JP6146511B2 - インバータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転機を駆動するインバータを制御する技術に関する。特に当該インバータに入力する直流電圧が大きく変動する場合にトルク指令に対する追従性を高める技術に関する。

従来、入力交流電力を一旦整流して直流電力を得てから、スイッチングによって当該直流電力を可変電圧、可変周波数の多相（例えば三相）の交流電力に変換し、当該交流電力で多相交流の交流回転機を可変速制御する、電力変換装置が広く利用されている。

当該電力変換装置は、整流回路と、直流リンクコンデンサと、インバータとを備える。整流回路は、商用電源から供給される入力交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。インバータは、スイッチングによってその直流電圧を三相交流電圧に変換し、負荷である三相の交流回転機に供給する。

この電力変換装置において、整流回路には、コンデンサ入力型の整流回路が最も多く採用される。このコンデンサ入力型の整流回路の出力側に接続された直流リンクコンデンサは、整流回路の出力電圧を平滑化させる機能を担う場合には、電解コンデンサを用いてその静電容量が大きく設定される。

しかし、このような大容量のコンデンサの採用は、電力変換装置が大きくなることや製作コストを増大させる課題がある。

その課題の対策の一例として、単相交流電圧を電源とする電解コンデンサレス電力変換装置が開発された（例えば、特許文献１、非特許文献１、２）。例えば電解コンデンサレス電力変換装置では、直流リンクコンデンサとして小容量のフィルムコンデンサを使用する。

特許第４１９２９７９号公報 特開２００５−２２３９９１号公報

宇津木、大石、芳賀、「IPMSM駆動用電解コンデンサレスインバータの高調波抑制制御の一検討」、平成23年電気学会産業応用部門大会、No.1-43、ppI-265-I-268 関本、他４名、「電解コンデンサレスインバータによるグローバル電源高調波規制対応エアコンの開発」、平成23年電気学会モータドライブ研究会、No.MD-11号、pp51-56 余、中野、王、「繰返し制御系における外乱の抑制」、計測自動制御学会論文集，Vol. 37, No.5, pp. 397-402, 2001. 稲妻、他３名「IPMSM駆動用電解コンデンサレスインバータの高調波抑制制御の一検討高力率制御されたＩＰＭモータの入力電流の高調波抑制法」、電気学会研究会資料、家電・民生合同研究会、2011年3月4日、HCA-11-11、pp57-62

特許文献１もしくは非特許文献１、2に記載された方法では、直流リンクコンデンサの容量が小さいため、直流リンク電圧が電源周波数の２倍の周波数で変動することになる。つまり直流リンク電圧が零に近い小さい値となるタイミングは、電源周波数の周期の半分の周期で繰り返されることになる。

回転機のトルクは回転機に与えられる電力に依存する。よって要求されるトルクが変わらなければ、直流リンク電圧が小さい値を採るほど大きな電流を流す必要がある。しかし電流が大きくなれば、回転機の銅損が増加する。

よって直流リンク電圧が小さい値を採るときには回転機に小さな電力を与えることにより、銅損や高調波の抑制を行う技術が非特許文献１，４に示されている。

しかしながら非特許文献１，４に示されている技術では、インバータが出力する（従って回転機に与える）電力が、直流リンク電圧の波形と近似して電源周波数の２倍の周波数で変動する。このような電力の大きな変動はトルクの制御を複雑にする。

非特許文献１，４の制御では、非特許文献３に例示されるような繰返し制御系を採用する。しつつ、更にバンドパスフィルタを用いることによって、電流指令を生成する。

しかし、繰返し制御を用いる場合、非特許文献３の図２に示されるように、応答が高速化されるが、高い周波数域で複数の周波数のゲインが高くなる特性となる。特許文献２や非特許文献２において、繰返し制御を用いた電流制御ではある特定の周波数を低減・抑制することができるが、その他の高域側の周波数帯が増加する傾向にある周波数特性となる課題がある。

特に非特許文献１、２に記載されているように電解コンデンサレス電力変換装置では電源側に流れる入力電流の電源高調波の低減を実現する必要がある。繰返し制御の電流制御を用いると高い周波数域で複数の周波数のゲインが高くなる特性になることから、電源側に流れる入力電流の電源高調波の特性が悪化する可能性がある。

かかる現象について、非特許文献４には、繰返し制御と共にバンドパスフィルタを採用し、繰返し制御において電源周波数の２倍の周波数以外でのゲインを抑える技術が紹介されている。しかしこれもトルク指令に対する制御の追従性を、電源電圧の２倍の周波数において高めているに過ぎず、トルク指令の変動自体を抑制しているものではない。しかも、非特許文献４に記載されているバンドパスフィルタは、非特許文献４の式（９）に示すように分母、分子とも２次の構成となっており、これを実現するためには制御系を実現するための計算負荷が高いという課題がある。かかる計算負荷の増大は、高性能のマイクロコンピュータを必要とし、コストを増大させてしまう。

以上の課題に鑑み、本発明の主目的は、電流指令の変動に追従した制御を、低い計算負荷で実現することにある。更には、直流リンク電圧が小さいときに電流を小さくして回転機の銅損を抑制することや、電流指令の変動を抑えることも副次的な目的とする。

この発明にかかるインバータ制御装置（８）は、周期的に変動する直流電圧（Ｖｄｃ）を入力し、多相の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を回転機（１）に出力するインバータ（２）を制御する。

そしてその第１の態様は、前記回転機の回転角周波数で回転する回転座標系における一対の電流指令（ｉｑｒ，ｉｄｒ）を生成する電流指令生成器（１２）と、前記回転機に流れる電流（ｉｕ，ｉｖ）を前記回転座標系において表した一対の電流（ｉｑ，ｉｄ）と、前記一対の電流指令との偏差から、前記回転座標系における電圧指令（Ｖｑｒ，Ｖｄｒ）を生成する電圧指令生成器（２４ａ，２４ｂ）と、前記電圧指令から前記交流電圧の指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を求める座標変換器（１７）とを備える。

前記電圧指令生成器は、前記偏差を増幅する増幅器（１３ａ，１３ｂ）と、前記増幅器の出力と前記偏差との和に対して比例積分制御を行う比例積分制御器（１６ａ，１６ｂ）とを有する。前記増幅器は、少なくとも前記直流電圧が変動する周波数（ω１／２π）で共振する。

この発明にかかるインバータ制御装置の第２の態様は、その第１の態様であって、トルクの、もしくは速度の指令値（Ｔ＊）と、前記直流電圧（Ｖｄｃ）の波形を入力し、前記指令値を前記直流電圧が変動する周波数（２ｆ）で変調して、前記直流電圧が増大する期間においてのみ増大し、前記直流電圧が減少する期間においてのみ減少する修正指令値（Ｔ＊＊）を生成する指令値修正器（１１）を更に備える。

前記電流指令生成器（１２）は、前記修正指令値と電流位相（β）とを入力し、前記電流指令（ｉｑｒ，ｉｄｒ）を生成する。

この発明にかかるインバータ制御装置の第３の態様は、その第１の態様又は第２の態様であって、前記増幅器は他の周波数でも共振する。

この発明にかかるインバータ制御装置の第４の態様は、その第３の態様であって、前記他の周波数は、前記直流電圧が変動する前記周波数の整数倍である。

この発明にかかるインバータ制御装置の第１の態様によれば、電圧指令生成器における増幅器が直流電圧が変動する周波数で共振するので、当該周波数における増幅度が非常に大きくなり、電流指令の変動に追従した制御が行われる。当該増幅器はバンドパスフィルタを採用する場合と比較して、急峻な周波数特性を低次の伝達関数で実現できるので、計算負荷が抑えられる。

この発明にかかるインバータ制御装置の第２の態様によれば、トルク指令または速度指令を変調して、第１の態様にいう電流指令が生成される。

この発明にかかるインバータ制御装置の第３の態様又は第４の態様によれば、トルクの、もしくは速度の指令値や、電流指令として台形波を採用しても、その変動への追従度が良好である。

第１の実施の形態における電力変換装置及びその周辺を示す回路図である。 第１の実施の形態における諸量の波形を示すグラフである。 第１の実施の形態における出力演算手段の構成を例示するブロック図である。 第１の実施の形態における増幅器の構成を示すブロック図である。 第１の実施の形態における伝達関数を示すボード線図である。 第１の実施の形態における伝達関数を示すボード線図である。 第１の実施の形態における伝達関数を示すボード線図である。 第２の実施の形態における諸量の波形を示すグラフである。 第２の実施の形態における増幅器の構成を示すブロック図である。 第２の実施の形態における伝達関数を示すボード線図である。

第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態における電力変換装置及びその周辺を示す回路図である。

当該電力変換装置は、交流回転機（以下、単に「回転機」と称す）１を駆動すべく、整流手段５と、直流リンクコンデンサ３と、電力変換器たるインバータ２と、インバータ制御装置たる出力電圧演算手段８とを備えている。本実施の形態では直流リンクコンデンサ３の容量を小さくし、上述の電解コンデンサレス電力変換装置を採用する。回転機１はインバータ２の三相負荷として機能し、例えば同期機や誘導機を採用することができる。

整流手段５は単相交流電源６の交流電圧を直流電圧に変換し、例えば全波整流型のダイオードブリッジが採用される。直流リンクコンデンサ３の容量は小さく、その支持する直流リンク電圧Ｖｄｃは周期的に変動する。ここでは整流手段５が全波整流を行うので、直流リンク電圧Ｖｄｃは単相交流電源６の交流電圧の半分の周期で変動する。直流リンク電圧Ｖｄｃは直流電圧検出手段４によって検出される。

インバータ２は、直流リンク電圧Ｖｄｃを入力し、トルク指令Ｔ＊に対応した多相の交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを回転機１に出力する。

出力電圧演算手段８は、直流電圧検出手段４により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃ、回転機１に流れる電流ｉｕ，ｉｖ、回転機１の位相角θに基づいて、インバータ２が回転機１に与えるべき電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの指令値たる電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力する。

電流ｉｕ，ｉｖはそれぞれ電流検出器７ａ、７ｂによって検出され、回転機１の位相角θは位相検出器９によって検出される。

電流検出器７ａ、７ｂは、インバータ２と回転機１とを接続する結線に設けられる。これらは例えばカレントトランスを採用することができる。そのほか、他の公知の手法を用いて、直流リンクを流れる電流（母線電流）など、インバータ２内部に流れる電流を用いて相電流を検出してもよい。

回転機１に流れる三相電流の和は零となるので、二相分の検出電流（ここでは電流ｉｕ，ｉｖ）から残り一相の電流を求めることができる。もちろん、電流ｉｕ，ｉｖをそれぞれＵ相電流、Ｖ相電流として把握すると、Ｗ相電流とＶ相電流とを検出して、電流ｉｕを求めることもできる。

図２は本実施の形態における諸量の波形を示すグラフである。同図（ａ）は直流リンク電圧Ｖｄｃの波形を示し、同図（ｂ）は修正トルク指令Ｔ＊＊の波形をトルク指令Ｔ＊と併せて示し、同図（ｃ）はｑ軸電流指令ｉｑｒ及びｄ軸電流指令ｉｄｒの波形を示す。図２では直流リンク電圧Ｖｄｃの一周期分、即ち単相交流電源６の交流電圧の半周期Ｔ／２分における諸波形のみを示している。他の期間における諸波形は半周期Ｔ／２分における諸波形と同様になるので、図２においては省略した。

トルク指令Ｔ＊は、定常状態の運転時には、図２（ｂ）において破線で示されるように大きく変動はせず、例えば半周期Ｔ／２においてほぼ一定値を採る。回転機１が出力するトルクは、回転機１に入力する電力によって賄われる。よって半周期Ｔ／２においてほぼ一定のトルクを出力しようとすると、直流リンク電圧Ｖｄｃが小さいときに、大きな電流を回転機１に流す必要がある。

しかしながら、回転機１に流れる電流を大きくすると、回転機１の銅損を増加させる。かかる観点からは、直流リンク電圧Ｖｄｃが小さい時点では、トルクを小さくすることが望ましい。よって修正トルク指令Ｔ＊＊は、直流リンク電圧Ｖｄｃが小さいときに小さく、直流リンク電圧Ｖｄｃがある程度大きいときに大きく、それぞれ設定することが望ましい。

つまり修正トルク指令Ｔ＊＊も直流リンク電圧Ｖｄｃと同様に、周波数（２／Ｔ）で変動することが望ましい。更に望ましくは、トルクの変動を抑制する観点から、修正トルク指令Ｔ＊＊が変動する期間は短いことが望ましい。

そこで本実施の形態では、修正トルク指令Ｔ＊＊をトルク指令Ｔ＊に替えて採用し、その波形に台形波を採用する。図２に即して言えば、当該台形波は直流リンク電圧Ｖｄｃが増大する期間においてのみ期間ｔｒで増大し、直流リンク電圧Ｖｄｃが減少する期間においてのみ期間ｔｄで減少する。そして半周期（Ｔ／２）における修正トルク指令Ｔ＊＊の平均値はトルク指令Ｔ＊に等しいことが望ましい。これにより当所のトルク指令Ｔ＊に対応した制御を行うことができる。

このような修正トルク指令Ｔ＊＊の波形を反映して、ｑ軸電流指令ｉｑｒ及びｄ軸電流指令ｉｄｒの波形も台形波となる。なおここではいわゆる弱め界磁を想定して、ｄ軸電流指令ｉｄｒは負となっている。

このように周波数（２／Ｔ）で変動する修正トルク指令Ｔ＊＊に基づいてインバータ２を制御する場合、出力電圧演算手段８は周波数（２／Ｔ）における追従性を良好にする必要がある。例えば電源周波数を５０Ｈｚとすると直流リンク電圧Ｖｄｃが変動する周波数は１００Ｈｚである。よって出力電圧演算手段８内での電流制御応答を１００Ｈｚ以上に設定する必要がある。

このような電流制御の高性能化・高速化応答のため、非特許文献４では繰返し制御と共にバンドパスフィルタが採用され、繰返し制御において電源周波数の２倍の周波数以外でのゲインが抑えられている。しかし上述の通り、かかる構成は計算負荷を増大させてしまう。そこで、本実施の形態の出力電圧演算手段８では、下記のようにして、直流リンク電圧Ｖｄｃが小さいときにトルクを小さくして回転機１の銅損を抑制しつつ、修正トルク指令Ｔ＊＊の変動に追従した制御を、低い計算負荷で実現する。

図１に示されるように、出力電圧演算手段８には、直流電圧検出手段４で検出された直流リンク電圧Ｖｄｃ（正確にはその値及び／又は波形）と、電流検出器７ａ、７ｂで検出された電流ｉｕ、ｉｖ（正確にはその値）と、位相検出器９で検出された位相θとを入力する。

また、交流回転機１が所望のトルクを出力するためのトルク指令Ｔ＊を入力する。トルク指令Ｔ＊は、速度制御を行う場合の速度指令と、検出された交流回転機１の実速度との偏差にゲイン倍などよって算出される値、つまり速度制御の出力値でもよい。つまり、モータの出力するトルクに相当する制御量である。

図３は出力電圧演算手段８の構成を例示するブロック図である。出力電圧演算手段８は、トルク指令修正器１１、ｄｑ軸電流指令生成器１２、電圧指令生成器２４ａ，２４ｂ、座標変換器１０，１７及び減算器１４ａ，１４ｂを備えている。

座標変換器１０は三相／ｄｑ軸変換器であって、電流ｉｕ，ｉｖをｄｑ座標系におけるｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄに変換する。ここでｄｑ座標系はｄ軸及びこれに対してπ／２進相するｑ軸を有し、回転機１の回転角周波数で回転する回転座標系である。本来的には三相の電流をｄｑ軸上の電流に変換するが、既述のように三相電流の和が零であるという特徴から、実際にｑ軸電流ｉｑ及びｄ軸電流ｉｄを求めるために必要な相電流は二相分で足りる。

公知の通り、三相電圧あるいは三相電流を回転直交二軸へ座標変換をするときに、制御座標軸が必要となるが、この制御座標軸の位相をθとする。位相θは、本実施の形態では図１に示す位相検出器９で検出する。

トルク指令修正器１１は、直流リンク電圧Ｖｄｃとトルク指令Ｔ＊とを入力し、上述の修正トルク指令Ｔ＊＊を出力する。具体的には、直流リンク電圧Ｖｄｃの波形を入力し、トルク指令Ｔ＊を直流リンク電圧Ｖｄｃが変動する周波数（２ｆ＝２／Ｔ））で変調する。これにより、直流リンク電圧Ｖｄｃが増大する期間においてのみ増大し、直流リンク電圧Ｖｄｃが減少する期間においてのみ減少する修正トルク指令Ｔ＊＊が得られる。

ｄｑ軸電流指令生成器１２は、修正トルク指令Ｔ＊＊と、電流位相βとを入力し、ｄｑ座標系における電流指令ｉｑｒ，ｉｄｒを生成する。電流位相βは、例えば回転機１に流れる電流のｑ軸に対する進相角として把握される。

減算器１４ａは電流指令ｉｄｒに対するｄ軸電流ｉｄの偏差Δｄを出力し、減算器１４ｂは電流指令ｉｑｒに対するｑ軸電流ｉｑの偏差Δｑを出力する。

座標変換器１７はｄｑ／三相軸変換器であって、ｄ軸電圧指令Ｖｄｒ及びｑ軸電圧指令Ｖｑｒを、三相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、回転機１に与える交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの指令値である。インバータ２は電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、回転機１にトルク指令Ｔ＊に対応した動作をさせる制御を行う。

座標変換器１０，１７、トルク指令修正器１１、ｄｑ軸電流指令生成器１２、減算器１４ａ，１４ｂは、周知であるので、その具体的な構成の説明は本実施の形態において割愛する。

なお公知の通り、座標変換器１０，１７の動作には制御座標軸が必要となるが、この制御座標軸の位相をθとする。位相θは、本実施の形態では図１に示す位相検出器９で検出する。

電圧指令生成器２４ａは、偏差Δｄから電圧指令Ｖｄｒを生成し、電圧指令生成器２４ｂは、偏差Δｑから電圧指令Ｖｑｒを生成する。電圧指令生成器２４ａ，２４ｂは電流の偏差から電圧指令値を生成するので、減算器１４ａ，１４ｂと共に電流制御部として把握される。

電圧指令生成器２４ａは、増幅器１３ａ、加算器１５ａ、ＰＩ制御器１６ａを備えている。電圧指令生成器２４ｂは、増幅器１３ｂ、加算器１５ｂ、ＰＩ制御器１６ｂを備えている。

図４は、増幅器１３ａ，１３ｂの構成を示すブロック図であり、増幅器１３ａ，１３ｂのいずれにも採用される。当該構成は定数倍部１８、減算器１９、乗算部２０、積分部２１，２２を有している。

本実施の形態においては、増幅器１３ａ，１３ｂが周波数２ｆにおいてのみ高利得化することが望ましい。この目的のため、電流制御部が特定角周波数ω１においてのみ高利得化するためのフィルタを構成する。例えば周波数２ｆ＝１００Ｈｚである。

まず、極ｊω１に対して高利得化するためのフィルタの伝達関数Ｆ０を式（１）式で表現する。記号ｓは微分要素を示す。

式（１）に示した伝達関数Ｆ０の極はｊω１であり、定常状態（ｓ＝０）及び十分高い帯域（ｓ＝∞）で零となるので、極ｊω１に対してのみ高利得となることが可能である。

図５はボード線図であり、グラフＧ１，Ｐ１が、特定角周波数ω１を２π×１００［ｒａｄ／ｓｅｃ］としたときの伝達関数Ｆ０の式（１）のゲイン及び位相を示す。

図５に示すように伝達関数Ｆ０は極に対してゲインが高くなることが判る。しかし、伝達関数Ｆ０はその極近傍においてもゲインが大きい特性を有しているので、極近傍のゲインを下げることと、高周波域でゲインを小さくすることを目指す。具体的には、フィルタのゲインを周波数に反比例するように、伝達関数Ｆ０を特定周波数ω１で除算したフィルタの伝達関数Ｆ１を求める。

図５のグラフＧ２は、特定角周波数ω１を２π×１００［ｒａｄ／ｓｅｃ］としたときの伝達関数Ｆ１のゲインを示す。伝達関数Ｆ１の位相は伝達関数Ｆ０の位相と同じくグラフＰ１で示される。

グラフＧ２から、伝達関数Ｆ１のゲイン特性は、特定周波数（ω１／２π）＝１００Ｈｚ（１０^２Ｈｚ）のみでゲインが１（＝０ｄＢ）以上となっていることが判る。またグラフＧ１，Ｇ２の比較から、その他の周波数帯のゲインも、伝達関数Ｆ０よりも伝達関数Ｆ１の方が低いことが確認できる。よって、式（２）により、特定周波数のみゲインを高めつつ、他の周波数帯に影響を抑制したフィルタが設計できる。

式（２）式の特性を実現する増幅器１３ａ、１３ｂの構成は図４に示される。定数倍部１８はゲインＫ１で偏差Δｄ（あるいは偏差Δｑ）を定数倍する。減算器１９は、乗算部２０の出力を定数倍部１８の出力から差し引く。積分部２１は減算器１９の出力に積分演算を行い、信号Ｈｄ（あるいは信号Ｈｑ）を出力する。積分部２２は信号Ｈｄ（あるいは信号Ｈｑ）に積分演算を行い、当該積分演算の結果に対して乗算部２０は特定角周波数ω１の二乗を乗算する。このような構成により、増幅器１３ａ、１３ｂは伝達関数Ｆ１を実現することができることは明白である。

伝達関数Ｆ１は特定角周波数ω１で共振する直列共振回路のアドミッタンスに相当する特性を有している。換言すれば増幅器１３ａ，１３ｂは直流リンク電圧Ｖｄｃが変動する周波数である特定周波数（ω１／２π）で共振する特性を有していると言える。そしてかかる共振特性を利用することにより、式（２）から明白なように、伝達関数は分母が２次式、分子が１次式という比較的に低い次数の多項式で表されている。

このように特定周波数で共振する増幅器１３ａ、１３ｂを採用することにより、非特許文献４で例示された手法よりも本実施の形態の技術の方が計算負荷が低い利点がある。

電圧指令生成器２４ａでは、増幅器１３ａが出力する信号Ｈｄと偏差Δｄとが加算器１５ａによって加算される。ＰＩ制御器１６ａは当該加算結果を比例積分制御して電圧指令Ｖｄｒを生成する。同様に、電圧指令生成器２４ｂでは、増幅器１３ｂが出力する信号Ｈｑと偏差Δｑとが加算器１５ｂによって加算される。ＰＩ制御器１６ｂは当該加算結果を比例積分制御して電圧指令Ｖｑｒを生成する。

ＰＩ制御器１６ａ、１６ｂは、いずれの伝達関数も式（３）で示される。但しゲインＫｐ及び積分時定数Ｔｉを導入した。式（３）の右辺第１項が比例制御を示し、右辺第２項が積分制御を示す。

図６はボード線図であり、グラフＧ３，Ｐ３が、それぞれ式（３）で示された伝達関数のゲイン及び位相を表す。またグラフＧ２１，Ｐ１をも併記した。グラフＧ２１は増幅器１３ａ，１３ｂのゲインを示すが、図５に示されたグラフＧ２とはゲインＫ１の値が異なる。このように定数倍部１８のゲインＫ１も、特定周波数（ω１／２π）におけるゲイン特性を調整するために有効なパラメータである。

なお、ボード線図の位相曲線はゲインＫ１の値に依存しないので、図５及び図６においてグラフＰ１は共通する。

図７はボード線図であり、グラフＧ４，Ｐ４が、それぞれ電圧指令生成器２４ａ（又は電圧指令生成器２４ｂ）の伝達関数のゲイン及び位相を表す。

このように電圧指令生成器２４ａ，２４ｂが有するＰＩ制御器１６ａ，１６ｂと増幅器１３ａ，１３ｂと加算器１５ａ，１５ｂにより、周辺の周波数におけるゲインを増加させることなく、ある特定周波数（ここでは１００Ｈｚ）のみのゲイン特性を改善できる。

このように、本実施の形態では、直流リンクコンデンサ３の容量を小さくした電解コンデンサレス電力変換装置で、トルク指令Ｔ＊を、直流リンク電圧Ｖｄｃの変動と同じ周波数で変動する修正トルク指令Ｔ＊＊へと修正する。これにより、直流リンク電圧Ｖｄｃが低いときに回転機１へ流れる電流を低減することができ、回転機１の銅損が低減される。これは回転機１の小型・低コスト化に資する。

そして修正トルク指令Ｔ＊＊に対応するための電流制御は、当該修正トルク指令Ｔ＊＊が変動する周波数において伝達関数のゲインが高められるので、追従性がよい。このような良好な追従性は、トルクの立ち上げを速くすることに資する。

しかもそれ以外の周波数において電流制御のゲインが高められないので、電源側に流れる入力電流の高調波成分を増加させない。

しかもそのような周波数特性を得るために用いる増幅器１３ａ，１３ｂは、直流リンク電圧Ｖｄｃが変動する周波数で共振するので、バンドパスフィルタを採用する場合と比較して、急峻な周波数特性を低次の伝達関数で実現できる。これは計算負荷を抑制する観点で望ましい。

また修正トルク指令Ｔ＊＊に台形波を採用することにより、トルク指令の変動を、従ってトルクの変動をも抑制することができる。

単相交流電源６を三相交流電源に代えても本実施の形態を適用することができる。この場合、整流手段５は三相全波整流型のダイオードブリッジが採用される。そしてこの場合、直流リンク電圧Ｖｄｃの一周期分は、当該三相交流電源の周期Ｔの１／６となるので、増幅器１３ａ，１３ｂは特定角周波数ω１＝１２π／Ｔで共振する構成を採用する。

第２の実施の形態．
図８は本実施の形態における諸量の波形を示すグラフであり、第１の実施の形態の図２に対応する。

第１の実施の形態と同様に、修正トルク指令Ｔ＊＊が示す波形は直流リンク電圧Ｖｄｃが増大する期間においてのみ期間ｔｒで増大し、直流リンク電圧Ｖｄｃが減少する期間においてのみ期間ｔｄで減少する。しかし第１の実施の形態とは異なり、修正トルク指令Ｔ＊＊は期間ｔｒの前半ｔｒ１と後半ｔｒ２とでは増大率（波形の傾斜）が異なり、期間ｔｄの前半ｔｄ２と後半ｔｄ１とでは減少率（波形の傾斜）が異なる。これに伴い、電流指令ｉｑｒ，ｉｄｒも、傾斜部分が屈曲する台形波を呈する。本実施の形態ではこのような、傾斜部分が屈曲する台形波を呈する修正トルク指令Ｔ＊＊にも対応する技術を説明する。

このような場合、修正トルク指令Ｔ＊＊は電源周波数の２倍の周波数の他の周波数でも変動することになる。本実施の形態においても出力電圧演算手段８は、図３に示された構成が採用される。但し、本実施の形態においては、増幅器１３ａ，１３ｂが特定角周波数ω１，ω２においてのみ高利得化する。式（１）（２）と同様にして式（４）（５）を得る。

図９は増幅器１３ａ，１３ｂの構成を示すブロック図であり、増幅器１３ａ，１３ｂのいずれにも採用される。当該構成は定数倍部１８ａ，１８ｂ、減算器１９ａ，１９ｂ、乗算部２０ａ，２０ｂ、積分部２１ａ，２１ｂ，２２ａ，２２ｂ及び加算器２３を有している。

定数倍部１８ａは第１実施の形態の定数倍部１８に相当し、ゲインＫ１で偏差Δｄ（あるいは偏差Δｑ）を定数倍する。定数倍部１８ｂは第１実施の形態の定数倍部１８に相当し、ゲインＫ２で偏差Δｄ（あるいは偏差Δｑ）を定数倍する。

減算器１９ａ，１９ｂはいずれも第１実施の形態の減算器１９に相当し、積分部２１ａ，２１ｂはいずれも第１実施の形態の積分部２１に相当し、積分部２２ａ，２２ｂはいずれも第１実施の形態の積分部２２に相当する。

乗算部２０ａは第１実施の形態の乗算部２０に相当し、特定角周波数ω１の二乗を乗算する。乗算部２０ｂは第１実施の形態の乗算部２０に相当し、特定角周波数ω２の二乗を乗算する。加算器２３は積分部２１ａ，２２ｂの出力を加算し、信号Ｈｄ（あるいは信号Ｈｑ）を出力する。

図９の構成により、上式（５）の伝達関数Ｆ３を実現する増幅器１３ａ，１３ｂが得られることは明白である。

図１０はボード線図であり、グラフＧ５，Ｐ５が、それぞれ式（５）で示された伝達関数のゲイン及び位相を表す。またグラフＧ６，Ｐ６をも併記した。グラフＧ６，Ｐ６はそれぞれ電圧指令生成器２４ａ（又は電圧指令生成器２４ｂ）の伝達関数のゲイン及び位相を表す。

このように、修正トルク指令Ｔ＊＊が示す波形の周波数成分に応じて、増幅器１３ａ，１３ｂは、直流リンク電圧Ｖｄｃが変動する周波数の２倍の周波数以外にも共振することが望ましい。

本実施の形態では二つの特定角周波数ω１、ω２が採用される場合について説明したが、３つ以上の特定角周波数ω１、ω２，…ωｎ（ｎ≧３）が採用されてもよい。この場合、図４に示された構成の複数が、偏差Δｄ（あるいは偏差Δｑ）と加算器２３とに対して並列に設けられる。

第３の実施の形態．
第２の実施の形態で説明されたように、修正トルク指令Ｔ＊＊の波形の傾斜部分が屈曲する場合の他、屈曲しない場合であっても増幅器１３ａ，１３ｂは、直流リンク電圧Ｖｄｃが変動する周波数の２倍の周波数以外にも共振することが望ましい。通常、台形波の周波数スペクトラムは当該台形波の基本周期の整数倍の周波数成分を含むからである。

よって第２の実施の形態で示された増幅器１３ａ，１３ｂを採用し、これらが共振する周波数は直流リンク電圧が変動する周波数（４π／Ｔ）の整数倍であることが望ましい。修正トルク指令Ｔ＊＊として台形波を採用しても、その変動への追従度が良好だからである。

＜変形＞
上記のトルク指令Ｔ＊はトルクの指令値であるが、速度の指令値についても、修正トルク指令Ｔ＊＊と同様に修正指令値を採用することができる。この場合、トルク指令修正器１１は、速度指令から修正速度指令を生成する指令値修正器に代替される。具体的には当該指令値修正器は、速度指令を直流リンク電圧Ｖｄｃが変動する周波数２ｆで変調して、直流リンク電圧Ｖｄｃが増大する期間においてのみ増大し、直流リンク電圧Ｖｄｃが減少する期間においてのみ減少する修正速度指令を生成する。

また、上述のように、修正トルク指令Ｔ＊＊の波形を反映して、ｑ軸電流指令ｉｑｒ及びｄ軸電流指令ｉｄｒの波形も台形波となる。つまり、上記の各実施の形態において、ｑ軸電流指令ｉｑｒ及びｄ軸電流指令ｉｄｒの波形の絶対値は、直流リンク電圧Ｖｄｃが増大する期間においてのみ増大し、直流リンク電圧Ｖｄｃが減少する期間においてのみ減少すると把握できる。

結局、ｑ軸電流指令ｉｑｒ及びｄ軸電流指令ｉｄｒが上記の増大／減少を呈する波形を有していれば、その波形を呈することとなった要因がトルク指令であっても、速度指令であっても、その他の要因であっても、上記実施の形態が適用可能となる。このような電流指令ｉｄｒに対するｄ軸電流ｉｄの偏差Δｄと、電流指令ｉｑｒに対するｑ軸電流ｉｑの偏差Δｑとに対して、少なくとも周波数（ω１／２π）で共振する増幅器１３ａ，１３ｂを用いれば、ｑ軸電流指令ｉｑｒ及びｄ軸電流指令ｉｄｒの変動に追従した制御が行われ、上記実施の形態の効果が得られる。

１ 交流回転機
２ インバータ
８ 出力電圧演算手段
１１ トルク指令修正器
１２ ｄｑ軸電流指令生成器
１３ａ，１３ｂ 増幅器
１６ａ，１６ｂ ＰＩ制御器
１７ 座標変換器
２４ａ，２４ｂ 電圧指令生成器

Claims (4)

1. 周期的に変動する直流電圧（Ｖｄｃ）を入力し、多相の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を回転機（１）に出力するインバータ（２）を制御するインバータ制御装置（８）であって、
   前記回転機の回転角周波数で回転する回転座標系における一対の電流指令（ｉｑｒ，ｉｄｒ）を生成する電流指令生成器（１２）と、
   前記回転機に流れる電流（ｉｕ，ｉｖ）を前記回転座標系において表した一対の電流（ｉｑ，ｉｄ）と、前記一対の電流指令との偏差から、前記回転座標系における電圧指令（Ｖｑｒ，Ｖｄｒ）を生成する電圧指令生成器（２４ａ，２４ｂ）と、
   前記電圧指令から前記交流電圧の指令値（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）を求める座標変換器（１７）と
   を備え、
   前記電圧指令生成器は、
   前記偏差を増幅する増幅器（１３ａ，１３ｂ）と、
   前記増幅器の出力と前記偏差との和に対して比例積分制御を行う比例積分制御器（１６ａ，１６ｂ）と
   を有し、
   前記増幅器は、少なくとも前記直流電圧が変動する周波数（ω１／２π）で共振する、インバータ制御装置。
2. トルクの、もしくは速度の指令値（Ｔ＊）と、前記直流電圧（Ｖｄｃ）の波形を入力し、前記指令値を前記直流電圧が変動する周波数（２ｆ）で変調して、前記直流電圧が増大する期間においてのみ増大し、前記直流電圧が減少する期間においてのみ減少する修正指令値（Ｔ＊＊）を生成する指令値修正器（１１）
   を更に備え、
   前記電流指令生成器（１２）は、前記修正指令値と電流位相（β）とを入力し、前記電流指令（ｉｑｒ，ｉｄｒ）を生成する、請求項１記載のインバータ制御装置。
3. 前記増幅器は他の周波数でも共振する、請求項１又は請求項２記載のインバータ制御装置。
4. 前記他の周波数は、前記直流電圧が変動する前記周波数の整数倍である、請求項３記載のインバータ制御装置。

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