで、受波コイル５の出力信号の電位値ｙをサンプリングする。サンプリング周期ｔｓが入力波１、２の周期より長いので、受波コイル５の出力信号をダウンサンプリングするということである。そして、受波コイル５の出力信号をＮｋ＋Ｚ分周した仮想的な波形を、その波形の周期（＝（１／ｆ）×Ｎｋ＋Ｚ）をＮ等分する周期でサンプリングするということである。ＡＤ変換部３４は、それらサンプリングした電位値ｙを位相計測部３５に出力する。本実施形態では、Ｎ＝３（Ｌ＝３）、ｋ＝６（ｈ＝１２）、Ｚ＝１（Ｗ＝２）であり、ｔｓ＝（１／ｆ）×１９／３＝（１／ｆ）×６＋（１／ｆ）×１／３である。

受波コイル５の出力の電位値ｙは、上記第１の実施形態で説明したように、時間ｔの関数としてｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ−θ）＋Ｂと表せる。ここで、Ａは振幅であり、Ｂは振動の中心電圧であり、θは位相（θ＞のとき、位相遅れ）である。本実施形態では、上記第１の実施形態とは異なり、Ｂは、未知であるとする。

電位値ｙ＝Ａｓｉｎ（２πｆｔ−θ）＋Ｂは、Ａ、Ｂ、θの３つの未知の係数を含んでいる。従って、Ｎ^＊個（Ｎ^＊≧３）の電位値ｙ_ｎ（ｎ＝０、１、・・・、Ｎ^＊−１）を計測して、最小自乗法の手法によって、θの値を求めることができる。なお、ＡＤ変換部３４による電位値ｙのサンプリングタイミングは、Ｎ回のサンプリングを１周期分のサンプリングとした場合、１周期分のサンプリングした電位値ｙがそれぞれ異なる値をとるタイミングとなっている。

電位値ｙを計測するサンプリング周期ｔｓがｔｓ＝（１／ｆ）×（Ｎｋ＋Ｚ）／Ｎの場合、計測する電位値ｙの個数Ｎ^＊をＮ^＊＝Ｎ×ｍ（ｍは、任意の自然数）として、最小二乗法の手法によってθの値を求めると、以下の式（２７）となる。

式（２７）により求められるθは、電位値ｙ_ｎを計測する時刻ｔ_ｎの基準時刻（時刻０）を基準（位相の基準時点Ｔｃ）にした受波コイル５の出力信号の位相θとなる。

なお、式（２７）は、以下のようにして導出される。すなわち、最小自乗法によって求めるθは、電位値ｙ_ｎ（ｎ＝０、１、２、・・・、Ｎ^＊−１）の誤差の自乗和が最小値をとるときのθであり、上記第２の実施形態で説明したように、上記の式（２０）となる。

ここで、ｓｉｎ関数、ｃｏｓ関数は、Ｍを２以上の整数とし、ｊを０からＭまでの整数とした場合、以下の式（２８）（２９）の関係を満たす。

サンプリング周期ｔｓがｔｓ＝（１／ｆ）×（Ｎｋ＋Ｚ）／Ｎであり、ｙ_ｎの個数Ｎ^＊がＮ^＊＝Ｎ×ｍである場合、式（２８）（２９）の関係を考慮すると、以下の式（３０）の関係を満たす。

従って、式（２０）（３０）から、上記の式（２７）が得られる。

位相計測部３５は、上記第１の実施形態と同様に、ＡＤ変換部３４の出力に基いて、受波コイル５から得られる出力信号の位相θに含まれる、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを計測する。すなわち、位相計測動作において、上記第１の実施形態と同様に、ＡＤ変換部３４の出力に基いて、受波コイル５の出力信号の位相θを計測し、その計測値θ^＊及び位相オフセットαの基準値α_０に基いて、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを算出する。つまり、計測値θ_Ｘ ^＊＝θ^＊−α_０を位相成分θ_Ｘとして算出する。但し、本実施形態では、位相θの計測方法が上記第１の実施形態とは異なっている。

すなわち、位相計測部３５は、位相θの計測を以下のようにして行う。位相計測部３５は、上記第１の実施形態とは異なり、ＡＤ変換部３４によりサンプリングされたＮ^＊＝Ｎ×ｍ回分（ｍは、任意の自然数）の電位値ｙを計測値記憶部３６に格納する。つまり、位相計測部３５は、基準時刻信号の入力時点Ｔｏから待機時間ｔｗが経った時点でサンプリングされた電位値ｙをｙ_０として計測値記憶部３６に格納し、それ以降にｎ回目にサンプリングされた電位値ｙをｙ_ｎとして計測値記憶部３６に格納する。これにより、計測値記憶部３６には、ｔｓ＝（１／ｆ）×（Ｎｋ＋Ｚ）／Ｎの周期でＮ^＊＝Ｎ×ｍ回サンプリングした電位値ｙ_ｎ（ｎ＝０、１、２、・・・、Ｎ^＊−１）が格納される。

そして、位相計測部３５は、それら計測値記憶部３６に格納したＮ^＊＝Ｎ×ｍ個の電位値ｙ_ｎに基いて、受波コイル５の出力信号の位相θを求める。すなわち、位相計測部３５は、上記の式（２７）によって、位相θを求める。

この場合、ｔ_ｎは、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準時刻（時刻０）とした時刻である。ｙ_ｎは、時刻ｔ_ｎにおける電位値ｙである。このようにして求める位相θは、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準（位相の基準時点Ｔｃ）にした受波コイル５の出力信号の位相θとなる。位相計測部３５は、このようにして求めた位相θを受波コイル５の出力信号の位相の計測値θ^＊とする。本実施形態では、位相計測部３５は、このようにして位相θを計測する。

位置検知部２２の全体で捉えると、位置検知部２２は、受波コイル５から得られる出力の電位値ｙを入力波１、２の周期をＲ（Ｎの整数倍でない整数）倍した時間をＮ等分する周期でＮ^＊＝Ｎ×ｍ回サンプリングする。そして、位置検知部２２は、このＮ^＊＝Ｎ×ｍ回サンプリングした電位値ｙに値に基いて、受波コイル５から得られる出力の位相θを計測する。そして、位置検知部２２は、この位相θ及び位相オフセットαの基準値α_０に基いて、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを求めて、ターゲット２の位置Ｘを検知する。

別の言い方をすると、位置検知部２２は、受波コイル５の出力をダウンサンプリングし、受波コイル５の出力信号をＲ（＝Ｎｋ＋Ｚ）分周した仮想的な波形を、その波形の周期（＝（１／ｆ）×Ｒ）をＮ等分する周期でＮ^＊＝Ｎ×ｍ回サンプリングする。そして、位置検知部２２は、このＮ^＊＝Ｎ×ｍ回サンプリングした電位値ｙに値に基いて、ターゲット２の位置Ｘを検知する。

ｍ＝１の場合は、電位値ｙを入力波１、２の周期をＲ倍した時間をＮ等分する周期でＮ回サンプリングし、このＮ回（＝Ｎ^＊回）サンプリングした電位値ｙに基いて、ターゲット２の位置Ｘを検知するということである。また、ｍ＝１の場合は、Ｎ回のサンプリングを１周期分のサンプリングとした場合、１周期分のサンプリング（Ｎ^＊＝Ｎ回）をし、この１周期分のサンプリングした電位値ｙに基いて、ターゲット２の位置Ｘを検知するということでもある。ｍ≧２の場合は、Ｎ回のサンプリングを１周期分のサンプリングとした場合、複数周期分のサンプリング（Ｎ^＊＝Ｎ×ｍ回）をし、この複数周期分のサンプリングした電位値ｙに基いて、ターゲット２の位置Ｘを検知するということである。

このような位相θの計測方法は、サンプリングする電位値ｙ_ｎの個数Ｎ^＊＝Ｎ×ｍが多いほど、また、ｍが大きいほど、精度が高くなる。本実施形態では、Ｎ＝３、ｋ＝６、ｍ＝５としている。すなわち、本実施形態では、１／ｆの１９倍の時間を１周期とし、１周期分の電位値ｙのサンプリング個数を３個とし、５周期分の電位値ｙを利用して、位相θを計測している。

本実施形態の位置センサ１によれば、３回以上（Ｎ回）のサンプリングを行って位相θを求めることで、温度変化等に伴う受波コイル５の出力の振動の中心電圧Ｂの変化の影響を受けることなく位相θを算出して、ターゲット２の位置を検知することができる。

また、入力波１、２の周期をＲ（Ｎの整数倍でない整数）倍した時間をＮ等分する周期でＮ^＊＝Ｎ×ｍ回のサンプリングを行って位相θを求めることで、少ない計算量で効率的に位相θを算出して、ターゲット２の位置を検知することができる。また、Ｎ回のサンプリングを１周期分のサンプリングとして、複数周期分（ｍ≧２）のサンプリングを行って位相θを算出することで、位相θの計測精度を向上させて、ターゲット２の位置の検知精度を向上させることができる。

なお、本実施形態において、Ｚは、１に限られず、他の整数（Ｎ−１までの整数）であってもよい。例えば、Ｎが３の場合、Ｚは、２であってもよい。また、ｍは、１であってもよい。すなわち、Ｎ^＊は、３であってもよい。また、待機時間ｔｗの終了時点は、電位値ｙのサンプリングタイミングに一致していなくてもよい。

＜第４の実施形態＞
図９は、第４の実施形態による位置センサ１の電気的ブロック構成を示す。本実施形態の位置センサ１は、受波コイル５の出力信号の位相θの計測方法、及び位相θに含まれるターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘの計測方法が上記第１の実施形態と異なっている。すなわち、本実施形態の位置センサ１は、送波波形生成部２１及び位置検知部２２が上記第１の実施形態と異なっている。本実施形態における他の構成については、上記第１の実施形態と同様である。

位置検知部２２は、上記第１の実施形態の構成に加え、モードを選択するモード選択部４１をさらに有しており、また、基準タイミング生成部３１及び位相計測部３５が上記第１の実施形態と異なっている。位置検知部２２の他の構成については、上記第１の実施形態と同様である。

基準タイミング生成部３１は、モード選択部４１にモード切替信号を送信する。モード切替信号は、モードの切替えタイミングであることを示す（モードの切替えを指示する）信号である。そして、基準タイミング生成部３１は、モード切替信号を送信した後、上記第１の実施形態と同様に、送波波形生成部２１に送波開始信号を送信し、送波開始信号を送信した後、位相計測部３５に基準時刻信号を送信する。

基準タイミング生成部３１は、これらモード切替信号の送信、送波開始信号の送信、及び基準時刻信号の送信を所定の動作周期で繰返す。基準タイミング生成部３１は、これらの信号の送信において、送波開始信号を送信したときから遅延時間ｔａ経過した時点で、基準時刻信号を送信し、基準時刻信号を送信したときから計測動作時間ｔｂ経過後に、モード切替信号を送信する。遅延時間ｔａ及び計測動作時間ｔｂは、上記第１の実施形態と同様である。

モード選択部４１は、モード切替信号が入力されると、モードを切替えて、送波波形生成部２１と位相計測部３５にモード信号を送信する。すなわち、モード選択部４１は、第１のモードであるときにモード切替信号が入力されると、第１のモードから第２のモードへ切替えて、送波波形生成部２１と位相計測部３５に第２のモードであることを示すモード信号を送信する。また、モード選択部４１は、第２のモードであるときにモード切替信号が入力されると、第２のモードから第１のモードへ切替えて、送波波形生成部２１と位相計測部３５に第１のモードであることを示すモード信号を送信する。

送波波形生成部２１は、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力波を入力する入力モードとして、第１の入力モードと、第２の入力モードとを有している。第１の入力モードは、互いの位相関係が第１の所定の位相関係にある入力波を正弦コイル３及び余弦コイル４に入力するモードである。第１の所定の位相関係は、正弦コイル３に入力する入力波の位相に対して、余弦コイル４に入力する入力波の位相が３π／２遅れた位相関係である。第２の入力モードは、互いの位相関係が第１の所定の位相関係とは異なる第２の所定の位相関係にある入力波を正弦コイル３及び余弦コイル４に入力するモードである。第２の所定の位相関係は、正弦コイル３に入力する入力波の位相に対して、余弦コイル４に入力する入力波の位相がπ／２遅れた位相関係である。正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波は、上記第１の実施形態と同様に、正弦波である。また、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波の基本周波数ｆは、上記第１の実施形態と同様に、２［ＭＨｚ］である。

送波波形生成部２１は、モード選択部４１からモード信号が入力されることにより、入力モードをセットする。すなわち、第１のモードであることを示すモード信号が入力されると、第１の入力モードにセットし、第２のモードであることを示すモード信号が入力されると、第２の入力モードにセットする。

また、送波波形生成部２１は、基準タイミング生成部３１から送波開始信号が入力されることにより、正弦コイル３及び余弦コイル４への入力波の入力を開始する。すなわち、第１の入力モードにセットした状態のときに送波開始信号が入力されると、第１の入力モードでの入力波の入力を開始し、第２の入力モードにセットした状態のときに送波開始信号が入力されると、第２の入力モードでの入力波の入力を開始する。

第１の入力モードでの入力波の入力は、以下のようにして行われる。すなわち、図１０（ａ）に示すように、送波開始信号の入力時点ＴｉでＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになる、基本周波数ｆの入力波（正弦波）１−１を生成する。Ｅは、入力波の電圧であり、Ｅｃは、入力波の振幅の中心電圧である。また、送波開始信号の入力時点Ｔｉから（１／ｆ）×（３／４）遅れた時点でＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになる、基本周波数ｆの入力波（正弦波）１−２を生成する。入力波１−１の基本周波数ｆと入力波１−２の基本周波数は、互いに同じ周波数である。そして、入力波１−１を正弦コイル３に入力し、入力波１−２を余弦コイル４に入力する。

正弦コイル３に入力する入力波１−１は、ある基準時点Ｔｃ_１を基準にした位相遅れ量がγ_１（γ_１＞０）の入力波であり、余弦コイル４に入力する入力波１−２は、ある基準時点Ｔｃ_１を基準にした位相遅れ量がγ_１＋３π／２の入力波である。基準時点Ｔｃ_１は、任意に定めることが可能であり、γ_１は、基準時点Ｔｃ_１の選び方によって生じる位相オフセット成分である。入力波１−１がＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになる時点（例えば、送波開始信号の入力時点Ｔｉ）を基準時点Ｔｃ_１に定めれば、γ_１＝０となり、入力波１−１の位相は０となり、入力波１−２の位相は３π／２となる。入力波１−１と入力波１−２の位相関係は、入力波１−１の位相に対して、入力波１−２の位相が３π／２遅れた位相関係になっている。

このように入力波１−１、１−２を入力すると、受波コイル５から信号（第１の出力信号）が出力される。この出力信号は、入力波１−１、１−２の基本周波数ｆと同じ基本周波数ｆで変化し、入力波１−１に対してＳ_１の位相差を有する。

第２の入力モードでの入力波の入力は、以下のようにして行われる。すなわち、図１０（ｂ）に示すように、送波開始信号の入力時点ＴｉでＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになる、基本周波数ｆの入力波（正弦波）２−１を生成する。また、送波開始信号の入力時点Ｔｉから（１／ｆ）×（１／４）遅れた時点でＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになる、基本周波数ｆの入力波（正弦波）２−２を生成する。入力波２−１の基本周波数ｆと入力波２−２の基本周波数は、互いに同じ周波数である。そして、入力波２−１を正弦コイル３に入力し、入力波２−２を余弦コイル４に入力する。

正弦コイル３に入力する入力波２−１は、ある基準時点Ｔｃ_２を基準にした位相遅れ量がγ_２（γ_２＞０）の入力波であり、余弦コイル４に入力する入力波２−２は、ある基準時点Ｔｃ_２を基準にした位相遅れ量がγ_２＋π／２の入力波である。γ_２は、基準時点Ｔｃ_２の選び方によって生じる位相オフセット成分である。入力波２−１がＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになる時点（例えば、送波開始信号の入力時点Ｔｉ）を基準時点Ｔｃ_２に定めれば、γ_２＝０となり、入力波２−１の位相は０となり、入力波２−２の位相はπ／２となる。入力波２−１と入力波２−２の位相関係は、入力波２−１の位相に対して、入力波２−２の位相がπ／２遅れた位相関係になっている。

このように入力波２−１、２−２を入力すると、受波コイル５から信号（第２の出力信号）が出力される。この出力信号は、入力波２−１、２−２の基本周波数ｆと同じ基本周波数ｆで変化し、入力波２−１に対してＳ_２の位相差を有する。

送波波形生成部２１が第１の入力モードで正弦コイル３及び余弦コイル４に入力波を入力しているとき（入力波１−１、１−２を入力しているとき）に受波コイル５から得られる出力信号（電圧）を第１の出力信号Ｖ_１とする。第１の出力信号Ｖ_１は、以下の式（３３）で表される。

ここで、α_１＝γ_１＋δ−π／２であり、位相オフセットである。γ_１は、基準時点Ｔｃ_１の選び方によって生じる位相オフセット成分であり、基準時点Ｔｃ_１を基準にした入力波１−１の位相（位相遅れ量）に対応する成分である。δは、温度などの要因によって生じる位相オフセット成分（位相遅れ）である。ｔは、時間である。

また、送波波形生成部２１が第２の入力モードで正弦コイル３及び余弦コイル４に入力波を入力しているとき（入力波２−１、２−２を入力しているとき）に受波コイル５から得られる出力信号（電圧）を第２の出力信号Ｖ_２とする。第２の出力信号Ｖ_２は、以下の式（３４）で表される。

ここで、α_２＝γ_２＋δ−π／２であり、位相オフセットである。γ_２は、基準時点Ｔｃ_２の選び方によって生じる位相オフセット成分であり、基準時点Ｔｃ_２を基準にした入力波２−１の位相（位相遅れ量）に対応する成分である。

第１の出力信号Ｖ_１、及び第２の出力信号Ｖ_２がこのようになるのは、上記第１の実施形態において、出力信号Ｖが式（１）、及び式（１０）で表される信号になるのと同様の理由である。

式（３３）から明らかなように、第１の出力信号Ｖ_１は、入力波１−１、１−２の基本周波数ｆと同じ基本周波数ｆで変化する信号である。また、第１の出力信号Ｖ_１の位相をθ_１とすると、θ_１＝（２π／Ｌ）Ｘ＋δ−π／２＋γ_１である。θ_１は、基準時点Ｔｃ_１を基準にした位相であり、θ_１＞０のとき、基準時点Ｔｃ_１を基準にした位相遅れ量である。すなわち、第１の出力信号Ｖ_１は、入力波１−１に対して、位相差Ｓ_１＝（２π／Ｌ）Ｘ＋δ−π／２を有している。

また、式（３４）から明らかなように、第２の出力信号Ｖ_２は、入力波２−１、２−２の基本周波数ｆと同じ基本周波数ｆで変化する信号である。また、第２の出力信号Ｖ_２の位相をθ_２とすると、θ_２＝−（２π／Ｌ）Ｘ＋δ−π／２＋γ_２である。θ_２は、基準時点Ｔｃ_２を基準にした位相であり、θ_２＞０のとき、基準時点Ｔｃ_２を基準にした位相遅れ量である。すなわち、第２の出力信号Ｖ_２は、入力波２−１に対して、位相差Ｓ_２＝−（２π／Ｌ）Ｘ＋δ−π／２の位相差を有している。

位相θ_１、θ_２は、各々、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘ＝（２π／Ｌ）Ｘと、位相オフセット成分α_１＝δ＋γ_１−π／２、α_２＝δ＋γ_２−π／２とを含んでいる。位相θ_１、θ_２をθ_Ｘ、α_１、α_２を用いて表すと、θ_１＝θ_Ｘ＋α_１、θ_２＝−θ_Ｘ＋α_２となる。位相θ_１、θ_２は、各々、ターゲット２の位置Ｘによって異なる値となる。

入力波１−１と入力波２−１は、いずれも、送波開始信号の入力時点ＴｉでＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃに変化する信号である。すなわち、入力波１−１と入力波２−１は、送波開始信号の入力時点Ｔｉを基準にして同じタイミングでＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃに変化する信号である。従って、送波開始信号の入力時点Ｔｉと入力波１−１の位相の基準時点Ｔｃ_１との時間差と、送波開始信号の入力時点Ｔｉと入力波２−１の位相の基準時点Ｔｃ_２との時間差が等しければ、γ_１＝γ_２である。

つまり、基準時点Ｔｃ_１と基準時点Ｔｃ_２を、いずれも、送波開始信号の入力時点Ｔｉから同じ時間だけ経過した時点（例えば基準時刻信号の入力時点Ｔｏ）に選べば、γ_１＝γ_２となる。γ_１＝γ_２であれば、α_１＝α_２であり、位相θ_１の位相オフセット成分α_１と位相θ_２の位相オフセット成分α_２は互いに等しく、θ_１＝θ_Ｘ＋α、θ_２＝−θ_Ｘ＋αである（α＝α_１、α_２）。

図１１は、位相オフセット成分α_１、α_２が互いに等しい（α_１、α_２＝α）の場合のターゲット２の位置Ｘと位相θ_１、θ_２との関係を示す。なお、図１１は、αが正の値の場合を図示している。αが負の値の場合については図示を省略する。位相成分θ_Ｘは、ターゲット２の位置Ｘに比例した値となり、ターゲット２の位置Ｘが検知領域の左端（−Ｌ／２）から右端（Ｌ／２）の範囲で−πからπまで増加する。位相θ_１は、θ_Ｘにαを足し合わせた値となり、位相θ_２は、−θ_Ｘにαを足し合わせた値となる。

従って、αが正の値の場合、位相θ_１は、ターゲット２の位置Ｘが検知領域の左端から周期点Ｐ_１の範囲で−π＋αからπまで増加し、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_１から検知領域の右端の範囲で−πから−π＋αまで増加する。また、αが正の値の場合、位相θ_２は、ターゲット２の位置Ｘが検知領域の左端から周期点Ｐ_２の範囲で−π＋αから−πまで減少し、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_２から検知領域の右端の範囲でπから−π＋αまで減少する。

また、αが負の値の場合、位相θ_１は、ターゲット２の位置Ｘが検知領域の左端から周期点Ｐ_１の範囲でπ＋αからπまで増加し、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_１から検知領域の右端の範囲で−πからπ＋αまで増加する。また、αが負の値の場合、位相θ_２は、ターゲット２の位置Ｘが検知領域の左端から周期点Ｐ_２の範囲でπ＋αから−πまで減少し、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_２から検知領域の右端の範囲でπからπ＋αまで減少する。

なお、周期点Ｐ_１は、αが正の値の場合は、Ｐ_１＝Ｌ／２−（Ｌ／２π）×αであり、αが負の値の場合は、Ｐ_１＝−Ｌ／２−（Ｌ／２π）×αである。周期点Ｐ_２は、Ｐ_２＝−Ｐ_１である。周期点Ｐ_１と周期点Ｐ_２は、位相オフセット成分αが小さい（０に近い）ほど、Ｌ／２（検知領域の右端）と−Ｌ／２（検知領域の左端）に近づく。

位相オフセット成分α_１、α_２が互いに等しい場合の位相θ_１、θ_２について考えると、θ_Ｘ＝（θ_１−θ_２）／２、α＝（θ_１＋θ_２）／２の関係を満たす。従って、位相オフセット成分α_１、α_２が互いに等しい場合の位相θ_１、θ_２を求めることができれば、θ_Ｘ＝（θ_１−θ_２）／２の関係からθ_Ｘを求めることができ、θ_Ｘ＝（２π／Ｌ）Ｘの関係からターゲット２の位置Ｘを求めることができる。

ＡＤタイミング生成部３３は、上記第１の実施形態と同様に、サンプリング周期ｔｓ＝（（１／ｆ）／２）×（Ｌｈ＋Ｗ）／Ｌの周期（入力波１、２の半周期の整数倍とは異なる周期）で、ＡＤ変換部３４にＡＤタイミング信号を送信する。ＡＤ変換部３４は、上記第１の実施形態と同様に、このサンプリング周期ｔｓで、受波コイル５の出力信号の電位値ｙをサンプリングし、それらサンプリングした電位値ｙを位相計測部３５に出力する。

位相計測部３５は、ＡＤ変換部３４の出力に基いて、すなわち、受波コイル５から得られる出力信号に基いて、受波コイル５から得られる出力信号の位相に含まれる、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを求める。

位相計測部３５は、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを計測するための位相計測動作として、第１の計測モードと第２の計測モードを有している。

位相計測部３５は、モード選択部４１からモード信号が入力されることにより、計測モードをセットする。すなわち、第１のモードであることを示すモード信号が入力されると、第１の計測モードにセットし、第２のモードであることを示すモード信号が入力されると、第２の計測モードにセットする。モード選択部４１からのモード信号は、送波波形生成部２１と位相計測部３５の両方に入力される。従って、送波波形生成部２１が第１の入力モードのときに、位相計測部３５が第１の計測モードになり、送波波形生成部２１が第２の入力モードのときに、位相計測部３５が第２の計測モードになる。

また、位相計測部３５は、基準タイミング生成部３１から基準時刻信号が入力されることにより、そのときにセットしている計測モードでの動作を開始する。すなわち、第１の計測モードにセットした状態のときに基準時刻信号が入力されると、第１の計測モードでの動作を開始し、第２の計測モードにセットした状態のときに基準時刻信号が入力されると、第２の計測モードでの動作を開始する。

第１の計測モードでは、位相計測部３５は、受波コイル５から得られる出力信号の位相θを上記第１の実施形態と同様の方法によって計測し、その計測した位相θを第１の出力信号Ｖ_１の位相θ_１の計測値θ_１ ^＊として、計測値記憶部３６に記憶する。

第２の計測モードでは、位相計測部３５は、受波コイル５から得られる出力信号の位相θを上記第１の実施形態と同様の方法によって計測し、その計測した位相θを第２の出力信号Ｖ_２の位相θ_２の計測値θ_２ ^＊として、計測値記憶部３６に記憶する。また、第２の計測モードでは、位相計測部３５は、計測値θ_１ ^＊及び計測値θ_２ ^＊に基いて、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを算出する。すなわち、計測値θ_Ｘ ^＊＝（θ_１ ^＊−θ_２ ^＊）／２を位相成分θ_Ｘとして算出する。

位相計測部３５が第１の計測モードのとき、送波波形生成部２１は、第１の入力モードであり、位相計測部３５が第２の計測モードのとき、送波波形生成部２１は、第２の入力モードである。従って、第１の計測モードで位相θを計測するときの受波コイル５の出力信号は、第１の出力信号Ｖ_１であり、第２の計測モードで位相θを計測するときの受波コイル５の出力信号は、第２の出力信号Ｖ_２である。

従って、第１の計測モードで計測した位相θは、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準にした第１の出力信号Ｖ_１の位相θ_１の計測値θ_１ ^＊である。また、第２の計測モードで計測した位相θは、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準にした第２の出力信号Ｖ_２の位相θ_２の計測値θ_２ ^＊である。

基準時刻信号の入力時点Ｔｏが位相θ_１、θ_２の基準時点Ｔｃ_１、Ｔｃ_２なので、γ_１＝γ_２であり、α_１＝α_２である。すなわち、θ_１＝θ_Ｘ＋α、θ_２＝−θ_Ｘ＋α（α＝α_１、α_２）であり、θ_Ｘ＝（θ_１−θ_２）／２である。従って、第２の計測モードで算出する計測値θ_Ｘ ^＊＝（θ_１ ^＊−θ_２ ^＊）／２は、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘである。

出力変換部３７は、位相計測部３５により計測した位相成分θ_Ｘ（計測値θ_Ｘ ^＊）をターゲット２の位置Ｘに変換する。すなわち、上記第１の実施形態と同様に、θ_Ｘ ^＊×（Ｌ／２π）をターゲット２の位置Ｘとして算出する。そして、出力変換部３７は、この算出したターゲット２の位置Ｘを出力する。

次に、位置センサ１の全体的な動作について説明する。初期の状態において、モード選択部４１は、第２のモードにあるとする。まず、基準タイミング生成部３１は、モード選択部４１にモード切替信号を送信する。これにより、モード選択部４１は、モード切替信号が入力され、第２のモードから第１のモードに切替えて、送波波形生成部２１と位相計測部３５に第１のモードであることを示すモード信号を送信する。これにより、送波波形生成部２１は、第１のモードであることを示すモード信号が入力され、入力モードを第１の入力モードにセットする。また、位相計測部３５は、第１のモードであることを示すモード信号が入力され、計測モードを第１の計測モードにセットする。

続いて、基準タイミング生成部３１は、送波波形生成部２１に送波開始信号を送信する。これにより、送波波形生成部２１は、送波開始信号が入力され、第１の入力モードで正弦コイル３及び余弦コイル４への入力波（入力波１−１及び入力波１−２）の入力を開始する。これにより、受波コイル５から第１の出力信号Ｖ_１が出力される。

また、基準タイミング生成部３１は、位相計測部３５に基準時刻信号を送信する。これにより、位相計測部３５は、基準時刻信号が入力され、第１の計測モードでの動作を開始し、位相θを計測して、その計測した位相θを第１の出力信号Ｖ_１の位相θ_１として計測値記憶部３６に記憶する。

その後、基準タイミング生成部３１は、モード選択部４１にモード切替信号を送信する。これにより、モード選択部４１は、モード切替信号が入力され、第１のモードから第２のモードに切替えて、送波波形生成部２１と位相計測部３５に第２のモードであることを示すモード信号を送信する。これにより、送波波形生成部２１は、第２のモードであることを示すモード信号が入力され、入力モードを第２の入力モードにセットする。また、位相計測部３５は、第２のモードであることを示すモード信号が入力され、計測モードを第２の計測モードにセットする。

続いて、基準タイミング生成部３１は、送波波形生成部２１に送波開始信号を送信する。これにより、送波波形生成部２１は、送波開始信号が入力され、第２の入力モードで正弦コイル３及び余弦コイル４への入力波（入力波２−１及び入力波２−２）の入力を開始する。これにより、受波コイル５から第２の出力信号Ｖ_２が出力される。

また、基準タイミング生成部３１は、位相計測部３５に基準時刻信号を送信する。これにより、位相計測部３５は、基準時刻信号が入力され、第２の計測モードでの動作を開始し、位相θを計測して、その計測した位相θを第２の出力信号Ｖ_２の位相θ_２として計測値記憶部３６に記憶する。そして、位相計測部３５は、計測値記憶部３６に記憶している位相θ_１、θ_２に基いて、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを（θ_１−θ_２）／２によって算出する。そして、出力変換部３７は、ターゲット２の位置Ｘをθ_Ｘ×（Ｌ／２π）によって算出して出力する。

その後も、基準タイミング生成部３１は、モード選択部４１へのモード切替信号の送信、送波波形生成部２１への送波開始信号の送信、及び位相計測部３５への基準時刻信号の送信を繰り返し行う。これにより、上記の動作が繰り返され、ターゲット２の位置Ｘが継続的に算出されて出力される。

図１２は、ターゲット２の位置Ｘと、位相成分θ_Ｘの計測値θ_Ｘ ^＊との関係を示す。αが正の値であるか負の値であるかに関わらず、計測値θ_Ｘ ^＊は、ターゲット２の位置Ｘが検知領域の周期点Ｐ_２から周期点Ｐ_１の範囲にあるとき、ターゲット２の位置Ｘに比例した値となり、周期点Ｐ_２から周期点Ｐ_１の範囲で−π＋αからπ−αまで増加する。また、αが正の値であるか負の値であるかに関わらず、計測値θ_Ｘ ^＊は、検知領域の左端（−Ｌ／２）から周期点Ｐ_２の範囲で０からαまで増加し、周期点Ｐ_１から検知領域の右端（Ｌ／２）の範囲で−αから０まで増加する。すなわち、αが正の値であるか負の値であるかに関わらず、計測値θ_Ｘ ^＊は、周期点Ｐ_２から周期点Ｐ_１の範囲において、実際の位相成分θ_Ｘ（図４のθ_Ｘ参照）と同じ値となり、それ以外の範囲においては、実際の位相成分θ_Ｘからπだけずれた値となる。

例えば、ターゲット２の移動範囲を周期点Ｐ_１から周期点Ｐ_２の範囲に制限して、周期点Ｐ_１から周期点Ｐ_２の範囲の計測値θ_Ｘ ^＊だけを算出することにより、周期点Ｐ_１から周期点Ｐ_２の範囲において、ターゲット２の位置Ｘを検知して出力することができる。

本実施形態の位置センサ１によれば、位相オフセットαが未知の場合や、位相オフセットαが温度などの要因によって変動する場合であっても、位相成分θ_Ｘを計測して、ターゲット２の位置Ｘを検知することができる。

なお、本実施形態において、上記第２又は第３の実施形態と同様の方法によって、受波コイル５から得られる出力の位相θ（θ_１、θ_２）を計測してもよい。すなわち、位置検知部２２のＡＤタイミング生成部３３、ＡＤ変換部３４、及び位相計測部３５は、上記第２又は第３の実施形態と同様の構成であってもよい。

また、本実施形態において、基準タイミング生成部３１は、基準時刻信号と送波開始信号を同時に送信してもよいし、基準時刻信号を送信した後に送波開始信号を送信してもよい。基準時刻信号を送信した後に送波開始信号を送信する場合には、基準時刻信号を送信したときから一定時間経過した時点で、送波開始信号を送信すればよい。このようにしても、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを位相の基準にすると、γ_１＝γ_２であり、θ_１＝θ_Ｘ＋α、θ_２＝−θ_Ｘ＋α（α＝α_１、α_２）である。従って、このようにしても、上記実施形態と同じようにしてθ_Ｘを算出することができる。

また、本実施形態において、送波波形生成部２１は、送波開始信号の入力時点Ｔｉからある時間が経過した時点でＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになる入力波１−１、入力波２−１を生成するようにしてもよい。但し、送波開始信号の入力時点Ｔｉから入力波１−１がＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃになるまでの時間と、送波開始信号の入力時点Ｔｉから入力波２−１がＥ＜ＥｃからＥ＞Ｅｃに変化するまでの時間は、同じ時間である。このようにしても、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを位相の基準にすると、γ_１＝γ_２であるので、上記実施形態と同じようにしてθ_Ｘを算出することができる。

＜第５の実施形態＞
図１３は、第５の実施形態による位置センサ１の電気的ブロック構成を示す。本実施形態の位置センサ１は、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘの計測方法が上記第４の実施形態と異なっている。すなわち、本実施形態の位置センサ１は、位置検知部２２が上記第４の実施形態と異なっている。本実施形態における他の構成については、上記第４の実施形態と同様である。

位置検知部２２は、上記第４の実施形態の構成に加え、位相オフセットαの基準値α_０を記憶した基準値記憶部５１と、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを位相オフセットαに基いて調整する位相調整部５２とをさらに備える。また、位相計測部３５が上記第４の実施形態と異なっている。位置検知部２２の他の構成については、上記第４の実施形態と同様である。

位相計測部３５は、ＡＤ変換部３４の出力に基いて、すなわち、受波コイル５から得られる出力信号に基いて、第１の出力信号Ｖ_１の位相θ_１、及び第２の出力信号Ｖ_２の位相θ_２を計測する。本実施形態では、位相計測部３５は、上記第４の実施形態とは異なり、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを求めない。

位相計測部３５は、位相θ_１、θ_２を計測するための位相計測動作として、第１の計測モードと第２の計測モードを有している。各計測モードのセット及び各計測モードでの位相計測動作の開始は、上記第４の実施形態と同様である。

第１の計測モードでは、位相計測部３５は、上記第１の実施形態と同様に、受波コイル５から得られる出力信号の位相θを計測し、その計測した位相θを第１の出力信号Ｖ_１の位相θ_１の計測値θ_１ ^＊として、計測値記憶部３６に記憶する。第２の計測モードでは、位相計測部３５は、上記第１の実施形態と同様に、受波コイル５から得られる出力信号の位相θを計測し、その計測した位相θを第２の出力信号Ｖ_２の位相θ_２の計測値θ_２ ^＊として、計測値記憶部３６に記憶する。

上記第４の実施形態と同様に、第１の計測モードで計測した位相θは、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準にした第１の出力信号Ｖ_１の位相θ_１の計測値θ_１ ^＊である。また、第２の計測モードで計測した位相θは、基準時刻信号の入力時点Ｔｏを基準にした第２の出力信号Ｖ_２の位相θ_２の計測値θ_２ ^＊である。

基準値記憶部５１は、位相オフセットαの基準値α_０を予め記憶している。基準値α_０は、ターゲット２の位置Ｘが０のとき（ターゲット２が検知領域の中心に位置しているとき）の位相θ_１又は位相θ_２の値であり、例えば、位置センサ１の製造過程において計測されて基準値記憶部５１に記憶される。

位相調整部５２は、位相計測部３５により計測した位相θ_１、θ_２に基いて、位相オフセット成分αを求め、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを、位相オフセット成分α及び基準値α_０に基いて調整して求める。つまり、位相調整部５２は、位相成分θ_Ｘの計測値θ_Ｘ ^＊を、位相θ_１、θ_２、位相オフセット成分α、及び基準値α_０に基いて、−Ｌ／２からＬ／２の範囲（検知領域の全ての範囲）において実際の位相成分θ_Ｘと同じ値になるように求める。

出力変換部３７は、位相調整部５２により求めた位相成分θ_Ｘ（計測値θ_Ｘ ^＊）をターゲット２の位置Ｘに変換する。すなわち、上記第１の実施形態と同様に、θ_Ｘ ^＊×（Ｌ／２π）をターゲット２の位置Ｘとして算出する。そして、出力変換部３７は、この算出したターゲット２の位置Ｘを出力する。

図１４は、位相調整部５２における位相調整処理を示す。また、図１５（ａ）（ｂ）は、位相調整処理における位相オフセットαが正の値の場合の計測値θ_１ ^＊、θ_２ ^＊の調整の様子を示し、図１６（ａ）（ｂ）は、位相調整処理における位相オフセットαが負の値の場合の計測値θ_１ ^＊、θ_２ ^＊の調整の様子を示す。

位相調整部５２は、位相計測部３５が第１の出力信号Ｖ_１の位相θ_１の計測値θ_１ ^＊、及び第２の出力信号Ｖ_２の位相θ_２の計測値θ_２ ^＊を計測した後、以下のようにして、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘの計測値θ_Ｘ ^＊を求める。

まず、位相調整部５２は、位相計測部３５により計測された計測値θ_１ ^＊、θ_２ ^＊に基いて、（θ_１ ^＊＋θ_２ ^＊）／２を算出し、その算出した値を位相オフセットαの計測値α^＊とする（Ｓ１）。

位相オフセットαが正の値の場合には、図１５（ａ）に示すように、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_２から周期点Ｐ_１の範囲にあるときに、計測値α^＊＝αとなり、それ以外のときに、計測値α^＊＝α−πとなる。すなわち、位相オフセットαが正の値の場合には、計測値α^＊は、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_２から周期点Ｐ_１の範囲にあるときに、実際の位相オフセットαと同じになり、それ以外のときは、実際の位相オフセットαから−πずれた値となる。

また、位０オフセットαが負の値の場合には、図１６（ａ）に示すように、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_２から周期点Ｐ_１の範囲にあるときに、計測値α^＊＝αとなり、それ以外のときに、計測値α^＊＝α＋πとなる。すなわち、位相オフセットαが負の値の場合には、計測値α^＊は、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_２から周期点Ｐ_１の範囲にあるときに、実際の位相オフセットαと同じになり、それ以外のときは、実際の位相オフセットαからπずれた値となる。

ここで、位相調整部５２は、計測値α^＊がα_０−π／２未満であれば（Ｓ２でＹＥＳ）、計測値α^＊を調整し、α^＊＋πを計測値α^＊とする（Ｓ３）。また、計測値α^＊がα_０＋π／２以上であれば（Ｓ４でＹＥＳ）、計測値α^＊を調整し、α^＊−πを計測値α^＊とする（Ｓ５）。

そして、位相調整部５２は、計測値θ_１ ^＊がα^＊−π未満であれば（Ｓ６でＹＥＳ）、計測値θ_１ ^＊を調整し、θ_１ ^＊＋２πを計測値θ_１ ^＊とする（Ｓ７）。また、計測値θ_１ ^＊がα^＊＋π以上であれば（Ｓ８でＹＥＳ）、計測値θ_１ ^＊を調整し、θ_１ ^＊−２πを計測値θ_１ ^＊とする（Ｓ９）。

また、位相調整部５２は、計測値θ_２ ^＊がα^＊−π未満であれば（Ｓ１０でＹＥＳ）、計測値θ_２ ^＊を調整し、θ_２ ^＊＋２πを計測値θ_２ ^＊とする（Ｓ１１）。また、計測値θ_２ ^＊がα^＊＋π以上であれば（Ｓ１２でＹＥＳ）、計測値θ_２ ^＊を調整し、θ_２ ^＊−２πを計測値θ_２ ^＊とする（Ｓ１３）。

位相オフセットαが正の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_１からＬ／２の範囲にあるときには、Ｓ２でＹＥＳ、Ｓ３、Ｓ４でＮＯ、Ｓ６でＹＥＳ、Ｓ７、Ｓ８でＮＯ、Ｓ１０でＮＯ、及びＳ１２でＮＯを経由する。これにより、位相オフセットαが正の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_１からＬ／２の範囲にあるときの位相θ_１の計測値θ_１ ^＊が、図１５（ａ）から図１５（ｂ）のように２π調整される。

また、位相オフセットαが正の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが−Ｌ／２から周期点Ｐ_２の範囲にあるときには、Ｓ２でＹＥＳ、Ｓ３、Ｓ４でＮＯ、Ｓ６でＮＯ、Ｓ８でＮＯ、Ｓ１０でＹＥＳ、Ｓ１１、及びＳ１２でＮＯを経由する。これにより、位相オフセットαが正の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが−Ｌ／２から周期点Ｐ_２の範囲にあるときの位相θ_２の計測値θ_２ ^＊が、図１５（ａ）から図１５（ｂ）のように２π調整される。

また、位相オフセットαが負の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが−Ｌ／２から周期点Ｐ_１の範囲にあるときには、Ｓ２でＮＯ、Ｓ４でＹＥＳ、Ｓ５、Ｓ６でＮＯ、Ｓ８でＹＥＳ、Ｓ９、Ｓ１０でＮＯ、及びＳ１２でＮＯを経由する。これにより、位相オフセットαが負の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが−Ｌ／２から周期点Ｐ_１の範囲にあるときの位相θ_１の計測値θ_１ ^＊が、図１６（ａ）から図１６（ｂ）のように−２π調整される。

また、位相オフセットαが負の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_２からＬ／２の範囲にあるときには、Ｓ２でＮＯ、Ｓ４でＹＥＳ、Ｓ５、Ｓ６でＮＯ、Ｓ８でＮＯ、Ｓ１０でＮＯ、Ｓ１２でＹＥＳ、及びＳ１３を経由する。これにより、位相オフセットαが負の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_２からＬ／２の範囲にあるときの位相θ_２の計測値θ_２ ^＊が、図１６（ａ）から図１６（ｂ）のように−２π調整される。

そして、位相調整部５２は、このように調整した後の計測値θ_１ ^＊、θ_２ ^＊に基いて、（θ_１ ^＊−θ_２ ^＊）／２を算出し、その算出した値を位相成分θ_Ｘの計測値θ_Ｘ ^＊とする（Ｓ１４）。

図１７は、ターゲット２の位置Ｘと、このようにして求めた位相成分θ_Ｘの計測値θ_Ｘ ^＊との関係を示す。αが正の値であるか負の値であるかに関わらず、計測値θ_Ｘ ^＊は、−Ｌ／２からＬ／２の範囲（検知領域の全ての範囲）において、ターゲット２の位置Ｘに比例した値となり、−Ｌ／２からＬ／２の範囲で−πからπまで増加する。すなわち、αが正の値であるか負の値であるかに関わらず、計測値θ_Ｘ ^＊は、−Ｌ／２からＬ／２の範囲において、実際の位相成分θ_Ｘ（図４のθ_Ｘ参照）と同じ値となる。

本実施形態の位置センサ１によれば、検知領域の全ての範囲において、計測値θ_Ｘ ^＊を実際の位相成分θ_Ｘと同じ値になるように計測して、ターゲット２の位置Ｘを検知することができる。しかも、位相オフセットαが温度などの要因によって基準値α_０から変動した場合であっても、検知領域の全ての範囲において、計測値θ_Ｘ ^＊を実際の位相成分θ_Ｘと同じ値になるように計測して、ターゲット２の位置Ｘを検知することができる。但し、位相オフセットαの変動は、−π／２＜α_０＜π／２の範囲であるとする。なお、位相オフセットαが基準値α_０から変動しないとすれば、Ｓ２、Ｓ４の処理は、不要であり、Ｓ６、Ｓ８、Ｓ１０、Ｓ１２の各処理は、α^＊をα_０に置き換えた処理にすればよい。

図１８は、位相調整部５２における位相調整処理の変形例を示す。図１８に示す位相調整処理では、位相調整部５２は、以下のようにして、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘの計測値θ_Ｘ ^＊を求める。

まず、位相調整部５２は、位相計測部３５により計測された計測値θ_１ ^＊、θ_２ ^＊に基いて、（θ_１ ^＊＋θ_２ ^＊）／２を算出し、その算出した値を位相オフセットαの計測値α^＊とする（Ｓ２１）。

ここで、位相調整部５２は、計測値α^＊がα_０−π／２未満であれば（Ｓ２２でＹＥＳ）、計測値α^＊を調整し、α^＊＋πを計測値α^＊とする（Ｓ２３）。また、計測値θ_１ ^＊を調整し、θ_１ ^＊＋２πを計測値θ_１ ^＊とする（Ｓ２４）。

また、位相調整部５２は、計測値α^＊がα_０＋π／２以上であれば（Ｓ２５でＹＥＳ）、計測値α^＊を調整し、α^＊−πを計測値α^＊とする（Ｓ２６）。また、計測値θ_１ ^＊を調整し、θ_１ ^＊−２πを計測値θ_１ ^＊とする（Ｓ２７）。

続いて、位相調整部５２は、このように調整した後の計測値θ_１ ^＊、θ_２ ^＊に基いて、（θ_１ ^＊−θ_２ ^＊）／２を算出し、その算出した値を位相成分θ_Ｘの計測値θ_Ｘ ^＊とする（Ｓ２８）。

そして、位相調整部５２は、計測値θ_Ｘ ^＊が−π未満であれば（Ｓ２９でＹＥＳ）、計測値θ_Ｘ ^＊を調整し、θ_Ｘ ^＊＋２πを計測値θ_Ｘ ^＊とする（Ｓ３０）。また、計測値θ_Ｘ ^＊がπ以上であれば（Ｓ３１でＹＥＳ）、計測値θ_Ｘ ^＊を調整し、θ_Ｘ ^＊−２πを計測値θ_Ｘ ^＊とする（Ｓ３２）。

位相オフセットαが正の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_１からＬ／２の範囲にあるときには、Ｓ２２でＹＥＳ、Ｓ２３、Ｓ２４、Ｓ２５でＮＯ、Ｓ２８、Ｓ２９でＮＯ、及びＳ３１でＮＯを経由する。また、位相オフセットαが正の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが−Ｌ／２から周期点Ｐ_２の範囲にあるときには、Ｓ２２でＹＥＳ、Ｓ２３、Ｓ２４、Ｓ２５でＮＯ、Ｓ２８、Ｓ２９でＮＯ、Ｓ３１でＹＥＳ、及びＳ３２を経由する。

また、位相オフセットαが負の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが−Ｌ／２から周期点Ｐ_１の範囲にあるときには、Ｓ２２でＮＯ、Ｓ２５でＹＥＳ、Ｓ２６、Ｓ２７、Ｓ２８、Ｓ２９でＮＯ、及びＳ３１でＮＯを経由する。また、位相オフセットαが負の値の場合において、ターゲット２の位置Ｘが周期点Ｐ_２からＬ／２の範囲にあるときには、Ｓ２２でＮＯ、Ｓ２５でＹＥＳ、Ｓ２６、Ｓ２７、Ｓ２８、Ｓ２９でＹＥＳ、Ｓ３０、及びＳ３１でＮＯを経由する。

このような位相調整処理によれば、上記図１４の位相調整処理と同様に、検知領域の全ての範囲において、計測値θ_Ｘ ^＊を実際の位相成分θ_Ｘと同じ値になるように計測することができる。

＜第６の実施形態＞
図１９は、第６の実施形態による位置センサ１の電気的ブロック構成を示す。本実施形態の位置センサ１は、上記第３の実施形態の構成に加え、受波コイル５から得られる出力の大きさを調整する出力調整部７１をさらに備える。また、位置検知部２２の位相計測部３５が上記第３の実施形態と異なっている。本実施形態における他の構成については、上記第３の実施形態と同様である。

出力調整部７１は、図２０に示されるように、正弦コイル３に流れる電流量を調整するための正弦スイッチ部７２と、余弦コイル４に流れる電流量を調整するための余弦スイッチ部７３と、正弦スイッチ部７２及び余弦スイッチ部７３を制御するスイッチ制御部７４とを備えている。

正弦スイッチ部７２は、送波波形生成部２１と正弦コイル３との間に接続されており、複数の抵抗８１ａ〜８１ｄと複数のスイッチ８２ａ〜８２ｄとを有している。抵抗８１ａ〜８１ｄは、互いに並列に接続されており、各抵抗８１ａ〜８１ｄと正弦コイル３との間にスイッチ８２ａ〜８２ｄが接続されている。各抵抗８１ａ〜８１ｄの抵抗値は、互いに異なっており、抵抗８１ａの抵抗値をｒとすると、抵抗８１ｂの抵抗値は２ｒ、抵抗８１ｃの抵抗値は４ｒ、抵抗８１ｄの抵抗値は８ｒである。従って、スイッチ８２ａ〜８２ｄの開閉の組み合わせ方によって、抵抗８１ａ〜８１ｄの合成抵抗値を１６段階に調整して、正弦コイル３に流れる電流量を１６段階に調整することができる。

余弦スイッチ部７３は、送波波形生成部２１と余弦コイル４との間に接続されており、複数の抵抗８３ａ〜８３ｄと複数のスイッチ８４ａ〜８４ｄとを有している。抵抗８３ａ〜８３ｄは、互いに並列に接続されており、各抵抗８３ａ〜８３ｄと余弦コイル４との間にスイッチ８４ａ〜８４ｄが接続されている。各抵抗８３ａ〜８３ｄの抵抗値は、互いに異なっており、抵抗８３ａの抵抗値をｒとすると、抵抗８３ｂの抵抗値は２ｒ、抵抗８３ｃの抵抗値は４ｒ、抵抗８３ｄの抵抗値は８ｒである。従って、スイッチ８４ａ〜８４ｄの開閉の組み合わせ方によって、抵抗８３ａ〜８３ｄの合成抵抗値を１６段階に調整して、余弦コイル４に流れる電流量を１６段階に調整することができる。

スイッチ制御部７４は、正弦スイッチ部７２のスイッチ８２ａ〜８２ｄ及び余弦スイッチ部７３のスイッチ８４ａ〜８４ｄの開閉を制御する。スイッチ８２ａ〜８２ｄ及びスイッチ８４ａ〜８４ｄの開閉を制御することにより、正弦コイル３に流れる電流量及び余弦コイル４に流れる電流量が調整され、受波コイル５の出力の大きさが調整される。

位置検知部２２は、上記第３の実施形態と同様に、受波コイル５から得られる出力に基いて、ターゲット２の位置Ｘを検知する。つまり、位置検知部２２は、受波コイル５から得られる出力に基いて、上記第３の実施形態と同様の方法によって、受波コイル５から得られる出力の位相θを計測する。そして、位置検知部２２は、この位相θに基いて、上記第３の実施形態と同様の方法によって、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを求めて、ターゲット２の位置Ｘを検知する。

但し、本実施形態では、位置検知部２２の位相計測部３５は、受波コイル５から得られる出力の位相θの計測に加え、受波コイル５から得られる出力の振幅Ａを計測する。すなわち、位相計測部３５は、以下の式（３５）によって、受波コイル５から得られる出力の振幅Ａを計測する。

なお、式（３５）は、以下のようにして導出される。すなわち、上記第３の実施形態の式（２７）の導出（上記第２の実施形態の式（２０）の導出）において、ｕ＝Ａｃｏｓθ、ｖ＝Ａｓｉｎθとおいている。従って、ｕ^２＋ｖ^２＝Ａ^２である。そして、ｕ、ｖは、上記第２の実施形態の式（２６）で表され、また、上記第３の実施形態の式（３０）の関係を満たすことから、上記の式（３５）が得られる。

位相計測部３５は、計測した振幅Ａの値をスイッチ制御部７４に出力する。スイッチ制御部７４は、位相計測部３５の計測した振幅Ａの値に基いて、スイッチ８２ａ〜８２ｄ、スイッチ８４ａ〜８４ｄを開閉する。このとき、スイッチ制御部７４は、振幅Ａが所定値以上で一定範囲内になるように、すなわち、受波コイル５から得られる出力の大きさが所定値以上で一定範囲内（予め設定された適切な範囲内）になるように、スイッチ８２ａ〜８２ｄ、８４ａ〜８４ｄ開閉する。

本実施形態の位置センサ１によれば、ターゲット２と回路基板７とのギャップ（ターゲット２と正弦コイル３、余弦コイル４、及び受波コイル５とのギャップ）が変動しても、自動的に、受波コイル５から得られる出力の大きさが適切な大きさに調整される。これにより、ターゲット２と回路基板７とのギャップに依存せずに、常に、適切な振幅の受波コイル５の出力の波形を得ることができて、受波コイル５の出力のＳ／Ｎ比を高めることができる。これにより、ターゲット２と回路基板７とのギャップに依存せずに、常に、位相θを精度良く計測して、ターゲット２の位置Ｘを精度良く検知することができる。

なお、本実施形態において、スイッチ８２ａ〜８２ｄ、８４ａ〜８４ｄに代えて、マイコンを用いてもよい。すなわち、スイッチ８２ａ〜８２ｄ、８４ａ〜８４ｄを使用する代わりに、入出力に使用するマイコンの入出力ポートを切替えてもよい。また、増幅部３２の増幅率を制御することで、受波コイル５から得られる出力の大きさを調整するようにしてもよい。

また、本実施形態において、上記第１又は第２の実施形態と同様の方法によって、受波コイル５から得られる出力の位相θを計測してもよい。すなわち、位置検知部２２は、上記第１又は第２の実施形態と同様の構成であってもよい。また、上記第４又は第５の実施形態と同様の方法によって、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを求めてもよい。すなわち、送波波形生成部２１及び位置検知部２２は、上記第４又は第５の実施形態と同様の構成であってもよい。

＜第７の実施形態＞
図２１は、第７の実施形態による位置センサ１の電気的ブロック構成を示す。本実施形態の位置センサ１は、上記第１の実施形態の構成に加え、受波コイル５と共振回路を構成するコンデンサ９１をさらに備える。また、送波波形生成部２１が上記第１の実施形態と異なっている。本実施形態における他の構成については、上記第１の実施形態と同様である。

受波コイル５とコンデンサ９１とによって構成される共振回路は、その共振周波数が正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波１、２の基本周波数ｆと同じになるように構成されている。すなわち、共振回路の共振周波数が入力波１、２の基本周波数ｆと同じになるように、コンデンサ９１の静電容量が調整されている。受波コイル５とコンデンサ９１とによって構成される共振回路は、並列共振回路である。

送波波形生成部２１は、入力波１、２として、受波コイル５とコンデンサ９１とによって構成される共振回路の共振周波数と同じ基本周波数ｆの矩形波を入力する。すなわち、送波波形生成部２１は、入力波１、２として、共振回路の共振周波数と同じ基本周波数ｆで互いに異なる位相の矩形波を入力する。本実施形態では、入力波１と入力波２との位相関係は、上記第１の実施形態と同様に、正弦コイル３に入力する入力波１の位相に対して、余弦コイル４に入力する入力波２の位相が３π／２遅れた位相関係である。また、本実施形態では、入力波１、２の基本周波数ｆ（共振回路の共振周波数でもある）は、上記第１の実施形態とは異なり、４［ｋＨｚ］である。

送波波形生成部２１は、上記第１の実施形態と同様に、基準タイミング生成部３１から送波開始信号が入力されることにより、正弦コイル３及び余弦コイル４への入力波１、２の入力を開始する。

入力波（矩形波）１、２を正弦コイル３及び余弦コイル４に入力すると、上記第１の実施形態と同様に、入力波１、２の基本周波数ｆと同じ周波数で変化する信号が受波コイル５から出力される。このときの受波コイル５の出力信号の基本周波数は、入力波１、２の基本周波数ｆと同じであるので、受波コイル５とコンデンサ９１とによって構成される共振回路の共振周波数と同じである。従って、受波コイル５の出力信号は、共振回路で共振し、受波コイル５から得られる出力信号は、共振によって振幅が増幅される。また、共振によって増幅された受波コイル５の出力信号は、増幅部３２によってさらに増幅される。

図２２（ａ）は、コンデンサ９１を備えず共振回路を構成していない場合において受波コイル５から得られる出力を示し、図２２（ｂ）は、本発明の場合（コンデンサ９１を備えて共振回路を構成している場合）において受波コイル５から得られる出力を示す。コンデンサ９１を備えず共振回路を構成していない場合と、本発明の場合の両方で、受波コイル５から得られる出力の振幅電圧値Ｖｐｐ（増幅部３２による増幅後の値）を測定した。測定の結果、コンデンサ９１を備えず共振回路を構成していない場合に比較して、本発明の場合の方が、振幅電圧値Ｖｐｐが数倍程度高かった。このように、本発明では、コンデンサ９１を備えて共振回路を構成していることにより、受波コイル５から得られる出力は、共振によって振幅が増幅される。

また、コンデンサ９１を備えて共振回路を構成していることにより、受波コイル５から得られる出力は、Ｓ／Ｎ比が大きくなる。これは、以下の理由による。つまり、受波コイル５から出力される基本周波数で変化する電圧は、基本周波数の奇数倍の周波数で変化する電圧の重ね合わせである（一般に、矩形波は、基本周波数の奇数倍の周波数の波の重ね合わせである）。従って、受波コイル５の出力のうち、基本周波数と同じ周波数成分のみが共振して増幅される（基本周波数の３倍以上の奇数倍の周波数成分は共振せず増幅されない）。これにより、高周波成分（基本周波数の奇数倍の周波数成分）は除去され、受波コイル５から得られる出力は、Ｓ／Ｎ比が大きくなる。このように、本発明では、コンデンサ９１を備えて共振回路を構成していることにより、受波コイル５から得られる出力は、共振によってＳ／Ｎ比が大きくなる。

なお、受波コイル５の出力信号の基本周波数と、受波コイル５とコンデンサ９１とによって構成される共振回路の共振周波数（共振点）とは、完全に一致することが好ましい。しかし、受波コイル５の出力信号の基本周波数と共振回路の共振周波数とが僅かにずれていても、受波コイル５の出力は、共振回路で共振する。すなわち、受波コイル５の出力信号の基本周波数と共振回路の共振周波数とが僅かにずれていても、受波コイル５の出力は、共振によって振幅が増幅され、また、共振によってＳ／Ｎ比が大きくなる。つまり、入力波１、２の基本周波数ｆと共振回路の共振周波数とは、僅かにずれていてもよい。本発明において、入力波１、２の基本周波数ｆと共振回路の共振周波数とが同じであるとは、入力波１、２の基本周波数ｆと共振回路の共振周波数とが僅かにずれている場合も含んでいる。

また、受波コイル５から得られる出力は、共振によって位相がβずれることになる。この位相ずれβの値は、受波コイル５の繋ぎ方によって正の値又は負の値になる。つまり、受波コイル５から得られる出力は、受波コイル５の繋ぎ方によって、位相が｜β｜（βの絶対値）だけ遅れる又は進むことになる。｜β｜の値は、入力波１、２の基本周波数ｆと共振回路の共振周波数とが完全に一致している場合には、π／２となり、入力波１、２の基本周波数ｆと共振回路の共振周波数とが僅かにずれている場合には、そのずれに応じて、π／２からずれた値となる。なお、上記の本発明の場合における振幅電圧値Ｖｐｐの測定結果は、共振による位相ずれβの値がπ／２からずれていた（すなわち、受波コイル５の出力信号の基本周波数が共振回路の共振周波数から僅かにずれていた）場合の測定結果である。

送波波形生成部２１が正弦コイル３及び余弦コイル４に入力波１、２を入力しているときに受波コイル５から得られる出力信号Ｖは、上記第１の実施形態と同様に、式（１）で表される。但し、位相オフセットαは、共振によって生じるβの位相ずれが加わり、α＝β＋γ＋δ−π／２となる。

位置検知部２２は、上記第１の実施形態と同様に、受波コイル５から得られる出力に基いて、ターゲット２の位置Ｘを検知する。つまり、位置検知部２２は、受波コイル５から得られる出力に基いて、上記第１の実施形態と同様の方法によって、受波コイル５から得られる出力の位相θを計測する。そして、位置検知部２２は、この位相θに基いて、上記第１の実施形態と同様の方法によって、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを求めて、ターゲット２の位置Ｘを検知する。

本実施形態の位置センサ１によれば、受波コイル５から得られる出力は、受波コイル５とコンデンサ９１とにより構成される共振回路で共振する。この共振によって、受波コイル５から得られる出力は、振幅が大きくＳ／Ｎ比も大きい出力となる。

これにより、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波が高周波を変調したものでなくても、振幅が大きくＳ／Ｎ比も大きい受波コイル５の出力を得ることができ、この受波コイル５の出力に基いてターゲット２の位置Ｘを検知することができる。

従って、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波の生成において、高周波を変調するための変調回路が不要であり、また、受波コイル５の出力に基くターゲット２の位置Ｘの検知において、受波コイル５の出力を復調するための復調回路が不要である。つまり、これらの変調回路及び復調回路を必要とせずに、ターゲット２の位置Ｘを検知することができる。これにより、回路を簡素化することができる。また、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波は、矩形波であり、ローとハイの２値の電圧から成るため、生成が容易であり、簡単な回路によって生成することができる。これにより、回路を簡素化することができる。

また、受波コイル５とコンデンサ９１とにより構成される共振回路が並列共振回路なので、少ない電流値で、振幅が大きくＳ／Ｎ比も大きい受波コイル５の出力を得ることができる。

なお、本実施形態において、上記第２又は第３の実施形態と同様の方法によって、受波コイル５から得られる出力の位相θを計測してもよい。すなわち、位置検知部２２は、上記第２又は第３の実施形態と同様の構成であってもよい。また、上記第４又は第５の実施形態と同様の方法によって、ターゲット２の位置Ｘに対応する位相成分θ_Ｘを求めてもよい。すなわち、送波波形生成部２１及び位置検知部２２は、上記第４又は第５の実施形態と同様の構成であってもよい。また、上記第６の実施形態と同様の出力調整部をさらに備えていてもよい。

図２３は、位置センサ１の変形例を示す。図２３に示す位置センサ１は、上記図２１の構成のコンデンサ９１に代えて、正弦コイル３と共振回路を構成するコンデンサ９２と、余弦コイル４と共振回路を構成するコンデンサ９３とを備えている。正弦コイル３とコンデンサ９２とによって構成される共振回路は、並列共振回路であり、余弦コイル４とコンデンサ９３とによって構成される共振回路も、並列共振回路である。これらの共振回路の共振周波数は、いずれも、上記図２１の構成の受波コイル５とコンデンサ９１とによって構成される共振回路の共振周波数と同じ周波数であり、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力される入力波（矩形波）の基本周波数と同じ周波数である。

このような構成の位置センサ１によれば、正弦コイル３に入力する入力波は、正弦コイル３とコンデンサ９２とにより構成される共振回路で共振し、余弦コイル４に入力する入力波は、余弦コイル４とコンデンサ９３とにより構成される共振回路で共振する。この共振によって、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力する入力波は、振幅が大きくＳ／Ｎ比も大きいものとなり、その結果、受波コイル５から得られる出力は、振幅が大きくＳ／Ｎ比も大きい出力となる。これにより、上記図２１の構成と同様に、回路を簡素化することができる。

また、正弦コイル３とコンデンサ９２とにより構成される共振回路、及び余弦コイル４とコンデンサ９３とにより構成される共振回路が並列共振回路なので、少ない電流値で、振幅が大きくＳ／Ｎ比も大きい受波コイル５の出力を得ることができる。

図２４は、位置センサ１の別の変形例を示す。図２４に示す位置センサ１は、上記図２１の構成のコンデンサ９１に加え、正弦コイル３と共振回路を構成するコンデンサ９２と、余弦コイル４と共振回路を構成するコンデンサ９３とを備えている。正弦コイル３とコンデンサ９２とによって構成される共振回路は、並列共振回路であり、余弦コイル４とコンデンサ９３とによって構成される共振回路も、並列共振回路である。これらの共振回路の共振周波数は、いずれも、上記図２１の構成の受波コイル５とコンデンサ９１とによって構成される共振回路の共振周波数と同じ周波数であり、正弦コイル３及び余弦コイル４に入力される入力波（矩形波）の基本周波数と同じ周波数である。

このような構成の位置センサ１によれば、正弦コイル３に入力する入力波は、正弦コイル３とコンデンサ９２とにより構成される共振回路で共振し、余弦コイル４に入力する入力波は、余弦コイル４とコンデンサ９３とにより構成される共振回路で共振する。また、受波コイル５から得られる出力は、受波コイル５とコンデンサ９１とにより構成される共振回路で共振する。これらの共振によって、受波コイル５から得られる出力は、振幅が大きくＳ／Ｎ比も大きい出力となる。これにより、上記図２１の構成と同様に、回路を簡素化することができる。

しかも、受波コイル５とコンデンサ９１とによる共振回路での共振に加え、正弦コイル３とコンデンサ９２とによる共振回路及び余弦コイル４とコンデンサ９３とによる共振回路での共振によって、受波コイル５の出力は、振幅が大きくＳ／Ｎ比も大きい出力となる。これにより、上記図２１の構成と比較して、また、上記図２３の構成と比較して、振幅がより一層大きくＳ／Ｎ比もより一層大きい受波コイル５の出力を得ることができる。

また、正弦コイル３とコンデンサ９２とにより構成される共振回路、及び余弦コイル４とコンデンサ９３とにより構成される共振回路が並列共振回路なので、少ない電流値で、振幅がより一層大きくＳ／Ｎ比もより一層大きい受波コイル５の出力を得ることができる。

１ 位置センサ
２ ターゲット
３ 正弦コイル（第１の送波コイル）
４ 余弦コイル（第２の送波コイル）
５ 受波コイル
６ 処理回路部
７ 回路基板
８ 可動体
２１ 送波波形生成部
２２ 位置検知部
３１ 基準タイミング生成部
３２ 増幅部
３３ ＡＤタイミング生成部
３４ ＡＤ変換部
３５ 位相計測部
３６ 計測値記憶部
３７ 出力変換部
４１ モード選択部
５１ 基準値記憶部
５２ 位相調整部
７１ 出力調整部
７２ 正弦スイッチ部
７３ 余弦スイッチ部
７４ スイッチ制御部
８１ａ〜８１ｄ 抵抗
８２ａ〜８２ｄ スイッチ
８３ａ〜８３ｄ 抵抗
８４ａ〜８４ｄ スイッチ
９１、９２、９３ コンデンサ

Claims (9)

1. 電磁波を送波するための第１の所定の形状の第１の送波コイルと、
   電磁波を送波するための前記第１の所定の形状と異なる第２の所定の形状の第２の送波コイルと、
   前記第１の送波コイル及び前記第２の送波コイルから送波される電磁波を受波するための受波コイルと、
   前記第１の送波コイル及び前記第２の送波コイルに互いに同じ周波数で互いに異なる位相の入力波を入力する送波波形生成部と、
   前記送波波形生成部が前記第１の送波コイル及び前記第２の送波コイルに入力波を入力することにより前記受波コイルから得られる出力に基いて、前記第１及び第２の送波コイルと前記受波コイルに対して移動可能に設けられるターゲットの位置を検知する位置検知部とを備え、
   前記位置検知部は、前記受波コイルから得られる出力を前記入力波の半周期の整数倍とは異なる周期で少なくとも２回サンプリングし、この少なくとも２回サンプリングした値に基いて、前記ターゲットの位置を検知する、ことを特徴とする位置センサ。
2. 前記位置検知部は、前記受波コイルから得られる出力を前記入力波の半周期の整数倍とは異なる周期で少なくとも３回サンプリングし、この少なくとも３回サンプリングした値に基いて、前記ターゲットの位置を検知する、ことを特徴とする請求項１に記載の位置センサ。
3. 前記位置検知部は、Ｎを３以上の整数とし、ＲをＮより大きくＮの整数倍でない整数とした場合、前記受波コイルから得られる出力を前記入力波の周期をＲ倍した時間をＮ等分する周期でＮ回サンプリングし、このＮ回サンプリングした値に基いて、前記ターゲットの位置を検知する、ことを特徴とする請求項２に記載の位置センサ。
4. 前記位置検知部は、前記Ｎ回のサンプリングを１周期分のサンプリングとした場合、複数周期分のサンプリングをし、この複数周期分のサンプリングした値に基いて、前記ターゲットの位置を検知する、ことを特徴とする請求項３に記載の位置センサ。
5. 前記送波波形生成部は、互いの位相関係が第１の所定の位相関係にある入力波を前記第１の送波コイル及び前記第２の送波コイルに入力する第１のモードと、互いの位相関係が前記第１の所定の位相関係とは異なる第２の所定の位相関係にある入力波を前記第１の送波コイル及び前記第２の送波コイルに入力する第２のモードとを有し、
   前記位置検知部は、
   前記第１のモードにおいて前記サンプリングした値、及び前記第２のモードにおいて前記サンプリングした値に基いて、前記受波コイルから得られる出力信号の位相に含まれる、前記ターゲットの位置に対応する位相成分を求める位相計測部と、
   前記位相計測部により計測した前記ターゲットの位置に対応する位相成分を前記ターゲットの位置に変換する出力変換部とを有する、ことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の位置センサ。
6. 前記位相計測部は、前記第１のモードにおいて前記サンプリングした値に基いて、前記第１のモードにおいて前記受波コイルから得られる第１の出力信号の位相を計測し、前記第２のモードにおいて前記サンプリングした値に基いて、前記第２のモードにおいて前記受波コイルから得られる第２の出力信号の位相を計測し、これら第１の出力信号の位相及び第２の出力信号の位相に基いて、前記ターゲットの位置に対応する位相成分を求める、ことを特徴とする請求項５に記載の位置センサ。
7. 前記送波波形生成部は、互いの位相関係が第１の所定の位相関係にある入力波を前記第１の送波コイル及び前記第２の送波コイルに入力する第１のモードと、互いの位相関係が前記第１の所定の位相関係とは異なる第２の所定の位相関係にある入力波を前記第１の送波コイル及び前記第２の送波コイルに入力する第２のモードとを有し、
   前記位置検知部は、
   前記第１のモードにおいて前記サンプリングした値に基いて、前記第１のモードにおいて前記受波コイルから得られる第１の出力信号の位相を計測し、前記第２のモードにおいて前記サンプリングした値に基いて、前記第２のモードにおいて前記受波コイルから得られる第２の出力信号の位相を計測する位相計測部と、
   前記位相計測部により計測した第１の出力信号の位相及び第２の出力信号の位相に基いて、これらの出力信号の位相に含まれる位相オフセット成分を求め、前記第１の出力信号の位相及び前記第２の出力信号の位相に含まれる前記ターゲットの位置に対応する位相成分を、前記位相オフセット成分に基いて調整して求める位相調整部と、
   前記位相調整部により求めた前記ターゲットの位置に対応する位相成分を前記ターゲットの位置に変換する出力変換部とを有する、ことを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の位置センサ。
8. 前記受波コイルから得られる出力の大きさを調整する出力調整部をさらに備える、ことを特徴とする請求項１乃至請求項７のいずれか一項に記載の位置センサ。
9. 前記第１の送波コイル、前記第２の送波コイル、及び前記受波コイルのうちの少なくとも一つと共振回路を構成するコンデンサをさらに備え、
   前記送波波形生成部は、前記入力波として、前記共振回路の共振周波数と同じ周波数の矩形波を入力する、ことを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか一項に記載の位置センサ。

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