JP5993675B2 - 電力変換装置，電力変換システム及び電力変換装置の制御方法 - Google Patents

電力変換装置，電力変換システム及び電力変換装置の制御方法 Download PDF

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Description

本発明は，電力変換装置，電力変換システム，及び，電力変換装置の制御方法に係り，特に，１つまたは複数の単位変換器を直列接続して構成したアームを備えて交流電力を直流電力に，あるいはその逆に変換するのに好適な電力変換装置，電力変換システム，及び，電力変換装置の制御方法に関する。
近年，交流を直流に或いは直流を交流に変換する電力変換装置が多く用いられている。
この種の電力変換装置として，単位変換器を利用するものが知られている。例えば，単位変換器を複数直列に接続することで，高電圧に耐えられる電力変換装置が比較的に容易に得られる。単位変換器は，コンデンサ等のエネルギー貯蔵要素を有して，半導体スイッチング素子を動作させることでエネルギー貯蔵要素の電圧を出力端子へ出力するものである。
この種の電力変換装置では，複数の相を扱うものとして，単位変換器を１つ或いは複数直列に接続したものを，並列接続することで，直流と交流の間の電力変換を行うように構成される。
単位変換器の回路構成では，スイッチング素子として，一般的に，ＩＧＢＴ （Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ），ＧＴＯ （Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ），ＧＣＴ （Ｇａｔｅ−Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）等，オン・オフ制御可能なパワー半導体デバイスを用いる。
このような電力変換装置の例として，複数の単位変換器に変圧器の二次巻線を直列に接続することで，この変圧器の二次巻線を介して三相電力系統に連系するものがある。具体的には，変圧器の二次巻線をオープン巻線として，各々の単位変換器の直列回路の一端をスター結線する。このような技術は，例えば，特開２０１０−２３３４１１号公報に記載されている。
このような技術では，電力変換するにあたって零相電流による起磁力を相殺することが一つの特徴であり，このように零相電流による起磁力を相殺できる変換器を，本明細書では，ＺＣ−ＭＭＣ（Ｚｅｒｏ−Ｓｅｑｕｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌｉｎｇ Ｍｏｄｕｌａｒ Ｍｕｌｔｉｌｅｖｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）と称する。
特開２０１０−２３３４１１号公報
上記の従来技術では，エネルギー貯蔵要素のエネルギー貯蔵値が制御される必要がある。エネルギー貯蔵要素としてコンデンサを例に説明すると，正常な運転のために所定電圧に制御される必要がある。
単位変換器を１つ或いは複数直列に接続したもの（以下アームと称す）について，各々の単位変換器のコンデンサ電圧が不均一になると，アーム全体の電圧バランスが崩れる。
例えば，アームのコンデンサ電圧の総和を許容範囲内に制御することを例にとって説明すると，この各々の単位変換器のコンデンサ電圧の不均一に対して，各アームの出力電圧指令値に零相電圧を重畳させることによって，各アームに意図的に異なる有効電力を発生させ，その結果，各アーム内のコンデンサ電圧平均値をアーム間でバランスさせる方法が考えられる（本明細書では，このアームバランス制御の方法を零相電圧重畳方式と称する）。
しかしながら，各々の単位変換器のコンデンサ電圧の不均一に抗して，各アームの出力電圧指令値に零相電圧を重畳させると，重畳させた零相電圧が直流側端子に現れてしまうという問題があった
特に，例えば２つの直流端子どうしを接続して，周波数変換装置（ＦＣ： Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ），直流送電システム（ＨＶＤＣ： Ｈｉｇｈ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ），ＢＴＢ（Ｂａｃｋ−ｔｏ−Ｂａｃｋ）システムとして運転しようとする場合，一方のＺＣ−ＭＭＣのアームバランス制御による零相電圧が共通の直流端子に現れてしまい，他方の制御に干渉してしまうという。
本発明の目的は，重畳電圧が直流側端子に現れることを抑制しつつ，なお，コンデンサ電圧の不均一に対応可能な電力変換装置，電力変換システム，及び，電力変換装置の制御方法を提供することにある。
上記目的を達成するために，本発明では，変圧器の所定次側の巻線とアームとを直列接続して直列回路を構成し，前記直列回路を並列接続して接続箇所を直流端子として構成し，前記アームは，単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成され，前記単位変換器は，少なくとも１つのエネルギー貯蔵要素と，前記エネルギー貯蔵要素の電圧に依存した出力の制御をする少なくとも１つのスイッチング素子を有して少なくとも２端子の変換器として構成され，前記変圧器の他方次側の巻線に複数相電源または複数相負荷を接続し，前記アームに流れるアーム電流の逆相成分を制御することで前記各アームのエネルギー貯蔵要素の電圧をバランスさせるように制御するように構成した。
また，複数のアームを並列に接続し，前記並列接続された複数のアームの一方は互いに接続されて第１の直流側として形成され，前記並列接続された複数のアームの他方は互いに接続されて第２の直流側として形成されるものであって，前記複数のアームの各々は，単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成され，前記単位変換器は，少なくとも１つのエネルギー貯蔵要素と，前記エネルギー貯蔵要素の電圧に依存した電圧を出力するための少なくとも１つのスイッチング素子を有するものであり，前記第１の直流側と第２の直流側との間に設けられた巻線，あるいは，前記第１の直流側と第２の直流側との間に設けられた端子に接続された巻線が，変圧器の所定次側の巻線として構成され，前記所定次側の巻線が他方次側の巻線に電気的に接続され，さらに，前記エネルギー貯蔵要素の貯蔵エネルギーまたは電圧の不平衡を，前記各アームに流れる電流が互いに異なる振幅と位相を持つように制御することで平衡に近づくように制御するように構成した。
具体的には，少なくとも１つのエネルギー貯蔵要素と少なくとも１つのスイッチング素子を備え，前記スイッチング素子のオン・オフに依存して前記エネルギー貯蔵要素の電圧に依存した電圧か零電圧を出力する少なくとも２端子の単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成したアームと変圧器巻線との直列回路を複数並列接続して構成し，前記変圧器の他の巻線に多相電源または多相負荷を接続し，前記並列接続点を直流端子として構成した電力変換装置において，前記の各アームが異なる有効電力を授受するように，前記の各アームに流れる電流を互いに異なる振幅と位相を持つように制御する手段を備える。
また，前記電力変換装置を少なくとも１つ備え，該電力変換装置の直流端子と少なくとも１つの他の電力変換装置を，直接，あるいは直流送電線を介して接続したＦＣ，ＨＶＤＣ，またはＢＴＢシステムを提供するものである。
本発明によれば，バランスための重畳電圧が直流端子に現れることを抑制しつつ，なお，コンデンサ電圧の不均一に対してバランスが可能となる。より具体的には，ＦＣ，ＨＶＤＣ，またはＢＴＢシステムにおいて，１つの電力変換装置が他の電力変換装置の制御に干渉することなく，前記エネルギー貯蔵装置のエネルギーまたは電圧をバランスさせる，または任意のアンバランスを生じさせることが可能になるという効果を得られる。
本発明による電力変換装置の第１および第２の形態 双方向チョッパ回路方式単位変換器の構成 フルブリッジ回路方式単位変換器の構成 本発明による電力変換装置の制御ブロック図の一例 本発明による電力変換装置のアームバランス制御ブロック図の一例 本発明による電力変換装置の制御ブロックのゲート信号発生部 本発明による電力変換装置の概念波形 本発明による電力変換装置の第１および第２の形態における変圧器の構成例 本発明による電力変換装置の第３の形態 本発明による電力変換装置の第３の形態における変圧器の構成例
本発明の第１の実施例について説明する。
本実施例は，双方向チョッパ回路を単位変換器とし，前記双方向チョッパ回路を複数直列接続して構成した３つのアームと変圧器の３つの２次巻線をそれぞれ直列接続した回路３つを並列接続し，並列接続点の一方を直流正側端子，他方を直流負側端子とし，前記変圧器の１次巻線を三相電力系統に接続した電力変換装置において，前記コンデンサの電圧のアーム毎の平均値の差に応じて，前記アームに逆相電流を流すことによって，前記コンデンサの電圧のアーム毎の平均値をバランスする機能を有する制御手段を備えた構成である。
また，本実施例は，前記の電力変換装置２つの直流端子どうし，または，前記の電力変換装置１つと他方式の電力変換装置１つの直流端子どうしを接続したＦＣ，ＨＶＤＣシステム，またはＢＴＢシステムの構成である。
本実施例によれば，前記の電力変換装置の一方が，他方の電力変換装置の制御に干渉することなく，前記コンデンサの電圧の各アーム内での平均値をバランスさせることができるという効果を得られる。
まず，図１を用いて，実施例１の全体構成を説明する。
電力変換装置１０２は変圧器１０３を介して三相電力系統１０１に接続している。変圧器１０３の構成については後述する。変圧器１０３の２次巻線の各相（ｕ点，ｖ点，ｗ点）と直列にＵ相アーム１０４Ｕ，Ｖ相アーム１０４Ｖ，Ｗ相アーム１０４Ｗが接続されている。また，各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗの他端は直流正側端子（Ｐ点）に接続されている。さらに，変圧器２次巻線の中性点が直流負側端子（Ｎ点）に接続されている。
すなわち，変圧器２次巻線（８０２）と各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗが直列接続された回路が，Ｐ点とＮ点で並列接続されている。
直流正側端子（Ｐ点）と直流負側端子（Ｎ点）には直接，あるいは図示されていない直流送電線を介して他端電力変換装置１１２が接続しており，他端電力変換装置１１２は他端三相交流系統１１３に接続している。ここで，他端電力変換装置１１２は，電力変換装置１０２と同一構成または異なる構成とすることができる。
各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗは複数の単位変換器１０５の直列回路である。単位変換器１０５の内部構成については後述する。
以下，図１中に図示した電圧，電流を定義する。
三相電力系統１０１のＵ相相電圧ＶＳＵ，Ｖ相相電圧をＶＳＶ，Ｗ相相電圧をＶＳＷと称する。
また，変圧器１０３のｕ点とＵ相アーム１０４Ｕに流れる電流をＩＵ，変圧器１０３のｖ点とＶ相アーム１０４Ｖに流れる電流をＩＶ，変圧器１０３のｗ点とＷ相アーム１０４Ｗに流れる電流をＩＷと称する。
さらに，Ｕ相アーム１０４Ｕに含まれる１つまたは複数の単位変換器１０５の出力電圧の和をＵ相アーム１０４Ｕの出力電圧ＶＵと称する。同様に，Ｖ相アーム１０４Ｖに含まれる１つまたは複数の単位変換器１０５の出力電圧の和をＶ相アーム１０４Ｖの出力電圧ＶＶ，Ｗ相アーム１０４Ｗに含まれる１つまたは複数の単位変換器１０５の出力電圧の和をＷ相アーム１０４Ｗの出力電圧ＶＷと称する。
直流正側端子（Ｐ点）と直流負側端子（Ｎ点）の間の電圧をＶＤＣと称する。また，電力変換装置１０１から他端電力変換装置１１２の直流正側端子（Ｐ点）に流れる電流を直流電流ＩＤＣと称する。
さらに，各単位変換器１０５のコンデンサ電圧をＶＣｊｋと称する。ここで，ｊは該単位変換器が属するアーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗを表わしており，例えばｊ＝Ｕ，Ｖ，Ｗである。また，ｋは該アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗ内での番号であり，例えばｋ＝１，２，…，ＮCである。ここで，ＮCはアーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗに含まれる単位変換器１０５の数である。
次に，図１中に示した電圧検出手段，電流検出手段，制御手段について説明する。
電圧検出手段１０７は，三相電力系統１０１の相電圧ＶＳＵ，ＶＳＶ，ＶＳＷを検出し，これを制御手段１０６に伝達する。なお，本実施例では電圧検出手段１０７が相電圧を検出する場合について記述しているが，線間電圧を検出してもよい。
電流検出手段１０８Ｕ，Ｖ，Ｗは，各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗに流れる電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを検出し，これを制御手段１０６に伝送する。
電圧検出手段１０９は，各単位変換器１０５に備えられたコンデンサ（２０３および／または３０１）の電圧を検出し，コンデンサ電圧検出線１１０を介してこれを制御手段１０６に伝送する。
制御手段１０６は，電圧検出手段１０７から得たＶＳＵ，ＶＳＶ，ＶＳＷと，電流検出手段１０８Ｕ，Ｖ，Ｗから得たＩＵ，ＩＶ，ＩＷと，電圧検出手段１０９から得た各単位変換器１０５のコンデンサ電圧ＶＣｊｋとを用いて，各単位変換器１０５（図２，３）のスイッチング素子２０１Ｈ，Ｌおよび／または２０１ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬに与えるゲート信号を生成し，ゲート信号伝送線１１１を用いてこれを伝送する。
ここで，図１では制御手段１０６を１つの長方形として描いているが，制御手段１０６を複数の構成要素に分割し，前記複数の構成要素を物理的に離れた場所や電気的に異なる電位に設置することも可能であり，本実施例はこのような場合も含むものとする。
また，図１では，制御手段１０６がＶＳＵ，ＶＳＶ，ＶＳＷ，ＩＵ，ＩＶ，ＩＷ，および各単位変換器１０５のコンデンサの電圧ＶＣｊｋを，電圧検出手段１０７，電流検出手段１０８Ｕ，Ｖ，Ｗ，電圧検出手段１０９を介して検出している場合を描いているが，他の電気量，例えばＶＤＣやＩＤＣを検出することも可能であり，本実施例はこのような場合も含むものとする。
以下，図２を用いて単位変換器１０５の内部構成の一例を説明する。単位変換器１０５として，片極性の電圧を出力できる双方向チョッパ回路方式の単位変換器１０５ａとフルブリッジ回路方式の単位変換器１０５ｂを用いることができる。まず，図２を用いて双方向チョッパ回路方式の単位変換器１０５ａの回路構成を説明する。
まず，図２を用いて双方向チョッパ回路方式の単位変換器１０５ａの回路構成を説明する。なお，図３（単位変換器１０５ｂ）については実施例２で説明する。
上側スイッチング素子２０１Ｈと上側環流ダイオード２０２Ｈが逆並列接続された回路と，下側スイッチング素子２０１Ｌと下側環流ダイオード２０２Ｌが逆並列接続された回路とをａ点で直列接続し，該直列接続された回路をコンデンサ２０３と並列接続している。
本明細書では上側スイッチング素子２０１Ｈと下側スイッチング素子２０１Ｌ，および後述の図３で説明するＸ相上側スイッチング素子２０１ＸＨ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＬ，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＨ，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＬを総称して単にスイッチング素子２０１と称する。
なお，図２，図３では，スイッチング素子２０１としてＩＧＢＴの記号を描いているが，オン・オフ制御可能なパワー半導体デバイスであれば，ＧＴＯ，ＧＣＴ，ＭＯＳＦＥＴ （Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等，ＩＧＢＴとは異なる種類のスイッチング素子を用いることも可能である。
前記のａ点と，コンデンサ２０３の一端（ｎ点）の間の電圧を単位変換器１０５の出力電圧Ｖｊｋと称する。ただし，ｊ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ，ｋ＝１，２，…，ＮCであり，ＮCは各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗに含まれる単位変換器１０５の数を表わす。
電圧検出手段１０９は，ＶＣｊｋを検出し，コンデンサ電圧検出線１１０を介してこれを制御手段１０６に伝送する。
ゲートドライバ２０５は，制御手段１０６から伝送されたゲート信号ＧＨｊｋ，ＧＬｊｋに基づいて，上側スイッチング素子２０１Ｈと下側スイッチング素子２０１Ｌのオン・オフを制御する。
以下，双方向チョッパ形単位変換器１０５の出力電圧Ｖｊｋと，スイッチング素子２０１Ｈ，Ｌのオン・オフ状態の関係を説明する。
上側スイッチング素子２０１Ｈがオン，下側スイッチング素子２０１Ｌがオフの場合，電流Ｉｊ（ｊ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）に関わらず，出力電圧Ｖｊｋをコンデンサ電圧ＶＣｊｋと概ね等しく制御できる。
上側スイッチング素子２０１Ｈがオフ，下側スイッチング素子２０１Ｌがオンの場合，電流Ｉｊに関わらず，出力電圧Ｖｊｋを零と概ね等しく制御できる。
以下，図８を用いて，変圧器１０３の内部構成の一例を説明する。
鉄心８０４Ｕに，１次巻線８０１Ｕ，２次分割巻線８０２Ｕｎ，８０２Ｕｐを巻回している。同様に，鉄心８０４Ｖに，１次巻線８０１Ｖ，２次分割巻線８０２Ｖｎ，８０２Ｖｐを巻回している。さらに，鉄心８０４Ｗに，１次巻線８０１Ｗ，２次分割巻線８０２Ｗｎ，８０２Ｗｐを巻回している。
１次巻線８０１Ｕ，Ｖ，ＷはＭ点でスター結線している。
また，２次分割巻線８０２Ｕｎ，Ｖｎ，ＷｎはＮ点でスター結線している。
さらに，２次分割巻線８０２Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのそれぞれの一端は，ｕ点，ｖ点，ｗ点を介してアーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗに接続している。
２次分割巻線Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐの，アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗと反対側の端は，それぞれ２次分割巻線Ｖｎ，Ｗｎ，ＵｐのＮ点とは反対側の端に接続している。
言い換えれば，６つの２次分割巻線８０２Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎは千鳥結線を構成している。本実施例では，６つの２次分割巻線８０２Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを総称して単に２次巻線と称する。ここで，２次分割巻線８０２Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎの巻数は概ね等しい。
なお，図８では，１次巻線８０１Ｕ，Ｖ，Ｗがスター結線されている場合を描いているが，８０１Ｕ，Ｖ，Ｗがデルタ結線されている場合にも本発明は適用可能であり，本実施例はこのような場合も含んでいるものとする。
さらに，図８では，２次分割巻線８０２Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎの結線として，例えば８０２Ｕｐと８０２Ｖｎが接続している場合を描いているが，２次巻線８０２Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎが図８とは異なる２次分割巻線の組み合わせを用いた千鳥結線となっている場合にも，本発明は適用可能であり，本実施例はこのような場合も含んでいるものとする。
また，２次巻線８０２Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎが，千鳥結線を構成していない場合にも，例えば特許文献１（特開２０１０−２３３４１１）の図２４，図２５に示された変圧器であっても本発明は適用可能であり，本実施例はこのような場合も含んでいるものとする。
さらに，本明細書では，変圧器１０３の巻線のうち，三相電力系統１０１に接続されている巻線を１次巻線と称し，アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている巻線を２次巻線と称しているが，「１次」，「２次」は説明のための便宜的な呼称であって，呼称が逆であっても本発明は適用可能である。
以下，図４〜６を用いて，制御手段１０６で実行されている制御方法を説明する。その後，図７を用いて各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗに含まれる１つまたは複数のコンデンサ１０５の電圧の平均値をアーム間でバランスできる原理を説明する。なお，本実施例では，変圧器１０３の変圧比が１：１である場合を想定して説明する。
図４は制御手段１０６で実行されている制御方法の一例を示したブロック図であり，交流電圧指令値生成部４１２と直流電圧指令値生成部４１３で構成されている。
まず，交流電圧指令値生成部４１２について説明する。
交流電圧指令値生成部４１２は，コンデンサ電圧指令値ＶＣ＊と，コンデンサ電圧検出線１１０を介して得た各単位変換器１０５のコンデンサ電圧ＶＣｊｋと，電流検出手段１０８Ｕ，Ｖ，Ｗを介して得たＩＵ，ＩＶ，ＩＷと，電圧検出手段１０７を介して得たＶＳＵ,ＶＳＶ，ＶＳＷと，後述するアームバランス部（図５）が演算する逆相電流指令値Ｉｄ２＊，Ｉｑ２＊とから，各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗの出力電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの指令値ＶＵ＊,ＶＶ＊，ＶＷ＊の交流成分ＶＵａｃ＊，ＶＶａｃ＊，ＶＷａｃ＊を演算する。
以下，ＶＵａｃ＊，ＶＶａｃ＊，ＶＷａｃ＊を交流電圧指令値と総称する。
交流電圧指令値生成部４１２は，少なくとも２つの機能を備えている。そのうちの１つ，全平均コンデンサ電圧制御機能は，全ての単位変換器１０５のコンデンサ２０３の電圧ＶＣｊｋの平均値ＶＣ（全平均コンデンサ電圧と称する）をコンデンサ電圧指令値ＶＣ＊と概ね一致するように制御する。また，もう１つの機能である電流制御機能は，アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗの電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷをｄ−ｑ座標上に変換したＩｄ，Ｉｑを指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に一致するように制御する。
以下，全平均コンデンサ電圧制御機能について説明する。
コンデンサ電圧検出線１１０を介して得た各単位変換器１０５のコンデンサ電圧ＶＣｊｋから，平均値演算器４０１を介して，全平均コンデンサ電圧ＶＣを演算する。
得られた全平均コンデンサ電圧ＶＣをコンデンサ電圧指令値ＶＣ＊から減算し，さらにこれにゲイン４０３を用いてフィードバック制御する。ゲイン４０３の出力に加算器４０４にてフィードフォワード項Ｉｄｆｆ＊を加算し，正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊を得る。
ここで，フィードフォワード項Ｉｄｆｆ＊は，三相電力系統１０１から電力変換装置１０２に流入させるべき有効電力をフィードフォワード制御するためのｄ軸電流指令値である。
ここで，ゲイン４０３は比例（Ｐ），比例・積分（ＰＩ），または比例・積分・微分（ＰＩＤ）ゲインである。
本実施例の説明では，ｄ軸電流Ｉｄが正の場合に，交流系統１０１から電力変換装置１０２に有効電力が流入し，ｄ軸電流Ｉｄが負の場合に電力変換装置１０２から交流系統１０１に有効電力が流出するようにｄ軸，ｑ軸を定めたものとする。ただし，ｄ軸，ｑ軸の定義の仕方を変えても，本発明は適用可能であり，本実施例はこのような場合も含んでいるものとする。
ｄ軸電流Ｉｄが，後述する電流制御機能によって正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊に概ね一致するように制御された場合，全平均コンデンサ電圧ＶＣの不足・過剰に応じて三相電力系統１０１から電力変換装置１０２に有効電力が流入・流出し，全平均コンデンサ電圧ＶＣを概ねコンデンサ電圧指令値ＶＣ＊に一致するように制御できる。
次に，電流制御機能について説明する。
電流検出手段１０８Ｕ，Ｖ，Ｗによって検出したＩＵ，ＩＶ，ＩＷにα−β変換とｄ−ｑ変換を施し，ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑを得る。ここで，ｄ−ｑ変換に用いる位相角θは，三相電力系統１０１の相電圧ＶＳＵ，ＶＳＶ，ＶＳＷから位相検出器４１１で検出した位相角であり，例えばＶＳＵの位相に同期している。すなわち，θは例えばＶＳＵの時々刻々の位相に同期して，例えば０ ｒａｄから２π ｒａｄまで変化する信号である。
ｄ軸電流検出値Ｉｄがｄ軸電流指令値Ｉｄ＊と一致するように，また，ｑ軸電流検出値Ｉｑがｑ軸電流指令値Ｉｑ＊と一致するように，（１），（２）式に基づいて，電力変換器装置１０２に与えるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を演算する。
[数１]
Ｖｄ＊＝ＶＳｄ−Ｇａｉｎ（Ｉｄ＊−Ｉｄ）−Ｒ・Ｉｄ−Ｘ・Ｉｑ …（１）
[数２]
Ｖｑ＊＝ＶＳｑ−Ｇａｉｎ（Ｉｑ＊−Ｉｑ）＋Ｘ・Ｉｄ−Ｒ・Ｉｑ …（２）
ここで，（１），（２）式中のＶＳｄとＶＳｑはそれぞれ三相電力系統１０１の電圧ＶＳＵ，ＶＳＶ，ＶＳＷにα−β変換とｄ−ｑ変換を施して得られた三相電力系統の系統ｄ軸電圧とｑ軸電圧である。また，ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値Ｉｑ＊は，後述の（５），（６）式で得られる。
さらに，ゲイン４０７（（１），（２）式中のＧａｉｎ）は比例（Ｐ），比例・積分（ＰＩ），または比例・積分・微分（ＰＩＤ）ゲインである。
また，（１），（２）式中のＲを変圧器１０３の巻線抵抗，Ｘを変圧器１０３の漏れリアクタンスとすることが好適である。
交流電圧指令値生成部４１２はさらに，（１），（２）式で得られたＶｄ＊，Ｖｑ＊に逆ｄ−ｑ変換と逆α−β変換を施して交流電圧指令値ＶＵａｃ＊，ＶＶａｃ＊，ＶＷａｃ＊を演算する。
直流電圧指令値生成部４１３は直流電圧指令値ＶＤＣ＊を生成する。
さらに，（３）〜（５）式によって，アーム電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を演算する。
[数３]
ＶＵ＊＝ＶＵａｃ＊＋ＶＤＣ＊ …（３）
[数４]
ＶＶ＊＝ＶＶａｃ＊＋ＶＤＣ＊ …（４）
[数５]
ＶＷ＊＝ＶＷａｃ＊＋ＶＤＣ＊ …（５）
アーム電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊から，後述のゲート信号生成部（図６）によって，各単位変換器１０５に与えるゲート信号を演算する。
以下，本発明に特徴的であるアームバランス部について，図５を用いて説明する。その後，図７を用いて各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗに含まれる１つまたは複数のコンデンサ１０５の電圧の平均値をアーム間でバランスできる原理を説明する。
図５は，コンデンサ電圧検出線１１０を介して得た各相のコンデンサ電圧ＶＣＵｋ，ＶＣＶｋ，ＶＣＷｋと，位相検出器４１１で検出したθとから，ｄ−ｑ座標上での逆相電流指令値Ｉｄ２＊とＩｑ２＊を演算する。なお，以下で説明する演算方法はＩｄ２＊，Ｉｑ２＊を得るための演算方法の一例であり，コンデンサ電圧ＶＣｊｋのアーム間でのバランスを確保するＩｄ２＊，Ｉｑ２＊を得る演算方法としては，以下の説明と数学的に等価な別の演算方法もあり，それらも本実施例に含まれるものとする。
まず，Ｕ相アーム１０４Ｕに含まれる各単位変換器１０５のコンデンサ電圧ＶＣＵｋの平均値ＶＣＵを平均値演算器５０１にて演算する。同様に，Ｖ相アーム１０４Ｖに含まれる各単位変換器１０５のコンデンサ電圧ＶＣＶｋの平均値ＶＣＶを平均値演算器５０１にて演算する。さらに，Ｗ相アーム１０４Ｗに含まれる各単位変換器１０５のコンデンサ電圧ＶＣＷｋの平均値ＶＣＷを平均値演算器５０１にて演算する。
次に，ＶＣＵ，ＶＣＶ，ＶＣＷの平均値ＶＣ＝（ＶＣＵ＋ＶＣＶ＋ＶＣＷ）／３を平均値演算器５０２で演算し，さらに，減算器４０２を用いてＶＣＵ−ＶＣ，ＶＣＶ−ＶＣ，ＶＣＷ−ＶＷを演算する。
得られたＶＣＵ−ＶＣ，ＶＣＶ−ＶＣ，ＶＣＷ−ＶＷに対して，移動平均演算器４０５にて三相交流系統１０１の１周期または整数周期の時間にわたる移動平均を演算し，それぞれΔＶＣＵ，ΔＶＣＶ，ΔＶＣＷを得る。なお，移動平均に代えてローパスフィルタを用いることも可能であり，本実施例はこのような場合も含んでいるものとする。
なお，図５中のα−β変換器によって図５中の平均値演算器５０２と減算器４０２の機能を兼ねることができるため，図５中の平均値演算器５０２と減算器４０２は必ずしも必須ではない。
さらに，得られたΔＶＣＵ，ΔＶＣＶ，ΔＶＣＷにα−β変換を施し，ΔＶＣα，ΔＶＣβを得て，さらに（６）式，（７）式に基づいてα−β座標上の逆相電流指令値Ｉ２α＊，Ｉ２β＊を演算する。
[数６]
Ｉ２α＊＝Ｇａｉｎ×ΔＶＣα …（６）
[数７]
Ｉ２β＊＝−Ｇａｉｎ×ΔＶＣβ …（７）
（３）式，（４）式で得られたＩ２α＊，Ｉ２β＊に対して，２θを用いてｄ−ｑ変換を施し，ｄ−ｑ座標上での逆相電流指令値Ｉｄ２＊，Ｉｑ２＊を得る。位相検出器４１１で検出したＶＳＵの位相θの２倍である２θでｄ−ｑ変換を行うことにより，２倍周波数でのｄ−ｑ変換と等価にできる。したがって，Ｉ２ｄ＊，Ｉ２ｑ＊は三相座標系において逆相成分を意味する。
図４と（８），（９）式に示すように，図５で得た逆相ｄ軸電流指令値Ｉｄ２＊と正相ｄ軸電流指令値Ｉｄ１＊の和としてｄ軸電流指令値Ｉｄ＊，および図５で得た逆相ｑ軸電流指令値Ｉｑ２＊と正相ｑ軸電流指令値Ｉｑ１＊との和としてｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を演算する。
[数８]
Ｉｄ＊＝Ｉｄ１＊＋Ｉｄ２＊ …（８）
[数９]
Ｉｑ＊＝Ｉｑ１＊＋Ｉｑ２＊ …（９）
（８），（９）式により，ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｑ軸電流指令値は正相成分と逆相成分を含んでおり，前述の電流制御機能が実際のＩｄ，ＩｑをそれぞれＩｄ＊，Ｉｑ＊と極力一致するようにフィードバック制御する。
本実施例の制御法によれば，逆α−β変換器４１０の出力には零相成分が含まれないため，電圧指令値生成部４１３の出力であるＶＤＣ＊と，アームバランス制御に用いるＩｄ２＊，Ｉｑ２＊を含めた電流制御機能の出力Ｖｕａｃ＊，Ｖｖａｃ＊，Ｖｗａｃ＊は干渉しない。したがって，アームバランス制御は，Ｐ点とＮ点の間の電圧ＶＤＣに変動を生じない。したがって，他端電力変換装置１１２の制御に干渉することなく，ＶＣＵ，ＶＣＶ，ＶＣＷをバランスできる。
なお，以上の説明では図４の電流制御機能がｄ−ｑ座標上で実行されている場合について説明したが，アーム電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの正相成分と逆相成分を制御できれば，他の方式，例えば三相個別に電流を制御する方法を用いても，本発明は適用可能である。
以下，図６を用いて，アーム電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊から，各単位変換器１０５に与えるゲート信号を演算する方法を説明する。なお，図６は三角波キャリアと電圧指令値を比較する三角波キャリア方式ＰＷＭ （Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を使用した場合を例として描いているが，アーム電圧指令値ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊と，実際のアーム電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷとを極力一致するように制御する方式であれば，三角波比較キャリアＰＷＭに限らず，空間ベクトル変調等，他の変調方式を適用することも可能であり，本実施例はこのような場合も含んでいるものとする。
Ｕ相アーム電圧指令値ＶＵ＊と，Ｕ相アーム１０４Ｕの各単位変換器１０５に対応する三角波キャリアＴｒｉＵｋ （ｋ＝１，２，…，ＮC）とから，Ｕ相アーム１０４Ｕの各単位変換器１０５に与えるゲート信号ＧＨＵｋ，ＧＬＵｋを演算する。ここで，前記三角波キャリアＴｒｉＵｋは，キャリア生成部６０２が生成する信号である。
また，Ｖ相アーム電圧指令値ＶＶ＊と，Ｖ相アーム１０４Ｖの各単位変換器１０５に対応する三角波キャリアＴｒｉＶｋ （ｋ＝１，２，…，ＮC）とから，Ｖ相アーム１０４Ｖの各単位変換器１０５に与えるゲート信号ＧＨＶｋ，ＧＬＶｋを演算する。ここで，前記三角波キャリアＴｒｉＶｋは，キャリア生成部６０２が生成する信号である。
さらに，Ｗ相アーム電圧指令値ＶＷ＊と，Ｗ相アーム１０４Ｗの各単位変換器１０５に対応する三角波キャリアＴｒｉＷｋ （ｋ＝１，２，…，ＮC）とから，Ｗ相アーム１０４Ｗの各単位変換器１０５に与えるゲート信号ＧＨＷｋ，ＧＬＷｋを演算する。ここで，前記三角波キャリアＴｒｉＷｋは，キャリア生成部６０２が生成する信号である。
制御手段１０６は，得られたゲート信号ＧＨＵｋ，ＧＬＵｋ，ＧＨＶｋ，ＧＬＶｋ，ＧＨＷｋ，ＧＬＷｋは，ゲート信号伝送線１１１を介して，各単位変換器のゲートドライバ２０５に伝送する。
以下，図７を参照しながら，図５に示したアームバランス部の制御方法によって，ＶＣＵ，ＶＣＶ，ＶＣＷをバランスできる原理について説明する。
図７は，三相電力系統１０１の相電圧ＶＳＵ，ＶＳＶ，ＶＳＷと，アーム電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと，アーム電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの正相成分ＩＵ１，ＩＶ１，ＩＷ１と，同じくアーム電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの逆相成分ＩＵ２，ＩＶ２，ＩＷ２と，アーム電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷと，各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗの電力ＰＵ，ＰＶ，ＰＷと，各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗ内のコンデンサ電圧平均値ＶＣＵ，ＶＣＶ，ＶＣＷとの概略波形である。
ただし，ＩＵ＝ＩＵ１＋ＩＵ２，ＩＶ＝ＩＶ１＋ＩＶ２，ＩＷ＝ＩＷ１＋ＩＷ２である。
なお，図７のそれぞれの波形の縦軸は任意単位である。また，横軸の１目盛りは三相電力系統１０１の電源１周期に相当する。
ここで，図８に図示した変圧器１０３の結線によって，ＶＳＵ，ＶＳＶ，ＶＳＷは，ＶＵ，ＶＶ，ＶＷの交流成分に比較して，概ね３０°進む。
また，各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗの電力は，ＰＵ＝ＶＵ×ＩＵ，ＰＶ＝ＶＶ×ＩＶ，ＰＷ＝ＶＷ×ＩＷであり，図１における電流ＶＵ，ＶＶ，ＶＷと電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの向きの定義から，ＰＵ，ＰＶ，ＰＷは各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗから放出される方向が正となる。
図７では，本発明の効果を分かりやすくするために，時刻Ｔ０において，ＶＣＵ，ＶＣＶ，ＶＣＷにアンバランスが生じている状態を描いた。なお，この時点では，図５に示したアームバランス制御を動作させていない。
時刻Ｔ１で図５のアームバランス制御を動作させると，交流電圧指令値生成部４１２の電流制御機能が，アーム電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷの逆相成分ＩＵ２，ＩＶ２，ＩＷ２を各アームに流すように制御する。
図７の時刻Ｔ１では，Ｕ相アーム１０４Ｕのアーム内のコンデンサ電圧平均値ＶＣＵが，ＶＣＶ，ＶＣＷよりも低い。
このような条件では，図５の演算と図４の電流制御機能が，Ｕ相アーム１０４に対しては，ＶＵの交流成分と逆位相の逆相電流ＩＵ２を流す。
すると，ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを意図的に不平衡とすることができ，これによって，Ｖ相アーム１０４Ｖ，Ｗ相アーム１０４Ｗから，Ｕ相アーム１０４Ｕにエネルギーを流入させることができる。
流入・流出したエネルギーは各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗに含まれる単位変換器１０５のコンデンサを充電・放電する。その結果，ＶＣＵ，ＶＣＷ，ＶＣＷをバランスさせることができる。
このように，アーム電流の逆相成分を制御することにより，各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗ内のコンデンサ電圧平均値ＶＣＵ，ＶＣＶ，ＶＣＷをバランスできるという効果が得られる。
すなわち、各アームに流れる電流が互いに異なる振幅と位相を持つように制御することでバランスさせることができる。
なお，以上の説明では，各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗ内のコンデンサ電圧平均値ＶＣＵ，ＶＣＶ，ＶＣＷをバランスさせる方法について説明したが，ＶＣＵ，ＶＣＶ，ＶＣＷに変えて，各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗ内のコンデンサの静電エネルギーの平均値をバランスさせるように制御することもできる。この場合，各コンデンサ２０３の静電容量をＣとすれば，各コンデンサ２０３の電圧ＶＣｊｋから静電エネルギーＷＣｊｋ＝Ｃ×ＶＣｊｋ2／２を演算し，ＶＣｊｋに代えてＷＣｊｋを用いて図４，５の演算を実行すればよい。
本発明の第２の実施例について説明する。
実施例１では，各アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗの内部に，双方向チョッパ回路方式の単位変換器１０５ａ（図２）を用いていたが，本実施例では，一部または全部の単位変換器１０５を，図３に示すフルブリッジ回路方式の単位変換器１０５ｂ（図３）に置き換えた構成である。
本実施例によれば，実施例１で得られる効果に加えて，直流正側端子（Ｐ点）と直流負側端子（Ｎ点）の間の電圧ＶＤＣを正，零，負に制御できるという効果を得られる。
以下，本実施例と実施例１で異なる点についてのみ説明する。
まず，図３を用いて，フルブリッジ回路方式の単位変換器１０５ｂの内部構成を説明する。
フルブリッジ回路方式の単位変換器１０５ｂの主回路は，Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＨとＸ相上側環流ダイオード２０２ＸＨの逆並列回路と，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＬとＸ相下側還流ダイオード２０２ＸＬの逆並列回路とを直列接続した回路と，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＨとＹ相上側環流ダイオード２０２ＹＨの逆並列回路と，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＬとＸ相下側還流ダイオード２０２ＹＬの逆並列回路とを直列接続した回路と，コンデンサ３０１とを並列接続した構成である。
ここで，Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＨとＸ相上側環流ダイオード２０２ＸＨの逆並列回路と，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＬとＸ相下側還流ダイオード２０２ＸＬの逆並列回路との直列接続点をＸ点と称する。
また，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＨとＹ相上側環流ダイオード２０２ＹＨの逆並列回路と，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＬとＸ相下側還流ダイオード２０２ＹＬの逆並列回路との直列接続点をＹ点と称する。
Ｘ点とＹ点の間の電圧Ｖｊｋを，フルブリッジ回路方式の単位変換器１０５ｂの出力電圧と称する。
フルブリッジ回路方式の単位変換器１０５ｂは，コンデンサ電圧ＶＣｊｋ（ｊ＝Ｕ，Ｖ，Ｗ，ｋ＝１，２，…，ＮC）を検出する電圧検出手段１０９を備えており，コンデンサ電圧検出線１１０を介して制御手段１０６に接続している。
また，フルブリッジ回路方式の単位変換器１０５ｂは，制御手段１０６からゲート信号線１１１を介して伝送されたゲート信号ＧＸＨｊｋ，ＧＸＬｊｋ，ＧＹＨｊｋ，ＧＹＬｊｋに基づいて，スイッチング素子２０１ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬのそれぞれのゲート・エミッタ間にゲート電圧を印加するゲートドライバ３０２を備えている。
以下，フルブリッジ回路方式の単位変換器１０５ｂの出力電圧Ｖｊｋと，スイッチング素子２０１ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬのオン・オフ状態の関係を説明する。
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＨがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＬがオフ，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＨがオン，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＬがオフの場合，電流Ｉｊに関わらず，出力電圧Ｖｊｋを零と概ね等しく制御できる。
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＨがオン，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＬがオフ，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＨがオフ，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＬがオンの場合，電流Ｉｊに関わらず，出力電圧Ｖｊｋをコンデンサ電圧ＶＣｊｋと概ね等しく制御できる。
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＨがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＬがオン，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＨがオン，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＬがオフの場合，電流Ｉｊに関わらず，出力電圧Ｖｊｋをコンデンサ電圧ＶＣｊｋの逆極性の電圧−ＶＣｊｋ概ね等しく制御できる。
Ｘ相上側スイッチング素子２０１ＸＨがオフ，Ｘ相下側スイッチング素子２０１ＸＬがオン，Ｙ相上側スイッチング素子２０１ＹＨがオフ，Ｙ相下側スイッチング素子２０１ＹＬがオンの場合，電流Ｉｊに関わらず，出力電圧Ｖｊｋを零と概ね等しく制御できる。
以上で説明したスイッチング素子２０１ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬに対応するゲート信号ＧＸＨｊｋ，ＧＸＬｊｋ，ＧＹＨｊｋ，ＧＹＬｊｋを生成するため，図６に示した三角波比較ＰＷＭパルス発生器６０１の出力は，本実施例においては，対応する単位変換器１０５がフルブリッジ回路方式の単位変換器１０５ｂである場合，ＧＨＵｋ，ＧＬＵｋ，ＧＨＶｋ，ＧＬＶｋ，ＧＨＷｋ，ＧＬＷｋに代えて，ＧＸＨｊｋ，ＧＸＬｊｋ，ＧＹＨｊｋ，ＧＹＬｊｋを出力させる。
フルブリッジ回路方式の単位変換器１０５ｂは，前述のように負の電圧，すなわち−ＶＣｊｋを出力できるので，図４に示した直流電圧指令値生成部４１３の出力ＶＤＣ＊を零，または負に設定することにより，ＶＤＣの実際の値を零，または負に制御することが可能となるという効果を得られる。
本発明の第３の実施例について，図９を参照しながら説明する。
本実施例は，実施例１，２に比較して，変圧器１０３に代えて，２次巻線をオープン巻線とした変圧器９０１を使用し，また，アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗを分割し，アーム９０３Ｕ，Ｖ，Ｗとした点が異なる。
本実施例では，実施例１，２と同様の効果を得られる他，変圧器の電位を自由にできるという効果を得られる。
以下，本実施例が実施例１，２と異なる点について説明する。
変圧器９０２の２次巻線はオープン巻線となっており，ｕ１点，ｕ２点，ｖ１点，ｖ２点，ｗ１点，ｗ２点の少なくとも６端子を備えている。変圧器９０２の内部構成については後述する。
Ｕ相アーム９０３Ｕの一部分は直流正側端子（Ｐ点）とｕ１点に接続している。Ｕ相アーム９０３Ｕのこの部分の出力電圧をＶＵ１とする。
また，Ｕ相アーム９０３Ｕの別の一部分はｕ２点と直流負側端子（Ｎ点）に接続している。Ｕ相アーム９０３Ｕのこの部分の出力電圧をＶＵ２とする。
同様に，Ｖ相アーム９０３Ｕの一部分は直流正側端子（Ｐ点）とｖ１点に接続している。Ｖ相アーム９０３Ｕのこの部分の出力電圧をＶＶ１とする。
また，Ｖ相アーム９０３Ｖの別の一部分はｖ２点と直流負側端子（Ｎ点）に接続している。Ｖ相アーム９０３Ｖのこの部分の出力電圧をＶＶ２とする。
さらに，Ｗ相アーム９０３Ｗの一部分は直流正側端子（Ｐ点）とｗ１点に接続している。Ｗ相アーム９０３Ｗのこの部分の出力電圧をＶＷ１とする。
また，Ｗ相アーム９０３Ｗの別の一部分はｗ２点と直流負側端子（Ｎ点）に接続している。Ｗ相アーム９０３Ｗのこの部分の出力電圧をＶＷ２とする。
実施例１，２とは異なり，変圧器２次巻線（８０２）がアーム９０３Ｕ，Ｖ，Ｗの途中に挿入されている点が異なるが，本実施例においても，変圧器２次巻線（８０２）と各アーム９０１Ｕ，Ｖ，Ｗが直列接続された回路が，Ｐ点とＮ点で並列接続されている。
ここで，Ｕ相アーム９０３Ｕにおいて，ＶＵ＝ＶＵ１＋ＶＵ２とすれば，図４〜図６に示した制御方法を用いて，実施例１，２の電力変換装置と同様に制御可能である。
ＶＵ１とＶＵ２の振幅は等しくても異なっていてもよい。ＶＵ１とＶＵ２の振幅の比率を変化させると，変圧器１０３のＵ相２次巻線（８０２Ｕｐと８０２Ｖｎ）の電位の直流成分を，Ｐ点の電位とＮ点の電位の間で変化させることができる。すなわちＵ相２次巻線（８０２Ｕｐ，８０２Ｖｎ）の電位の直流成分を自由にできるという効果を得られる。
同様に，Ｖ相アーム９０３Ｖにおいて，ＶＶ＝ＶＶ１＋ＶＶ２とすれば，図４〜図６に示した制御方法を用いて，実施例１，２の電力変換装置と同様に制御可能である。
ＶＶ１とＶＶ２の振幅は等しくても異なっていてもよい。ＶＶ１とＶＶ２の振幅の比率を変化させると，変圧器１０３のＶ相２次巻線（８０２Ｖｐと８０２Ｗｎ）の電位の直流成分を，Ｐ点の電位とＮ点の電位の間で変化させることができる。すなわちＶ相２次巻線（８０２Ｖｐ，８０２Ｗｎ）の電位の直流成分を自由にできるという効果を得られる。
さらに，Ｗ相アーム９０３Ｗにおいて，ＶＷ＝ＶＷ１＋ＶＷ２とすれば，図４〜図６に示した制御方法を用いて，実施例１，２の電力変換装置と同様に制御可能である。
ＶＷ１とＶＷ２の振幅は等しくても異なっていてもよい。ＶＷ１とＶＷ２の振幅の比率を変化させると，変圧器１０３のＷ相２次巻線（８０２Ｗｐと８０２Ｕｎ）の電位の直流成分を，Ｐ点の電位とＮ点の電位の間で変化させることができる。すなわちＶ相２次巻線（８０２Ｗｐ，８０２Ｕｎ）の電位の直流成分を自由にできるという効果を得られる。
また，実施例１と同様に，単位変換器１０５を双方向チョッパ回路方式の単位変換器１０５ａとすることが可能である。この場合，実施例１と同様の効果を得られる。
さらに，実施例２と同様に，単位変換器１０５を双方向チョッパ回路方式の単位変換器１０５ａとフルブリッジ回路方式の単位変換器１０５ｂを混在させてアーム９０３Ｕ，Ｖ，Ｗを形成することも可能である。この場合，実施例２と同様の効果を得られる。
以下，図１０を用いて，変圧器９０２の内部構成の一例を説明する。
鉄心８０４Ｕに，１次巻線８０１Ｕ，２次分割巻線８０２Ｕｎ，８０２Ｕｐを巻回している。同様に，鉄心８０４Ｖに，１次巻線８０１Ｖ，２次分割巻線８０２Ｖｎ，８０２Ｖｐを巻回している。さらに，鉄心８０４Ｗに，１次巻線８０１Ｗ，２次分割巻線８０２Ｗｎ，８０２Ｗｐを巻回している。
１次巻線８０１Ｕ，Ｖ，ＷはＭ点でスター結線している。
２次分割巻線８０２Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐのそれぞれの一端は，ｕ１点，ｖ１点，ｗ１点を介してアーム９０１Ｕ，Ｖ，ＷのＰ点に近い部分に接続している。
また，２次分割巻線８０２Ｕｎ，Ｖｎ，Ｗｎのそれぞれの一端は，ｗ２点，ｕ２点，ｖ２点を介してアーム９０１Ｕ，Ｖ，ＷのＮ点に近い部分に接続している。
２次分割巻線Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐの，アーム９０３Ｕ，Ｖ，Ｗと反対側の端は，それぞれ２次分割巻線Ｖｎ，Ｗｎ，Ｕｐの，アーム９０３Ｕ，Ｖ，Ｗと反対側の端に接続している。
言い換えれば，６つの２次分割巻線８０２Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎはオープン千鳥結線を構成している。本実施例では，６つの２次分割巻線８０２Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを総称して単に２次巻線と称する。ここで，２次分割巻線８０２Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎの巻数は概ね等しい。
なお，図１０では，１次巻線８０１Ｕ，Ｖ，Ｗがスター結線されている場合を描いているが，８０１Ｕ，Ｖ，Ｗがデルタ結線されている場合にも本発明は適用可能であり，本実施例はこのような場合も含んでいるものとする。
さらに，図１０では，２次分割巻線８０２Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎの結線として，例えば８０２Ｕｐと８０２Ｖｎが接続している場合を描いているが，２次巻線８０２Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎが図７とは異なる２次分割巻線も組み合わせを用いた千鳥結線となっている場合にも本発明は適用可能であり，本実施例はこのような場合も含んでいるものとする。
ここで，本明細書では，変圧器１０３の巻線のうち，三相電力系統１０１に接続されている巻線を１次巻線と称し，アーム１０４Ｕ，Ｖ，Ｗに接続されている巻線を２次巻線と称しているが，１次，２次の区別は説明のための便宜的な呼称であって，呼称が逆であっても本発明は適用可能である。
また、トランス２次巻線がアームと直列の例を説明したが、同様に、アームを上アームと下アームの２つのアームで構成し、この上アームと下アームの間に交流端子を設け、この交流端子にトランスの２次巻線を接続するものにも応用が可能である。
１０１・・・三相電力系統
１０２・・・電力変換装置
１０３・・・変圧器
１０４Ｕ，Ｖ，Ｗ・・・アーム
１０５・・・単位変換器
１０５ａ・・・双方向チョッパ回路方式の単位変換器
１０５ｂ・・・フルブリッジ回路方式の単位変換器
１０６・・・制御手段
１０７・・・電圧検出手段
１０８・・・電流検出手段
１０９・・・電圧検出手段
１１０・・・コンデンサ電圧検出線
１１１・・・ゲート信号伝送線
１１２・・・他端電力変換装置
１１３・・・他端三相電力系統
２０１Ｈ，Ｌ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ・・・スイッチング素子
２０２Ｈ，Ｌ，ＸＨ，ＸＬ，ＹＨ，ＹＬ・・・環流ダイオード
２０３，３０１・・・コンデンサ
２０５．３０２・・・ゲートドライバ
４０１・・・平均値演算器
４０２・・・減算器
４０３・・・全平均コンデンサ電圧制御ゲイン
４０４・・・加算器
４０５・・・α−β変換器
４０６・・・ｄ−ｑ変換器
４０７・・・電流制御ゲイン
４０８・・・非干渉項演算器
４０９・・・逆ｄ−ｑ変換器
４１０・・・逆α−β変換器
４１１・・・位相検出器
４１２・・・交流電圧指令値生成部
４１３・・・直流電圧指令値生成部
５０１，５０２・・・平均値演算器
５０３・・・移動平均演算器
５０４・・・反転器
５０５・・・アームバランス制御ゲイン
５０６・・・２倍器
６０１・・・三角波比較ＰＷＭパルス発生器
８０１・・・１次巻線
８０２・・・２次巻線
８０３Ｕ，Ｖ，Ｗ・・・鉄心
９０１・・・電力変換装置
９０２・・・変圧器
９０３Ｕ，Ｖ，Ｗ・・・アーム

Claims (11)

  1. 変圧器の所定次側の巻線とアームとを直列接続して直列回路を構成し，前記直列回路を並列接続して接続箇所を直流端子として構成し，前記アームは，単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成され，前記単位変換器は，少なくとも１つのエネルギー貯蔵要素と，前記エネルギー貯蔵要素の電圧に依存した出力の制御をする少なくとも１つのスイッチング素子を有して少なくとも２端子の変換器として構成され，前記変圧器の他方次側の巻線に複数相電源または複数相負荷を接続して構成した電力変換装置において，前記アームに流れるアーム電流の逆相成分を制御することで前記各アームのエネルギー貯蔵要素の電圧をバランスさせるように制御することを特徴とする電力変換装置。
  2. 請求項１に記載の電力変換装置において，前記単位変換器が，エネルギー貯蔵要素としてコンデンサを備えた双方向チョッパ回路，またはフルブリッジ回路であることを特徴とする電力変換装置。
  3. 請求項１に記載の電力変換装置において，前記アームに，エネルギー貯蔵要素としてコンデンサを備えた双方向チョッパ回路とフルブリッジ回路を混在して用いたことを特徴とする電力変換装置。
  4. 請求項１に記載の電力変換装置において，前記複数相電源を電力系統としたことを特徴とする電力変換装置。
  5. 請求項１に記載の電力変換装置において，前記エネルギー貯蔵要素の電圧またはエネルギーのアーム内の平均値が不足，あるいは過剰であるアームに対して，前記のアームに流れる電流と該アームの出力電圧が形成する平均電力が，該アームに流入，あるいは該アームから流出する方向となることを特徴とする電力変換装置。
  6. 請求項１に記載の電力変換装置において，前記アームに流れる逆相成分の電流を制御すると共に、さらに、正相成分の電流を制御することを特徴とする電力変換装置。
  7. 請求項１，２，６に記載の電力変換装置において，ｄ−ｑ軸上で前記逆相成分の電流である逆相電流を制御しており，前記逆相電流の指令値をＩｄ２＊，Ｉｑ２＊とした場合，前記エネルギー貯蔵要素の電圧またはエネルギーの前記複数のアーム毎の平均値と，すべての前記エネルギー貯蔵要素の電圧またはエネルギーの前記複数の平均値の差分を演算し，得られた差分に移動平均あるいはローパスフィルタを施し，さらにα−β変換を施し，得られたα軸成分と，得られたβ軸成分の極性を反転させた信号にゲインを乗算し，逆ｄ−ｑ変換することによって，該Ｉｄ２＊，Ｉｑ２＊を得るような演算を実行することを特徴とする電力変換装置。
  8. 請求項１に記載の電力変換装置において，前記単位変換器は複数直列接続されており，前記単位変換器を複数直列接続して構成したアームと変圧器巻線との直列回路を構成する際に，該変圧器巻線が，前記複数の単位変換器に挟まれるように直列接続されていることを特徴とする電力変換装置。
  9. 変圧器の所定次側の巻線とアームとを直列接続して直列回路を構成し，前記直列回路を並列接続して接続箇所を直流端子として構成し，前記アームは，単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成され，前記単位変換器は，少なくとも１つのエネルギー貯蔵要素と，前記エネルギー貯蔵要素の電圧に依存した出力の制御をする少なくとも１つのスイッチング素子を有して少なくとも２端子の変換器として構成され，前記変圧器の他方次側の巻線に複数相電源または複数相負荷を接続して構成した電力変換装置において，前記アームに流れるアーム電流の逆相成分を制御することで前記各アームのエネルギー貯蔵要素の電圧をバランスさせるように制御し，前記直流端子は，少なくとも１つの他の電力変換装置と，直接，あるいは直流送電線を介して接続した電力変換装置システム。
  10. 複数のアームを並列に接続し，前記並列接続された複数のアームの一方は互いに接続されて第１の直流側として形成され，前記並列接続された複数のアームの他方は互いに接続されて第２の直流側として形成されるものであって，前記複数のアームの各々は，単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成され，前記単位変換器は，少なくとも１つのエネルギー貯蔵要素と，前記エネルギー貯蔵要素の電圧に依存した電圧を出力するための少なくとも１つのスイッチング素子を有するものであり，前記第１の直流側と第２の直流側との間に設けられた巻線，あるいは，前記第１の直流側と第２の直流側との間に設けられた端子に接続された巻線が，変圧器の所定次側の巻線として構成され，前記所定次側の巻線が他方次側の巻線に電気的に接続される電力変換装置において，前記アームに流れるアーム電流の逆相成分を制御することで前記各アームのエネルギー貯蔵要素の電圧をバランスさせるように制御することを特徴とする電力変換装置。
  11. 複数のアームを並列に接続し，前記並列接続された複数のアームの一方は互いに接続されて第１の直流側として形成され，前記並列接続された複数のアームの他方は互いに接続されて第２の直流側として形成されるものであって，前記複数のアームの各々は，単位変換器を１つまたは複数直列接続して構成され，前記単位変換器は，少なくとも１つのエネルギー貯蔵要素と，前記エネルギー貯蔵要素の電圧に依存した電圧を出力するための少なくとも１つのスイッチング素子を有するものであり，前記第１の直流側と第２の直流側との間に設けられた巻線，あるいは，前記第１の直流側と第２の直流側との間に設けられた端子に接続された巻線が，変圧器の所定次側の巻線として構成され，前記所定次側の巻線が他方次側の巻線に電気的に接続される電力変換装置の制御方法であって，
    前記アームに流れるアーム電流の逆相成分を制御することで前記各アームのエネルギー貯蔵要素の電圧をバランスさせるように指令値を演算し，前記指令値に基づいて前記各アームに流れる電流を制御する電力変換装置の制御方法。
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