JP5591215B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、交流モータを駆動する等の用途に供される、直流リンク部を介してコンバータとインバータとを一体とした電力変換装置に関するものである。

交流モータを駆動する電力変換装置の主回路は、系統電源からの交流電力を整流するコンバータと交流モータに適した交流電力に再変換するインバータとで構成され、その間の直流リンク部であるＤＣリンクには平滑用のコンデンサが接続される。系統電源に電力変換装置を接続すると、系統電源のリアクトルと平滑コンデンサとでＬＣ共振回路が形成される。三相ダイオードコンバータでは整流動作に伴い、直流出力側に電源周波数の６倍の脈動が発生することが知られている。このため、前記共振周波数が系統電源周波数の６倍に一致すると、主回路内部のＤＣリンク電圧が大きく振動する。その結果、主回路部品の破損や交流モータ制御の不安定化を招く場合があった。

特に、平滑コンデンサに小容量のものを用いる場合は、リアクトルとの共振周波数が高くなり、この問題を生じる場合が多い。前記の問題に対し共振抑制を目的とした技術が紹介されている。
例えば、特許文献１では、ＤＣリンク電圧の脈動成分を抽出し、その振動の微分量を得る代わりに、位相進みとなる量を生成する、疑似微分を用いた方法で所定時間当たりの変化量を得、その信号を用いてインバータ出力電圧の周波数を補正することで、ＤＣリンク電圧の脈動を抑制させる方式を採用している。そして、ＤＣリンク電圧の微分信号を生成する位相進み処理は、特に、電源周波数の６倍の周波数成分に対し特定の位相進み量が生じるような設計を行う。

特開２００７−１８１３５８号公報（図１０、２頁の請求項２、段落００３４等）

特許文献１の装置では、擬似微分成分を用いて、周波数指令を補正している。擬似微分というのは、一定の位相進み補償に相当する。しかしながら実際のモータにおいては、負荷の大小によって、共振抑制に有効な進み位相角の大きさが異なる。そのため特許文献１では、モータ負荷の大きさが変化すると、共振抑制性能が低下してしまう。そのため共振抑制性能を保つためには、補償量が大きくなってしまい、インバータ出力電圧の飽和を招く可能性があるという問題があった。

この発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、モータ負荷の大小に拘わらず、直流リンク部の共振を抑制することが出来る電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、交流電源と直流リンク部との間に接続され交流電源の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部に出力するコンバータ、直流リンク部と交流負荷との間に接続され直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して交流負荷に出力するインバータ、直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づきインバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、
直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、フィルタ部で抽出した交流成分を９０度進めた進相交流成分を出力する位相進み手段、交流成分にゲインｐ（ｐは、インバータの出力の上昇に応じて増大する、０≦ｐ≦１の範囲で変動する変数）を乗算した値と、進相交流成分にゲイン（１−ｐ）を乗算した値とを加算した値を出力する重み付け部、およびこの重み付け部の出力に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、
制御部は、電圧指令に補正信号を加算した信号に基づきインバータを制御するものである。

以上のように、この発明に係る電力変換装置は、変数ｐに基づく重み付け部を備え、インバータの出力に応じてその位相を調整した補正信号を作成するようにしたので、モータ負荷の大小によらず、高い共振抑制効果を発揮できる。そのため少ない補償量で共振抑制の効果が得られるので、インバータ出力電圧の飽和を防ぐことができる。

本発明の各実施の形態で対象とする電力変換装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１〜４における制御ユニット７内の構成を示すブロック図である。 ＬＣ共振が発生する電流経路の一例を示した回路図である。 電力変換装置のＤＣリンク電圧の脈動周波数成分に着目したモデル図である。 誘導電動機のΔｖｑからΔｉｑの伝達特性を示した周波数特性図である。 本発明の実施の形態１における変数ｐ算出部２６内の構成を示すブロック図である。 図４のモデルにおける電流源２４をＲ回路に置換したモデル図である。 図４のモデルにおける電流源２４に流れる電流を０とした場合のモデル図である。 本発明の実施の形態１において共振抑制実施の有無の違いを示した特性図である。 本発明の実施の形態２における変数ｐ算出部２６内の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態３における変数ｐ算出部２６内の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態４における変数ｐ算出部２６内の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５における制御ユニット７内の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態５における変数ｐ算出部２６内の構成を示すブロック図である。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。三相交流電源１の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部５に出力するコンバータ２と、直流リンク部５の直流電力を入力として交流電力を出力し、交流負荷としての負荷モータ３に交流電力を供給するインバータ４とを備え、コンバータ・インバータ間に接続され直流電力をやりとりする直流リンク部５にはコンデンサ６が接続されている。制御部としての制御ユニット７は、後述するように、電圧指令に基づきインバータ４を制御する。
そして、電圧検出部８によりＤＣリンク電圧Ｖｄｃを採取し、制御ユニット７にてゲート信号Ｇｕ＋、Ｇｕ−、Ｇｖ＋、Ｇｖ−、Ｇｗ＋、Ｇｗ−を生成する。

図２は、図１における制御ユニット７の内部構成を示す制御ブロック図である。ここでは、モータ電圧と周波数の比を一定に保つＶ／ｆ制御系に共振抑制制御を付加している。
制御ユニット７の入力は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃと速度指令である周波数指令ω＊とであり、出力は、ゲート信号Ｇｕ＋、Ｇｕ−、Ｇｖ＋、Ｇｖ−、Ｇｗ＋、Ｇｗ−となる。
電圧指令発生部としてのＶ／ｆテーブル９では、周波数指令ω＊を入力しそのテーブル９を介して電圧指令振幅Ｖ＊を出力する。また、周波数指令ω＊を積分器１０により積分して電圧指令の位相θ＊を出力する。
ゲート信号生成部１１では、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ、電圧指令振幅Ｖ＊（Ｖ’＊）、位相θ＊を用いて、出力電圧指令を生成し、ＰＷＭ処理によりＧｕ＋、Ｇｕ−、Ｇｖ＋、Ｇｖ−、Ｇｗ＋、Ｇｗ−を生成する。ゲート信号生成部１１において、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃはゲート信号生成のパルス幅補正に用いられる。

次に、共振抑制制御ブロック１２について説明する。共振抑制制御ブロック１２は、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃを入力して共振抑制用の補正信号Ｖｃｍｐを出力する。補正信号Ｖｃｍｐは、Ｖ／ｆ制御による電圧指令Ｖ＊に加算され（Ｖ＊＋Ｖｃｍｐ＝Ｖ’＊）補償動作がなされる。
補正信号Ｖｃｍｐは次の手順で計算を実施する。先ず、フィルタ部としてのハイパスフィルタ１３を用いて、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの脈動成分（交流成分）ＶｄｃＡＣを抽出する。脈動成分ＶｄｃＡＣに位相進み手段１４を用いて、元の信号から９０度位相を進め、位相進み脈動成分ＶｄｃＡＣ９０を出力する。
位相進み手段１４の具体的な手法として、ＶｄｃＡＣを微分して９０度進みとする方法や、ＶｄｃＡＣを３／４周期遅らせることで、９０度進み相当にする方法がある。

次に重みづけ部１５を説明する。脈動成分ＶｄｃＡＣと位相進み脈動成分ＶｄｃＡＣ９０の重みづけをするゲイン１６とゲイン１７を設ける。ゲイン１６と１７の出力を加算器１８にて加算する。
なお、ゲイン１６およびゲイン１７で設定する変数ｐは、後述する変数ｐ算出部２６により算出される。
加算器１８の出力にゲイン部１９のゲインＫを乗算して補正信号Ｖｃｍｐを生成する。そして加算器２０を用いて、電圧指令振幅Ｖ＊をＶ’＊に補正して出力する。

次に、図２の共振抑制制御ブロック１２の働きでＤＣリンク電圧Ｖｄｃの脈動が低減される原理を説明する。図３は、電力変換装置の回路図である。三相交流電源１、ＡＣリアクトル２１、コンバータ２、コンデンサ６、インバータ４、負荷モータ３で構成される。
図４は、図３の電力変換装置のＤＣリンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数成分に着目したモデルである。交流電源２２、ＡＣリアクトル２３、コンデンサ６、電流源２４で構成される。
交流電源２２は、コンバータ２により発生するＤＣリンク電圧Ｖｄｃの脈動を模擬した交流電源である。三相交流電源１が三相であるので、ここでは電源周波数の６倍の周波数ｆを持つ。

なお、図４のモデルでは、脈動（リプル）成分を扱っているので、それぞれ交流電源２２の電圧はｖｓｒ、コンデンサ６の電圧はｖｄｃｒと、現実回路のＶｓ、Ｖｄｃと区別して表現している。
また、図３にはＬＣ共振が発生する、電圧または電流の経路の一例を併記している。図３に示す経路において、電流が２回ＡＣリアクトル２１を通過することになるので、図４に示すＡＣリアクトル２３の大きさは、ＡＣリアクトル２１の２倍のインダクタンス値となる。

ＡＣリアクトル２３とコンデンサ６との共振周波数が、交流電源２２の周波数ｆ、即ち、三相交流電源１の周波数の６倍の周波数と一致する値をとる場合に系統電源の共振が発生する。この時のＡＣリアクトル２３のインダクタンスＬは（１）式の値を取る。

ここで、電流源２４は、インバータ４と負荷モータ３を模擬したモデルである。インバータ４を制御することで、任意の電流が流せることから電流源としている。且つ、この電流源２４は、ＤＣリンク電圧の脈動に応じて、制御で流れる電流を模擬している。
ところで、この発明における共振抑制制御の動作を解明するには、脈動成分に係る補正信号Ｖｃｍｐを印加したときの電流源２４、即ち、その電流の挙動を検討する必要がある。その場合、電流源の形では、解析が必ずしも簡便でないので、先ず、解析の前段階として、図４の電流源２４が、後述の図７に示すような、抵抗を直列に接続した回路で表現できることを、（１）式および以下の（２）〜（８）式により説明する。

負荷モータ３は交流モータであり、モータ電圧や電流などの諸量を２軸直交座標上（ｄｑ座標）で取り扱って制御されることが多い。ここで、交流モータのトルク電流を表現する軸をｑ軸とすると、一般的にインバータの出力電力Ｐは、ｑ軸電圧ｖｑとｑ軸電流ｉｑを用いて（２）式で表わされる。

インバータのｑ軸電圧ｖｑを脈動させると、インバータの出力電力Ｐとその脈動量ΔＰは、（３）、（４）式のように表せる。

Δｉｑ、Δｖｑは、ｉｑ、ｖｑと比較して微小であるので、ΔｖｑΔｉｑの項は無視できるほど小さくなる。従って、脈動量ΔＰは、（３）式右辺の第２、第３項目のみを考慮すればよく、（４）式の通りとなる。

図５に一例として、標準的な３．７ｋＷ誘導電動機の伝達特性を示す。Δｖｑを入力、Δｉｑを出力とした場合の位相の周波数特性である。電源周波数５０Ｈｚや６０Ｈｚの共振周波数（約２０００ｒａｄ／ｓ）において、ΔｉｑはΔｖｑに対し９０度程度遅れ特性を示す。誘導電動機に限らず、同期電動機など他の種類のモータでも、電気的には抵抗とインダクタンスによるＲＬ回路であるため、ΔｉｑはΔｖｑに対して位相遅れとなる。
その結果、ｉｑ、ｖｑは一定値であることから、（４）式に示されたモータの脈動電力ΔＰの第１項ｖｑΔｉｑは、Δｖｑに比べて約９０度遅れ、第２項Δｖｑｉｑは同位相となる。

また、インバータの入力電力Ｐ＋ΔＰは、インバータ入力電圧Ｖｄｃ、インバータ入力電流Ｉｄｃを用いて（５）式で表される。ここでは、インバータ入力電力＝出力電力としている。

インバータ入力電圧Ｖｄｃは、脈動成分ｖｄｃｒに対し、直流成分が大きくなる。このため、ほぼ一定値とみなすことができる。（５）式の両辺をＶｄｃで除算すると、Ｉｄｃが（６）式より得られる。従って、インバータ入力電流Ｉｄｃは、脈動量ΔＰと同相の位相遅れの脈動が発生するとみなすことが出来る。

以上の検討により、図４のインバータ・モータを模擬した電流源２４は、Δｖｑに比べ遅れ特性であることが判る。

ところで、この位相遅れの度合いが負荷の大きさによってどのように変化するかを、先の（４）式により検討すると以下の通りである。
即ち、モータ負荷が大きい場合は、ｉｑが大きくなり、（４）式の第２項が支配的になり、従って、Δｖｑ→ΔＰの位相特性は、ほぼ同位相となる。
逆に、モータ負荷が小さい場合は、ｉｑが小さくなり、（４）式の第１項が支配的になり、Δｖｑ→ΔＰの位相特性は、ほぼ９０度遅れになる。

このように、ΔｖｑとΔＰとの位相関係がモータ負荷の大小によって変化するため、Δｖｑ、従って、ＶｄｃＡＣを使って補正信号Ｖｃｍｐを求める場合、その大きさだけでなく位相を制御する必要がある。

重み付け部１５は、モータ負荷の大きさに応じて上記位相関係を調整することにより、Δｖｑ、従ってＶｄｃＡＣとΔＰとの位相ずれを無くそうとするものである。
ここでは、この重み付け部１５のゲイン１６および１７で設定する変数ｐを（７）式で決定する。

（７）式の分子は、インバータ４の出力電力値Ｐｏｕｔに相当しｖｑとｉｑの積で導出できる。分母のＰｍａｘは、ｐ＝１となる出力電力値である。Ｐｍａｘは、負荷モータ３の定格によって変化する定数であるが、ここでは、インバータの出力電力設定値とした。
変数ｐは、（８）式の範囲を取るものとする。

（７）式にて導出した変数ｐの値が（８）式の範囲外となる場合は、（８）式の範囲内になるように補正する。
これは、Ｐｏｕｔ＞Ｐｍａｘとなる場合、即ち、出力電力値Ｐｏｕｔが過負荷となる場合で、ｐ＞１となり、重み付けの安定した算出が不可となるので、ｐ＝１に近似するものである。

図６は、（７）式により変数ｐを算出して出力する変数ｐ算出部２６の具体的な構成を示すブロック図である。
以下、その変数ｐの算出方法について説明する。ｄｑ変換器４０により、位相角指令θ＊を用いて電流検出部（図示せず）からの負荷モータ３の電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのｑ軸電流成分ｉｑ’を導出する。乗算器４１により、ｉｑ’に電圧指令値Ｖ＊（補正前の値）を乗算して出力電力値Ｐ’ｏｕｔを導出する。

そして、ローパスフィルタ４２を用いて、出力電力値Ｐ’ｏｕｔの脈動分を除去した出力電力値Ｐｏｕｔを導出する。これは、電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに、共振制御による脈動成分が含まれるため、制御干渉を防止するために設ける。ローパスフィルタ４２を用いると、共振抑制の制御応答が落ちるため、制御応答を上げたい場合は、ローパスフィルタ４２を設けなくてもよい。
最後に、除算器４３により、出力電力値Ｐｏｕｔを出力電力定格値Ｐｍａｘで除算することにより、変数ｐを導出する。
なお、ローパスフィルタ４２を用いない場合、出力電力値の瞬時値、波高値等を使用して変数ｐを算出しても良い。

重み付け部１５は、以上で導出した変数ｐを用いた重み付け処理により、ｑ軸電流成分ｉｑ、従って、出力電力値Ｐｏｕｔが大きいほど、位相進み無し（位相進み手段１４を経ない出力）のＶｄｃＡＣを多く反映させる。これはモータ負荷が大きい場合に相当する。
逆に、ｑ軸電流成分ｉｑ、従って、出力電力値Ｐｏｕｔが小さいほど、９０度位相進み（位相進み手段１４を経た出力）のＶｄｃＡＣ９０を多く反映させる。これはモータ負荷が小さい場合に相当する。ＶｄｃＡＣ→ΔＰの特性が９０度遅れとなるため、ＶｄｃＡＣの位相を進ませることで、ＶｄｃＡＣとΔＰとをほぼ同相とするものである。
即ち、この重み付け処理により、図４の電流源２４を抵抗ＲｄのみのＲ回路とみなすことができる。図４のモデルの電流源２４をＲ回路に置換した回路図を図７に示す。

以上のように、重み付け部１５により、電流源２４を等価的にＲ回路２５に置換できることが確認されたので、以下、この等価回路に基づき、ＤＣリンク電圧Ｖｄｃの脈動が軽減できることを説明する。
先ず、共振抑制をしない場合について考える。図８は、電流源２４に流れる電流を０、即ち、Ｒｄ→∞とした時の等価モデルである。
電源電圧ｖｓｒからコンデンサ間電圧ｖｄｃｒの伝達関数を導出する。回路方程式から（Ａ−１）〜（Ａ−２）式を導出することができる。
但し、以下のラプラス変換した式上では、電圧ｖｓｒとしてＶｓｒ、電圧ｖｄｃｒとしてＶｄｃｒ、電流ｉ１としてＩ１、電流ｉ２としてＩ２の符号をそれぞれ使用している。

（Ａ−２）式を、電流Ｉ１で整理すると（Ａ−３）式になる。

（Ａ−３）式を（Ａ−１）式に代入し、Ｖｄｃｒ／Ｖｓｒで整理すると（Ａ−４）式になる。

（Ａ−４）式のｓにｓ＝ｊωｃを代入し、整理すると（Ａ−５）式になる。
但し、ωｃは共振周波数ｆｃの角振動数である。

共振周波数ｆｃにおいてＬＣ共振が発生するようにＬ、Ｃ値を決定しているので、（Ａ−６）式が成立する。

（Ａ−６）式から（Ａ−５）式の分母＝０となることから、ゲイン∞となり、Ｖｄｃｒは発散する。以上より共振現象を確認できる。

次に、図７の共振抑制動作を模擬するモデルで、電源電圧ｖｓｒからコンデンサ間電圧ｖｄｃｒの伝達関数を導出する。
回路方程式から（Ｂ−１）〜（Ｂ−３）式を導出することができる。

（Ｂ−２）式を、Ｉ２で整理すると（Ｂ−４）式になる。

（Ｂ−４）式を（Ｂ−１）式に代入し、Ｉ１で整理すると（Ｂ−５）式を導出できる。

（Ｂ−５）式を（Ｂ−３）式に代入し、Ｖｄｃｒ／Ｖｓｒで整理すると（Ｂ−６）式になる。

（Ｂ−６）式のｓにｓ＝ｊωｃを代入し、整理すると（Ｂ−７）式になる。

共振周波数ｆｃにおいてＬＣ共振が発生するようにＬ、Ｃ値を決定しているので、（Ｂ−８）式が成立する。

（Ｂ−８）式を用いて、（Ｂ−７）式を簡単化すると、（Ｂ−９）式を導出できる。

（Ｂ−９）式の絶対値を取ると、（Ｂ−１０）式を導出することができる。

（Ａ−５）式と（Ｂ−１０）式とを比較すると、共振条件においては、（Ａ−５）式では、Ｖｄｃｒ／Ｖｓｒが∞となるのに対し、（Ｂ−１０）式では有限の値となり、脈動の抑制効果を確認できる。
また、（Ｂ−１０）式より、モータ・インバータを模擬したＲ回路のインピーダンスを小さくするほど、脈動が小さくなる。そして、このインピーダンスを小さくすることは、先の図２の共振抑制制御ブロック１２におけるゲイン１９のゲインＫを大きく設定することに対応する。

図９は、以上説明した共振抑制動作の一例を示す図であり、補正信号Ｖｃｍｐを用いて、出力電圧指令を補正した場合と、補正しなかった場合のＤＣリンク電圧Ｖｄｃを比較したものである。補正信号Ｖｃｍｐにより出力電圧指令を補正すると、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動が小さくなることを確認することができる。

以上のように、本発明の実施の形態１の電力変換装置においては、共振抑制制御ブロック１２を用いることで、コンバータ２により発生するＤＣリンク電圧の脈動の周波数と、三相交流電源１とコンバータ２間のＡＣリアクトル２１とＤＣリンク５のコンデンサ６のＬＣ共振周波数が一致しても、ＤＣリンク電圧の脈動の拡大を抑制でき、インバータ・モータに安定した電力を供給でき、システムを安定に運用することができる。

更に、変数ｐ＝Ｐｏｕｔ／Ｐｍａｘを用いた重み付け処理をすることによって、ＶｄｃＡＣの位相進み量をコントロールしてこのＶｄｃＡＣに基づき作成する補正信号ＶｃｍｐをΔＰとほぼ同相とすることができる。これにより、モータ負荷の大小によらず、高い共振抑制効果を発揮できる。そのため少ない補償量で共振抑制の効果が得られるので、インバータ出力電圧飽和を防ぐことができる。

また、このような共振によるＤＣリンク電圧の脈動の拡大は、ＤＣリンクのコンデンサ６が小容量の場合に発生することが多いが、本発明による共振抑制制御ブロック１２によりこの種の問題を解決することができる。

実施の形態２．
この実施の形態２においては、重み付け部１５のゲイン１６および１７で設定する変数ｐを（２−１）式で決定する。

（２−１）式のｉｑｏｕｔは、負荷モータ３のｑ軸の出力電流値、ｉｑｍａｘは、ｐ＝１となるｑ軸の出力電流値である。ｉｑｍａｘは、負荷モータ３の定格によって変化する定数であるが、ここでは、インバータの出力電流設定値とした。
変数ｐは、（２−２）式の範囲を取るものとする。

（２−１）式にて導出した変数ｐの値が（２−２）式の範囲外の場合は、実施の形態１で説明したと同様の理由で、（２−２）式の範囲内になるように補正する。

図１０は、（２−１）式により変数ｐを導出して出力する変数ｐ算出部２６の具体的な構成を示すブロック図である。
以下、その変数ｐの算出方法について説明する。ｄｑ変換器４０により、位相角指令θ＊を用いて電流検出部（図示せず）からの負荷モータ３の電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗのｑ軸電流成分ｉｑ’を導出する。

そして、ローパスフィルタ４２を用いて、ｑ軸電流成分ｉｑ’の脈動分を除去した出力電流値ｉｑｏｕｔを導出する。これは、電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに、共振制御による脈動成分が含まれるため、制御干渉を防止するために設ける。ローパスフィルタ４２を用いると、共振抑制の制御応答が落ちるため、制御応答を上げたい場合は、ローパスフィルタ４２を設けなくてもよい。
最後に、除算器４３により、ｑ軸出力電流値ｉｑｏｕｔをｑ軸出力電流設定値ｉｑｍａｘで除算することにより、変数ｐを導出する。

以上のように、本発明の実施の形態２においては、変数ｐ＝ｉｑｏｕｔ／ｉｑｍａｘを用いた重み付け処理をするので、図１０から判るように、変数ｐ算出部２６の構成が、先の実施の形態１の場合より簡便になる。
また、一般的に、ｑ軸電流が大きいほど出力電力も大きくなる傾向があるので、変数ｐを（７）式に基づき算出する先の実施の形態１の場合とほぼ同様、ＶｄｃＡＣの位相進み量をコントロールしてこのＶｄｃＡＣに基づき作成する補正信号ＶｃｍｐをΔＰとほぼ同相とすることができる。これにより、モータ負荷の大小によらず、高い共振抑制効果を発揮できる。そのため少ない補償量で共振抑制の効果が得られるので、インバータ出力電圧飽和を防ぐことができる。

実施の形態３．
この実施の形態３においては、重み付け部１５のゲイン１６および１７で設定する変数ｐを（３−１）式で決定する。

（３−１）式のｉｒｍｓｏｕｔは、負荷モータ３の出力電流実効値、ｉｒｍｓｍａｘは、ｐ＝１となる出力電流実効値である。ｉｒｍｓｍａｘは、負荷モータ３の定格によって変化する定数であるが、ここでは、インバータの出力電流設定実効値とした。
変数ｐは、（３−２）式の範囲を取るものとする。

（３−１）式にて導出した変数ｐの値が（３−２）式の範囲外の場合は、実施の形態１で説明したと同様の理由で、（３−２）式の範囲内になるように補正する。

図１１は、（３−１）式により変数ｐを導出して出力する変数ｐ算出部２６の具体的な構成を示すブロック図である。
以下、その変数ｐの算出方法について説明する。電流検出部（図示せず）からの負荷モータ３の電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに基づき（３−３）式により導出する電流実効値ｉｒｍｓ’を用いる。

ローパスフィルタ４２を用いて、出力電流実効値ｉｒｍｓ’ｏｕｔの脈動分を除去した出力電流実効値ｉｒｍｓｏｕｔを導出する。これは、電流検出値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗに、共振制御による脈動成分が含まれるため、制御干渉を防止するために設ける。ローパスフィルタ４２を用いると、共振抑制の制御応答が落ちるため、制御応答を上げたい場合は、ローパスフィルタ４２を設けなくてもよい。
最後に、除算器４３により、出力電流実効値ｉｒｍｓｏｕｔを出力電流設定実効値ｉｒｍｓｍａｘで除算することにより、変数ｐを導出する。

以上のように、本発明の実施の形態３においては、変数ｐ＝ｉｒｍｓｏｕｔ／ｉｒｍｓｍａｘを用いた重み付け処理をするので、図１１から判るように、変数ｐ算出部２６の構成としてｄｑ変換器４０が不要となる利点があるが、検出電流の実効値を演算する必要があるという点で不利とも言える。
また、一般的に、出力電流実効値が大きいほど出力電力も大きくなる傾向があるので、変数ｐを（７）式に基づき算出する先の実施の形態１の場合とほぼ同様、ＶｄｃＡＣの位相進み量をコントロールしてこのＶｄｃＡＣに基づき作成する補正信号ＶｃｍｐをΔＰとほぼ同相とすることができる。これにより、モータ負荷の大小によらず、高い共振抑制効果を発揮できる。そのため少ない補償量で共振抑制の効果が得られるので、インバータ出力電圧飽和を防ぐことができる。

実施の形態４．
一般的に、直流リンク部５のコンデンサ６のＤＣ電圧Ｖｄｃは、無負荷時に最も高くなり、負荷が大きくなるほど、ＤＣ電圧Ｖｄｃは低くなることが知られている。この実施の形態４では、この特性を変数ｐの値を決定するのに利用する。
即ち、実施の形態４においては、重み付け部１５のゲイン１６および１７で設定する変数ｐを（４−１）式で決定する。

（４−１）式のＶｄｃｍｉｎは、ｐ＝１とするＤＣリンク電圧値である。Ｖｄｃｍａｘは、ｐ＝０とする電圧値である。例えば、電源２００Ｖ系の場合、Ｖｄｃｍａｘ＝２６５Ｖとする。またＶｄｃｍｉｎ＝２５０Ｖとした。
Ｖｄｃｍａｘが２６５Ｖであるのは、電源２００Ｖ系において、無負荷時のＶｄｃＤＣ値を採用している。逆に、Ｖｄｃｍｉｎが２５０Ｖであるのは、定格出力時のＶｄｃＤＣ値を採用している。

図１２は、（４−１）式により変数ｐを導出して出力する変数ｐ算出部２６の具体的な構成を示すブロック図である。
以下、その変数ｐの算出方法について説明する。ローパスフィルタ４２を用いて、Ｖｄｃの脈動成分、即ち、Ｖｄｃに重畳している電源周波数の６倍の成分を除去して直流電圧ＶｄｃＤＣを導出する。従って、ローパスフィルタ４２のカットオフ周波数は１００Ｈｚ程度にすればよい。

そして、減算器４４により、ＶｄｃｍａｘからＶｄｃＤＣを減算し、減算器４５により、ＶｄｃｍａｘからＶｄｃｍｉｎを減算し、最後に、除算器４３により、前者の値を後者の値で除算することにより、変数ｐを導出する。

以上のように、本発明の実施の形態４においては、変数ｐ＝（Ｖｄｃｍａｘ−Ｖｄｃｏｕｔ）／（Ｖｄｃｍａｘ−Ｖｄｃｍｉｎ）を用いた重み付け処理をするので、図１２から判るように、電流検出値に係る演算が不要となるので、変数ｐの演算が非常に簡便となる。
反面、直流電圧ＶｄｃＤＣと負荷量との間の経験的な特性に基づいて変数ｐを設定しているため、共振抑制の効果としては、負荷量の変化に追従し得るという点で従来の装置より優れているが、既述した各実施の形態と比較するとやや劣ると言わざるを得ない。

実施の形態５．
先の実施の形態１〜４では、Ｖ／ｆ制御をベースとしたモータ制御系への適用例について示したが、この発明は速度制御系や電流制御系をベースとしたモータ制御系へ適用してもよい。図１３は、実施の形態５における制御ユニット７の内部構成図で、同期モータに速度制御系を適用した場合の共振抑制制御ブロック図である。
先の実施の形態１で説明した制御ブロックを速度制御系に置き換えたものであり、共振抑制制御は、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊に補正を加えることで実現している。共振抑制制御ブロック２７は図２で説明したものと同じものを採用することができる。

以下、ブロック図の電圧指令発生部に係る部分の詳細を説明する。速度（周波数）指令ω＊と速度検出値であるモータ速度（周波数）ωの偏差を減算器２８により導出し、ＰＩ制御器２９を用いて、モータ速度ωが速度指令ω＊に追従するように、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を作成する。ｑ軸電流指令ｉｑ＊とｑ軸電流ｉｑの偏差を減算器３０より導出し、ＰＩ制御器３１を用いて、ｑ軸電流ｉｑがｑ軸電流指令ｉｑ＊に追従するように、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を作成する。以上の２８〜３１により、ｑ軸電圧指令ｖｑ＊を発生する速度指令部を構成する。ｄ軸に関しても、電流指令ｉｄ＊とｄ軸電流ｉｄとの偏差を減算器３２により導出し、ＰＩ制御器３３を用いてｄ軸電圧指令ｖｄ＊を作成する。

ｑ軸電圧指令ｖｑ＊に、共振抑制制御の補正信号Ｖｃｍｐを加算器２０にて足し合わせることで補正し、補正付ｑ軸電圧指令ｖｑ’＊を導出する。実速度ωに積分器３４を用いて位相角θを導出する。
ＤＣリンク電圧Ｖｄｃ、ｄ軸電圧指令ｖｄ＊、補正付ｑ軸電圧指令ｖｑ’＊、位相角θを用いて、ゲート信号生成部３５にて、逆ｄｑ変換し各相の出力電圧指令を生成し、ＰＷＭ処理によりゲート信号Ｇｕ＋、Ｇｕ−、Ｇｖ＋、Ｇｖ−、Ｇｗ＋、Ｇｗ−を生成する。

なお、この実施の形態５においては、ｄｑ軸上のベクトル制御を採用しているので、図１４に示すように、変数ｐ算出部２６の構成を、先の図６や図１０の場合より簡便なものとすることができる。
即ち、図１４（ａ）に示すように、図６の変数ｐ算出部２６のｑ軸電流ｉｑ’に替わって、図１３の制御ブロック上で得られるｑ軸電流指令ｉｑ＊を使用することにより、ｄｑ変換器４０を省略することができる。
また、図１４（ｂ）に示すように、図１０の変数ｐ算出部２６のｑ軸電流ｉｑ’に替わって、図１３の制御ブロック上で得られるｑ軸電流指令ｉｑ＊を使用することにより、ｄｑ変換器４０を省略することができる。
但し、図１４は、ローパスフィルタ４２を設けない場合で示しているが、必要に応じて設けても良い。

以上、実施の形態５においても、先の各実施の形態と同様の効果が得られる。即ち、変数ｐを用いた重み付け処理をすることによって、ＶｄｃＡＣの位相進み量をコントロールしてこのＶｄｃＡＣに基づき作成する補正信号ＶｃｍｐをΔＰとほぼ同相とすることができる。これにより、モータ負荷の大小によらず、高い共振抑制効果を発揮できる。そのため少ない補償量で共振抑制の効果が得られるので、インバータ出力電圧飽和を防ぐことができる。

また、このような共振によるＤＣリンク電圧の脈動の拡大は、ＤＣリンクのコンデンサ６が小容量の場合に発生することが多いが、本発明による共振抑制制御ブロック１２によりこの種の問題を解決することができる。

なお、重み付け部１５で用いる変数ｐの算出方法としては、インバータ４の出力の上昇に応じて増大し、０≦ｐ≦１の範囲で変動する値が得られるものであれば、必ずしも、先の各実施の形態で例示した方法に限られるものではない。
また、各実施の形態では、交流負荷として誘導モータを例に説明したが、他の種類のモータ、例えば、同期モータなどを駆動する場合でも、更には、モータ以外の交流負荷にも本発明は適用可能で、同様の効果を奏するものである。

また、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１ 三相交流電源、２ コンバータ、３ 負荷モータ、４ インバータ、
５ 直流リンク部、６ コンデンサ、７ 制御ユニット、８ 電圧検出部、
９ Ｖ／ｆテーブル、１１，３５ ゲート信号生成部、
１２，２７ 共振抑制制御ブロック、１３ ハイパスフィルタ、１４ 位相進み手段、
１５ 重み付け部、１６，１７ ゲイン、１８，２０ 加算器、１９ ゲイン部、
２１，２３ ＡＣリアクトル、２４ 電流源、２５ Ｒ回路、２６ 変数ｐ算出部、
４０ ｄｑ変換器、４１ 乗算器、４２ ローパスフィルタ、４３ 除算器、
２９，３１，３３ ＰＩ制御器。

Claims (9)

1. 交流電源と直流リンク部との間に接続され前記交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記直流リンク部に出力するコンバータ、前記直流リンク部と交流負荷との間に接続され前記直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して前記交流負荷に出力するインバータ、前記直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づき前記インバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、
   前記直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、前記フィルタ部で抽出した交流成分を９０度進めた進相交流成分を出力する位相進み手段、前記交流成分にゲインｐ（ｐは、前記インバータの出力の上昇に応じて増大する、０≦ｐ≦１の範囲で変動する変数）を乗算した値と、前記進相交流成分にゲイン（１−ｐ）を乗算した値とを加算した値を出力する重み付け部、およびこの重み付け部の出力に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、
   前記制御部は、前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記変数ｐは、下式により算出することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
   ｐ＝Ｐｏｕｔ／Ｐｍａｘ
   但し、Ｐｏｕｔ：前記インバータの出力電力値
   Ｐｍａｘ：前記インバータの出力電力設定値
3. 前記変数ｐは、下式により算出することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
   ｐ＝ｉｏｕｔ／ｉｍａｘ
   但し、ｉｏｕｔ：前記インバータの出力電流値
   ｉｍａｘ：前記インバータの出力電流設定値
4. 前記インバータが、３相（ｕ，ｖ，ｗ相）交流を出力する場合、
   前記変数ｐは、下式により算出することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
   ｐ＝ｉｒｍｓｏｕｔ／ｉｒｍｓｍａｘ
   但し、ｉｒｍｓｏｕｔ：前記インバータの出力電流実効値＝√（ｉｕ^２＋ｉｖ^２＋ｉｗ^２）
   ｉｒｍｓｍａｘ：前記インバータの出力電流設定実効値
5. 前記変数ｐは、下式により算出することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
   ｐ＝（Ｖｄｃｍａｘ−Ｖｄｃｏｕｔ）／（Ｖｄｃｍａｘ−Ｖｄｃｍｉｎ）
   但し、Ｖｄｃｏｕｔ：前記直流リンク部の直流電圧値
   Ｖｄｃｍａｘ：前記直流リンク部の直流電圧最大値
   Ｖｄｃｍｉｎ：前記直流リンク部の直流電圧最小値
6. 請求項２ないし５のいずれか１項において、前記変数ｐの算出に使用する各出力値（Ｐｏｕｔ、ｉｏｕｔ、ｉｒｍｓｏｕｔ、Ｖｄｃｏｕｔ）には、ローパスフィルタを介することにより脈動成分を除いた値を使用するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
7. 前記交流負荷は交流モータであり、前記制御部は、速度指令に基づき前記電圧指令を発生する電圧指令発生部を備えたことを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記電圧指令発生部は、（電圧／周波数）＝一定の関係に基づき、前記速度指令から電圧指令を発生するＶ／ｆ制御部であり、
   前記制御部は、前記Ｖ／ｆ制御部からの前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
9. 前記電圧指令発生部は、速度検出値が前記速度指令に追従するように、ｄｑ２軸直交座標上のｑ軸電圧指令を発生する速度指令部であり、
   前記制御部は、前記速度指令部からの前記ｑ軸電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御することを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。

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