JPH09266665A - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
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- JPH09266665A JPH09266665A JP7080496A JP7080496A JPH09266665A JP H09266665 A JPH09266665 A JP H09266665A JP 7080496 A JP7080496 A JP 7080496A JP 7080496 A JP7080496 A JP 7080496A JP H09266665 A JPH09266665 A JP H09266665A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 より効率の良いチョッパ型スイッチングレギ
ュレータを実現する。 【解決手段】 エネルギ蓄積素子として、漏れインダク
タンス３がある程度大きな値となるタップ付きインダク
タ２を用いる。このインダクタ２のタップ中点、即ち漏
れインダクタンス３の出力端を、ダイオード６を介して
負荷８に接続する。パワースイッチ４がオン状態の期間
では、インダクタンス３がインダクタ２のインダクタン
スより充分小さいとすれば、電源１から供給されるエネ
ルギは殆どインダクタ２に蓄積される。一方、パワース
イッチ４がオフ状態の期間では、インダクタ２に蓄積さ
れたエネルギが負荷８に供給される。オフ状態への遷移
時、インダクタンス３によるエネルギで浮遊容量９を充
電し、残りのエネルギをダイオード６を介して負荷８に
供給する。
ュレータを実現する。 【解決手段】 エネルギ蓄積素子として、漏れインダク
タンス３がある程度大きな値となるタップ付きインダク
タ２を用いる。このインダクタ２のタップ中点、即ち漏
れインダクタンス３の出力端を、ダイオード６を介して
負荷８に接続する。パワースイッチ４がオン状態の期間
では、インダクタンス３がインダクタ２のインダクタン
スより充分小さいとすれば、電源１から供給されるエネ
ルギは殆どインダクタ２に蓄積される。一方、パワース
イッチ４がオフ状態の期間では、インダクタ２に蓄積さ
れたエネルギが負荷８に供給される。オフ状態への遷移
時、インダクタンス３によるエネルギで浮遊容量９を充
電し、残りのエネルギをダイオード６を介して負荷８に
供給する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチングレギュ
レータに関し、特にスイッチング素子のオン期間にイン
ダクタに電気エネルギを蓄積し、この蓄積したエネルギ
をスイッチング素子のオフ期間に負荷に供給するチョッ
パ型スイッチングレギュレータに関する。
レータに関し、特にスイッチング素子のオン期間にイン
ダクタに電気エネルギを蓄積し、この蓄積したエネルギ
をスイッチング素子のオフ期間に負荷に供給するチョッ
パ型スイッチングレギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】チョッパ型スイッチングレギュレータの
基本回路として、従来から図４（ａ）〜（ｃ）に示され
ている回路が知られている。これら各回路の動作につい
て簡単に説明する。なお、図４（ａ）〜（ｃ）において
同等部分は同一符号により示されている。
基本回路として、従来から図４（ａ）〜（ｃ）に示され
ている回路が知られている。これら各回路の動作につい
て簡単に説明する。なお、図４（ａ）〜（ｃ）において
同等部分は同一符号により示されている。
【０００３】まず、同図（ａ）には昇圧型（Ｂｏｏｓ
ｔ）のスイッチングレギュレータが示されている。図に
おいて、パワースイッチ４がオン状態の期間において
は、一次直流電源１、インダクタ２及びＮチャネルＭＯ
ＳＦＥＴによるパワースイッチ４によって閉回路が構成
される。このとき、インダクタ２にはエネルギが蓄積さ
れる。
ｔ）のスイッチングレギュレータが示されている。図に
おいて、パワースイッチ４がオン状態の期間において
は、一次直流電源１、インダクタ２及びＮチャネルＭＯ
ＳＦＥＴによるパワースイッチ４によって閉回路が構成
される。このとき、インダクタ２にはエネルギが蓄積さ
れる。
【０００４】一方、パワースイッチ４がオフ状態の期間
においては、一次直流電源１、インダクタ２、転流ダイ
オード５及び負荷８によって閉回路が構成される。つま
り、パワースイッチ４がオフ状態の期間においては、直
流電源１の他、インダクタ２に蓄積されたエネルギが転
流ダイオード５を介して負荷８に供給される。これによ
り本スイッチングレギュレータは、出力電圧が入力電圧
よりも高くなる昇圧動作を行うことになる。
においては、一次直流電源１、インダクタ２、転流ダイ
オード５及び負荷８によって閉回路が構成される。つま
り、パワースイッチ４がオフ状態の期間においては、直
流電源１の他、インダクタ２に蓄積されたエネルギが転
流ダイオード５を介して負荷８に供給される。これによ
り本スイッチングレギュレータは、出力電圧が入力電圧
よりも高くなる昇圧動作を行うことになる。
【０００５】なお、図中の負荷８には平滑コンデンサ７
が並列接続されている。
が並列接続されている。
【０００６】次に、同図（ｂ）には降圧型（Ｂｕｃｋ）
のスイッチングレギュレータが示されている。図におい
て、パワースイッチ４がオン状態の期間においては、一
次直流電源１、パワースイッチ４、インダクタ２及び負
荷８によって閉回路が構成される。このとき、インダク
タ２にはエネルギが蓄積される。
のスイッチングレギュレータが示されている。図におい
て、パワースイッチ４がオン状態の期間においては、一
次直流電源１、パワースイッチ４、インダクタ２及び負
荷８によって閉回路が構成される。このとき、インダク
タ２にはエネルギが蓄積される。
【０００７】一方、パワースイッチ４がオフ状態の期間
においては、転流ダイオード５、インダクタ２及び負荷
８によって閉回路が構成される。つまり、パワースイッ
チ４がオフ状態の期間においては、インダクタ２に蓄積
されたエネルギのみが負荷８に供給される。これにより
本スイッチングレギュレータは、出力電圧が入力電圧よ
りも低くなる降圧動作を行うことになる。
においては、転流ダイオード５、インダクタ２及び負荷
８によって閉回路が構成される。つまり、パワースイッ
チ４がオフ状態の期間においては、インダクタ２に蓄積
されたエネルギのみが負荷８に供給される。これにより
本スイッチングレギュレータは、出力電圧が入力電圧よ
りも低くなる降圧動作を行うことになる。
【０００８】また、同図（ｃ）には昇降圧型（Ｂｕｃｋ
―Ｂｏｏｓｔ）のスイッチングレギュレータが示されて
いる。図において、パワースイッチ４がオン状態の期間
においては、一次直流電源１、パワースイッチ４及びイ
ンダクタ２によって閉回路が構成される。このとき、イ
ンダクタ２にはエネルギが蓄積される。
―Ｂｏｏｓｔ）のスイッチングレギュレータが示されて
いる。図において、パワースイッチ４がオン状態の期間
においては、一次直流電源１、パワースイッチ４及びイ
ンダクタ２によって閉回路が構成される。このとき、イ
ンダクタ２にはエネルギが蓄積される。
【０００９】一方、パワースイッチ４がオフ状態の期間
においては、転流ダイオード５、インダクタ２及び負荷
８によって閉回路が構成される。つまり、パワースイッ
チ４がオフ状態の期間においては、インダクタ２に蓄積
されたエネルギが極性反転されて負荷８に供給される。
これにより本スイッチングレギュレータは、入力電圧に
対して出力電圧の極性が反転する極性反転動作を行うこ
とになる。
においては、転流ダイオード５、インダクタ２及び負荷
８によって閉回路が構成される。つまり、パワースイッ
チ４がオフ状態の期間においては、インダクタ２に蓄積
されたエネルギが極性反転されて負荷８に供給される。
これにより本スイッチングレギュレータは、入力電圧に
対して出力電圧の極性が反転する極性反転動作を行うこ
とになる。
【００１０】なお、上述した図（ａ）〜（ｃ）における
パワースイッチ４は、図示せぬ制御回路によってオン・
オフ制御されるものとする。
パワースイッチ４は、図示せぬ制御回路によってオン・
オフ制御されるものとする。
【００１１】ところで、特開平３―７０４２７号公報に
は、スイッチングレギュレータを構成する外付けコイ
ル、ダイオード及び出力コンデンサからなる回路がスイ
ッチングレギュレータの低損失・高効率化に効果がある
ことが示されている。
は、スイッチングレギュレータを構成する外付けコイ
ル、ダイオード及び出力コンデンサからなる回路がスイ
ッチングレギュレータの低損失・高効率化に効果がある
ことが示されている。
【００１２】また、特開平３―１８３３５６号公報に
は、一つのリアクとルに複数の巻線を設け、巻線、ダイ
オード及びコンデンサからなる回路がＤＣ―ＤＣコンバ
ータの効率を高めることができる旨が記載されている。
は、一つのリアクとルに複数の巻線を設け、巻線、ダイ
オード及びコンデンサからなる回路がＤＣ―ＤＣコンバ
ータの効率を高めることができる旨が記載されている。
【００１３】よって、上述した一般的なチョッパ型スイ
ッチングレギュレータに、これら公報の技術を適用すれ
ば、より高効率化が期待できると考えられる。
ッチングレギュレータに、これら公報の技術を適用すれ
ば、より高効率化が期待できると考えられる。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述したチョ
ッパ型スイッチングレギュレータにおいては、スイッチ
ング素子の電力損が問題となる。
ッパ型スイッチングレギュレータにおいては、スイッチ
ング素子の電力損が問題となる。
【００１５】すなわち、パワースイッチ両端の電圧とパ
ワースイッチに流れる電流とがパワースイッチのオン・
オフの切換え時に重なって交叉するため、大きな電流が
発生し、大きな電力損が発生する。このため、パワース
イッチのオン・オフの切換え時に発生するスイッチング
ロスが大きいという欠点がある。
ワースイッチに流れる電流とがパワースイッチのオン・
オフの切換え時に重なって交叉するため、大きな電流が
発生し、大きな電力損が発生する。このため、パワース
イッチのオン・オフの切換え時に発生するスイッチング
ロスが大きいという欠点がある。
【００１６】また、転流ダイオードの逆回復時間（ｒｅ
ｃｏｖｅｒｙ ｐｅｒｉｏｄ）に過大な逆電流が転流ダ
イオードに流れ、その電流がパワースイッチのオン・オ
フの切換え時の電流を増大させる。このため、転流ダイ
オードを逆流する電流がパワースイッチのオン・オフの
切換え時に発生するスイッチングロスを増大させるとい
う欠点がある。
ｃｏｖｅｒｙ ｐｅｒｉｏｄ）に過大な逆電流が転流ダ
イオードに流れ、その電流がパワースイッチのオン・オ
フの切換え時の電流を増大させる。このため、転流ダイ
オードを逆流する電流がパワースイッチのオン・オフの
切換え時に発生するスイッチングロスを増大させるとい
う欠点がある。
【００１７】本発明は上述した従来技術の欠点を解決す
るためになされたものであり、その目的はより効率の良
いチョッパ型スイッチングレギュレータを提供すること
である。
るためになされたものであり、その目的はより効率の良
いチョッパ型スイッチングレギュレータを提供すること
である。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明によるスイッチン
グレギュレータは、オンオフ制御されるスイッチング素
子と、このスイッチング素子のオフ期間に閉ループの一
部をなすインダクタとを含み、前記スイッチング素子の
オン期間に前記インダクタにエネルギを蓄積し、この蓄
積したエネルギを前記スイッチング素子のオフ期間に負
荷に供給するチョッパ型スイッチングレギュレータであ
って、前記インダクタは中間タップを有し、この中間タ
ップに前記スイッチング素子が接続されてなることを特
徴とする。
グレギュレータは、オンオフ制御されるスイッチング素
子と、このスイッチング素子のオフ期間に閉ループの一
部をなすインダクタとを含み、前記スイッチング素子の
オン期間に前記インダクタにエネルギを蓄積し、この蓄
積したエネルギを前記スイッチング素子のオフ期間に負
荷に供給するチョッパ型スイッチングレギュレータであ
って、前記インダクタは中間タップを有し、この中間タ
ップに前記スイッチング素子が接続されてなることを特
徴とする。
【００１９】また、本発明による他のスイッチングレギ
ュレータは、オンオフ制御されるスイッチング素子と、
このスイッチング素子のオフ期間に閉ループの一部をな
すインダクタとを含み、前記スイッチング素子のオン期
間に前記インダクタにエネルギを蓄積し、この蓄積した
エネルギを前記スイッチング素子のオフ期間に負荷に供
給するチョッパ型スイッチングレギュレータであって、
前記インダクタは中間タップを有し、この中間タップに
接続され前記スイッチング素子のオン遷移時に前記イン
ダクタの漏れインダクタンスによる電気エネルギを前記
負荷に供給する転流素子を含むことを特徴とする。
ュレータは、オンオフ制御されるスイッチング素子と、
このスイッチング素子のオフ期間に閉ループの一部をな
すインダクタとを含み、前記スイッチング素子のオン期
間に前記インダクタにエネルギを蓄積し、この蓄積した
エネルギを前記スイッチング素子のオフ期間に負荷に供
給するチョッパ型スイッチングレギュレータであって、
前記インダクタは中間タップを有し、この中間タップに
接続され前記スイッチング素子のオン遷移時に前記イン
ダクタの漏れインダクタンスによる電気エネルギを前記
負荷に供給する転流素子を含むことを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明の作用は以下の通りであ
る。
る。
【００２１】高効率化を図るために、スイッチングレギ
ュレータを構成するエネルギ蓄積素子として、漏れイン
ダクタンス（ｌｅａｋａｇｅ ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ）
がある程度大きな値となるタップ付きインダクタを用い
る。そして、タップ付きインダクタのタップ中点、すな
わち漏れインダクタンスの出力端を、ダイオードを介し
て負荷に接続する。
ュレータを構成するエネルギ蓄積素子として、漏れイン
ダクタンス（ｌｅａｋａｇｅ ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ）
がある程度大きな値となるタップ付きインダクタを用い
る。そして、タップ付きインダクタのタップ中点、すな
わち漏れインダクタンスの出力端を、ダイオードを介し
て負荷に接続する。
【００２２】次に、本発明の実施例について図面を参照
して説明する。
して説明する。
【００２３】図１は本発明によるスイッチングレギュレ
ータの第１の実施例の構成を示すブロック図であり、図
４（ａ）と同等部分は同一符号により示されている。図
において、本実施例のスイッチングレギュレータは、タ
ップ付インダクタ２を追加し、その中間タップにパワー
スイッチ４と転流ダイオード５，６とを接続した構成で
ある。
ータの第１の実施例の構成を示すブロック図であり、図
４（ａ）と同等部分は同一符号により示されている。図
において、本実施例のスイッチングレギュレータは、タ
ップ付インダクタ２を追加し、その中間タップにパワー
スイッチ４と転流ダイオード５，６とを接続した構成で
ある。
【００２４】ここで、漏れインダクタンス３は、実際に
はタップ付インダクタ２に含まれるが、図中ではタップ
に外付けされたインダクタンスとして記載されている。
当然ながら、この漏れインダクタンス３は、タップ付イ
ンダクタ２の中間タップに現実のインダクタンスを外付
けすることによっても代用できる。
はタップ付インダクタ２に含まれるが、図中ではタップ
に外付けされたインダクタンスとして記載されている。
当然ながら、この漏れインダクタンス３は、タップ付イ
ンダクタ２の中間タップに現実のインダクタンスを外付
けすることによっても代用できる。
【００２５】また、パワースイッチ４の浮遊容量９は、
実際にはパワースイッチ４に含まれるが、図中ではパワ
ースイッチ４に並列に接続されるコンデンサとして記載
されている。
実際にはパワースイッチ４に含まれるが、図中ではパワ
ースイッチ４に並列に接続されるコンデンサとして記載
されている。
【００２６】かかる構成において、入力側の電源１の電
圧は本スイッチングレギュレータを経て出力側の負荷８
に供給される。そして、パワースイッチ４の断続（オン
・オフ動作）によって、タップ付インダクタ２にエネル
ギを蓄積し、その蓄積したエネルギを負荷８へ転流す
る。
圧は本スイッチングレギュレータを経て出力側の負荷８
に供給される。そして、パワースイッチ４の断続（オン
・オフ動作）によって、タップ付インダクタ２にエネル
ギを蓄積し、その蓄積したエネルギを負荷８へ転流す
る。
【００２７】すなわち、パワースイッチ４がオン状態の
時、漏れインダクタンス３がタップ付インダクタ２のイ
ンダクタンスよりも充分小さいとすれば、電源１から供
給されるエネルギは殆どタップ付インダクタ２に蓄積さ
れる。そして、次にパワースイッチ４がオフ状態になる
と、タップ付インダクタ２に蓄積されたエネルギは、転
流ダイオード５と負荷８と電源１とでできる閉回路ルー
プで放出される。その結果、負荷８の両端の電圧は電源
１の電圧よりも高くなる。
時、漏れインダクタンス３がタップ付インダクタ２のイ
ンダクタンスよりも充分小さいとすれば、電源１から供
給されるエネルギは殆どタップ付インダクタ２に蓄積さ
れる。そして、次にパワースイッチ４がオフ状態になる
と、タップ付インダクタ２に蓄積されたエネルギは、転
流ダイオード５と負荷８と電源１とでできる閉回路ルー
プで放出される。その結果、負荷８の両端の電圧は電源
１の電圧よりも高くなる。
【００２８】ここで、負荷８の両端の電圧はパワースイ
ッチ４のオン状態となっている時間率（デューティサイ
クル）によって変化する。転流ダイオード５は、理想的
であれば、パワースイッチ４がオン状態の時、負荷８
（実際には平滑用のコンデンサ７）からの電流の逆流を
防ぐ役目をする。そして、パワースイッチ４がオフ状態
の時、タップ付インダクタ２に蓄ったエネルギは効率良
く負荷８へ転流する。
ッチ４のオン状態となっている時間率（デューティサイ
クル）によって変化する。転流ダイオード５は、理想的
であれば、パワースイッチ４がオン状態の時、負荷８
（実際には平滑用のコンデンサ７）からの電流の逆流を
防ぐ役目をする。そして、パワースイッチ４がオフ状態
の時、タップ付インダクタ２に蓄ったエネルギは効率良
く負荷８へ転流する。
【００２９】しかし、現実のダイオードには有限の逆回
復時間が存在する。このため、従来の回路（図４
（ａ））ではパワースイッチ４がオン状態になった直後
に図２（ａ）に示されているような過大な逆流電流Ｉが
流れる。すると、この電流がパワースイッチ４のスイッ
チングロスを増大させることになり、効率の低下を招
く。なお、同図中にはパワースイッチ４の電流波形ｉと
電圧波形ｖとが示されている。
復時間が存在する。このため、従来の回路（図４
（ａ））ではパワースイッチ４がオン状態になった直後
に図２（ａ）に示されているような過大な逆流電流Ｉが
流れる。すると、この電流がパワースイッチ４のスイッ
チングロスを増大させることになり、効率の低下を招
く。なお、同図中にはパワースイッチ４の電流波形ｉと
電圧波形ｖとが示されている。
【００３０】そこで、本例では、タップ付インダクタ２
の漏れインダクタンス３をある程度大きくしてやるとそ
のインダクタンスによって、この逆流電流Ｉを制限する
ことができる。おまけにこの漏れインダクタンス３が存
在しているため、パワースイッチ４がオン状態となって
も漏れインダクタンス３を流れる電流が急変できない。
このため、パワースイッチ４を流れる電流は図２（ｂ）
に示されているように、パワースイッチ４の両端の電圧
が充分下がってから徐々に流れ始め、緩やかに立ち上が
る。したがって、パワースイッチ４のオフ状態からオン
状態への切換え時のスイッチングロスは、激減する。
の漏れインダクタンス３をある程度大きくしてやるとそ
のインダクタンスによって、この逆流電流Ｉを制限する
ことができる。おまけにこの漏れインダクタンス３が存
在しているため、パワースイッチ４がオン状態となって
も漏れインダクタンス３を流れる電流が急変できない。
このため、パワースイッチ４を流れる電流は図２（ｂ）
に示されているように、パワースイッチ４の両端の電圧
が充分下がってから徐々に流れ始め、緩やかに立ち上が
る。したがって、パワースイッチ４のオフ状態からオン
状態への切換え時のスイッチングロスは、激減する。
【００３１】さらに、パワースイッチ４がオン状態の期
間に漏れインダクタンス３に蓄えられたエネルギは、パ
ワースイッチ４がオン状態からオフ状態に切換わるスイ
ッチング時に、パワースイッチ４の浮遊容量９を充電す
るために使われる。この時、漏れインダクタンスと浮遊
容量９とで構成される共振回路による共振現象によっ
て、パワースイッチ４の両端の電圧はゆっくり立ち上が
る。したがって、パワースイッチ４のオン状態からオフ
状態の切換え時のスイッチングロスは減少する。
間に漏れインダクタンス３に蓄えられたエネルギは、パ
ワースイッチ４がオン状態からオフ状態に切換わるスイ
ッチング時に、パワースイッチ４の浮遊容量９を充電す
るために使われる。この時、漏れインダクタンスと浮遊
容量９とで構成される共振回路による共振現象によっ
て、パワースイッチ４の両端の電圧はゆっくり立ち上が
る。したがって、パワースイッチ４のオン状態からオフ
状態の切換え時のスイッチングロスは減少する。
【００３２】要するに、タップ付インダクタの漏れイン
ダクタンスとパワースイッチの浮遊容量とによる共振回
路によって、オン・オフ切換え時におけるパワースイッ
チ４の電圧電流波形は局所的に正弦波状に変化する。こ
のため、電圧電流波形に微小な時間差が発生しパワース
イッチのソフトスイッチングが実現される。よって、パ
ワースイッチのスイッチングロスが飛躍的に減少する。
ダクタンスとパワースイッチの浮遊容量とによる共振回
路によって、オン・オフ切換え時におけるパワースイッ
チ４の電圧電流波形は局所的に正弦波状に変化する。こ
のため、電圧電流波形に微小な時間差が発生しパワース
イッチのソフトスイッチングが実現される。よって、パ
ワースイッチのスイッチングロスが飛躍的に減少する。
【００３３】すなわち、パワースイッチの電力損は、パ
ワースイッチ両端の電圧と電流との積である。図２
（ｂ）では電流ｉと電圧ｖとが殆ど交差することはない
ので、電力損が少なくなり、スイッチングロスが減少す
るのである。
ワースイッチ両端の電圧と電流との積である。図２
（ｂ）では電流ｉと電圧ｖとが殆ど交差することはない
ので、電力損が少なくなり、スイッチングロスが減少す
るのである。
【００３４】また、漏れインダクタンス３に蓄えられた
エネルギによってパワースイッチ４の浮遊容量９への充
電が完了した後の余分な電気エネルギは、パワースイッ
チ４の両端電圧の異常な上昇を招く。これが図２（ｂ）
中に符号Ｓで示されており、この電圧上昇はパワースイ
ッチ４に電圧ストレスを与えることになる。
エネルギによってパワースイッチ４の浮遊容量９への充
電が完了した後の余分な電気エネルギは、パワースイッ
チ４の両端電圧の異常な上昇を招く。これが図２（ｂ）
中に符号Ｓで示されており、この電圧上昇はパワースイ
ッチ４に電圧ストレスを与えることになる。
【００３５】そこで、本例では転流ダイオード６をタッ
プ付インダクタ２のタップ出力（すなわち、漏れインダ
クタンス３の一端）と負荷との間に追加接続し、漏れイ
ンダクタンス３に蓄っている余分なエネルギ（符号Ｓ部
分）をこの転流ダイオード６を通して負荷８へ転流して
いる。こうすると、パワースイッチ４の両端電圧は負荷
８の両端の電圧（すなわち、出力電圧）にクランプされ
る。このため、パワースイッチ４の電圧ストレスは軽減
され、かつ漏れインダクタンス３に蓄っていたエネルギ
が負荷に供給されるので、効率がより改善される。
プ付インダクタ２のタップ出力（すなわち、漏れインダ
クタンス３の一端）と負荷との間に追加接続し、漏れイ
ンダクタンス３に蓄っている余分なエネルギ（符号Ｓ部
分）をこの転流ダイオード６を通して負荷８へ転流して
いる。こうすると、パワースイッチ４の両端電圧は負荷
８の両端の電圧（すなわち、出力電圧）にクランプされ
る。このため、パワースイッチ４の電圧ストレスは軽減
され、かつ漏れインダクタンス３に蓄っていたエネルギ
が負荷に供給されるので、効率がより改善される。
【００３６】以上のように、本実施例のスイッチングレ
ギュレータでは、パワースイッチのオン・オフの切換え
時に発生するスイッチングロスを零又は零に近い値にま
で低減し、かつ転流ダイオードを逆流する過大電流を制
限しているのである。また、この逆流電流による電気エ
ネルギを負荷へ放出しているのである。これにより、低
消費電力で高効率なスイッチングレギュレータを実現す
ることができるのである。
ギュレータでは、パワースイッチのオン・オフの切換え
時に発生するスイッチングロスを零又は零に近い値にま
で低減し、かつ転流ダイオードを逆流する過大電流を制
限しているのである。また、この逆流電流による電気エ
ネルギを負荷へ放出しているのである。これにより、低
消費電力で高効率なスイッチングレギュレータを実現す
ることができるのである。
【００３７】さらに、本発明の第２及び第３の実施例に
ついて説明する。
ついて説明する。
【００３８】まず、図３（ａ）は本発明によるスイッチ
ングレギュレータの第２の実施例の構成を示すブロック
図であり、図１及び図４（ｂ）と同等部分は同一符号に
より示されている。上述した第１の実施例（図１）のス
イッチングレギュレータが昇圧型であるのに対し、本実
施例のスイッチングレギュレータは降圧型である。
ングレギュレータの第２の実施例の構成を示すブロック
図であり、図１及び図４（ｂ）と同等部分は同一符号に
より示されている。上述した第１の実施例（図１）のス
イッチングレギュレータが昇圧型であるのに対し、本実
施例のスイッチングレギュレータは降圧型である。
【００３９】図において、パワースイッチ４がオン状態
の期間においては、一次直流電源１、パワースイッチ
４、漏れインダクタンス３、インダクタ２及び負荷８に
よって閉回路が構成される。このとき、漏れインダクタ
ンス３がインダクタ２のインダクタンスよりも充分小さ
いとすれば、電源１から供給されるエネルギは殆どイン
ダクタ２に蓄積される。
の期間においては、一次直流電源１、パワースイッチ
４、漏れインダクタンス３、インダクタ２及び負荷８に
よって閉回路が構成される。このとき、漏れインダクタ
ンス３がインダクタ２のインダクタンスよりも充分小さ
いとすれば、電源１から供給されるエネルギは殆どイン
ダクタ２に蓄積される。
【００４０】一方、パワースイッチ４がオフ状態の期間
においては、転流ダイオード５、インダクタ２及び負荷
８によって閉回路が構成される。つまり、パワースイッ
チ４がオフ状態の期間においては、インダクタ２に蓄積
されたエネルギが負荷８に供給される。その結果、負荷
８の両端の電圧は電源１の電圧よりも低くなる。これに
より本スイッチングレギュレータは、降圧動作を行うこ
とになる。
においては、転流ダイオード５、インダクタ２及び負荷
８によって閉回路が構成される。つまり、パワースイッ
チ４がオフ状態の期間においては、インダクタ２に蓄積
されたエネルギが負荷８に供給される。その結果、負荷
８の両端の電圧は電源１の電圧よりも低くなる。これに
より本スイッチングレギュレータは、降圧動作を行うこ
とになる。
【００４１】また、パワースイッチ４がオン状態の期間
に漏れインダクタンス３に蓄えられたエネルギは、パワ
ースイッチ４がオン状態からオフ状態に切換わるときパ
ワースイッチ４の浮遊容量９を充電するために使われ
る。このとき、漏れインダクタンス３と浮遊容量９とに
よる共振回路の共振現象のために、パワースイッチ４の
両端の電圧はゆっくり立上がる。したがって、パワース
イッチ４のオン状態からオフ状態への切換え時のスイッ
チングロスは減少するのである。
に漏れインダクタンス３に蓄えられたエネルギは、パワ
ースイッチ４がオン状態からオフ状態に切換わるときパ
ワースイッチ４の浮遊容量９を充電するために使われ
る。このとき、漏れインダクタンス３と浮遊容量９とに
よる共振回路の共振現象のために、パワースイッチ４の
両端の電圧はゆっくり立上がる。したがって、パワース
イッチ４のオン状態からオフ状態への切換え時のスイッ
チングロスは減少するのである。
【００４２】さらにまた、漏れインダクタンス３に蓄え
られたエネルギによってパワースイッチ４の浮遊容量９
への充電が完了した後の余分な電気エネルギは、転流ダ
イオード６により、負荷８に転流されることになる。
られたエネルギによってパワースイッチ４の浮遊容量９
への充電が完了した後の余分な電気エネルギは、転流ダ
イオード６により、負荷８に転流されることになる。
【００４３】次に、図３（ｂ）は本発明によるスイッチ
ングレギュレータの第２の実施例の構成を示すブロック
図であり、図４（ｃ）と同等部分は同一符号により示さ
れている。本実施例のスイッチングレギュレータは昇降
圧型である。
ングレギュレータの第２の実施例の構成を示すブロック
図であり、図４（ｃ）と同等部分は同一符号により示さ
れている。本実施例のスイッチングレギュレータは昇降
圧型である。
【００４４】図において、パワースイッチ４がオン状態
の期間においては、一次直流電源１、パワースイッチ
４、漏れインダクタンス３、インダクタ２によって閉回
路が構成される。このとき、漏れインダクタンス３がイ
ンダクタ２のインダクタンスよりも充分小さいとすれ
ば、電源１から供給されるエネルギは殆どインダクタ２
に蓄積される。
の期間においては、一次直流電源１、パワースイッチ
４、漏れインダクタンス３、インダクタ２によって閉回
路が構成される。このとき、漏れインダクタンス３がイ
ンダクタ２のインダクタンスよりも充分小さいとすれ
ば、電源１から供給されるエネルギは殆どインダクタ２
に蓄積される。
【００４５】一方、パワースイッチ４がオフ状態の期間
においては、転流ダイオード５、インダクタ２及び負荷
８によって閉回路が構成される。つまり、パワースイッ
チ４がオフ状態の期間においては、インダクタ２に蓄積
されたエネルギが極性反転されて負荷８に供給される。
においては、転流ダイオード５、インダクタ２及び負荷
８によって閉回路が構成される。つまり、パワースイッ
チ４がオフ状態の期間においては、インダクタ２に蓄積
されたエネルギが極性反転されて負荷８に供給される。
【００４６】また、パワースイッチ４がオン状態の期間
に漏れインダクタンス３に蓄えられたエネルギは、パワ
ースイッチ４がオン状態からオフ状態に切換わるときパ
ワースイッチ４の浮遊容量９を充電するために使われ
る。このとき、漏れインダクタンス３と浮遊容量９とに
よる共振回路の共振現象のために、パワースイッチ４の
両端の電圧はゆっくり立上がる。したがって、パワース
イッチ４のオン状態からオフ状態への切換え時のスイッ
チングロスは減少するのである。
に漏れインダクタンス３に蓄えられたエネルギは、パワ
ースイッチ４がオン状態からオフ状態に切換わるときパ
ワースイッチ４の浮遊容量９を充電するために使われ
る。このとき、漏れインダクタンス３と浮遊容量９とに
よる共振回路の共振現象のために、パワースイッチ４の
両端の電圧はゆっくり立上がる。したがって、パワース
イッチ４のオン状態からオフ状態への切換え時のスイッ
チングロスは減少するのである。
【００４７】さらにまた、漏れインダクタンス３に蓄え
られたエネルギによってパワースイッチ４の浮遊容量９
への充電が完了した後の余分な電気エネルギは、転流ダ
イオード６により、負荷８に転流されることになる。
られたエネルギによってパワースイッチ４の浮遊容量９
への充電が完了した後の余分な電気エネルギは、転流ダ
イオード６により、負荷８に転流されることになる。
【００４８】なお、上述した第２及び第３の実施例にお
いても、漏れインダクタンスがある程度大きな値となる
タップ付きインダクタを用いているが、タップ付きイン
ダクタンスの中間タップに他のインダクタを外付けして
も良いことは明白である。
いても、漏れインダクタンスがある程度大きな値となる
タップ付きインダクタを用いているが、タップ付きイン
ダクタンスの中間タップに他のインダクタを外付けして
も良いことは明白である。
【００４９】また、上述した各実施例では、スイッチン
グ素子としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴをを用いている
が、それ以外のスイッチング素子を用いても良いことは
明らかである。
グ素子としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴをを用いている
が、それ以外のスイッチング素子を用いても良いことは
明らかである。
【００５０】請求項の記載に関連して本発明は更に次の
態様をとりうる。
態様をとりうる。
【００５１】（６）前記スイッチング素子はＮチャネル
ＭＯＳトランジスタであり、その浮遊容量が前記漏れイ
ンダクタンスによる電気エネルギによって充電されるこ
とを特徴とする請求項３〜４のいずれかに記載のスイッ
チングレギュレータ。
ＭＯＳトランジスタであり、その浮遊容量が前記漏れイ
ンダクタンスによる電気エネルギによって充電されるこ
とを特徴とする請求項３〜４のいずれかに記載のスイッ
チングレギュレータ。
【００５２】（７）前記漏れインダクタンスによる電気
エネルギのうち前記浮遊容量の充電に使用されたエネル
ギ以外のエネルギが前記負荷に供給されることを特徴と
する請求項６記載のスイッチングレギュレータ。
エネルギのうち前記浮遊容量の充電に使用されたエネル
ギ以外のエネルギが前記負荷に供給されることを特徴と
する請求項６記載のスイッチングレギュレータ。
【００５３】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、パワース
イッチのオン・オフの切換え時に発生するスイッチング
ロスを零又は零に近い値にまで低減し、かつ転流ダイオ
ードを逆流する過大電流を制限し、またこの逆流電流に
よる電気エネルギを負荷へ放出することにより、低消費
電力で高効率なスイッチングレギュレータを実現するこ
とができるという効果がある。
イッチのオン・オフの切換え時に発生するスイッチング
ロスを零又は零に近い値にまで低減し、かつ転流ダイオ
ードを逆流する過大電流を制限し、またこの逆流電流に
よる電気エネルギを負荷へ放出することにより、低消費
電力で高効率なスイッチングレギュレータを実現するこ
とができるという効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例によるスイッチングレギ
ュレータの構成図である。
ュレータの構成図である。
【図２】図（ａ）は図１のスイッチングレギュレータの
動作を示す波形図、図（ｂ）は従来のスイッチングレギ
ュレータの動作を示す波形図である。
動作を示す波形図、図（ｂ）は従来のスイッチングレギ
ュレータの動作を示す波形図である。
【図３】図（ａ）は本発明の第２の実施例によるスイッ
チングレギュレータの構成図、図（ｂ）は本発明の第３
の実施例によるスイッチングレギュレータの構成図であ
る。
チングレギュレータの構成図、図（ｂ）は本発明の第３
の実施例によるスイッチングレギュレータの構成図であ
る。
【図４】従来のスイッチングレギュレータの構成図であ
り、図（ａ）は昇圧型、図（ｂ）は降圧型、図（ｃ）は
昇降圧型である。
り、図（ａ）は昇圧型、図（ｂ）は降圧型、図（ｃ）は
昇降圧型である。
１ 一次直流電源 ２ インダクタ ３ 漏れインダクタンス ４ パワースイッチ ５、６ 転流ダイオード ７ コンデンサ ８ 負荷
Claims (5)
- 【請求項１】 オンオフ制御されるスイッチング素子
と、このスイッチング素子のオフ期間に閉ループの一部
をなすインダクタとを含み、前記スイッチング素子のオ
ン期間に前記インダクタにエネルギを蓄積し、この蓄積
したエネルギを前記スイッチング素子のオフ期間に負荷
に供給するチョッパ型スイッチングレギュレータであっ
て、前記インダクタは中間タップを有し、この中間タッ
プに前記スイッチング素子が接続されてなることを特徴
とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項２】 前記スイッチング素子は、他のインダク
タを介して前記中間タップに接続されていることを特徴
とする請求項１記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項３】 オンオフ制御されるスイッチング素子
と、このスイッチング素子のオフ期間に閉ループの一部
をなすインダクタとを含み、前記スイッチング素子のオ
ン期間に前記インダクタにエネルギを蓄積し、この蓄積
したエネルギを前記スイッチング素子のオフ期間に負荷
に供給するチョッパ型スイッチングレギュレータであっ
て、前記インダクタは中間タップを有し、この中間タッ
プに接続され前記スイッチング素子のスイッチング動作
時に前記インダクタの漏れインダクタンスによる電気エ
ネルギを前記負荷に供給する転流素子を含むことを特徴
とするスイッチングレギュレータ。 - 【請求項４】 前記転流素子は、他のインダクタを介し
て前記中間タップに接続されていることを特徴とする請
求項３記載のスイッチングレギュレータ。 - 【請求項５】 前記転流素子は、ダイオードであること
を特徴とする請求項３又は４記載のスイッチングレギュ
レータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7080496A JP2918022B2 (ja) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7080496A JP2918022B2 (ja) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09266665A true JPH09266665A (ja) | 1997-10-07 |
| JP2918022B2 JP2918022B2 (ja) | 1999-07-12 |
Family
ID=13442116
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7080496A Expired - Lifetime JP2918022B2 (ja) | 1996-03-27 | 1996-03-27 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2918022B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19808637A1 (de) * | 1998-02-28 | 1999-09-09 | Bosch Gmbh Robert | Gleichspannungs-/Gleichspannungswandler mit einem Transformator und einer Drossel |
| AT409319B (de) * | 2000-11-24 | 2002-07-25 | Johann W Dipl Ing Dr Kolar | Vorrichtung zur verringerung der einschaltverluste eines unidirektionalen dreipunkt-pulsgleichrichtersystems |
| FR2821996A1 (fr) * | 2001-03-09 | 2002-09-13 | St Microelectronics Sa | Circuit a la commutation d'un convertisseur a decoupage |
| US6919713B2 (en) | 2002-10-11 | 2005-07-19 | Rohm Co., Ltd. | Switching power supply unit |
| WO2009157330A1 (ja) * | 2008-06-23 | 2009-12-30 | サンケン電気株式会社 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| WO2009157329A1 (ja) * | 2008-06-23 | 2009-12-30 | サンケン電気株式会社 | スナバ回路付きｄｃ－ｄｃコンバータ |
| JP2010144534A (ja) * | 2008-12-16 | 2010-07-01 | Mitsubishi Electric Corp | 内燃機関の点火装置 |
| US8111053B2 (en) | 2008-07-24 | 2012-02-07 | Sanken Electric Co., Ltd. | DC-DC converter |
| US8368471B2 (en) | 2009-12-29 | 2013-02-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Resonance power generator |
| WO2013136853A1 (ja) * | 2012-03-16 | 2013-09-19 | サンケン電気株式会社 | 双方向ｄｃ－ｄｃコンバータ |
-
1996
- 1996-03-27 JP JP7080496A patent/JP2918022B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19808637A1 (de) * | 1998-02-28 | 1999-09-09 | Bosch Gmbh Robert | Gleichspannungs-/Gleichspannungswandler mit einem Transformator und einer Drossel |
| AT409319B (de) * | 2000-11-24 | 2002-07-25 | Johann W Dipl Ing Dr Kolar | Vorrichtung zur verringerung der einschaltverluste eines unidirektionalen dreipunkt-pulsgleichrichtersystems |
| FR2821996A1 (fr) * | 2001-03-09 | 2002-09-13 | St Microelectronics Sa | Circuit a la commutation d'un convertisseur a decoupage |
| WO2002073783A3 (fr) * | 2001-03-09 | 2002-12-05 | St Microelectronics Sa | Circuit d'aide a la commutation d'un convertisseur a decoupage |
| US6987379B2 (en) | 2001-03-09 | 2006-01-17 | Stmicroelectronics S.A. | Auxiliary switching circuit for a chopping converter |
| US6919713B2 (en) | 2002-10-11 | 2005-07-19 | Rohm Co., Ltd. | Switching power supply unit |
| WO2009157330A1 (ja) * | 2008-06-23 | 2009-12-30 | サンケン電気株式会社 | Ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| WO2009157329A1 (ja) * | 2008-06-23 | 2009-12-30 | サンケン電気株式会社 | スナバ回路付きｄｃ－ｄｃコンバータ |
| US8368364B2 (en) | 2008-06-23 | 2013-02-05 | Sanken Electric Co., Ltd. | DC-DC converter with snubber circuit |
| US8111053B2 (en) | 2008-07-24 | 2012-02-07 | Sanken Electric Co., Ltd. | DC-DC converter |
| JP2010144534A (ja) * | 2008-12-16 | 2010-07-01 | Mitsubishi Electric Corp | 内燃機関の点火装置 |
| US8368471B2 (en) | 2009-12-29 | 2013-02-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Resonance power generator |
| WO2013136853A1 (ja) * | 2012-03-16 | 2013-09-19 | サンケン電気株式会社 | 双方向ｄｃ－ｄｃコンバータ |
| JP2013198210A (ja) * | 2012-03-16 | 2013-09-30 | Sanken Electric Co Ltd | 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| US9570981B2 (en) | 2012-03-16 | 2017-02-14 | Sanken Electric Co., Ltd. | Bidirectional DC-DC converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2918022B2 (ja) | 1999-07-12 |
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