JP2010145149A - 電磁誘導式位置検出器及び電磁誘導式位置検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】誘起電圧Ｖの角周波数ωと同じ角周波数のノイズがＶに加わっている場合でも、ＳＮ比を向上させて位置検出器の安定化を図ることができる電磁誘導式位置検出器及び電磁誘導式位置検出方法を提供する。
【解決手段】第１及び第２スライダ側コイルに励磁電流Ｉｃ，Ｉｓを流し、スケール側コイルに発生する誘起電圧ＶをＡＤ変換してサンプリング周期Ｔ、サンプリング点数Ｎでサンプリングし、このサンプリングデータに基づきＶの位相βを検出し、Ｖのω成分の拡散フーリエ係数をＣとし、Ｃ＝|C|exp(jΦ)における位相Φ＝tan^-1(lm(C)／Re(C))として、前記サンプリングデータに基づきＦＦＴ処理を行なうことによりωの信号成分の振幅|C|と位相Φを求め、|C|とΦとＮとβとに基づいて振幅のβ方向への斜影Ｖsを求め、Ｖsが０になるように励振位置αを調整し、αに基づいてＩｓ，Ｉｃを調整して、Ｖsが０となるαを検出位置Ｘとするという処理を行なう。
【選択図】図２

Description

本発明はリニア形スケールなどの電磁誘導式位置検出器及び電磁誘導式位置検出方法に関する。

電磁誘導式位置検出器であるインダクトシン方式のスケールは、工作機械、自動車、ロボットなどの各種機械の位置検出部に適用される。インダクトシン方式のスケールにはリニア形スケールとロータリ形スケールがあり、リニア形スケールは例えば工作機械の直線移動軸に適用されて当該直線移動軸上の移動位置を検出し、ロータリ形スケールは例えば工作機械の回転軸に適用されて当該回転軸の回転角度を検出する。

リニア形スケール及びロータリ形スケールは何れも、平行に向かい合わせに配置したコイルパターンの電磁誘導により位置を検出するものである。この検出原理を図４の原理図に基づいて説明する。図４（ａ）はリニア形スケールのスライダとスケールを平行に向かい合わせにした状態を示す斜視図、図４（ｂ）は前記スライダと前記スケールを並べて示す図、図４（ｃ）は前記スライダと前記スケールの電磁結合度を示す図である。なお、図４にはリニア形スケールの原理図を示しているが、ロータリ形スケールの原理もこれと同様であり、ロータリ形スケールのステータとロータがそれぞれ、リニア形スケールのスライダとスケールに対応している。

図４（ａ）及び図４（ｂ）に示すように、リニア形スケールの検出部は一次側部材としてのスライダ１と、二次側部材としてのスケール２とを有している。可動部であるスライダ１は第１の一次側コイルとしての第１スライダ側コイル３と、第２の一次側コイルとしての第２スライダ側コイル４とを有しており、固定部であるスケール２は二次側コイルとしてのスケール側コイル５を有している。これらのコイル３，４，５はジグザグ状に折り返され（即ち櫛型パターンに形成され）且つ全体が直線状になっている。

そして、図４（ａ）に示すように、スライダ１（即ち第１スライダ側コイル３及び第２スライダ側コイル４）と、スケール２（即ちスケール側コイル５）は、これらの間に規定の範囲内のギャップ（隙間）ｇを保持した状態で平行に向かい合わせて配置されている。また、図４（ａ）及び図４（ｂ）に示すように、第１スライダ側コイル３と第１スライダ側コイル４は、スケール側コイル５との位置関係が１／４ピッチずれている。

このため、第１スライダ側コイル３と第２スライダ側コイル４に励磁電流（交流電流）を流し、スライダ１が図４（ａ）の矢印Ａの如くスケール２の長さ方向に沿って移動すると、このスライダ１の移動による第１スライダ側コイル３及び第２スライダ側コイル４と、スケール側コイル５との相対的な位置関係の変化に応じて、図４（ｃ）に示すように第１スライダ側コイル３及び第２スライダ側コイル４とスケール側コイル５との電磁結合度が周期的に変化するため、スケール側コイル５には周期的に変化する誘起電圧が発生する。
したがって、この誘起電圧に基づいてスケール２の位置（即ちスケール２に対するスライダ１の移動位置）を検出することができる。

この位置検出処理について詳述すると、第１スライダ側コイル３には下記の（１）式で示す第１励磁電流Ｉｓを流し、第２スライダ側コイル４には下記の（２）式で示す第２励磁電流Ｉｃを流す。
Ｉｓ＝I・cos(kα)・sin(ωt) ・・・（１）
Ｉｃ＝−I・sin(kα)・sin(ωt) ・・・（２）
但し、Ｉ：励磁電流の大きさ
ｋ：２π／ｐ
ｐ：コイルの１ピッチの長さ（ロータリ形スケールでは角度）
ω：励磁電流（交流電流）の角周波数
ｔ：時間
α：励振位置

その結果、スケール側コイル５には、第１スライダ側コイル３及び第２スライダ側コイル４とスケール側コイル５との間の電磁誘導により、下記の（３）式で示す誘起電圧Ｖが発生する。なお、位相βは系の位相遅れであり、例えば信号が信号回路を伝わる過程で生じる。
Ｖ＝Ｑ・sin(kX)・[I・cos(kα)・sin(ωt＋β)]＋Ｑ・cos(kX)
・[−I・sin(kα)・sin(ωt＋β)]
＝Ｑ・I・sin(k(X−α))・sin(ωt＋β) ・・・（３）
但し、Ｑ：結合係数（スライダ側コイルとスケール側コイルとの間 の電磁結合度に関する係数）
Ｘ：スケールの位置（スケールに対するスライダの位置）
β：系の位相遅れ

リニア形スケールの演算部（図示せず）では、誘起電圧Ｖの振幅K(ω)・I・sin(k(X−α))に応じてＰＩ制御により励振位置αを調整し、この励振位置αに基づいて励磁電流Ｉｓ及び励磁電流Ｉｃを調整することにより、誘起電圧Ｖの振幅が０となるようにし、誘起電圧Ｖの振幅が０（即ちα＝Ｘ）になったときの励振位置αを、検出位置Ｘとして求める。従って、Ｑ・Iに関係なく位置Ｘが求まる。
つまり、スライダ１の移動（矢印Ａ参照）にともなう位置Ｘの変位に対して、励振位置α（励磁電流Ｉｓ及び励磁電流Ｉｃ）を追従させてα＝Ｘとなるようにるようにフィードバック制御をすることにより、誘起電圧Ｖの振幅が０となるようにし、誘起電圧Ｖの振幅が０（即ちα＝Ｘ）になったときの励振位置αの値を、検出位置Ｘとする。

そして、上記のような処理によって検出位置Ｘを求める際、上記（３）式の誘起電圧Ｖにノイズが加わると、位置Ｘが変動したものとみなされてしまう。そのため、従来は、誘起電圧Ｖをアナログフィルタに通すことにより、誘起電圧Ｖから角周波数ωよりも高い角周波数のノイズをカットしている。

なお、本願に関連する先行技術文献としては次のものがある。
特開２００２−２０７５６３号公報 特開２０００−１８０２０８号公報

上記の如く、従来はフィルタで角周波数ωよりも高い角周波数のノイズをカットしている。
しかしながら、一般的にノイズはサーボノイズ（リニア形スケールが取り付けられる工作機械などのサーボシステムの影響によるノイズ）であり、角周波数ωよりも低い角周波数を基本波とする高調波ノイズである。このため、誘起電圧Ｖの角周波数ωと同じ角周波数を成分に持つノイズも誘起電圧Ｖに加わっており、このようなノイズはフィルタでカットすることができない。
励振位置αの分解能が低い場合には、このノイズによる検出位置Ｘの変動は励振位置αの分解能の単位に埋もれてしまうが、励振位置αの分解能を上げると、このノイズによる検出位置Ｘの変動が如実に現れるという問題がある。

従って本発明は上記の事情に鑑み、誘起電圧Ｖの角周波数ωと同じ角周波数のノイズが誘起電圧Ｖに加わっている場合でも、ＳＮ比を向上させて位置検出器の安定化を図ることができる電磁誘導式位置検出器及び電磁誘導式位置検出方法を提供することを課題とする。

上記課題を解決する第１発明の電磁誘導式位置検出器は、第１の一次側コイルと第２の一次側コイルとを備えた一次側部材と、二次側コイルを備え且つ前記一次側部材に対しギャップを保持して平行に向かい合わせに配置された二次側部材とを有し、且つ、前記一次側部材と前記二次側部材とが相対的に移動可能な検出部と、この検出部を制御する制御部とを備えた電磁誘導式位置検出器において、
前記制御部では、
前記第１の一次側コイルに下記（４）式で表わされる励磁電流Ｉｓを流し、前記第２の一次側コイルに下記（５）式で表わされる励磁電流Ｉｃを流すことにより、前記二次側コイルに下記（６）式で表わされる誘起電圧Ｖを発生させ、この誘起電圧ＶをＡＤ変換してサンプリング周期Ｔ、サンプリング点数Ｎでサンプリングすることにより、この誘起電圧Ｖのサンプリングデータを取得し、
Ｉｓ＝I・cos(kα)・sin(ωt) ・・・（４）
Ｉｃ＝−I・sin(kα)・sin(ωt) ・・・（５）
但し、Ｉ：励磁電流の大きさ
ｋ：２π／ｐ
ｐ：コイルの１ピッチの値
ω：励磁電流の角周波数
ｔ：時間
α：励振位置
Ｖ＝Ｑ・I・sin(k(X−α))・sin(ωt＋β) ・・・（６）
但し、Ｑ：結合係数
Ｘ：検出部の位置
β：系の位相遅れ
前記サンプリングデータに基づいて位相βを検出し、
前記誘起電圧Ｖの角周波数ω成分の拡散フーリエ係数をＣとし、Ｃ＝|C|exp(jΦ)における位相Φ＝tan^-1(lm(C)／Re(C))として、前記サンプリングデータに基づいてＦＦＴ処理を行なうことにより角周波数ωの信号成分の振幅|C|と位相Φを求め、
これらの振幅|C|及び位相Φと、前記サンプリング点数Ｎと、前記位相βとに基づいて下記（７）式で表わされるβ方向への斜影Ｖsを求めることにより、このＶsを信号成分とし、
Ｖs＝|C|／N・cos(Φ＋π／2−β) ・・・（７）
前記信号成分Ｖsが０になるように前記励振位置αを調整し、この励振位置αに基づいて前記励磁電流Ｉｓ及び前記励磁電流Ｉｃを調整して、前記信号成分Ｖsが０となる励振位置αを検出位置Ｘとする、
という処理を行なう構成としたことを特徴とする。

また、第２発明の電磁誘導式位置検出方法は、第１の一次側コイルと第２の一次側コイルとを備えた一次側部材と、二次側コイルを備え且つ前記一次側部材に対しギャップを保持して平行に向かい合わせに配置された二次側部材とを有し、且つ、前記一次側部材と前記二次側部材とが相対的に移動可能な検出部を利用する電磁誘導式位置検出方法において、
前記第１の一次側コイルに下記（８）式で表わされる励磁電流Ｉｓを流し、前記第２の一次側コイルに下記（９）式で表わされる励磁電流Ｉｃを流すことにより、前記二次側コイルに下記（１０）式で表わされる誘起電圧Ｖを発生させ、この誘起電圧ＶをＡＤ変換してサンプリング周期Ｔ、サンプリング点数Ｎでサンプリングすることにより、この誘起電圧Ｖのサンプリングデータを取得し、
Ｉｓ＝I・cos(kα)・sin(ωt) ・・・（８）
Ｉｃ＝−I・sin(kα)・sin(ωt) ・・・（９）
但し、Ｉ：励磁電流の大きさ
ｋ：２π／ｐ
ｐ：コイルの１ピッチの値
ω：励磁電流の角周波数
ｔ：時間
α：励振位置
Ｖ＝Ｑ・I・sin(k(X−α))・sin(ωt＋β) ・・・（１０）
但し、Ｑ：結合係数
Ｘ：検出部の位置
β：系の位相遅れ
前記サンプリングデータに基づいて位相βを検出し、
前記誘起電圧Ｖの角周波数ω成分の拡散フーリエ係数をＣとし、Ｃ＝|C|exp(jΦ)における位相Φ＝tan^-1(lm(C)／Re(C))として、前記サンプリングデータに基づいてＦＦＴ処理を行なうことにより角周波数ωの信号成分の振幅|C|と位相Φを求め、
これらの振幅|C|及び位相Φと、前記サンプリング点数Ｎと、前記位相βとに基づいて下記（１１）式で表わされるβ方向への斜影Ｖsを求めることにより、このＶsを信号成分とし、
Ｖs＝|C|／N・cos(Φ＋π／2−β) ・・・（１１）
前記信号成分Ｖsが０になるように前記励振位置αを調整し、この励振位置αに基づいて前記励磁電流Ｉｓ及び前記励磁電流Ｉｃを調整して、前記信号成分Ｖsが０となる励振位置αを検出位置Ｘとする、
という処理を行なうことを特徴とする。

第１発明の電磁誘導式位置検出器によれば、第１発明の電磁誘導式位置検出器は、第１の一次側コイルと第２の一次側コイルとを備えた一次側部材と、二次側コイルを備え且つ前記一次側部材に対しギャップを保持して平行に向かい合わせに配置された二次側部材とを有し、且つ、前記一次側部材と前記二次側部材とが相対的に移動可能な検出部と、この検出部を制御する制御部とを備えた電磁誘導式位置検出器において、前記制御部では、前記第１の一次側コイルに上記（４）式で表わされる励磁電流Ｉｓを流し、前記第２の一次側コイルに上記（５）式で表わされる励磁電流Ｉｃを流すことにより、前記二次側コイルに上記（６）式で表わされる誘起電圧Ｖを発生させ、この誘起電圧ＶをＡＤ変換してサンプリング周期Ｔ、サンプリング点数Ｎでサンプリングすることにより、この誘起電圧Ｖのサンプリングデータを取得し、前記サンプリングデータに基づいて位相βを検出し、前記誘起電圧Ｖの角周波数ω成分の拡散フーリエ係数をＣとし、Ｃ＝|C|exp(jΦ)における位相Φ＝tan^-1(lm(C)／Re(C))として、前記サンプリングデータに基づいてＦＦＴ処理を行なうことにより角周波数ωの信号成分の振幅|C|と位相Φを求め、これらの振幅|C|及び位相Φと、前記サンプリング点数Ｎと、前記位相βとに基づいて上記（７）式で表わされるβ方向への斜影Ｖsを求めることにより、このＶsを信号成分とし、前記信号成分Ｖsが０になるように前記励振位置αを調整し、この励振位置αに基づいて前記励磁電流Ｉｓ及び前記励磁電流Ｉｃを調整して、前記信号成分Ｖsが０となる励振位置αを検出位置Ｘとする、という処理を行なう構成としたことを特徴としているため、誘起電圧Ｖの角周波数ωと同じ角周波数のノイズが誘起電圧Ｖに加わっている場合でも、誘起電圧Ｖの位相βの情報を利用して信号成分Ｖsのみを抽出することができ、この信号成分Ｖsが０になるように励振位置αを調整して検出位置Ｘを求めることができる。従って、ＳＮ比が向上し、位置検出器の安定化を図ることができる。

同様に、第２発明の電磁誘導式位置検出方法によれば、第１の一次側コイルと第２の一次側コイルとを備えた一次側部材と、二次側コイルを備え且つ前記一次側部材に対しギャップを保持して平行に向かい合わせに配置された二次側部材とを有し、且つ、前記一次側部材と前記二次側部材とが相対的に移動可能な検出部を利用する電磁誘導式位置検出方法において、前記第１の一次側コイルに上記（８）式で表わされる励磁電流Ｉｓを流し、前記第２の一次側コイルに上記（９）式で表わされる励磁電流Ｉｃを流すことにより、前記二次側コイルに上記（１０）式で表わされる誘起電圧Ｖを発生させ、この誘起電圧ＶをＡＤ変換してサンプリング周期Ｔ、サンプリング点数Ｎでサンプリングすることにより、この誘起電圧Ｖのサンプリングデータを取得し、前記サンプリングデータに基づいて位相βを検出し、前記誘起電圧Ｖの角周波数ω成分の拡散フーリエ係数をＣとし、Ｃ＝|C|exp(jΦ)における位相Φ＝tan^-1(lm(C)／Re(C))として、前記サンプリングデータに基づいてＦＦＴ処理を行なうことにより角周波数ωの信号成分の振幅|C|と位相Φを求め、これらの振幅|C|及び位相Φと、前記サンプリング点数Ｎと、前記位相βとに基づいて上記（１１）式で表わされるβ方向への斜影Ｖsを求めることにより、このＶsを信号成分とし、前記信号成分Ｖsが０になるように前記励振位置αを調整し、この励振位置αに基づいて前記励磁電流Ｉｓ及び前記励磁電流Ｉｃを調整して、前記信号成分Ｖsが０となる励振位置αを検出位置Ｘとする、という処理を行なうことを特徴としているため、誘起電圧Ｖの角周波数ωと同じ角周波数のノイズが誘起電圧Ｖに加わっている場合でも、誘起電圧Ｖの位相βの情報を利用して信号成分Ｖsのみを抽出することができ、この信号成分Ｖsが０になるように励振位置αを調整して検出位置Ｘを求めることができる。従って、ＳＮ比が向上し、位置検出の安定化を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態例を図面に基づいて詳細に説明する。

図１は本発明の実施の形態例に係るリニア形スケールの機能を表すブロック図、図２は前記リニア形スケールの演算回路における信号抽出部の機能を示すフローチャート、図３は補正前と補正後のＳ／Ｎ比を示すグラフである。

図１に示すように、電磁誘導式位置検出器であるリニア形スケールは、検出部（スケール部）１１と、この検出部１１を制御するための制御部１２とを備えている。

リニア形スケールの検出部１１は従来のリニア形スケールの検出部と同様の構成である（図４（ａ）〜図４（ｃ）参照）。即ち、リニア形スケールの検出部１１は一次側部材としてのスライダ１と、二次側部材としてのスケール２とを有している。可動部であるスライダ１は第１の一次側コイルとしての第１スライダ側コイル３と、第２の一次側コイルとしての第２スライダ側コイル４とを有しており、固定部であるスケール２は二次側コイルとしてのスケール側コイル５を有している。これらのコイル３，４，５はジグザグ状に折り返され（即ち櫛型パターンに形成され）且つ全体が直線状になっている。そして、スライダ１（即ち第１スライダ側コイル３及び第２スライダ側コイル４）と、スケール２（即ちスケール側コイル５）は、これらの間に規定の範囲内のギャップ（隙間）ｇを保持した状態で平行に向かい合わせて配置されている。また、第１スライダ側コイル３と第１スライダ側コイル４は、スケール側コイル５との位置関係が１／４ピッチずれている。

このため、第１スライダ側コイル３と第２スライダ側コイル４に励磁電流（交流電流）を流し、スライダ１がスケール２の長さ方向に沿って移動すると、このスライダ１の移動による第１スライダ側コイル３及び第２スライダ側コイル４と、スケール側コイル５との相対的な位置関係の変化に応じて、第１スライダ側コイル３及び第２スライダ側コイル４とスケール側コイル５との電磁結合度が周期的に変化するため（図４（ｃ）参照）、スケール側コイル５には周期的に変化する誘起電圧が発生する。
従って、この誘起電圧に基づいてスケール２の位置（即ちスケール２に対するスライダ１の移動位置）を検出することができる。

かかる検出処理は、リニア形スケールの制御部１２で行われる。制御部１２はローパス増幅回路２１と、ＡＤ変換器２２と、演算回路２３と、ＤＡ変換器２４とを有している。
また、演算回路２３は信号抽出部３１と、位置変化量演算部３２と、励磁電流波形形成部３３とを有している。なお、演算回路２４には任意のものを用いることができるが、例えばＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）を用いてもよい。
ＤＡ変換器２８は第１励磁電源４１と、励磁電流４２とを有している。第１励磁電源４１は第１スライダ側コイル３に接続され、第２励磁電源４２は第２スライダ側コイル４に直列に接続されている。
スケール側コイル５は、ローパス増幅回路２１とＡＤ変換器２２を介して演算回路２３に接続されている。

以下、はじめに、制御部１２で行われる位置検出処理の原理について説明し、その後に、制御部１２の各機能部の処理内容について説明する。

位置検出を行うため、従来と同様に第１スライダ側コイル３には下記の（１２）式で示す励磁電流Ｉｓを流し、第２スライダ側コイル４には下記の（１３）式で示す励磁電流Ｉｃを流すと、スケール側コイル５には第１スライダ側コイル３及び第２スライダ側コイル４とスケール側コイル５との間の電磁誘導により、下記の（１４）式で示す誘起電圧Ｖが発生する。なお、位相βは系の位相遅れであり、例えば信号が信号回路を伝わる過程で生じる。

Ｉｓ＝I・cos(kα)・sin(ωt) ・・・（１２）
Ｉｃ＝−I・sin(kα)・sin(ωt) ・・・（１３）
但し、Ｉ：励磁電流の大きさ
ｋ：２π／ｐ
ｐ：コイルの１ピッチの長さ（ロータリ形スケールでは角度）
ω：励磁電流（交流電流）の角周波数
ｔ：時間
α：励振位置

Ｖ＝Ｑ・sin(kX)・[I・cos(kα)・sin(ωt＋β)]＋Ｑ・cos(kX)
・[−I・sin(kα)・sin(ωt＋β)]
＝Ｑ・I・sin(k(X−α))・sin(ωt＋β) ・・・（１４）
但し、Ｑ：結合係数（スライダ側コイルとスケール側コイルとの間 の電磁結合度に関する係数）
Ｘ：スケールの位置（スケールに対するスライダの位置）
β：系の位相遅れ

この誘起電圧Ｖの角周波数ω成分の拡散フーリエ係数Ｃは、下記の（１５）式のようになる。
Ｃ＝ΣＶ(nT)exp(−j2πm・n／N) ・・・（１５）
但し、ｎ＝０〜Ｎ−１
Ｔ：サンプリング周期
Ｎ：サンプリング点数
ｍ＝NTω／(2π)
ｊ：虚数単位

ここで、Ｃ＝|C|exp(jΦ)（但し、位相Φ＝tan^-1(lm(C)／Re(C)))とおくと、この成分の逆フーリエ変換は、下記の（１６）式となる。
Ｖf(nT)＝C／N・exp(j2πmn／N)
＝|C|／N・exp(jΦ) exp(j2πmn／N)
＝|C|／N・cos(2πmn／N＋Φ)
＝|C|／N・cos(ωnT＋Φ)
＝|C|／N・sin(ωnT＋Φ＋π／2) ・・・（１６）

従って、この（１６）式と上記（１４）式との比較により、Ｖfの位相βの成分が信号成分であるので、下記の（１７）式で示すような振幅|C|／Nのβ方向の斜影Ｖsを信号成分とし、この信号成分Ｖsが０になるように励振位置αを調整する。
Ｖs＝|C|／N・cos(Φ＋π／2−β) ・・・（１７）

つまり、一般的なフィルタでは振幅のみに着目し目的の周波数成分を抽出するが、本発明では信号の周波数と位相の両方が一致する成分のみを抽出する処理を行なう。誘起電圧Ｖは系の位相遅れβを有しており、この位相βはリニア形スケールの起動時に知ることができるため、この位相βの情報を利用して信号成分のみを抽出することができる。

次に、図１に基づいて制御部１２の各機能部の処理内容について説明する。

制御部１２では、まず、励磁電流波形形成部３３において上記（１２）式の励磁電流Ｉｓの波形と、上記（１３）式の励磁電流Ｉｃの波形を形成する。なお、初期の励振位置αの値は初期設定値や、前回の位置検出処理において最後に調整された値などの任意の値でよい。
励磁電流波形形成部３３で形成された上記（１２）式の励磁電流Ｉｓは、ＤＡ変換器２４でデジタルからアナログに変換（ＤＡ変換）した後、第１励磁電源４１から第１スライダ側コイル３に流す。励磁電流波形形成部３３で形成された上記（１３）式の励磁電流Ｉｃは、ＤＡ変換器２４でＤＡ変換した後、第２励磁電源４２から第１スライダ側コイル３に流す。

その結果、スケール側コイル５には上記（１４）式の誘起電圧Ｖが発生し、この誘起電圧Ｖはローパス増幅回路２１で角周波数ωより高い角周波数のノイズがカットされて増幅された後、ＡＤ変換器２２でアナログからデジタルに変換（ＡＤ変換）されて演算回路２３に入力される。

そして、詳細は後述するが（図２参照）、信号抽出部３１では、ＡＤ変換器２２でＡＤ変換された誘起電圧Ｖをサンプリング周期Ｔ、サンプリング点数Ｎでサンプリングすることにより、誘起電圧Ｖのサンプリングデータを取得し、このサンプリングデータに基づいて位相βを得るとともに位相βの情報を利用して上記（１７）式のような信号成分Ｖsを抽出する。

位置変化量演算部３２では、信号成分Ｖsが０となるようにするため、信号成分Ｖsに応じてＰＩ（比例積分）制御を行うことにより（即ち信号成分Ｖｓに比例ゲインを掛けたものに、信号成分Ｖｓに積分ゲインを掛けて積分したもの加えることにより）、励振位置αを求める（調整する）。
励磁電流波形形成部３３では、位置変化量演算部３２で求めた励振位置αに基づいて、上記（１２）式の励磁電流Ｉｓの波形及び上記（１３）式の励磁電流Ｉｃの波形を形成する（調整する）。

この励磁電流波形形成部３３で波形形成（調整）された励磁電流Ｉｓと励磁電流Ｉｃは、ＤＡ変換器２４でＤＡ変換された後、第１励磁電源４１と第２磁電源４３から第１スライダ側コイル３と第２スライダ側コイル４にそれぞれ流される。このようなフィードバック制御により、ついには信号成分Ｖsが０になる。即ち、信号成分Ｖsが０となる励振位置αが得られる。そして、位置変化量演算部３２では、この信号成分Ｖsが０となる励振位置αを、検出位置Ｘとして出力する。

次に、図２に基づいて信号抽出部３１の処理内容について説明する。

信号抽出部３１では、まず、ステップＳ１において、前述のとおり、ＡＤ変換器２２でＡＤ変換された誘起電圧Ｖを所定のサンプリング周期Ｔ、サンプリング点数Ｎでサンプリングすることにより、誘起電圧Ｖのサンプリングデータを取得する。このサンプリングデータはステップＳ２とステップＳ５に送られる。
ステップＳ２では、同期検波などの手法により、前記サンプリングデータに基づいて位相βを検出する。
ステップＳ３では、ステップＳ２で位相βの検出が完了すると、この検出した位相βをステップＳ６に送り、且つ、位相検出完了信号（例えばフラグの１を立てる）をステップＳ４へ送る。
ステップＳ４では、位相βの検出が完了したか否かを判定する。即ち、ステップＳ３からステップＳ４へ位相検出完了信号が送られてこないときには、位相検出が完了していないと判定してステップＳ２へ戻る一方、ステップＳ３からステップＳ４へ位相検出完了信号が送られてきたときには、位相検出が完了したと判定してステップＳ５へ進む。

なお、位相βはスケール位置Ｘに応じて変化するものではないため、信号抽出部３１で信号処理を開始するときにだけ検出する。具体的には、リニア形スケールの起動時（即ちリニア形スケールの電源が投入され、スライダ１が移動を開始する前）にだけ、位相βの検出を行う。

ステップＳ５では、ステップＳ１から送られてきたサンプリングデータに基づいてＦＦＴ処理を行なうことにより、角周波数ωの信号成分の振幅|C|と位相Φを求め、これらの振幅|C|及び位相Φの情報と、前記サンプリングデータのサンプリング点数Ｎの情報とをステップＳ６へ送る。なお、ＦＦＴは離散フーリエ変換や逆フーリエ変換を高速で行う高速フーリエ変換である。

そして、ステップＳ６では、ステップＳ３から送られてきた位相βと、ステップＳ５から送られてきた振幅|C|、位相Φ及びサンプリング点数Ｎとに基づいて、上記（１７）式のような振幅のβ方向への斜影Ｖsを求め、これを信号成分Ｖsとして位置変化量演算部３２へ出力する。

以上のように、本実施の形態例のリニア形スケールによれば、第１スライダ側コイル３と第２スライダ側コイル４とを備えたスライダ１と、スケール側コイル５を備え且つスライダ１に対しギャップを保持して平行に向かい合わせに配置されたスケール２とを有し、且つ、スライダ１とスケール２とが相対的に移動可能（この場合にはスライダ１が移動可能）な検出部１１と、この検出部１１を制御する制御部１２とを備えたリニア形スケールにおいて、制御部１２では、第１スライダ側コイル３に上記（１２）式で表わされる励磁電流Ｉｓを流し、第２スライダ側コイル４に上記（１３）式で表わされる励磁電流Ｉｃを流すことにより、スケール側コイル５に上記（１４）式で表わされる誘起電圧Ｖを発生させ、この誘起電圧ＶをＡＤ変換してサンプリング周期Ｔ、サンプリング点数Ｎでサンプリングすることにより、この誘起電圧Ｖのサンプリングデータを取得し、前記サンプリングデータに基づいて位相βを検出し、前記誘起電圧Ｖの角周波数ω成分の拡散フーリエ係数をＣとし、Ｃ＝|C|exp(jΦ)における位相Φ＝tan^-1(lm(C)／Re(C))として、前記サンプリングデータに基づいてＦＦＴ処理を行なうことにより角周波数ωの信号成分の振幅|C|と位相Φを求め、これらの振幅|C|及び位相Φと、前記サンプリング点数Ｎと、前記位相βとに基づいて上記（１７）式で表わされるβ方向への斜影Ｖsを求めることにより、このＶsを信号成分とし、前記信号成分Ｖsが０になるように前記励振位置αを調整し、この励振位置αに基づいて前記励磁電流Ｉｓ及び前記励磁電流Ｉｃを調整して、前記信号成分Ｖsが０となる励振位置αを検出位置Ｘとする、という処理を行なう構成としたことを特徴としている。
このため、誘起電圧Ｖの角周波数ωと同じ角周波数のノイズが誘起電圧Ｖに加わっている場合でも、誘起電圧Ｖの位相βの情報を利用して信号成分Ｖsのみを抽出することができ、この信号成分Ｖsが０になるように励振位置αを調整して検出位置Ｘを求めることができる。従って、ＳＮ比が向上し、位置検出器の安定化を図ることができる。
図１には信号の振幅を１とし、ノイズの振幅を１とし、信号とノイズの周波数は同一とした場合の効果を示しており、点線で示す補正前（即ち上記のような処理を行なわない場合）のＳ／Ｎ比に比べて、実線で示す補正後（即ち上記のような処理を行なった場合）のほうが、Ｓ／Ｎ比が向上し、特に位相βが９０度に近い場合にはＳ／Ｎ比が大幅に向上する。

なお、本発明は特にリニア形スケールに適用して有用なものであるが、必ずしもこれに限定するものではなく、ロータリ形スケールにも適用することができる。
図示は省略するが、ロータリ形スケールの概要について説明すると、ロータリ形スケールは検出部と、この検出部を制御する制御部とを備えている。ロータリ形スケールの検出部は従来のロータリ形スケールの検出部と同様の構成であり、一次側部材としてのステータと、二次側部材としてのロータとを有している。
固定部であるステータは、第１の一次側コイルとしての第１ステータ側コイルと、第２の一次側コイルとしての第２ステータ側コイルとを有している。回転部であるロータは、二次側コイルとしてのロータ側コイルを有している。これらのコイルはジグザグ状に折り返され且つ全体が円環状に形成されている。ステータ（即ち第１ステータ側コイル及び第２ステータ側コイル）と、ロータ（即ちロータ側コイル）は、これらの間にギャップを保持した状態で平行に向かい合わせに配置されており、相対的に移動可能（この場合にはロータが回転可能）になっている。また、第１ステータ側コイルと第２ステータ側コイルは、ロータ側コイルとの位置関係が１／４ピッチずれている。
かかる検出部に対して制御部では、上記リニア形スケールの制御部１２と同様の制御を行う。

本発明は電磁誘導式位置検出器及び電磁誘導式位置検出方法に関するものであり、特にリニア形スケールのギャップ調整に適用して有用なものであるが、ロータリ形スケールのギャップ調整にも適用することができる。

本発明の実施の形態例に係るリニア形スケールの機能を表すブロック図である。 前記リニア形スケールの演算回路における信号抽出部の機能を示すフローチャートである。 補正前と補正後のＳ／Ｎ比を示すグラフである。 （ａ）はリニア形スケールのスライダとスケールを平行に向かい合わせにした状態を示す斜視図、（ｂ）は前記スライダと前記スケールを並べて示す図、（ｃ）は前記スライダと前記スケールの電磁結合度を示す図である。

符号の説明

１ スライダ
２ スケール
３ 第１スライダ側コイル
４ 第２スライダ側コイル
５ スケール側コイル
１１ 検出部（スケール部）
１２ 制御部
２１ ローパス増幅回路
２２ ＡＤ変換器
２３ 演算回路
２４ ＤＡ変換器
３１ 信号抽出部
３２ 位置変化量演算部
３３ 励磁電流波形形成部
４１ 第１励磁電源
４２ 第２励磁電源

Claims (2)

1. 第１の一次側コイルと第２の一次側コイルとを備えた一次側部材と、二次側コイルを備え且つ前記一次側部材に対しギャップを保持して平行に向かい合わせに配置された二次側部材とを有し、且つ、前記一次側部材と前記二次側部材とが相対的に移動可能な検出部と、この検出部を制御する制御部とを備えた電磁誘導式位置検出器において、
   前記制御部では、
   前記第１の一次側コイルに下記（１）式で表わされる励磁電流Ｉｓを流し、前記第２の一次側コイルに下記（２）式で表わされる励磁電流Ｉｃを流すことにより、前記二次側コイルに下記（３）式で表わされる誘起電圧Ｖを発生させ、この誘起電圧ＶをＡＤ変換してサンプリング周期Ｔ、サンプリング点数Ｎでサンプリングすることにより、この誘起電圧Ｖのサンプリングデータを取得し、
   Ｉｓ＝I・cos(kα)・sin(ωt) ・・・（１）
   Ｉｃ＝−I・sin(kα)・sin(ωt) ・・・（２）
   但し、Ｉ：励磁電流の大きさ
   ｋ：２π／ｐ
   ｐ：コイルの１ピッチの値
   ω：励磁電流の角周波数
   ｔ：時間
   α：励振位置
   Ｖ＝Ｑ・I・sin(k(X−α))・sin(ωt＋β) ・・・（３）
   但し、Ｑ：結合係数
   Ｘ：検出部の位置
   β：系の位相遅れ
   前記サンプリングデータに基づいて位相βを検出し、
   前記誘起電圧Ｖの角周波数ω成分の拡散フーリエ係数をＣとし、Ｃ＝|C|exp(jΦ)における位相Φ＝tan^-1(lm(C)／Re(C))として、前記サンプリングデータに基づいてＦＦＴ処理を行なうことにより角周波数ωの信号成分の振幅|C|と位相Φを求め、
   これらの振幅|C|及び位相Φと、前記サンプリング点数Ｎと、前記位相βとに基づいて下記（４）式で表わされるβ方向への斜影Ｖsを求めることにより、このＶsを信号成分とし、
   Ｖs＝|C|／N・cos(Φ＋π／2−β) ・・・（４）
   前記信号成分Ｖsが０になるように前記励振位置αを調整し、この励振位置αに基づいて前記励磁電流Ｉｓ及び前記励磁電流Ｉｃを調整して、前記信号成分Ｖsが０となる励振位置αを検出位置Ｘとする、
   という処理を行なう構成としたことを特徴とする電磁誘導式位置検出器。
2. 第１の一次側コイルと第２の一次側コイルとを備えた一次側部材と、二次側コイルを備え且つ前記一次側部材に対しギャップを保持して平行に向かい合わせに配置された二次側部材とを有し、且つ、前記一次側部材と前記二次側部材とが相対的に移動可能な検出部を利用する電磁誘導式位置検出方法において、
   前記第１の一次側コイルに下記（５）式で表わされる励磁電流Ｉｓを流し、前記第２の一次側コイルに下記（６）式で表わされる励磁電流Ｉｃを流すことにより、前記二次側コイルに下記（７）式で表わされる誘起電圧Ｖを発生させ、この誘起電圧ＶをＡＤ変換してサンプリング周期Ｔ、サンプリング点数Ｎでサンプリングすることにより、この誘起電圧Ｖのサンプリングデータを取得し、
   Ｉｓ＝I・cos(kα)・sin(ωt) ・・・（５）
   Ｉｃ＝−I・sin(kα)・sin(ωt) ・・・（６）
   但し、Ｉ：励磁電流の大きさ
   ｋ：２π／ｐ
   ｐ：コイルの１ピッチの値
   ω：励磁電流の角周波数
   ｔ：時間
   α：励振位置
   Ｖ＝Ｑ・I・sin(k(X−α))・sin(ωt＋β) ・・・（７）
   但し、Ｑ：結合係数
   Ｘ：検出部の位置
   β：系の位相遅れ
   前記サンプリングデータに基づいて位相βを検出し、
   前記誘起電圧Ｖの角周波数ω成分の拡散フーリエ係数をＣとし、Ｃ＝|C|exp(jΦ)における位相Φ＝tan^-1(lm(C)／Re(C))として、前記サンプリングデータに基づいてＦＦＴ処理を行なうことにより角周波数ωの信号成分の振幅|C|と位相Φを求め、
   これらの振幅|C|及び位相Φと、前記サンプリング点数Ｎと、前記位相βとに基づいて下記（８）式で表わされるβ方向への斜影Ｖsを求めることにより、このＶsを信号成分とし、
   Ｖs＝|C|／N・cos(Φ＋π／2−β) ・・・（８）
   前記信号成分Ｖsが０になるように前記励振位置αを調整し、この励振位置αに基づいて前記励磁電流Ｉｓ及び前記励磁電流Ｉｃを調整して、前記信号成分Ｖsが０となる励振位置αを検出位置Ｘとする、
   という処理を行なうことを特徴とする電磁誘導式位置検出方法。

Images