JP6040799B2

JP6040799B2 - 昇圧コンバータ及び昇圧コンバータの制御方法

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Publication number: JP6040799B2
Application number: JP2013026924A
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Inventors: 丹羽　章雅; 章雅丹羽
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Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2013-02-14
Filing date: 2013-02-14
Publication date: 2016-12-07
Anticipated expiration: 2033-02-14
Also published as: JP2014158328A

Description

本発明は、互いに直列接続された高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子と、リアクトルと、デッドタイムを付与しつつ、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子を相補的にオンオフ操作する基本操作部と、前記リアクトルに流れる電流がその指令値を超えたタイミングで前記低電位側スイッチング素子をオフ操作するオフ操作部と、を備える昇圧コンバータ並びに昇圧コンバータの制御方法に関する。

この種の昇圧コンバータとしては、下記特許文献１に記載されているように、互いに直列接続された高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子、これらスイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトル、並びに平滑コンデンサを備える電流モード制御方式の昇圧コンバータが知られている。詳しくは、この昇圧コンバータは、低電位側スイッチング素子がオン操作される場合においてリアクトルの両端のうち上記接続点とは反対側から上記接続点へと向かう方向にリアクトル電流が流れる力行時のみならず、リアクトルの両端のうち上記接続点から上記接続点とは反対側へと向かう方向にリアクトル電流が流れる回生時においてもリアクトル電流を検出可能な回路を備えている。

こうした構成を採用することで、リアクトル電流制御の応答性の向上を図っている。これにより、負荷電流の急減によって昇圧コンバータの出力電圧が指令電圧を超えて上昇する場合であっても、上昇した出力電圧を指令電圧まで速やかに低下させる。

特開２００６−３２００４２号公報

ただし、上記特許文献１に記載された昇圧コンバータでは、回生時においてリアクトル電流制御の応答性の低下を抑制しきれない懸念がある。これは、以下に説明する理由のためである。

回生時においては、低電位側スイッチング素子がオフ操作される場合であっても、低電位側スイッチング素子の両端のうちリアクトルとの接続点とは反対側から上記接続点へと向かう規定方向に低電位側スイッチング素子のボディダイオードを介して電流が流れ続ける。このため、リアクトル電流が指令値を超えることで低電位側スイッチング素子がオフ操作されても、低電位側スイッチング素子がオフ操作されてから高電位側スイッチング素子がオン操作されるまでの期間であるデッドタイムにおいては、低電位側スイッチング素子のボディダイオードを介して電流が流れ続ける。これにより、リアクトル電流が指令値を超えることとなり、リアクトル電流制御の応答性が低下する。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、リアクトル電流制御の応答性を好適に向上させることのできる昇圧コンバータ、及び昇圧コンバータの制御方法を提供することにある。

上記課題を解決すべく、本発明は、互いに直列接続された高電位側スイッチング素子（１０Ｈ）及び低電位側スイッチング素子（１０Ｌ）と、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトル（１２）と、前記低電位側スイッチング素子の両端のうち前記接続点とは反対側から該接続点へと向かう規定方向の電流の流通を許容してかつ、該規定方向とは逆方向の電流の流通を規制する流通規制要素（１５Ｌ）と、デッドタイムを付与しつつ、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子を相補的にオンオフ操作する基本操作部（３８，４０）と、前記リアクトルの両端のうち前記接続点とは反対側から該接続点へと向かう方向に流れる電流の極性を正とした場合、前記基本操作部によって前記低電位側スイッチング素子がオン操作される状況下、前記リアクトルに流れる電流がその指令値を超えたタイミングで前記低電位側スイッチング素子をオフ操作するオフ操作部（３４，４４）と、を備える。こうした構成を前提として、本発明は、前記低電位側スイッチング素子の次回のオンオフ操作１周期における前記リアクトルに流れる電流のピーク値の極性を予測する極性予測部（２８ｂ，２８ｃ）と、前記極性予測部によって前記ピーク値の極性が負であると予測された場合、前記次回のオンオフ操作１周期において前記オフ操作部による前記低電位側スイッチング素子のオフ操作タイミングを前記デッドタイムだけ早める進角部（２８ｄ，２８ｅ，２８ｆ）と、を備えることを特徴とする。

低電位側スイッチング素子のオンオフ操作１周期においてリアクトルに流れる電流のピーク値の極性が負となる状況は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の双方がオフ操作される期間であるデッドタイムにおいて流通規制要素を介して電流が流れる状況である。こうした状況は、リアクトルに流れる電流が指令値を超える状況である。

ここで、上記発明では、極性予測部を備えることで、低電位側スイッチング素子の次回のオンオフ操作１周期において、リアクトルに流れる電流が指令値を超えるおそれがあるか否かを予測できる。そして、リアクトルに流れる電流が指令値を超えるおそれがあると予測された場合、進角部によって次回のオンオフ操作１周期における低電位側スイッチング素子のオフ操作タイミングをデッドタイムだけ早める。これにより、リアクトルに流れる電流が指令値を大きく超えることを回避することができ、ひいてはリアクトルに流れる電流制御の応答性を好適に向上させることができる。

第１の実施形態にかかる昇圧コンバータの回路図。力行時の昇圧コンバータの動作を示すタイムチャート。回生時の昇圧コンバータの動作を示すタイムチャート。第１の実施形態にかかるオフタイミング進角部の詳細を示す図。同実施形態にかかるリアクトル電流信号のピーク値の予測手法を示す図。同実施形態にかかるオフセット電圧の算出手法を示す図。同実施形態にかかるオフタイミング進角処理の手順を示すフローチャート。同実施形態にかかる回生時の昇圧コンバータの動作を示すタイムチャート。第２の実施形態にかかる昇圧コンバータの回路図。同実施形態にかかるオフタイミング生成部の詳細を示す図。同実施形態にかかるオフタイミング進角処理の手順を示すフローチャート。第３の実施形態にかかるリアクトル電流信号へのノイズの重畳態様の一例を示すタイムチャート。同実施形態にかかるオフタイミング進角処理の手順を示すフローチャート。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる昇圧コンバータを具体化した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、昇圧コンバータＣＶは、互いに直列接続されたハイサイドスイッチ１０Ｈ（「高電位側スイッチング素子」に相当）及びローサイドスイッチ１０Ｌ（「低電位側スイッチング素子」に相当）からなるハーフブリッジ回路、リアクトル１２、平滑コンデンサ１４、並びに、ハイサイドスイッチ１０Ｈ及びローサイドスイッチ１０Ｌをオンオフ操作する制御回路１６を備えている。ここで、本実施形態では、ハイサイドスイッチ１０Ｈ及びローサイドスイッチ１０Ｌとして、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いている。なお、図中、ハイサイドスイッチ１０Ｈのゲート信号を「ＶｇＨ」にて示し、ローサイドスイッチ１０Ｌのゲート信号を「ＶｇＬ」にて示している。

ハイサイドスイッチ１０Ｈのソースとローサイドスイッチ１０Ｌのドレインとは接続され、ローサイドスイッチ１０Ｌのソースは接地されている。ハイサイドスイッチ１０Ｈ及びローサイドスイッチ１０Ｌの接続点は、リアクトル１２の一端に接続されている。ハイサイドスイッチ１０Ｈの両端のうちローサイドスイッチ１０Ｌとの接続点とは反対側は、平滑コンデンサ１４の一端が接続され、平滑コンデンサ１４の他端は接地されている。

ハイサイドスイッチ１０Ｈには、ボディダイオード（以下、ハイサイドボディダイオード１５Ｈ）が形成され、ローサイドスイッチ１０Ｌにも、ボディダイオード（以下、ローサイドボディダイオード１５Ｌ）が形成されている。ここで、ハイサイドボディダイオード１５Ｈは、ハイサイドスイッチ１０Ｈがオフ操作される場合において、ハイサイドスイッチ１０Ｈの両端のうちローサイドスイッチ１０Ｌとの接続点からこの接続点とは反対側へと向かう方向の電流の流通を許容してかつ、この方向とは逆方向の電流の流通を規制（より具体的には遮断）する。また、ローサイドボディダイオード１５Ｌは、ローサイドスイッチ１０Ｌがオフ操作される場合において、ローサイドスイッチ１０Ｌの両端のうち接地部位からハイサイドスイッチ１０Ｈとの接続点へと向かう規定方向の電流の流通を許容してかつ、規定方向とは逆方向の電流の流通を規制（より具体的には遮断）する「流通規制要素」に相当する。

昇圧コンバータＣＶは、リアクトル１２に流れる電流（以下、リアクトル電流）を検出する電流検出回路１８を備えている。電流検出回路１８は、カレントトランス１８ａと、カレントトランス１８ａに一端が接続されてかつ他端が接地された抵抗体１８ｂとを備えている。ここで、リアクトル電流を「ＩＬ」、カレントトランス１８ａの巻数比を「Ｎ」、抵抗体１８ｂの抵抗値を「Ｒｃ」とすると、電流検出回路１８は、リアクトル電流ＩＬに応じた第１の電圧信号（以下、リアクトル電流信号Ｖｃ＝Ｒｃ／Ｎ×ＩＬ）を出力する。なお、本実施形態において、電流検出回路１８が「第１の電圧出力回路」を構成する。

昇圧コンバータＣＶは、また、出力電圧検出回路２０、入力電圧検出回路２２、及びリアクトル１２の温度（以下、リアクトル温度）を検出する温度センサ２４を備えている。詳しくは、出力電圧検出回路２０は、一対の抵抗体２０ａ，２０ｂの直列接続体を備え、昇圧コンバータＣＶの出力電圧Ｖｏｕｔ（平滑コンデンサ１４の端子間電圧）に応じた第２の電圧信号（以下、出力電圧信号Ｖｏｕｔｆｂ）を出力する。より具体的には、出力電圧検出回路２０は、昇圧コンバータＣＶの出力電圧Ｖｏｕｔを一対の抵抗体２０ａ，２０ｂで抵抗分圧した値である出力電圧信号Ｖｏｕｔｆｂを出力する。また、入力電圧検出回路２２は、一対の抵抗体２２ａ，２２ｂの直列接続体を備え、昇圧コンバータＣＶの入力電圧Ｖｉｎ（リアクトル１２の両端のうちハイサイドスイッチ１０Ｈ及びローサイドスイッチ１０Ｌの接続点とは反対側の印加電圧）に応じた入力電圧信号Ｖｉｎｆｂを出力する。より具体的には、入力電圧検出回路２２は、昇圧コンバータＣＶの入力電圧Ｖｉｎを一対の抵抗体２２ａ，２２ｂで抵抗分圧した値である入力電圧信号Ｖｉｎｆｂを出力する。なお、本実施形態において、出力電圧検出回路２０が「第２の電圧出力回路」を構成し、温度センサ２４が「温度検出部」を構成する。

制御回路１６は、誤差増幅器２６（エラーアンプ）、オフタイミング進角部２８、第１のＡＤコンバータ３０、第２のＡＤコンバータ３２、コンパレータ３４、クロック信号ＣＫを生成するクロック生成回路３６、ＲＳフリップフロップ３８、及び相補駆動部４０を備えている。詳しくは、誤差増幅器２６は、その反転入力端子に出力電圧検出回路２０から出力された出力電圧信号Ｖｏｕｔｆｂが入力され、非反転入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。誤差増幅器２６は、出力電圧信号Ｖｏｕｔｆｂ及び基準電圧Ｖｒｅｆの偏差を増幅した誤差電圧Ｖｅを出力する。なお、基準電圧は、昇圧コンバータＣＶの出力電圧の指令値（以下、指令電圧）に基づき設定される。また、本実施形態において、誤差増幅器２６による誤差電圧Ｖｅの算出処理が「誤差増幅ステップ」を構成する。

オフタイミング進角部２８は、誤差増幅器２６から出力された誤差電圧Ｖｅ、リアクトル電流信号Ｖｃ、入力電圧信号Ｖｉｎｆｂ、及び温度センサ２４によって検出されたリアクトル温度Ｔｄを入力として、ローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミングを早める（進角させる）機能を有する。なお、リアクトル電流信号Ｖｃは、第１のＡＤコンバータ３０を介してオフタイミング進角部２８に入力され、入力電圧信号Ｖｉｎｆｂは、第２のＡＤコンバータ３２を介して、オフタイミング進角部２８に入力される。また、オフタイミング進角部２８については、後に詳述する。さらに、オフタイミング進角部２８の出力信号Ｖｅ＊（より具体的には、後述するスロープ補償が実施された上記出力信号Ｖｅ＊）がリアクトル電流の「指令値」に相当する。

コンパレータ３４は、その反転入力端子に電流検出回路１８から出力されたリアクトル電流信号Ｖｃが入力され、非反転入力端子にオフタイミング進角部２８の出力信号Ｖｅ＊が入力される。ここで、本実施形態において、コンパレータ３４には、さらに、リアクトル電流の低調波発振を回避すべく、図示しないスロープ補償回路から補償ランプ波が入力される。なお、本実施形態において、コンパレータ３４が、リアクトル電流信号Ｖｃがオフタイミング進角部２８の出力信号Ｖｅ＊を超えた場合、ローサイドスイッチ１０Ｌをオフ操作する旨の信号を出力する「比較器」を構成し、また、「オフ操作部」を構成する。さらに、コンパレータ３４による比較処理が「オフ操作ステップ」を構成する。

ＲＳフリップフロップ３８は、そのリセット端子にコンパレータ３４の出力信号Ｓｒ（「所定信号」に相当）が入力され、セット端子にクロック生成回路３６から出力されるクロック信号ＣＫが入力される。すなわち、ＲＳフリップフロップ３８は、コンパレータ３４の出力信号Ｓｒによってリセットされ、クロック信号ＣＫによってセットされる「ラッチ回路」である。ＲＳフリップフロップ３８は、コンパレータ３４の出力信号Ｓｒ及びクロック信号ＣＫを入力として、ハイサイドスイッチ１０Ｈ及びローサイドスイッチ１０Ｌをオンオフ操作するための基準信号Ｓｉｇを出力する。なお、本実施形態において、ＲＳフリップフロップ３８による基準信号Ｓｉｇの生成処理が「基準信号生成ステップ」を構成する。

相補駆動部４０は、ハイサイドスイッチ１０Ｈ及びローサイドスイッチ１０Ｌを相補的にオンオフ操作すべく、ＲＳフリップフロップ３８から出力される基準信号Ｓｉｇに基づき、図２に示すように、ハイサイドスイッチ１０Ｈ，ローサイドスイッチ１０Ｌのゲートに対してゲート信号ＶｇＨ，ＶｇＬを生成して出力する。ここで、図２は、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作される場合においてリアクトル１２の両端のうちハイサイドスイッチ１０Ｈ及びローサイドスイッチ１０Ｌの接続点とは反対側から上記接続点へと向かう方向にリアクトル電流が流れる力行時における昇圧コンバータＣＶの動作を示す。なお、図２（ａ）は、誤差電圧Ｖｅ及びリアクトル電流信号Ｖｃの推移を示し、図２（ｂ）は、クロック信号ＣＫの推移を示し、図２（ｃ）は、基準信号Ｓｉｇの推移を示し、図２（ｄ）は、コンパレータ３４の出力信号Ｓｒの推移を示す。また、図２（ｅ）は、ハイサイドスイッチ１０Ｈに対するゲート信号ＶｇＨの推移を示し、図２（ｆ）は、ローサイドスイッチ１０Ｌに対するゲート信号ＶｇＬの推移を示す。さらに、図中、一点鎖線は、誤差電圧Ｖｅに基づき生成された補償ランプ波を示す。

図示されるように、相補駆動部４０は、クロック信号ＣＫの入力によって基準信号Ｓｉｇの論理が「Ｈ」に反転されるタイミング（時刻ｔ４）をデッドタイムだけ遅延させたタイミング（時刻ｔ５）から、コンパレータ３４の出力信号の論理が「Ｈ」に反転されて基準信号Ｓｉｇの論理が「Ｌ」に反転されるタイミング（時刻ｔ６）までをローサイドスイッチ１０Ｌのオン操作期間とする。また、相補駆動部４０は、基準信号Ｓｉｇの論理が「Ｌ」に反転されるタイミング（時刻ｔ２）をデッドタイムだけ遅延させたタイミング（時刻ｔ３）から、クロック信号ＣＫの入力によって基準信号Ｓｉｇの論理が「Ｈ」に反転されるタイミング（時刻ｔ４）までをハイサイドスイッチ１０Ｈのオン操作期間とする。なお、本実施形態において、ＲＳフリップフロップ３８及び相補駆動部４０が「基本操作部」を構成する。また、相補駆動部４０によるハイサイドスイッチ１０Ｈ及びローサイドスイッチ１０Ｌの駆動処理が「相補駆動ステップ」を構成する。さらに、ＲＳフリップフロップ３８及び相補駆動部４０によって実行される一連の処理が「基本操作ステップ」を構成する。

続いて、図２を用いて、力行時における昇圧コンバータＣＶの動作について説明する。図示される例では、時刻ｔ１〜ｔ２においてローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作されることで、リアクトル電流が流れてリアクトル１２に磁気エネルギが蓄積される。そして、ローサイドスイッチ１０Ｌがオフ操作されてデッドタイムとなる時刻ｔ２〜時刻ｔ３において、リアクトル電流がハイサイドボディダイオード１５Ｈを介して平滑コンデンサ１４へと流れる。そして、時刻ｔ３〜ｔ４においてハイサイドスイッチ１０Ｈがオン操作されることで、リアクトル電流がハイサイドスイッチ１０Ｈを介して平滑コンデンサ１４へと流れる。

ハイサイドスイッチ１０Ｈを同期整流に用いる以上説明した昇圧コンバータＣＶによれば、昇圧コンバータＣＶにおける電力変換効率を向上させることができる。

続いて、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作される場合において、リアクトル１２の両端のうちハイサイドスイッチ１０Ｈ及びローサイドスイッチ１０Ｌの接続点から上記接続点とは反対側へと向かう逆方向にリアクトル電流が流れる回生時における昇圧コンバータＣＶの動作について説明する。ここで、逆方向にリアクトル電流が流れる状況は、例えば、昇圧コンバータＣＶの出力側に接続された図示しない電気負荷に流れる電流の急減によって昇圧コンバータＣＶの出力電圧が指令電圧を超えて上昇する場合に生じ得る。

図３に、回生時における昇圧コンバータＣＶの動作を示す。詳しくは、図３（ａ）〜図３（ｆ）は、先の図２（ａ）〜図２（ｆ）に対応している。

図示されるように、回生時においては、リアクトル電流信号Ｖｃが補償ランプ波を超えることでローサイドスイッチ１０Ｌがオフ操作されても、ローサイドスイッチ１０Ｌがオフ操作されてからハイサイドスイッチ１０Ｈがオン操作されるまでの期間であるデッドタイム（時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）において、ローサイドボディダイオード１５Ｌを介して上記規定方向にリアクトル電流が流れ続ける。このため、リアクトル電流信号Ｖｃが補償ランプ波を超えて上昇することとなり、リアクトル電流信号Ｖｃと、理想的なリアクトル信号Ｖｔｇｔとが大きくずれる。これにより、リアクトル電流制御の応答性が低下する。

こうした問題に対処すべく、本実施形態では、制御回路１６に上記オフタイミング進角部２８を備えた。以下、図４を用いて、オフタイミング進角部２８について詳述する。

図４は、オフタイミング進角部２８における各種処理を示すブロック図である。

インダクタンス算出部２８ａは、温度センサ２４によって検出されたリアクトル温度Ｔｄが高いほど、リアクトル１２のインダクタンスＬを高く算出する。具体的には、リアクトル温度Ｔｄに基づき、リアクトル１２のインダクタンス温特マップを参照してリアクトル１２のインダクタンスＬを補正する。ここで、上記温特マップとは、インダクタンスＬがリアクトル温度Ｔｄと関係付けられたマップのことである。また、本実施形態において、上記温特マップが記憶された制御回路１６の備えるメモリ（例えば不揮発性メモリ）が「記憶部」を構成する。

ピーク値予測部２８ｂは、ローサイドスイッチ１０Ｌの次回のオンオフ操作１周期におけるリアクトル電流のピーク値Ｖｃｐｅａｋ（より具体的には、リアクトル電流信号Ｖｃのピーク値）を予測する。ここで、本実施形態では、リアクトル電流信号Ｖｃ（より具体的には、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられたタイミングのリアクトル電流信号Ｖｃ）、入力電圧検出回路２２から出力された入力電圧信号Ｖｉｎｆｂ、誤差電圧Ｖｅ、及びインダクタンス算出部２８ａにおいて算出されたインダクタンスＬに基づき、ピーク値Ｖｃｐｅａｋを予測する。また、本実施形態では、リアクトル１２の両端のうちハイサイドスイッチ１０Ｈ及びローサイドスイッチ１０Ｌの接続点とは反対側から上記接続点へと向かう方向に流れるリアクトル電流の極性を正とする。以下、図５を用いて、これらパラメータに基づくピーク値Ｖｃｐｅａｋの予測手法について説明する。

図５は、リアクトル電流信号Ｖｃ及び補償ランプ波の推移を示す図である。図５を参照すると、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられてから、所定時間Ｔ１が経過するタイミングにおいて補償ランプ波とリアクトル電流信号Ｖｃとが同一の値になるとの条件から、下式（ｅｑ１）が導かれる。

上式（ｅｑ１）において、「ｍ２」は補償ランプ波のスロープ係数（＜０）を示し、「Ｖα」は、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられるタイミングのリアクトル電流信号Ｖｃを示す。以下、「Ｖα」を電流信号初期値と称すこととする。一方、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられてから所定時間Ｔ１が経過するタイミングにおいて、リアクトル電流信号Ｖｃが電流信号初期値Ｖαからピーク値Ｖｃｐｅａｋまで上昇するとの条件から、下式（ｅｑ２）が導かれる。

上式（ｅｑ１），（ｅｑ２）から下式（ｅｑ３）が導かれる。

こうして導かれた上式（ｅｑ３）に基づき、ピーク値Ｖｃｐｅａｋを予測できる。なお、上式（ｅｑ３）で用いる昇圧コンバータＣＶの入力電圧Ｖｉｎは、抵抗体２２ａ，２２ｂの抵抗値に基づき入力電圧信号Ｖｉｎｆｂを換算することで算出すればよい。

先の図４の説明に戻り、コンパレータ２８ｃは、ピーク値予測部２８ｂにおいて予測されたピーク値Ｖｃｐｅａｋを入力として、ローサイドスイッチ１０Ｌの次回のオンオフ操作１周期におけるピーク値Ｖｃｐｅａｋの極性が負であるか否かを予測する。なお、本実施形態において、ピーク値予測部２８ｂ及びコンパレータ２８ｃが、「極性予測部」を構成する。

オフセット電圧算出部２８ｄは、入力電圧信号Ｖｉｎｆｂ及びインダクタンスＬを入力として、ローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミングをデッドタイムＤＴだけ早めるためのオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出する。以下、図６を用いて、これらパラメータに基づくオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの算出手法について説明する。

図６は、ゲート信号ＶｇＨ，ＶｇＬ、リアクトル電流信号Ｖｃ及び補償ランプ波の推移を示す図である。図６を参照すると、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、デッドタイムＤＴにおけるリアクトル電流信号Ｖｃの増加分Ｖ１と、補償ランプ波の低下分Ｖ２の絶対値との加算値である。すなわち、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、デッドタイムＤＴにおけるリアクトル電流の増加分に応じた電圧信号である。このことから、下式（ｅｑ４）が導かれる。

ここで、リアクトル電流信号Ｖｃの増加分Ｖ１と、補償ランプ波の低下分Ｖ２とは、下式（ｅｑ５），（ｅｑ６）で表される。

上式（ｅｑ４）〜（ｅｑ６）より、下式（ｅｑ７）が導かれる。

こうして導かれた上式（ｅｑ７）に基づき、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出することができる。なお、上式（ｅｑ７）で用いる入力電圧Ｖｉｎは、先ほどと同様に、抵抗体２２ａ，２２ｂの抵抗値に基づき入力電圧信号Ｖｉｎｆｂを換算することで算出すればよい。

先の図４の説明に戻り、偏差算出部２８ｅは、誤差電圧Ｖｅからオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを減算した値を算出する。

選択部２８ｆは、コンパレータ２８ｃの出力信号に基づき、コンパレータ３４の非反転入力端子に対して出力する誤差電圧を切り替える。詳しくは、コンパレータ２８ｃの出力信号の論理が「Ｈ」である（ピーク値Ｖｃｐｅａｋの極性が正である）場合、コンパレータ３４の非反転入力端子に対して誤差電圧Ｖｅを出力する。一方、コンパレータ２８ｃの出力信号の論理が「Ｌ」である（ピーク値Ｖｃｐｅａｋの極性が負である）場合、コンパレータ３４の非反転入力端子に対して誤差電圧Ｖｅからオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを減算した値を出力する。これにより、ローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミングをデッドタイムＤＴだけ早めることができる。なお、本実施形態において、偏差算出部２８ｅ及び選択部２８ｆが「進角部」を構成する。

図７に、本実施形態にかかるローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミングの進角処理の手順を示す。この処理は、制御回路１６によって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、ローサイドスイッチ１０Ｌがオフ操作からオン操作に切り替えられるタイミングであるか否かを判断する。

ステップＳ１０において肯定判断された場合には、ステップＳ１２に進み、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられるタイミングのリアクトル電流信号Ｖｃである電流信号初期値Ｖαを取得する。

続くステップＳ１４では、温度センサ２４によって検出されたリアクトル温度Ｔｄに基づき、上述したリアクトル１２のインダクタンス温特マップを参照してリアクトル１２のインダクタンスＬを補正する。なお、本実施形態において、本ステップが「温度検出ステップ」を構成する。

続くステップＳ１６では、入力電圧Ｖｉｎ、インダクタンスＬ、スロープ係数ｍ２及びデッドタイムＤＴに基づき、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを算出する。なお、本実施形態において、本ステップが「オフセット電圧算出ステップ」を構成する。

続くステップＳ１８では、電流信号初期値Ｖα、入力電圧Ｖｉｎ、誤差電圧Ｖｅ、インダクタンスＬ及びスロープ係数ｍ２に基づき、ローサイドスイッチ１０Ｌの次回のオンオフ操作１周期におけるピーク値Ｖｃｐｅａｋを予測する。なお、本実施形態では、上記ステップＳ１６、Ｓ１８の処理で用いる入力電圧Ｖｉｎを、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられるタイミングで取得することとする。また、本実施形態において、ステップＳ１８の処理が「ピーク値予測ステップ」を構成する。

続くステップＳ２０では、ピーク値Ｖｃｐｅａｋの極性が負であるか否かを判断する。そして、ステップＳ２０において否定判断された場合には、ステップＳ２２に進み、コンパレータ３４に対して出力する誤差電圧Ｖｅ＊として、誤差増幅器２６から出力された誤差電圧Ｖｅをそのまま用いる。一方、上記ステップＳ２０において肯定判断された場合には、ステップＳ２４に進み、コンパレータ３４に対して出力する誤差電圧Ｖｅ＊として、誤差電圧Ｖｅからオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを減算した値を用いる。

ちなみに、本実施形態において、ステップＳ２０の処理が「極性予測ステップ」を構成し、ステップＳ２４の処理が「進角ステップ」を構成する。

なお、上記ステップＳ１０において否定判断された場合や、ステップＳ２２、Ｓ２４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

次に、図８を用いて、ローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミング進角処理の効果について説明する。ここで、図８（ａ）〜図８（ｆ）は、先の図３（ａ）〜図３（ｆ）に対応している。

オフ操作タイミングの進角処理によれば、図中２点鎖線にて示すように、補償ランプ波をオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔだけ低下させることができる。このため、ローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミングをデッドタイムＤＴ（時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４）だけ早めることができ、ひいてはリアクトル電流信号Ｖｃが理想的なリアクトル信号Ｖｔｇｔからずれることを回避できる。したがって、リアクトル電流制御の応答性を好適に向上させることができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）ローサイドスイッチ１０Ｌの次回のオンオフ操作１周期におけるリアクトル電流信号Ｖｃのピーク値Ｖｃｐｅａｋの極性が負であると予測された場合、誤差増幅器２６から出力された誤差電圧Ｖｅからオフセット電圧算出部２８ｄによって算出されたオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを減算した。これにより、ローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミングをデッドタイムＤＴだけ早めることができ、リアクトル電流信号Ｖｃが補償ランプ波を大きく超えることを回避することができる。したがって、リアクトル電流制御の応答性を好適に向上させることができ、負荷電流の急減によって上昇した昇圧コンバータＣＶの出力電圧を指令電圧まで速やかに低下させることができる。

（２）リアクトル温度Ｔｄに基づき算出されたリアクトル１２のインダクタンスＬを、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの算出に用いた。このため、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの算出精度を向上させることができ、ひいてはローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミングの設定精度を向上させることができる。

（３）リアクトル温度Ｔｄに基づき算出されたリアクトル１２のインダクタンスＬを、ピーク値Ｖｃｐｅａｋの予測に用いた。このため、ピーク値Ｖｃｐｅａｋの予測精度を向上させることができ、ひいてはローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミングが誤って早められる事態の発生を回避することなどができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、制御回路１６においてローサイドスイッチ１０Ｌをオフ操作する回路構成を変更する。

図９に、本実施形態にかかる昇圧コンバータＣＶの回路図を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態にかかる制御回路１６は、コンパレータ３４に代えて、オフタイミング生成部４４を備えている。本実施形態において、オフタイミング生成部４４には、オフタイミング進角部２８において算出された誤差電圧Ｖｅ＊及びインダクタンスＬと、入力電圧信号Ｖｉｎｆｂとが入力される。

また、本実施形態にかかる昇圧コンバータＣＶは、電流検出回路４２を備えている。電流検出回路４２は、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作される場合におけるローサイドスイッチ１０Ｌの端子間電圧を、リアクトル電流ＩＬに応じた第１の電圧信号（以下、素子電流信号Ｖｄとして検出する。電流検出回路４２から出力された素子電流信号Ｖｄは、オフタイミング生成部４４に入力される。なお、本実施形態において、電流検出回路４２が「第１の電圧出力回路」を構成する。

図１０に、オフタイミング生成部４４のブロック図を示す。

操作時間算出部４４ａは、ピーク値Ｖｃｐｅａｋ、インダクタンスＬ、入力電圧信号Ｖｉｎｆｂから算出される昇圧コンバータＣＶの入力電圧Ｖｉｎ、及び素子電流信号Ｖｄから算出される電流信号初期値Ｖαを入力として、ローサイドスイッチ１０Ｌのオン操作時間Ｔｐｅａｋ（具体的には、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられてから、素子電流信号Ｖｄが補償ランプ波に到達するまでに想定される時間）を算出する。ここで、本実施形態では、スロープ補償が実施されていることから、オン操作時間Ｔｐｅａｋを下式（ｅｑ８）を用いて算出する。ここで、下式（ｅｑ８）は、上式（ｅｑ２）を「Ｔ１」について解いたものである。

上式（ｅｑ８）のピーク値Ｖｃｐｅａｋは、上式（ｅｑ３）において「Ｖｅ」を「Ｖｅ＊」に置き換えることで予測すればよい。つまり、ピーク値Ｖｃｐｅａｋは、誤差電圧Ｖｅ＊、入力電圧Ｖｉｎ、電流信号初期値Ｖα、インダクタンスＬ及びスロープ係数ｍ２に基づき予測すればよい。

カウントダウンタイマ４４ｂは、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作されてから操作時間算出部４４ａによって算出されたオン操作時間Ｔｐｅａｋが経過したタイミングにおいて論理「Ｈ」のパルス信号を出力する。そして、コンパレータ４４ｃは、論理「Ｈ」のパルス信号の入力により、ローサイドスイッチ１０Ｌをオフ操作する旨を指示する論理「Ｈ」のパルス信号Ｓｒ（「所定信号」に相当）を出力する。なお、本実施形態において、カウントダウンタイマ４４ｂ及びコンパレータ４４ｃが「判断部」を構成する。

図１１に、本実施形態にかかるローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミングの進角処理の手順を示す。この処理は、制御回路１６によって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１１において、先の図７に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１６の処理の完了後、ステップＳ１８ａにおいて、電流信号初期値Ｖα、入力電圧Ｖｉｎ、誤差電圧Ｖｅ＊、インダクタンスＬ及びスロープ係数ｍ２に基づき、ピーク値Ｖｃｐｅａｋを予測する。その後、ステップＳ２０を経由してステップＳ２２、Ｓ２４の処理が完了した場合、ステップＳ２６に進み、ピーク値Ｖｃｐｅａｋ、電流信号初期値Ｖα、入力電圧Ｖｉｎ及びインダクタンスＬに基づき、オン操作時間Ｔｐｅａｋを算出する。

続くステップＳ２８では、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作が開始されたタイミングを基準としてカウントダウンを開始する。そして、ステップＳ３０では、カウントダウンが開始されてからオン操作時間Ｔｐｅａｋが経過するまで待機する。そして、ステップＳ３２では、パルス信号Ｓｒを出力する。

なお、上記ステップＳ１０において否定判断された場合や、ステップＳ３２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、リアクトル電流ＩＬを素子電流信号Ｖｄとして検出する電流検出回路４２を備える昇圧コンバータＣＶにおいて、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作される期間であってかつローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられてから規定時間ＴＢＬ（時刻ｔ１〜ｔ２）経過前の素子電流信号Ｖｄの使用を禁止する。これは、図１２に示すように、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられた直後において、素子電流信号Ｖｄにノイズが重畳するおそれがあることに鑑みたものである。なお、図１２（ａ）〜図１２（ｃ）は、先の図８（ｅ），（ｆ），（ａ）に対応している。

図１３に、本実施形態にかかるローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミングの進角処理の手順を示す。この処理は、制御回路１６によって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図１３において、先の図１１に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１０において肯定判断された場合、ステップＳ３４において、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられてから規定時間ＴＢＬ経過したか否かを判断する。この処理は、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられてから規定時間ＴＢＬ経過前の素子電流信号Ｖｄが、オフ操作タイミング進角処理で使用されることを禁止するための処理である。この処理により、本実施形態にかかる電流信号初期値Ｖαは、ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられてから規定時間ＴＢＬ経過したタイミングの素子電流信号Ｖｄとなる。ちなみに、ステップＳ３４において規定時間ＴＢＬ経過したと判断された場合、ステップＳ１２に進む。また、本実施形態において、ステップＳ３４の処理が「禁止手段」を構成する。

以上説明した本実施形態によれば、上記第２の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果が得られる。

（４）ローサイドスイッチ１０Ｌがオン操作に切り替えられてから規定時間ＴＢＬ経過前の素子電流信号Ｖｄの使用を禁止した。このため、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの算出等にノイズが重畳していない素子電流信号Ｖｄを用いることができる。これにより、オフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの算出精度や、ピーク値Ｖｃｐｅａｋの予測精度をいっそう高めることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記各実施形態において、スロープ補償が行われない構成を採用してもよい。この場合、上記第１の実施形態のピーク値予測部２８ｂ及びオフセット電圧算出部２８ｄにおいて、スロープ係数ｍ２を「０」とすればよい。また、この場合、上記第２の実施形態において、オン操作時間Ｔｐｅａｋは、上式（ｅｑ８）の「Ｖｃｐｅａｋ」を「Ｖｅ＊」に置き換えて算出すればよい。

・上記第１の実施形態において、上記第２の実施形態で説明した電流検出回路４２を用いてもよい。この場合、ノイズが重畳した素子電流信号Ｖｄの利用を回避すべく、上記第３の実施形態で説明した手法を採用すればよい。

・「進角部」としては、上記第１の実施形態に例示したものに限らない。例えば、誤差電圧Ｖｅからオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを減算することに代えて、電流検出回路１８から出力されたリアクトル電流信号Ｖｃにオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを加算することで、ローサイドスイッチ１０Ｌのオフ操作タイミングをデッドタイムＤＴだけ早めてもよい。

・「ピーク値予測部」としては、上記第１の実施形態に例示したものに限らない。例えば、ピーク値Ｖｃｐｅａｋの予測に用いるリアクトル１２のインダクタンスＬを固定値としてもよい。この場合であっても、ピーク値Ｖｃｐｅａｋを予測することはできる。なお、「オフセット電圧算出部」によるオフセット電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの算出や、上記第２の実施形態の「操作時間算出部」によるオン操作時間Ｔｐｅａｋの算出においても、インダクタンスＬの固定値を用いてもよい。

・「高電位側スイッチング素子」及び「低電位側スイッチング素子」としては、電界効果トランジスタに限らず、例えばＩＧＢＴであってもよい。この場合、「流通規制要素」は、例えば、ＩＧＢＴに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードとすればよい。

１０Ｈ…ハイサイドスイッチ、１０Ｌ…ローサイドスイッチ、１２…リアクトル、１５Ｌ…ローサイドボディダイオード、３４…コンパレータ、２８ｂ…ピーク値予測部、２８ｃ…コンパレータ、２８ｅ…偏差算出部、２８ｆ…選択部、３８…ＲＳフリップフロップ、４０…相補駆動部。

Claims

互いに直列接続された高電位側スイッチング素子（１０Ｈ）及び低電位側スイッチング素子（１０Ｌ）と、
前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトル（１２）と、
前記低電位側スイッチング素子の両端のうち前記接続点とは反対側から該接続点へと向かう規定方向の電流の流通を許容してかつ、該規定方向とは逆方向の電流の流通を規制する流通規制要素（１５Ｌ）と、
前記高電位側スイッチング素子の両端のうち前記接続点とは反対側に一端が接続された平滑コンデンサ（１４）と、を備える昇圧コンバータ（ＣＶ）において、
前記低電位側スイッチング素子がオン操作される場合における該低電位側スイッチング素子の端子間電圧を、前記リアクトルに流れる電流に応じた第１の電圧信号として出力する第１の電圧出力回路（４２）と、
前記平滑コンデンサの端子間電圧に応じた第２の電圧信号を出力する第２の電圧出力回路（２０）と、
前記第２の電圧出力回路から出力された前記第２の電圧信号及び基準電圧の偏差を増幅した誤差電圧を出力する誤差増幅器（２６）と、
所定信号及びクロック信号を入力として、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子をオンオフ操作するための基準信号を出力するラッチ回路（３８）と、
前記ラッチ回路から出力された前記基準信号を入力として、デッドタイムを付与しつつ、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子を相補的にオンオフ操作する相補駆動部（４０）と、
前記リアクトルの両端のうち前記接続点とは反対側から該接続点へと向かう方向に流れる電流の極性を正とした場合、前記相補駆動部によって前記低電位側スイッチング素子がオン操作される状況下、前記リアクトルに流れる電流がその指令値を超えたタイミングで前記低電位側スイッチング素子をオフ操作するオフ操作部（３４）と、
前記低電位側スイッチング素子の次回のオンオフ操作１周期における前記リアクトルに流れる電流のピーク値の極性を予測する極性予測部（２８ｂ，２８ｃ）と、
前記極性予測部によって前記ピーク値の極性が負であると予測された場合、前記次回のオンオフ操作１周期において前記オフ操作部による前記低電位側スイッチング素子のオフ操作タイミングを前記デッドタイムだけ早める進角部（２８ｅ，２８ｆ）と、
を備え、
前記オフ操作部は、前記誤差増幅器から出力された前記誤差電圧、及び前記第１の電圧出力回路から出力された前記第１の電圧信号の大小比較結果を前記所定信号として前記ラッチ回路に出力する比較器（３４）を有し、
前記比較器は、前記第１の電圧信号が前記指令値としての前記誤差電圧を超えた場合、前記低電位側スイッチング素子をオフ操作する旨を前記所定信号として出力し、
前記極性予測部は、前記第１の電圧信号、前記リアクトルの両端のうち前記接続点とは反対側の印加電圧、前記リアクトルのインダクタンス及び前記誤差電圧に基づき、前記ピーク値を予測するピーク値予測部（２８ｂ）を有し、前記ピーク値予測部によって予測された前記ピーク値の極性を予測することを特徴とする昇圧コンバータ。
互いに直列接続された高電位側スイッチング素子（１０Ｈ）及び低電位側スイッチング素子（１０Ｌ）と、
前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトル（１２）と、
前記低電位側スイッチング素子の両端のうち前記接続点とは反対側から該接続点へと向かう規定方向の電流の流通を許容してかつ、該規定方向とは逆方向の電流の流通を規制する流通規制要素（１５Ｌ）と、
前記高電位側スイッチング素子の両端のうち前記接続点とは反対側に一端が接続された平滑コンデンサ（１４）と、を備える昇圧コンバータ（ＣＶ）において、
前記低電位側スイッチング素子がオン操作される場合における該低電位側スイッチング素子の端子間電圧を、前記リアクトルに流れる電流に応じた第１の電圧信号として出力する第１の電圧出力回路（１８）と、
前記平滑コンデンサの端子間電圧に応じた第２の電圧信号を出力する第２の電圧出力回路（２０）と、
前記第２の電圧出力回路から出力された前記第２の電圧信号及び基準電圧の偏差を増幅した誤差電圧を出力する誤差増幅器（２６）と、
所定信号及びクロック信号を入力として、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子をオンオフ操作するための基準信号を出力するラッチ回路（３８）と、
前記ラッチ回路から出力された前記基準信号を入力として、デッドタイムを付与しつつ、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子を相補的にオンオフ操作する相補駆動部（４０）と、
前記リアクトルの両端のうち前記接続点とは反対側から該接続点へと向かう方向に流れる電流の極性を正とした場合、前記相補駆動部によって前記低電位側スイッチング素子がオン操作される状況下、前記リアクトルに流れる電流がその指令値を超えたタイミングで前記低電位側スイッチング素子をオフ操作するオフ操作部（４４）と、
前記低電位側スイッチング素子の次回のオンオフ操作１周期における前記リアクトルに流れる電流のピーク値の極性を予測する極性予測部（２８ｂ，２８ｃ）と、
前記極性予測部によって前記ピーク値の極性が負であると予測された場合、前記次回のオンオフ操作１周期において前記オフ操作部による前記低電位側スイッチング素子のオフ操作タイミングを前記デッドタイムだけ早める進角部（２８ｅ，２８ｆ）と、
を備え、
前記オフ操作部は、
前記誤差増幅器から出力された前記誤差電圧及び前記第１の電圧出力回路から出力された前記第１の電圧信号に基づき、前記低電位側スイッチング素子のオン操作時間を算出する操作時間算出部（４４ａ）と、
前記相補駆動部によって前記低電位側スイッチング素子がオン操作されてから、前記操作時間算出部によって算出された前記オン操作時間が経過したか否かを判断する判断部（４４ｃ）と、
を有し、
前記判断部は、前記オン操作時間が経過したと判断した場合、前記低電位側スイッチング素子をオフ操作する旨を前記所定信号として出力し、
前記極性予測部は、前記第１の電圧信号、前記リアクトルの両端のうち前記接続点とは反対側の印加電圧、前記リアクトルのインダクタンス及び前記誤差電圧に基づき、前記ピーク値を予測するピーク値予測部（２８ｂ）を有し、前記ピーク値予測部によって予測された前記ピーク値の極性を予測することを特徴とする昇圧コンバータ。
前記進角部は、
前記デッドタイムにおける前記リアクトルに流れる電流の増加分に応じた電圧信号であるオフセット電圧を算出するオフセット電圧算出部（２８ｄ）を有し、
前記誤差増幅器から出力された前記誤差電圧から前記オフセット電圧算出部によって算出された前記オフセット電圧を減算することで、前記低電位側スイッチング素子のオフ操作タイミングを前記デッドタイムだけ早めることを特徴とする請求項１又は２記載の昇圧コンバータ。
前記オフセット電圧算出部は、前記リアクトルの両端のうち前記接続点とは反対側の印加電圧及び前記第１の電圧信号に基づき、前記オフセット電圧を算出することを特徴とする請求項３記載の昇圧コンバータ。
前記リアクトルの温度を検出する温度検出部（２４）と、
前記リアクトルの温度と関係付けられて前記インダクタンスが記憶された記憶部（２８ａ）と、
を更に備え、
前記オフセット電圧算出部は、前記温度検出部によって検出された温度に対応した前記記憶部に記憶された前記インダクタンスを前記オフセット電圧の算出に用いることを特徴とする請求項４記載の昇圧コンバータ。
前記リアクトルの温度を検出する温度検出部（２４）と、
前記リアクトルの温度と関係付けられて前記インダクタンスが記憶された記憶部（２８ａ）と、
を更に備え、
前記ピーク値予測部は、前記温度検出部によって検出された温度に応じた前記記憶部に記憶された前記インダクタンスを前記ピーク値の予測に用いることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の昇圧コンバータ。
前記低電位側スイッチング素子がオン操作される期間であってかつ該低電位側スイッチング素子がオン操作に切り替えられてから規定時間経過前の前記第１の電圧信号の使用を禁止する禁止手段を更に備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の昇圧コンバータ。
前記低電位側スイッチング素子は、電界効果トランジスタであり、
前記流通規制要素は、前記低電位側スイッチング素子のボディダイオードであることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の昇圧コンバータ。
互いに直列接続された高電位側スイッチング素子（１０Ｈ）及び低電位側スイッチング素子（１０Ｌ）と、
前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の接続点に一端が接続されたリアクトル（１２）と、
前記低電位側スイッチング素子の両端のうち前記接続点とは反対側から該接続点へと向かう規定方向の電流の流通を許容してかつ、該規定方向とは逆方向の電流の流通を規制する流通規制要素（１５Ｌ）と、
前記高電位側スイッチング素子の両端のうち前記接続点とは反対側に一端が接続された平滑コンデンサ（１４）と、を備える昇圧コンバータ（ＣＶ）に適用され、
デッドタイムを付与しつつ、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子を相補的にオンオフ操作する基本操作ステップと、
前記リアクトルの両端のうち前記接続点とは反対側から該接続点へと向かう方向に流れる電流の極性を正とした場合、前記基本操作ステップによって前記低電位側スイッチング素子がオン操作される状況下、前記リアクトルに流れる電流がその指令値を超えたタイミングで前記低電位側スイッチング素子をオフ操作するオフ操作ステップと、
前記低電位側スイッチング素子の次回のオンオフ操作１周期における前記リアクトルに流れる電流のピーク値の極性を予測する極性予測ステップと、
前記極性予測ステップによって前記ピーク値の極性が負であると予測された場合、前記次回のオンオフ操作１周期において前記オフ操作ステップによる前記低電位側スイッチング素子のオフ操作タイミングを前記デッドタイムだけ早める進角ステップと、
前記平滑コンデンサの端子間電圧に応じた第２の電圧信号、及び基準電圧の偏差を増幅した誤差電圧を算出する誤差増幅ステップと、
前記デッドタイムにおける前記リアクトルに流れる電流の増加分に応じた電圧信号であるオフセット電圧を算出するオフセット電圧算出ステップと、
を備え、
前記低電位側スイッチング素子がオン操作される場合における該低電位側スイッチング素子の端子間電圧が、前記リアクトルに流れる電流に応じた第１の電圧信号とされており、
前記オフ操作ステップは、前記第１の電圧信号が、前記誤差増幅ステップによって算出された前記誤差電圧を超えたと判断された場合、前記低電位側スイッチング素子をオフ操作する旨の信号を生成し、
前記基本操作ステップは、
前記オフ操作ステップによって生成された前記オフ操作する旨の信号及びクロック信号を入力として、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子をオンオフ操作するための基準信号を生成する基準信号生成ステップと、
前記基準信号生成ステップによって生成された前記基準信号を入力として、前記デッドタイムを付与しつつ、前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子を相補的にオンオフ操作する相補駆動ステップと、
を有し、
前記進角ステップは、前記誤差増幅ステップによって算出された前記誤差電圧から前記オフセット電圧算出ステップによって算出された前記オフセット電圧を減算することで、前記低電位側スイッチング素子のオフ操作タイミングを前記デッドタイムだけ早め、
前記極性予測ステップは、前記第１の電圧信号、前記リアクトルの両端のうち前記接続点とは反対側の印加電圧、前記リアクトルのインダクタンス、及び前記誤差電圧に基づき前記ピーク値を予測するピーク値予測ステップを有し、該ピーク値予測ステップによって予測された前記ピーク値の極性を予測することを特徴とする昇圧コンバータの制御方法。
前記リアクトルの温度を検出する温度検出ステップを更に備え、
前記ピーク値予測ステップは、前記温度検出ステップによって検出された温度に基づき、前記ピーク値の予測に用いる前記リアクトルのインダクタンスを可変設定することを特徴とする請求項９記載の昇圧コンバータの制御方法。