JP5397532B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
この発明は、電源装置に関し、より特定的には、磁気結合型リアクトルを有する多相コンバータを備えた電源装置に関する。
並列接続された複数のコンバータから成り、かつ位相をずらしてこれらのコンバータを動作させるように構成された、いわゆる多相コンバータが知られている。
特開2003−304681号公報(特許文献1)には、このような多相コンバータで直流電源の電圧を昇圧してモータなどの負荷に供給する電源装置を備えたハイブリッド車両が開示されている。
しかしながら、上述の文献には、磁気結合型リアクトルを有する多相コンバータを利用して直流電源の温度を上昇させる点は記載されていない。
この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、磁気結合型リアクトルを有する多相コンバータとを備えた電源装置において、リップル電流を増加させることによって、直流電源の温度を上昇させることである。
この発明に係る電源装置は、負荷に接続された電源配線と直流の電源との間に並列に接続される複数のチョッパ回路を含む多相コンバータと、複数のチョッパ回路の動作を制御する制御回路とを備える。複数のチョッパ回路の各々は、少なくとも1個のスイッチング素子と、スイッチング素子の動作に応じて電流が通過するように配置されたリアクトルとを含む。制御回路は、電源の温度が所定値よりも低い低温状態である場合、電源の温度が所定値よりも高い非低温状態である場合に比べて各リアクトル間の電流値の差が大きくなるように複数のチョッパ回路の動作を制御することによって、電源を流れる電流のリップル成分を増加させる。
好ましくは、複数のチョッパ回路は、第1リアクトルを流れる電流を調整する第1チョッパ回路と、第2リアクトルを流れる電流を調整する第2チョッパ回路とを少なくとも含む。第1リアクトルと第2リアクトルとは、互いに磁気的に結合するように配置される。制御回路は、低温状態である場合、非低温状態である場合に比べて第1リアクトルを流れる電流の値と第2リアクトルを流れる電流の値との差を増加させるように、第1チョッパ回路および第2チョッパ回路を制御する。
好ましくは、電源装置は、第1リアクトルを流れる電流の値を検出する第1センサと、第2リアクトルを流れる電流の値を検出する第2センサとをさらに備える。制御回路は、負荷の動作状態に基づいて電源配線の電圧指令値を設定する設定部と、電圧指令値および第1センサの検出値に基づいて第1の演算を行なった結果で第1チョッパ回路を制御するとともに電圧指令値および第2センサの検出値に基づいて第2の演算を行なった結果で第2チョッパ回路を制御する制御部とを含む。制御部は、低温状態である場合、第1センサおよび第2センサのいずれか一方のセンサの検出値に対して所定量を加えるオフセット処理を行なうことによって、第1リアクトルを流れる電流の値と第2リアクトルを流れる電流の値との差を増加させる。
好ましくは、制御部は、電源の温度に応じて所定量を変更する。
好ましくは、制御部は、所定条件が成立する毎に、オフセット処理の対象となる検出値を第1センサの検出値と第2センサの検出値との間で切り替える。
好ましくは、制御部は、所定条件が成立する毎に、オフセット処理の対象となる検出値を第1センサの検出値と第2センサの検出値との間で切り替える。
好ましくは、制御回路は、低温状態である場合、第1チョッパ回路および第2チョッパ回路のいずれか一方のチョッパ回路の動作を停止する停止処理を行なう。
好ましくは、制御回路は、所定条件が成立する毎に、停止処理の対象となるチョッパ回路を第1チョッパ回路と第2チョッパ回路との間で切り替える。
好ましくは、各チョッパ回路は、接地配線と電源配線との間に直列に接続された第1および第2のスイッチング素子を含む。リアクトルは、第1および第2のスイッチング素子の接続点と電源との間に接続されたコイル巻線を有し、各チョッパ回路のコイル巻線は、共通のコアの異なる部位に巻回される。
本発明によれば、磁気結合型リアクトルを有する多相コンバータを備えた電源装置において、直流電源の温度が低い場合、リップル電流を増加させることによって直流電源の温度を上昇させることができる。
以下に、本発明の実施例について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰り返さないものとする。
[第1実施例]
図1は、本発明の実施例による電源装置を備えたモータ駆動装置200の構成を示す回路図である。
図1は、本発明の実施例による電源装置を備えたモータ駆動装置200の構成を示す回路図である。
図1を参照して、モータ駆動装置200は、直流電源B1と、磁気結合型の多相コンバータ12と、平滑コンデンサC1と、制御回路210と、負荷220とを有する。多相コンバータ12および制御回路210により、本発明の実施例による電源装置が構成される。
直流電源B1は、直流電圧を出力する。直流電源B1は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。直流電源B1の温度TBが非常に低い場合、直流電源B1の放電可能電力および充電可能電力は非常に小さい値(たとえば数キロワット程度)となる。
多相コンバータ12は、平滑コンデンサC0と、並列接続されたチョッパ回路13−1および13−2とを含む。チョッパ回路13−1は、電力用半導体スイッチング素子(以下、単に「スイッチング素子」と称する)Q11およびQ12と、ダイオードD11およびD12と、リアクトルL1とを含む。スイッチング素子Q11およびQ12は、電源配線PLおよび接地配線GLの間に直列接続される。リアクトルL1は、スイッチング素子Q11およびQ12の接続ノードであるノードN1と、直流電源B1との間に電気的に接続される。ダイオードD11およびD12は、スイッチング素子Q11およびQ12に対してそれぞれ逆並列に接続される。平滑コンデンサC0は、直流電源B1の出力電圧である、多相コンバータ12の低圧側の直流電圧を平滑する。
同様に、チョッパ回路13−2は、チョッパ回路13−1と同様に構成され、スイッチング素子Q21およびQ22と、ダイオードD21およびD22と、リアクトルL2とを含む。リアクトルL2は、スイッチング素子Q21およびQ22の接続ノードであるノードN2と、直流電源B1の間に電気的に接続される。
多相コンバータ12では、リアクトルL1およびL2は、互いに磁気的に結合するように配置される。すなわち、リアクトルL1およびL2は、磁気結合型リアクトルを構成するように設けられる。
図2には、磁気結合型リアクトルの構成例が示される。
図2を参照して、磁気結合型リアクトルは、コア250と、コア250に巻回されたコイル巻線241,242とを含む。コア250は、外脚部251a,251bと、ギャップ253を挟んで対向するように配置された中央脚部252とを含む。
図2を参照して、磁気結合型リアクトルは、コア250と、コア250に巻回されたコイル巻線241,242とを含む。コア250は、外脚部251a,251bと、ギャップ253を挟んで対向するように配置された中央脚部252とを含む。
リアクトルL1を構成するコイル巻線241は、外脚部251aに巻回される。リアクトルL2を構成するコイル巻線242は、外脚部251bに巻回される。ここで、外脚部251aおよび251bの断面積をS1とし長さをLN1とすると、外脚部251a,251bの磁気抵抗R1は下記(1)式で示される。同様に、中央脚部252の断面積をS2、長さをLN2とし、ギャップ長をdとすると、中央脚部252の磁気抵抗R2は下記(2)式によって示される。なお、(1),(2)式において、μはコア250の透磁率を示し、μ0はギャップにおける空気中の透磁率を示す。
R1≒(1/μ)・(LN1/S1) …(1)
R2≒(1/μ)・2・(LN2/S2)+1/μ0・(d/S2) …(2)
本実施例では、磁気結合型リアクトルの定数S1,LN1,S2,LN2,dは、(1),(2)式によるR2>>R1となるように設定される。
R2≒(1/μ)・2・(LN2/S2)+1/μ0・(d/S2) …(2)
本実施例では、磁気結合型リアクトルの定数S1,LN1,S2,LN2,dは、(1),(2)式によるR2>>R1となるように設定される。
このように設定することにより、コイル巻線241の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線242と鎖交するとともに、コイル巻線242の通過電流によって生じた磁束の殆どがコイル巻線241と鎖交するようになる。この結果、図1において、リアクトルL1およびL2でそれぞれ生じた起電力の反対方向の逆起電力が、リアクトルL2およびL1にそれぞれ発生するようになる。
なお、コア250の形状については、図2の例に限定されるものではなく、図1に記載した等価回路を構成可能である限り、任意とすることができる。たとえば、外脚部251a,251bにもギャップを設けてもよい。また、本実施例では、多相コンバータ12の相の数を2相としたが、3相以上であってもよい。
再び図1を参照して、平滑コンデンサC1は、電源配線PLおよび接地配線GLの間に接続される。そして、負荷220は、電源配線PLおよび接地配線GLと接続されたインバータ14と、インバータ14と接続された交流モータM1とを含む。
インバータ14は、電源配線PL上の直流電力と、交流モータM1に入出力される交流電力との間の双方向の電力変換を行なう。そして、交流モータM1は、インバータ14によって入出力される交流電力により駆動されて、正または負のトルクを発生する。
インバータ14は、U相アーム15と、V相アーム16と、W相アーム17とから成る。U相アーム15、V相アーム16、およびW相アーム17は、電源配線PLおよび接地配線GLの間に並列に設けられる。U相アーム15はスイッチング素子Q5,Q6から構成され、V相アーム16はスイッチング素子Q7,Q8から構成され、U相アーム17はスイッチング素子Q9,Q10から構成される。スイッチング素子Q5〜Q10とそれぞれ逆並列にダイオードD5〜D10が接続される。U相アーム15、V相アーム16およびW相アーム17のそれぞれの中間ノードは、交流モータM1のU相、V相およびW相の固定子巻線の一端と接続される。これらの固定子巻線の他端同士は中性点で接続される。
交流モータM1は、たとえば、モータジェネレータとして動作する、永久磁石型の同期電動機により構成される。交流モータM1は、ハイブリッド自動車、電気自動車または燃料電池自動車等の電動車両の駆動輪の駆動トルクを発生するための駆動モータである。すなわち、モータ駆動装置200は、代表的には、電動車両に搭載される。交流モータM1は、電動車両の回生制動時には、駆動力の回転力によって回生発電を行なう。
あるいは、この交流モータM1は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。
電圧センサ20は、直流電源B1の出力電圧に相当する、多相コンバータ12の低圧側の直流電圧VLを検出する。電圧センサ22は、電源配線PLの電圧、すなわち、多相コンバータ12の高圧側の直流電圧VHを検出する。
電流センサ24は、インバータ14および交流モータM1の間を流れる各相のモータ電流MCRTを検出する。なお、3相の相電流の瞬時値の和は常に零であるため、3相中の2相にのみ電流センサ24を配置し、電流センサ24が非配置の相のモータ電流については、演算によって求めることも可能である。電流センサ25は、リアクトルL1を通過するリアクトル電流I1を検出し、電流センサ26は、リアクトルL2を通過するリアクトル電流I2を検出する。電圧センサ20,22による検出値VL,VH、電流センサ25,26による検出値I1,I2および電流センサ24による検出値MCRTは、制御回路210へ入力される。
さらに、制御回路210には、温度センサ21,27,28、アクセルペダルポジションセンサ29からの信号が入力される。
温度センサ21は、直流電源B1の温度TBを検出する。温度センサ27は、リアクトルL1の温度TL1を検出する。温度センサ28は、リアクトルL2の温度TL2を検出する。温度センサ21,27,28の検出結果は制御回路210へ入力される。
アクセルペダルポジションセンサ29は、ユーザによるアクセルペダルの踏み込み量を検出し、検出結果をアクセル信号Aとして制御回路210に送信する。
制御回路210は、図示しないCPU(Central Processing Unit)およびメモリを内蔵した電子制御ユニット(ECU:Electronic Control Unit)により構成され、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、所定の演算処理を実行するように構成される。あるいは、ECUの少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。
制御回路210は、上述した各センサから入力される信号と、交流モータM1の回転速度MRNおよびトルク指令値TRとに基づいて、交流モータM1が動作指令に従って動作するように、多相コンバータ12およびインバータ14におけるスイッチング素子Q11,Q12,Q21,Q22,Q5〜Q10のオンオフ(スイッチング)を制御する。具体的には、制御回路210は、電源配線PLの電圧を所望の電圧に制御するために、スイッチング素子Q11,Q12,Q21,Q22のオンオフを制御する信号PWM1,PWM2を生成する。さらに、制御回路210は、交流モータM1の出力トルクをトルク指令値TRに従って制御するために、交流モータM1へ印加される擬似交流電圧の振幅および/または位相を制御するように、スイッチング素子Q5〜Q10のオンオフを制御する信号PWMIを生成する。
チョッパ回路13−1,13−2の各々は、下アームのスイッチング素子Q12,Q22をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルL1,L2に通過させることによって、上アームのダイオードD11,D21による電流経路を用いて、低圧側の直流電圧VLを昇圧した直流電圧VHを電源配線PLに発生することができる(力行時、I1>0,I2>0)。
反対に、チョッパ回路13−1,13−2の各々は、上アームのスイッチング素子Q11,Q21をオンオフさせることにより、スイッチングされた電流をリアクトルL1,L2に通過させることによって、下アームのダイオードD12,D22による電流経路を用いて、高圧側の直流電圧VHを降圧した直流電圧VLにより直流電源B1を充電することができる(回生時、I1<0,I2<0)。
各チョッパ回路13−1,13−2では、力行時には上アームのスイッチング素子Q11,Q21はオフ固定することも可能であり、回生時には下アームのスイッチング素子Q12,Q22をオフ固定することも可能である。ただし、電流方向によって制御を切り替えることなく回生および力行に連続的に対応するために、各スイッチング周期内で、上アームのスイッチング素子Q11,Q21および下アームのスイッチング素子Q12,Q22を相補的にオンオフさせてもよい。
以下、本実施例では、スイッチング周期に対する下アームのスイッチング素子のオン期間の比率をデューティ比DTと定義することとする。すなわち、上アーム素子のオン期間比は、(1.0−DT)で示される。チョッパ回路の一般的な特性から、このデューティ比DTと各チョッパ回路13−1,13−2での電圧変換との関係は、下記(3)式によって示される。(3)式を変形することにより、高圧側の電圧VHは、(4)式によって示される。
DT=1.0−(VL/VH) ・・・(3)
VH=VL/(1.0−DT) ・・・(4)
(3),(4)式より、下アームのスイッチング素子Q12,Q22がオフに固定(DT=0.0)されるとVH=VLとなり、デューティ比DTを上昇させるのに従って電圧VHが上昇することが理解される。すなわち、制御回路210は、チョッパ回路13−1,13−2におけるデューティ比DTの制御により、電源配線PLの電圧VHを制御することができる。このようなコンバータ制御の詳細については、後ほど詳細に説明する。
VH=VL/(1.0−DT) ・・・(4)
(3),(4)式より、下アームのスイッチング素子Q12,Q22がオフに固定(DT=0.0)されるとVH=VLとなり、デューティ比DTを上昇させるのに従って電圧VHが上昇することが理解される。すなわち、制御回路210は、チョッパ回路13−1,13−2におけるデューティ比DTの制御により、電源配線PLの電圧VHを制御することができる。このようなコンバータ制御の詳細については、後ほど詳細に説明する。
多相コンバータ12を構成する2個のチョッパ回路13−1,13−2は、180(360/2)度、すなわちスイッチング周期に対して半周期分、位相をずらして動作する。したがって、信号PWM1およびPWM2の位相は、180度ずれている。
さらに、多相コンバータ12では、磁気結合型リアクトルによって、チョッパ回路13−1,13−2間で、リアクトル電流I1,I2のリップル成分を互いに低減し合うように作用する。したがって、図1の多相コンバータ12におけるデューティ比に対するリップル電流の特性は、通常のチョッパ回路とは異なるものとなる。
図3は、本発明の実施例による電源装置における多相コンバータ12の制御の構成を説明する機能ブロック図である。図3に示した各ブロックによる機能は、制御回路210によるソフトウェア処理によって実現してもよく、当該機能を実現する電子回路(ハードウェア)を制御回路210に構成することによって実現してもよい。
図3を参照して、図1に示した制御回路210は、電圧指令設定部300と、減算部310と、制御演算部320と、乗算部325と、電流制御部330と、変調部350と、判断部360とを含む。
電圧指令設定部300は、電圧要求値VHsysに従って、電圧指令値VHrを設定する。電圧要求値VHsysは、電源配線PLの電圧VHの要求値であって、たとえば外部ECU(図示せず)から与えられる。電圧要求値VHsysは、負荷220の動作状態(たとえば交流モータM1の回転速度MRNやトルク指令値TR)やユーザの要求(たとえばアクセル信号A)に応じて可変に設定される。電圧指令値VHrは、電源配線PLの電圧VHの制御目標値である。
減算部310は、電圧指令設定部300によって設定された電圧指令値VHrから、電圧センサ22によって検出された電圧VHを減算することによって、電圧偏差ΔVHを算出する。制御演算部320は、代表的にはPI制御(比例積分)演算に従って、電圧偏差ΔVHを零に近付けるように電流指令値Irを設定する。定性的には、ΔVHが増加(正方向へ変化)すると電流指令値Irは上昇し、ΔVHが減少(負方向へ変化)すると電流指令値Irは低下する。
乗算部325は、多相コンバータ12全体での電流指令値Irに0.5を乗算することによって、各チョッパ回路13−1,13−2の電流指令値Ir♯を算出する(Ir♯=Ir/2)。
電流制御部330は、第1電流制御部331と、第2電流制御部332とを含む。
第1電流制御部331は、電流センサ25が検出したリアクトル電流I1の値と、電流指令値Ir♯との電流偏差に基づく制御演算(PI制御演算等)に従って、デューティ指令値Id1を設定する。
第1電流制御部331は、電流センサ25が検出したリアクトル電流I1の値と、電流指令値Ir♯との電流偏差に基づく制御演算(PI制御演算等)に従って、デューティ指令値Id1を設定する。
第2電流制御部332は、電流センサ26が検出したリアクトル電流I2の値と、電流指令値Ir♯との電流偏差に基づいて第1電流制御部331と同様の制御演算(PI制御演算等)に従って、デューティ指令値Id2を設定する。
デューティ指令値Id1,Id2は、0.0≦Id1,Id2<1.0の範囲で設定される。第1電流制御部331および第2電流制御部332は、電流指令値Ir♯に対してリアクトル電流I1,I2を増加させるときにはデューティ比を上昇させる一方で、リアクトル電流I1,I2を減少させるときにはデューティ比を低下させるように、デューティ指令値Id1,Id2を設定する。
変調部350は、第1変調部351と、第2変調部352とを含む。第1変調部351は、所定周波数の三角波またはのこぎり波である搬送波CWと、デューティ指令値Id1との電圧比較に従って、チョッパ回路13−1を制御するための信号PWM1を生成する。搬送波CWの周波数は、チョッパ回路13−1,13−2のスイッチング周波数に相当する。また、搬送波CWのピーク電圧は、デューティ指令値Id1によって示されるデューティ比の0〜1.0の範囲と対応する。第1変調部351は、Id1>CWの期間では下アームのスイッチング素子Q12をオンし、CW>Id1の期間には、下アームのスイッチング素子Q12をオフするように、信号PWM1を生成する。
このように、電圧VHが電圧指令値VHrより低い場合には、下アームのデューティ比が増加する方向にデューティ指令値Id1が設定されることにより、リアクトル電流I1が増加するように、チョッパ回路13−1がパルス幅変調(PWM)により制御される。反対に、電圧VHが電圧指令値VHrより高い場合には、下アームのデューティ比が減少する方向にデューティ指令値Id1が設定されることにより、リアクトル電流I1が低下するように、チョッパ回路13−1がパルス幅変調(PWM)により制御される。
第2変調部352は、第1変調部351と同様の機能を有し、上記搬送波CWの反転信号、すなわち、搬送波CWから位相が180度ずれた信号と、デューティ指令値Id2との電圧比較に従って、チョッパ回路13−2を制御するための信号PWM2を生成する。これにより、チョッパ回路13−1,13−2では、スイッチング制御の位相を180度ずらした上で、電圧VHを電圧指令値VHrに制御するためのスイッチング制御(デューティ比制御)がそれぞれ独立に実行される。なお、上述のように、下アームのスイッチング素子Q12,Q22のオフ期間には、上アーム素子のスイッチング素子Q11,Q21をオンしてもよい。
このように、図3に示す制御構成に従って、多相コンバータ12では、並列接続された2つのチョッパ回路13−1および13−2が、電気角180°ずつ位相がずれるように動作するとともに、チョッパ回路13−1,13−2のそれぞれにおいて、電圧VHを電圧指令VHrへ制御するためのリアクトル電流I1,I2の制御が独立に行なわれる。
以上の制御が通常時の制御である。このような通常時の制御によって、実際のリアクトル電流I1とリアクトル電流I2とはほぼ同じ大きさとなる。このようにリアクトル電流I1,I2のバランスを保つことにより、リアクトル電流I1,I2のリップル成分が低減され、直流電源B1を流れる電流のリップル成分も低減される。通常、直流電源B1には内部抵抗が存在し、直流電源B1に電流を流すと直流電源B1の内部にはリップル成分の大きさに応じたジュール熱が発生する。したがって、リアクトル電流I1,I2のバランスを保ってリップル成分を低減することにより、直流電源B1の内部で発生する熱量を抑制でき、エネルギ損失を低減することができる。
ところが、直流電源B1の温度TBが非常に低い場合、上述したように直流電源B1の放電可能電力や充電可能電力は非常に小さい値となる。この場合、交流モータM1に十分な電力を供給できず、また、交流モータM1で発電した回生電力を十分に直流電源B1に充電させることができない。
そこで、本実施例による電源装置は、直流電源B1の温度TBが基準温度T0よりも低い場合は、上述のようにリアクトル電流I1,I2のバランスを保つのではなく、リアクトル電流I1,I2のバランスを積極的に崩すようにチョッパ回路13−1,13−2を制御する。なお、「リアクトル電流I1,I2のバランスを崩す」とは、リアクトル電流I1の大きさ(平均値)とリアクトル電流I2との大きさ(平均値)との差を増加させることを意味する。このように直流電源B1の温度TBが低い場合に積極的にリアクトル電流I1,I2のバランスを崩す制御を実行する点が、本実施例による電源装置の最も特徴的な点である。
この点についてより具体的に説明すると、制御回路210は、判断部360をさらに備える。判断部360は、温度TBが基準温度T0よりも低いか否かを判断し、判断結果を電流制御部330に出力する。
温度TBが基準温度T0よりも高い場合、電流制御部330は、積極的にリアクトル電流I1,I2のバランスを崩すようにデューティ指令値Id1,Id2を設定する。以下では、バランスを崩す手法の一例として、電流センサ25が検出したリアクトル電流I1の値をオフセットする場合を説明する。なお、バランスを崩す手法はこれに限定されるものではない。他の例については第2〜4実施例に記載する。
温度TBが基準温度T0よりも高い場合、電流制御部330は、上述した通常時の制御を行なう。すなわち、第1電流制御部331は、電流センサ25が検出したリアクトル電流I1の値をそのまま用いてPI制御演算を行なってデューティ指令値Id1を設定する。同様に、第2電流制御部332は、電流センサ26が検出したリアクトル電流I2の値をそのまま用いてPI制御演算を行なってデューティ指令値Id2を設定する。これにより、リアクトル電流I1,I2の大きさがほぼ同じ大きさに保たれるため、リアクトル電流I1,I2に含まれるリップル成分が低減される。
反対に、温度TBが基準温度T0よりも低い場合、電流制御部330は、電流センサ25が検出したリアクトル電流I1の値だけをオフセットする。すなわち、第1電流制御部330は、電流センサ25が検出したリアクトル電流I1の値にオフセット量α(>0)を加えた値を用いてPI制御演算を行なってデューティ指令値Id1を設定する。この際、オフセット量αは、温度TBが低いほど大きな値に設定される。なお、オフセット量αを固定値としてもよい。一方、第2電流制御部332は、電流センサ26が検出したリアクトル電流I2の値をそのまま用いてPI制御演算を行なってデューティ指令値Id2を設定する。これにより、リアクトル電流I1,I2のバランスが崩れ、オフセットしていない側のリアクトル電流I2のリップル成分が増加される。その結果、直流電源B1を流れる電流のリップル成分も増加し直流電源B1の内部で発生する熱量が増加するので、直流電源B1の温度TBが上昇する。
図4は、上述した機能を実現するために制御回路210が行なう処理手順を示すフローチャートである。以下に示すフローチャートの各ステップ(以下、ステップを「S」と略す)は、基本的には制御回路210によるソフトウェア処理によって実現されるが、制御回路210に設けられた電子回路等によるハードウェア処理によって実現されてもよい。
S10にて、制御回路210は、温度TBが基準温度T0よりも低いか否かを判断する。この処理が図3の判断部360の機能に相当する。
温度TBが基準温度T0よりも低い場合(S10にてYES)、制御回路210は、処理をS11に移し、オフセット量α(>0)を設定する。なお、オフセット量αは、上述したように温度TBが低いほど大きな値に設定される。続くS12にて、制御回路210は、電流センサ25が検出したリアクトル電流I1の値にオフセット量αを加えた値を用いてPI制御演算を行なってデューティ指令値Id1を設定する。このように電流センサの検出値をオフセットする処理を、以下では「オフセット処理」と呼ぶこととする。
一方、温度TBが基準温度T0よりも高い場合(S10にてNO)、制御回路210は、処理をS13に移し、電流センサ25が検出したリアクトル電流I1の値をそのまま用いてPI制御演算を行なってデューティ指令値Id1を設定する。つまり、制御回路210は、温度TBが基準温度T0よりも高い場合は、オフセット処理を行なわず、通常時の制御を行なう。
S14にて、制御回路210は、電流センサ26が検出したリアクトル電流I2の値をそのまま用いてPI制御演算を行なってデューティ指令値Id2を設定する。S11〜S14の処理が、図3の電流制御部330の機能に相当する。
S15にて、制御回路210は、デューティ指令値Id1に基づいて信号PWM1を生成するとともに、デューティ指令値Id2に基づいて信号PWM2を生成する。S16にて、信号PWM1,PWM2を多相コンバータ12に出力する。S15、S16の処理が、図3の変調部350の機能に相当する。
図5に、制御回路210がオフセット処理を行なった結果で得られるリアクトル電流I1,I2の波形を示す。なお、図4の一点鎖線は、比較のために、オフセット処理を行なっていない場合のリアクトル電流I2の波形を示す。
リアクトル電流I1の検出値にオフセット処理を施すと、リアクトル電流I1,I2のバランスが崩れる。これにより、リアクトル電流I2のリップル成分が増加する。つまり、図5に示すように、オフセット処理を行なった場合のリアクトル電流I2のリップル幅βは、オフセット処理を行なわない場合のリアクトル電流I2のリップル幅γよりも大きくなる。したがって、温度TBが基準温度T0よりも低い場合には、温度TBが基準温度T0よりも高い場合に比べて、直流電源B1を流れる電流(リアクトル電流I1,I2を合わせた電流)のリップル成分は、リップル幅βとリップル幅γとの差分だけ増加することになる。これにより、直流電源B1の内部で発生する熱量が増加するので、直流電源B1の温度TBが上昇する。
以上のように、本実施例に従う制御回路210は、直流電源B1の温度TBが基準温度T0よりも低い場合、リアクトル電流I1,I2の大きさのバランスを積極的に崩すように、リアクトル電流I1の検出値にオフセット処理を施す。これにより、直流電源B1を流れる電流のリップル成分を増加させて直流電源B1の温度TBを早急に上昇させ、直流電源B1の入出力特性を向上させることができる。
[第2実施例]
上述の第1実施例では、オフセット処理の対象がリアクトル電流I1の検出値のみであった。
上述の第1実施例では、オフセット処理の対象がリアクトル電流I1の検出値のみであった。
これに対して、第2実施例は、所定条件が成立する毎にオフセット処理の対象をリアクトル電流I1の検出値とリアクトル電流I2の検出値との間で切り替える。この点が第2実施例の特徴である。その他の構造、機能、処理は、前述の第1実施例と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰り返さない。
図6は、第2実施例に従う制御回路210が行なう処理手順を示すフローチャートである。なお、図6に示したフローチャートの中で、前述の図4に示したフローチャートと同じ処理については同じステップ番号を付してある。それらについて処理も同じである。したがって、それらについての詳細な説明はここでは原則として繰り返さない。
温度TBが基準温度T0よりも低い場合(S10にてYES)、制御回路210は、S11にてオフセット量αを設定する。
その後、S20にて、制御回路210は、リアクトル電流I1のオフセット処理中であるか否かを判断する。
リアクトル電流I1のオフセット処理中である場合(S20にてYES)、制御回路210は、S21にて、予め定められた切替条件が成立したか否かを判断する。この切替条件は、リアクトル電流I1のオフセット処理によってリアクトルL2の負荷が高くなる点(リアクトル電流I2のリップル成分が増加してリアクトルL2の温度が上昇する点)を考慮して設定されることが望ましい。たとえば、リアクトルL2の温度TL2が上限値を超えたという条件を、切替条件とすることができる。また、リアクトル電流I1の検出値のオフセット処理を継続している時間が所定時間を越えたという条件を、切替条件としてもよい。
切替条件が成立していない場合(S21にてNO)、制御回路210は、オフセット処理の対象をリアクトル電流I1の検出値のままとする(S12、S14、S15、S16)。一方、切替条件が成立した場合(S21にてYES)は、制御回路210は、オフセット処理の対象をリアクトル電流I1の検出値からリアクトル電流I2の検出値に切り替える。具体的には、制御回路210は、S13にて、リアクトル電流I1の検出値をそのまま用いてPI制御演算を行なってデューティ指令値Id1を設定する。続くS23にて、制御回路210は、リアクトル電流I2の検出値にオフセット量αを加えた値を用いてPI制御演算を行なってデューティ指令値Id2を設定する。
同様に、リアクトル電流I2のオフセット処理中である場合(S20にてNO)、制御回路210は、S22にて、予め定められた切替条件が成立したか否かを判断する。この切替条件は、上述のS21の処理で説明した考え方と同様の考え方で設定すればよい。
切替条件が成立していない場合(S22にてNO)、制御回路210は、オフセット処理の対象をリアクトル電流I2の検出値ままとする(S13、S23、S15、S16)。一方、切替条件が成立した場合(S22にてYES)は、制御回路210は、オフセット処理の対象をリアクトル電流I2の検出値からリアクトル電流I1の検出値に切り替える(S12、S14、S15、S16)。
このように、第2実施例では、切替条件が成立する毎にオフセット処理の対象をリアクトル電流I1の検出値とリアクトル電流の検出値I2との間で切り替える。これにより、オフセット処理を比較的長い時間継続して行なっても、いずれか一方のリアクトルに負荷が偏り過ぎることを防止し、多相コンバータ12の制御性が低下することを防止することができる。
[第3実施例]
上述の第1実施例では、リアクトル電流I1,I2のバランスを崩す手法として、リアクトル電流I1の検出値をオフセットする手法を用いた。
上述の第1実施例では、リアクトル電流I1,I2のバランスを崩す手法として、リアクトル電流I1の検出値をオフセットする手法を用いた。
これに対して、第3実施例では、リアクトル電流I1,I2のバランスを崩す手法として、2つのチョッパ回路13−1,13−2のうちいずれか一方のチョッパ回路のスイッチングを停止する手法を用いる。この点が第3実施例の特徴である。その他の構造、機能、処理は、前述の第1実施例と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰り返さない。
図7に、第3実施例に従う制御回路210の機能ブロック図を示す。第3実施例に従う制御回路210と第1実施例に従う制御回路210との主な相違点は、以下の2点である。第1に、判断部360は、自らの判断結果を電流制御部330ではなく変調部350に出力する。第2に、温度TBが基準温度T0よりも低い場合に、電流制御部330がオフセット処理を行なうのではなく、変調部350が信号PWM1,PWM2のいずれかの一方の出力を停止する処理(以下、「片側スイッチングオフ処理」ともいう)を行なう。他の機能は、前述の第1実施例と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰り返さない。
図8は、第3実施例に従う制御回路210が行なう処理手順を示すフローチャートである。なお、図8に示したフローチャートの中で、前述の図4に示したフローチャートと同じ処理については同じステップ番号を付してある。それらについて処理も同じである。したがって、それらについての詳細な説明はここでは繰り返さない。
S30にて、制御回路210は、温度TBが基準温度T0よりも低いか否かを判断する。
温度TBが基準温度T0よりも高い場合(S30にてNO)、制御回路210は、処理をS32に移し、通常時の制御を行なう。つまり、制御回路210は、信号PWM1および信号PWM2の双方を多相コンバータ12に出力する。
一方、温度TBが基準温度T0よりも低い場合(S30にてYES)、制御回路210は、処理をS31に移し、信号PWM1の出力を停止し、信号PWM2のみを多相コンバータ12に出力する。これにより、チョッパ回路13−1が停止され、チョッパ回路13−2のみが作動することになる。この処理が片側スイッチングオフ処理である。
以上のように、第3実施例に従う制御回路210は、直流電源B1の温度TBが基準温度T0よりも低い場合、リアクトル電流I1,I2の大きさのバランスを積極的に崩すように、2つのチョッパ回路13−1,13−2のうちチョッパ回路13−1のスイッチングを停止する処理を行なう。このような手法によっても、第1実施例と同様に、リアクトル電流I1,I2の大きさのバランスを積極的に崩すことができ、直流電源B1を流れる電流のリップル成分を増加させることができる。
[第4実施例]
上述の第3実施例では、片側スイッチングオフ処理の対象がチョッパ回路13−1のみであった。
上述の第3実施例では、片側スイッチングオフ処理の対象がチョッパ回路13−1のみであった。
これに対して、第4実施例は、第2実施例と同様の考え方で、所定条件が成立する毎に片側スイッチングオフ処理の対象をチョッパ回路13−1とチョッパ回路13−2との間で切り替える。この点が第4実施例の特徴である。その他の構造、機能、処理は、前述の第1実施例と同じであるため、ここでの詳細な説明は繰り返さない。
図9は、第4実施例に従う制御回路210が行なう処理手順を示すフローチャートである。なお、図9に示したフローチャートの中で、前述の図8に示したフローチャートと同じ処理については同じステップ番号を付してある。それらについて処理も同じである。したがって、それらについての詳細な説明はここでは原則として繰り返さない。
温度TBが基準温度T0よりも低い場合(S10にてYES)、制御回路210は、S40にて、制御回路210は、信号PWM1の出力停止中であるか否かを判断する。
信号PWM1の出力停止中である場合(S40にてYES)、制御回路210は、S41にて、予め定められた切替条件が成立したか否かを判断する。この切替条件は、上述の図6のS21の処理で説明した考え方と同様の考え方で設定すればよい。たとえば、信号PWM1の出力停止を継続している時間が所定時間を超えたという条件を、切替条件とすることができる。
切替条件が成立していない場合(S41にてNO)、制御回路210は、信号PWM1の出力停止を継続させる(S31)。一方、切替条件が成立した場合(S41にてYES)は、制御回路210は、片側スイッチングオフ処理の対象を信号PWM1から信号PWM2に切り替える。具体的には、制御回路210は、S43にて、信号PWM2の出力を停止し、信号PWM1のみを出力する。
同様に、信号PWM2の出力停止中である場合(S40にてNO)、制御回路210は、S42にて、予め定められた切替条件が成立したか否かを判断する。この切替条件は、上述のS41の処理で説明した考え方と同様の考え方で設定すればよい。
切替条件が成立していない場合(S42にてNO)、制御回路210は、信号PWM2の出力停止を継続させる(S43)。一方、切替条件が成立した場合(S42にてYES)は、制御回路210は、片側スイッチングオフ処理の対象を信号PWM2から信号PWM1に切り替える(S31)。
このように、第4実施例では、切替条件が成立する毎に片側スイッチングオフ処理の対象を信号PWM1と信号PWM2との間で切り替える。これにより、片側スイッチングオフ処理を比較的長い時間継続して行なっても、いずれか一方のリアクトルに負荷が偏り過ぎることを防止し、多相コンバータ12の制御性が低下することを防止することができる。
今回開示された実施例はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
12 多相コンバータ、13−1,13−2 チョッパ回路、14 インバータ、15 U相アーム、16 V相アーム、17 W相アーム、20,22 電圧センサ、21、27、28 温度センサ、24,25,26 電流センサ、29 アクセルペダルポジションセンサ、200 モータ駆動装置、210 制御回路、220 負荷、241,242 コイル巻線、250 コア、251a,251b 外脚部、252 中央脚部、253 ギャップ、300 電圧指令設定部、310 減算部、320 制御演算部、325 乗算部、330 電流制御部、331 第1電流制御部、332 第2電流制御部、350 変調部、351 第1変調部、352 第2変調部、360 判断部、B1 直流電源、C0,C1 平滑コンデンサ、D11,D12,D21,D22 ダイオード、GL 接地配線、L1,L2 リアクトル、M1 交流モータ、PL 電源配線、Q11,Q12,Q21,Q22 スイッチング素子。
Claims (5)
- 電源装置であって、
負荷に接続された電源配線と直流の電源との間に並列に接続される第1および第2チョッパ回路を含む多相コンバータを備え、
前記第1チョッパ回路は、第1スイッチング回路と、前記第1スイッチング回路の動作に応じて電流が通過するように配置された第1リアクトルとを含み、
前記第2チョッパ回路は、第2スイッチング回路と、前記第2スイッチング回路の動作に応じて電流が通過するように配置された第2リアクトルとを含み、
前記第1リアクトルと前記第2リアクトルとは、互いに磁気的に結合するように配置され、
前記電源装置は、さらに、
前記第1リアクトルを流れる電流の値を検出する第1センサと、
前記第2リアクトルを流れる電流の値を検出する第2センサと、
前記電源の温度が所定値よりも低い低温状態である場合、前記電源の温度が前記所定値よりも高い非低温状態である場合に比べて前記第1リアクトルを流れる電流の値と前記第2リアクトルを流れる電流の値との差を増加させるように前記第1および第2チョッパ回路を制御することによって、前記電源を流れる電流のリップル成分を増加させる制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記負荷の動作状態に基づいて前記電源配線の電圧指令値を設定する設定部と、
前記電圧指令値および前記第1センサの検出値に基づいて第1の演算を行なった結果で前記第1チョッパ回路を制御するとともに前記電圧指令値および前記第2センサの検出値に基づいて第2の演算を行なった結果で前記第2チョッパ回路を制御する制御部とを含み、
前記制御部は、前記低温状態である場合、前記第1センサおよび前記第2センサのいずれか一方のセンサの検出値に対して所定量を加えるオフセット処理を行なうことによって、前記第1リアクトルを流れる電流の値と前記第2リアクトルを流れる電流の値との差を増加させる、電源装置。 - 前記制御部は、前記電源の温度に応じて前記所定量を変更する、請求項1に記載の電源装置。
- 前記制御部は、所定条件が成立する毎に、前記オフセット処理の対象となる検出値を前記第1センサの検出値と前記第2センサの検出値との間で切り替える、請求項1に記載の電源装置。
- 電源装置であって、
負荷に接続された電源配線と直流の電源との間に並列に接続される第1および第2チョッパ回路を含む多相コンバータを備え、
前記第1チョッパ回路は、第1スイッチング回路と、前記第1スイッチング回路の動作に応じて電流が通過するように配置された第1リアクトルとを含み、
前記第2チョッパ回路は、第2スイッチング回路と、前記第2スイッチング回路の動作に応じて電流が通過するように配置された第2リアクトルとを含み、
前記第1リアクトルと前記第2リアクトルとは、互いに磁気的に結合するように配置され、
前記電源装置は、さらに、
前記電源の温度が所定値よりも低い低温状態である場合、前記電源の温度が前記所定値よりも高い非低温状態である場合に比べて前記第1リアクトルを流れる電流の値と前記第2リアクトルを流れる電流の値との差を増加させるように前記第1および第2チョッパ回路を制御することによって、前記電源を流れる電流のリップル成分を増加させる制御回路を備え、
前記制御回路は、前記低温状態である場合、前記第1チョッパ回路および前記第2チョッパ回路のいずれか一方のチョッパ回路の動作を停止する停止処理を行ない、
前記制御回路は、所定条件が成立する毎に、前記停止処理の対象となるチョッパ回路を前記第1チョッパ回路と前記第2チョッパ回路との間で切り替える、電源装置。 - 前記第1スイッチング回路は、接地配線と前記電源配線との間に直列に接続された第1および第2のスイッチング素子を含み、
前記第2スイッチング回路は、前記接地配線と前記電源配線との間に直列に接続された第3および第4のスイッチング素子を含み、
前記第1リアクトルは、前記第1および第2のスイッチング素子の接続点と前記電源との間に接続された第1コイル巻線を有し、
前記第2リアクトルは、前記第3および第4のスイッチング素子の接続点と前記電源との間に接続された第2コイル巻線を有し、
前記第1および第2コイル巻線は、共通のコアの異なる部位に巻回される、請求項1または4に記載の電源装置。
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