JP2007159177A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】リカバリー電流に起因する効率の低下を防止することの可能なスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】互いに並列に接続された電圧変換部１Ａ，１Ｂと、これら電圧変換部１Ａ，１Ｂの後段に接続された平滑コンデンサ３と、制御部４とを備える。電圧変換部１Ａは、互いに同極性となるように共通のコア２０に巻回された変圧インダクタ１１Ａ、ダイオード１２Ａおよび整流型スイッチング素子１３Ａからなり、電圧変換部１Ｂは、互いに同極性となるように共通のコア２０に巻回された変圧インダクタ１１Ｂ、ダイオード１２Ｂおよび整流型スイッチング素子１３Ｂからなる。制御部４は、各スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂを互いに異なる位相で順次動作させるようになっている。
【選択図】図１

Description

本発明は、入力直流電圧をスイッチングにより変圧して出力直流電圧を出力するスイッチング電源装置に係り、特にスイッチング周波数の高いものに好適なスイッチング電源装置に関する。

従来より、スイッチング電源装置として種々のタイプのものが提案され、実用に供されている。その１つとして、特許文献１では、図３９に示したように、コア１１４に巻回されたインダクタ１１１、ダイオード１１２およびスイッチング素子１１３からなる電圧変換部１０１と、平滑コンデンサ１０３とによりなる１つの昇圧型チョッパ回路と、制御部１０４とを備えたものが開示されている。このスイッチング電源装置は、直流電源Ｐから供給される直流入力電圧Ｖｉｎを、より高い直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換して、負荷Ｌに供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものである。

特公昭６３−４３７６６号公報

このようなチョッパ回路を内蔵するスイッチング電源装置では、図４０に示したように、制御部１０４からスイッチング素子１１３に制御信号Ｓ₁₀₁ が入力されて、スイッチング素子１１３がオンすると、電流の流れているダイオード１１２のアノード側の電圧が直流電源Ｐの負極側とほぼ同じ電圧となり、ダイオード１１２のカソード側の電圧（出力直流電圧Ｖｏｕｔ）よりも小さくなる。その結果、電流の流れているダイオード１１２には大きな逆バイアスが印加され、ダイオード１１２がオンからオフに移行する。

このとき、ダイオード１１２はオンからオフに移行する瞬間に逆方向に電流が流れ得る期間（リカバリー期間）が存在するため、そのリカバリー期間の間、ダイオード１１２に電流（リカバリー電流）が流れる。このリカバリー電流は、ダイオード１１２に直接接続されたスイッチング素子１１３に流れて、リップルを発生させる（図４０中の一点鎖線枠内参照）。これにより、スイッチング素子１１３においてスイッチング損失（具体的にはターンオン時の損失）が発生するため、このスイッチング電源装置の効率は低下する。

このようなリカバリー電流は昇圧型チョッパ回路だけでなく、降圧型や、昇降圧型など、スイッチング素子とダイオードとが直接接続されているような回路構成を有するものを内蔵するスイッチング電源装置であれば共通に発生するものであり、このリカバリー電流に起因する効率の低下を防止することが困難であった。

本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、リカバリー電流に起因する効率の低下を防止することの可能なスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明の第１のスイッチング電源装置は、複数の変圧チョッパ回路と、制御手段とを備えたものである。各変圧チョッパ回路は、変圧インダクタ、整流素子およびスイッチング素子を含んで構成されると共に互いに並列に接続されている。制御手段は、各スイッチング素子を互いに異なる位相で順次動作させるようになっている。変圧インダクタ、整流素子およびスイッチング素子の各一端は、共通接続点において共通接続されている。複数の変圧チョッパ回路の相互間において、変圧インダクタ同士が同極性となるように磁気的に結合している。ここで、「互いに異なる位相」とは、オン期間が重なり合わないような位相差を持たせることを意味する。

本発明の第１のスイッチング電源装置では、複数の変圧チョッパ回路の相互間において、変圧インダクタ同士が同極性となるように磁気的に結合しているので、各変圧インダクタはトランスを構成する。このトランスは、相互インダクタの一端を、各インダクタの漏れインダクタのそれぞれの一端に共通接続してなる回路と等価である。これにより、相互インダクタは各変圧チョッパ回路によって共有され、他方、漏れインダクタは各変圧チョッパ回路の各々に含まれるので、変圧インダクタ、整流素子およびスイッチング素子を適切に接続した場合は、次にオフからオンに移行する一のスイッチング素子に接続された整流素子に電流を流さないような電圧（逆バイアス）がその整流素子に印加されるようにすることも可能である。

具体的には、変圧インダクタ、整流素子およびスイッチング素子の各一端を、共通接続点において共通接続することにより（例えば、以下の第１ないし第３の接続態様のようにすることにより）、次にオフからオンに移行する一のスイッチング素子に接続された整流素子に電流を流さないような電圧（逆バイアス）がその整流素子に印加されるようにすることも可能である。

第１の接続態様としては、変圧チョッパ回路が一対の入力端子および一対の出力端子を備えており、変圧インダクタの一端を一方の入力端子に接続すると共に、他端を共通接続点において整流素子およびスイッチング素子の各一端に共通接続し、整流素子の他端を一方の出力端子に接続し、スイッチング素子の他端を他方の入力端子および他方の出力端子に接続する昇圧型の変圧チョッパ回路が挙げられる。

第２の接続態様としては、変圧チョッパ回路が一対の入力端子および一対の出力端子を備えており、スイッチング素子の一端を一方の入力端子に接続すると共に、他端を共通接続点において整流素子および変圧インダクタの各一端に共通接続し、変圧インダクタの他端を一方の出力端子に接続し、整流素子の他端を他方の入力端子および他方の出力端子に接続する降圧型の変圧チョッパ回路が挙げられる。

第３の接続態様としては、変圧チョッパ回路が一対の入力端子および一対の出力端子を備える場合は、スイッチング素子の一端を一方の入力端子に接続すると共に、他端を共通接続点において整流素子および変圧インダクタの各一端に共通接続し、整流素子の他端を一方の出力端子に接続し、変圧インダクタの他端を他方の入力端子および他方の出力端子に接続する昇降圧の変圧チョッパ回路が挙げられる。

本発明の第２のスイッチング電源装置は、複数の変圧チョッパ回路と、制御手段と、共通インダクタとを備えたものである。各変圧チョッパ回路は、インダクタ、整流素子およびスイッチング素子を含んで構成されると共に互いに並列に接続されている。制御手段は、各スイッチング素子を互いに異なる位相で順次動作させるようになっている。共通インダクタは、複数の変圧チョッパ回路に共通に設けられ、各変圧チョッパ回路のインダクタの各一端に共通接続されている。

本発明の第２のスイッチング電源装置では、共通インダクタが各変圧チョッパ回路に共有され、他方、インダクタが各変圧チョッパ回路の各々に含まれているので、インダクタ、共通インダクタ、整流素子およびスイッチング素子を適切に接続した場合は、次にオフからオンに移行する一のスイッチング素子に接続された整流素子に電流を流さないような電圧（逆バイアス）がその整流素子に印加されるようにすることも可能である。

例えば、一の変圧チョッパ回路のインダクタは、その変圧チョッパ回路のスイッチング素子がオンからオフに移行したときにその変圧チョッパ回路の整流素子に電流を流すと共に、他の変圧チョッパ回路のスイッチング素子がオフからオンに移行したのちにおいても一の変圧チョッパ回路の整流素子に電流を流し続けるように作用すると共に、共通インダクタは、各スイッチング素子がオンしている期間に自身を流れる電流によってエネルギーを蓄積し、その蓄積したエネルギーを全てのスイッチング素子がオフしている期間に放出するように作用するように、インダクタ、共通インダクタ、整流素子およびスイッチング素子を接続することも可能である。

その場合は、一の変圧チョッパ回路のインダクタは、一の変圧チョッパ回路のスイッチング素子がオンからオフに移行するときに、その一の変圧チョッパ回路の整流素子が直ちにオンするような電圧（順バイアス）がその整流素子に印加されるように作用する。次いで、一の変圧チョッパ回路のインダクタは、他の変圧チョッパ回路のスイッチング素子がオフからオンに移行するときに、一の変圧チョッパ回路の整流素子が直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がその整流素子に印加されるように作用する。これにより、次にオフからオンに移行する他の変圧チョッパ回路の整流素子に電流を流さないような電圧（逆バイアス）がその整流素子に印加される。

本発明の第１のスイッチング電源装置によれば、複数の変圧チョッパ回路の相互間において、変圧インダクタ同士が同極性となるように磁気的に結合するようにしたので、変圧インダクタ、整流素子およびスイッチング素子を適切に接続した場合は、任意のスイッチング素子がオフからオンに移行したときに、各整流素子でのリカバリー電流の発生を防止することも可能である。これにより個々のスイッチング素子でのスイッチング損失が低減するので、リカバリー電流に起因する効率の低下を防止することができる。

本発明の第２のスイッチング電源装置によれば、共通インダクタが各変圧チョッパ回路に共有されると共に、インダクタが各変圧チョッパ回路の各々に含まれるようにしたので、インダクタ、共通インダクタ、整流素子およびスイッチング素子を適切に接続した場合は、任意のスイッチング素子がオフからオンに移行したときに、各整流素子でのリカバリー電流の発生を防止することも可能である。これにより個々のスイッチング素子でのスイッチング損失が低減するので、リカバリー電流に起因する効率の低下を防止することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

［第１の実施の形態］
図１は本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、直流電源Ｐから供給される直流入力電圧Ｖｉｎを、より高い直流出力電圧Ｖｏｕｔに変換して、負荷Ｌに供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものである。

このスイッチング電源装置は、互いに並列に接続された電圧変換部１Ａ，１Ｂと、平滑コンデンサ３と、制御部４とを備える。ここで、電圧変換部１Ａおよび平滑コンデンサ３からなる回路が一の昇圧型チョッパ回路を構成し、電圧変換部１Ｂおよび平滑コンデンサ３からなる回路が他の昇圧型チョッパ回路を構成する。つまり、このスイッチング電源装置は、昇圧型チョッパ回路を並列接続して構成されたものであり、平滑コンデンサ３を双方のチョッパ回路で共有する構成となっている。

電圧変換部１Ａは、コア２０に巻回された変圧インダクタ１１Ａと、ダイオード１２Ａと、整流型スイッチング素子１３Ａとを有し、電圧変換部１Ｂは、コア２０に巻回された変圧インダクタ１１Ｂと、ダイオード１２Ｂと、整流型スイッチング素子１３Ｂとを有する。変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂは、互いに同極性となるようにコア２０に巻回されたものであり、トランスを構成する。

なお、上記した昇圧型チョッパ回路が本発明の「変圧チョッパ回路」に相当し、制御部４が本発明の「制御手段」に相当する。また、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂが本発明の「変圧インダクタ」に相当し、ダイオード１２Ａ，１２Ｂが本発明の「整流素子」に相当し、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂが本発明の「スイッチング素子」に相当する。

電圧変換部１Ａでは、変圧インダクタ１１Ａの一端、ダイオード１２Ａのアノードおよび整流型スイッチング素子１３Ａのコレクタが接続点Ｊ１で互いに接続され、電圧変換部１Ｂでは、変圧インダクタ１１Ｂの一端、ダイオード１２Ｂのアノードおよび整流型スイッチング素子１３Ｂのコレクタが接続点Ｊ２で互いに接続されている。変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂのそれぞれの他端は入力端子Ｔ１から延在する入力ラインＬｉｎに接続され、ダイオード１２Ａ，１２Ｂのそれぞれの他端は出力端子Ｔ３から延在する出力ラインＬｏｕｔに接続され、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂのそれぞれのエミッタは共通ラインＬｃに接続されている。この共通ラインはＬｃ入力端子Ｔ２と出力端子Ｔ４との間を電気的に接続するためのものである。ここで、入力端子Ｔ１は直流電源Ｐの正極が接続される端子であり、入力端子Ｔ２は直流電源Ｐの負極が接続される端子であり、出力端子Ｔ３は負荷Ｌの高圧側が接続される端子であり、出力端子Ｔ４は負荷Ｌの低圧側が接続される端子である。

コア２０は、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂに流れる電流によって磁気飽和しにくい材料で構成されることが好ましく、例えば、低電流に対応可能なフェライトおよびアモルファスや、大電流に対応可能な珪素鋼板などで構成される。これらフェライトや、アモルファス、珪素鋼板などからなるコア２０は、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂに流れる電流を高周波化することにより、個々の磁性体により周波数制限はあるものの一般的に小型化することができる。

ダイオード１２Ａ，１２Ｂは、ダイオードがオンからオフに移行したときに電流（リカバリー電流）が流れ得る期間（リカバリー期間）の極めて短い高速ダイオードであることが好ましいが、高速ダイオードでなくても構わない。リカバリー電流は、ダイオードに電流が流れているときに、大きな逆バイアスを印加することによりそのダイオードをオンからオフに移行させるような制御方法を用いた場合に顕著に現れる現象であるが、本スイッチング電源装置は、後述するようにそのような制御方法をとっておらず、リカバリー電流が生じることはほとんどないからである。なお、ダイオード１２Ａ，１２Ｂの代わりに、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂと同様の素子を用いることも可能である。

整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂは、自身に流れる電流の大きさよりも大きな定格を有する電力素子で構成され、例えば、高周波および小電力に対応可能なＭＯＳ−ＦＥＴ (Metal Oxide Semiconductor − Field Effect Transistor) や、低周波（〜２０ｋＨｚ）および大電力（数十ｋＷ）に対応可能なＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor) などで構成される。なお、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂを保護する目的で、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂの整流方向とは逆方向の整流方向となるようにダイオード（図示せず）を整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂに並列に接続してもよい。

変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂは、上記したようにトランスを構成し、このトランスは図２に示したような等価回路で表される。この等価回路は、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂの相互インダクタＬｍと、変圧インダクタ１１Ａの漏れインダクタＬ_11A と、変圧インダクタ１１Ｂの漏れインダクタＬ_11B とからなる。相互インダクタＬｍ、漏れインダクタＬ_11A および漏れインダクタＬ_11B のそれぞれの一端が互いに共通接続され、相互インダクタＬｍの他端が入力ラインＬｉｎに接続され、漏れインダクタＬ_11A の他端が接続点Ｊ１に接続され、漏れインダクタＬ_11B の他端が接続点Ｊ２に接続されている。

相互インダクタＬｍは主に、整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオンしている期間（オン期間、後述の状態ａ，ｂ，ｄ，ｅの期間）に直流電源Ｐから供給されたエネルギーを一時的に蓄積し、その一時的に蓄積したエネルギーを整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオフしている期間（オフ期間、後述の状態ｃ，ｆの期間）に負荷Ｌに放出する作用を有するものである。また、相互インダクタＬｍが負荷Ｌにエネルギーを放出する期間（オフ期間）では自身に流れる電流の大きさを維持するような起電力が相互インダクタＬｍに生じるようになっているので、整流型スイッチング素子１３Ａのオフ期間は直流電源Ｐの直流入力電圧Ｖｉｎに相互インダクタＬｍの起電力を加算した電圧から整流型スイッチング素子１３Ａのオン電圧を減算した電圧を負荷Ｌに印加し、整流型スイッチング素子１３Ｂのオフ期間は直流電源Ｐの直流入力電圧Ｖｉｎに相互インダクタＬｍの起電力を加算した電圧から整流型スイッチング素子１３Ｂのオン電圧を減算した電圧を負荷Ｌに印加するようになっている。これにより、電圧変換部１Ａ，１Ｂは、直流電源Ｐの直流入力電圧Ｖｉｎを昇圧する機能を有する。

漏れインダクタＬ_11A ，Ｌ_11B は主に、整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオンからオフに移行するときに、自身に流れる電流を流し続けようと作用するものである。具体的には、整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオンからオフに移行するときに、漏れインダクタＬ_11A は自身を介して整流型スイッチング素子１３Ａに流れる電流をダイオード１２Ａに流し、他方、漏れインダクタＬ_11B は自身を介して整流型スイッチング素子１３Ｂに流れる電流をダイオード１２Ｂに流すようになっている。

これにより、漏れインダクタＬ_11A は、整流型スイッチング素子１３Ａがオンからオフに移行するときに、その整流型スイッチング素子１３Ａに直接接続されたダイオード１２Ａが直ちにオンするような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ａに印加されるように作用する。また、この漏れインダクタＬ_11A は、整流型スイッチング素子１３Ａとは異なる他の整流型スイッチング素子１３Ｂがオフからオンに移行するときに、整流型スイッチング素子１３Ａに直接接続されたダイオード１２Ａが直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ａに印加されるように作用する。これにより、次にオフからオンに移行する他の整流型スイッチング素子１３Ｂに直接接続されたダイオード１２Ｂに電流を流さないような電圧（逆バイアス）がダイオード１２Ｂに印加されるように作用する。他方、漏れインダクタＬ_11B は、整流型スイッチング素子１３Ｂがオンからオフに移行するときに、その整流型スイッチング素子１３Ａに直接接続されたダイオード１２Ｂが直ちにオンするような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ｂに印加されるように作用する。また、この漏れインダクタＬ_11B は、整流型スイッチング素子１３Ｂとは異なる他の整流型スイッチング素子１３Ａがオフからオンに移行するときに、整流型スイッチング素子１３Ｂに直接接続されたダイオード１２Ｂが直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ｂに印加されるように作用する。これにより、次にオフからオンに移行する他の整流型スイッチング素子１３Ａに直接接続されたダイオード１２Ａに電流を流さないような電圧（逆バイアス）がダイオード１２Ａに印加されるように作用する。その結果、ダイオード１２Ａおよび１２Ｂのいずれにおいてもリカバリー電流は発生しない。

平滑コンデンサ３は、電圧変換部１Ａ，１Ｂからの出力電圧を平滑化するためのものであり、電圧変換部１Ａ，１Ｂの後段であって、出力ラインＬｏｕｔおよび共通ラインＬｃの間に接続されている。

制御部４は、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂを互いに異なる位相で順次動作させるためのものである。具体的には、整流型スイッチング素子１３Ａがオンし、整流型スイッチング素子１３Ｂがオフしている期間（第１オン期間、後述の状態ａ，ｂの期間）と、整流型スイッチング素子１３Ａがオフし、整流型スイッチング素子１３Ｂがオンしている期間（第２オン期間、後述の状態ｄ，ｅの期間）とが整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂが共にオフしている期間（オフ期間、後述の状態ｃ，ｆの期間））を介して交互に繰り返されるように、デューティ比Ｄの制御された制御信号Ｓ_A ，Ｓ_B を整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂに出力するようになっている。つまり、制御部４は、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂを同時にオンさせたり、オン期間が重なり合うような制御方法を用いていない。

ここで、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂを互いに異なる位相で順次動作させる関係上、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂに出力する制御信号Ｓ_A ，Ｓ_B のデューティ比Ｄは、５０％よりも小さくすることが必要となるので、制御信号Ｓ_A ，Ｓ_B は、０％より大きく５０％より小さな範囲のデューティ比Ｄに設定されることとなる。このデューティ比Ｄを大きくすると、昇圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）が大きくなり、負荷Ｌに出力する出力直流電圧Ｖｏｕｔの大きさを大きくすることができるようになっている。逆に、デューティ比Ｄを小さくすると、昇圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）が小さくなり、負荷Ｌに出力する出力直流電圧Ｖｏｕｔの大きさを小さくすることができるようになっている。

例えば、入力直流電圧Ｖｉｎを２００Ｖ、相互インダクタＬｍのインダクタンスを２８５μＨ、漏洩インダクタＬ_11A ，Ｌ_11B のインダクタンスを１５μＨ、制御信号Ｓ_A ，Ｓ_B の周波数を２０ｋＨｚ、負荷Ｌに流れる電流を１０Ａとしたとき、デューティ比Ｄと入出力電圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）との関係は図３のようになる。図３によると、デューティ比Ｄを約０．２７にすると、入出力電圧比（Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ）が２となることがわかる。

次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。図４はスイッチング電源装置内の主な信号のタイミングチャートであり、図５ないし図１０は、図４の状態ａないし状態ｆの各々における信号の流れを模式的に表すものである。以下、説明の便宜上、整流型スイッチング素子１３Ａがオンしてからしばらく経過した状態ｂから順に説明する。

状態ｂでは、制御部４は、制御信号Ｓ_A を整流型スイッチング素子１３Ａに出力し、制御信号Ｓ_B の出力を停止している。そのため、図５に示したように、整流型スイッチング素子１３Ａに電流Ｉ_13A が流れており、整流型スイッチング素子１３Ｂはオフしている。このとき、直流電源Ｐの負極側と同じ電圧が接続点Ｊ１にかかり、直流電源Ｐの直流入力電圧Ｖｉｎを相互インダクタＬｍおよび漏れインダクタＬ_11A のインピーダンスで分圧した電圧が漏れインダクタＬ_11B を介して接続点Ｊ２にかかる。また、ダイオード１２Ａのアノード側の電圧は接続点Ｊ１と同じ電圧であり、ダイオード１２Ａのカソード側の出力直流電圧Ｖｏｕｔより低くなる。また、ダイオード１２Ｂのアノード側の電圧は接続点Ｊ２と同じ電圧であり、ダイオード１２Ｂのカソード側の出力直流電圧Ｖｏｕｔより低くなる。したがって、この期間ではダイオード１２Ａ，１２Ｂには逆バイアスがかかっている。これにより、相互インダクタＬｍを流れる電流Ｉ_m は漏れインダクタＬ_11A および整流型スイッチング素子１３Ａを介して直流電源Ｐに流れる。このとき、相互インダクタＬｍに流れる電流Ｉ_m が徐々に増加し、相互インダクタＬｍにエネルギーが徐々に蓄積されていく。

次に、制御部４は、制御信号Ｓ_A の出力を停止して整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂを共にオフする。これにより状態ｂから状態ｃに移行する。このとき、図６に示したように、漏れインダクタＬ_11A がダイオード１２Ａをオンさせるように作用するので、ダイオード１２Ａに電流Ｉ_12A が流れ、相互インダクタＬｍに蓄積されていたエネルギーが負荷Ｌに放出される。その結果、電流Ｉ_m ，Ｉ_11A ，Ｉ_12A は徐々に減少していく。また、ダイオード１２Ｂのカソードには出力直流電圧Ｖｏｕｔがかかり、ダイオード１２Ｂに逆バイアスがかかるので、ダイオード１２Ｂはオフした状態を維持する。

次に、制御部４は、制御信号Ｓ_B を出力して整流型スイッチング素子１３Ｂをオンする。これにより状態ｃから状態ｄに移行する。このとき、図７に示したように、漏れインダクタＬ_11B の接続点Ｊ２側の電圧が直流電源Ｐの負極側の電圧とほぼ同じになり、漏れインダクタＬ_11B の他端側より低くなるので、漏れインダクタＬ_11B ，整流型スイッチング素子１３Ｂに電流Ｉ_11B ，Ｉ_13B が流れ始めると共に、電流Ｉ_m ，Ｉ_11A ，Ｉ_12A が引き続き減少する。

ところで、整流型スイッチング素子１３Ｂがオンする直前に電流の流れていたダイオード１２Ａは、整流型スイッチング素子１３Ｂがオンしたときに直ちにオフしない。これは、漏れインダクタＬ_11A がダイオード１２Ａに対して電流を流し続けるように作用するためであり、言い換えると、ダイオード１２Ａが直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ａに印加されるように作用するためである。これにより、ダイオード１２Ａを流れる電流Ｉ_12A は整流型スイッチング素子１３Ｂがオンしたのちも徐々に減少していくので、ダイオード１２Ａでリカバリー電流が発生する余地はない。

一方、整流型スイッチング素子１３Ｂがオンするときに、その整流型スイッチング素子１３Ｂに直接接続されたダイオード１２Ｂはすでにオフしており、電流は流れていない。これは、ダイオード１２Ａが直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ａに印加された結果、ダイオード１２Ｂに電流を流さないような電圧（逆バイアス）がダイオード１２Ｂに印加されるようになるからである。これにより、整流型スイッチング素子１３Ｂがオフからオンに移行してもダイオード１２Ｂでリカバリー電流が発生する余地はない。

このように、ダイオード１２Ａおよび１２Ｂのいずれにおいてもリカバリー電流が発生する余地はない。

その後、図８に示したように、漏れインダクタＬ_11A ，ダイオード１２Ａの電流Ｉ_11A ，Ｉ_12A がゼロとなることにより、状態ｄから状態ｅに移行する。このとき、漏れインダクタＬ_11B の電流Ｉ_11B や、整流型スイッチング素子１３Ｂの電流Ｉ_13B が増加していくのに伴い、相互インダクタＬｍの電流Ｉ_m も増加し、相互インダクタＬｍにエネルギーが蓄積されていく。

次に、制御部４は、制御信号Ｓ_B の出力を停止して整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂを共にオフする。これにより状態ｅから状態ｆに移行する。このとき、図９に示したように、漏れインダクタＬ_11B がダイオード１２Ｂをオンさせるように作用するので、ダイオード１２Ｂに電流Ｉ_12B が流れ、相互インダクタＬｍに蓄積されていたエネルギーが負荷Ｌに放出される。その結果、電流Ｉ_m ，Ｉ_11B ，Ｉ_12B は徐々に減少していく。また、ダイオード１２Ａのカソードには出力直流電圧Ｖｏｕｔがかかり、ダイオード１２Ａに逆バイアスがかかるので、ダイオード１２Ａはオフした状態を維持する。

次に、制御部４は、制御信号Ｓ_A を出力して整流型スイッチング素子１３Ａをオンすることにより状態ｆから状態ａに移行する。このとき、図１０に示したように、漏れインダクタＬ_11A の接続点Ｊ１側の電圧が直流電源Ｐの負極側の電圧とほぼ同じになり、漏れインダクタＬ_11A の他端側より低くなるので、漏れインダクタＬ_11A ，整流型スイッチング素子１３Ａに電流Ｉ_11A ，Ｉ_13A が流れ始めると共に、電流Ｉ_m ，Ｉ_11B ，Ｉ_12B が引き続き減少する。

ところで、整流型スイッチング素子１３Ａがオンする直前に電流の流れていたダイオード１２Ｂは、整流型スイッチング素子１３Ａがオンしたときに直ちにオフしない。これは、漏れインダクタＬ_11B がダイオード１２Ｂに対して電流を流し続けるように作用するためであり、言い換えると、ダイオード１２Ｂが直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ｂに印加されるように作用するためである。これにより、ダイオード１２Ｂを流れる電流Ｉ_12B は整流型スイッチング素子１３Ａがオンしたのちも徐々に減少していくので、ダイオード１２Ｂでリカバリー電流が発生する余地はない。

一方、整流型スイッチング素子１３Ａがオンするときに、その整流型スイッチング素子１３Ａに直接接続されたダイオード１２Ａはすでにオフしており、電流は流れていない。これは、ダイオード１２Ｂが直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ｂに印加された結果、ダイオード１２Ａに電流を流さないような電圧（逆バイアス）がダイオード１２Ａに印加されるようになるからである。これにより、整流型スイッチング素子１３Ａがオフからオンに移行してもダイオード１２Ａでリカバリー電流が発生する余地はない。

このように、ダイオード１２Ａおよび１２Ｂのいずれにおいてもリカバリー電流が発生する余地はない。

このようにして、本スイッチング電源装置は、直流電源Ｐから供給された直流入力電圧Ｖｉｎを直流出力電圧Ｖｏｕｔに変圧（昇圧）し、その変圧した直流出力電圧Ｖｏｕｔを負荷Ｌに給電する。

次に、本実施の形態のスイッチング電源装置の効果を従来例と対比して説明する。

従来例に係るスイッチング電源装置は、図３９に示したように、コア１１４に巻回されたインダクタ１１１、ダイオード１１２およびスイッチング素子１１３からなる電圧変換部１０１と、平滑コンデンサ１０３とによりなる１つの昇圧型チョッパ回路と、制御部１０４とを備えたものであり、昇圧型チョッパ回路を２つ備えていない点と、互いに同極性となるように共通のコア２０に巻回された変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂからなるトランスを備えていない点とで本実施の形態のスイッチング電源装置と相違する。

従来例では、図４０に示したように、制御部１０４からスイッチング素子１１３に制御信号Ｓ₁₀₁ が入力されて、スイッチング素子１１３がオンすると、電流の流れているダイオード１１２のアノード側の電圧が直流電源Ｐの負極側とほぼ同じ電圧となり、ダイオード１１２のカソード側の電圧（出力直流電圧Ｖｏｕｔ）よりも小さくなる。その結果、電流の流れているダイオード１１２には大きな逆バイアスが印加され、ダイオード１１２がオンからオフに移行する。このとき、ダイオード１１２はオンからオフに移行する瞬間に逆方向に電流が流れ得る期間（リカバリー期間）が存在するため、そのリカバリー期間の間、ダイオード１１２に電流（リカバリー電流）が流れる。このリカバリー電流は、ダイオード１１２に直接接続されたスイッチング素子１１３に流れて、リップルを発生させる（図４０中の一点鎖線枠内参照）。これにより、スイッチング素子１１３においてスイッチング損失（具体的にはターンオン時の損失）が発生するため、従来例に係るスイッチング電源装置の効率は低くなる。

また、インダクタ１１１を流れる電流Ｉ₁₁₁ は制御信号Ｓ₁₀₁ のオン、オフに応じた低い周波数となるため、コア１１４のサイズを縮小することが困難となり、スイッチング電源装置の小型軽量化を阻む結果となる。

一方、本実施の形態では、上記したように、整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオンする直前に電流の流れていたダイオード１２Ｂまたは１２Ａは、漏洩インダクタＬ_11B またはＬ_11A の作用により、整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオンしたときに直ちにオフしないようになっており、ダイオード１２Ｂまたは１２Ａでリカバリー電流が発生する余地を排除している。さらに、整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオンするときに、その整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂに直接接続されたダイオード１２Ｂまたは１２Ａをあらかじめオフしており、ダイオード１２Ｂまたは１２Ａでリカバリー電流が発生する余地を排除している。

このように、本実施の形態のスイッチング電源装置では、互いに同極性となるように共通のコア２０に巻回された変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂからなるトランスを備えることにより、スイッチング素子１３Ａおよび１３Ｂのいずれがオフからオンに移行したときであっても、各ダイオード１２Ａ，１２Ｂでのリカバリー電流の発生が防止される。これにより、個々のスイッチング素子１３Ａ，１３Ｂでのスイッチング損失が低減するので、リカバリー電流に起因する効率の低下を防止することができる。

また、互いに同極性となるように共通のコア２０に巻回された変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂからなるトランスを備えると共に、制御部４により各整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂを互いに異なる位相で順次動作させることにより、相互インダクタＬｍを流れる電流Ｉ_m は、図４に示したように、制御信号Ｓ_A ，Ｓ_B のオン、オフに応じた周波数の２倍の周波数となり、これにより、コア２０のサイズを縮小することが可能となる。その結果、スイッチング電源装置の小型軽量化を実現することができる。

ところで、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂの駆動周波数を増加させることでコア２０のサイズを小さくすることも可能であるが、その場合は、駆動周波数の増加により整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂにおけるスイッチング損失が増加し、それにより熱の発生も大きくなる。その熱を放散させるためには大きなヒートシンクが必要であるが、そのような大きなヒートシンクを付けたのではスイッチング電源装置を小型化することができない。一方、本実施の形態では、各整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂの駆動周波数を増加させなくても、相互インダクタＬｍを流れる電流Ｉ_m の周波数を大きくすることができる。また、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂの駆動周波数の上限が低い場合であっても、相互インダクタＬｍを流れる電流Ｉ_m の周波数をその上限より大きくすることができる。そのため、各整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂにおけるスイッチング損失が先の例のように大きく増加することはない。その結果、大きなヒートシンクを付ける必要もないので、スイッチング電源装置の小型軽量化を容易に実現することができる。

このように、本実施の形態のスイッチング電源装置では、リカバリー電流に起因する効率の低下を防止すると共に、小型軽量化することができる。

［変形例］
次に、上記実施の形態の変形例について説明する。

上記実施の形態では、本発明を２つの昇圧型チョッパ回路を並列接続してなるスイッチング電源装置に適用した場合について説明したが、昇圧型チョッパ回路を３つ以上並列に接続した場合であっても適用可能である。例えば、図１１に示したように、昇圧型チョッパ回路を４つ並列に接続したときは、スイッチング電源装置は、変圧インダクタ１１Ｃ、ダイオード１２Ｃおよび整流型スイッチング素子１３Ｃからなる電圧変換部１Ｃと、変圧インダクタ１１Ｄ、ダイオード１２Ｄおよび整流型スイッチング素子１３Ｄからなる電圧変換部１Ｄを、電圧変換部１Ａ，１Ｂに並列に接続すると共に、各変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ，１１Ｄを互いに同極性となるように共通のコア２０に巻回して構成される。このようなスイッチング電源装置であっても、スイッチング素子１３Ａないし１３Ｄのいずれがオフからオンに移行したときであっても、各ダイオード１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄでのリカバリー電流の発生が防止される。これにより、個々のスイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄでのスイッチング損失が低減するので、リカバリー電流に起因する効率の低下を防止することができる。

また、互いに同極性となるように共通のコア２０に巻回された変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ，１１Ｄからなるトランスを備えると共に、制御部４により各整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄを互いに異なる位相で順次動作させることにより、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ，１１Ｄを流れる電流は、図１２に示したように、制御信号のオン、オフに応じた周波数の４倍の周波数となる。このように昇圧型チョッパ回路の数ｎ（ｎは２以上の整数）を増やすと共に、制御部４により各整流型スイッチング素子を順次オン、オフすることにより、昇圧型チョッパ回路が１個の場合と比べて周波数をｎ倍にすることができる。これにより、昇圧型チョッパ回路の増加による占有体積の増加分以上にコアのサイズを縮小することができる限りにおいて、スイッチング電源装置の小型軽量化を実現することができる。また、上記実施の形態と同様、各整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄの駆動周波数を増加させなくても、相互インダクタＬｍを流れる電流Ｉ_m の周波数を大きくすることができるので、各整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄにおけるスイッチング損失が先の例のように大きく増加することはない。その結果、大きなヒートシンクを付ける必要もないので、スイッチング電源装置の小型軽量化を容易に実現することができる。

また、上記実施の形態では、入力端子Ｔ１，Ｔ２側から入力し、出力端子Ｔ３，Ｔ４側から出力することを前提としていたが、図１３に示したように、ダイオード１２Ａ，１２Ｂに整流型スイッチング素子１４Ａ，１４Ｂを逆極性で並列に接続すると共に、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂにダイオード１５Ａ，１５Ｂを逆極性で並列に接続した場合は、出力端子Ｔ３，Ｔ４側から入力し、入力端子Ｔ１，Ｔ２側から出力することも可能となる。ただし、出力端子Ｔ３，Ｔ４側から入力する場合は、このスイッチング電源装置は降圧型となる。

また、上記実施の形態では、本発明を昇圧型チョッパ回路を内蔵するスイッチング電源装置に適用した場合について説明したが、本発明は図１４および図１５（図１４の等価回路）に示したように降圧型チョッパ回路を内蔵する場合であっても適用可能である。このときのスイッチング電源装置は、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂの一端が出力ラインＬｏｕｔに接続され、ダイオード１２Ａ，１２Ｂのアノードが共通ラインＬｃに接続され、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂのコレクタが入力ラインＬｉｎに接続される点で、上記実施の形態と相違する。また、このスイッチング電源装置では、図４と同様の波形となる。したがって、上記実施の形態の場合と同様、リカバリー電流に起因する効率の低下を防止すると共に、小型軽量化することができる。

また、本発明は図１６および図１７（図１６の等価回路）に示したように昇降圧型チョッパ回路を内蔵する場合であっても適用可能である。このときのスイッチング電源装置は、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂの一端が共通ラインＬｃに接続され、ダイオード１２Ａ，１２Ｂのアノードが出力ラインＬｏｕｔに接続され、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂのコレクタが入力ラインＬｉｎに接続される点で、上記実施の形態と相違する。また、このスイッチング電源装置では、図４と同様の波形となる。したがって、上記実施の形態の場合と同様、リカバリー電流に起因する効率の低下を防止すると共に、小型軽量化することができる。

［第２の実施の形態］
図１８は本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、互いに同極性となるように共通のコア２０に巻回された変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂからなるトランスの代わりに、このトランスの等価回路（図２参照）と同等の回路構成を備えたものである。具体的には、漏洩インダクタＬ_11A の代わりに、漏洩インダクタＬ_11A と同等のインダクタンスを有するインダクタＬ１を設け、漏洩インダクタＬ_11B の代わりに、漏洩インダクタＬ_11B と同等のインダクタンスを有するインダクタＬ２を設け、相互インダクタＬｍの代わりに、相互インダクタＬｍと同等のインダクタンスを有する共通インダクタＬ３を設けたものである。このように、本実施の形態のスイッチング電源装置では、トランスの等価回路と同等の回路構成を備えるようにしたので、上記実施の形態と同様、リカバリー電流に起因する効率の低下を防止すると共に、小型軽量化することができる。なお、本実施の形態と同様にトランスの等価回路と同等の回路構成を備えるようにすることは、図１４の降圧型チョッパ回路や、図１６の昇圧型チョッパ回路を内蔵するスイッチング電源装置においてももちろん可能である（図１９、図２０）。

ここで、上記した図１８、図１９、図２０の回路において、共通インダクタＬ３を取り除くと共に、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスを相互インダクタと同等の大きさにした場合は、図３９の回路と同様の動作をするため、リカバリー電流が発生し、効率が低下してしまう。また、図１８、図１９、図２０の回路において、共通インダクタＬ３を取り除くと共に、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスを相互インダクタと同等の大きさにした場合や、図１８、図１９、図２０の回路において、共通インダクタＬ３を取り除くと共に、インダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンスを漏洩インダクタと同等の大きさにした場合は、インダクタＬ１，Ｌ２は整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂの駆動周波数に等しい周波数の電流が流れる配線上にあるため、コア２０を小型化するには整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂの駆動周波数を大きくしなければならない。そのため、整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂの駆動周波数の上限が低い場合は、コア２０を小型化することができない。一方、図１８、図１９、図２０の回路は、上記実施の形態と同様の作用・効果を有することから、これらの回路とは異なる独自の作用・効果を有するといえる。

［第３の実施の形態］
図２１は本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、図１のスイッチング電源装置に補助インダクタ３０Ａを設けたものである。

補助インダクタ３０Ａは、相互インダクタＬｍのインダクタンスよりも小さなインダクタンス値を有し、電圧変換部１Ａの接続点Ｊ１と、電圧変換部１Ｂの接続点Ｊ２との間に配置されている。

この補助インダクタ３０Ａは、主に、整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオンからオフに移行するときに、自身に流れる電流を流し続けようと作用するものである。具体的には、整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオンからオフに移行するときに、補助インダクタ３０Ａは、自身を介して整流型スイッチング素子１３Ａに流れる電流をダイオード１２Ａに流したり、自身を介して整流型スイッチング素子１３Ｂに流れる電流をダイオード１２Ｂに流すようになっている。

これにより、補助インダクタ３０Ａは、例えば、一の整流型スイッチング素子１３Ａがオンからオフに移行するときに、その一の整流型スイッチング素子１３Ａに直接接続されたダイオード１２Ａが直ちにオンするような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ａに印加されるように作用する。また、この補助インダクタ３０Ａは、一の整流型スイッチング素子１３Ａとは異なる他の整流型スイッチング素子１３Ｂがオフからオンに移行するときに、一の整流型スイッチング素子１３Ａに直接接続されたダイオード１２Ａが直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ａに印加されるように作用する。これにより、次にオフからオンに移行する他の整流型スイッチング素子１３Ｂに直接接続されたダイオード１２Ｂに電流を流さないような電圧（逆バイアス）がダイオード１２Ｂに印加されるように作用する。その結果、ダイオード１２Ａおよび１２Ｂのいずれにおいてもリカバリー電流は発生しない。

次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。図２２はスイッチング電源装置内の主な信号のタイミングチャートであり、図２３ないし図３０は、図２２の状態ｇないし状態ｐの各々における信号の流れを模式的に表すものである。以下、説明の便宜上、整流型スイッチング素子１３Ａがオンしてからしばらく経過した状態ｉから順に説明する。

状態ｉでは、制御部４は、制御信号Ｓ_A を整流型スイッチング素子１３Ａに出力し、制御信号Ｓ_B の出力を停止している。そのため、図２３に示したように、整流型スイッチング素子１３Ａに電流Ｉ_13A が流れており、整流型スイッチング素子１３Ｂはオフしている。このとき、直流電源Ｐの負極側と同じ電圧が補助インダクタ３０Ａの接続点Ｊ１側にかかり、直流電源Ｐの直流入力電圧Ｖｉｎを変圧インダクタ１１Ｂおよび補助インダクタ３０Ａのインピーダンスで分圧した電圧が接続点Ｊ２側にかかる。また、ダイオード１２Ａのアノード側の電圧は接続点Ｊ１と同じ電圧であり、ダイオード１２Ａのカソード側の出力直流電圧Ｖｏｕｔより低くなる。また、ダイオード１２Ｂのアノード側の電圧は接続点Ｊ２と同じ電圧であり、ダイオード１２Ｂのカソード側の出力直流電圧Ｖｏｕｔより低くなる。したがって、この期間ではダイオード１２Ａ，１２Ｂには逆バイアスがかかっている。これにより、変圧インダクタ１１Ａを流れる電流Ｉ_11A は整流型スイッチング素子１３Ａを介して直流電源Ｐに流れ、変圧インダクタ１１Ｂを流れる電流Ｉ_11B は変圧インダクタ１１Ｂ、補助インダクタ３０Ａおよび整流型スイッチング素子１３Ａを介して直流電源Ｐに流れる。このとき、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂに流れる電流Ｉ_11A ，Ｉ_11B が徐々に増加し、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂにエネルギーが徐々に蓄積されていく。

次に、制御部４は、制御信号Ｓ_A の出力を停止して整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂを共にオフする。これにより状態ｉから状態ｊに移行する。このとき、図２４に示したように、補助インダクタ３０Ａは接続点Ｊ２側から接続点Ｊ１側に電流Ｉ_30A を流しており、ダイオード１２Ａをオンさせるように作用するので、ダイオード１２Ａに電流Ｉ_12A が流れ、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂに蓄積されていたエネルギーが負荷Ｌに放出される。その結果、電流Ｉ_11A ，Ｉ_11B 、Ｉ_30A は徐々に減少していく。また、ダイオード１２Ｂのカソードには出力直流電圧Ｖｏｕｔがかかり、ダイオード１２Ｂに逆バイアスがかかるので、ダイオード１２Ｂはオフした状態を維持する。

次に、制御部４は、制御信号Ｓ_B を出力して整流型スイッチング素子１３Ｂをオンする。これにより状態ｊから状態ｋに移行する。このとき、図２５に示したように、補助インダクタ３０Ａの接続点Ｊ２側の電圧が直流電源Ｐの負極側の電圧とほぼ同じになり、接続点Ｊ１側より低くなるので、整流型スイッチング素子１３Ｂに電流Ｉ_13B が流れ始めると共に、補助インダクタ３０Ａの接続点Ｊ２側から接続点Ｊ１側に流れる電流Ｉ_30A が減少し始め、変圧インダクタ１１Ａの電流Ｉ_11A が引き続き減少し、変圧インダクタ１１Ｂの電流Ｉ_11B が増加し始める。

ところで、整流型スイッチング素子１３Ｂがオンする直前に電流の流れていたダイオード１２Ａは、整流型スイッチング素子１３Ｂがオンしたときに直ちにオフしない。これは、補助インダクタ３０Ａがダイオード１２Ａに対して電流を流し続けるように作用するためであり、言い換えると、ダイオード１２Ａが直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ａに印加されるように作用するためである。これにより、ダイオード１２Ａを流れる電流Ｉ_12A は整流型スイッチング素子１３Ｂがオンしたのちも徐々に減少していくので、ダイオード１２Ａでリカバリー電流が発生する余地はない。

一方、整流型スイッチング素子１３Ｂがオンするときに、その整流型スイッチング素子１３Ｂに直接接続されたダイオード１２Ｂはすでにオフしており、電流は流れていない。これは、ダイオード１２Ａが直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ａに印加された結果、ダイオード１２Ｂに電流を流さないような電圧（逆バイアス）がダイオード１２Ｂに印加されるようになるからである。これにより、整流型スイッチング素子１３Ｂがオフからオンに移行してもダイオード１２Ｂでリカバリー電流が発生する余地はない。

このように、ダイオード１２Ａおよび１２Ｂのいずれにおいてもリカバリー電流が発生する余地はない。

その後、図２６に示したように、補助インダクタ３０Ａの接続点Ｊ２側から接続点Ｊ１側に流れる電流Ｉ_30A がゼロとなり、補助インダクタ３０Ａの電流Ｉ_30A の向きが逆転し、接続点Ｊ１側から接続点Ｊ２側に流れ始めることにより、状態ｋから状態ｍに移行する。このとき、補助インダクタ３０Ａの接続点Ｊ１側から接続点Ｊ２側に流れる電流Ｉ_30A が増加するに伴ってダイオード１２Ａの電流Ｉ_12A や、変圧インダクタ１１Ａの電流Ｉ_11A が減少し、変圧インダクタ１１Ｂの電流Ｉ_11B や、整流型スイッチング素子１３Ｂの電流Ｉ_13B が増加していく。

その後、図２７に示したように、ダイオード１２Ａの電流Ｉ_12A がゼロとなることにより、状態ｍから状態ｎに移行する。このとき、補助インダクタ３０Ａの電流Ｉ_30A や、変圧インダクタ１１Ｂの電流Ｉ_11B が増加していくのに伴い、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂに流れる電流Ｉ_11A ，Ｉ_11B が増加し、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂにエネルギーが蓄積されていく。

次に、制御部４は、制御信号Ｓ_B の出力を停止して整流型スイッチング素子１３Ａ，１３Ｂを共にオフする。これにより状態ｎから状態ｐに移行する。このとき、図２８に示したように、補助インダクタ３０Ａは接続点Ｊ１側から接続点Ｊ２側に電流Ｉ_30A を流しており、ダイオード１２Ｂをオンさせるように作用するので、ダイオード１２Ｂに電流Ｉ_12B が流れ、変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂに蓄積されていたエネルギーが負荷Ｌに放出される。その結果、電流Ｉ_11A ，Ｉ_11B 、Ｉ_30A は徐々に減少していく。また、ダイオード１２Ａのカソードには出力直流電圧Ｖｏｕｔがかかり、ダイオード１２Ａに逆バイアスがかかるので、ダイオード１２Ａはオフした状態を維持する。

次に、制御部４は、制御信号Ｓ_A を出力して整流型スイッチング素子１３Ａをオンすることにより状態ｐから状態ｇに移行する。このとき、図２９に示したように、補助インダクタ３０Ａの接続点Ｊ１側の電圧が直流電源Ｐの負極側の電圧とほぼ同じになり、接続点Ｊ２側より低くなるので、整流型スイッチング素子１３Ａに電流Ｉ_13A が流れ始めると共に、補助インダクタ３０Ａの接続点Ｊ１側から接続点Ｊ２側に流れる電流Ｉ_30A が減少し始め、変圧インダクタ１１Ｂの電流Ｉ_11B は引き続き減少し、変圧インダクタ１１Ａの電流Ｉ_11A が増加し始める。

ところで、整流型スイッチング素子１３Ａがオンする直前に電流の流れていたダイオード１２Ｂは、整流型スイッチング素子１３Ａがオンしたときに直ちにオフしない。これは、補助インダクタ３０Ａがダイオード１２Ｂに対して電流を流し続けるように作用するためであり、言い換えると、ダイオード１２Ｂが直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ｂに印加されるように作用するためである。これにより、ダイオード１２Ｂを流れる電流Ｉ_12B は整流型スイッチング素子１３Ａがオンしたのちも徐々に減少していくので、ダイオード１２Ｂでリカバリー電流が発生する余地はない。

一方、整流型スイッチング素子１３Ａがオンするときに、その整流型スイッチング素子１３Ａに直接接続されたダイオード１２Ａはすでにオフしており、電流は流れていない。これは、ダイオード１２Ｂが直ちにオフしないような電圧（順バイアス）がダイオード１２Ｂに印加された結果、ダイオード１２Ａに電流を流さないような電圧（逆バイアス）がダイオード１２Ａに印加されるようになるからである。これにより、整流型スイッチング素子１３Ａがオフからオンに移行してもダイオード１２Ａでリカバリー電流が発生する余地はない。

このように、ダイオード１２Ａおよび１２Ｂのいずれにおいてもリカバリー電流が発生する余地はない。

その後、図３０に示したように、補助インダクタ３０Ａの接続点Ｊ１側から接続点Ｊ２側に流れる電流Ｉ_30A がゼロとなり、補助インダクタ３０Ａに流れる電流Ｉ_30A の向きが逆転し、接続点Ｊ２側から接続点Ｊ１側に流れ始めることにより、状態ｇから状態ｈに移行する。このとき、補助インダクタ３０Ａの接続点Ｊ２側から接続点Ｊ１側に流れる電流Ｉ_30A が増加するに伴ってダイオード１２Ｂの電流Ｉ_12B や、変圧インダクタ１１Ｂの電流Ｉ_11B が減少し、変圧インダクタ１１Ａの電流Ｉ_11A や、整流型スイッチング素子１３Ａの電流Ｉ_13A が増加していく。その後、ダイオード１２Ｂを流れる電流Ｉ_12B がゼロとなることにより、状態ｉに移行する。

このようにして、本スイッチング電源装置は、直流電源Ｐから供給された直流入力電圧Ｖｉｎを直流出力電圧Ｖｏｕｔに変圧（昇圧）し、その変圧した直流出力電圧Ｖｏｕｔを負荷Ｌに給電する。

次に、本スイッチング電源装置の効果について説明する。本実施の形態では、上記したように、整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオンする直前に電流の流れていたダイオード１２Ｂまたは１２Ａは、補助インダクタ３０Ａの作用により、整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオンしたときに直ちにオフしないようになっており、ダイオード１２Ｂまたは１２Ａでリカバリー電流が発生する余地を排除している。さらに、整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂがオンするときに、その整流型スイッチング素子１３Ａまたは１３Ｂに直接接続されたダイオード１２Ｂまたは１２Ａをあらかじめオフしており、ダイオード１２Ｂまたは１２Ａでリカバリー電流が発生する余地を排除している。

このように、本実施の形態のスイッチング電源装置では、互いに同極性となるように共通のコア２０に巻回された変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂからなるトランスだけでなく、補助インダクタ３０Ａをも備えることにより、上記した第１の実施の形態と同様の効果を有する。

［変形例］
次に、第２の実施の形態の変形例について説明する。

第２の実施の形態では、本発明を２つの昇圧型チョッパ回路を並列接続してなるスイッチング電源装置に適用した場合について説明したが、昇圧型チョッパ回路を３つ以上並列に接続した場合であっても適用可能である。例えば、図３１に示したように、図１１のスイッチング電源装置における各電圧変換部１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄを補助インダクタ３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ，３０Ｄで互いに接続した場合は、スイッチング素子１３Ａないし１３Ｄのいずれがオフからオンに移行したときであっても、各ダイオード１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄでのリカバリー電流の発生が防止される。これにより、個々のスイッチング素子１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄでのスイッチング損失が低減するので、リカバリー電流に起因する効率の低下を防止することができる。また、図１１のスイッチング電源装置と同様、小型軽量化を容易に実現することができる。

なお、図３２に示したように、図３１の補助インダクタ３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ，３０Ｄをスター型に接続した場合であっても、図３１の回路と同様の作用・効果を有する。

また、上記実施の形態では、入力端子Ｔ１，Ｔ２側から入力し、出力端子Ｔ３，Ｔ４側から出力することを前提としていたが、図３３に示したように、図１３のスイッチング電源装置における各電圧変換部１Ａ，１Ｂを補助インダクタ３０Ａで互いに接続した場合は、出力端子Ｔ３，Ｔ４側から入力し、入力端子Ｔ１，Ｔ２側から出力することも可能となる。ただし、出力端子Ｔ３，Ｔ４側から入力する場合は、このスイッチング電源装置は降圧型となる。

また、上記実施の形態では、本発明を昇圧型チョッパ回路を内蔵するスイッチング電源装置に適用した場合について説明したが、本発明は図３４に示したように降圧型チョッパ回路を内蔵する場合や、図３５に示したように昇降圧型チョッパ回路を内蔵する場合であっても適用可能である。これらのスイッチング電源装置は、図１４，図１６における各電圧変換部１Ａ，１Ｂを補助インダクタ３０Ａで互いに接続して構成されている。したがって、図１４，図１６のスイッチング電源装置と同様、リカバリー電流に起因する効率の低下を防止すると共に、小型軽量化することができる。

また、上記実施の形態では、互いに同極性となるように共通のコア２０に巻回された変圧インダクタ１１Ａ，１１Ｂからなるトランスを備えるようにしていたが、このトランスの代わりに、このトランスの等価回路と同等の回路構成を備えるようにしてもよい。具体的には、図３６に示したように、図１８のスイッチング電源装置における各電圧変換部１Ａ，１Ｂを補助インダクタ３０Ａで互いに接続するようにしてもよい。このようにトランスの等価回路と同等の回路構成を備えるようにすることは、図３４の降圧型チョッパ回路や、図３５の昇圧型チョッパ回路を内蔵するスイッチング電源装置においてももちろん可能である（図３７、図３８）。なお、これら図３６、図３７、図３８の回路は、図１８、図１９、図２０の回路と同様の作用・効果を有する。

以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明は、これらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 スイッチング電源装置の等価回路図である。 デューティ比と入力直流電圧比との関係を説明するための関係図である。 スイッチング電源装置の動作を説明するための波形図である。 状態ｂでの動作を説明するための回路図である。 状態ｃでの動作を説明するための回路図である。 状態ｄでの動作を説明するための回路図である。 状態ｅでの動作を説明するための回路図である。 状態ｆでの動作を説明するための回路図である。 状態ａでの動作を説明するための回路図である。 一変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 図１１のスイッチング電源装置の動作を説明するための波形図である。 他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 図１４のスイッチング電源装置の等価回路図である。 他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 図１６のスイッチング電源装置の等価回路図である。 本発明の第２の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。。 一変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 本発明の第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置の回路図である。 スイッチング電源装置の動作を説明するための波形図である。 状態ｉでの動作を説明するための回路図である。 状態ｊでの動作を説明するための回路図である。 状態ｋでの動作を説明するための回路図である。 状態ｍでの動作を説明するための回路図である。 状態ｎでの動作を説明するための回路図である。 状態ｐでの動作を説明するための回路図である。 状態ｇでの動作を説明するための回路図である。 状態ｈでの動作を説明するための回路図である。 一変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 他の変形例に係るスイッチング電源装置の回路図である。 従来のスイッチング電源装置の回路図である。 図３９のスイッチング電源装置の動作を説明するための波形図である。

符号の説明

１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ…電圧変換部、３，Ｃ…平滑コンデンサ、４…制御部、１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ，１１Ｄ…変圧インダクタ、１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ，１２Ｄ…ダイオード、１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｃ，１３Ｄ…整流型スイッチング素子、２０…コア、３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ，３０Ｄ…補助インダクタ、Ｊ１，Ｊ２…接続点、Ｌ…負荷、Ｌ１，Ｌ２…第１インダクタ、Ｌ３…第２インダクタ、Ｌ_11A ，Ｌ_11B ，Ｌ_11C ，Ｌ_11D …漏れインダクタ、Ｌｃ…共通ライン、Ｌｉｎ…入力ライン、Ｌ_m …相互インダクタ、Ｌｏｕｔ…出力ライン、Ｐ…直流電源、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｖｉｎ…入力直流電圧、Ｖｏｕｔ…出力直流電圧。

Claims (6)

1. それぞれが変圧インダクタ、整流素子およびスイッチング素子を含んで構成されると共に互いに並列に接続された複数の変圧チョッパ回路と、
   各スイッチング素子を互いに異なる位相で順次動作させる制御手段と、
   を備え、
   前記変圧インダクタ、前記整流素子および前記スイッチング素子の各一端は、共通接続点において共通接続され、
   前記複数の変圧チョッパ回路の相互間において、変圧インダクタ同士が同極性となるように磁気的に結合している
   ことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記変圧チョッパ回路は一対の入力端子および一対の出力端子を備え、
   前記変圧インダクタの一端は一方の入力端子に接続されると共に他端は共通接続点において前記整流素子および前記スイッチング素子の各一端に共通接続され、前記整流素子の他端は一方の出力端子に接続され、前記スイッチング素子の他端は他方の入力端子および他方の出力端子に接続されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記変圧チョッパ回路は一対の入力端子および一対の出力端子を備え、
   前記スイッチング素子の一端は一方の入力端子に接続されると共に他端は共通接続点において前記整流素子および前記変圧インダクタの各一端に共通接続され、前記変圧インダクタの他端は一方の出力端子に接続され、前記整流素子の他端は他方の入力端子および他方の出力端子に接続されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記変圧チョッパ回路は一対の入力端子および一対の出力端子を備え、
   前記スイッチング素子の一端は一方の入力端子に接続されると共に他端は共通接続点において前記整流素子および前記変圧インダクタの各一端に共通接続され、前記整流素子の他端は一方の出力端子に接続され、前記変圧インダクタの他端は他方の入力端子および他方の出力端子に接続されている
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
5. それぞれがインダクタ、整流素子およびスイッチング素子を含んで構成されると共に互いに並列に接続された複数の変圧チョッパ回路と、
   各スイッチング素子を互いに異なる位相で順次動作させる制御手段と、
   複数の変圧チョッパ回路に共通に設けられ、前記インダクタの各一端に共通接続された共通インダクタと
   を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
6. 一の変圧チョッパ回路のインダクタは、その変圧チョッパ回路のスイッチング素子がオンからオフに移行したときにその変圧チョッパ回路の整流素子に電流を流すと共に、他の変圧チョッパ回路のスイッチング素子がオフからオンに移行したのちにおいても前記一の変圧チョッパ回路の整流素子に電流を流し続け、
   前記共通インダクタは、各スイッチング素子がオンしている期間に自身を流れる電流によってエネルギーを蓄積し、その蓄積したエネルギーを全てのスイッチング素子がオフしている期間に放出する
   ことを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。

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