CN103795316B - 矢量控制装置及使用其的电动机控制装置、空调机 - Google Patents

矢量控制装置及使用其的电动机控制装置、空调机 Download PDF

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Abstract

本发明提供能驱动到电动机可输出的极限转矩的电动机控制的矢量控制装置、以及使用其的电动机控制装置、空调机。基于向电动机提供电力来使电动机驱动的电力变换器的输出，在该输出为输出电压饱和状态时，将用于规定所述电力变换器的输出电压的弱磁输出电压相位控制为相对于所述电动机的磁场磁极的主磁通方向为180度以上。或者，在所述电动机的输出转矩与q轴电流的关系成为非线性的区域，控制用于规定所述电力变换器的输出电压的弱磁输出电压的相位。

Description

矢量控制装置及使用其的电动机控制装置、空调机
技术领域
本发明涉及电动机控制的矢量控制装置、以及使用其的电动机控制装置、空调机。
背景技术
搭载于空调机等的电动机（motor）由电动机控制装置控制/驱动。该电动机控制装置构成为具备矢量控制装置。
在空调机等中使用的电动机控制装置强烈要求小型化/部件个数削減、高效率/高输出化，开发了大量实现这些要求的技术。
针对电动机控制装置的高效率化的要求，一般应用永磁电动机作为电动机，但为了进一步的高效率化，对电动机控制装置所具备的矢量控制装置下功夫，进行在空调机的通常运转时（低速旋转域）成为高效率的电动机设计。
但是，在现有的电动机控制装置或其所具备的矢量控制装置的控制方法中，若进行使电动机在低速旋转下成为高效率的设计，则高输出化就会变得困难。例如，由于在电动机发生与旋转速度（单位时间的转速）成正比的感应电压，因此电力变换器输出电压与旋转速度成正比地增加（参照图11（a））。
但是，如后述那样，在电动机的旋转速度超过给定的值时，产生电力变换器的输出电压超过电力变换器的能提供电压的区域、即电压饱和区域。在这样的电压饱和区域中，无法使电力变换器的输出电压的电压振幅更大（参照图11（a））。
作为在这样的电压饱和区域中扩大驱动范围的弱磁控制（weak field control）方式，例如在专利文献1中，公开了如下技术：在电力变换器的输出电压值被限制的情况下，通过q轴的电流指令值与q轴的电流检测值的偏差，来作成控制的基准轴与电动机的磁通轴的偏差即相位误差的指令值，由此来进行弱磁控制。
专利文献
专利文献1：JP特开2007－252052号公报
在所述专利文献1公开的根据q轴的电流指令值与q轴的电流检测值的差分来运算相位误差指令值从而进行弱磁控制的方式中，能在电力变换器能输出的电压（电压饱和状态）下稳态地控制电力变换器的输出电压。但是，如后述那样，在电力变换器的输出电压相位和电动机的q轴电流中，在输出电压相位超过90度的范围内成为非线性的关系，在输出电压相位超过90度的区域难以进行控制，从而存在不能驱动到电动机能输出的极限转矩这样的问题（参照图7、图12、图13）。
发明内容
为此，本发明为了解决这样的问题点而提出，其目的在于，提供能驱动到电动机能输出的极限转矩的电动机控制的矢量控制装置、以及使用其的电动机控制装置、空调机。
为了解决所述的课题并达成本发明的目的，如以下那样构成。
即，特征在于，本发明的矢量控制装置基于向电动机提供电力来使电动机驱动的电力变换器的输出，在该输出为输出电压饱和状态时，将用于规定所述电力变换器的输出电压的弱磁输出电压相位控制为相对于所述电动机的磁场磁极的主磁通方向为180度以上。
另外，本发明的电动机控制装置特征在于具备所述矢量控制装置，并驱动控制电动机。
另外，本发明的空调机特征在于，具备所述电动机控制装置。
另外，其它的构成在实施发明的形态中进行说明。
发明的效果
根据本发明，能提供可将电动机驱动到能输出的极限转矩的电动机控制的矢量控制装置、以及使用其的电动机控制装置、空调机。
附图说明
图1是表示本发明的第1实施方式所涉及的矢量控制装置的内部的构成的图。
图2是表示本发明的第1实施方式所涉及的电动机控制装置的构成、和该电动机控制装置与直流电源还有电动机的关联的图。
图3是用仿真表示通过本发明的第1实施方式所涉及的矢量控制部在使电动机旋转速度指令值为恒定的状态下使电动机负载以一定比例增加的情况下的特性的图，（a）表示电压相位，（b）表示转矩，（c）表示旋转速度。
图4是说明用于通过本发明的第1实施方式所涉及的矢量控制部使电动机输出极限转矩提高的输出电压的矢量控制的图，（a）表示估计转矩与输出转矩的关系，（b）是电压相位为90度以下的情况下的各电压的电压矢量图，（c）是电压相位超过90度的情况下的各电压的电压矢量图。
图5是表示比较例1的方式中的矢量控制部的图。
图6是表示通过比较例1的方式中的矢量控制部10A在使电动机旋转速度指令值为恒定的状态下使电动机负载以一定比例增加的情况下的特性的图，（a）表示电压相位，（b）表示转矩，（c）表示旋转速度。
图7是说明通过比较例1的方式中的矢量控制部使电动机输出极限转矩提高的输出电压的矢量控制的图，（a）表示转矩电流与输出转矩的关系，（b）是电压相位为90度以下的情况下的各电压的电压矢量图，（c）是电压相位超过90度的情况下的各电压的电压矢量图。
图8是表示比较使用本发明的第1实施方式的矢量控制装置的情况下的弱磁控制时、和比较例的矢量控制装置中的电动机输出极限转矩的一例的图。
图9是表示本发明的第2实施方式所涉及的空调机的内部的构成的图。
图10是表示搭载于本发明的第2实施方式所涉及的空调机的压缩机驱动电动机的特性的图。
图11是表示在比较例2中，以电动机输出转矩为给定值、用电动机控制装置驱动电动机的情况下的特性的图，（a）表示电动机的旋转速度与电力变换器的输出电压以及输出电流的关系，（b）表示电动机的旋转速度与输出转矩的关系。
图12是表示在比较例1中输出电压相位与输出转矩以及q轴电流的关系的图。
图13是表示在比较例1中电动机的旋转速度与电动机输出转矩的关系的图。另外，横轴是旋转速度，纵轴是电动机输出转矩。
符号说明
10、10A 矢量控制装置、矢量控制部
21、906 电动机控制装置
22 直流电源
23 电动机（永磁同步电动机）
24 电力变换器
25 直流母线电流检测电路
26 控制装置
31 电流再现部
32 无位置传感器控制部
33 速度指令产生部
34 坐标变换部
35 PWM脉冲生成部
41 电力变换主电路
42 栅极驱动器
100 电压矢量运算部
101 转矩指令运算部
102 q轴电流指令运算部
103 转矩估计运算部
104 转矩输入切换部
105 q轴电流输入切换部
106 d轴电流输入切换部
107 输出电压限制检测部
111、511 相位误差指令运算部
112 第2q轴电流指令运算部
113 第2d轴电流指令运算部
121～124 比较器
504 q轴电流输入切换部B
505 q轴电流输入切换部A
900 空调机
901 室外机
902 室内机
903 配管
904 压缩机
905 压缩机驱动电动机
907、908 热交换机
909 送风机
具体实施方式
下面，参照附图来说明用于实施本申请的发明的形态（以下称作“实施方式”）。
（第1实施方式）
参照图1～图4来说明本发明的第1实施方式所涉及的矢量控制装置10。另外，还兼说明具备矢量控制装置10的电动机控制装置21。
第1实施方式中，在电动机控制装置21中应用本发明的矢量控制装置10进行的控制方法，通过电动机转矩指令值与转矩估计值的差分来运算相位误差指令值，从而进行弱磁控制。
［矢量控制装置：其1］
图1表示本发明的第1实施方式所涉及的矢量控制装置10的内部的构成。其中，矢量控制装置10作为电动机控制装置21（图2）的构成要素而具备其中，两者之间还进行信号的往来，首先，先说明电动机控制装置21，之后，再详细说明矢量控制装置10。
＜电动机控制装置与直流电源、电动机的关联＞
图2是表示本发明的第1实施方式所涉及的电动机控制装置21的构成、和该电动机控制装置21与直流电源22还有电动机23的关联的图。
在图2中，电动机控制装置21从直流电源22接受直流电力，将其变换为3相交流电力。另外，电动机（永磁同步电动机）23从电动机控制装置21中被提供3相交流电力，被驱动控制而旋转，从而旋转驱动负载（未图示）。
接下来说明电动机控制装置21的详细。
＜电动机控制装置＞
在图2中，如所述那样，电动机控制装置21具备如下要素而构成：电力变换器24，其将从直流电源22提供的直流电力变换为可变电压可变频率的3相交流电力；直流母线电流检测电路25，其检测流过电力变换器24的直流母线电流；和控制装置26，其以由直流母线电流检测电路25检测出的直流母线电流信息25A为基础来进行矢量控制。
《电力变换器》
另外，电力变换器24具备如下要素而构成：电力变换主电路41，其由IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管）等半导体开关元件和逆并联连接的二极管元件构成；和栅极驱动器42，其基于来自后述的PWM（Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制）脉冲生成部35的PWM脉冲信号35A来产生向电力变换主电路41的IGBT（Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn）的栅极信号。
与IGBT串联连接而构成一个相（leg）的IGBT（Sup、Sun）连接在直流电源22间，各自的上臂（Sup）与下臂（Sun）的连接点成为U相的交流输出端子。
同样地，串联连接而构成一个相的IGBT（Svp、Svn）连接在直流电源22间，各自的上臂（Svp）与下臂（Svn）的连接点成为V相的交流输出端子。
另外，串联连接而构成一个相的IGBT（Swp、Swn）连接在直流电源22间，各自的上臂（Swp）与下臂（Swn）的连接点成为W相的交流输出端子。
通过由控制装置26介由栅极驱动器42适当地控制以上的IGBT（Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn），直流电源22的直流电力被变换为可变电压可变频率的3相交流电力（3相交流电压Vu、Vv、Vw、3相交流电流Iu、Iv、Iw），并从所述的U相、V相、W相的交流输出端子输出。
《控制装置》
另外，控制装置26具备如下要素而构成：矢量控制部（矢量控制装置）10、电流再现部31、无位置传感器控制部32、速度指令产生部33、坐标变换部34、和PWM脉冲生成部35。
另外，矢量控制部10如所述那样，也是矢量控制装置10。另外，在如后述那样使用比较例1的矢量控制部10A（图5）的构成时，在图2中，矢量控制部10的方块相当于矢量控制部10A。
电流再现部31以直流母线电流检测电路25所检测到的直流母线电流信息（IDC）2A为基础，将流过所述的永磁同步电动机（电动机）23的相电流信息作为再现电流（Idc，Iqc）而再现。然后，将该再现电流（Idc，Iqc）31A、31B输出给矢量控制部10和无位置传感器控制部32。
另外，电流再现部31中的来自后述的直流母线电流检测电路25的相电流信息的取得能用特开2004－48886号公报中公开的方式、或使用电流传感器的方式等一般方式，不对相电流信息的检测方式作出特定。
无位置传感器控制部32使用所述再现电流（Idc，Iqc）（31A、31B）和施加电压指令值（Vd *，Vq *）来估计电动机旋转速度ωc（32A）和旋转相位θdc（32B）。然后，将电动机旋转速度ωc（32A）的信号输出给矢量控制部10。另外，将旋转相位θdc（32B）的信号输出给电流再现部31和坐标变换部34。
另外，无位置传感器控制部32进行的电动机旋转速度ωc和旋转相位θdc的估计能用使用了位置传感器的方式等一般方式，不对旋转速度以及旋转相位的检测方式作出特定。
速度指令产生部33产生电动机旋转速度指令值ω1 *（33A），并将该信号输出给矢量控制部10。
矢量控制部10使用再现电流（Idc，Iqc）（31A、31B）、电动机旋转速度ωc（32A）、来自速度指令产生部33的电动机旋转速度指令值ω1 *来算出给电动机23的施加电压指令值（Vd *，Vq *）。然后，将施加电压指令值（Vd *，Vq *）输出给坐标变换部34和无位置传感器控制部32。
另外，关于矢量控制部10的详细在后面叙述。
坐标变换部34将所述的施加电压指令值（Vd *，Vq *）变换为交流施加电压指令值（Vu*，Vv*，Vw*），并将该信号34A输出到PWM脉冲生成部35。
PWM脉冲生成部35基于所述交流施加电压指令值（Vu*，Vv*，Vw*）和载波信号（在PWM脉冲生成部35内部产生）来生成PWM脉冲信号35A，并将该信号35A输出给电力变换器24所具备的栅极驱动器42。
《直流母线电流检测电路》
直流母线电流检测电路25与直流电源22的负侧的直流母线连接，从混有U相、V相、W相的脉动流的电流IDC取得相电流信息。将取得的相电流信息作为直流母线电流信息（相电流的信息）25A而输出给电流再现部31。
另外，来自直流母线电流检测电路25的相电流信息的取得能用所述的特开2004－48886号公报中公开的方式、或使用了电流传感器的方式等一般方式，不对相电流信息的检测方式作出特定。
［矢量控制装置：其2］
再次参照图1来详细说明矢量控制装置10。
如所述那样，图1详细表示本发明的第1实施方式所涉及的矢量控制装置10的内部的构成。
在图1中，矢量控制装置10具备：转矩指令运算部101、q轴电流指令运算部102、转矩估计运算部103、相位误差指令运算部111、第2q轴电流指令运算部112、第2d轴电流指令运算部113、电压矢量运算部100、输出电压限制检测部107。
另外，矢量控制装置10具备比较器121～124。
另外，矢量控制装置10还具备转矩输入切换部104、q轴电流输入切换部105、d轴电流输入切换部106而构成。
另外，所谓d轴是电动机转子的磁铁的主磁通方向的坐标轴，所谓q轴是与所述d轴成直角的直角方向的旋转坐标轴。
对矢量控制装置10分别输入图2所示的电动机控制装置21中的各信号的电动机旋转速度指令值ω1*、估计出的电动机旋转速度ωc、d轴、q轴各自的再现电流即Idc、Iqc。
另外，从矢量控制装置10输出施加电压指令值Vd *、Vq *。另外，施加电压指令值Vd *是与d轴相关的施加电压指令，施加电压指令值Vq *是与q轴相关的施加电压指令。
在图1中，对比较器121输入电动机旋转速度指令值ω1 *和估计出的电动机旋转速度ωc，并将其差分输出给转矩指令运算部101和q轴电流指令运算部102。
《转矩指令运算部》
转矩指令运算部101根据电动机旋转速度指令值ω1 *和估计出的电动机旋转速度ωc的差分来运算转矩指令值τ*。
《q轴电流指令运算部》
q轴电流指令运算部102根据电动机旋转速度指令值ω1 *和估计出的电动机旋转速度ωc的差分来运算q轴电流指令值Iq *。
《转矩估计运算部》
转矩估计运算部103基于电动机23（图2）的电气常数和再现电流值（Idc，Iqc）来运算转矩估计值τc。
另外，转矩估计运算部103进行的转矩的估计能用根据以施加电压指令值（Vd *，Vq *）和再现电流值（Idc，Iqc）为基础的电力变换器输出电力和电动机旋转速度估计值（估计出的电动机旋转速度）ωc来估计转矩的方式、或使用了转矩传感器的方式等一般方式，不对转矩的检测方式作出特定。
《各种比较器》
对比较器122输入转矩指令值τ*和转矩估计值τc，并将其差分Δτ输出给转矩输入切换部104。
对比较器123输入q轴电流指令值Iq *和q轴再现电流值Iqc，并将其差分ΔIq输出给q轴电流输入切换部105。
对比较器124输入d轴电流指令值Id *和d轴再现电流值Idc，并将其差分ΔId输出给d轴电流输入切换部106。
另外，比较器124的输入中的“0”意味着d轴电流指令值Id *为0。
《各种输入切换部》
转矩输入切换部104基于输出电压限制检测部107输出的输出电压限制标记V1lim-flg，将转矩指令值τ*与转矩估计值τc的差分Δτ、或意味0值的“0”作为信号Δτ1而输出给相位误差指令运算部111。
另外，关于输出电压限制标记V1lim-flg，在后面叙述。
q轴电流输入切换部105基于输出电压限制标记V1lim-flg，将q轴电流指令值Iq *与q轴再现电流值Iqc的差分ΔIq、或“0”作为信号ΔIq1而输出给第2q轴电流指令运算部112。
d轴电流输入切换部106基于输出电压限制标记V1lim-flg，将d轴电流指令值Id *与d轴再现电流值Idc的差分ΔId、或“0”作为信号ΔId1而输出给第2d轴电流指令运算部113。
《相位误差指令运算部》
相位误差指令运算部111根据转矩输入切换部104的输出值Δτ1来输出相位误差的指令值（相位误差指令值）Δθc *。
《第2q轴电流指令运算部》
第2q轴电流指令运算部112根据q轴电流输入切换部105的输出值ΔIq1来输出第2q轴电流指令值Iq **。
《第2d轴电流指令运算部》
第2d轴电流指令运算部113根据d轴电流输入切换部106的输出值ΔId1来输出第2d轴电流指令值Id **。
《电压矢量运算部》
电压矢量运算部100具备未图示的矢量控制输出电压运算部和输出电压限制部。而且，在所述矢量控制输出电压运算部中，基于第2d轴电流指令值Id **和第2q轴电流指令值Iq **来运算矢量控制输出电压V1（图4（b）、（c））。
另外，在所述输出电压限制部中，将矢量控制输出电压V1的振幅限制在电力变换器24（图2）能提供的电压（电力变换器能提供电压V0、图4（b）、（c））的振幅的范围内，并将矢量控制输出电压V1变换为矢量控制输出电压V1lim（图4（b）、（c））。
接下来，电压矢量运算部100基于所述的矢量控制输出电压V1lim和相位误差指令值（弱磁相位）Δθc *来变换矢量控制输出电压V1lim的相位，并运算弱磁输出电压V1lθ。
进而，参照电动机23（图2）的电气常数、电动机旋转速度ωc来运算并输出施加电压指令值（Vd *、Vq *）。
《输出电压限制检测部》
输出电压限制检测部107根据电压矢量运算部100输出的施加电压指令值（Vd *，Vq *）来运算输出电压振幅值V1 *，在输出电压振幅值V1 *小于电力变换器24（图2）的能提供电压（电力变换器能提供电压V0）的情况下，将输出电压限制标记V1lim-flg设定为“0”，在输出电压振幅值V1 *到达电力变换器能提供电压V0的情况下，将输出电压限制标记V1lim-flg设定为“1”。
通过以上的构成，在施加电压指令值的输出电压振幅值V1 *大于电力变换器的能提供电压V0的输出电压饱和状态的情况下，矢量控制部10进行弱磁控制，在输出电压振幅值V1 *为恒定的状态下，通过转矩指令值τ*与转矩估计值τc的差分Δτ来运算相位误差指令值Δθc *，由此控制电力变换器的输出电压相位（电压相位）Vθ。
通过进行该弱磁控制，能在输出电压饱和状态下相对于磁铁磁通为180度以上地控制电压相位。
＜基于仿真的转矩极限时的驱动说明＞
参照图3、图4来说明由所述的矢量控制部10在使电动机旋转速度指令值ω1 *为恒定的状态下使电动机负载以一定比例增加的情况下的特性。
图3是用仿真来表示通过本发明的第1实施方式所涉及的矢量控制部10在使电动机旋转速度指令值ω1 *为恒定的状态下使电动机负载以一定比例增加的情况下的数据的特性的图，（a）表示电压相位［deg］、（b）表示转矩［Nm］、（c）表示旋转速度［rpm］。另外，图3（a）、（b）、（c）的横轴是时间［s］，图示了电压相位和转矩作出响应的大概数秒程度的现象。
图4是说明通过本发明的第1实施方式所涉及的矢量控制部10使电动机输出极限转矩提高的输出电压的矢量控制的图，（a）表示估计转矩与输出转矩的关系，（b）是电压相位为90度以下的情况下的各电压的电压矢量图，（c）是电压相位超过90度的情况下的各电压的电压矢量图。
《电压相位为90度以下时的电动机特性》
首先，说明电压相位为90度以下的电动机特性。
一边发出指令使电动机的旋转速度（电动机旋转速度、旋转圈数/分）为给定的值ω1 *（图3（c）的实线）一边使电动机转矩以一定比例增加（图3（b））。另外，在使该旋转速度增加的过程中，电动机旋转速度估计值ωc虽然准确来说也会与电动机旋转速度指令值ω1 *不一致，但基本追随。
在使该电动机转矩以一定比例增加的过程中，如图3（a）所示那样，通过电压相位Vθ增加来进行弱磁控制。
另外，电压相位Vθ相当于通过以转矩指令值τ*与转矩估计值τc的差分为基础而运算出的相位误差指令值Δθc *运算出的施加电压指令值（Vd *，Vq *）的电压相位。
另外，在图4（b）、（c）中，dc轴（d轴）为转子的磁铁的主磁通方向，qc轴（q轴）为与所述dc轴（d轴）成直角的直角方向。并且，所述的电压相位90度是以qc轴（q轴）为基准。因此，若以磁铁的主磁通方向为基准则相当于180度。
另外，由于qc轴以及dc轴是矢量控制部（矢量控制装置）10中的概念，因此虽然电动机中的q轴以及d轴使用区别的符号，但各要素的矢量关系基本相同。
另外，适当将弱磁输出电压V1lθ的电压相位Vθ简化称作“弱磁输出电压相位”或“电压相位”。
另外，表示此时的各电压的矢量图的是图4（b）。在图4（b）中，矢量控制输出电压V1如所述那样，基于图1的第2d轴电流指令值Id **和第2q轴电流指令值Iq **来运算。将该矢量控制输出电压V1限制在电力变换器能提供电压V0的振幅的范围内而变换的电压是矢量控制输出电压V1lim。
进而，基于相位误差的指令值即弱磁相位Δθc *来变换矢量控制输出电压V1lim的相位（电压相位Vθ），并运算弱磁输出电压V1lθ。
另外，由于在弱磁输出电压V1lθ中包含与dc轴方向的磁铁的主磁通方向反向的电压分量，因此有通过转子使反电动势降低的效果。
《电压相位为90度以上（超）时的电动机特性》
在电动机转矩进一步增加而弱磁输出电压V1lθ的电压相位Vθ从qc轴起超过90度的情况下，换言之，从磁铁磁通起超过180度的情况下（图4（c）），也是只要未达到输出电压相位极限（电压相位限制值Vθlim *、图3（a）），都能稳定地控制。
因此，由于弱磁输出电压相位Vθ与输出转矩的比例关系持续，因此如图4（a）所示那样，估计转矩与输出转矩的比例关系持续，不会成为非线性。
为此，如图3（b）所示，转矩估计值τc追随转矩指令值τ*，并且不发生稳态的差分。
另外，如图3（a）所示，弱磁输出电压相位Vθ还相对于电压相位限制值Vθlim *留有裕量。
因此，在电压相位Vθ为90度以上（超）的区域也能进行弱磁控制，如图3（c）所示，在给定的时间后，电动机旋转速度ωc追随电动机旋转速度指令值ω1 *，成为基本一致的状态。
另外，如图4（c）所示，由于弱磁输出电压V1lθ的相位为90度以上（超）、即相对于磁铁的磁通方向为180度以上（超）也能进行驱动，因此在未到达输出电压相位极限（电压相位限制值Vθlim *）时，即如图4（a）那样直到输出转矩到达电动机输出极限转矩为止，估计转矩和输出转矩都保持线性的关系。
另外，90以上（超）、即相对于磁铁的磁通方向为180度以上（超）的区域在输出转矩τc与q轴电流（q轴再现电流值）Iqc的关系下，如后述的图7所示那样，是存在成为非线性的可能性的区域。
如此，在本实施例的矢量控制部10（图2）的构成中，在输出电压饱和状态下弱磁输出电压相位Vθ从磁铁的主磁通方向起成为180度以上（超）的情况下，也能进行弱磁控制。换言之，能驱动到电动机能输出的极限转矩。
＜本发明的显然性＞
如所述那样，通过在图1示出的第1实施方式的矢量控制部10的构成，电力变换器24输出相当于在输出电压饱和状态下通过相位误差指令值Δθc *而被弱磁控制的施加电压指令值（Vd *，Vq *）的电压，其中相位误差指令值Δθc *基于转矩指令值τ*与转矩估计值τc的差分而运算出。换言之，电力变换器24输出在输出电压饱和状态下相对于磁铁磁通为180度以上的相位的电压。
＜驱动时的转矩提高示例＞
接下来，参照图8来说明实际设备进行驱动时的转矩的提高示例。另外，图5～图7作为比较例在后面叙述。
图8是表示比较了使用图1所示的本发明的第1实施方式的矢量控制装置10的情况下的弱磁控制时、和后述的比较例1的矢量控制装置10A中的电动机输出极限转矩的一例的图。
在图8中，以符号800表示的图形的顶点的值是后述的比较例1的输出极限转矩的值，作为比较基准而标记为100％。另外，符号801的图形的顶点的值表示第1实施方式的输出极限转矩的换算为百分率的值，表示为超过作为符号800的比较基准的100％的值。
如图8所示，通过进行基于第1实施方式的构成的弱磁控制，能提高电动机输出极限转矩。另外，图8所示的图形是一例，若改变电动机的构造和特性等的条件，则存在得到进一步提高的结果的可能性。
＜第1实施方式的效果＞
通过使用图1所示的第1实施方式的矢量控制部10，能在输出电压饱和状态下，在相对于磁铁的主磁通方向为180度以上，控制电压相位。换言之，通过使用本实施方式的构成，直到电动机输出极限转矩都能进行弱磁控制。即，不变更电力变换器地实现了驱动低速、高效率设计的永磁电动机的电动机控制装置21的高输出化，能兼顾高效率化和高输出化。
（比较例1）
接下来，以所述的专利文献1等中公开的根据q轴电流指令值Iq *和q轴再现电流值Iqc的差分来控制电力变换器的输出电压的方式为比较例1，参照图5、图6进行说明。
＜比较例1的构成＞
图5是表示比较例1的方式的矢量控制部10A的图。另外，具备矢量控制部10A的电动机控制装置21（图2）与图2所示的电动机控制装置21的电路框图为基本相同的构成，是在图2中将矢量控制部10置换为矢量控制部10A的构成。
图5的矢量控制部10A与图1的矢量控制部10不同之处在于，没有图1中的转矩指令运算部101、转矩估计运算部103和比较器122，从图5的比较器123将q轴电流指令值Iq *与q轴再现电流Iqc的差分ΔIq输出给q轴电流输入切换部A505和q轴电流输入切换部B504。
另外，q轴电流输入切换部B504基于输出电压限制标记V1lim-flg，将q轴电流指令值Iq *与q轴再现电流值Iqc的差分ΔIq、或“0”作为ΔIq2而输出给相位误差指令运算部511。
另外，相位误差指令运算部511根据q轴电流输入切换部B504的输出值ΔIq2来输出相位误差指令值Δθc *。
另外，在图5中，q轴电流输入切换部A505与图1中的q轴电流输入切换部105的功能基本相同。
图5中其它的构成与图1的构成基本相同，由于将赋予相同的符号的部件设为进行相同的功能和动作，因此省略重复的说明。
＜比较例1的动作的说明＞
图5所示的矢量控制部10A不是如图1的矢量控制部10那样进行基于转矩的控制，而是以q轴电流为主体进行控制。
即，在施加电压指令值的电压振幅值V1 *小于电力变换器的能提供电压V0的情况下，根据指令电流值（Id *，Iq *）与再现电流值（Idc，Iqc）的差分（ΔId，ΔIq）来运算第2电流指令值（Id **、Iq **），使用电动机旋转速度估计值ωc来输出施加电压指令值（Vd *、Vq *），进行矢量控制。
另外，在施加电压指令值的电压振幅值V1 *大于电力变换器的能提供电压V0的输出电压饱和状态的情况下，在电压振幅值V1 *为恒定的状态下，通过q轴电流指令值Iq *与q轴再现电流Iqc的差分ΔIq来运算相位误差指令值Δθc *，来控制电力变换器的电压相位，由此进行弱磁控制。
接下来，参照图6、图7来说明基于仿真的转矩极限时的驱动。
图6是表示通过比较例1的方式的矢量控制部10A在使电动机旋转速度指令值ω1 *为恒定的状态下使电动机负载以一定比例增加的情况下的特性的图，（a）表示电压相位［deg］，（b）表示q轴电流［A］，（c）表示旋转速度［rpm］。另外，图6（a）、（b）、（c）的横轴是时间［s］。
图7是说明通过比较例1的方式的矢量控制部10A使电动机输出极限转矩提高的输出电压的矢量控制的图，（a）表示转矩电流与输出转矩的关系，（b）是电压相位为90度以下的情况下的各电压的电压矢量图，（c）是电压相位超过90度的情况下的各电压的电压矢量图。
在使电动机负载以一定比例增加的情况下，如图6（b）所示，使q轴电流以一定比例增加来应对。即，在图5的电路中，通过以q轴电流指令值Iq *与q轴再现电流值Iqc的差分为基础而运算出的相位误差指令值Δθc *使施加电压指令值（Vd *，Vq *）的电压相位Vθ增加，由此进行弱磁控制（电压相位为90度以下）。
此时，如图6（a）所示，电压相位随着电动机负载的上升而增加。
另外，图6（c）所示，电动机旋转速度（旋转速度）ωc基本追随电动机旋转速度指令值ω1 *。
另外，表示此时的各电压（弱磁输出电压V1lθ、矢量控制输出电压V1）的矢量图的是图7（b）。
在电动机负载进一步增加、电压相位Vθ成为从q轴起90度以上、换言之从磁铁磁通起为180度以上时，如图6（b）所示那样，q轴再现电流值Iqc转为减少。
在该区域中，相对于增加的q轴电流指令值而q轴再现电流值减少，为此产生稳态的差分（Iq *－Iqc）。
另外，在该区域中，如图6（a）所示，由于电压相位Vθ增加到电压相位限制值Vθlim *，不能再作出进一步的弱磁。
由此，如图7（a）所示，输出转矩超过电流型的稳定极限而输出电压相位与q轴电流的关系成为非线性，转矩电流与输出转矩的关系进入到非线性的区域。
在该非线性的区域中，如所述那样，在q轴电流指令值Iq *与q轴再现电流值Iqc间产生稳态的差分（图6（b））。
另外，如随之的图6（c）所示那样，成为电动机旋转速度指令值ω1 *与电动机旋转速度ωc乖离的状态。
如此，在比较例1的构成即矢量控制部10A的构成中，在输出电压饱和状态下电压相位Vθ成为从磁铁磁通起180度以上时，弱磁控制变得困难。换言之，电动机难以驱动到能输出的极限转矩（电动机输出极限转矩、图7（a））。
另外，此时的各电压的矢量图为图7（c）。在图7（c）中，在使电压相位Vθ到达输出电压相位极限前就进入到不稳定的区域。
（比较例2）
接下来，作为比较例2，说明未特别建立在第1实施方式或比较例1进行的弱磁方式等的对策的情况下的现象和问题点。
首先，说明比较例2中的电动机的旋转速度与输出间的一般特性。
图11是表示在比较例2中使电动机输出转矩为给定值τ1来用电动机控制装置驱动电动机的情况下的特性的图，（a）表示电动机的旋转速度与电力变换器的输出电压以及输出电流的关系，（b）表示电动机的旋转速度与电动机输出转矩的关系。
在图11（a）中，横轴是旋转速度N［rpm］，纵轴是输出电压［V］和输出电流[A]。
由于在电动机（23、图2）产生与旋转速度成正比的感应电压，因此电力变换器需要输出超过该感应电压的电压。为此，电力变换器的输出电压如图11（a）的输出电压所示那样与旋转速度成正比地增加。
但是，如图11（a）所示，在电动机的旋转速度超过给定的值即旋转速度N1时，电力变换器（24、图2）的需要的输出电压进入到超过电力变换器的能提供电压（电力变换器能提供电压）V0的区域。
若超过极限的能提供电压V0，则电力变换器的输出电压不再上升。将达到该能提供电压V0的状态称作电压饱和区域。
在这样的电压饱和区域中，不能使电力变换器的输出电压的电压振幅再变大。但是，由于能使电力变换器的输出电流增加，因此，在电动机输出转矩为给定值τ1的基础上，能进一步提升旋转速度。
另外，在图11（b）中，横轴为旋转速度N［rpm］，纵轴为电动机输出转矩［Nm］。
如图11（b）所示，能在电动机输出转矩为给定值τ1的基础上超过旋转速度N1，从而使旋转速度上升到旋转速度N2。但是，旋转速度N2为极限，若再提升旋转速度，电动机输出转矩就会低于给定值τ1。
由此，旋转速度N2以下的状态是能输出电动机输出转矩的给定值τ1的区域，超过旋转速度N2的区域由于电动机输出转矩降低，因此是电动机输出转矩极限区域。
另外，在图11（a）、（b）中，作为比较例2的电动机的旋转速度与输出间的一般特性的关注点在于，在旋转速度N1进入电压饱和区域。由于进入该电压饱和区域，因此电动机的高输出的驱动、控制中出现极限。
＜比较例1的补足：在电压饱和区域中扩大驱动范围的弱磁控制方式＞
作为在电压饱和区域扩大驱动范围的弱磁控制方式，在专利文献1提出如下技术：在电力变换器的输出电压值受到限制的情况下，通过q轴的电流指令值与q轴的电流检测值的偏差来作成控制的基准轴与电动机的磁通轴的偏差即相位误差的指令值，由此来进行弱磁控制，关于其问题点，参照图12、图13来补足说明比较例1。
另外，在该方式中，能以电力变换器能稳态地输出的电压（能提供电压）V0（下面称作电压饱和状态）控制电力变换器的输出电压。在此，在电压饱和区域进行驱动的永磁电动机有时会如埋入磁铁型电动机那样产生磁阻转矩分量。
图12是表示在比较例1中输出电压相位与输出转矩以及q轴电流的关系的图。另外，横轴是输出电压相位［deg］，纵轴是输出转矩［Nm］、以及q轴电流［A］。
如图12所示那样，在输出电压相位成为超过从q轴起90度（deg）、即从磁铁磁通起180度的相位，电动机的输出转矩成为最大。换言之，在输出电压相位超过90度的输出电压极限相位（电压相位限制值Vθlim *），电动机输出最大输出极限转矩。
但是，如所述的图7（a）所示那样，电力变换器的输出电压相位与电动机的q轴电流在输出电压相位超过90度的范围不再是线性的关系，而成为非线性的关系。
因此，在包含所述专利文献1的比较例的方式中，在输出电压相位超过90度的区域难以进行控制。为此，能进行控制的输出的区域中实质的输出电压极限相位为图12所示的“比较例的输出电压极限相位”，成为大概90度程度。
图13是表示在比较例1中电动机的旋转速度N与电动机输出转矩的关系的图。另外，横轴是旋转速度N［rpm］，纵轴是电动机输出转矩［Nm］。
在图13中，如所述那样，在包含专利文献1的比较例1的方式中，在输出电压相位超过90度的区域难以进行控制。为此，在电动机输出转矩τ1的情况下，在所述专利文献1的方式中将电力变换器的输出电压控制到输出极限相位（电压相位限制值Vθlim *）就不能驱动到理想的极限的旋转速度N2，能驱动的转速会降低到转速N3。换言之，不能驱动到电动机能输出的极限转矩。
＜第1实施方式的补足＞
根据以上的背景，为了克服比较例1和比较例2的问题点，采取本发明的第1实施方式的构成。
即，如所述那样，第1实施方式通过使用矢量控制部10（图1），而能在输出电压饱和状态下使电压相位相对于磁铁的主磁通方向为180度以上地进行控制，直到电动机输出极限转矩为止都能进行弱磁控制。
即，不变更电力变换器地实现了驱动低速、高效率设计的永磁电动机的电动机控制装置21（图1）的高输出化，能兼顾高效率化和高输出化。
（第2实施方式）
以搭载本发明的第1实施方式的矢量控制装置10的电动机控制装置21应用于压缩机驱动电动机的控制中的空调机900为第2实施方式，参照图9、图10进行说明。
图9表示本发明的第2实施方式所涉及的空调机900的内部的构成。
另外，图10是表示搭载于本发明的第2实施方式所涉及的空调机900的压缩机驱动电动机的特性的图。
在图9中，空调机900具备如下要素而构成：与外部空气进行热交换的室外机901、与室内进行热交换的室内机902、和将两者相连的配管903。
室外机901基本如下要素而构成：压缩制冷剂的压缩机904、驱动压缩机904的压缩机驱动电动机905、控制压缩机驱动电动机905的电动机控制装置906、和使用压缩制冷剂与外部空气进行热交换的热交换机907。
在电动机控制装置906应用搭载了所述的本发明的第1实施方式的矢量控制装置10（图1）的电动机控制装置21（图2）。
另外，室内机902具备如下要素而构成：与室内进行热交换的热交换机908、和向室内送风的送风机909。
接下来，参照图10来说明压缩机驱动电动机905的特性。
图10是表示压缩机驱动电动机905的旋转速度与电动机效率的关系的图。另外，横轴表征压缩机的驱动电动机的旋转速度（压缩机驱动电动机旋转速度）［rpm］，纵轴表征压缩机的驱动电动机的效率（压缩机驱动电动机效率）［％］。
作为表征空调机的性能的指标，近年来使用用于进行接近于实际使用时的状态下的评价的指标的全年能源消耗率（APF：Annual Performance Factor）。
在APF指标下注重低速旋转、低负载时的效率。为此，在空调机压缩机驱动电动机的设计中，进行电动机的低速度设计，以使得图10的实线的特性线1001所示的电动机效率成为峰值的转速N3为较低的旋转速度。
但是，如图6以及图7所示那样，在比较例的弱磁控制方式中，不能控制到电动机能输出的极限转矩。因此，为了谋求兼顾APF指标和压缩机的最大输出，不能进行进一步的低速度设计。
在第2实施方式的空调机900中，将第1实施方式的电动机控制装置21应用于空调机900，进行弱磁控制。即，电动机控制装置906通过在电力变换器24（图2）的输出电压饱和状态下将电压相位控制为相对于磁铁磁通为180度以上，而能输出电动机能输出的极限转矩。
由此，如图11的虚线的特性线1002所示那样，能不使压缩机驱动电动机的最大输出降低地对电动机进行低速设计，将效率成为峰值的旋转速度设计为更低的旋转速度N4。
＜第2实施方式的效果＞
通过第2实施方式，在与现有的电动机驱动装置相同的电力变换器的构成下，能不使压缩机驱动电动机905的最大输出降低地应用将电动机效率成为峰值的旋转速度设计为低速度的低速度设计电动机。换言之，能谋求兼顾空调机的高输出化和APF指标的提升。
（其它的实施方式）
以上参照附图详述了本发明的实施方式，但本发明并不限定于这些实施方式以及其变形，也可以进行不脱离本发明的要旨的范围内的设计变更等，下面举出其示例。
《各构成、功能的实现》
可以将所述的本实施方式的各构成、功能、处理部、处理单元等中的一部或全部通过例如在集成电路进行设计等以硬件来实现。另外，也可以通过能变更程序的软件来实现。另外，也可以混载硬件和软件。
例如，矢量控制装置10也可以不是独立的装置。例如在CPU（Central ProcessingUnit，中央处理器）等中，也可以与其它的电路、功能一起嵌入到软件的程序中。
另外，控制线和信息线考虑到说明上的需要而示出，在产品上并不一定示出全部的控制线和信息线。实际也可以认为几乎全部的构成都是相互连接。
《电压矢量运算部》
另外，在图1的第1实施方式的构成中，基于来自相位误差指令运算部111的相位误差指令值Δθc *来由电压矢量运算部运算施加电压指令值（Vd *、Vq *），但在对给图2的无位置传感器控制部32的旋转相位θdc加上相位误差指令值Δθc *的加法运算的方式中，也能进行同样的驱动。
《电动机旋转速度估计值、转矩估计值》
在第1实施方式中，电动机旋转速度估计值ωc不仅由无位置传感器控制部32进行估计（运算）而得到，也可以如所述那样是传感器等进行检测而得到的值、即电动机旋转速度检测值。
同样地，转矩估计值τc不仅通过以转矩估计运算部103中的再现电流（Idc，Iqc）为基础的估计（运算）而得到，也可以是传感器等进行检测而得到的值、即转矩检测值。
《开关元件、半导体元件》
另外，作为电力变换器24所具备的电力变换主电路41的开关元件，说明了使用IGBT的示例，但也可以使用其它的半导体元件的开关元件，例如也可以使用MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管）。
《电动机的类型》
在第1实施方式中，作为进行驱动的电动机，举出永磁同步电动机为例，但也可以是绕线磁场型同步电动机，另外，也可以是在永磁和绕线的两者都确保磁场磁通的方式。
另外，本实施方式不仅能应用电动机的转子在定子的内部的空洞旋转的内转子型，还能应用在定子的外侧旋转的外转子型。
《搭载电动机的各种设备》
在第2实施方式中，说明了将搭载第1实施方式的矢量控制装置10的电动机控制装置21应用在压缩机驱动的空调机900，但用搭载了第1实施方式的矢量控制装置10的电动机控制装置21进行驱动的电动机的应用例并不限定于空调机。在搭载电动机的各种设备中，由于若搭载本发明的第1实施方式的矢量控制装置或电动机控制装置就能兼顾电动机控制装置的高输出化、高效率化和高输出化，因此对作为所述各种的设备的性能提高和效率化作出贡献。

Claims (4)

1.一种矢量控制装置，其特征在于，
基于向电动机提供电力来使电动机驱动的电力变换器的输出，在该输出为输出电压饱和状态时，将用于规定所述电力变换器的输出电压的弱磁输出电压相位控制为相对于所述电动机的磁场磁极的主磁通方向为180度以上，并且，
通过转矩指令值与转矩估计值的差分来控制所述电力变换器输出的电压相位，
所述矢量控制装置具备：转矩指令运算部、q轴电流指令运算部、转矩估计运算部、转矩输入切换部、q轴电流输入切换部、d轴电流输入切换部、相位误差指令运算部、第二q轴电流指令运算部、第二d轴电流指令运算部、电压矢量运算部以及输出电压限制检测部，
所述转矩指令运算部，根据电动机旋转速度指令值与估计的电动机旋转速度的差分来运算转矩指令值，
所述q轴电流指令运算部，根据电动机旋转速度指令值与估计的电动机旋转速度的差分来运算q轴电流指令值，
所述转矩估计运算部，基于电动机的电气常数和再现电流值来运算转矩估计值，
所述转矩输入切换部，根据输出电压限制检测部所输出的输出电压限制标记，将转矩指令值与转矩估计值的差分、或者表示0值的0作为信号输出给相位误差指令运算部，
所述q轴电流输入切换部，根据输出电压限制标记，将q轴电流指令值与q轴再现电流值的差分或者0作为信号，输出给第二q轴电流指令运算部，
所述d轴电流输入切换部，根据输出电压限制标记，将d轴电流指令值与d轴再现电流值的差分或者0作为信号，输出给第二d轴电流指令运算部，
所述相位误差指令运算部，根据转矩输入切换部的输出值运算相位误差的指令值，
所述第二q轴电流指令运算部，根据q轴电流输入切换部的输出值运算第二q轴电流指令值，
所述第二d轴电流指令运算部，根据d轴电流输入切换部的输出值运算第二d轴电流指令值，
所述电压矢量运算部，根据第二d轴电流指令值、第二q轴电流指令值以及相位误差指令值来运算弱磁输出电压，参照电动机的电气常数和电动机旋转速度来运算施加电压指令值，
所述输出电压限制检测部，根据电压矢量运算部的输出运算输出电压振幅值，在输出电压振幅值小于电力变换器能提供的电压的情况下，将输出电压限制标记设为0，在输出电压振幅值达到电力变换器能提供的电压的情况下，将输出电压限制标记设定为1，
在所述施加电压指令值的输出电压振幅值比电力变换器能提供的电压大的输出电压饱和状态的情况下，在输出电压振幅值为恒定状态下根据转矩指令值与转矩估计值的差分来运算相位误差指令值，通过控制电力变换器的输出电压相位来进行弱磁控制。
2.根据权利要求1所述的矢量控制装置，其特征在于，
所述电动机是永磁同步电动机。
3.一种电动机控制装置，其特征在于，具备：
权利要求1或2所述的矢量控制装置，
对所述电动机进行驱动控制。
4.一种空调机，其特征在于，具备：
权利要求3所述的电动机控制装置。
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