JP6129106B2 - 外部給電システム - Google Patents

Description

本発明は、蓄電装置から電力でモータを駆動するとともに、外部の電気負荷に電力を供給する外部給電システムに関する。

特許文献１は、車両外部の交流電源または交流電気負荷と、車載直流電源（蓄電装置）との間で電力を授受可能な電動機駆動および動力処理装置を開示する。この装置は、直流電源と、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、以下「ＰＷＭ」とも称する。）される２つのインバータと、２つの誘導電動機と、制御ユニットと、入力／出力ポートと、ＥＭＩフィルタとを備える。各誘導電動機は、Ｙ結線された巻線を含み、各巻線の中性点に入力／出力ポートが接続される。

この装置においては、再充電モード時、入力／出力ポートに接続される単相電源から各巻線の中性点に与えられる交流電力を直流電力に変換して直流電源を充電することができる。また、各巻線の中性点間に正弦波の調整された交流電力を発生し、その発生した交流電力を入力／出力ポートに接続される外部装置へ出力することができる。

特許文献２は、蓄電装置と車両外部の電気負荷または電源との間で電力を授受する際に発生するコモンモードノイズを十分に抑制し、かつ、コモンモードチョークコイルを小型化することができる。その結果、車両の小型化を阻害することなく、コモンモードノイズを十分に抑制することができる。

特開平４−２９５２０２号公報 特開２００８−１５４３９９号公報

特許文献１，２においては、軽負荷時にインバータのデッドタイムに起因する直流誤差電圧が発生することについて認識がない。このため、出力に絶縁トランスを接続した場合、トランスが偏磁して過電流よる過熱が発生したり、出力波形歪により電力品質が悪化する可能性がある。

本発明は、直流電力を出力する蓄電装置と、それぞれが上下のスイッチ素子を含む複数のインバータアームを有し、蓄電装置からの直流電力を交流にそれぞれ変換する２つのインバータと、前記２つのインバータによって駆動される２つのモータと、前記２つのインバータを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記２つのインバータにそれぞれ駆動信号を供給し、この駆動信号において、前記２つのインバータのキャリア周波数差あるいはキャリア位相差を調整することで、前記２つのモータの中性点間に所定の交流電力を発生するとともに、前記２つのインバータにおける各インバータアームの上下のスイッチ素子がともにオフ状態で前記駆動信号が供給される期間であるデッドタイム期間に発生するデッドタイム誤差電圧による直流誤差電圧を補償する。

また、一実施形態では、前記制御部は、外部給電を行うか否かを判定し、外部給電を行う場合に、２つのインバータのキャリア周波数を同じに設定する。

また、他の実施形態では、前記制御部は、外部給電を行うか否かを判定し、外部給電を行う場合に、２つのインバータのキャリアを同期させるとともに、２つのインバータのキャリアの位相差を所定値に設定する。

デッドタイム期間の直流誤差電圧が低減され、トランス偏磁による過電流や出力波形歪を防止できる。

システム構成を示すブロック図である。 過電流の発生状態を示す図である。 インバータの構成及びデッドタイムとＰＷＭ電圧を示す図である。 中性点出力電圧に対するキャリア周波数の影響を示す図である。 中性点出力電圧に対するキャリア位相の影響を示す図である。 トランス一次電流に対するキャリア位相の影響を示す図である。 トランス一次電流に対するキャリア周波数の影響を示す図である。 制御部の内部構成を示す図である。 キャリア周波数の制御を示すフローチャートである。 キャリアの位相差の制御を示すフローチャートである。

以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。なお、本発明は、ここに記載される実施形態に限定されるものではない。

＜システム構成＞
図１は、本発明の実施の形態１による外部給電システムの全体構成を示すブロック図であり、このシステムは、車載されて車両内部または外部の電気負荷に給電する。

直流電力を出力する蓄電装置であるバッテリ１０には、オンオフスイッチであるメインリレーＭｒを介しコンデンサ１２が並列接続されている。コンデンサ１２には、昇圧コンバータ１４が接続されており、バッテリ側１０の昇圧前電圧ＶＬを昇圧電圧ＶＨに昇圧する。

昇圧コンバータ１４は、コイル１６と、直列接続されたスイッチング素子１８，２０からなっている。スイッチング素子１８，２０は、ＩＧＢＴなどのトランジスタとトランジスタとは逆方向電流を流すダイオードの並列接続で形成されている。

バッテリ１０の正極にはコイル１６の一端が接続され、コイル１６の他端は直列接続したスイッチング素子１８とスイッチング素子２０の中間点に接続されている。すなわち、コイル１６の他端がスイッチング素子１８のエミッタおよびスイッチング素子２０のコレクタに接続されている。スイッチング素子１８のコレクタは、昇圧コンバータ１４の出力である昇圧電圧ＶＨの正側母線に接続されており、スイッチング素子２０のエミッタは昇圧前電圧ＶＬおよび昇圧前電圧ＶＨの負側母線に接続されている。また、ＶＨの正側母線と負側母線の間には平滑用のコンデンサ２２が接続されている。

昇圧電圧ＶＨは、ＭＧ１用インバータＩＮＶ１およびＭＧ２用インバータＩＮＶ２に供給される。すなわち、昇圧電圧ＶＨの正負母線はそれぞれＩＮＶ１およびＩＮＶ２の正負母線に接続されている。

ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、三相の交流電流を出力するもので、それぞれ６つのスイッチング素子からなっており、同様の構成を有している。すなわち、ＩＮＶ１は、Ｕ相アームＩＮＶ１ｕ、Ｖ相アームＩＮＶ１ｖおよびＷ相アームＩＮＶ１ｗを含み、これらは正負母線間に並列に接続される。各相相アームは、正負母線間に直列接続されたスイッチング素子からなる。各スイッチング素子は昇圧コンバータ１４のスイッチング素子と同様に、トランジスタとダイオードの並列接続で構成されている。インバータの駆動信号により、各スイッチング素子がオンオフされて、三相交流電流が出力される。

ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の出力には、三相交流モータであるモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２が接続されている。すなわち、ＩＮＶ１の３つのアームＩＮＶ１ｕ，ＩＮＶ１ｖ，ＩＮＶ１ｗの中点には、ＭＧ１のＵ，Ｖ，Ｗ相コイル端、ＩＮＶ２の３つのアームＩＮＶ２ｕ，ＩＮＶ２ｖ，ＩＮＶ２ｗの中点には、ＭＧ２のＵ，Ｖ，Ｗ相コイル端が接続されている。各相コイルの他端は中性点で相互に接続されている。従って、ＭＧ１，ＭＧ２がＩＮＶ１，ＩＮＶ２から出力される三相交流電力によって駆動される。

例えば、ハイブリッド車においては、内燃機関であるエンジンが別途搭載されており、エンジンの駆動力によって、発電したり、車両の駆動力を発生する。例えば、ＭＧ１は、主としてエンジン駆動力によって発電し、ＭＧ２は主として車両の駆動力を発生する。この場合、ＭＧ１，ＭＧ２と、エンジンの出力軸を遊星歯車機構からなる動力変換機構に接続し、ここからの駆動力を車両の駆動軸を介し車輪に伝達するとよい。

そして、ＭＧ１，ＭＧ２のステータコイルの中性点間には、コンデンサ２８が接続されるとともに、絶縁トランス３０の一次側が接続されている。この絶縁トランス３０は、一次側コイルと鉄心を介して配置された二次側コイルからなり一次側からの交流電力を二次側に伝達する。特に、一次側と二次側とは磁気結合しているだけであって電気的には絶縁されている。

絶縁トランス３０の二次側は、例えば、商用電源と同様の交流出力となっており、例えばコンセントが形成され、このコンセントに接続される電気負荷３２に所望の交流電力を供給する。通常は、絶縁トランス３０の一次側に５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電力を供給し、絶縁トランス３０の二次側に商用電源と同様の５０Ｈｚまたは６０Ｈｚで１００ｖの交流電力を得る。

制御部４０は、ＭＧ１ＥＣＵ、ＭＧ２ＥＣＵの２つの独立したＥＣＵを含んでおり、ＭＧ１ＥＣＵがＩＮＶ１，ＭＧ２ＥＣＵがＩＮＶ２を駆動するためのＰＷＭ信号（駆動信号）を生成し、その生成したＰＷＭ信号をＩＮＶ１，ＩＮＶ２に供給し、ＭＧ１，ＭＧ２の駆動を制御する。また、制御部４０は、昇圧コンバータ１４を駆動するためのＰＷＭ信号を生成し、その生成したＰＷＭ信号を昇圧コンバータ１４に供給する。すなわち、アクセルペダルの踏み込み量などから目標出力トルクが決定され、ＭＧ２の目標出力が決定され、目標ｄ，ｑ軸電流が算出される。ＭＧ２のモータ電流、回転位相の検出結果から現在のｄ，ｑ軸電流（実ｄ，ｑ軸電流）を算出し、この実ｄ，ｑ軸電流と目標ｄ，ｑ軸電流の誤差が小さくなるようにＰＷＭ信号（駆動信号）を生成する。また、目標出力トルクなどに基づき、目標昇圧電圧ＶＨ＊を算出し、昇圧コンバータ１４のスイッチング素子をＰＷＭ制御する。さらに、バッテリ１０の充電状態（ＳＯＣ）に基づき、エンジンの駆動を制御し、ＩＮＶ２の駆動を制御しＭＧ１による発電の制御も行う。

ここで、本実施形態においては、上述のようなＭＧ１，ＭＧ２の駆動制御の他に、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の駆動制御によって、ＭＧ１，ＭＧ２の中性点電圧を制御し、絶縁トランス３０の一次側に所定の交流電流を供給する。すなわち、上側スイッチング素子のオンデューティと下側スイッチング素子のオンデューティーを変化させることで、ＭＧ１，ＭＧ２の中性点電圧を同一周期で変更し、かつ両者の位相を１８０度異ならせることで、所望の交流電流を絶縁トランス３０の一次側に供給する。そして、絶縁トランスの二次側に商用電源と同等の交流電力を得る。

このために、制御部４０は、出力電圧制御指令出力部５０を有しており、この出力電圧制御指令出力部５０が、絶縁トランス３０の二次側出力が目標となるＡＣ出力となるように制御信号を生成する。そして、この制御信号をＭＧ１ＥＣＵ，ＭＧ２ＥＣＵからのＰＷＭ信号に重畳することで、ＭＧ１，ＭＧ２の中性点電圧を制御する。さらに本実施形態では、キャリア周波数・位相制御指令出力部５２を有しており、絶縁トランス３０の出力が所定の条件の場合において、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のキャリア周波数や、キャリア位相を制御する。

ＩＮＶ１，ＩＮＶ２をＰＷＭ制御して、絶縁トランス３０の一次側に交流電流を供給する際に、ＰＷＭ制御のデッドタイムに起因して直流電流が流れ、絶縁トランス３０に偏磁が発生し過電流が流れる場合がある。

すなわち、図１に示すようなシステムでは、絶縁トランス３０の二次側の無負荷時においてＩＮＶ１，ＩＮＶ２における電流が変動し、両者の中性点の電圧が変動が所期のものとならず、絶縁トランス３０において過電流が発生する場合がある。

そこで、本実施形態の制御部４０のキャリア周波数・位相制御指令出力部５２においては、ＭＧ１ＥＣＵと、ＭＧ２ＥＣＵにおいてそれぞれ発生するＰＷＭ信号のキャリア周波数を調整したり、キャリアの位相差を制御する信号を出力し、これによってＭＧ１，ＭＧ２の中性点電圧を制御して、過電流の発生を防止する。これらについて、以下に説明する。

＜過電流の発生＞
図２に過電流保護で交流出力停止した状況を示す。このように、絶縁トランス３０の二次側には、所望の交流電圧が出力されている。ところが、絶縁トランス３０の二次側を開放した無負荷状態にもかかわらず、一次側の電流値が徐々に大きくなる。この例では１００Ａ程度の電流が流れ、過電流保護動作が発生し、絶縁トランス３０の一次側への電流供給が停止する。回路の状態と、絶縁トランス３０の電圧電流波形から、絶縁トランス３０の偏磁・磁気飽和により自己インダクタンスが低下し、過電流が発生していると考えられる。

絶縁トランスの偏磁要因としては、
（１）センサ誤差や、演算誤差に起因する、指令値直流誤差
（２）素子特性、駆動回路に起因する、スイッチングのばらつき
（３）ＭＧ１とＭＧ２の電圧差に起因するデッドタイム誤差
があげられる。

ここで、（１），（２）により交流出力端に直流成分が含まれ、この直流成分が大きいと絶縁トランス３０の鉄心が飽和し、励磁インダクタンスが低下するため励磁電流が急激に増加する。しかし、この（１），（２）では、無負荷時、負荷時にかかわらず、トランスの磁気飽和が発生するはずである。

一方、本システムでは、無負荷時に磁気飽和現象が発生し、負荷が大きい時には発生しない。これから、（１），（２）ではなく、（３）の要因で磁気飽和が発生していると考えられる。

本システムでは、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２を利用し、ＭＧ１，ＭＧ２の中性点間電圧を制御して給電する。また、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２は、制御部４０内に設けられる、独立したＭＧ１ＥＣＵと、ＭＧ２ＥＣＵで行われ、これらは通常非同期で制御される。

また、ＩＮＶ１のＰＷＭキャリア周波数は１０ｋＨｚ、ＩＮＶ２のＰＷＭキャリア周波数は５ｋＨｚである。キャリア周波数は高い方が制御性が高いが、ＭＧ２は大きな駆動力を出力する必要があり、キャリア周波数をあまり高くできない。そこで、ＭＧ１，ＭＧ２の特性を考慮すると、両キャリア周波数を異ならせることが好適である。

一方、本システムでは、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２の中性点間電圧を外部給電用の絶縁トランス３０へのＡＣ出力としている。

従って、
要因ｉ：ＭＧ１、ＭＧ２間キャリア周波数差、
要因ｉｉ：ＭＧ１、ＭＧ２間キャリア位相差、
が中性点間のＡＣ出力電圧に影響する。

要因ｉは、デッドタイム誤差とＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア周波数の違いが出力電圧に影響を与える要因である。要因ｉｉは、ＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア位相差が出力電圧に影響を与える要因である。

ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のデッドタイムとＰＷＭ電圧の関係を図３に示す。図３（ａ）に示すように、インバータは各アームの上下スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にＯＮ／ＯＦＦを切替えて必要な出力電圧を実現している。なお、実際は、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２とも、３本のアームを有し、６つのスイッチング素子をスイッチングしているが、図３（ａ）では、上下１つずつのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のみに簡略化して示している。

この上下スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の制御端（ゲート）への制御信号入力経路には、デッドタイム生成器６０−１，６０−２が設けられている。そして、このデッドタイム生成器６０−１，６０−２は、上下スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＯＮ／ＯＦＦ切替え時において双方ＯＮによるアーム短絡防止のため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方をオフするデッドタイムを付与している。デッドタイム期間中はＱ１，Ｑ２ともにＯＦＦとなるため、インバータ電流の極性に応じてデッドタイム誤差電圧が発生する。

すなわち、図３（ｂ）の上段に示すように、インバータ出力電流が＋Ｉａと正方向の場合、スイッチング素子Ｑ２がオフになりスイッチング素子Ｑ１がＯＮになるまでのデッドタイム期間中は正方向の電流＋Ｉａによりインバータ出力電圧が０Ｖのままになる。このため、マイナスのデッドタイム誤差電圧−Ｖｄが発生する。一方、図３（ｂ）の下段に示すように、インバータ出力電流が−Ｉａと負方向の場合、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦになりスイッチング素子Ｑ２がＯＮになる前のデッドタイム期間中はインバータ出力電圧がＶｄが出力され続けるため、プラスの誤差電圧＋Ｖｄが発生する。

そして、本システムの場合は、非同期で動作するＩＮＶ１，ＩＮＶ２で出力電流を制御するため、片側のインバータのスイッチング動作でインバータ出力電流の極性が変化する。そのため、デッドタイムによる出力電圧誤差が各インバータのスイッチング動作にも依存することになる。

次に、上述したデッドタイムとＰＷＭ電圧の関係から、キャリア周波数の差異およびキャリア位相差の影響について回路動作により検討する。

＜キャリア周波数差の影響＞
図４に、キャリア周波数差異の中性点出力電圧への影響を示す。図３で説明したように、デッドタイム誤差電圧は、インバータ出力電流の極性に依存する。インバータ出力電流が零付近ではＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスイッチング動作によって、インバータ出力電流の極性が変化するため、インバータのスイッチング動作にデッドタイム誤差電圧が影響を受ける。

図４（ａ）は、キャリア周波数（Ｆｓ１，Ｆｓ２）がＩＮＶ１，ＩＮＶ２で等しい場合である（Ｆｓ１＝Ｆｓ２）。この例では、ＩＮＶ１のキャリアと、ＩＮＶ２のキャリアの位相差は６０度としている。インバータ電流として、２つのインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２間の電流を示してある。２つのインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２間の電流は、ＭＧ１，ＭＧ２間の中性点間の電流であり、ここで示すのは、ＰＷＭのキャリア周期レベルでの電流変化である。また、ＩＮＶ１ゲート、ＩＮＶ２ゲートは、デッドタイムを付加したＰＷＭ信号を示しており、上側のスイッチング素子の制御信号である。

各インバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２において、インバータの出力電流が負方向のときにＱ１がＯＮし、正方向のときにＱ１がＯＦＦする。このため、デッドタイム誤差電圧が発生しない。その結果、ＩＮＶ１出力電圧Ｖｏ１とＩＮＶ２出力電圧Ｖｏ２の電圧差である中性点出力電圧に、誤差電圧は生じない。

図４（ｂ）は、キャリア周波数がＭＧ１の方がＭＧ２より大きい場合（２倍）である（Ｆｓ１＞Ｆｓ２）。また、ＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリアについては３０度程度の位相差がある。

この例では、図における最初の周期において、ＩＮＶ１がインバータの出力電流が正方向のときにスイッチング素子Ｑ１がＯＮする。このため、その際に−Ｖｄのデッドタイム誤差電圧が発生する。その周期において、スイッチング素子Ｑ１がオフする時はインバータの出力電流が正方向であり、デッドタイム誤差電流は生じない。また、２回目の周期では、インバータ出力電流が負方向のときにスイッチング素子Ｑ１がＯＮし、正方向のときにＯＦＦする。従って、２回目の周期では、デッドタイム誤差電圧は生じず、−Ｖｄのデッドタイム誤差電圧スイッチング素子Ｑ１のＰＷＭキャリア周期の２周期に一回、発生する。また、ＩＮＶ２はその出力電流が負方向のときにＱ１がＯＮし、正方向のときにＱ１がＯＦＦするため、デッドタイム誤差電圧が発生しない。

この結果、ＩＮＶ１とＩＮＶ２の出力における電位差である中性点出力電圧にはマイナスの直流電圧誤差（−Ｖｄ／２）が生じる。

＜キャリア位相差の影響＞
図５に、キャリア位相差異の中性点出力電圧への影響を示す。すなわち、中性点出力電圧のデッドタイム誤差電圧は、キャリア位相差にも依存する。

図５（ａ）に図４（ｂ）の場合をもう一度記載する。ＩＮＶ１がＩＮＶ２に対してキャリア周波数が２倍で、キャリア位相差が３０度の場合である。この場合、前述したように、中性点出力電圧にマイナスのデッドタイム誤差電圧（−Ｖｄ／２）が生じる。

図５（ｂ）は、ＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア位相差が６５度の場合である。この場合、最初の周期において、スイッチング素子Ｑ１がＯＮする際にインバータ出力電流が正方向であり、マイナスのデッドタイム誤差電圧（−Ｖｄ）が発生する。また、その周期のスイッチング素子Ｑ１がオフする時には、インバータ出力電流の極性が反転しており、インバータ出力電流が負方向のときにスイッチング素子Ｑ１がＯＦＦする。このため、このスイッチング素子Ｑ１のオフの際に、プラスのデッドタイム誤差電圧（＋Ｖｄ）が発生する。また、２回目の周期では、インバータ出力電流が負方向のときにスイッチング素子Ｑ１がＯＮし、正方向のときにＯＦＦする。従って、２回目の周期では、デッドタイム誤差電圧は生じない。

一方、ＩＮＶ２は、図５（ａ）と同様に出力電流が負のときにＱ１がＯＮし、正のときにＱ１がＯＦＦするため、デッドタイム誤差電圧が発生しない。

従って、中性点間出力電圧の誤差電圧はプラスのデッドタイム誤差電圧とマイナスのデッドタイム誤差電圧でキャンセルされるため結局、中性点間電圧の誤差電圧の平均値は０Ｖとなる。

このように、２つのインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２においてそのキャリア周波数が異なる場合、少なくとも１：２であるには、位相差を調整することで、発生するデッドタイム誤差電圧の平均値を０にすることが可能である。

特に、ハイブリッド車両における２つのモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２においては、上述したように、１０ｋＨｚ，５ｋＨｚのキャリア周波数を使用する場合がある。このような場合には、キャリア周波数の位相差を６５度程度とすることが好適である。

＜直流電流流出のメカニズム＞
キャリア周波数差、キャリア位相差によるデッドタイム誤差電圧の解析結果から直流流出のメカニズムを、実車の出力波形と対比して検討する。

図６に、無負荷時（絶縁トランス３０の出力側の電気負荷３２がない状態）の直流流出メカニズムと実機出力波形を示す。これらは、ＰＷＭキャリア周波数が５ｋＨｚ、１０ｋＨｚの２種類で、図中（ａ）がキャリアの位相差３０度、（ｂ）がキャリアの位相差６５度、（ｃ）がキャリア位相差１００度の場合を示している。絶縁トランス３０の一次側の交流の周波数は６０Ｈｚとしている。

図から明らかなように、ＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア周波数が異なると、キャリア位相差に依存する出力電圧誤差が発生する。

（ｉ）キャリア位相差が３０度の場合：中性点間出力電圧にマイナスのデッドタイム誤差電圧が発生するため、出力電圧にマイナスの直流電圧が発生する。

（ｉｉ）キャリア位相差６５度の場合：プラスのデッドタイム誤差電圧とマイナスのデッドタイム誤差電圧がキャンセルされるため、出力電圧に直流電圧は発生しない。

（ｉｉｉ）キャリア位相差１００度の場合：中性点間出力電圧にプラスのデッドタイム誤差電圧が発生するため、出力電圧にプラスの直流電圧が発生する。

このように、キャリア周波数が異なる場合には、上述したようにデッドタイム誤差電圧が発生し、キャリア位相差３０，１００度の場合には、絶縁トランス３０の一次側電流、電圧がデッドタイム誤差電圧に基づき変動する。

また、ＩＮＶ１とＩＮＶ２のＰＷＭキャリア信号が非同期なため、時間と共にＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア位相差が変化する。システムにおける無負荷時の出力電圧は、キャリア位相差とともに直流電圧が変化し、その極性に応じてトランスの磁束レベルが変化してトランス１次側に過電流が生じる。

図７に、キャリア周波数がＩＮＶ１を１０ｋＨｚ、ＩＮＶ２を５ｋＨｚの場合（図７（ａ））とＩＮＶ１，ＩＮＶ２とも５ｋＨｚ（図７（ｂ））の場合の実機出力波形を示す。ＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア周波数が等しい場合は、中性点間出力電圧に基本的にはデッドタイム誤差電圧が発生しないため、出力電圧の直流成分が１７．１（Ｖ）から２．３（Ｖ）に低減され、トランス偏磁が発生していないため、出力電圧の波形歪が発生していない。

＜本実施形態におけるトランス偏磁対策＞
トランス偏磁の原因である直流誤差電圧は、交流電力出力（主に軽負荷時に発生）、キャリア周波数、キャリア位相差に依存する。そのため、特に無負荷時にキャリア周波数、キャリア位相差を直流出力誤差電圧が極力発生しない値に設定することで、トランス偏磁現象を回避できる。図８に、制御部４０の具体的な構成例を示す。

ＭＧ１ＥＣＵ，ＭＧ２ＥＣＵは、それぞれ制御指令出力部と、ＰＷＭ変調部を有している。制御指令出力部が、電圧指令を生成し、これをＰＷＭ変調部に供給し、ＰＷＭ変調部から出力されるＰＷＭ信号によってＩＮＶ１，ＩＮＶ２のスイッチングが制御される。ここで、本実施形態では、ＭＧ１，ＭＧ２のステータコイル中性点電圧をＩＮＶ１とＩＮＶ２の零相電圧（中性点電圧）を制御することにより、ＭＧ１，ＭＧ２の中性点間に所望のＡＣ電圧を発生させて、これを出力する。

そこで、出力電圧制御指令出力部５０は、出力電圧指令値Ｖｓｒと出力電圧検出値Ｖｓを比較し、出力電圧が出力電圧指令値に追従するための制御指令を出力する。その制御指令は発電機イオンバータと電動機インバータ制御指令の零相分にある比率（ＭＧ１についてｋ倍、ＭＧ２について（１−ｋ）倍）で分配されて、制御指令出力部からの電圧指令にそれぞれ加算される。

そして、キャリア周波数・位相制御指令出力部５２は、出力トランス偏磁の原因となる直流出力誤差電圧を低減するための制御部であり、ＡＣ発電指令およびＭＧ１およびＭＧ２の動作状態から、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２における、ＰＷＭキャリア周波数、キャリア位相差を制御する。すなわち、制御部４０におけるキャリア周波数・位相制御指令出力部５２がＡＣ電圧出力に対する負荷が軽負荷または無負荷である場合において、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のキャリア周波数を同一にするか、または両者の位相差を適切なものに制御する。

上述したように、ＭＧ１は発電用であり、ＭＧ２は駆動用であり、ＭＧ２の方が出力が大きい。そこで、ＩＮＶ２のＰＷＭキャリア周波数が、ＩＮＶ１のキャリア周波数より小さい。実施形態では、ＩＮＶ２のＰＷＭキャリア周波数が５ｋＨｚ、ＩＮＶ１のＰＷＭキャリア周波数が１０ｋＨｚである。

このように、キャリア周波数が異なると、上述したように絶縁トランス３０の一次コイルに偏磁による過大電流が流れる可能性がある。本実施形態では、制御部４０のキャリア周波数・位相制御指令出力部５２が次のような処理を行う。

図９（Ａ），（Ｂ）では、キャリア周波数を変更する。

図９（Ａ）では、まずＡＣ出力を行うかを判定する（Ｓ１１）。この判定でＮＯの場合には処理を終了する。Ｓ１１の判定でＹＥＳの場合には、ＩＮＶ１およびＩＮＶ２のキャリア周波数を同一にする（Ｓ１２）。ここで、ＭＧ２の出力が大きいときには、ＩＮＶ１のキャリア周波数を５ｋＨｚ等に下げ、ＭＧ２の出力が比較的小さいときにはＩＮＶ２のキャリア周波数を１０ｋＨｚにあげることが好適である。

この例では、ＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア周波数が同等であれば直流出力誤差電圧が小さいため、ＡＣ発電モード時はＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア周波数が同等になるよう切替える。

図９（Ｂ）では、まずＡＣ出力を行うかを判定する（Ｓ２１）。Ｓ２１の判定でＹＥＳの場合には、ＡＣ出力の負荷が軽負荷かを判定する（Ｓ２２）。軽負荷かどうかの判定は、負荷が所定の閾値以下かにより行い、この閾値は、偏磁による過電流が発生する可能性があるかで決定すればよい。Ｓ２２の判定でＹＥＳの場合には、ＩＮＶ１およびＩＮＶ２のキャリア周波数を同一にする（Ｓ２３）。なお、Ｓ２１，Ｓ２２の判定でＮＯの場合にはそのまま処理を終了する。

特に、軽負荷時に直流出力誤差電圧が発生するため、ＡＣ発電モード時で、さらに軽負荷時であればＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア周波数が同等になるよう切替える。

図１０（Ａ），（Ｂ）では、キャリア周波数は変更せず、キャリアの位相差を変更する。

図１０（Ａ）では、まずＡＣ出力を行うかを判定する（Ｓ３１）。この判定でＮＯの場合には処理を終了する。Ｓ３１の判定でＹＥＳの場合には、ＩＮＶ１およびＩＮＶ２のキャリアの位相差を所定値に設定する（Ｓ３２）。上述したように、キャリア周波数が１０ｋＨｚ，５ｋＨｚの場合には、位相差を６５度程度に設定することで、偏磁による過大電流の発生を防止できる。ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のキャリア周波数は、予め設定された値であり、その場合において位相差をどのように設定すればよいかは予めわかっている。従って、ＡＣ電圧を出力する際には、ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のキャリアの位相差を予め設定されている値になるようにＰＷＭ信号を制御することで、偏磁による過電流を防止することができる。

ＩＮＶ１，ＩＮＶ２のキャリア周波数によっては、キャリアの適切な位相差が存在しない場合もある。その場合には、キャリア周波数を同一にしたり、適切な位相差が存在するキャリア周波数に変更し、キャリアの位相差を設定することが好適である。

直流出力誤差電圧はキャリア周波数の他に、ＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア位相差にも依存することから、ＡＣ発電モード時は、ＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア位相を同期し、ＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア位相を直流出力誤差電圧が小さい値に設定する。

図１０（Ｂ）では、まずＡＣ出力を行うかを判定する（Ｓ４１）。Ｓ４１の判定でＹＥＳの場合には、ＡＣ出力の負荷が軽負荷かを判定する（Ｓ４２）。Ｓ４２でＹＥＳの場合には、ＩＮＶ１およびＩＮＶ２のキャリアを同期させるとともにその位相差を所定値に設定する（Ｓ４３）。なお、Ｓ４１，Ｓ４２の判定でＮＯの場合にはそのまま処理を終了する。

特に、軽負荷時に直流出力誤差電圧が発生するため、ＡＣ電圧出力モード時で、さらに軽負荷時であればＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア位相を同期し、ＩＮＶ１とＩＮＶ２のキャリア位相を直流出力誤差電圧が小さい値に設定する。

図１０（Ｃ）では、まずＡＣ出力を行うかを判定する（Ｓ５１）。Ｓ５１の判定でＹＥＳの場合には、クランキング時か否かを判定する（Ｓ５２）。Ｓ５２でＹＥＳの場合には、ＩＮＶ１およびＩＮＶ２のキャリアを同期させるとともにその位相差を所定値に設定する（Ｓ５３）。なお、Ｓ５１，Ｓ５２の判定でＮＯの場合にはそのまま処理を終了する。

ＭＧ１は、エンジンの始動（クランキング）に用いられる。クランキング時は、ＭＧ１が駆動力を出力するがエンジンの始動時には出力の変動が大きく、インバータ電流の過渡変動により、絶縁トランス３０へのＡＣ出力において直流成分が生じやすくなる。本実施形態では、このようなクランキング期間において、キャリアの位相を所定のものに設定することで、絶縁トランス３０の偏磁を防止することができる。

このように、本実施形態の外部給電システムでは、２つのインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２による出力電圧にデッドタイム期間にデッドタイム誤差電圧が発生しない、あるいはデッドタイム誤差電圧が直流とならないため、出力の絶縁トランスの偏磁現象が発生せず、過電流や出力波形歪を防止できる。

１０ バッテリ、１２，２２，２８ コンデンサ、１４ 昇圧コンバータ、１６ コイル、１８，２０ スイッチング素子、３０ 絶縁トランス、３２ 電気負荷、４０ 制御部、５０ 出力電圧制御指令出力部、５２ キャリア周波数・位相制御指令出力部、６０ デッドタイム生成器。

Claims (3)

1. 直流電力を出力する蓄電装置と、
   それぞれが上下のスイッチ素子を含む複数のインバータアームを有し、蓄電装置からの直流電力を交流にそれぞれ変換する２つのインバータと、
   前記２つのインバータによって駆動される２つのモータと、
   前記２つのインバータを制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記２つのインバータにそれぞれ駆動信号を供給し、
   この駆動信号において、前記２つのインバータのキャリア周波数差あるいはキャリア位相差を調整することで、前記２つのモータの中性点間に所定の交流電力を発生するとともに、
   前記２つのインバータにおける各インバータアームの上下のスイッチ素子がともにオフ状態で前記駆動信号が供給される期間であるデッドタイム期間に発生するデッドタイム誤差電圧による直流誤差電圧を補償する、外部給電システム。
2. 請求項１に記載の外部給電システムにおいて、
   前記制御部は、
   外部給電を行うか否かを判定し、外部給電を行う場合に、２つのインバータのキャリア周波数を同じに設定する、
   外部給電システム。
3. 請求項１に記載の外部給電システムにおいて、
   前記制御部は、
   外部給電を行うか否かを判定し、外部給電を行う場合に、２つのインバータのキャリアを同期させるとともに、２つのインバータのキャリアの位相差を所定値に設定する、
   外部給電システム。