JP6184529B2 - 車載充電器、車載充電器におけるサージ抑制方法 - Google Patents
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Description
上記特許文献1に記載の従来技術では、車載充電器に具備される高電圧・大電力出力の絶縁DC/DCコンバータ回路に適用した場合、RCD(residual current device)スナバ回路に使用されているスナバ抵抗の損失および発熱が増大するので、スナバ抵抗の定格自体を大きくする必要がある。このような場合、スナバ抵抗のサイズが大型化するので、コストが高くなってしまうという問題があった。また、スナバ抵抗の発熱を抑制するために、冷却能力の向上が求められ、車載充電器の筐体自体のサイズが大型化してしまうという問題があった。したがって、サイズの小型化および電力変換効率の高効率化が求められている車載充電器においては、RCDスナバ回路を使用することが敬遠されている。
図1は、この発明の実施の形態1における車載充電器全体の概略構成図である。図1に示すように、車載充電器11の入力側には、外部電源(交流入力電源)としての交流電源1(以下、単に交流電源1と称す)が接続される。また、車載充電器11の出力側には、負荷としての高電圧のバッテリ10(以下、高電圧バッテリ10と称す)が接続される。この高電圧バッテリ10は、車両駆動用の電動モータに、蓄えた電力を供給する。
すなわち、フルブリッジ方式のスイッチング回路Q1〜Q4は絶縁DC/DCコンバータすなわちコンデンサ4の正側および負側入力端間にそれぞれ直列接続された2対のスイッチング素子(Q1とQ2,Q3とQ4)からなる。そして、リアクトル5の1次巻線が接続されていない端と、1次巻線のリアクトル5が接続されていない端は、スイッチング回路Q1〜Q4の2対のスイッチング素子(Q1とQ2,Q3とQ4)のそれぞれ異なるスイッチング素子対のスイッチング素子間に接続されている。
一方、共振用リアクトル5と絶縁トランス6との接続点には、サージ抑制用ダイオードD6のカソード側が接続され、サージ抑制用ダイオードD6のアノード側はコンデンサ4の負極側に接続される。
そして車載充電器は、車載充電器の回路部分を示す車載充電器11のAC/Dコンバータ2、絶縁DC/DCコンバータ3のスイッチング制御等を含む各種制御を制御部11cで行う。
Vtr1:絶縁トランス6の1次側電圧
Itr1:絶縁トランス6の1次側電流
Vtr2:絶縁トランス6の2次側電圧
Itr2:絶縁トランス6の2次側電流
Iout:平滑用リアクトル7に流れる電流
絶縁トランスの1次側電流のピークはダイオードのリカバリによる突入電流を示す。
di/dt:整流用ダイオードリカバリ電流の減少率
di’/dt:絶縁トランス6の1次側に流れる整流用ダイオードリカバリ電流の減少率
N:絶縁トランス巻線比(N=N2/N1)
L:共振用リアクトル5のインダクタンス成分
とすると、リカバリ発生時に絶縁トランス6の1次側に印加される電圧は、
図12の矢印Aの部分は、共振用リアクトル5のサージ電圧がVfを上回ると還流用ダイオードであるサージ抑制用ダイオードD6がオンする位置を示している。
なお、絶縁DC/DCコンバータ3は絶縁式のものでなくてもよく、DC/DCコンバータであればよい。従って絶縁トランス6もトランスであればよい。また、共振用リアクトル5は以降の実施の形態のソフトスイッチングの動作において共振用のリアクトルとなるものであり、リアクトル(コイル)であればよい(以降同様)
以下、この発明の実施の形態2における車載充電器について説明する。実施の形態1では、スイッチング方式はハードスイッチングとして説明したが、この発明の構成は、制御部11cがソフトスイッチングである位相シフト制御を行うことで、より効力を発揮する。以下に説明する。図13は、実施の形態2における車載充電器の回路部分である車載充電器11の概略構成図である。
回路構成は実施の形態1とほとんど同じであるが、半導体スイッチング素子Q1〜Q4のドレインーソース間には、共振用のコンデンサ(以下、共振用コンデンサと称す)C1〜C4が接続されている。
図14は、この発明の実施の形態2における絶縁DC/DCコンバータの半導体スイッチング素子の動作と各電圧電流波形を示す図、図15〜22は、図14における各半導体スイッチング素子がオン/オフしているときの電流経路を示す図である。
なお、図14中の斜めの矢印は半導体スイッチング素子間の位相の進みを示している。また、絶縁トランスの1次側電流のピークはダイオードのリカバリによる突入電流を示している。
このため、図18、図22でZVSを成立させるには、式(4)を満たすインダクタンス値、電流量が必要であり、一般的に、車載充電器11の充電電力が小さい(軽負荷時)とき、共振用リアクトルのインダクタンス値が小さいと、ZVS不成立となる。
以下、この発明の実施の形態3における車載充電器について説明する。実施の形態2で説明した車載充電器11は、AC/DCコンバータ2が出力するコンデンサ4の電圧の昇圧率を抑え、制御部11cが絶縁DC/DCコンバータを位相シフト制御で駆動させ、また半導体スイッチング素子Q3、Q4は半導体スイッチング素子Q1、Q2より先にオン・オフを開始させる(図14参照)ことでZVSの成立性を高めた。しかし、一方で共振用リアクトル5に流れる電流は、絶縁トランス6の1次側電流と共振用リアクトル5のサージ電流が流れるため大きく(図14参照)、半導体スイッチング素子Q1、Q2にも半周期ごとに同じ量の電流が流れるため(図15〜図22参照)、共振用リアクトル5、半導体スイッチング素子Q1、Q2の導通損失が大きい。このため、高電圧バッテリ10を充電する電流が十分大きいときは、絶縁トランス6の1次側電流も大きくなり、絶縁トランス6の1次側電流だけで、ZVS成立する場合は、共振用リアクトル5のサージ電流分だけ、半導体スイッチング素子Q1、Q2の導通損失は増えてしまう。そこで、これを解決する構成として、制御部11cの制御により、絶縁DC/DCコンバータ3が位相シフト制御で駆動させる半導体スイッチング素子について、半導体スイッチング素子Q1、Q2を半導体スイッチング素子Q3、Q4より先にオン・オフを開始させることで解決する。実施の形態3における車載充電器の回路部分である車載充電器11の概略構成図は、実施の形態2のものと同じであり、制御が異なる。
以下、この発明の実施の形態4における車載充電器について説明する。上記実施の形態2で説明した車載充電器11は、整流用ダイオードD1〜D4のリカバリによるサージを抑制するだけでなく、軽負荷時でもZVSが成立可能(ZVS成立範囲の拡大)または、共振用リアクトル5が小型化という効果をもつ。一方、実施の形態3で説明した車載充電器11は、整流用ダイオードD1〜D4のリカバリによるサージを抑制するだけでなく、実施の形態2より、半導体スイッチング素子Q1〜Q4の導通損失を抑制することができる効果をもつ。以上から、軽負荷時においては、実施の形態2で説明したスイッチング状態とすることでZVSが成立可能となり車載充電器11の効率が向上し半導体スイッチング素子のスイッチング損失低下による発熱が軽減する。一方、高負荷時(絶縁トランス6の1次側電流だけでもZVS可能)においては実施の形態3で説明したスイッチング状態とすることで半導体スイッチング素子の導通損失が低下、車載充電器11の効率が向上する。実施の形態4では車載充電器11の制御部11cは、スイッチングモードを切り替える位相切り換え部(図34のフローチャート参照)を含み、切り替え判定結果にもとづいて、絶縁DC/DCコンバータ3のスイッチングモードの切り替えを行い、充電状態によって最適な動作を選択することが可能となる。
次に、ステップS30において、コンデンサ4の電圧値Vcが予め設定された所定の閾値Vth未満であり、かつバッテリ電流値Ioutが予め設定された所定の閾値Ithより大きいことを判定する。ステップS30において、判定が(Yes)の場合、制御部はステップS40において、実施の形態3のスイッチングモード2を選択する。一方、ステップS30において、上記2つの条件を満たさない(No)の場合、ステップS50において実施の形態2のスイッチングモード1を選択する。
なお、上記コンデンサ電圧の検出に関しては、基本的には高電圧バッテリ10の電圧の状態が分かればよく、コンデンサ電圧センサ20の代わりに、高電圧バッテリ10の電圧を直接検出するバッテリ電圧センサ23(電圧検出部)を設けて、バッテリ電圧に基づいて同様の判定を行ってもよい(但し設定される閾値は異なる)。
以下、この発明の実施の形態5における車載充電器について説明する。図35は、この発明の実施の形態5における車載充電器の回路部分である車載充電器11の概略構成図である。図35に示すように、実施の形態5の車載充電器11の絶縁DC/DCコンバータ3は共振用リアクトル5が2分割されており(以下、共振用リアクトル5a、5bと称す)、それぞれ、一端が絶縁トランス6の1次側巻線と接続され、他端が各半導体スイッチング素子Q1〜Q4の中点に接続されている。
また、共振用リアクトル5a、5bに発生するサージ電圧の向きが変わるため、共振用リアクトル5a、5bのサージ電流は、それぞれ、サージ電圧がVfより大きくなったときに、サージ抑制用ダイオードD6a、D5bがオンし、共振用リアクトル5aのサージ電流は、共振用リアクトル5a→半導体スイッチング素子Q2→サージ抑制用ダイオードD6aの経路で電流が流れる(図40の矢印A2)。また、共振用リアクトル5bのサージ電流は、共振用リアクトル5b→サージ抑制用ダイオードD5b→半導体スイッチング素子Q3の経路で電流が流れる(図40の矢印A1)。これにより、絶縁トランス6にかかる電圧はコンデンサ4の電圧だけであるため、絶縁トランスの2次側にはサージが発生しない。
充電されている共振用コンデンサC3の電圧がコンデンサ4の両端の電圧より大きくなったとき、半導体スイッチング素子Q4内部のボディダイオードがオンし、共振用リアクトル5bのサージ電流は、共振用コンデンサC3を通らず、コンデンサ4→半導体スイッチング素子Q1内部のボディダイオードを流れる電流経路となる(図41の破線矢印F1)。このため、共振用リアクトル5b、サージ抑制用ダイオードD5bにはコンデンサ4の電圧が電流とは逆向きでかかるため、共振用リアクトル5bのサージ電流は減少し、サージ抑制用ダイオードD5bはオフする。
共振用リアクトル5aのサージ電流は、共振用コンデンサC2を流れずに、半導体スイッチング素子Q1の内部ダイオード→コンデンサ4を流れる(図43の破線矢印F1)。
また、絶縁トランス6の1次側電流も、同様に共振用コンデンサC2を流れずに、半導体スイッチング素子Q1の内部ダイオード→コンデンサ4を流れる(図43の破線矢印F2)。時刻t=t8以降からはt=t0と同じであり、上記動作を繰り返す。
この発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、これらの可能な組み合わせも全て含む。
Claims (9)
- 車両駆動用の電動モータに給電するバッテリを、外部電源から供給される交流電力により充電する車載充電器であって、
前記交流電力を入力とするAC/DCコンバータと、
前記AC/DCコンバータと前記バッテリの間に接続されたDC/DCコンバータと、
前記AC/DCコンバータとDC/DCコンバータの制御を行う制御部と、
を備え、
前記DC/DCコンバータは、
1次巻線および2次巻線を有するトランスと、
前記1次巻線に直列に接続されたリアクトルと、
第1のサージ抑制用ダイオードと第2のサージ抑制用ダイオードと、
前記DC/DCコンバータの正側および負側入力端間にそれぞれ直列接続された2対のスイッチング素子から成るフルブリッジ方式のスイッチング回路と、
前記DC/DCコンバータの正側および負側入力端間に接続されたコンデンサと、
前記2次巻線側に設けられた整流回路および平滑回路と、
を含み、
前記リアクトルの前記1次巻線が接続されていない端と、前記1次巻線の前記リアクトルが接続されていない端は、前記スイッチング回路の2対のスイッチング素子のそれぞれ異なるスイッチング素子対のスイッチング素子間に接続され、
前記リアクトルと前記1次巻線との接続点には、前記第1のサージ抑制用ダイオードのアノード側と前記第2のサージ抑制用ダイオードのカソード側が接続され、前記第1のサージ抑制用ダイオードのカソード側は前記DC/DCコンバータの正側入力端に接続され、前記第2のサージ抑制用ダイオードのアノード側は、前記DC/DCコンバータの負側入力端に接続され、
前記制御部が、前記1次巻線の前記リアクトルと接続されていない端と接続される前記各スイッチング素子の第1のスイッチング位相を、前記リアクトルの前記1次巻線と接続されていない端と接続される前記各スイッチング素子の第2のスイッチング位相より進めるようにスイッチング制御を行い、
前記制御部は、前記DC/DCコンバータの前記スイッチング素子の温度か、または前記バッテリへの充電電流および前記バッテリの電圧に関する値に基づいて、前記第1のスイッチング位相と前記第2のスイッチング位相との関係を制御する、
ことを特徴とする車載充電器。 - 前記DC/DCコンバータの前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出部を備え、
前記制御部が、前記温度検出部により測定された温度が予め設定された所定の値を超えたとき、前記第2のスイッチング位相を前記第1のスイッチング位相より進め、前記測定された温度が前記所定の値以下のときは、前記第1のスイッチング位相を前記第2のスイッチング位相より進めるように制御することを特徴とする請求項1に記載の車載充電器。 - 前記バッテリへの充電電流値を検出する電流検出部と、前記バッテリの電圧に関する電圧を検出する電圧検出部と、を備え、
前記制御部が、前記バッテリの電圧に関する電圧が予め設定された所定値未満かつ前記バッテリへの充電電流が予め設定された所定値を超えたとき、前記第2のスイッチング位相を前記第1のスイッチング位相より進め、それ以外の時には、前記第1のスイッチング位相を前記第2のスイッチング位相より進めるように制御することを特徴とする請求項1に記載の車載充電器。 - 前記制御部が、前記DC/DCコンバータが生成する直流電圧を、前記AC/DCコンバータで整流後の直流電圧に応じて電圧を下げることを特徴とする請求項1から3までのいずれか1項に記載の車載充電器。
- 前記DC/DCコンバータが前記制御部により位相シフト制御で駆動されることを特徴とする請求項1から4までのいずれか1項に記載の車載充電器。
- 前記トランスは、前記1次巻線に対する前記2次巻線の巻数比が1以上であることを特徴とする請求項1から4までのいずれか1項に記載の車載充電器。
- 前記第1のサージ抑制用ダイオードと前記第2のサージ抑制用ダイオードはSi半導体からなることを特徴とする請求項1から6までのいずれか1項に記載の車載充電器。
- 前記トランスが絶縁トランスからなり、前記DC/DCコンバータが絶縁DC/DCコンバータを構成することを特徴とする請求項1から7までのいずれか1項に記載の車載充電器。
- 車載バッテリを外部電源からの交流電力により充電する、AC/DCコンバータとDC/DCコンバータとを備えた車載充電器であって、
前記DC/DCコンバータが、トランスの1次巻線側に、リアクトルと、前記DC/DCコンバータの正側および負側入力端間に接続されると共に前記リアクトルと前記1次巻線に接続されたスイッチング回路と、前記DC/DCコンバータの正側および負側入力端間に接続されたコンデンサとを備え、2次巻線側に、整流回路と平滑回路とを備えたものにおいて、
前記トランスの2次側の前記整流回路の整流用ダイオードのリカバリ電流に起因するサージのエネルギーを、前記リアクトルと前記1次巻線との接続点と前記DC/DCコンバータの正側および負側入力端との間にそれぞれ第1のサージ抑制用ダイオード、第2のサージ抑制用ダイオードを接続して、前記スイッチング回路、前記コンデンサ側にバイパスし、
前記スイッチング回路を、前記DC/DCコンバータの正側および負側入力端間にそれぞれ直列接続された2対のスイッチング素子から成るフルブリッジ方式のスイッチング回路とし、
前記リアクトルの前記1次巻線が接続されていない端と、前記1次巻線の前記リアクトルが接続されていない端を、前記スイッチング回路の2対のスイッチング素子のそれぞれ異なるスイッチング素子対のスイッチング素子間に接続し、
前記リアクトルと前記1次巻線との接続点には、前記第1のサージ抑制用ダイオードのアノード側と前記第2のサージ抑制用ダイオードのカソード側を接続し、前記第1のサージ抑制用ダイオードのカソード側は前記DC/DCコンバータの正側入力端に接続し、前記第2のサージ抑制用ダイオードのアノード側は、前記DC/DCコンバータの負側入力端に接続し、
前記1次巻線の前記リアクトルと接続されていない端と接続される前記各スイッチング素子の第1のスイッチング位相を、前記リアクトルの前記1次巻線と接続されていない端と接続される前記各スイッチング素子の第2のスイッチング位相より進めるようにスイッチング制御を行い、さらに
前記DC/DCコンバータの前記スイッチング素子の温度か、または前記車載バッテリへの充電電流および前記車載バッテリの電圧に関する値に基づいて、前記第1のスイッチング位相と前記第2のスイッチング位相との関係を制御する、
ことを特徴とする車載充電器におけるサージ抑制方法。
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