JP5523508B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims description 242
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 148
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 147
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 42
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims description 22
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 claims description 11
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 claims description 8
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 claims description 8
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 28
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 22
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 22
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 10
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical compound [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
このため、大きなリアクトルを必要することなく、スイッチング損失及びノイズを低減でき、電力損失及びノイズの低減化と装置構成の小型化が可能となる。
広い入出力電圧範囲を扱うためには、インバータ回路が有する直流電圧源の電圧を大きくする必要がある。
また、短絡スイッチをオン(ON)/オフ(OFF)する位相によってインバータ回路が有する直流電圧源の電圧を調整するため、調整用のマージンを確保しなければならず、直流電圧源の電圧を大きくする必要があった。
直流電圧源の電圧を大きくすると、インバータを構成する素子の高耐圧化をまねき、電力変換装置の小型化や低価格化、及び低損失化の妨げとなっていた。
また、インバータ回路が有する直流電圧源の電圧が所定の範囲から外れた場合、入力力率の改善を行ったままインバータ回路が有する直流電圧源の電圧を所定の範囲に復帰させることができず、運転を継続させることが困難であった。
直流母線間に複数の半導体スイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の出力に接続され、他方の交流端子が前記交流電源の第2の端子に接続され、前記直流母線間に直流電圧を出力するコンバータ回路と、前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記インバータ回路と前記コンバータ回路の出力を制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を改善するように前記インバータ回路の出力制御と前記コンバータ回路の出力制御とを切り替えるものであって、前記コンバータ回路をPWM制御し、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充放電量を調整するものである。
以下、この発明の実施の形態1による電力変換装置について説明する。
図1は、この発明の実施の形態1による電力変換装置の概略構成を示す図である。
図1に示すように、交流電源1は、限流回路としてのリアクトル2に接続される。
リアクトル2の後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路100の交流側が直列接続される。
インバータ回路100を構成する単相インバータは、半導体スイッチ素子3〜6及び充電コンデンサである直流電圧源7から構成される。
ここで、半導体スイッチ素子3〜6は、ダイオードが逆並列に接続されたIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)などを用いる。
なお、リアクトル2はインバータ回路100の後段に直列接続してもよい。
インバータ回路100の交流出力線には半導体スイッチ素子8と整流ダイオード10とが接続され、整流ダイオード10のカソード側が出力段の平滑コンデンサ12の正極に接続される。
ここでは、半導体スイッチ素子8と整流ダイオード10のアノードとの接続点がインバータ回路100の後段の交流出力線に接続され、半導体スイッチ素子8の他端は平滑コンデンサ12の負極に接続される。
また、コンバータ回路200は、半導体スイッチ素子8、9と整流ダイオード10、11とでブリッジ回路を構成している。
なお、コンバータ回路200は、インバータ回路100と同様に、半導体スイッチ素子8、9はIGBTやMOSFETなどを用い、整流ダイオード素子10、11も半導体スイッチ素子で構成してもよい。
また、Cは半導体スイッチ素子3、5及びリアクトル2の接続点、Dは半導体スイッチ素子4、6の接続点、Eは直流電圧源7の+端子と半導体スイッチ素子4、5の接続点、Fは直流電圧源7の−端子と半導体スイッチ素子3、6の接続点である。
また、Gは半導体スイッチ素子8と整流ダイオード10の接続点(一方の交流端子とも称す)であり、接続点Dにと接続されている。
接続点Hは半導体スイッチ素子9と整流ダイオード11の接続点(他方の交流端子とも称す)であり、第2の端子Bに接続されている。
また、Iは整流ダイオード10、11の接続点、Jは半導体スイッチ素子8、9の接続点である。
また、K、Lは平滑コンデンサ12の+側及び−側の出力端子であり、出力端子K、Lに接続される配線(電力線)は直流母線と称する。
交流電源1からの入力電圧Vin、電流Iinは、図2に示す波形となる。
Vdcは一定の目標電圧Vdc*に制御される平滑コンデンサ12の直流電圧であり、電圧Vinのピーク電圧が平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcより高いものとする。
なお、入力力率を概ね1になるように制御することにより、入力力率が改善される。
インバータ回路100内の電流は、図3に示すように、半導体スイッチ素子3、4がオフ、半導体スイッチ素子5、6がオンの時には、半導体スイッチ素子5を通って直流電圧源7を充電し、半導体スイッチ素子6を通って出力される。
なお、図3、図4などにおける太い実線及び点線の矢印は、電流経路を示している。
この場合、図3に示すように、交流電源1からの電流は、交流電源1→リアクトル2→インバータ回路100→半導体スイッチ素子8→半導体スイッチ素子9→交流電源1の経路で流れる。半導体スイッチ素子8、9はオン状態なので、整流ダイオード10、11及び出力段の平滑コンデンサ12には電流が流れない。
この時、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc*に維持できるように、Vdc*−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね1になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路100が発生する電圧極性と電流Iinの極性は等しくなるので、インバータ回路100の直流電圧源7は放電される。
即ち、位相θが、θ2≦θ≦π/2である時、図5に示すように、交流電源1→リアクトル2→インバータ回路100→整流ダイオード10→平滑コンデンサ12→半導体スイッチ素子9のダイオード→交流電源1の経路で電流が流れる。
この時、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc*に維持できるように、Vin−Vdc*にほぼ等しい電圧をVinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概ね1になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路100が発生する電圧極性と電流Iinの極性は逆になるので、インバータ回路100の直流電圧源7は充電される。
このとき、電圧Vinが平滑コンデンサ12の目標電圧Vdc*以下の時、直流電圧源7は放電され、電圧Vinが目標電圧Vdc*以上の時は、直流電圧源7は充電される。
バータ回路100が上述した所望の制御を行うための条件について説明する。
0≦θ≦π/2の位相期間では、インバータ回路100の直流電圧源7は、上述したように0≦θ≦θ1、θ2≦θ≦π/2の期間で充電され、θ1≦θ≦θ2の期間で放電される。
インバータ回路100の直流電圧源7の充放電エネルギが等しいとすると、以下の式1が成り立つ。ただし、Vpは電圧Vinのピーク電圧、Ipは電流Iinのピーク電流である。
そして、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc*に追従するように制御される。
即ち、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc*に維持でき、また入力力率が概ね1になるように電流Iinを制御するインバータ回路100の制御を、交流電源1の全位相において信頼性よく行うためには、Vsubは以下の式3〜式5を満足する必要がある。
価格化の妨げとなる。
したがって、直流電圧源7の電圧Vsubは上記した式3〜式5の条件を満足する範囲で小さく設定するのが望ましい。
ここでは、直流電圧源7の電圧が所望の電圧よりも低く、放電量を削減して所望の電圧に近づける場合の例を示す。
図7に示すように、半導体スイッチ素子8がオフ状態の場合、交流電源1からの電流は、交流電源1→リアクトル2→半導体スイッチ素子3→半導体スイッチ素子6→整流ダイオード10→平滑コンデンサ12→半導体スイッチ素子9→交流電源1の経路で流れる。
半導体スイッチ素子8がオン状態の時は、交流電源1→リアクトル2→半導体スイッチ素子3→半導体スイッチ素子6→半導体スイッチ素子8→半導体スイッチ素子9→交流電源1の経路で電流が流れる。
この間、インバータ回路100は、半導体スイッチ素子3、6がオン、半導体スイッチ素子4、5がオフの状態なので、直流電圧源7には電流が流れ込まず、直流電圧源7の充放電は行われない。
なお、半導体スイッチ素子3、6がオン、半導体スイッチ素子4、5がオフの状態の代わりに、半導体スイッチ素子4、5をオン、半導体スイッチ素子3、6をオフ状態としてもよい。
なお、PWM位相範囲30においては、目標電圧Vdc*への維持及び電流Iinの制御はコンバータ回路200が行い、インバータ回路100は動作しないので、式3〜式5の条件は適用されない。
したがって、図6において、コンバータ回路200による電流Iinの制御を実施し、半導体スイッチ素子3、6がオン、半導体スイッチ素子4、5がオフの状態とすることにより、θ1≦θ≦θ3の期間で直流電圧源7の充放電を行わなくすることで、放電量を削減することができる。また、θ3を調整することで、放電量を調整することができる。つまり、放電量を大きくする場合はθ3をθ2に近づけ、放電量を小さくする場合はθ3をθ1に近づける。
一方、θ1〜θ3以外の期間では、図3〜図5に示すように、半導体スイッチ3〜6はPWM制御される(「直流電圧源7を経由する/経由しない」を繰り返す)。したがって、インバータ回路100は平均的には所望の電圧を出力する(直流電圧源7を充放電する)ことになる。
θ1〜θ3の期間においてインバータ回路100の出力電圧を0にすることにより、電流経路が直流電圧源7を経由せず、直流電圧源7が放電しなくなり(放電量を削減)、所望の電圧に近づく。
つまり、交流電源1からの入力電圧位相θがθ3≦θ≦θ1の範囲において、コンバータ回路200による電流Iinの制御を実施し、直流電圧源7の充放電を行わなくすることで、充電量を削減し、直流電圧源7の電圧を所望の電圧に近づける。
まず、図8(a)に示すように、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcと交流電源1からの入力電圧実効値Vacからθ1算出部21により、式2を用いてθ1を算出する。
なお、θ1及びθ3の算出は、交流電源1からの入力電圧のピーク(位相θ=±π/2)でも実行してもよい。θ1及びθ3の算出間隔が短くなるので、直流電圧源7の直流電圧Vsubの目標電圧Vsub*への追従性が良くなる。
そして、この振幅目標値24に基づいて、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin*を生成する。次に、電流指令Iin*と検出された電流Iinとの差25をフィードバック量として、PI制御した出力をインバータ回路100の発生電圧の目標値となる電圧指令26とする。
さらにゲート信号生成部28において、半導体スイッチ素子8、9を制御するゲート信号29を生成する。
ゲート信号29は、交流電源1からの入力電圧位相θが、θ≦θ1のときは半導体スイッチ素子8、9をオンする信号、θ1≦θ≦θ3のときはPWM制御波形27、θ3≦θのときは半導体スイッチ素子8、9をオフする信号である。
インバータ回路100は、図9に示すような制御ブロック(制御構成)で制御される。
まず、出力段の平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc*との差41をフィードバック量として、PI制御し、電流Iinの振幅目標値42を求める。そして、この振幅目標値42に基づいて、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin*を生成
する。次に、電流指令Iin*と検出された電流Iinとの差43をフィードバック量として、PI制御した出力をインバータ回路100の発生電圧の目標値となる電圧指令44とする。
そして、補正後の電圧指令45(半導体スイッチ素子8、9のオン/オフ切り替え時以外は補正前電圧指令44)を用いて、PWM制御波形46を生成する。さらにゲート信号生成部47において、半導体スイッチ素子3〜6を制御するゲート信号48を生成する。
ゲート信号48は、交流電源1からの入力電圧位相θがθ1<θ<θ3のときは半導体スイッチ素子3、6をオン、半導体スイッチ素子4、5をオフし続け、それ以外の位相のときは生成したPWM制御波形46を出力する。
そして、交流電源1の入力電圧の位相θ1〜θ3においては、コンバータ回路200をPWM制御し、それ以外の期間においてはインバータ回路100をPWM制御することで、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc*に追従させ、交流電源1からの入力力率を改善するように制御しながら、インバータ回路100の直流電圧源7の充放電量を調整することができる。
これにより、インバータ回路100は交流電源1の電圧と逆特性の電圧を出力するので、直流電圧源7は充電される。
直流電圧源7の放電量が減少し、充電量が増加するので、直流電圧源7の電圧Vsubを増加させることができる。
したがって、リアクトル2の鉄損及びインダクタンス値を低減することができ、電力変換装置を低損失化、小型化、低価格化することができる。
該制御回路13は、平滑コンデンサ12の電圧を目標電圧に追従させると共に交流電源1からの入力力率を改善するように、インバータ回路100の出力制御とコンバータ回路200の出力制御を切り替える。
また、制御回路13は、コンバータ回路200をPWM制御し、インバータ回路100が有する直流電圧源7の充放電量を調整する。
また、制御回路13は、交流電源1の電圧値、直流母線間の電圧値及びインバータ回路100が有する直流電圧源7の電圧値から、インバータ回路100が有する直流電圧源7の充放電量が等しくなるように、コンバータ回路200を短絡して平滑コンデンサ12をバイパスさせる位相を制御する。
また、制御回路13は、インバータ回路100が有する直流電圧源の電圧値により、インバータ回路100のPWM制御とコンバータ回路200のPWM制御とを切り替える位相を制御する。
また、制御回路13は、インバータ回路100が有する直流電圧源7の電圧値が所定の電圧値よりも大きい場合に、コンバータ回路200を短絡する位相以下の期間でコンバータ回路200のPWM制御を行い、インバータ回路100が有する直流電圧源7の充電量を減少させる。
また、制御回路13は、交流電源1の出力電圧がピークとなるタイミングで、インバータ回路100のPWM制御とコンバータ回路200のPWM制御とを切り替える位相を決定する。
また、制御回路13は、コンバータ回路200をPWM制御する期間において、コンバータ回路200を短絡させて平滑コンデンサ12をバイパスしているときは、インバータ回路100の出力電圧を交流電源1の電圧と逆特性となるように出力し、コンバータ回路200の直流出力を平滑コンデンサ12に出力しているときは、インバータ回路100の出力電圧を0とする。
上記した実施の形態1では、式3〜式5を満たす範囲において、インバータ回路100の直流電圧源7の充放電量が等しくなるように式2によりθ1を決定したが、実施の形態2では、図6における0≦θ≦θ1の短絡位相範囲において、コンバータ回路200をPWM制御することにより、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdc(直流母線間電圧)を下げ、電力変換装置の降圧範囲を広げる。
以下では、実施の形態1と同様に、交流電源1の入力電圧における0≦θ≦π/2の範囲のみを説明する。
図6において、インバータ回路100の直流電圧源7の充放電量が等しくなるように、式2を満足している条件で、直流電圧源7の電圧を増加させることなく平滑コンデンサ12の電圧Vdcを低下させようとすると、θ1は位相0の方へ移動する。
そして、図10(a)に示すように、式4の条件により制限され、0<θ1’<θ1となる位相θ1’で決定する平滑コンデンサ12の電圧Vdcが降圧限界となる。
これにより、0≦θ≦θ1’の期間においてインバータ回路100の直流電圧源7には電流が流れ込まず、充放電は行われないので、充電量が減少することとなる。
式4の条件を保ちながら、0<θ4<θ1’となる新たなPWM位相範囲30を決定するθ4を設定すると、θ4≦θ≦θ2の範囲の直流電圧源7の放電量とθ2≦θ≦π/2の範囲の直流電圧源7の充電量が等しくなるまで、平滑コンデンサ12の電圧Vdを低下させることができる。
このとき、直流電圧源7の充放電量が等しいとすると、以下の式6が成り立つ。
まず、図11(a)に示すように、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcと交流電源1からの入力電圧実効値Vacからθ4算出部51により、式6を用いてθ4基準値52を算出する。
そして、θ4基準値52と充放電量調整位相Δθ4を加算して、θ4とする。
これにより、直流電圧源7の直流電圧Vsubが目標電圧Vsub*よりも高いときは、θ4を減少させて放電量を増加させ、直流電圧源7の直流電圧Vsubが目標電圧Vsub*よりも低いときは、θ4を増加させて放電量を減少させる。θ4の算出は、例えば交流電源1からの入力電圧のゼロクロス位相にて実行する。
なお、θ4の算出は、交流電源1からの入力電圧のピーク(位相θ=±π/2)でも実行してもよい。θ4の算出間隔が短くなるので、直流電圧源7の直流電圧Vsubの目標電圧Vsub*への追従性が良くなる。
図11(b)に示すように、ゲート信号生成部54において、半導体スイッチ素子8、9を制御するゲート信号55を生成する。
ゲート信号55は、交流電源1からの入力電圧位相θが0≦θ≦θ4のときは、半導体スイッチ素子8に対してはPWM制御波形27、半導体スイッチ素子9に対しては半導体スイッチ素子9をオフする信号であり、θ4≦θのときは、半導体スイッチ素子8、9共にオフする信号である。
ゲート信号生成部60において、半導体スイッチ素子3、4を制御するゲート信号61を生成する。ゲート信号61は、交流電源1からの入力電圧位相θが0≦θ≦θ4のときは半導体スイッチ素子3、6をオン、半導体スイッチ素子4、5をオフし続け、それ以外の位相のときはPWM制御波形46となる信号である。
したがって、インバータ回路100の直流電圧源7の電圧を増加させることなく、電力変換装置の降圧限界を下げることが可能となる。
この実施の形態では、コンバータ回路200の直流電圧源7の電圧が規定の範囲を逸脱
した場合に、交流電源1からの入力電圧の適切な位相において、電流Iinの制御をインバータ回路100とコンバータ回路200で切り替えることにより、電流Iinの制御を継続しながら、直流電圧源7の電圧を規定の範囲に復帰させる。
図13は実施の形態3による電力変換装置の動作を説明するため図であり、コンバータ回路200の直流電圧源7の電圧が規定の範囲より小さくなり、式3を満足できなくなった場合の例である。
以下では、電流Iinの制御を継続しながら、直流電圧源7の電圧を規定の範囲に復帰させる動作について説明する。なお、実施の形態1と同様に、交流電源1の入力電圧における0≦θ≦π/2の範囲のみを説明する。
これにより、交流電源1の入力電圧一周期トータルでの充電量が放電量を上回り、直流電圧源7の電圧Vsubが上昇する。
なお、上記動作において、直流電圧源7の充放電量が等しいとすると、以下の式7の関係式が成り立つ。
θ3は、式7にて求められるθ3よりも大きく設定することで、交流電源1の入力電圧一周期トータルでの直流電圧源7の充電量が増加する。
平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc*に維持し、また入力力率が概1になるように電流Iinを制御するインバータ回路100及びコンバータ回路200の制御は、図8、図9と同様である。
さらに、交流電源1の入力電圧実効値Vacと直流電圧源7の電圧Vsubから0≦θ≦θ1の直流電圧源7の充電量を最大限確保し、PWM位相範囲30を決定するθ3を増加させ、θ3≦θ≦θ2の直流電圧源7の放電量を削減することで、交流電源1の入力電圧一周期トータルでの充電量が増加し、直流電圧源7の電圧Vsubが上昇する。これにより、直流電圧源7の電圧Vsubが規定の範囲に復帰することができる。
このことにより、交流電源1の一周期トータルでの充電量が増加し、Vsubの電圧を上昇させることができる。
源1の一周期トータルでの充電量が増加し、直流電圧源7の電圧Vsubが上昇する。
Vdc*を減少させることで、θ2が減少し、位相範囲θ3≦θ≦θ2の放電量が減少すると共に、θ2≦θ≦π/2の充電量が増加する。
したがって、交流電源1の一周期トータルでの充電量が増加し、直流電圧源7の電圧Vsubが上昇する。
これにより、インバータ回路100の直流電圧源7の充電量が増加するので、直流電圧源7の電圧Vsubが増加し、直流電圧源7の電圧を所定の電圧範囲に復帰させることができる。
また、制御回路13は、インバータ回路100が有する直流電圧源7の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さく、かつ、交流電源1の電圧よりも小さくなる場合に、インバータ回路100のPWM制御からコンバータ回路200のPWM制御に切り替え、インバータ回路100が有する直流電圧源7の充電量が大きくなるように、コンバータ回路200のPWM制御からインバータ回路100のPWM制御に切り替える位相を制御する。
また、制御回路13は、インバータ回路100が有する直流電圧源7の直流電圧が所定の電圧範囲よりも大きい場合、直流母線間の電圧を高くして、インバータ回路100が有する直流電圧源7の放電量が大きくなるように制御する。
また、制御回路13は、インバータ回路100が有する直流電圧源7の直流電圧が所定の電圧範囲よりも大きい場合、コンバータ回路200をPWM制御する期間において、インバータ回路100の出力電圧を前記交流電源1の電圧と同特性となるように出力し、インバータ回路100が有する直流電圧源7の放電量が大きくなるように制御する。
また、制御回路13は、コンバータ回路200を短絡させて平滑コンデンサ12をバイパスしているときは、インバータ回路100の出力電圧を0とし、コンバータ回路200の直流出力を平滑コンデンサ12に出力しているときは、インバータ回路100の出力電圧を交流電源1の電圧と同特性となるように出力する。
また、制御回路13は、コンバータ回路200を短絡させて前記平滑コンデンサ12をバイパスしているときは、インバータ回路100の出力電圧を交流電源1の電圧と逆特性となるように出力し、コンバータ回路200の直流出力を平滑コンデンサ12に出力しているときは、インバータ回路100の出力電圧を0とする。
実施の形態1では、交流電源1から平滑コンデンサ12へ電力を出力する力行の場合にコンバータ回路200にて電流Iinを制御することで、インバータ回路100の直流電圧源7の充放電量を調整する例を示したが、この実施の形態では、平滑コンデンサ12か
ら交流電源1へ電力を回生する場合にコンバータ回路200にて電流Iinを制御することで、インバータ回路100の直流電圧源7の充放電を調整する例を示す。
図15では、図1におけるコンバータ回路200を構成するダイオード10、11を、半導体スイッチ素子80、81に置き換えている。
半導体スイッチ素子80、81は、他の半導体スイッチ素子3〜6、8、9と同様に、IGBTやMOSFETなどを用いる。その他の構成については、図1と同様である。
ここでは、実施の形態1と同様、交流電源1からの入力電圧が正極性(位相θが0≦θ≦π)のときを例に説明する。また、交流電源1からの入力電圧Vinのピーク電圧が平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcより高いものとする。
インバータ回路100内の電流は、図17〜図20に示すように、半導体スイッチ素子5、6がオン、半導体スイッチ素子3、4がオフの時には、半導体スイッチ素子6を通って直流電圧源7を放電し、半導体スイッチ素子5を通って出力される。
また、同様に、半導体スイッチ素子4、5をオン、半導体スイッチ素子3、6をオフした時には、インバータ回路100内の電流は半導体スイッチ素子4と半導体スイッチ素子5を通って出力される。上記の場合は直流電圧源7の充放電は行われない。
このような4種類の制御の組合せにて半導体スイッチ素子3〜6を制御してインバータ回路100をPWM制御する。
この場合、図17に示すように、平滑コンデンサ12はバイパスされ、インバータ回路100の直流電圧源7から、電流が、インバータ回路100→リアクトル2→交流電源1→半導体スイッチ素子9→半導体スイッチ素子8→インバータ回路100の経路で流れ、交流電源1を回生する。
この時、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc*に維持できるように、Vdc*−Vinにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね(−1)になるように電流Iinを制御して出力する。この間、インバータ回路100が発生する電圧極性と電流Iinの極性は対向するので、インバータ回路100の直流電圧源7は充電される。
図20に示すように、半導体スイッチ素子80がオン状態、半導体スイッチ素子8がオフ状態の場合、平滑コンデンサ12からのからの電流は、平滑コンデンサ12→半導体スイッチ素子80→半導体スイッチ素子6→半導体スイッチ素子3→リアクトル2→交流電源1→半導体スイッチ素子9→平滑コンデンサ12の経路で流れる。
半導体スイッチ素子8がオン状態、半導体スイッチ素子81がオフ状態の時は、半導体スイッチ素子6→半導体スイッチ素子3→リアクトル2→交流電源1→半導体スイッチ素子9→半導体スイッチ素子8→半導体スイッチ素子6の経路で電流が流れる。
このような直流電圧源7の充放電を行わないPWM位相範囲30を調整することで、交流電源1の一周期における充放電量を調整する。なお、半導体スイッチ素子3、6がオン、半導体スイッチ素子4、5がオフの状態の代わりに、半導体スイッチ素子4、5をオン、半導体スイッチ素子3、6をオフ状態としてもよい。
また、短絡位相範囲20において、半導体スイッチ素子8、9の代わりに半導体スイッチ素子80、81をオン状態としても良い。また、交流電源1の極性が正の場合に半導体スイッチ素子80のみオン状態とし、交流電源1の極性が負の場合に半導体スイッチ素子81のみオン状態としてもよく、その場合、他方の半導体スイッチ素子80、81に接続されたダイオードを経て電流が流れる。
まず、インバータ回路100の直流電圧源7が所望の電圧であり、充放電調整の必要が無い場合、つまり、PWM位相範囲30が無い(θ3=θ1)として説明する。
0≦θ≦π/2の位相期間では、インバータ回路100の直流電圧源7は、0≦θ≦θ1、θ2≦θ≦π/2の期間で放電され、θ1≦θ≦θ2の期間で充電される。インバータ回路100の直流電圧源7の充放電エネルギが等しいとすると、実施の形態1と同様に式1の数式が成り立つ。
したがって、式2により、平滑コンデンサ12の目標電圧Vdc*はθ1により決まり、即ちθ1を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcは目標電圧Vdc*に追従するように制御される。
図16は、直流電圧源7の電圧が所望の電圧よりも低く、放電量を削減して所望の電圧に近づける場合の例である。前述したように、0≦θ≦θ1及びθ2≦θ≦π/2の期間は直流電圧源7を放電し、θ1≦θ≦θ2の期間は直流電圧源7を充電し、θ1は充放電量が等しくなる位相として設定している。
したがって、θ3≦θ≦θ1の期間を設け、その間にコンバータ回路200による電流Iinの制御を実施し、半導体スイッチ素子3、6がオン、半導体スイッチ素子4、5がオフの状態として直流電圧源7の充放電を行わなくすることで、放電量を削減することができる。また、θ3を調整することで、放電量を調整することができる。つまり、放電量を大きくする場合はθ3をθ1に近づけ、放電量を小さくする場合はθ3を0に近づける。
これにより、直流電圧源7の直流電圧Vsubが目標電圧Vsub*よりも高いときはθ3を増加させて充電量を減少させ、直流電圧源7の直流電圧Vsubが目標電圧Vsub*よりも低いときはθ3を減少させて放電量を減少させる。
そして、交流電源1の入力電圧の位相θ1〜θ3においてはコンバータ回路200をPWM制御し、それ以外の期間においてはインバータ回路100をPWM制御することで、平滑コンデンサ12から交流電源1に電力を回生する場合でも、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc*に追従させ、交流電源1からの入力力率を改善するように制御しながら、インバータ回路100の直流電圧源7の充放電量を調整することができる。
つまり式2〜式5より、交流電源1からの入力電圧実効値Vacと平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcの取りうる範囲を決定する際に、直流電圧源7の充放電量の調整によるマージンを考慮する必要がないので、インバータ回路100の直流電圧源7の電圧Vsubを増加させることなく、電力変換装置の動作範囲を拡大することができ、小型化、低価格化、低損失化が実現できる。
これにより、インバータ回路100は交流電源1の電圧と逆特性の電圧を出力するので、直流電圧源7は放電される。直流電圧源7の充電量が減少し、放電量が増加するので、直流電圧源7の電圧Vsubを減少させることができる。
また、リアクトル2の印加電圧は、交流電源1の電圧Vinとインバータ回路100が出力する電圧との差電圧となるので、リアクトル2の印加電圧を低減することができる。
したがって、リアクトル2の鉄損及びインダクタンス値を低減することができ、電力変換装置を低損失化、小型化、低価格化することができる。
インバータ回路100の直流電圧源7の充放電量が等しくなるように式2を満足している条件で、直流電圧源7の電圧を増加させることなく、平滑コンデンサ12の電圧Vdcを低下させようとすると、θ1は位相0の方へ移動する。
そして、図21(a)に示すように、式4の条件により制限され、0<θ1’<θ1となる位相θ1’で決定する平滑コンデンサ12の電圧Vdcが降圧限界となる。
これにより、0≦θ≦θ1’の期間においてインバータ回路100の直流電圧源7には電流が流れ込まず、充放電を行わないので、放電量が減少することとなる。
ただし、インバータ回路100の直流電圧源7の直流電圧Vsubと目標電圧Vsub*からθ4を算出する際に、図11に示すように、直流電圧源7の直流電圧Vsubと目標電圧Vsub*の差52に対して、極性を反転(−1を乗算)してPI制御を行う。
これにより、直流電圧源7の直流電圧Vsubが目標電圧Vsub*よりも高いときはθ4を増加させて充電量を減少させ、直流電圧源7の直流電圧Vsubが目標電圧Vsub*よりも低いときはθ4を減少させて充電量を増加させる。
つまり、インバータ回路100の直流電圧源7の電圧を増加させることなく、電力変換装置の降圧限界を下げることが可能となる。
まず、交流電源1の入力電圧実効値Vac及びコンバータ回路200の直流電圧源7の電圧Vsub及び平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcより、式4を満足できる最小のθ3を求める。そして、θ3≦θ≦θ2の充電量と、0≦θ≦θ1及びθ2≦θ≦π/2の放電量とが等しくなるように式7よりθ1を求める。そして、直流電圧源7の電圧Vsubの電圧低下量に応じて、θ1を0に近づけることにより、0≦θ≦θ1の期間における直流電圧源7の放電量を削減する。
これにより、交流電源1の入力電圧一周期トータルでの充電量が放電量を上回り、直流電圧源7の電圧Vsubを上昇し、規定の範囲に復帰させることができる。
まず、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdc及び交流電源1の入力電圧実効値Vac及び直流電圧源7の電圧Vsubからθ3算出部90より、式4を満足する最小のθ3を求める。次に、平滑コンデンサ12の直流電圧Vdc及び交流電源1の入力電圧実効値Vacからθ1算出部91より、式7を用いてθ1基準値92を算出する。そして、インバータ回路100の直流電圧源7の直流電圧Vsubと目標電圧Vsub*との差93に−1を乗算した極性反転値94を求める。そして、極性反転値94をフィードバック量として、PI制御し、θ1調整値Δθ1を求め、θ1基準値92と加算し、θ1を算出する。
平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc*に維持し、また入力力率が概ね1になるように電流Iinを制御するインバータ回路100及びコンバータ回路200の制御は、図8、図9と同様である。
さらに、交流電源1の入力電圧実効値Vacと直流電圧源7の電圧Vsubと平滑コンデンサ12の直流電圧Vdcからθ3≦θ≦θ2の直流電圧源7の充電量を最大限確保した上で、PWM位相範囲30を決定するθ1を減少させ、0≦θ≦θ1の直流電圧源7の放電量を削減する。
これにより、交流電源1の入力電圧一周期トータルでの充電量が増加し、直流電圧源7の電圧Vsubが上昇し、直流電圧源7の電圧Vsubが規定の範囲に復帰することができる。
そして、式7を満足するθ3基準値を求め、直流電圧源7の電圧Vsubの電圧低下量に応じて、θ3基準値からθ3を小さくし、位相範囲θ3≦θ≦θ2の充電量を増加させる。このことにより、交流電源1の一周期トータルでの充電量が増加し、直流電圧源7の電圧Vsubを上昇させることができる。
また、制御回路13は、平滑コンデンサ12の電力を交流電源1に回生する回生機能を備え、コンバータ回路200をPWM制御する期間において、コンバータ回路200を短絡させて平滑コンデンサ12をバイパスしているときは、インバータ回路200の出力電圧を交流電源1の電圧と逆特性となるように出力し、コンバータ回路200の直流出力を平滑コンデンサ12に出力しているときは、インバータ回路100の出力電圧を0とする。
また、制御回路13は、平滑コンデンサ12の電力を交流電源1に回生する回生機能を備え、インバータ回路100が有する直流電圧源7の電圧が所定の範囲外にあるとき、コンバータ回路200のPWM制御とインバータ回路100のPWM制御とを切り替える位相を制御することで、交流電源1からの入力力率を改善しながら、インバータ回路100が有する直流電圧源7の電圧を所定の範囲内に復帰させる。
3,4,5,6,8,9,80,81 半導体スイッチ素子
7 直流電圧源 10,11 整流ダイオード
12 平滑コンデンサ 13 制御回路
20 短絡位相範囲 30 PWM位相範囲
100 インバータ回路 200 コンバータ回路
Iin 入力電流 Vin 交流入力電圧
Vsub 直流電圧源7の直流電圧 Vdc 平滑コンデンサの直流電圧
Claims (24)
- 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第1の端に直列接続して前記単相インバータの出力を前記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数の半導体スイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の出力に接続され、他方の交流端子が前記交流電源の第2の端子に接続され、前記直流母線間に直流電圧を出力するコンバータ回路と、前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
前記インバータ回路と前記コンバータ回路の出力を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を改善するように、前記インバータ回路の出力制御と前記コンバータ回路の出力制御とを切り替えるものであって、前記コンバータ回路をPWM制御し、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充放電量を調整することを特徴とする電力変換装置。 - 前記インバータ回路は、複数の前記単相インバータで構成され、前記各単相インバータの出力の総和を前記交流電源の出力に重畳することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記交流電源の電圧値、前記直流母線間の電圧値及び前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧値から、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充放電量が等しくなるように、前記コンバータ回路を短絡して前記平滑コンデンサをバイパスさせる位相を制御することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧値により、前記インバータ回路のPWM制御と前記コンバータ回路のPWM制御とを切り替える位相を制御することを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧値が所定の電圧値よりも小さい場合に、前記コンバータ回路を短絡する位相以上の期間で前記コンバータ回路のPWM制御を行い、前記インバータ回路が有する直流電圧源の放電量を減少させることを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧値が所定の電圧値よりも大きい場合に、前記コンバータ回路を短絡する位相以下の期間で前記コンバータ回路のPWM制御を行い、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充電量を減少させることを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記交流電源の出力電圧がゼロクロスするタイミングで、前記インバータ回路のPWM制御と前記コンバータ回路のPWM制御とを切り替える位相を決定することを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記交流電源の出力電圧がピークとなるタイミングで、前記インバータ回路のPWM制御と前記コンバータ回路のPWM制御とを切り替える位相を決定することを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記コンバータ回路をPWM制御しているときに、前記インバータ回路の出力電圧を0に固定することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電力を前記交流電源に回生する回生機能を備え、前記コンバータ回路をPWM制御し、前記インバータ回路が有する前記直流電圧源の充放電量を調整することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第1の端に直列接続して前記単相インバータの出力を前記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数の半導体スイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の出力に接続され、他方の交流端子が前記交流電源の第2の端子に接続され、前記直流母線間に直流電圧を出力するコンバータ回路と、前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記インバータ回路と前記コンバータ回路の出力を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を改善するように、前記インバータ回路の出力制御と前記コンバータ回路の出力制御とを切り替えるものであって、前記コンバータ回路をPWM制御する期間において、前記コンバータ回路を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスしているときは、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と逆特性となるように出力し、前記コンバータ回路の直流出力を前記平滑コンデンサに出力しているときは、前記インバータ回路の出力電圧を0とすることを特徴とする電力変換装置。 - 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電力を前記交流電源に回生する回生機能を備え、前記コンバータ回路をPWM制御する期間において、前記コンバータ回路を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスしているときは、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と逆特性となるように出力し、前記コンバータ回路の直流出力を前記平滑コンデンサに出力しているときは、前記インバータ回路の出力電圧を0とすることを特徴とする請求項11に記載の電力変換装置。
- 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第1の端に直列接続して前記単相インバータの出力を前記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数の半導体スイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の出力に接続され、他方の交流端子が前記交流電源の第2の端子に接続され、前記直流母線間に直流電圧を出力するコンバータ回路と、前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記インバータ回路と前記コンバータ回路の出力を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を改善するように、前記インバータ回路の出力制御と前記コンバータ回路の出力制御とを切り替えるものであって、前記交流電源のゼロクロス付近の位相でのみ前記コンバータ回路をPWM制御し、前記直流母線間の電圧を低下させることを特徴とする電力変換装置。 - 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電力を前記交流電源に回生する回生機能を備え、前記交流電源のゼロクロス付近の位相でのみ前記コンバータ回路をPWM制御し、前記直流母線間の電圧を低下させることを特徴とする請求項13に記載の電力変換装置。
- 複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とを有する単相インバータの交流側を直列接続して構成され、該交流側を交流電源の第1の端に直列接続して前記単相インバータの出力を前記交流電源の出力に重畳するインバータ回路と、直流母線間に複数の半導体スイッチを有し、一方の交流端子が前記インバータ回路の出力に接続され、他方の交流端子が前記交流電源の第2の端子に接続され、前記直流母線間に直流電圧を出力するコンバータ回路と、前記直流母線間に接続され、前記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記インバータ回路と前記コンバータ回路の出力を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を改善するように、前記インバータ回路の出力制御と前記コンバータ回路の出力制御とを切り替えるものであって、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧が所定の範囲外にあるとき、前記コンバータ回路のPWM制御と前記インバータ回路のPWM制御とを切り替える位相を制御することで、前記交流電源からの入力力率を改善しながら、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧を所定の範囲内に復帰させることを特徴とする電力変換装置。 - 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さく、かつ、前記交流電源の電圧よりも小さくなる場合に、前記インバータ回路のPWM制御から前記コンバータ回路のPWM制御に切り替え、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充電量が大きくなるように、前記コンバータ回路のPWM制御から前記インバータ回路のPWM制御に切り替える位相を制御することを特徴とする請求項15に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さく、かつ、前記直流母線間の直流電圧と前記交流電源の出力電圧との差よりも小さくなる場合に、前記インバータ回路のPWM制御から前記コンバータ回路のPWM制御に切り替え、前記インバータ回路が有する直流電圧の充電量が大きくなるように、前記インバータ回路のPWM制御から前記コンバータ回路のPWM制御に切り替える位相を制御することを特徴とする請求項15に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも大きい場合、前記直流母線間の電圧を高くして、前記インバータ回路が有する直流電圧源の放電量が大きくなるように制御することを特徴とする請求項15に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さい場合、前記直流母線間の電圧を低くして、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充電量が大きくなるように制御することを特徴とする請求項15に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも大きい場合、前記コンバータ回路をPWM制御する期間において、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と同特性となるように出力し、前記インバータ回路が有する直流電圧源の放電量が大きくなるように制御することを特徴とする請求項15に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記コンバータ回路を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスしているときは、前記インバータ回路の出力電圧を0とし、前記コンバータ回路の直流出力を前記平滑コンデンサに出力しているときは、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と同特性となるように出力することを特徴とする請求項20に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記インバータ回路が有する直流電圧源の直流電圧が所定の電圧範囲よりも小さい場合、前記コンバータ回路をPWM制御する期間において、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と逆特性となるように出力し、前記インバータ回路が有する直流電圧源の充電量が大きくなるように制御することを特徴とする請求項15に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記コンバータ回路を短絡させて前記平滑コンデンサをバイパスしているときは、前記インバータ回路の出力電圧を前記交流電源の電圧と逆特性となるように出力し、前記コンバータ回路の直流出力を前記平滑コンデンサに出力しているときは、前記インバータ回路の出力電圧を0とすることを特徴とする請求項22に記載の電力変換装置。
- 前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電力を前記交流電源に回生する回生機能を備え、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧が所定の範囲外にあるとき、前記コンバータ回路のPWM制御と前記インバータ回路のPWM制御とを切り替える位相を制御することで、前記交流電源からの入力力率を改善しながら、前記インバータ回路が有する直流電圧源の電圧を所定の範囲内に復帰させることを特徴とする請求項15に記載の電力変換装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012142617A JP5523508B2 (ja) | 2012-06-26 | 2012-06-26 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2012142617A JP5523508B2 (ja) | 2012-06-26 | 2012-06-26 | 電力変換装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2014007879A JP2014007879A (ja) | 2014-01-16 |
JP5523508B2 true JP5523508B2 (ja) | 2014-06-18 |
Family
ID=50105164
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012142617A Active JP5523508B2 (ja) | 2012-06-26 | 2012-06-26 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5523508B2 (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9397555B2 (en) | 2013-10-22 | 2016-07-19 | Toshiba Tec Kabushiki Kaisha | AC-DC power conversion circuit with current harmonic suppression |
US9722500B2 (en) | 2013-10-23 | 2017-08-01 | Toshiba Tec Kabushiki Kaisha | Digital broadcast receiver apparatus and method |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6232341B2 (ja) * | 2014-05-09 | 2017-11-15 | 東芝テック株式会社 | 電力変換装置 |
JP6313659B2 (ja) | 2014-05-26 | 2018-04-18 | 東芝テック株式会社 | 電力変換装置 |
JP6196949B2 (ja) | 2014-08-07 | 2017-09-13 | 東芝テック株式会社 | 電力変換装置 |
JP2014231010A (ja) * | 2014-08-25 | 2014-12-11 | 株式会社大一商会 | 遊技機 |
JP6277143B2 (ja) * | 2015-02-06 | 2018-02-07 | 東芝インフラシステムズ株式会社 | 電源装置およびacアダプタ |
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US10243475B2 (en) | 2013-10-23 | 2019-03-26 | Toshiba Tec Kabushiki Kaisha | Power conversion device and method of operating a power conversion device |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP2014007879A (ja) | 2014-01-16 |
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